ITMI982553A1

ITMI982553A1 - Metodo e circuito per trasferire la modulazione angolare di un segnalea frequenza intermedia ad una portante a microonde utilizzando un pll

Info

Publication number: ITMI982553A1
Application number: IT1998MI002553A
Authority: IT
Inventors: Carlo Buoli; Gianluigi Falasco; Paolo Micheli
Original assignee: Italtel Spa
Priority date: 1998-11-25
Filing date: 1998-11-25
Publication date: 2000-05-25
Also published as: WO2000048318A1; US6597247B1; NO332660B1; DE69906137D1; NO20012530L; JP2002537670A; EP1142121B1; NO20012530D0; IT1303868B1; DE69906137T2; EP1142121A1

Description

DESCRIZIONE dell’invenzione industriale a nome:

Campo di applicazione

La presente invenzione fa riferimento al campo della trasmissione dei segnali radio e più specificatamente ad un metodo e ad un relativo circuito per trasferire la modulazione angolare di un segnale a frequenza intermedia ad una portante a microonde, utilizzando un PLL la cui banda d'aggancio viene automaticamente adattata alla larghezza di banda del segnale a frequenza intermedia.

L'invenzione verrà in seguito descritta per un utilizzo in apparati di telecomunicazioni, come ad esempio nei ponti radio digitali a microonde a piccola capacità, in accordo ad un settore manifatturiero in cui opera la richiedente, è però sottinteso che la stessa invenzione potrà trovare vantaggiosa applicazione in altri settori dell'ingegneria elettronica.

Arte nota

Nei trasmettitori di segnali radio è universalmente impiegata la tecnica eterodina che prevede una prima conversione a frequenza intermedia IF del segnale in banda base, il filtraggio, ed una successiva conversione a radiofrequenza nella banda specifica di trasmissione del canale prescelto. Un discorso duale vale in ricezione dove il canale sintonizzato viene dapprima convertito a frequenza intermedia IF, filtrato, e convertito in banda base mediante demodulazione. I vantaggi di questa tecnica sono noti. La conversione di frequenza, sia up che down, viene effettuata inviando il segnale da convertire ad un dispositivo avente caratteristica di trasferimento non lineare, ad esempio un diodo, e pilotando la conduzione di detto dispositivo per mezzo di un segnale sinusoidale di pompa generato da un oscillatore locale ad una frequenza che dista da quella di centrobanda del canale a radiofrequenza per ± il valore della frequenza intermedia. Nella pratica il segnale di pompa viene generato da un oscillatore locale controllato in tensione, o VCO (Voltage Control Oscillatori, inserito in un anello ad aggancio di fase, o PLL (Phase Looked Loop), a cui perviene un segnale di riferimento dotato di grande stabilità in frequenza. Il funzionamento delle strutture PLL è noto ai tecnici del ramo, è comunque opportuno rimarcare il fatto che tali strutture comprendono generalmente un divisore di frequenza applicato all'uscita del VCO per consentire di utilizzare segnali di orologio di riferimento a frequenze decisamente inferiori rispetto a quella del segnale generato dal VCO.

Un problema fondamentale che si pone una ditta produttrice di apparati professionali di trasmissione, come ad esempio quelli utilizzati nelle stazioni delle tratte connesse in ponte radio, è quello di ottenere ottime prestazioni di funzionamento mantenendo comunque contenuti i costi di produzione. Una prima difficoltà in tal senso è data dalla necessità di dover impiegare mixer a microonde. Una seconda limitazione è data dalla difficoltà realizzativa dei PLL per il pilotaggio dei suddetti mixer ad altissime frequenze, che nei ponti radio digitali a piccola capacità sono dell'ordine dei 15 GHz.

Una prima soluzione posta in atto dalla Richiedente per ridurre i costi di produzione a spese di una impercettibile riduzione nelle prestazioni, consiste nell'utilizzare circuiti stampati come substrati a microonde. Una tale soluzione è descritta nella domanda di brevetto internazionale No.PCT/EP98/04028 con priorità italiana del 27/06/1997 a nome della Richiedente stessa. L'oggetto della summenzionata domanda di brevetto è infatti un VCO a microonde realizzato in tecnologia planare, il cui layout è ottenuto sullo stesso substrato di vetroresina su cui sono realizzati i circuiti a più bassa frequenza per il controllo del VCO. Questo accorgimento ha consentito di ridurre gli alti costi di produzione, grazie alla semplificazione costruttiva dei moduli circuitali .

La Richiedente ha recentemente compiuto un ulteriore passo avanti, riuscendo ad eliminare il mixer utilizzato nei trasmettitori per convertire a microonde il segnale a frequenza intermedia. Ciò è stato possibile utilizzando il VCO, non più per generare il segnale di pompa, chiaramente inservibile in mancanza del mixer, ma bensì per generare direttamente il segnale di trasmissione. La novità non ha comportato rilevanti variazioni circuitali nel PLL che generava il segnale di oscillatore locale, in quanto è bastato sostituire il precedente segnale di riferimento per il comparatore di fase con il segnale a frequenza intermedia da trasmettere. Così facendo la modulazione di fase di cui è affetto il segnale a frequenza intermedia viene trasferita a microonde direttamente dal VCO del PLL.

Tale seconda soluzione, che usufruisce dei vantaggi realizzativi della prima soluzione, è descritta nell'articolo intitolato "FR4 PCB MODULATICI TRANSFER MW VCO UP TO 16 GHz", autori C. Buoli, G.Mora e L.A. Cervi, pubblicato a seguito dei Proceedings of thè 199727<th >European Microwave Conference. Part 2. Jerusalem, 8-12 September 1997.

Nella fig.l è visibile uno schema circuitale di un PLL 1 che realizza ambedue le soluzioni note, pur dando rilevanza solo alla seconda. Il PLL 1 viene utilmente impiegato nei trasmettitori dei ponti radio digitali a microonde a bassa capacità .

Con riferimento alla fig.l si può notare che il PLL 1 comprende un VCO 2, essenzialmente costituito da un elemento attivo 3 pilotato elettronicamente per mezzo di un varactor 4. Il segnale in uscita dal VCO 2 viene inviato ad un buffer a microonde 5 posto a monte di un accoppiatore direzionale 6, che ripartisce il segnale entrante tra due porte d'uscita. Un primo di questi segnali uscenti dall'accoppiatore 6 viene inviato, ad un buffer bilanciato 7, in maniera tale da ottenere in uscita un segnale a radiofrequenza di trasmissione RF avente un giusto livello di potenza ed buon grado di isolamento. Un secondo segnale SI viene inviato, tramite un ulteriore buffer a microonde 8, ad un rivelatore di fase a campionamento 9, o SPD (Sampling Phase Detector), a sua volta alimentato da un segnale sinusoidale S2 generato ad un'opportuna frequenza UHF. Quest'ultimo segnale è vantaggiosamente ottenuto mediante un VCO a basso rumore di fase.

In uscita dal rivelatore di fase 9 è presente un segnale S3, copia del segnale RF traslato a frequenza intermedia, che raggiunge un primo ingresso di un comparatore di fase 10, costituito da un mixer, al cui secondo ingresso perviene un segnale S4 di riferimento, corrispondente ad un segnale a frequenza intermedia ottenuto da un segnale modulato di fase dai dati digitali. All'uscita del comparatore di fase 10 è così presente un segnale errore di fase S5 per il controllo del VCO 2. Questo segnale attraversa dapprima un filtro d'anello ad ampia banda 11, utile per eliminare spurie indesiderate prodotte nel PLL 1, essendo quest'ultimo costituito dal VCO 2, dal rivelatore di fase 9, dal comparatore di fase 10, e dal filtro d'anello 11. E' opportuno rimarcare il fatto che tanto più è larga la banda d'aggancio del PLL 1, quanto maggiore è la sua capacità di mantenere l'aggancio pur in presenza di brusche variazioni di fase nel segnale modulato di riferimento.

Il guadagno d'anello necessario al buon funzionamento del PLL è garantito dalla capacità di sintonizzazione dell'oscillatore VCO 2 (circa 150 MHz/Volt) e dalla sensibilità del comparatore di fase 10 (300/2π mV/rad). Per consentire l'aggancio del PLL 1 al segnale di riferimento in fase di accensione, o dopo un eventuale sgancio dello stesso, è previsto l'inserimento di un dispositivo di ricerca automatica dell'aggancio sulla via che connette il comparatore di fase 10 al filtro d'anello 11. Per semplicità, tale dispositivo noto non viene indicato in figura. Per quanto concerne il rivelatore di fase 9, una sua possibile forma realizzativa verrà vista in dettaglio con l'illustrazione della fig.2.

Rispetto all'arte nota precedente, in cui il PLL era usato per agganciare ad un riferimento esatto la frequenza di pompa del mixer a microonde, lo stesso PLL viene ora diversamente usato per trasferire direttamente a microonde la modulazione di fase di cui è affetta la portante di riferimento a frequenza intermedia. È allora evidente la caratteristica distintiva tra le due soluzioni note appena prospettate, essa consiste nel fatto che mentre nel primo caso il mixer trasferisce (converte) in frequenza un segnale modulato, rigenerandolo a microonde mediante un battimento, nel secondo caso il PLL 1 ricopia nella portante a microonde che esso stesso genera la modulazione di fase del segnale di riferimento, senza necessità quindi di trasferire il segnale di riferimento mediante un battimento. La generalità nel trasferimento della modulazione riguarda la cosiddetta modulazione angolare, ovvero di fase o di frequenza, sia di tipo analogico che digitale, mentre resta ovviamente esclusa dal trasferimento la modulazione di ampiezza. Nel caso di modulazioni digitali ammesse citiamo, ad esempio, le ben note modulazioni M-FSK, M-PSK, CPM (Continuous Phase Modulation), etc., mentre sono escluse le modulazioni miste di ampiezza e fase del tipo M-QAM. Come è noto, esiste una relazione matematica tra frequenza e fase, e quindi tra le omonime modulazioni, essendo la frequenza nient'altro che una variazione istantanea di fase, ovvero la derivata temporale della fase.

Nel caso dell'esempio di fig.l viene utilizzato un segnale digitale per operare la modulazione CPM 1 di una portante, così da poter beneficiare dei vantaggi offerti da una tale modulazione che, mantenendo la continuità di fase tra due intervalli di segnalazione contigui, genera spettri estremamente contenuti ed inviluppi d'ampiezza costante dei segnali modulati. Tutto ciò si traduce nella concreta opportunità di risparmiare potenza di trasmissione, grazie all'utilizzo di amplificatori di potenza a radiofrequenza funzionanti in classe C, seguiti da un filtro passa banda che estrae dal segnale amplificato la sola banda d'interesse. Come è noto, gli amplificatori in classe C hanno il più alto rendimento. Con le modulazioni digitali miste sopra accennate occorre invece utilizzare degli amplificatori in classe A assolutamente lineari, onde evitare d'introdurre nella banda del segnale amplificato distorsioni di tipo AM/AM e AM/PM.

II tecnico del ramo potrebbe forse considerare il PLL 1 alla stregua di un semplice modulatore angolare, ma questo non è del tutto esatto, anche se a prima vista accettabile, poiché la suddetta modulazione angolare preesiste al successivo trattamento da parte del PLL, a cui non resta che adeguarsi ma ad una più elevata frequenza di portante. La modulazione di un segnale richiede in genere schemi realizzativi sofisticati, che un PLL non è certo in grado di riprodurre qualora si volesse utilizzare per modulare fin dall'origine la portante a microonde. È quindi più plausibile parlare di trasferimento di modulazione angolare, in linea con il titolo dell'articolo citato relativo alla realizzazione di un trasferitore di modulazione di fase effettuato dalla Richiedente stessa, da cui l'invenzione che verrà descritta si discosta per originalità.

Pur con tutti i vantaggi finora evidenziati, il circuito di fig.l è tuttavia ancora suscettibile di miglioramenti per quanto concerne la qualità del segnale generato. È appunto questo lo scopo che si prefigge 1'invenzione oggetto della presente domanda.

Il suddetto circuito non si comporta infatti in modo ottimale rispetto al rumore se, per ragioni di convenienza sistemistica, si trova vantaggioso scegliere di fronteggiare con un'unica banda d'aggancio del PLL tutti le possibili bit-rate previste nel ponte radio digitale in cui detto circuito è impiegato. A titolo di esempio le velocità di trasmissione previste sono le seguenti: 2x2 Mbit/sec, 4x2 Mbit/sec, 8x2 Mbit/sec, e 16x2 Mbit/sec. Supponendo di variare occasionalmente la velocità di trasmissione per mutate esigenze di traffico, mantenendo tuttavia inalterata la particolare modulazione digitale inizialmente prescelta, varierà allora di concerto la banda di trasmissione. Ovviamente la banda d'aggancio del PLL dovrà essere dimensionata per la più elevata velocità di trasmissione e risulterà in tal modo sovradimensionata per le minori bit-rate. A causa del sovradimensionamento le spurie e le armoniche prodotte dal segnale IF o generate dal sistema di modulazione stesso vengono catturate dal PLL ed amplificate.

Qualora invece la bit-rate dei modulatori utilizzati in tutte le stazioni di un ponte radio fosse stabilita una volta per tutte in fase d'ingegnerizzazione, 1'inconveniente appena evidenziato potrebbe essere evitato ottimizzando la banda passante del PLL a seconda della bit-rate. Pur tuttavia sorgerebbe in questo caso l'inconveniente di dover mantenere disponibili in catalogo tanti tipi di circuiti trasferitori di modulazione quante sono le bit-rate previste tra le stazioni terminali di un determinato ponte radio.

La banda di aggancio varia però anche al variare di alcuni parametri fisici dei dispositivi utilizzati nel PLL, varia ad esempio a seconda della sensibilità del VCO con la temperatura di funzionamento delle apparecchiature, che devono poter tollerare variazioni comprese tra -40° e 75° a seconda dei luoghi d'installazione, varia a causa dell'invecchiamento dei dispositivi che costituiscono il PLL e persino a seconda dello spostamento in frequenza alla destra o alla sinistra della portante, dato che il sistema è solo teoricamente perfettamente simmetrico. Tutto ciò porta a prevedere un ampio margine di sicurezza e ad utilizzare bande largamente sovradimensionate rispetto alle esigenze effettive di trasmissione, il che accentua gli inconvenienti sopra evidenziati (specie alle più basse bit-rate) e rende ancor più difficoltoso il rispetto delle maschere di funzionamento stabilite dalle normative internazionali per l’omologazione delle singole apparecchiature.

Le precedenti considerazioni possono essere estese, con le debite distinzioni, anche alle modulazioni angolari di tipo analogico.

Per quanto detto, un'apparecchiatura di trasmissione che ricorre al trasferitore di modulazione angolare realizzato secondo lo schema circuitale di fig.1 soffre dell'inconveniente di non poter mantenere invariata la qualità del segnale trasmesso al variare delle condizioni di utilizzo e d'installazione. Di conseguenza il problema tecnico che ne deriva è quello di ottenere, in modo assolutamente automatico, una qualità costante ed ottimale del segnale trasmesso al variare delle suddette condizioni o, detto in termini equivalenti, una banda di aggancio del PLL trasferitore di modulazione angolare che si autolimita in modo adattativo al valore della larghezza di banda del segnale di riferimento. Con queste premesse, le spurie e le armoniche prodotte dal segnale a frequenza intermedia o generate dal sistema di modulazione stesso verranno automaticamente filtrate dal PLL, ed il rumore risulterà complessivamente ridotto a tutto vantaggio della purezza spettrale.

Sommario dell'invenzione

La presente invenzione risolve il problema tecnico summenzionato avendo per oggetto un metodo per trasferire ad una portante a radiofrequenza di trasmissione la modulazione angolare di una portante a più bassa frequenza, utilizzata da una maglia ad aggancio di fase, o PLL, come segnale modulato di riferimento per generare la detta portante a radiofrequenza tramite un oscillatore controllato in tensione, o VCO, essendo la banda di aggancio del PLL suscettibile di variazioni di larghezza di banda dovute a mutate esigenze di traffico, a variazioni termiche, ad invecchiamento dei dispositivi elettronici utilizzati, comprendente le seguenti fasi di: a)conversione di frequenza del segnale generato dal VCO alla detta,più bassa frequenza;

b)comparazione di fase tra il detto segnale convertito a più bassa frequenza ed il detto segnale modulato di riferimento, per l'ottenimento di un segnale errore per il controllo del VCO;

caratterizzato dal fatto di comprendere ulteriormente le fasi di:

c)rivelazione del valore di picco di detto segnale errore; d)generazione di un segnale di' regolazione della banda di aggancio di detto PLL come differenza tra il detto valore di picco ed un valore di riferimento opportunamente scelto;

e)attenuazione del livello di detto segnale errore in relazione al valore di detto segnale di regolazione della banda di aggancio del PLL, mantenendo in tal modo costante il rapporto K tra la banda di aggancio del PLL e la larghezza di banda del detto segnale modulato di riferimento, come descritto nella -rivendicazione 1.

Vantaggiosamente, detta portante a radiofrequenza cade nell'intervallo delle microonde e detta portante a più bassa frequenza ha un opportuno valore di frequenza intermedia; non sono tuttavia in linea di principio da escludere applicazioni in cui il trasferimento di modulazione possa aver luogo direttamente da banda base a microonde.

Altro oggetto della presente invenzione è un circuito trasferitore a radiofrequenza di modulazione angolare, basato su di un PLL il cui funzionamento avviene secondo il metodo di cui sopra, come descritto nella rivendicazione 13.

II PLL del circuito trasferitore di modulazione oggetto d'invenzione ha il vantaggio di possedere una banda d'aggancio che viene limitata in modo adattativo al valore della larghezza di banda del segnale di riferimento, la quale per un segnale modulato in modo analogico dipende dall'indice di modulazione e dal valore del picco d'ampiezza del segnale modulante, mentre per un segnale modulato digitalmente dipende dalla bit-rate del segnale modulante e dallo schema di modulazione prescelto, nonché dalla forma dell'impulso modulante.

Grazie all'applicazione del metodo in oggetto, il PLL del circuito trasferitore presenta l'ulteriore vantaggio di avere una banda d'aggancio indipendente sia dalla temperatura dell'ambiente che ospita gli apparati che dall'invecchiamento dei dispositivi. Infatti, essendo la larghezza di banda del segnale di riferimento generalmente del tutto indipendente dalle variazioni termiche e dall'invecchiamento, risulta allo stesso modo trascinata anche la banda d'aggancio del PLL a causa della costanza del rapporto K mantenuto tra queste due bande. Si rendono quindi superflue quelle eventuali regolazioni che altrimenti occorrerebbe eseguire nei siti d'installazione delle apparecchiature, spesso difficilmente raggiungibili.

Altro non trascurabile vantaggio è quello di evitare il mantenimento in produzione di differenti versioni dello stesso circuito per le esigenze di ottimizzare le prestazioni alle diverse bit-rate.

Ulteriori caratteristiche e vantaggi della presente invenzione risulteranno dalla descrizione, fatta qui di seguito, di un suo esempio di realizzazione dato a titolo indicativo e non limitativo con riferimento ai disegni allegati .

Breve descrizione dei disegni

In tali disegni:

- la fig.l indica in maniera schematica un circuito trasferitore di modulazione angolare realizzato secondo l'arte nota;

- la fig.2 indica in maniera schematica un rivelatore di fase a campionamento utilizzato nel circuito di fig.l;

- la fig.3 indica in maniera schematica un circuito trasferitore di modulazione angolare realizzato secondo l'invenzione; e

- le figure 4 e 5 indicano dei risultati sperimentali relativi al funzionamento del circuito di fig.3 in presenza di due differenti bit-rate del segnale digitale d'ingresso.

Descrizione dettagliata

Con riferimento alla figura 3, in cui elementi analoghi a quelli presenti in fig.l sono indicati con gli stessi riferimenti numerali, si può notare lo schema circuitale 100 di un circuito trasferitore a microonde della modulazione angolare di un segnale di riferimento a frequenza intermedia, che differisce dal PLL 1 di fig.1 esclusivamente per la presenza di un blocco 101 (indicato a tratteggio) inserito sulla via che connette l'uscita del comparatore di fase 10 al filtro d'anello 11. Nel seguito per comodità di esposizione, il circuito trasferitore di modulazione 100 verrà anche indicato come PLL 100. Per quanto concerne il rivelatore di fase 9, la sua particolare forma realizzativa verrà vista con l'illustrazione della fig.2. Il segnale d'ingresso S4 è modulato CPM come nel caso di fig.1, ma questo non costituisce una limitazione per l'invenzione essendo lo stesso segnale suscettibile di una qualsiasi modulazione angolare, sia analogica che digitale, di quelle prima accennate.

Il blocco 101, che in sostanza racchiude l'invenzione, ha un ingresso a cui perviene il segnale errore S5 uscente dal comparatore di fase 10 ed un'uscita per un segnale S9 che raggiunge il filtro d'anello 11, quest'ultimo segnale una volta filtrato costituisce un segnale S10 per il controllo del VCO 2. Per via della modulazione digitale il segnale errore S5 è rappresentato da una sua immagine oscilloscopica che si presenta come un diagramma ad occhio.

All'interno del blocco 101 il segnale S5 perviene ad un rivelatore di picco 102, e ad un attenuatore variabile 105 di tipo controllato, il cui segnale attenuato corrisponde al segnale S9 uscente dal blocco 101. Il rivelatore di picco 102 è costituito da un diodo opportunamente connesso ad un condensatore, eventualmente tra il punto di diramazione del segnale S5 ed il rivelatore di picco 102 è possibile introdurre un operazionale che agisce in retroazione per amplificare il segnale S5 e per disaccoppiare il blocco 101 dal comparatore di fase 10. All'uscita del rivelatore di picco 102 è presente un segnale S7 che raggiunge un ingresso - di un amplificatore operazionale 103 in configurazione differenziale, al cui ingresso è applicata una tensione di riferimento Vr di valore desiderato (ad esempio, 100 mV). Il segnale uscente dall'amplificatore 103 attraversa un filtro passa basso a banda stretta 104, fuoriuscendo da questi come segnale di regolazione S8 applicato all'ingresso di controllo del valore di attenuazione dell'attenuatore variabile 105. Quest'ultimo è di tipo noto.

Vediamo ora i concetti fondamentali posti alla base del funzionamento del circuito trasferitore di modulazione 100 di figura 3, facendo riferimento a quanto già detto a riguardo del funzionamento del circuito noto di fig.1.

Nel caso dell'esempio, una volta prefissato lo schema di modulazione e stabiliti i parametri che definiscono il comportamento del PLL 100, vale a dire la banda d'aggancio ed il guadagno d'anello, si ha in uscita dal comparatore di fase 10 un segnale errore di fase S5, con valore di picco S7 di un certo livello, ad esempio 100 mV, generato dal battimento tra i segnali S3 ed S4 ai due ingressi.

Come già era stato anticipato, l'idea di soluzione del problema tecnico sopra evidenziato è quella di sfruttare la retroazione per mantenere costante il rapporto K fra la banda di aggancio BA del PLL 100 e la larghezza di banda del segnale 54 a frequenza intermedia. Si dimostra che tale rapporto K può essere mantenuto costante mantenendo costante il valore di picco del segnale errore S5. Provvede allo scopo il blocco funzionale 101 che rileva il picco S7 del segnale errore S5 ed in base alla distanza tra tale picco ed il valore Vr di riferimento modifica in retroazione negativa il segnale errore 55 prima che esso controlli il VCO, adattando con ciò la banda di aggancio BA alla larghezza di banda del segnale S4.

È opportuno scegliere la tensione di riferimento Vr in modo da poter equamente fronteggiare aumenti o diminuzioni della bit-rate, garantendo in ogni circostanza una buona linearità di funzionamento dei componenti che costituiscono il PLL 100. Operativamente questo si raggiunge scegliendo la tensione Vr uguale al valore di picco S7 che si determina in presenza di una bit-rate 8x2 Mbit/sec che, come detto, è 100 mV.

All'interno del trasferitore di modulazione 100 secondo l'invenzione si possono individuare due percorsi di retroazione negativa, rispettivamente indicati con LI e L2. Il percorso LI differisce dal percorso di retroazione di un qualunque PLL, come ad esempio quello di fig.l, solo per la presenza dell'attenuatore variabile 105. Il percorso di retroazione L2 coincide con la via che il segnale errore S5 percorre nell'attraversare il blocco di regolazione 101 per uscire come segnale di regolazione S8, resta quindi escluso l'attenuatore 105, che costituisce comunque un elemento di comunicazione tra i due percorsi, così come il punto di diramazione del segnale errore di fase S5.

La rapidità d'intervento del PLL 100 è garantita dall'elevato guadagno d'anello e dall'ampia banda del filtro d'anello 11, che deve essere maggiore della più ampia banda prevista per il segnale di riferimento S4. Per un segnale modulato digitalmente ciò significa che la banda del filtro d'anello 11 deve essere più ampia della banda della portante modulata alla più alta bit-rate prevista per un prefissato schema di modulazione. Il tempo di risposta che caratterizza 1'intervento del blocco 101 è stabilito dal tempo di mantenimento del picco da parte del rivelatore di picco 102. Per poter valutare l'effetto di un tale intervento nei confronti delle velocità con cui si esplicano i fenomeni che il blocco di regolazione 101 deve fronteggiare, occorre stabilire dei limiti all'intervallo dei possibili valori della costante di tempo di scarica del dispositivo che memorizza il picco S7, vale a dire del tempo di mantenimento del picco. Questi fenomeni sono essenzialmente costituiti da apprezzabili variazioni di traffico sulle tratte in ponte radio tali da indurre ad un cambio della bit-rate, da variazioni termiche che si verificano negli apparati, e dall'invecchiamento dei dispositivi. La variazione di bit-rate è un fenomeno sporadico che viene fronteggiato dal PLL mantenendo l'aggancio. Per quanto invece concerne le variazioni termiche e l'invecchiamento, questi fenomeni sono incomparabilmente più lenti rispetto all'intervallo di tempo in cui il picco d'errore si manifesta a causa della massima deviazione istantanea di fase del segnale modulante. Sembrerebbe quindi di poter mantenere il picco per un tempo anche lungo rispetto al suddetto intervallo senza per questo causare problemi al PLL, ma così non è poiché occorre anche considerare il fatto che il PLL possa perdere l'aggancio e che debba quindi essere automaticamente ricondotto ad agganciare il segnale di riferimento. Durante questa fase sarebbe più opportuno evitare di limitare la banda d'aggancio del PLL a causa di un picco d'errore mantenuto per un tempo dell'ordine di quello normalmente necessario al raggiungimento dell'aggancio in assenza del blocco circuitale 101.

Il limite inferiore di una tale tempo di mantenimento sarà desunto dalle argomentazioni che seguono.

Il percorso di retroazione L1 si occupa di mantenere il segnale RF agganciato in fase al segnale di riferimento S4, per questo le costanti di tempo in gioco lungo tale percorso devono essere piccole abbastanza rispetto al minor tempo di simbolo previsto per il segnale modulato digitalmente, così da consentire la rapida e corretta ripetizione della modulazione. Provvede allo scopo la particolare scelta del rapporto K tra la banda d'aggancio del PLL 100 e quella definita dalla massima deviazione istantanea di fase nell'intervallo di segnalazione (di simbolo); un valore di K compreso tra 1 e 2 può garantire un certo margine di sicurezza nell'aggancio senza però degradare eccessivamente la qualità del segnale trasmesso.

Ben diversa è la funzione del percorso di retroazione L2 che è appunto quella già evidenziata per la realizzazione della presente invenzione e che consiste nell'effettuare le opportune correzioni di banda passante del PLL, agendo sull'attenuatore variabile 105, a seconda delle variazioni delle condizioni d'uso o d'installazione.

Come era stato detto, i due percorsi LI e L2 non sono interdipendenti, infatti il trasferitore di modulazione 100 secondo l’invenzione mantiene costante il rapporto K grazie all'azione combinata dei due percorsi di retroazione negativa, nel senso che quando una variazione della velocità di simbolo (symbol-rate) produce una variazione nel picco del segnale errore S5, costringendo il blocco 101 ad intervenire per riadattare la banda d'aggancio del PLL, la maggior o minor attenuazione del segnale errore S5 che ne deriva induce una variazione congruente del guadagno d'anello che annulla gradualmente la variazione nel picco d'errore S7, mantenendo di conseguenza costante il rapporto K. All'equilibrio il valore di picco S7 è uguale al valore di riferimento Vr, ed il nuovo valore di guadagno è in grado di generare un valore di picco d'errore uguale al valore di riferimento in presenza della nuova larghezza di banda del segnale a frequenza intermedia S4.

La possibilità dì ottenere una buona stabilizzazione del valore K nel circuito di fig.3 è dovuta al fatto che il rivelatore di picco 102 scarica lentamente, dando tempo al PLL 100 di adeguare il guadagno. Tuttavia una scarica troppo prolungata rallenterebbe in modo ingiustificato il raggiungimento del punto di equilibrio, mentre una scarica troppo breve non ne consentirebbe affatto il raggiungimento, e di conseguenza l'uguaglianza del picco d'errore al valore di riferimento e l'adattamento della banda d'aggancio. Poniamo il limite superiore della durata del picco S7 in un tempo inferiore, o al più uguale, a quello normalmente necessario al raggiungimento dell'aggancio in assenza del blocco circuitale 101, compiendo con ciò la scelta di un valore sovrabbondante per motivi precauzionali. Rimane ora la necessità di porre un limite inferiore a tale durata. Nel caso di modulazioni digitali con simboli equiprobabili, una scelta ragionevole è quella di mantenere il picco S7 per un tempo almeno uguale alla durata media dell'intervallo tra due picchi di deviazione di frequenza del segnale S4, quando si manifestano alla minor symbol-rate prevista. Il valore di un tale intervallo si può calcolare per via teorica conoscendo lo schema di modulazione adottato. In ogni caso esso non può superare il valore M x T, essendo M il numero di simboli dell'alfabeto utilizzato dal modulatore e T l'intervallo di segnalazione.

Nel caso di modulazioni analogiche non conviene procedere per questa via, in quanto 1'intervallo temporale tra due picchi nella deviazione di frequenza è una grandezza statistica a volte poco nota che può assumere valori anche molto grandi, i quali, se applicati al mantenimento del picco d'errore S7 impedirebbero di fatto al PLL di raggiungere il nuovo punto di equilibrio. Conviene allora mantenere il picco S7 per un tempo almeno uguale all'inverso della minor larghezza di banda prevista per il segnale S4.

I parametri che stabiliscono la velocità d'intervento del circuito trasferitore di modulazione angolare 100, determinati come sopra in funzione delle sole caratteristiche del segnale modulato S4 e del segnale modulante (non indicato), governano la regolazione adattativa della banda d'aggancio del PLL 100 anche per quanto concerne le influenze sulla stessa dovute a variazioni termiche ed all'invecchiamento.

Con riferimento alla fig.2 viene ora illustrato il rivelatore di fase a campionamento 9 utilizzato nei circuiti delle figg.l e 3. È utile premettere che la scelta di un rivelatore di tipo SPD (Sampling Phase Detector), basato su di un mixer subarmonico, è una scelta vantaggiosa nel caso presente in cui il segnale d'ingresso Si (la cui fase è da rivelare) è a microonde, in quanto èssa consente l'utilizzo di un orologio di riferimento a frequenza decisamente inferiore.

Come già era stato detto, il rivelatore di fase 9 riceve in ingresso il segnale a microonde SI modulato d'angolo, proveniente dall'oscillatore VCO 2, ed il segnale sinusoidale S2 a frequenza UHF e fornisce in uscita il segnale a frequenza intermedia S3 per il comparatore di fase 10.

Tale rivelatore di fase 9 comprende la serie di un duplicatore di frequenza 12, seguito da un filtro passabanda 13 e da una architettura circuitale ad anello costituita da un tratto di linea 16 in λ/2 connesso tra i due capi della serie di due diodi 14 e 15. Il rivelatore di fase 9 comprende inoltre un amplificatore a frequenza intermedia 17, il cui ingresso è connesso al punto centrale della serie dei diodi e la cui uscita è connessa ad un filtro passabanda a frequenza intermedia 18. Il segnale a microonde S1 raggiunge l'ingresso dell'amplificatore 17 ed il punto centrale della serie dei diodi tramite un condensatore 19.

Nel funzionamento, il filtro 13 è a banda stretta onde lasciar passare la sola frequenza duplicata del segnale UHF S2, per essere iniettata nell'anello di diodi in veste di segnale di pompa del mixer subarmonico che tale anello viene a costituire. Scegliendo un orologio S2 a 1880 MHz, ed impostando la frequenza centrale di oscillazione del VCO 2 a 15360 MHz, il mixer viene pompato a 3760 MHz e la 4<a >armonica del segnale di pompa generata dal mixer produce un battimento con il segnale S1 ad una frequenza che rientra nella banda del filtro a frequenza intermedia 18. Poiché il livello di un tale battimento S6 è molto basso, si rende indispensabile utilizzare un amplificatore 17 a basso rumore di fase.

Un circuito trasferitore di modulazione secondo l'invenzione realizzato come in fig.3 è stato sottoposto a prove sperimentali nei laboratori della Richiedente, utilizzando un oscillatore VCO a microonde per effettuare un trasferimento di modulazione da 320 MHz a 15 GHz.

La figura 4 mostra lo spettro del segnale modulato RF nel caso di una bit-rate di 2x2 Mbit/sec (curva a), nonché l'aggiustamento automatico della banda d'aggancio a 3 dB ad un valore di circa 5 MHz (curva b).

Lo stesso prototipo è stato utilizzato per un segnale IF modulato con una bit-rate di 16x2 Mbit/sec e l'uscita RF è mostrata in figura 5 (curva a). La figura 5 mostra inoltre chiaramente come, in presenza della nuova bit-rate, la banda d'aggancio a 3 dB diventi notevolmente più ampia rispetto all'esempio di figura 4, in particolare circa 28 MHz (curva b).

In conclusione, la presente invenzione permette di risolvere un'esigenza fortemente sentita e finora senza soluzioni, vale a dire l'autoregolazione della banda di aggancio dei PLL operanti come trasferitori di modulazione angolare nei trasmettitori dei ponti radio digitali a microonde, a seconda della bit-rate del segnale digitale di trasmissione. È quindi evitato l'inconveniente delle apparecchiature attualmente in commercio che sono predisposte per il caso peggiore ai fini della purezza del segnale trasmesso, ovvero quello di maggiori bit-rate.

Claims

RIVENDICAZIONI 1. Metodo per trasferire ad una portante a radiofrequenza di trasmissione la modulazione angolare di una portante a più bassa frequenza (S4) utilizzata da una maglia ad aggancio di fase (1)/ o PLL, cóme segnale modulato di riferimento per generare la detta portante a radiofrequenza (RF) tramite un oscillatore controllato in tensione (2), o VCO, essendo la banda di aggancio del PLL (1) suscettibile di variazioni dovute a mutate esigenze di traffico, a variazioni termiche, ad invecchiamento dei dispositivi elettronici utilizzati, comprendente le seguenti fasi di: a)conversione di frequenza del segnale generato dal VCO (SI) alla detta più bassa frequenza; . b)comparazione di fase tra il detto segnale convertito a più bassa frequenza (S3) ed il detto segnale modulato di riferimento (S4), per l'ottenimento di un segnale errore (S5) per il controllo del VCO; caratterizzato dal fatto di comprendere ulteriormente le fasi di : c) rivelazione del valore di picco (S7) di detto segnale errore (S5); d) generazione di un segnale di regolazione (S8) della banda di aggancio di detto PLL (1) come differenza tra il detto valore di picco (S7) ed un valore di riferimento (Vr) opportunamente scelto; e)attenuazione del livello di detto segnale errore (S5) in relazione al valore di detto segnale di regolazione della banda di aggancio (S8) del PLL (1), mantenendo in tal modo costante il rapporto K tra la banda di aggancio del PLL (1) e la larghezza di banda del detto segnale modulato di riferimento (S4).
2. Metodo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto rapporto K è compreso tra 1 e 2, consentendo il corretto trasferimento della modulazione senza degradare sensibilmente la qualità di detta portante di trasmissione (RF).
3. Metodo secondo la rivendicazione 1 o 2, caratterizzato dal fatto che il valore di detto picco d'errore (S7) è mantenuto per un tempo inferiore, o al più uguale, al tempo normalmente necessario al detto PLL (1) per raggiungere l'aggancio in assenza delle fasi caratterizzanti c), d), e).
4. Metodo secondo una delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che detto valore di riferimento (Vr) corrisponde ad un detto valore di picco (S7) rivelato in corrispondenza di una larghezza di banda del detto segnale modulato di riferimento (S4) determinata in corrispondenza di una velocità di trasmissione di valore centrale rispetto a quelle previste.
5. Metodo secondo una delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che i valori di detta differenza effettuata nella detta fase d) vengono sottoposti ad un filtraggio passa basso a banda stretta.
6. Metodo secondo una delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che detta modulazione angolare è una modulazione digitale.
7. Metodo secondo la rivendicazione 6, caratterizzato dal fatto che il valore di detto picco d'errore (S7) è mantenuto per un tempo almeno uguale alla durata media dell'intervallo tra due picchi di deviazione di frequenza del detto segnale di riferimento (S4) modulato angolarmente alla minor symbol-rate prevista .
8. Metodo secondo la rivendicazione 6 o 7, caratterizzato dal fatto che detta modulazione digitale è di tipo a fase continua, altrimenti detta CPM.
9. Metodo secondo una delle rivendicazioni da 1 a 5, caratterizzato dal fatto che detta modulazione angolare è una modulazione analogica.
10. Metodo secondo la rivendicazione 9, caratterizzato dal fatto che il valore di detto picco d'errore (S7) è mantenuto per un tempo almeno uguale all'inverso della minor larghezza di banda prevista per il detto segnale di riferimento modulato angolarmente (S4).
11. Metodo secondo una delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che detta più bassa frequenza del segnale di riferimento modulato angolarmente (S4) ha un opportuno valore di frequenza intermedia.
12. Metodo secondo una delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che viene utilizzato nei trasmettitori dei ponti radio a microonde.
13. Circuito trasferitore di modulazione angolare comprendente : - un oscillatore controllato in tensione (2), o VCO, utilizzato per generare una portante a radiofrequenza (RF); - mezzi di conversione {9) a più bassa frequenza del segnale generato dal VCO (SI); - mezzi di comparazione di fase (10) tra il detto segnale convertito a più bassa frequenza (S3) ed un segnale di riferimento (S4) modulato angolarmente avente la detta più bassa frequenza, per l'ottenimento di un segnale errore (S5) che controlla il VCO (2); detti mezzi (9, 10), detto VCO (2), ed un filtro passa basso (11) del segnale errore (S5), costituendo una maglia ad aggancio di fase (1), o PLL, avente una banda di aggancio suscettibile di variazioni dovute a mutate esigenze di traffico, a variazioni termiche, ad invecchiamento dei dispositivi elettronici utilizzati, caratterizzato dal fatto di comprendere ulteriormente: - mezzi di regolazione adattativa (101) della larghezza di detta banda di aggancio controllati da detto segnale errore (S5), detti mezzi di regolazione agendo sul detto segnale errore (S5) mantenendo costante il rapporto K tra la detta banda di aggancio e la larghezza di banda del detto segnale modulato di riferimento a più bassa frequenza (S4).
14. Circuito secondo la rivendicazione 13, caratterizzato dal fatto che detti mezzi di regolazione adattativa (101) della banda di aggancio di detto PLL (1) comprendono: - mezzi di rivelazione (102) del valore di picco (S7) di detto segnale errore (S5); - mezzi di sottrazione (103) tra il detto valore di picco (S7) ed un valore di riferimento (Vr) opportunamente scelto, per l'ottenimento di un segnale (SS) di regolazione della banda di aggancio di detto PLL (1); - mezzi di attenuazione (105) del livello di detto segnale errore (S5) controllati da detto segnale di regolazione della banda di aggancio (S8).
15. Circuito secondo la rivendicazione 13 o 14, caratterizzato dal fatto che detto PLL (1) garantisce un detto rapporto K compreso tra 1 e 2, consentendo il corretto trasferimento della modulazione senza degradare sensibilmente la qualità di detta portante di trasmissione (RF).
16. Circuito secondo la rivendicazione 14 o 15, caratterizzato dal fatto che detti mezzi rivelatori di picco (102) mantengono il valore rivelato (S7) per un tempo inferiore, o al più uguale, al tempo normalmente necessario al detto PLL (1) per raggiungere l'aggancio in assenza di detti mezzi di regolazione adattativa (101) della banda di aggancio.
17. Circuito secondo una delle rivendicazioni tra 14 e 16, caratterizzato dal fatto che detto valore di riferimento (Vr) corrisponde ad un detto valore di picco (S7) rivelato in corrispondenza di una larghezza di banda del detto segnale modulato di riferimento (S4) determinata in corrispondenza di una velocità di trasmissione di valore centrale rispetto a quelle previste.
18. Circuito secondo una delle rivendicazioni tra 14 e 17, caratterizzato dal fatto che comprende un secondo filtro passa basso a banda stretta (104) attraversato dal detto segnale di regolazione della banda di aggancio (S8).
19. Circuito secondo una delle rivendicazioni tra 14 e 18, caratterizzato dal fatto che detta modulazione angolare è una modulazione digitale.
20. Circuito secondo la rivendicazione 19, caratterizzato dal fatto che detti mezzi rivelatori di picco (102) mantengono il valore rivelato (S7) per un tempo almeno uguale alla durata media dell'intervallo tra due picchi di deviazione di frequenza del detto segnale di riferimento (S4) modulato angolarmente alla minor symbol-rate prevista.
21. Circuito secondo la rivendicazione 19 o 20, caratterizzato dal fatto che detta modulazione digitale è di tipo a fase continua, altrimenti detta CPM.
22. Circuito secondo una delle rivendicazioni tra 14 e 18, caratterizzato dal fatto che detta modulazione angolare è una modulazione analogica.
23. Circuito secondo la rivendicazione 22, caratterizzato dal fatto che detti mezzi rivelatori di picco (102) mantengono il valore rivelato (S7) per un tempo almeno uguale all'inverso della minor larghezza di banda prevista per il detto segnale di riferimento modulato angolarmente (S4).
24. Circuito secondo una delle rivendicazioni tra 14 e 23, caratterizzato dal fatto che detta più bassa frequenza del segnale di riferimento modulato angolarmente (S4) ha un opportuno valore di frequenza intermedia.
25. Circuito secondo una delle rivendicazioni tra 14 e 24, caratterizzato dal fatto che viene utilizzato nei trasmettitori dei ponti radio a microonde.