JP2000031889A - スペクトラム拡散通信方式の移動通信端末 - Google Patents
スペクトラム拡散通信方式の移動通信端末Info
- Publication number
- JP2000031889A JP2000031889A JP19687098A JP19687098A JP2000031889A JP 2000031889 A JP2000031889 A JP 2000031889A JP 19687098 A JP19687098 A JP 19687098A JP 19687098 A JP19687098 A JP 19687098A JP 2000031889 A JP2000031889 A JP 2000031889A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- received
- mobile communication
- signals
- path
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
- H04B1/7117—Selection, re-selection, allocation or re-allocation of paths to fingers, e.g. timing offset control of allocated fingers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 移動通信端末を人体の頭部近くで使用したと
きの回線品質の低下を抑える。 【解決手段】 受信波の相互相関が小さくなるように複
数のアンテナ１，６を配置し、これらの複数のアンテナ
で受信した信号を入力し、各受信信号の時間差が少なく
とも拡散符号の１チップ時間以上になるように受信信号
を遅延手段５，９により遅延して、各受信信号が相互干
渉しないようにした後に合成手段１０により合成し、こ
の合成手段の出力信号をレイク受信手段１２に入力する
ようにして、人体近接使用時におけるアンテナの指向性
により、遅延分散の広がりの減少を防いで、レイク受信
によるパスダイバーシチ利得の低下を抑える。
きの回線品質の低下を抑える。 【解決手段】 受信波の相互相関が小さくなるように複
数のアンテナ１，６を配置し、これらの複数のアンテナ
で受信した信号を入力し、各受信信号の時間差が少なく
とも拡散符号の１チップ時間以上になるように受信信号
を遅延手段５，９により遅延して、各受信信号が相互干
渉しないようにした後に合成手段１０により合成し、こ
の合成手段の出力信号をレイク受信手段１２に入力する
ようにして、人体近接使用時におけるアンテナの指向性
により、遅延分散の広がりの減少を防いで、レイク受信
によるパスダイバーシチ利得の低下を抑える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
通信方式の移動通信端末の技術に属し、特に符号分割多
重（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access ）方式
のディジタル携帯電話あるいは自動車電話システムの移
動通信端末などであって、レイク受信回路を備えたもの
に属する。
通信方式の移動通信端末の技術に属し、特に符号分割多
重（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access ）方式
のディジタル携帯電話あるいは自動車電話システムの移
動通信端末などであって、レイク受信回路を備えたもの
に属する。
【０００２】
【従来の技術】ＣＤＭＡ方式に用いられるスペクトラム
拡散通信方式は、固定局である基地局から、高周波の搬
送波により変調した情報信号をパイロットＰＮ(Pseudo
Noise：擬似雑音)符号と称する拡散符号により更にスペ
クトル拡散変調して送信し、携帯電話等の移動通信端末
は受信信号を基地局側で拡散に使用したＰＮ符号と同じ
拡散符号で復調し、拡散されていた情報信号を逆拡散し
て元の情報信号を得るようにしている。
拡散通信方式は、固定局である基地局から、高周波の搬
送波により変調した情報信号をパイロットＰＮ(Pseudo
Noise：擬似雑音)符号と称する拡散符号により更にスペ
クトル拡散変調して送信し、携帯電話等の移動通信端末
は受信信号を基地局側で拡散に使用したＰＮ符号と同じ
拡散符号で復調し、拡散されていた情報信号を逆拡散し
て元の情報信号を得るようにしている。
【０００３】一方、このような移動通信端末に受信され
る電波は、一般に、建物などで反射及び回折されて、様
々な経路を経て伝播した電波が重なったものとなり、一
般にマルチパスと称されている。このようなマルチパス
の場合、受信信号の位相の関係によって相互に干渉し合
い、利得が低下して受信信号電力Ｓと雑音電力Ｎとの比
(以下、Ｓ／Ｎ比という。)が低下するという問題があ
る。
る電波は、一般に、建物などで反射及び回折されて、様
々な経路を経て伝播した電波が重なったものとなり、一
般にマルチパスと称されている。このようなマルチパス
の場合、受信信号の位相の関係によって相互に干渉し合
い、利得が低下して受信信号電力Ｓと雑音電力Ｎとの比
(以下、Ｓ／Ｎ比という。)が低下するという問題があ
る。
【０００４】このような問題を解決する方法として、特
開平７−２３１２７８号公報には、上述のＳ／Ｎ比を改
善するため、レイク受信を用いたパスダイバーシチが提
案されている。すなわち、マルチパスの数に応じて複数
の逆拡散手段及び復調手段を設け、拡散チップの単位時
間以上に伝播時間の異なるマルチパスを分離し、それぞ
れの逆拡散手段により逆拡散処理するようにしている。
つまり、マルチパスを複数の逆拡散手段に割り当て、そ
れぞれの逆拡散手段は割り当てられたパスに対応する位
相のレプリカＰＮ符号を用いて逆拡散処理するようにし
ている。そして、分離して逆拡散処理された複数の受信
信号を、それぞれ復調手段により復調し、復調された受
信信号の位相（時間的ずれ）を一致させた後に合成し
て、利得の高い受信信号を得るようにしている。このよ
うな逆拡散手段と復調手段の一組みを、一般にレイクフ
ィンガと称し、そのフィンガ数はシステムの伝播路の遅
延分散の広がり応じて選ばれる。
開平７−２３１２７８号公報には、上述のＳ／Ｎ比を改
善するため、レイク受信を用いたパスダイバーシチが提
案されている。すなわち、マルチパスの数に応じて複数
の逆拡散手段及び復調手段を設け、拡散チップの単位時
間以上に伝播時間の異なるマルチパスを分離し、それぞ
れの逆拡散手段により逆拡散処理するようにしている。
つまり、マルチパスを複数の逆拡散手段に割り当て、そ
れぞれの逆拡散手段は割り当てられたパスに対応する位
相のレプリカＰＮ符号を用いて逆拡散処理するようにし
ている。そして、分離して逆拡散処理された複数の受信
信号を、それぞれ復調手段により復調し、復調された受
信信号の位相（時間的ずれ）を一致させた後に合成し
て、利得の高い受信信号を得るようにしている。このよ
うな逆拡散手段と復調手段の一組みを、一般にレイクフ
ィンガと称し、そのフィンガ数はシステムの伝播路の遅
延分散の広がり応じて選ばれる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、携帯電話や
自動車電話のような移動通信端末は、通常、受話器を耳
に当てて、つまり頭部近辺に保持して使用することか
ら、人体頭部により電波の伝播が遮られ、結果的にアン
テナは指向性を有することになる。
自動車電話のような移動通信端末は、通常、受話器を耳
に当てて、つまり頭部近辺に保持して使用することか
ら、人体頭部により電波の伝播が遮られ、結果的にアン
テナは指向性を有することになる。
【０００６】特開平７−２３１２７８号公報に記載のよ
うに、マルチパスを逆拡散処理していくつかのパスに分
離してレイク受信する場合、高いパスダイバーシチ利得
を得るためには、伝播長の違いによる受信波の遅延時間
の差が、十分な広がりで分散していることが前提とな
る。つまり、伝播路長が大きく異なるパスを受信するこ
とが必要であり、そのためには、様々な方向から到来す
る電波を受信することが重要である。
うに、マルチパスを逆拡散処理していくつかのパスに分
離してレイク受信する場合、高いパスダイバーシチ利得
を得るためには、伝播長の違いによる受信波の遅延時間
の差が、十分な広がりで分散していることが前提とな
る。つまり、伝播路長が大きく異なるパスを受信するこ
とが必要であり、そのためには、様々な方向から到来す
る電波を受信することが重要である。
【０００７】しかし、受話器を頭部近辺に保持して使用
する場合は、受信波の到来方向が限られてしまうので、
パス経路の相違による受信波の遅延分散の広がりが十分
なものとならず、レイク受信による利得を高くすること
ができない。
する場合は、受信波の到来方向が限られてしまうので、
パス経路の相違による受信波の遅延分散の広がりが十分
なものとならず、レイク受信による利得を高くすること
ができない。
【０００８】このような場合、従来、受信信号がほぼ無
相関となるように２つのアンテナを配置し、それらのア
ンテナより受信されるスペクトラム拡散信号の受信レベ
ルが高い方を選択するダイバーシティ方式が知られてい
る。また、更にＳ／Ｎ比を改善するため、特開平７−８
７０５７号公報に、２つのアンテナより受信されるスペ
クトラム拡散信号の一方を遅延させて合成することによ
り、マルチパスの影響を低減させるダイバーシティ方式
が提案されている。つまり、一方のアンテナより受信さ
れるスペクトラム拡散信号をＰＮ符号の１チップ長以上
（例えば、４チップ長）遅延させて、２つのアンテナの
受信信号を合成することにより２つの受信信号の干渉を
防ぎ、その合成受信信号を逆拡散処理した後、拡散処理
した信号とその信号を前記遅延時間と同じ時間遅延させ
た信号とを合成することにより高い利得を得ることが提
案されている。
相関となるように２つのアンテナを配置し、それらのア
ンテナより受信されるスペクトラム拡散信号の受信レベ
ルが高い方を選択するダイバーシティ方式が知られてい
る。また、更にＳ／Ｎ比を改善するため、特開平７−８
７０５７号公報に、２つのアンテナより受信されるスペ
クトラム拡散信号の一方を遅延させて合成することによ
り、マルチパスの影響を低減させるダイバーシティ方式
が提案されている。つまり、一方のアンテナより受信さ
れるスペクトラム拡散信号をＰＮ符号の１チップ長以上
（例えば、４チップ長）遅延させて、２つのアンテナの
受信信号を合成することにより２つの受信信号の干渉を
防ぎ、その合成受信信号を逆拡散処理した後、拡散処理
した信号とその信号を前記遅延時間と同じ時間遅延させ
た信号とを合成することにより高い利得を得ることが提
案されている。
【０００９】しかしながら、高周波信号を遅延させる手
段について具体的な界磁がなされていない。数チップ遅
らせるための遅延時間は、現行システムで数マイクロ秒
必要である。高周波信号を遅らせるための一般的な遅延
線を用いると、数マイクロ秒遅らせるには非常に長くな
ってしまうので、小型化が要求されている移動端末では
問題となる。
段について具体的な界磁がなされていない。数チップ遅
らせるための遅延時間は、現行システムで数マイクロ秒
必要である。高周波信号を遅らせるための一般的な遅延
線を用いると、数マイクロ秒遅らせるには非常に長くな
ってしまうので、小型化が要求されている移動端末では
問題となる。
【００１０】本発明は、スペクトラム拡散通信方式の移
動通信端末を人体の頭部近くで使用したときの回線品質
（通話品質）の低下を抑え、さらに移動端末の容量の増
大を抑えることを課題とする。
動通信端末を人体の頭部近くで使用したときの回線品質
（通話品質）の低下を抑え、さらに移動端末の容量の増
大を抑えることを課題とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の課題は、次の手
段により解決することができる。すなわち、拡散符号に
よりスペクトラム拡散されたマルチパス信号を、複数の
逆拡散手段により伝播遅延時間の異なる複数のパス信号
に分離し、分離した各パス信号を復調し、復調した各パ
ス信号の時間軸を合わせて合成するレイク受信手段を備
えたスペクトラム拡散通信方式の移動通信端末におい
て、受信波の相互相関が小さくなるように複数のアンテ
ナを配置し、これらの複数のアンテナで受信した信号を
入力し、各受信信号の時間差が少なくとも前記拡散符号
の１チップ時間以上になるように受信信号を遅延手段に
より遅延し、この遅延手段から出力される各受信信号を
合成手段により合成し、この合成手段の出力信号をレイ
ク受信手段に入力することを特徴とする。
段により解決することができる。すなわち、拡散符号に
よりスペクトラム拡散されたマルチパス信号を、複数の
逆拡散手段により伝播遅延時間の異なる複数のパス信号
に分離し、分離した各パス信号を復調し、復調した各パ
ス信号の時間軸を合わせて合成するレイク受信手段を備
えたスペクトラム拡散通信方式の移動通信端末におい
て、受信波の相互相関が小さくなるように複数のアンテ
ナを配置し、これらの複数のアンテナで受信した信号を
入力し、各受信信号の時間差が少なくとも前記拡散符号
の１チップ時間以上になるように受信信号を遅延手段に
より遅延し、この遅延手段から出力される各受信信号を
合成手段により合成し、この合成手段の出力信号をレイ
ク受信手段に入力することを特徴とする。
【００１２】このようにすることにより、複数のアンテ
ナで受信された受信信号は、遅延手段によってそれぞれ
の受信信号が遅延され、各受信信号相互の時間差が拡散
符号の１チップ時間以上に時間軸上で分散される。この
ように、拡散符号の１チップ時間以上の時間差に遅延分
散されることにより、各アンテナで受信された受信信号
間には相関がなくなり、あるいは相関が小さくなる。そ
のため、各アンテナで受信された複数の受信信号を、高
周波レベルで単純に加算合成しても、相互干渉による信
号の減衰を受けることなく、レイク受信手段に適した遅
延分散信号に合成することがでる。したがって、移動通
信端末を人体の頭部近くで使用したときであっても、複
数のアンテナにより受信された受信信号からレイク受信
手段の特徴であるダイバーシティ利得の高い合成受信信
号を得ることができ、回線品質の低下を抑えることがで
きる。
ナで受信された受信信号は、遅延手段によってそれぞれ
の受信信号が遅延され、各受信信号相互の時間差が拡散
符号の１チップ時間以上に時間軸上で分散される。この
ように、拡散符号の１チップ時間以上の時間差に遅延分
散されることにより、各アンテナで受信された受信信号
間には相関がなくなり、あるいは相関が小さくなる。そ
のため、各アンテナで受信された複数の受信信号を、高
周波レベルで単純に加算合成しても、相互干渉による信
号の減衰を受けることなく、レイク受信手段に適した遅
延分散信号に合成することがでる。したがって、移動通
信端末を人体の頭部近くで使用したときであっても、複
数のアンテナにより受信された受信信号からレイク受信
手段の特徴であるダイバーシティ利得の高い合成受信信
号を得ることができ、回線品質の低下を抑えることがで
きる。
【００１３】さらに、遅延手段としては、受信信号を機
械的振動である弾性表面波信号に変換して遅延させる公
知の弾性表面波フィルタを用いる。つまり、拡散チップ
単位の極めて短い遅延時間を与える場合、遅延線を用い
ると膨大な大きさになってしまうが、弾性表面波フィル
タによれば小型で実現できる。この場合、弾性表面波フ
ィルタの入力電極と出力電極との間隔によって、遅延時
間を調整、設定することができる。
械的振動である弾性表面波信号に変換して遅延させる公
知の弾性表面波フィルタを用いる。つまり、拡散チップ
単位の極めて短い遅延時間を与える場合、遅延線を用い
ると膨大な大きさになってしまうが、弾性表面波フィル
タによれば小型で実現できる。この場合、弾性表面波フ
ィルタの入力電極と出力電極との間隔によって、遅延時
間を調整、設定することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図を用
いて説明する。図１は、本発明の実施例の移動通信端末
の構成を説明する図である。図１に示すように、通常の
送受信共用アンテナ１の他に、移動通信端末に内蔵させ
て受信専用の内臓受信アンテナ６が設けられている。送
受信共用アンテナ１は送信波と受信波を分離する分波器
２に接続されている。分波器２により分離された送受信
共用アンテナ２の受信波Ｓ1と、内臓受信アンテナ６の
受信波Ｓ2は、それぞれ誘電体フィルタ３，７を通して
低雑音増幅器(以下、ＬＮＡと称する。)４，８に入力さ
れる。ＬＮＡ４，８により増幅された受信波Ｓ1，Ｓ
2は、それぞれ弾性表面波フィルタ(以下、ＳＡＷフィル
タと称する。)５，９に入力され、それぞれ予め設定さ
れた遅延時間τ1、τ2遅延される。遅延された受信波Ｓ
1（τ1）、Ｓ2（τ2）は、合成器１０に入力されて加算
合成される。この合成器１０は、高周波信号のままで合
成する。高周波合成された合成器１０の出力は、中間周
波数(ＩＦ)受信回路１１に入力され、ここにおいて周波
数変換された後、チャネル選択度を得るためのフィルタ
処理及び増幅がなされ、さらに直交検波されて拡散帯域
の信号が得られる。ＩＦ受信回路１１で得られた拡散帯
域の信号は、アナログ／ディジタル変換されてレイク受
信回路１２に入力される。レイク受信回路１２では、遅
延時間差（τ1−τ2）を有する２つの受信信号Ｓ
1（τ1）、Ｓ2（τ2）を逆拡散手段によって分離した後
に復調し、復調した受信信号を合成して判定データをベ
ースバンド部１３へ出力する。ベースバンド部１３は判
定データに誤り訂正を施し、音声符号の復号化を行い音
声出力部１４へ出力する。また、音声入力部１５からの
音声信号は、ベースバンド部１３において音声符号化を
行い誤り訂正符号を付加し、拡散変調回路１６へ入力す
る。拡散変調回路１６ではチャネルの直交化及びスペク
トラム拡散等を行い、送信変調信号を送信回路１７へ出
力する。送信回路１７では、変調信号でキャリア変調を
行なった後に電力増幅をし、増幅した送信出力を分波器
２を経由して送受信共用アンテナ１から送信する。
いて説明する。図１は、本発明の実施例の移動通信端末
の構成を説明する図である。図１に示すように、通常の
送受信共用アンテナ１の他に、移動通信端末に内蔵させ
て受信専用の内臓受信アンテナ６が設けられている。送
受信共用アンテナ１は送信波と受信波を分離する分波器
２に接続されている。分波器２により分離された送受信
共用アンテナ２の受信波Ｓ1と、内臓受信アンテナ６の
受信波Ｓ2は、それぞれ誘電体フィルタ３，７を通して
低雑音増幅器(以下、ＬＮＡと称する。)４，８に入力さ
れる。ＬＮＡ４，８により増幅された受信波Ｓ1，Ｓ
2は、それぞれ弾性表面波フィルタ(以下、ＳＡＷフィル
タと称する。)５，９に入力され、それぞれ予め設定さ
れた遅延時間τ1、τ2遅延される。遅延された受信波Ｓ
1（τ1）、Ｓ2（τ2）は、合成器１０に入力されて加算
合成される。この合成器１０は、高周波信号のままで合
成する。高周波合成された合成器１０の出力は、中間周
波数(ＩＦ)受信回路１１に入力され、ここにおいて周波
数変換された後、チャネル選択度を得るためのフィルタ
処理及び増幅がなされ、さらに直交検波されて拡散帯域
の信号が得られる。ＩＦ受信回路１１で得られた拡散帯
域の信号は、アナログ／ディジタル変換されてレイク受
信回路１２に入力される。レイク受信回路１２では、遅
延時間差（τ1−τ2）を有する２つの受信信号Ｓ
1（τ1）、Ｓ2（τ2）を逆拡散手段によって分離した後
に復調し、復調した受信信号を合成して判定データをベ
ースバンド部１３へ出力する。ベースバンド部１３は判
定データに誤り訂正を施し、音声符号の復号化を行い音
声出力部１４へ出力する。また、音声入力部１５からの
音声信号は、ベースバンド部１３において音声符号化を
行い誤り訂正符号を付加し、拡散変調回路１６へ入力す
る。拡散変調回路１６ではチャネルの直交化及びスペク
トラム拡散等を行い、送信変調信号を送信回路１７へ出
力する。送信回路１７では、変調信号でキャリア変調を
行なった後に電力増幅をし、増幅した送信出力を分波器
２を経由して送受信共用アンテナ１から送信する。
【００１５】次に、本発明に係る特徴部について詳細に
説明する。本実施の形態の移動通信端末は、ＣＤＭＡ方
式のセルラー携帯電話であり、レイク受信のパスダイバ
ーシチ利得が十分得られるようにしたことを特徴とす
る。まず、送受信共用アンテナ１と内蔵受信アンテナ６
は、受信波の相関が小さくなる関係に配置し、これら２
つのアンテナから受信して得られた信号を、レイク受信
回路１２によって合成することにより、Ｓ／Ｎ比を改善
することを特徴とする。
説明する。本実施の形態の移動通信端末は、ＣＤＭＡ方
式のセルラー携帯電話であり、レイク受信のパスダイバ
ーシチ利得が十分得られるようにしたことを特徴とす
る。まず、送受信共用アンテナ１と内蔵受信アンテナ６
は、受信波の相関が小さくなる関係に配置し、これら２
つのアンテナから受信して得られた信号を、レイク受信
回路１２によって合成することにより、Ｓ／Ｎ比を改善
することを特徴とする。
【００１６】一般に、合成ダイバーシチは、合成する受
信段階に応じて、アンテナ合成、高周波合成、ＩＦ合
成、検波後合成などが考えられる。しかし、信号の周波
数帯域が高くなるにしたがい、合成位相を正確に制御す
ることが困難になる。つまり、合成する受信信号が互い
に逆位相にあれば打ち消し合い、Ｓ／Ｎ比が逆に低下し
てしまう。ここで、図１の合成器１０は、レイク受信の
ために予備的に挿入されたものであり、合成器１０にお
いては受信信号の位相の調整又は制御は行なわない。こ
のため、合成器１０に入力される高周波の２つの受信信
号の位相及び変調成分が互いに無相関となるように、Ｓ
ＡＷフィルタ５，９を設けて、２つの受信波を互いに無
相関にした後、合成器１０において合成するようにした
ことに特徴がある。以下、この特徴について、信号の流
れに従って説明する。
信段階に応じて、アンテナ合成、高周波合成、ＩＦ合
成、検波後合成などが考えられる。しかし、信号の周波
数帯域が高くなるにしたがい、合成位相を正確に制御す
ることが困難になる。つまり、合成する受信信号が互い
に逆位相にあれば打ち消し合い、Ｓ／Ｎ比が逆に低下し
てしまう。ここで、図１の合成器１０は、レイク受信の
ために予備的に挿入されたものであり、合成器１０にお
いては受信信号の位相の調整又は制御は行なわない。こ
のため、合成器１０に入力される高周波の２つの受信信
号の位相及び変調成分が互いに無相関となるように、Ｓ
ＡＷフィルタ５，９を設けて、２つの受信波を互いに無
相関にした後、合成器１０において合成するようにした
ことに特徴がある。以下、この特徴について、信号の流
れに従って説明する。
【００１７】送受信共用アンテナ１で受信した信号は、
分波器２を介し受信周波数帯域を通過させる誘電体フィ
ルタ３へ入力される。誘電体フィルタ３は、後段のＬＮ
Ａ４を飽和させないように、挿入したフィルタでやや揺
るやかな帯域制限を行なう。ＬＮＡ４は、雑音指数の小
さい増幅器で、増幅した受信信号を、受信帯域フィルタ
であるＳＡＷフィルタ５に入力する。同様に、内蔵受信
アンテナ６で受信された信号は、誘電体フィルタ７とＬ
ＮＡ８を経由してＳＡＷフィルタ９に入力される。そし
て、２つのＳＡＷフィルタ５，９を通過したそれぞれの
受信信号は合成器１０へ入力される。
分波器２を介し受信周波数帯域を通過させる誘電体フィ
ルタ３へ入力される。誘電体フィルタ３は、後段のＬＮ
Ａ４を飽和させないように、挿入したフィルタでやや揺
るやかな帯域制限を行なう。ＬＮＡ４は、雑音指数の小
さい増幅器で、増幅した受信信号を、受信帯域フィルタ
であるＳＡＷフィルタ５に入力する。同様に、内蔵受信
アンテナ６で受信された信号は、誘電体フィルタ７とＬ
ＮＡ８を経由してＳＡＷフィルタ９に入力される。そし
て、２つのＳＡＷフィルタ５，９を通過したそれぞれの
受信信号は合成器１０へ入力される。
【００１８】ＳＡＷフィルタ５，９は、同じ通過帯域幅
を有する受信フィルタであると同時に、入力信号に対し
て異なる遅延時間を与える遅延手段として機能すること
に特徴がある。ここでは、図１に示すように、ＳＡＷフ
ィルタ９の遅延時間をτ1、ＳＡＷフィルタ５の遅延時
間をτ2に設定している。ＳＡＷフィルタ５及び９の出
力が、位相及び変調成分に関して互いに無相関として扱
えるためには、それぞれの遅延時間τ1とτ2の時間差
を、次のように設定する必要がある。
を有する受信フィルタであると同時に、入力信号に対し
て異なる遅延時間を与える遅延手段として機能すること
に特徴がある。ここでは、図１に示すように、ＳＡＷフ
ィルタ９の遅延時間をτ1、ＳＡＷフィルタ５の遅延時
間をτ2に設定している。ＳＡＷフィルタ５及び９の出
力が、位相及び変調成分に関して互いに無相関として扱
えるためには、それぞれの遅延時間τ1とτ2の時間差
を、次のように設定する必要がある。
【００１９】すなわち、ＣＤＭＡ方式の場合、２つの受
信波が、拡散チップ時間以上ずれていれば、位相及び変
調成分に関して互いに無相関として扱える。代表的なシ
ステムの場合、拡散レートは1.2288メガチップ毎秒であ
るから、拡散チップ時間は約814ナノ秒となる。
信波が、拡散チップ時間以上ずれていれば、位相及び変
調成分に関して互いに無相関として扱える。代表的なシ
ステムの場合、拡散レートは1.2288メガチップ毎秒であ
るから、拡散チップ時間は約814ナノ秒となる。
【００２０】一方、高周波信号に、上記のようなマイク
ロ秒程度の遅延時間を与える場合、遅延線を使用すると
膨大なサイズとなる。この点、ＳＡＷフィルタの場合
は、一旦音速に変換して遅延させることができるため、
小型な遅延手段として用いることができる。このＳＡＷ
フィルタについて図２を用いて説明する。図において、
（Ａ）はＳＡＷフィルタ９を、（Ｂ）はＳＡＷフィルタ
５を示し、符号９００、５００は入力端子、符号９０
１、５０１は入力電極、符号９０２、５０２は出力電
極、符号９０３、５０３は出力端子、符号９０４、５０
４は圧電基板である。このように構成されるＳＡＷフィ
ルタ５，９においては、入力電極９０１（又は５０１）
部で電圧信号が音波信号に変換され、その音波が出力電
極９０２（又は５０２）に伝播する。そして、出力電極
９０２（又は５０２）部で音波信号が電圧信号に逆変換
される。
ロ秒程度の遅延時間を与える場合、遅延線を使用すると
膨大なサイズとなる。この点、ＳＡＷフィルタの場合
は、一旦音速に変換して遅延させることができるため、
小型な遅延手段として用いることができる。このＳＡＷ
フィルタについて図２を用いて説明する。図において、
（Ａ）はＳＡＷフィルタ９を、（Ｂ）はＳＡＷフィルタ
５を示し、符号９００、５００は入力端子、符号９０
１、５０１は入力電極、符号９０２、５０２は出力電
極、符号９０３、５０３は出力端子、符号９０４、５０
４は圧電基板である。このように構成されるＳＡＷフィ
ルタ５，９においては、入力電極９０１（又は５０１）
部で電圧信号が音波信号に変換され、その音波が出力電
極９０２（又は５０２）に伝播する。そして、出力電極
９０２（又は５０２）部で音波信号が電圧信号に逆変換
される。
【００２１】各ＳＡＷフィルタ５，９の伝達関数は、入
力電極９０１（又は５０１）のパタンのインパルス応答
と、出力電極９０２（又は５０２）のパタンのインパル
ス応答の畳み込みによって決定する。そして、その遅延
時間は入力電極９０１（又は５０１）に加わった電気信
号により圧電基板９０４（又は５０４）の表面に生じた
歪みが、出力電極９０２（又は５０２）に伝播するのに
要する時間によって決まる。この音速の値は、圧電基板
９０４（又は５０４）が水晶の場合約3000メートル毎秒
である。したがって、マイクロ秒の遅延時間差を与える
ためには、３ミリ程度の物理長の違いを与えればよい。
本例では、拡散チップ時間長の数倍程度の遅延時間を与
えるものとする。遅延時間τ1、τ2は、入力電極９０１
（又は５０１）と出力電極９０２（又は５０２）の中心
間距離を調整することにより行う。
力電極９０１（又は５０１）のパタンのインパルス応答
と、出力電極９０２（又は５０２）のパタンのインパル
ス応答の畳み込みによって決定する。そして、その遅延
時間は入力電極９０１（又は５０１）に加わった電気信
号により圧電基板９０４（又は５０４）の表面に生じた
歪みが、出力電極９０２（又は５０２）に伝播するのに
要する時間によって決まる。この音速の値は、圧電基板
９０４（又は５０４）が水晶の場合約3000メートル毎秒
である。したがって、マイクロ秒の遅延時間差を与える
ためには、３ミリ程度の物理長の違いを与えればよい。
本例では、拡散チップ時間長の数倍程度の遅延時間を与
えるものとする。遅延時間τ1、τ2は、入力電極９０１
（又は５０１）と出力電極９０２（又は５０２）の中心
間距離を調整することにより行う。
【００２２】ＳＡＷフィルタ５，９によって遅延された
受信信号Ｓ1（τ1）、Ｓ2（τ2）は、拡散チップ時間以
上の時間差（τ1−τ2）を有するから、合成器１０によ
りインピーダンス整合を取って単純に加算合成しても、
それらの受信信号Ｓ1（τ1）、Ｓ2（τ2）は干渉するこ
となく合成できる。このようにして合成された合成器１
０の出力は、ＩＦ受信回路１１において拡散帯域の信号
｛Ｓ1’（τ1）、Ｓ2’（τ2）｝に変換され、さらにア
ナログ／ディジタル変換されてレイク受信回路１２に入
力される。レイク受信回路１２では、遅延時間差（τ1
−τ2）を有する２つの受信信号Ｓ1’（τ1）、Ｓ2’
（τ2）を逆拡散手段によって分離した後に復調し、復
調した受信信号を合成し、前記述したように判定データ
をベースバンド部１３へ出力する。
受信信号Ｓ1（τ1）、Ｓ2（τ2）は、拡散チップ時間以
上の時間差（τ1−τ2）を有するから、合成器１０によ
りインピーダンス整合を取って単純に加算合成しても、
それらの受信信号Ｓ1（τ1）、Ｓ2（τ2）は干渉するこ
となく合成できる。このようにして合成された合成器１
０の出力は、ＩＦ受信回路１１において拡散帯域の信号
｛Ｓ1’（τ1）、Ｓ2’（τ2）｝に変換され、さらにア
ナログ／ディジタル変換されてレイク受信回路１２に入
力される。レイク受信回路１２では、遅延時間差（τ1
−τ2）を有する２つの受信信号Ｓ1’（τ1）、Ｓ2’
（τ2）を逆拡散手段によって分離した後に復調し、復
調した受信信号を合成し、前記述したように判定データ
をベースバンド部１３へ出力する。
【００２３】次に、本実施の形態のレイク受信回路１２
の構成について、さらに詳しく説明する。まず、基本的
に、ＣＤＭＡ方式の移動端末においては、基地局からの
信号を受信する際、スペクトラム拡散された信号を逆拡
散して元の信号を復調する処理が必要となる。そのた
め、拡散符号であるパイロットＰＮ符号の位相を基地局
側に一致させて逆拡散処理するために、パイロットＰＮ
符号の同期処理が必要となる。この同期処理は、同期捕
捉と同期保持の２段階に分けられる。一般に、同期捕捉
は相関演算に基づくもので、レプリカＰＮ符号を拡散チ
ップ単位にシフトさせつつ、受信信号との乗算を行な
い、その積分値がしきい値以上となるかを判定する処理
となる。レプリカＰＮ符号と基地局側のＰＮ符号が同期
していない場合には、積分値にピークが発生しないの
で、レプリカＰＮ符号の位相を換えて探索が継続され
る。その積分範囲は、例えばディジタル位相変調の１シ
ンボル区間であり、１シンボルあたりの拡散チップ数が
プロセスゲインとして得る値となる。代表的なＣＤＭＡ
方式では、例えば６４である。また、パイロットＰＮ符
号の符号長は２の１５乗で３２７６８になるから、この
位相空間を探索するためには、初期捕捉の高速化が要求
される。一方、同期保持は、拡散チップ同期を捕捉した
後、チップ内位相での同期を維持する処理である。
の構成について、さらに詳しく説明する。まず、基本的
に、ＣＤＭＡ方式の移動端末においては、基地局からの
信号を受信する際、スペクトラム拡散された信号を逆拡
散して元の信号を復調する処理が必要となる。そのた
め、拡散符号であるパイロットＰＮ符号の位相を基地局
側に一致させて逆拡散処理するために、パイロットＰＮ
符号の同期処理が必要となる。この同期処理は、同期捕
捉と同期保持の２段階に分けられる。一般に、同期捕捉
は相関演算に基づくもので、レプリカＰＮ符号を拡散チ
ップ単位にシフトさせつつ、受信信号との乗算を行な
い、その積分値がしきい値以上となるかを判定する処理
となる。レプリカＰＮ符号と基地局側のＰＮ符号が同期
していない場合には、積分値にピークが発生しないの
で、レプリカＰＮ符号の位相を換えて探索が継続され
る。その積分範囲は、例えばディジタル位相変調の１シ
ンボル区間であり、１シンボルあたりの拡散チップ数が
プロセスゲインとして得る値となる。代表的なＣＤＭＡ
方式では、例えば６４である。また、パイロットＰＮ符
号の符号長は２の１５乗で３２７６８になるから、この
位相空間を探索するためには、初期捕捉の高速化が要求
される。一方、同期保持は、拡散チップ同期を捕捉した
後、チップ内位相での同期を維持する処理である。
【００２４】図３は、図１に示した実施の形態のレイク
受信回路１２の詳細構成図である。図に示すように、入
力端子１２００にはＩＦ受信回路１１で処理された拡散
帯域の受信信号｛Ｓ1’（τ1）、Ｓ2’（τ2）｝が入力
され、乗算器１２０１においてＰＮ符号発生回路１２０
２から出力される逆拡散用のレプリカＰＮ符号が乗算さ
れて積分器１２０３に入力される。積分器１２０３は所
定の期間（例えば、１シンボル時間）、乗算器１２０１
の出力を積分して、しきい値判定回路１２０４へ出力す
る。しきい値判定回路１２０４は、積分器１２０３の出
力が予め設定されているしきい値以上のピークを検出
し、ピークの検出位置情報とピーク値をサーチ制御回路
１２０５へ出力する。すなわち、受信信号の拡散符号と
レプリカＰＮ符号との同期が得られると、積分器１２０
３の出力にピークが現れることから、しきい値判定回路
１２０４はピークを検出してパスを検出し、ピークの検
出位置情報とピーク値をサーチ制御回路１２０５に出力
する。
受信回路１２の詳細構成図である。図に示すように、入
力端子１２００にはＩＦ受信回路１１で処理された拡散
帯域の受信信号｛Ｓ1’（τ1）、Ｓ2’（τ2）｝が入力
され、乗算器１２０１においてＰＮ符号発生回路１２０
２から出力される逆拡散用のレプリカＰＮ符号が乗算さ
れて積分器１２０３に入力される。積分器１２０３は所
定の期間（例えば、１シンボル時間）、乗算器１２０１
の出力を積分して、しきい値判定回路１２０４へ出力す
る。しきい値判定回路１２０４は、積分器１２０３の出
力が予め設定されているしきい値以上のピークを検出
し、ピークの検出位置情報とピーク値をサーチ制御回路
１２０５へ出力する。すなわち、受信信号の拡散符号と
レプリカＰＮ符号との同期が得られると、積分器１２０
３の出力にピークが現れることから、しきい値判定回路
１２０４はピークを検出してパスを検出し、ピークの検
出位置情報とピーク値をサーチ制御回路１２０５に出力
する。
【００２５】サーチ制御回路１２０５は、それらの検出
情報をもとに、ＰＮ発生回路１２０２から発生するレプ
リカＰＮ符号の位相を制御してパスサーチを行なう。つ
まり、しきい値判定回路１２０４によりピークが検出さ
れるまで、レプリカＰＮ符号の位相を変化させる。ま
た、サーチ制御回路１２０５は、初期サーチ開始時は、
最初に見つけたピーク位置情報Ｍをサーチ窓優先制御回
路１２０６へ出力し、所定のサーチ範囲全てをサーチし
た場合は最大ピーク位置情報Ｍをサーチ窓優先制御回路
１２０６へ出力する。
情報をもとに、ＰＮ発生回路１２０２から発生するレプ
リカＰＮ符号の位相を制御してパスサーチを行なう。つ
まり、しきい値判定回路１２０４によりピークが検出さ
れるまで、レプリカＰＮ符号の位相を変化させる。ま
た、サーチ制御回路１２０５は、初期サーチ開始時は、
最初に見つけたピーク位置情報Ｍをサーチ窓優先制御回
路１２０６へ出力し、所定のサーチ範囲全てをサーチし
た場合は最大ピーク位置情報Ｍをサーチ窓優先制御回路
１２０６へ出力する。
【００２６】サーチ窓優先制御回路１２０６は、ピーク
位置情報ＭからＭ±（τ1−τ2）を計算し、これをサー
チを行なう時間窓の開始位置情報Ｗとして、サーチ制御
回路１２０５へ出力する。これにより、サーチ制御回路
１２０５は、検出したピーク位置がアンテナ１（又は
６）により受信したパスの場合に、他方のアンテナ６
（又は１）により受信したパスを優先してサーチするこ
とができる。その結果、一のパスの同期を検出すること
によって、他の伝播経路のパスの同期を速やかに捕捉す
ることができる。時間窓サーチにより位相空間内をサー
チする方法としては、周知の方法（例えば、特開平９−
８３４２９号公報）を適用できる。
位置情報ＭからＭ±（τ1−τ2）を計算し、これをサー
チを行なう時間窓の開始位置情報Ｗとして、サーチ制御
回路１２０５へ出力する。これにより、サーチ制御回路
１２０５は、検出したピーク位置がアンテナ１（又は
６）により受信したパスの場合に、他方のアンテナ６
（又は１）により受信したパスを優先してサーチするこ
とができる。その結果、一のパスの同期を検出すること
によって、他の伝播経路のパスの同期を速やかに捕捉す
ることができる。時間窓サーチにより位相空間内をサー
チする方法としては、周知の方法（例えば、特開平９−
８３４２９号公報）を適用できる。
【００２７】これと同時に、サーチ制御回路１２０５
は、フィンガ回路１２０７〜１２０９に対してそれぞれ
トラッキングするパスのＰＮ符号の位相を指定する。な
お、サーチ制御回路１２０５は、フィンガ回路１２０７
〜１２０９の少なくとも一つに、時間窓の開始位置情報
Ｗに基づいてサーチしたパスを割り当てるように動作す
るものとする。
は、フィンガ回路１２０７〜１２０９に対してそれぞれ
トラッキングするパスのＰＮ符号の位相を指定する。な
お、サーチ制御回路１２０５は、フィンガ回路１２０７
〜１２０９の少なくとも一つに、時間窓の開始位置情報
Ｗに基づいてサーチしたパスを割り当てるように動作す
るものとする。
【００２８】このように、本実施の形態のレイク受信回
路１２の特徴は、サーチ制御回路１２０５が検出した最
大ピークの位置情報から、ＳＡＷフィルタ５、９で与え
た遅延時間差（τ1−τ2）をもとに、サーチ用の時間窓
情報を指示するサーチ窓優先制御回路１２０６を設けた
ことにある。すなわち、１つのパスが見つかれば、相対
的な遅延時間差が（τ1−τ2）の位置に別のパスが見つ
かる確率が高いから、初期サーチ時にはパス捕捉の高速
化が達成でき、フィンガ回路１２０７〜１２０９による
復調時は、より安定したダイバーシチ利得を得ることが
できる。
路１２の特徴は、サーチ制御回路１２０５が検出した最
大ピークの位置情報から、ＳＡＷフィルタ５、９で与え
た遅延時間差（τ1−τ2）をもとに、サーチ用の時間窓
情報を指示するサーチ窓優先制御回路１２０６を設けた
ことにある。すなわち、１つのパスが見つかれば、相対
的な遅延時間差が（τ1−τ2）の位置に別のパスが見つ
かる確率が高いから、初期サーチ時にはパス捕捉の高速
化が達成でき、フィンガ回路１２０７〜１２０９による
復調時は、より安定したダイバーシチ利得を得ることが
できる。
【００２９】このようにしてファインガ回路１２０７〜
１２０９は、それぞれ指示されたパスに対応する受信信
号の逆拡散と復調を行い、復調信号をレイク合成回路１
２１０へ出力する。レイク合成回路１２１０は各フィン
ガ回路１２０７〜１２０９のスキューを調整して信号の
合成を行い、さらにデータの判定を行なって出力端子１
２１１へ出力する。なお、スキューは各符号の位相関係
から推定できる。
１２０９は、それぞれ指示されたパスに対応する受信信
号の逆拡散と復調を行い、復調信号をレイク合成回路１
２１０へ出力する。レイク合成回路１２１０は各フィン
ガ回路１２０７〜１２０９のスキューを調整して信号の
合成を行い、さらにデータの判定を行なって出力端子１
２１１へ出力する。なお、スキューは各符号の位相関係
から推定できる。
【００３０】上述したように、本実施の形態によれば、
相関の小さい２つのアンテナ１，６で得た少なくとも２
つのマルチパス信号に、逆拡散手段により分離可能な遅
延時間を与えてさらに無相関の受信信号Ｓ1（τ1）、Ｓ
2（τ2）にし、これらを加算合成した信号をレイク受信
回路１２に入力している。そのため、１つのアンテナの
みを用いた場合に、人体の頭部等の影響によりダイバー
シチ利得が低減する従来の方法に比べ、ダイバーシチ利
得を安定して得ることができる。
相関の小さい２つのアンテナ１，６で得た少なくとも２
つのマルチパス信号に、逆拡散手段により分離可能な遅
延時間を与えてさらに無相関の受信信号Ｓ1（τ1）、Ｓ
2（τ2）にし、これらを加算合成した信号をレイク受信
回路１２に入力している。そのため、１つのアンテナの
みを用いた場合に、人体の頭部等の影響によりダイバー
シチ利得が低減する従来の方法に比べ、ダイバーシチ利
得を安定して得ることができる。
【００３１】また、遅延時間差（τ1−τ2）を小型なＳ
ＡＷフィルタ５，９によって与えているため、小型化が
要求される携帯電話に対する適用が容易である。しか
も、遅延時間τ1、τ2を高周波信号帯域で与えているた
め、ＩＦ受信回路１１は１系統でよいから、さらに小型
化に適する。
ＡＷフィルタ５，９によって与えているため、小型化が
要求される携帯電話に対する適用が容易である。しか
も、遅延時間τ1、τ2を高周波信号帯域で与えているた
め、ＩＦ受信回路１１は１系統でよいから、さらに小型
化に適する。
【００３２】また、レイク受信回路１２は、特にサーチ
窓優先指定回路１２０６を設けたことにより、パス捕捉
を高速化し、マルチパス信号のうち２つのアンテナ１、
６の受信出力を合成する確率を高くすることができる。
窓優先指定回路１２０６を設けたことにより、パス捕捉
を高速化し、マルチパス信号のうち２つのアンテナ１、
６の受信出力を合成する確率を高くすることができる。
【００３３】ところで、有効なマルチパスが複数捕捉さ
れた場合、必ずしも２つのアンテナ１，６からのパスを
合成しているとはいえないが、有効なパス数を増加させ
ることができ、これによりレイク受信において安定した
ダイバーシチ利得を得ることができるから、上記の実施
の形態のように、レイク受信回路１２の入力側におい
て、有効なパス数を増加させることが重要である。
れた場合、必ずしも２つのアンテナ１，６からのパスを
合成しているとはいえないが、有効なパス数を増加させ
ることができ、これによりレイク受信において安定した
ダイバーシチ利得を得ることができるから、上記の実施
の形態のように、レイク受信回路１２の入力側におい
て、有効なパス数を増加させることが重要である。
【００３４】図４に、本発明の他の実施の形態の移動通
信端末の構成図を示す。本実施の形態が図１と大きく異
なる点は、新たにＬＮＡ電源監視手段１８を設け、これ
に合わせて以下に述べるように、レイク受信回路１２Ｄ
とベースバンド部１３Ｄに変更を加えたことにある。
信端末の構成図を示す。本実施の形態が図１と大きく異
なる点は、新たにＬＮＡ電源監視手段１８を設け、これ
に合わせて以下に述べるように、レイク受信回路１２Ｄ
とベースバンド部１３Ｄに変更を加えたことにある。
【００３５】まず、レイク受信回路１２Ｄは、合成した
信号の振幅情報をベースバンド部１３Ｄに出力するもの
とする。ベースバンド部１３Ｄは、振幅情報の平均値及
び分散値から受信信号のＳ／Ｎ比を推定して、ＬＮＡ電
源監視手段１８へ出力する。また、振幅情報を使用した
誤り訂正、例えば軟判定値を利用したビタビアルゴリズ
ムと、巡回冗長検査符号（ＣＲＣ）を用いた誤り検出を
行ない、所定期間の平均フレーム誤り率（ＦＥＲ）をＬ
ＮＡ電源監視手段１８へ出力する。これに基づいて、Ｌ
ＮＡ電源監視手段１８はＳ／Ｎ比と平均フレーム誤り率
（ＦＥＲ）から回線品質を判定し、内蔵アンテナ６に連
なるＬＮＡ８に対する電源供給を制御するようになって
いる。
信号の振幅情報をベースバンド部１３Ｄに出力するもの
とする。ベースバンド部１３Ｄは、振幅情報の平均値及
び分散値から受信信号のＳ／Ｎ比を推定して、ＬＮＡ電
源監視手段１８へ出力する。また、振幅情報を使用した
誤り訂正、例えば軟判定値を利用したビタビアルゴリズ
ムと、巡回冗長検査符号（ＣＲＣ）を用いた誤り検出を
行ない、所定期間の平均フレーム誤り率（ＦＥＲ）をＬ
ＮＡ電源監視手段１８へ出力する。これに基づいて、Ｌ
ＮＡ電源監視手段１８はＳ／Ｎ比と平均フレーム誤り率
（ＦＥＲ）から回線品質を判定し、内蔵アンテナ６に連
なるＬＮＡ８に対する電源供給を制御するようになって
いる。
【００３６】このＬＮＡ電源監視手段１８の制御動作に
は、例えば、次に示す第１及び第２の動作がある。第１
の動作は、移動通信端末の消費電力を低減するため、通
話時に回線品質が下限の基準値を下回る場合にＬＮＡ８
の電源をオンし、通話終了と同時にＬＮＡ８への電源供
給をオフする。このＬＮＡ８に対する電源供給がオフさ
れた時は、送受共用アンテナ１のみを備えた単体構成と
等価である。これによって単体のアンテナ１のみで、回
線品質が良好な場合は、ＬＮＡ８で消費する電流を削減
する。
は、例えば、次に示す第１及び第２の動作がある。第１
の動作は、移動通信端末の消費電力を低減するため、通
話時に回線品質が下限の基準値を下回る場合にＬＮＡ８
の電源をオンし、通話終了と同時にＬＮＡ８への電源供
給をオフする。このＬＮＡ８に対する電源供給がオフさ
れた時は、送受共用アンテナ１のみを備えた単体構成と
等価である。これによって単体のアンテナ１のみで、回
線品質が良好な場合は、ＬＮＡ８で消費する電流を削減
する。
【００３７】また、第２の動作は、ＬＮＡ８への電源供
給をオンしているにもかかわらず、回線品質の改善が見
込めない場合、ＬＮＡ電源監視手段１８はＬＮＡ８への
電源供給をオフし、さらに所定の時間だけ第１の動作を
禁止する。この第２の動作を行なうため、ＬＮＡ電源オ
ン／オフ信号は、レイク受信回路１２Ｄへも出力され
る。つまり、レイク受信回路１２Ｄは、ＬＮＡ８の電源
がオンされたことを検出すると、マルチパスのサーチ動
作を開始する。このサーチ動作により新しい有力なパス
の捕捉に成功したか、失敗したかを、ＬＮＡ電源監視手
段１８に通知する。これによりＬＮＡ電源監視手段１８
は、所定時間内にパスの捕捉に成功した通知を受信しな
ければ、回線品質の改善が見込めないとして判定を行な
う。
給をオンしているにもかかわらず、回線品質の改善が見
込めない場合、ＬＮＡ電源監視手段１８はＬＮＡ８への
電源供給をオフし、さらに所定の時間だけ第１の動作を
禁止する。この第２の動作を行なうため、ＬＮＡ電源オ
ン／オフ信号は、レイク受信回路１２Ｄへも出力され
る。つまり、レイク受信回路１２Ｄは、ＬＮＡ８の電源
がオンされたことを検出すると、マルチパスのサーチ動
作を開始する。このサーチ動作により新しい有力なパス
の捕捉に成功したか、失敗したかを、ＬＮＡ電源監視手
段１８に通知する。これによりＬＮＡ電源監視手段１８
は、所定時間内にパスの捕捉に成功した通知を受信しな
ければ、回線品質の改善が見込めないとして判定を行な
う。
【００３８】つまり、第２の動作は、新規に加えた内蔵
アンテナ６を経由するパス信号のために、送受共用アン
テナ１経由の信号が弱められた場合に、これを解除する
のに有効である。このような場合は、２つの信号がＳＡ
Ｗフィルタ５、９による遅延時間も含めて同一チップ時
間内に到着し、さらにキャリアとして逆位相であるとき
である。但し、このような可能性は実際には低い。
アンテナ６を経由するパス信号のために、送受共用アン
テナ１経由の信号が弱められた場合に、これを解除する
のに有効である。このような場合は、２つの信号がＳＡ
Ｗフィルタ５、９による遅延時間も含めて同一チップ時
間内に到着し、さらにキャリアとして逆位相であるとき
である。但し、このような可能性は実際には低い。
【００３９】本実施の形態によれば、以前に捕捉してい
たパスの位置を除く新規なパスが見つからない場合、Ｌ
ＮＡ８の電源供給がオフされるから、劣化原因の信号は
減衰する。
たパスの位置を除く新規なパスが見つからない場合、Ｌ
ＮＡ８の電源供給がオフされるから、劣化原因の信号は
減衰する。
【００４０】上述したように、本実施の形態によれば、
ＬＮＡ電源監視手段１８は、回線制御手段として機能す
るものであり、回線品質の改善が期待される場合に、内
蔵アンテナ６の受信波を合成器１０に入力することがで
き、不要時はＬＮＡ８の消費電力を削減できる効果があ
る。
ＬＮＡ電源監視手段１８は、回線制御手段として機能す
るものであり、回線品質の改善が期待される場合に、内
蔵アンテナ６の受信波を合成器１０に入力することがで
き、不要時はＬＮＡ８の消費電力を削減できる効果があ
る。
【００４１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
移動通信端末を人体頭部に近接して使用した場合でも、
互いに指向性相関の小さいアンテナを複数用いること
で、到来方向の異なる受信信号を複数得ることができ、
かつ複数の受信信号をレイク受信の逆拡散手段により分
離できるように、遅延手段によって位相、変調成分が互
いに無相関となる遅延時間差を与えた後、合成手段によ
って加算合成していることから、レイク受信手段に入力
することによりダイバーシチ利得を得るために必要な独
立したパス数の低下を防止でき、安定した利得が得られ
る。
移動通信端末を人体頭部に近接して使用した場合でも、
互いに指向性相関の小さいアンテナを複数用いること
で、到来方向の異なる受信信号を複数得ることができ、
かつ複数の受信信号をレイク受信の逆拡散手段により分
離できるように、遅延手段によって位相、変調成分が互
いに無相関となる遅延時間差を与えた後、合成手段によ
って加算合成していることから、レイク受信手段に入力
することによりダイバーシチ利得を得るために必要な独
立したパス数の低下を防止でき、安定した利得が得られ
る。
【図１】本発明の一実施の形態の移動通信端末の構成図
である。
である。
【図２】図１の遅延手段の構成を説明する図である。
【図３】図１のレイク受信回路の詳細構成図である。
【図４】本発明の他の実施の形態の移動通信端末の構成
図である。
図である。
１ 送受信共用アンテナ、 ２ 分波器、 ６ 内蔵受信アンテナ ３、７ 誘電体フィルタ、 ４、８ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）、 ５、９ 弾性表面波フィルタ（ＳＡＷフィルタ）、 １０ 合成器、 １１ 中間周波数（ＩＦ）受信回路、 １２、１２Ｄ レイク受信回路、 １３、１３Ｄ ベースバンド部 １４ 音声出力部 １５ 音声入力部 １７ 送信回路 ９００、５００ 入力端子、 ９０１、５０１ 入力電極、 ９０２、５０２ 出力電極、 ９０３、５０３ 出力端子、 ９０４、５０４ 圧電基板 １２００ 入力端子、 １２０１ 乗算器、 １２０２ ＰＮ符号発生回路、 １２０３ 積分器、 １２０４ しきい値判定回路、 １２０５ サーチ制御回路、 １２０６ サーチ窓優先制御回路、 １２０７、１２０８、１２０９ フィンガ回路、 １２１０ レイク合成回路、 １２１１ 出力端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 樋口 和俊 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所マルチメディアシステム 開発本部内 Ｆターム(参考） 5K022 EE02 EE32 5K067 BB03 BB04 CC10 CC24 EE02 GG11 HH21 KK03 KK17
Claims (7)
- 【請求項１】 拡散符号によりスペクトラム拡散された
マルチパス信号を、複数の逆拡散手段により伝播遅延時
間の異なる複数のパス信号に分離し、分離した各パス信
号を復調し、復調した各パス信号の時間軸を合わせて合
成するレイク受信手段を備えたスペクトラム拡散通信方
式の移動通信端末において、 受信波の相互相関が小さくなるように配置された複数の
アンテナと、 複数の前記アンテナで受信した信号を入力し、各受信信
号の時間差が少なくとも前記拡散符号の１チップ時間以
上になるように受信信号を遅延する遅延手段と、 該遅延手段から出力される各受信信号を合成する高周波
合成手段とを備え、 該高周波合成手段の出力信号を前記レイク受信手段に入
力することを特徴とするスペクトラム拡散通信方式の移
動通信端末。 - 【請求項２】 前記遅延手段が、前記受信信号を機械的
振動である弾性表面波信号に変換して遅延させる弾性表
面波フィルタであることを特徴とする請求項１に記載の
スペクトラム拡散通信方式の移動通信端末。 - 【請求項３】 前記弾性表面波フィルタは、入力電極と
出力電極との間隔によって前記受信信号の遅延時間が設
定されてなることを特徴とする請求項２に記載のスペク
トラム拡散通信方式の移動通信端末。 - 【請求項４】 前記レイク受信手段は、前記高周波合成
手段から出力される合成受信信号を参照拡散符号を用い
て逆拡散処理し、該逆拡散処理された合成受信信号の振
幅が所定のしきい値を超えるパスのピークを、前記参照
拡散符号の位相を制御して探索し、探索したピークの時
間位置情報と振幅値とを求めて出力するパス探索手段
と、 該パス探索手段から出力されるピークの振幅値が最大の
最大ピークを求め、該最大ピークの時間位置情報に前記
遅延手段の遅延に係る時間差を加味して、前記パス探索
手段のピーク探索に係る時間窓を定めて前記パス探索手
段に指示する時間窓指示手段とを備えてなることを特徴
とする請求項２又は３に記載のスペクトラム拡散通信方
式の移動通信端末。 - 【請求項５】 前記レイク受信手段から出力される合成
された受信信号に基づいて回線品質を評価し、該評価に
基づいて前記複数のアンテナで受信した信号のうち幾つ
かの受信信号を高周波合成する前に減衰させる回線制御
手段を備えたことを特徴とする請求項１乃至４に記載の
スペクトラム拡散通信方式の移動通信端末。 - 【請求項６】 前記複数のアンテナにより受信された受
信信号をそれぞれ増幅する増幅手段を備え、該増幅手段
の出力を前記弾性表面波フィルタに入力するようにして
なり、前記回線制御手段は、前記回線品質の評価に基づ
いて前記増幅手段の電源供給を制御することを特徴とす
る請求項５に記載のスペクトラム拡散通信方式の移動通
信端末。 - 【請求項７】 前記回線制御手段は、前記回線品質の評
価に基づいて前記レイク受信手段の電源をオン／オフ制
御するものとし、前記レイク受信手段は、電源がオンさ
れたとき新規なパスの捕捉を開始し、その結果を前記回
線制御手段に通知するものとし、前記回線制御手段は新
規なパスの捕捉に失敗したことを検出した場合は、当該
レイク受信手段の電源をオフすることを特徴とする請求
項６に記載のスペクトラム拡散通信方式の移動通信端
末。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19687098A JP2000031889A (ja) | 1998-07-13 | 1998-07-13 | スペクトラム拡散通信方式の移動通信端末 |
| US09/352,360 US6625202B1 (en) | 1998-07-13 | 1999-07-13 | Mobile station for spread spectrum communication |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19687098A JP2000031889A (ja) | 1998-07-13 | 1998-07-13 | スペクトラム拡散通信方式の移動通信端末 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000031889A true JP2000031889A (ja) | 2000-01-28 |
| JP2000031889A5 JP2000031889A5 (ja) | 2005-01-06 |
Family
ID=16365027
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19687098A Pending JP2000031889A (ja) | 1998-07-13 | 1998-07-13 | スペクトラム拡散通信方式の移動通信端末 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6625202B1 (ja) |
| JP (1) | JP2000031889A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003526250A (ja) * | 2000-03-02 | 2003-09-02 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | レイク受信機における到来電波の位置の高速検出方法及び装置 |
| JP2006515725A (ja) * | 2002-12-20 | 2006-06-01 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 無線通信装置内の探索器および追跡器資源の管理 |
| JP2007088588A (ja) * | 2005-09-20 | 2007-04-05 | Nec Corp | 無線通信装置及びこれを備える移動体通信端末装置 |
| JP4867989B2 (ja) * | 2006-02-28 | 2012-02-01 | 日本電気株式会社 | 移動通信システムの受信機及びパス追従方法並びにその制御プログラム |
| WO2019031731A1 (ko) * | 2017-08-10 | 2019-02-14 | 삼성전자 주식회사 | 전자 장치 및 전자 장치의 상태에 기반하여 증폭기를 제어하는 방법 |
| WO2021107700A1 (en) * | 2019-11-29 | 2021-06-03 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Foldable electronic device and method therefor |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3381676B2 (ja) * | 1999-09-06 | 2003-03-04 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ受信端末 |
| US6778815B1 (en) * | 1999-11-24 | 2004-08-17 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Mobile radio terminal apparatus |
| FI19992734A (fi) * | 1999-12-20 | 2001-06-21 | Nokia Networks Oy | Menetelmä hajaspektrisignaalin vastaanottamiseksi ja vastaanotin |
| DE10012875B4 (de) * | 2000-03-16 | 2004-04-01 | Infineon Technologies Ag | Mobilfunkempfänger |
| JP3428637B2 (ja) * | 2000-11-27 | 2003-07-22 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ受信機のマルチパス検出方法および回路 |
| GB0110854D0 (en) * | 2001-05-03 | 2002-03-27 | Bae Sys Defence Sys Ltd | Amplifier |
| FR2827098B1 (fr) * | 2001-07-05 | 2003-12-05 | Nortel Networks Ltd | Procede de controle de ressources radio affectees a une communication entre un terminal mobile et une infrastructure cellulaire a etalement de spectre, et equipements pour la mise en oeuvre du procede |
| US7308016B2 (en) * | 2001-09-28 | 2007-12-11 | Raytheon Company | System and method for securing signals |
| US7043273B2 (en) * | 2002-01-15 | 2006-05-09 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Diversity branch delay alignment in radio base station |
| FR2838279B1 (fr) * | 2002-04-05 | 2004-09-24 | Nortel Networks Ltd | Procede de controle de ressources radio affectees a une communication entre un terminal mobile et une infrastructure cellulaire, et equipements pour la mise en oeuvre de ce procede |
| CN2749181Y (zh) * | 2004-12-28 | 2005-12-28 | 精恒科技集团有限公司 | 多天线接收输出处理装置 |
| US7640040B2 (en) * | 2005-08-22 | 2009-12-29 | Kyocera Corporation | Systems and methods for tuning an antenna configuration in a mobile communication device |
| KR100881670B1 (ko) * | 2007-02-02 | 2009-02-06 | 삼성전자주식회사 | 데이터 수신 장치의 아날로그 블록의 제어 장치 및 방법 |
| US20090042527A1 (en) * | 2007-06-12 | 2009-02-12 | Hmicro Inc. | Dynamic low power receiver |
| US20090040107A1 (en) * | 2007-06-12 | 2009-02-12 | Hmicro, Inc. | Smart antenna subsystem |
| GB2469420B (en) | 2008-02-06 | 2012-10-17 | Hmicro Inc | Wireless communications systems using multiple radios |
| EP3089262B1 (en) * | 2014-02-17 | 2020-03-18 | Huawei Device Co., Ltd. | Antenna switching system and method |
| US11863219B2 (en) * | 2019-08-20 | 2024-01-02 | Shanghai United Imaging Healthcare Co., Ltd. | Radio frequency power amplifier control device |
| US11165453B2 (en) * | 2019-08-20 | 2021-11-02 | Shanghai United Imaging Healthcare Co., Ltd. | Radio frequency power amplifier control device |
| CN111371714B (zh) * | 2020-03-12 | 2022-10-25 | 北京神州天鸿控股有限公司 | 多径信号分离方法、装置、接收机及系统 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4801818A (en) * | 1986-05-28 | 1989-01-31 | Siemens Aktiengesellschaft | Clock regeneration circuit |
| JPH0787057A (ja) | 1993-06-23 | 1995-03-31 | Clarion Co Ltd | スペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受信機 |
| JPH07231278A (ja) | 1994-02-18 | 1995-08-29 | Fujitsu Ltd | 直接拡散スペクトル拡散通信方式によるレイク受信機 |
| JP3105786B2 (ja) * | 1996-06-13 | 2000-11-06 | 松下電器産業株式会社 | 移動体通信受信機 |
| JPH10247869A (ja) * | 1997-03-04 | 1998-09-14 | Nec Corp | ダイバーシティ回路 |
| US5926503A (en) * | 1997-08-27 | 1999-07-20 | Motorola, Inc. | DS-CDMA receiver and forward link diversity method |
| US6370397B1 (en) * | 1998-05-01 | 2002-04-09 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Search window delay tracking in code division multiple access communication systems |
-
1998
- 1998-07-13 JP JP19687098A patent/JP2000031889A/ja active Pending
-
1999
- 1999-07-13 US US09/352,360 patent/US6625202B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003526250A (ja) * | 2000-03-02 | 2003-09-02 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | レイク受信機における到来電波の位置の高速検出方法及び装置 |
| JP2006515725A (ja) * | 2002-12-20 | 2006-06-01 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 無線通信装置内の探索器および追跡器資源の管理 |
| JP2007088588A (ja) * | 2005-09-20 | 2007-04-05 | Nec Corp | 無線通信装置及びこれを備える移動体通信端末装置 |
| JP4867989B2 (ja) * | 2006-02-28 | 2012-02-01 | 日本電気株式会社 | 移動通信システムの受信機及びパス追従方法並びにその制御プログラム |
| WO2019031731A1 (ko) * | 2017-08-10 | 2019-02-14 | 삼성전자 주식회사 | 전자 장치 및 전자 장치의 상태에 기반하여 증폭기를 제어하는 방법 |
| CN110915134A (zh) * | 2017-08-10 | 2020-03-24 | 三星电子株式会社 | 电子装置及基于电子装置的状态来控制放大器的方法 |
| US11171407B2 (en) | 2017-08-10 | 2021-11-09 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Electronic device, and method for controlling amplifier on basis of state of electronic device |
| CN110915134B (zh) * | 2017-08-10 | 2024-04-19 | 三星电子株式会社 | 电子装置及基于电子装置的状态来控制放大器的方法 |
| WO2021107700A1 (en) * | 2019-11-29 | 2021-06-03 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Foldable electronic device and method therefor |
| US11799995B2 (en) | 2019-11-29 | 2023-10-24 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Foldable electronic device and method therefor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6625202B1 (en) | 2003-09-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2000031889A (ja) | スペクトラム拡散通信方式の移動通信端末 | |
| JP3989600B2 (ja) | ダイナミック係数スケーリングを利用するｃｄｍａ電力制御チャネル推定 | |
| JP2006311611A (ja) | スペクトラム拡散通信システムにおける干渉消去 | |
| JP2003512758A (ja) | レイク受信機における相関タイミングを選択する装置及び方法 | |
| JP2002064467A (ja) | 符号分割多重アクセス（ｃｄｍａ）通信システムにおける多重アクセス干渉除去のための方法および装置 | |
| JPH10190538A (ja) | 受信回路 | |
| US6078796A (en) | Method and apparatus for receiving a wideband signal using multiple automatic gain controllers | |
| EP0945995A2 (en) | RAKE receiver with adaptive delay profile measurement | |
| JP2001069041A (ja) | デジタル無線リンクを提供する装置、通信システム、動作させる方法、受信機及びサーチャー。 | |
| WO2000065750A1 (fr) | Recepteur radio et procede de detection du moment de reception | |
| JPH04185130A (ja) | スペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受信装置 | |
| JP2003051775A (ja) | Ｗ−ｃｄｍａ／ｔｄｄ基地局及びアレイアンテナ指向性制御方法 | |
| JP2973416B1 (ja) | Ｒａｋｅ受信回路 | |
| WO2003098855A1 (fr) | Dispositif et procede de recherche de trajets, dispositif de reception sous forme d'antenne reseau mettant en application ce procede | |
| JP2005516428A (ja) | コンパクトなアンテナを使用するダイバーシティ利得 | |
| JP2002084216A (ja) | アレーアンテナ無線通信装置 | |
| JP3485498B2 (ja) | Ｃｄｍａ用受信装置及びそのパス探索方法 | |
| JPH0787057A (ja) | スペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受信機 | |
| US6683515B1 (en) | Surface-acoustic-wave filter providing outputs with different delay times and communications unit | |
| JPH07273689A (ja) | スペクトル拡散方式受信装置 | |
| JP2002171210A (ja) | ダイバーシチー受信回路 | |
| JP3691723B2 (ja) | 基地局 | |
| JP2002118492A (ja) | 逆拡散回路 | |
| JP4309536B2 (ja) | 移動局 | |
| KR20030028111A (ko) | 코드 분할 다중 시스템에서의 공간-시간 배열 수신 시스템및 수신 방법 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070130 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070402 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20071002 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20071203 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20080715 |