NO332660B1 - Krets for frekvensmultiplikasjon av et vinkelmodulert signal ved bruk av en PLL og fremgangsmate - Google Patents

Abstract

Det er beskrevet en fremgangsmåte og en relativ krets tilpasset for å overføre vinkelmodulasjonen til et mellomfrekvenssignal til en mikrobølgetransmisjonsbærebølge.Kretsen for vinkelmodulasjonen er en PLL (100) hvis VCO (2) genererer mikrobærebølgen (RF) modulert lik mellomfrekvenssignalet (S4), tatt som en referanse for fasekomparatoren (10) til PLL. Komparatoren eller sammenligneren mottar enn videre en kopi av signalet generert av VCO, omformet til mellomfrekvens (S3) ved hjelp av en subharmonisk mikser, og genererer et feilsignal (S5). PLL omfatter videre en reguleringskrets (101) som opprettholder automatisk konstant forhold K mellom det låste båndet til PLL og båndbredden til referansesignalet (S4), hvor det sistnevnte signalet kan være utsatt for båndbreddevariasjoner, generelt på grunn av valget av forskjellige transmisjonshastigheter. Reguleringskretsen (101) innbefatter en feiltoppdetektor (102) og en operasjonsforsterker (103) som sammenligner toppen (S7) med en referanseverdi (VR), tilveiebrakt fra forskjellen mellom et styresignal (S8) til en variabel demper (105) av feilsignalet (S5) som styrer VCO.

Description

Den foreliggende oppfinnelsen relaterer seg til området radiosignaltransmisjon og mer spesielt til en fremgangsmåte og en relativ krets tilpasset til å overføre vinkelmodulasjonen til en mellomfrekvens til en mikrobølgebærer ved bruk av en PLL hvis låste bånd automatisk tilpasses båndbredden til mellomfrekvenssignalet. Oppfinnelsen skal i det etterfølgende beskrives for bruk i telekommunikasjonsutstyr slik som for eksempel digitale radiolinker med liten kapasitet, i samsvar med et produksjonsområde som søkeren er involvert i, men det må imidlertid forstås at den samme oppfinnelsen med fordel kan anvendes på andre elektroniske områder.

I radiosignalsendere blir det generelt anvendt en heterodynteknikk som forutsetter en første omforming ved mellomfrekvens IF av basebåndsignalet, filtrering, og en ytterligere radiofrekvensomforming i det spesifikke transmisjonsbåndet til en på forhånd valgt kanal. Ved mottak blir på analog måte den avstemte kanalen først av alt omformet til mellomfrekvens IF, filtrert og så omformet til basebånd ved demodulasjon. Fordelene med denne teknikken er vel kjent. Frekvensomformingen, både opp og ned, blir utført ved at signalet som skal omformes sendes til en anordning som oppviser en ikke-lineær overføringskarakteristikk, for eksempel en diode, og anordningen styres ved hjelp av et sinusformet pumpesignal generert av en lokal oscillator, med en frekvens som skiller seg fra senterbåndet til radiofrekvenskanalen med ±-verdien til mellomfrekvensen. I praksis blir pumpesignalet generert av en lokal spenningsstyrt oscillator eller VCO som er innsatt i en faselåst sløyfe eller PLL, som nåes av et referansesignal tilveiebrakt med stor frekvensstabilitet. Virkemåten til PLL-strukturen er vel kjent av fagkyndige på området, men det er imidlertid hensiktsmessig å understreke det faktum at slike strukturer generelt omfatter en frekvensdeler påtrykt utgangen til VCO for å muliggjøre bruk av referanseklokkesignaler med absolutt lavere frekvens sammenlignet med frekvensene til signalet generert av VCO.

Et fundamentalt problem som er tilstede for et firma som produserer profesjonelle transmisjonssystemer, slik som for eksempel av typen som anvendes i stasjoner til seksjoner forbundet ved hjelp av radiolinker, er å oppnå utmerket funksjonsytelse samtidig som produksjonskostnadene holdes lave. En første vanskelighet i dette henseende skyldes nødvendigheten for å måtte bruke mikrobølgemiksere. En andre begrensning beror på vanskelighetene i å fremstille PLL-kretsen for å styre de forannevnte mikserne med svært høye frekvenser, som i digitale radiolinker med liten kapasitet ligger i området 15 GHz.

En første løsning tilveiebrakt av søkeren for å redusere produksjonskostnadene på bekostning av en umerkelig ytelsesreduksjon, består i bruken av standard glassforsterket FR4 trykte kretser som mikrobølgesubstrat. En slik løsning er beskrevet i internasjonal søknad nr. PCTVEP98/04028, i navnet til den samme søkeren. Hensikten med det som er beskrevet i den ovenfor nevnte patentsøknaden er i virkeligheten å realisere en mikrobølge VCO ved hjelp av planarteknologi, hvis layout oppnås på det samme fiberglassubstratet hvorpå det er realisert kretser med lavere frekvens for styringen av VCO. Denne nye fremgangsmåten har gjort det mulig å redusere de høye produksjonskostnadene, takket være den konstruksjonsmessige forenklingen av kretsmodulene.

Søkeren har nylig fullført et ytterligere skritt forover ved at det har lykkes å eliminere mikseren eller blanderen som anvendes i senderne for å omforme mellomfrekvenssignalet til et mikrobølgesignal. Dette har vært mulig ved at VCO ikke lenger brukes til å generere pumpesignalet, hvilket åpenbart er unødvendig dersom det ikke er noen mikser, men snarere til å generere transmisjonssignalet direkte. Innovasjonen har ikke krevet fremstående kretsvariasjoner i PLL som genererer lokaloscillatorsignalet, siden det har vært tilstrekkelig nok å erstatte det tidligere referansesignalet til fasekomparatoren ved mellomfrekvenssignalet som skal sendes. På denne måten blir fasemodulasjonen til mellomfrekvenssignalet påvirket som tilsiktet være en mikrobølge som overføres direkte fra VCO til PLL-kretsen.

Den andre løsningen som gjør bruk av fordelene ved den første løsningen, er beskrevet i en artikkel med tittelen "FR4 PCB MODULATION TRANSFER MW VCO UP TO 16 HGZ", av C. Buoli, G. Mora og L.A. Cervi, publisert etter "Proceeding of the 1997 27th European Microwave Conference", part 2, Jerusalem, 8-12. september 1997.

Blanton (US005374903A "Generation of wideband linear frequency modulation signals") beskriver en fremgangsmåte og et apparat for frembringelse av en lineær frekvensmodulert bølgeform som er konvertert til en høyere frekvens og en større båndbredde opp til en mikrobølgefrekvens ved multiplisering av en offset gjennom en faselåst sløyfe.

Le Barillec et al. (FR2680615A1 "Method for controlling a frequency synthesizer provided with a modulation input") viser en frekvenssyntetiserer utstyrt med en moduleringsinngang som omfatter en spenningskontrollert oscillator som mottar et kontrollsignal og et moduleringssignal som et kontrollsignal.

Fig. 1 viser et kretsskjema over en PLL 1 som realiserer begge de kjente løsningene, selv om bare den andre skal omtales. PLL 1 blir med fordel anvendt i digitale mikrobølgeradiosystemsendere med lav kapasitet.

Med henvisning til fig. 1 er det mulig å fastslå at PLL 1 omfatter en VCO 2, hovedsakelig bestående av et aktivt element 3 som styres elektronisk ved hjelp av en varaktor 4. Signalet som kommer ut fra VCO 2 blir sendt til en mikrobølgebuffer 5 anordnet oppstrøms i en retningskobler 6 som fordeler inngangssignalet mellom to utgangsporter. Et første av disse signalene utsendt fra kobleren 6 blir sendt til en balansert buffer 7 på en slik måte at det oppnås en utsendt transmisjonsradiofrekvens RF med et riktig effektnivå og en god isolasjonsgrad. Et andre signal Sl blir avsendt hurtig ved hjelp av en ytterligere mikrobølgebuffer 8 til en fasesamplingsdetektor 9, eller SPD som i sin tur blir matet med et sinusformet signal S2 generert med en egnet frekvens UHF. Dette signalet blir på fordelaktig måte tilveiebrakt ved hjelp av en VCO ved lav fasestøy. På utgangen til fasedetektoren 9 er det tilstede et signal S3, som er kopi av RF-signalet overført til mellomfrekvens, som når den første inngangen til en fasekomparator 10 bestående av en mikser, hvorpå et andre inngangsreferansesignal S4 ankommer, som korresponderer med et mellomfrekvenssignal tilveiebrakt av et modulsert fasesignal fra digitale data. På utgangen til fasekompatoren 10 er det derfor et feilsignal S5 for styringen av VCO 2. Dette signalet passerer først et sløyfebredbåndsfilter 11, som er nyttig for å eliminere uønsket falsk utstråling frembrakt i PLL 1, hvor den sistnevnte består av VCO 2, fasedetektoren 9, fasekomparatoren 10 og sløyfefilteret 11. Det er viktig å merke seg det faktum at dess større låsebåndet til PLL 1 er, dess høyere vil dens kapasitet til å opprettholde låsingen selv om det er plutselige fasevariasjoner i det modulerte referansesignalet, være. Sløyfeforsterkningen som er nødvendig for en god funksjon i PLL, sikres av avstemningskapasiteten til oscillatoren VCO 2 (omtrent 150 MHz/volt) og sensitiviteten til fasekomparatoren 10 (300/2 n mV/rad). For å muliggjøre låsingen av PLL 1 til referansesignalet under tilkomstfasen eller etter en mulig ut av låsingtilstand for dette, er det forutsatt innført en automatisk søkeanordning med hensyn på låsingen, i banen som forbinder fasekomparatoren 10 med sløyfefilteret 11. For å forenkle, er denne kjente anordningen ikke vist på figuren. Med hensyn på fasedetektoren 9, skal en av dens mulige utførelser beskrives detaljert under forklaringen av fig. 2.

Sammenlignet med den allerede kjente teknikken hvor PLL ble brukt for låsing av pumpefrekvensen til mikrobølgemikseren ved en nøyaktig referanse, skal nå den samme PLL bli brukt på en forskjellig måte for å overføre fasemodulasjonen som mellomfrekvensreferansebæreren blir påvirket av direkte til mikrobølge. Det er således et tydelig skilletrekk mellom begge de nettopp illustrerte løsningene, som består i det faktum at mens mikseren i det første tilfellet overfører (omformer) et modulert signal med hensyn på frekvens, og regenererer det til mikrobølger via en bitanordning, kopierer PLL i det andre tilfellet fasemodulasjonen til referansesignalet i mikrobølgebæreren, og det er derfor ikke behov for å overføre referansesignalet ved hjelp av en bitanordning.

Generaliteten i overføringen av modulasjonen angår den såkalte vinkelmodulasjon som er av fasen eller frekvensen, begge av analog og digital type, mens amplitudemodulasjonen åpenbart forblir utelukket. Som kjente tillatte modulasjoner nevner vi for eksempel de velkjente modulasjonene M-FSK, M-PSK, CPM (kontinuerlig fasemodulasjon) etc, mens de blandede amplitude- og fasemodulasjonene av typen M-QAM er ekskludert. Som allerede kjent, er det et matematisk forhold mellom frekvens og fase, og derfor mellom de homonyme modulasjonene, idet frekvensen ikke er noe annet enn en momentan fasevariasjon som er den tidsderiverte av fasen.

I tilfellet med eksempelet på fig. 1 blir det brukt et digitalt signal for å drive CPM 1-modulasjonen av en bærebølge, slik at det kan trekkes fordel av fordelene som slik modulasjon innebærer, idet det opprettholdes fasekontinuiteten mellom to intervaller av tilstøtende signaler, det genereres ekstremt rommende og konstant amplitudespektrum av de modulerte signalene. Alt dette blir translatert i det konkrete tilfellet for å spare transmisjonseffekt takket være bruken av radiofrekvenseffektforsterkere som fungerer i klasse C, fulgt av et båndpassfilter som fra det forsterkede signalet bare trekker ut båndet av interesse.

Som allerede kjent, oppviser forsterkerne i klasse C den høyeste ytelsen. Med de miksede digitale modulasjonene nevnt ovenfor, er det i stedet nødvendig å anvende noen absolutt lineære forsterkere i klasse A, for å unngå innføringen av forstyrrelser av typen AM/AM og AM/PM i båndet til det forsterkede signalet.

Fagkyndige på området kan antagelig anse PLL lik en enkel vinkelmodulator, men dette er ikke fullstendig korrekt, selv om det ved første øyekast synes akseptabelt, siden den forannevnte vinkelmodulasjonen eksisterer før den etterfølgende behandlingen av PLL, som den bare kan tilpasses til, men ved en høyere bærebølgefrekvens. Modulasjon av et signal krever vanligvis sofistikerte realiseringsplaner, hvor en PLL sikkert ikke er i stand til å reprodusere dersom det var ønskelig om å bruke denne til å modulere mikrobølgebærebølgen helt fra start. Det er derfor mer rimelig å tale om vinkelmodulasjonsoverføring, på linje med tittelen til artikkelen nevnt i relasjon til realiseringen av en fasemodulasjonsfører realisert av den samme søkeren, som oppfinnelsen som skal beskrives skiller seg fra.

Til tross for alle fordelene som er utpekt hittil, kan kretsen på fig. 1 ikke desto mindre forbedres med hensyn på kvaliteten til det genererte signalet. Og dette er hovedformålet med den foreliggende oppfinnelsen.

Den foran nevnte kretsen fungerer i virkeligheten ikke på optimal måte med hensyn på støy og av systemhensiktsmessige grunner kan det være fordelaktig å velge begrensningen ved et enkelt låsebånd i PLL med alle mulige bithastigheter som forutsettes i det digitale radiosystemet som kretsen brukes i. Som et eksempel på de forutsatte transmisjonshastighetene, er de følgende: 2x2 Mbit/sek., 4x2 Mbit/sek., 8 x 2 Mbit/sek. og 16 x 2 Mbit/sek. Antatt at transmisjonshastigheten endrer seg ved endret trafikk, opprettholdes imidlertid den initielt forutbestemte bestemte digitale modulasjonen uendret, men vil da variere i samsvar med transmisjonsbåndet. Det er åpenbart at PLL-låsebåndet må dimensjoneres for høyere transmisjonshastighet og på denne måten vil den vise seg å være overdimensjonert for mindre bithastigheter. På grunn av overdimensjoneringen vil de falske og harmoniske signalene som frembringes av IF-signalet eller genereres av selve modulasjonssystemet bli innfanget av PLL og forsterket.

I tilfellet bithastigheten til modulatorene som brukes i alle stasjonene til et radiosystem har blitt predefinert for alle disse under utviklingstrinnet, kan de nettopp påpekte ulempene unngås ved å optimalisere passbåndet til PLL i samsvar med bithastigheten. Men i dette tilfellet vil det i alle fall være problem med å holde det samme antallet modulasjonsledekretser i katalogen som det med bithastigheter som forutsettes mellom terminalstasj onene til et bestemt radiosystem.

Men låsebåndet skiller seg også i samsvar med variasjonen til visse fysiske parametre til anordningene som brukes i PLL, for eksempel varierer det i samsvar med sensitiviteten til VCO som varierer med driftstemperaturen til utstyret som er tillatt å tåle variasjoner på mellom -40° og +75° i samsvar med installasjonsstedene, og kan også endre seg ved at anordningene som utgjør PLL eldres, og også i samsvar med frekvens forskyvningen til høyre eller venstre for bærebølgen, gitt at systemet bare teoretisk er perfekt symmetrisk. Alt dette krever at det forutses en rikelig sikkerhetsmargin samt å bruke bånd som er sterkt overdimensjonerte sammenlignet med de virkelige transmisjonsbehovene, hvilket forsterker de ovenfor nevnte ulempene (særlig ved de laveste bithastighetene), og det gjør hensynet til funksjonsmaskene fastsatt av internasjonale standardiseringsmyndigheter enda mer vanskelig å tilfredsstille for de enkelte systemene.

Vurderingene ovenfor kan utvides, dog med noe skille, også til vinkelmodulasjoner av den analoge typen.

Med henvisning til det som tidligere er uttalt, oppviser et transmisjonssystem som bruker vinkelmodulasjonslederen realisert i samsvar med kretsskjemaet på fig. 1 ulempen ved at det ikke er i stand til å opprettholde kvaliteten til det sendte signalet uendret ved varierende bruks- og installasjonsforhold. Det tekniske problemet som er knyttet til dette består således i å oppnå en konstant og optimal kvalitet i det sendte signalet på en absolutt automatisk måte, selv om de ovenfor nevnte forholdene endrer seg, eller sagt på en ekvivalent måte, et låsebånd til vinkelmodulasjonsføreren PLL begrenser seg på en adaptiv måte til verdien til båndet til referansesignalet. Under denne innledende uttalelsen vil de falske eller harmoniske signalene som frembringes av mellomfrekvensen eller genereres av selve modulasjonssystemet, automatisk bli filtrert av PLL, og støyen som helhet vil bli redusert til fordel for den spektrale renheten.

Den foreliggende oppfinnelsen gir en løsning på det ovenfor nevnte tekniske problemet og adresserer seg til en fremgangsmåte som er tilpasset å overføre vinkelmodulasjonen til en bærebølge til en transmisjonsfrekvens ved en lavere frekvens som anvendes av et faselåsnett, eller PLL, som et modulert referansesignal for å generere radiofrekvensbærebølgen ved hjelp av en spenningsstyrt oscillator eller VCO, hvor låsebåndet til PLL kan være utsatt for båndledevariasjoner på grunn av endrede trafikkrav, termiske variasjoner, de elektroniske anordningenes eldring.

Fremgangsmåten innbefatter de følgende trinn:

a) frekvensomforming av signalet generert av VCO ved den lavere frekvensen; b) fasesammenligning mellom signalet omformet ved en lavere frekvens og det

modulerte frekvenssignalet for å oppnå et feilsignal for styring av VCO;

karakterisert vedat den videre innbefatter trinnene:

c) detektering av toppverdien til feilsignalet; d) generering av et reguleringssignal til låsebåndet til PLL som differansen mellom toppverdien og en forutbestemt referanseverdi; e) demping av nivået til feilsignalet i relasjon til verdien til reguleringsverdien til låsebåndet til PLL, og opprettholde på denne måten forholdet K mellom låsebåndet

til PLL og båndbredden til det modulerte referansesignalet, som angitt i patentkrav 1.

Det er fordelaktig at radiofrekvensbærebølgen opptrer under intervallet til mikrobølgene og bærebølgen med en lavere frekvens har en egnet mellomfrekvens. Som et prinsipp er det ikke desto mindre ikke mulig å ekskludere praktiske forhold hvor modulasjonsoverføringen kan finne sted direkte fra basebånd til mikrobølge.

Et ytterligere formål med den foreliggende oppfinnelsen er en ledekrets med vinkelmodulasjonsradiofrekvens, basert på en PLL hvis funksjon samsvarer med fremgangsmåten illustrert foran og beskrevet i krav 13.

PLL til modulasjonsledekretsen som er formål for den foreliggende oppfinnelsen, har den fordelen at den har et låsebånd begrenset på en adaptiv måte til verdien for båndbredden med referansesignalet, som for et signal modulert på analog måte avhenger av modulasjonsindeksen og toppamplitudeverdien til toppen av modulasjonssignalet, som for et digitalt modulert signal avhenger av bithastigheten til modulasjonssignalet og det forutbestemte modulasjonsskjemaet så vel som formen til modulasjonspulsen.

Takket være fremgangsmåten som er foreslått av oppfinnerne, oppviser PLL til ledekretsen den ytterligere fordelen at den har et låsebånd som er uavhengig, både av temperaturen og miljøet hvori utstyret brukes og av anordningenes eldring. I virkeligheten er båndbredden til referansesignalet generelt fullstendig uavhengig av de termiske variasjonene og eldringen, og også låsebåndet til PLL viser seg å være strukket på grunn av konstantheten til relasjons K som opprettholdes mellom disse to båndene. De to mulige justeringene er derfor unødvendig, hvilke ellers måtte blitt utført på installasjonsstedene til utstyret, og som ganske ofte er vanskelig å nå. En annen fordel, som ikke kan neglisjeres, er at det unngås å opprettholde produksjon av forskjellige versjoner av den samme kretsen for behovet å optimalisere ytelsene ved forskjellige bithastigheter.

Trekkene ved den foreliggende oppfinnelsen, som antas å være nye, er angitt spesielt i de medfølgende patentkravene. Oppfinnelsen, sammen med ytterligere formål og fordeler ved denne, kan forstås med henvisning til den etterfølgende beskrivelse tatt sammen med tegningene, hvori: - fig. 1 viser på skjematisk måte en vinkelmodulasjonsledekrets utført i samsvar med bakgrunnteknikken; - fig. 2 viser på skjematisk måte en samplefasedetektor som brukes i kretsen på fig. 1; - fig. 3 viser på skjematisk måte en vinkelmodulasjonsledekrets utført i samsvar med oppfinnelsen; og fig. 4 og 5 viser noen eksperimentelle resultater som er relatert til funksjonen på fig. 3 under tilstedeværelsen av to forskjellige bithastigheter til det digitale inngangssignalet.

Med henvisning til fig. 3, hvor elementer tilsvarende de som er tilstede på fig. 1 er angitt med de samme henvisningstallene, er det mulig å se kretsskjemaet 100 til en mikrobølgeledekrets for vinkelmodulasjonen av et referansesignal med mellomfrekvens som bare skiller seg fra PLL 1 på fig. 1 ved tilstedeværelsen av en blokk 101 (illustrert med skravering) innført i banen som forbinder utgangen fra komparatoren til fase 10 med sløyfefilteret 11. Heretter vil av bekvemmelighetsgrunner modulasjonsledekretsen 100 også bli angitt som PLL 100. Med hensyn på fasedetektoren 9, skal dennes bestemte utførelse analyseres ved hjelp av fig. 2. Inngangssignalet S4 er CPM-modulert, som i tilfellet på fig. 1, men dette trekket må ikke anses begrensende for oppfinnelsen, siden det samme signalet kan utsettes for et hvilket som helst av de tidligere nevnte vinkelmodulasjonene, både analoge og digitale.

Blokken 101 som i hovedsak inneholder oppfinnelsen, har en inngang hvorpå utgangsfeilsignalet S5 ankommer fra fasekomparatoren 10, og en utgang for et signal S9 som når sløyfefilteret 11, hvor det sistnevnte signalet, når det er filtrert, utgjør et signal S10 for styringen av VCO 2. På grunn av den digitale modulasjonen er feilsignalet S5 representert ved dets oscilloskopiske bildet som et øyeskjema.

Inne i blokken 101 ankommer signalet S5 til en toppdetektor 102 og en variabel demper 105 av en styrt type, hvis dempede signal korresponderer med utgangssignalet S9 fra blokken 101. Toppdetektoren 102 består av en diode som på passende måte er forbundet med en kondensator, og mellom forgreningspunktet til signalet S5 og toppdetektoren 102 er det mulig å innføre en operasjonell påvirkning i tilbakekoblingen for å forsterke signalet S5 og å frakoble blokken 101 fra fasekomparatoren 10. På utgangen til toppdetektoren 102 er det et signal S7 som når en inngang på en operasjonsforsterker 103 i en differentialkonfigurasjon, på hvilken inngang + er påført en referansespenning Vr med en forutbestemt størrelse (for eksempel 100 mV). Signalet som kommer ut av forsterkeren 103 passerer gjennom et lavpassfilter med et smalt bånd 104 og dette etterlates som et justeringssignal S8 som påtrykkes inngangsstyringen til den variable demperen 105. Denne sistnevnte er av kjent type.

I det etterfølgende er det beskrevet de fundamentale konseptene til modulasjonsledekretsen 100 på fig. 3 basert på det som allerede er referert til med hensyn på funksjonen til den kjente kretsen på fig. 1.

I eksempeltilfellet er et modulasjonsskjema forutdefinert og det er etablert parametre som definerer oppførselen til PLL 100, dvs. låsebånd og sløyfeforsterkning, og på utgangen av fasekomparatoren 10 blir det tilveiebrakt et feilsignal S5 med en toppverdi S7 på et bestemt nivå, for eksempel 100 mV, generert av slaget (beat) mellom signalene S3 og S4 på de to inngangene.

Som allerede uttalt, baserer idéen for løsningen av det ovenfor nevnte tekniske problemet seg på å bruke tilbakekoblingen for å opprettholde forholdet K mellom låsebåndet BA til PLL 100 og båndbredden til signalet S4 konstant på en mellomfrekvens. Det vil vise seg at dette forholdet K kan holdes konstant ved å holde toppverdien til feilsignalet S5 konstant. Funksjonsblokken 101 tar hensyn til dette og identifiserer toppen S7 til feilsignalet S5 og på basis av avstanden mellom toppen og referanseverdien Vr modifiseres feilsignalet S5 med negativ tilbakekobling før dette styrer VCO og tilpasser på denne måten låsebåndet BA til båndbredden til signalet S4.

Det er passende å velge referansespenningen Vr på en slik måte at man på rimelig måte kan håndtere økninger og minskninger i bithastigheten på sikker måte under enhver omstendighet som en god linearitet i funksjonen til elementene som utgjør PLL 100. Dette oppnås ved å velge spenningen Vr lik toppverdien S7 som bestemmes i tilstedeværelsen av en bithastighet 8x2 Mbit/sek., som er som allerede uttalt, 100 mV.

Inne i modulasjonslederen 100 kan det ifølge oppfinnelsen defineres to negative tilbakekoblingsruter, merket henholdsvis LI og L2. Ruten LI skiller seg fra tilbakekoblingsruten til enhver PLL, som for eksempel den som er vist på fig. 1, bare ved tilstedeværelsen av den variable demperen 105. Tilbakekoblingsruten L2 faller sammen med banen feilsignalet S5 tar når det passerer gjennom justeringsblokken 101 for å komme ut som et justeringssignal S8, og demperen 105 forblir utelukket, hvilket i ethvert tilfelle utgjør et kommunikasjonselement mellom de to rutene slik som forgreningspunktet til fasefeilsignalet S5.

Hastighetintervensjonen til PLL 100 sikres av den høye sløyeforsterkningen og det brede båndet til sløyfefilteret 11, som må være større enn det bredeste forutsatte båndet for referansesignalet S4. For et digitalt modulert signal betyr dette at båndet til sløyfefilteret 11 må være bredere enn båndet til den modulerte bærebølgen ved den høyeste forutsatte bithastigheten for et forutbestemt modulasjonsskjema. Reaksjonstiden som karakteriserer intervensjonen til blokken 101 innstilles av toppvedlikeholdstiden av toppdetektoren 102. For å kunne være i stand til å verdsette virkningen av slik intervensjon sammenlignet med hastighetene hvorved fenomenet finner sted, og som justeringsblokken 101 må håndtere, er det nødvendig å definere grenser for intervallet av de mulige verdiene til utladetidskonstanten til anordningen som husker eller memoriserer toppen S7, dvs. til toppvedlikeholdstiden. Disse fenomenene består i hovedsaken av vesentlige trafikkvariasjoner på seksjonen i radiosystemet, for slik å innføre en endring av bithastigheten, ved termiske variasjoner som opptrer i utstyret, og ved eldringen av anordningene. Bithastighetsvariasjonen er et sporadisk fenomen, som håndteres av PLL som opprettholder sløyfen. Men med hensyn på de termiske variasjonene og eldringen, så er disse fenomenene usammenlignbart saktere med hensyn på tidsintervallet hvorunder feiltoppen opptrer på grunn av den maksimale momentane faseforskyvningen av modulasjonssignalet. Det kan derfor synes å være mulig å opprettholde toppen i en til og med lang periode sammenlignet med det ovenfor nevnte intervallet uten at dette vil skape problemer for PLL, men dette er ikke sant siden det også er nødvendig å ta hensyn til det faktum at PLL kan tape sløyfen og den derfor automatisk må bringes tilbake til å låse referansesignalet. Under dette trinnet vil det være mer passende å unngå begrensningen av låsebåndet til PLL på grunn av en feiltopp som opprettholdes i en periode som normalt er nødvendig for å oppnå det låsende fraværet til kretsblokken 101.

Den nedre grensen til vedlikeholds- eller opprettholdelsestiden kan avledes fra de følgende argumentene.

Tilbakekoblingsruten LI sørger for å holde signalet RF låst i referansesignalet S4, og derfor må tidskonstanten som er involvert langs ruten være liten nok sammenlignet med den lille forutsatte symboltiden for et digitalt modulert signal for å muliggjøre den hurtige og korrekte repetering av modulasjonen. Dette sikres ved det bestemte valget av forholdet K mellom låsebåndet til PLL 100 og det som er definert av den maksimale momentane faseforskyvningen under (symbol) signalintervallet; en verdi på K mellom 1 og 2 kan garantere en viss sikkerhetsmargin for låsingen, men imidlertid uten i utstrakt grad å redusere kvaliteten til det sendte signalet.

Funksjonen til tilbakekoblingsruten L2 er ganske forskjellig og er nøyaktig slik som allerede angitt for realiseringen av den foreliggende oppfinnelsen, og som består i å utføre de passende passbåndkorreksjonene til PLL under påvirkning av den variable demperen 105 i samsvar med variasjonene i bruks- eller installasjonsforholdene.

Som allerede uttalt, er begge rutene LI og L2 ikke uavhengige, og i virkeligheten opprettholder modulasjonslederen 100 ifølge oppfinnelsen forholdet K konstant takket være den kombinerte virkningen av begge de negative tilbakekoblingsrutene, og dette betyr at når en variasjon av symbolhastigheten produserer en variasjon i toppen til feilsignalet S5, tvinges blokken 101 til å intervenere for rejustering av PLL's låsebånd, idet vesentlig eller mindre fading i feilsignalet S5 vil indusere en passende variasjon av sløyfeforsterkningen som gradvis kansellerer variasjonen i feiltoppen S7, og følgelig opprettholdes forholdet K konstant. Ved ekvilibrium er toppverdien S7 lik referanseverdien VR, og den nye forsterkningsverdien er i stand til å generere en feiltoppverdi lik referanseverdien under tilstedeværelsen av den nye båndbredden til mellomfrekvenssignalet S4.

Muligheten for å oppå en god stabilisering av verdien K i kretsen på fig. 3 skyldes det faktum at toppdetektoren utlader seg sakte og gir tid for PLL 100 til å justere forsterkningen. Ikke desto mindre vil en for mye forlenget utlading på en ikke rettferdiggjort måte forsinke at ekvilibriumspunktet nås, mens en for kort utladning ikke muliggjør oppnåelsen, og som en konsekvens pariteten mellom feiltoppen og referanseverdien og justeringen av låsebåndet. La oss sette den øvre grensen for varigheten til toppen S7 kortere, eller den mest like tiden sammenlignet med den som normalt er nødvendig for å oppnå låsingen i fraværet av kretsblokken 101, og på denne måten er det valgt en rikelig stor verdi av sikkerhetsgrunner. Nå gjenstår nødvendigheten av å sette en nedre grense for varigheten. I tilfellet med digitale modulasjoner med like sannsynlige symboler, er et rimelig valg å holde toppen S7 i en tid som minst er lik den gjennomsnittlige varigheten til intervallet mellom de to frekvensawikstoppene til signalet S4, når disse opptrer ved den minste forutsatte symbolhastigheten. Verdien til et slikt intervall kan beregnes på teoretisk måte når man kjenner til det tilpassede modulasjonsskjemaet. I ethvert tilfelle kan dette ikke overkomme verdien MxT, hvor M er symboltallet til alfabetet som brukes av modulatoren og T signaleringsintervallet.

I tilfellet med analoge modulasjoner er det ikke hensiktsmessig å anvende denne fremgangsmåten, siden tidsintervallet mellom to topper i frekvensavviket er en statisk størrelse som noen ganger er lite kjent og kan anta til og med svært høye verdier, som dersom disse påføres opprettholdelsen av feiltoppen S7 i virkeligheten vil forhindre PLL i å nå det nye balansepunktet. Det er derfor hensiktsmessig å holde toppen S7 i en periode som minst er lik den motstående til den minste båndbredden som forutses for signalet S4.

Parametrene som definerer interveneringshastigheten til vinkelmodulasjonsledekretsen 100 bestemt som angitt ovenfor bare som funksjon av trekkene til det modulerte signalet S4 og modulasjonssignalet (ikke angitt), håndterer den adaptive justeringen av låsebåndet til PLL 100 selv når det gjelder innvirkningene på dette på grunn av termiske og eldringsvariasjoner.

Med henvisning til fig. 2, skal nå samplingsfasedetektoren 9 som brukes i kretsene på fig. 1 og 3 illustreres. Det er nyttig å forutse at valget av en detektor av SPD-typen (Sampling Phase Detector) basert på en subharmonisk mikser er et fordelaktig valg i det foreliggende tilfellet hvor inngangssignalet Sl (hvis fase skal detekteres) er i mikrobølgeområdet, siden dette muliggjør bruken av en referanseklokke med en tydelig lavere frekvens.

Som allerede nevnt, mottar fasedetektoren 9 på inngangen det vinkelmodulerte mikrobølgesignalet Sl som kommer fra oscillatoren VCO 2, og det sinusformede signalet S2 med en UHF-frekvens, og leverer dette under utsendelse av mellomfrekvenssignalet S3 for fasekomparatoren 10.

Fasedekoderen 9 omfatter serien av en frekvensduplikator 12 fulgt av et båndpassfilter 13 og av en sløyfekretsarkitektur bestående av en linjeseksjon 16 i X/ 2 forbundet mellom de to endene av serien av to dioder 14 og 15. Fasedetektoren omfatter enn videre en mellomfrekvensforsterker 17 hvis inngang er knyttet til det sentrale punktet av serien av dioder og hvis utgang er knyttet til et båndpassfilter med mellomfrekvens 18. Mikrobølgesignalet Sl når inngangen til forsterkeren 17 og det sentrale punktet av de seriekoblede diodene gjennom en kondensator 19.

Under funksjonen er filteret 13 i smalbåndtilstand for å bare sende gjennom den dupliserte frekvensen til signalet UHF S2, som skal innmates i diodesløyfen som pumpesignalet til den subharmoniske mikseren som sløyfen vil utgjøre. Ved valg av en klokke S2 på 1880 MHz og den sentrale oscillasjonsfrekvensen til VCO 2 innstilt til 15360 MHz, blir mikseren pumpet ved 3760 MHz og den fjerde harmoniske til pumpesignalet generert av mikseren gir et slag (beat) med signalet Sl i en frekvens som entrer båndet til filteret ved mellomfrekvens 18. Siden nivået til et slikt slag S6 er svært lavt, er det nødvendig å bruke en forsterker 17 med lav fasestøy.

En modulasjonsledekrets ifølge oppfinnelsen utført som på fig. 3 er blitt utsatt for eksperimentelle tester i laboratoriene til søkeren under bruk av en mikrobølgeoscillator VCO for å realisere en modulasjonsoverføring fra 320 MHz til 15 GHz.

Fig. 4 viser spekteret til det modulerte RF-signalet i tilfellet med en bithastighet på 2 x 2 Mbit/sek. (kurve a), så vel som den automatiske justeringen av låsebåndet ved 3 dB med en verdi på omtrent 5 MHz (kurve b).

Den samme prototypen er brukt for et modulert IF-signal med en bithastighet på 16 x 2 Mbut/sek., og det utsendte RF-signalet er vist på fig. 5 (kurve a). Fig. 5 viser enn videre tydelig hvordan, under tilstedeværelsen av den nye bithastigheten, at låsebåndet ved 3 dB blir vesentlig mer rikelig sammenlignet med eksempelet på fig. 4, spesielt ved 28 MHz (kurve b).

Som konklusjon, muliggjør den foreliggende oppfinnelsen å løse et svært sterkt krav, dvs. selvjusteringen av låsebåndet til PLL under drift som vinkelmodulasjonsledere i sendere av digitale mikrobølgesystemer for radio i samsvar med bithastigheten til det digitale transmisjonssignalet. Derved unngås ulempene med systemet som for tiden er tilgjengelig på markedet, som er tilpasset for å arbeide i det verst tenkelige tilfellet med hensyn på renheten til det transmitterte signalet, dvs. signalet med hovedbithastighetene.

Claims (25)

1. Fremgangsmåte tilpasset for å overføre vinkelmodulasjonen til en bærebølge med en lavere frekvens (S4) som brukes av et faselåsnett (1), eller PLL, til en radiofrekvenstransmisjonsbærebølge, som et modulert referansesignal for å generere radiofrekvensbærebølgen (RF) ved hjelp av en spenningsstyrt oscillator (2) eller VCO, hvor låsebåndet til PLL (1) kan være utsatt for variasjoner på grunn av endrede trafikkrav, termiske variasjoner, eldring i de brukte elektroniske anordningene, innbefattende de følgende trinnene: a) frekvensomforming av signalet generert av VCO (Sl) til den lavere frekvensen; b) fasesammenligning mellom signalet omformet til en lavere frekvens (S3) og det modulerte referanasesignalet (S4) for å tilveiebringe et feilsignal (S5) for styringen av VCO; karakterisert vedat den omfatter videre trinnene: c) detektering av toppverdien (S7) til feilsignalet (S5); d) generering av et justeringssignal (S8) til låsebåndet til PLL (l)som en forskjell mellom toppverdien (S7) og en forutbestemt referanseverdi VR); e) demping av nivået til feilsignalet (S5) i forhold til verdien til justeringssignalet til låsebåndet (S8) til PLL (1), og på denne måten opprettholde forholdet K mellom låsebåndet til PLL (1) og båndbredden til det modulerte referansesignalet (S4) konstant.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat forholdet K ligger mellom 1 og 2 og muliggjør korrekt overføring av modulasjonen uten i vesentlig grad å forringe kvaliteten til transmisjonsbærebølgen (RF).

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1 eller 2,karakterisertv e d at verdien eller størrelsen på feiltoppen (S7) opprettholdes i en kortere, eller maksimalt lik tid sammenlignet med tiden som PLL (1) normalt behøver for oppnå låsingen i fravær av de karakteriserende trinnene c), d), e).

4. Fremgangsmåte ifølge et av de forutgående kravene,karakterisert vedat referanseverdien (VR) korresponderer med toppverdien (S7) identifisert i samsvar med en båndbredde til det modulerte referansesignalet (S4) definert i samsvar med en transmisjonshastighet av sentral størrelse med hensyn på de som er forutsatt.

5. Fremgangsmåte ifølge et av de forutgående kravene,karakterisert vedat verdiene til forskjellen realisert i trinn d) underkastes en smalbånd lavpassfiltrering.

6. Fremgangsmåte ifølge et av de forutgående kravene,karakterisert vedat vinkelmodulasjonen er et digital modulasjon.

7. Fremgangsmåte ifølge krav 6,karakterisert vedat verdien til feiltoppen (S7) opprettholdes i en tid som i det minste er lik den gjennomsnittlige varigheten til intervallet mellom to frekvensawikstopper i referansesignaletl (S4) modulert på en vinkelmåte ved den laveste forutsatte bithastigheten.

8. Fremgangsmåte ifølge krav 6 eller 7,karakterisertv e d at den digitale modulasjonen er av den kontinuelige fasetypen, også kalt CPM.

9. Fremgangsmåte ifølge et av kravene 1 til 5,karakterisertv e d at vinkelmodulasjonen er en analog modulasjon.

10. Fremgangsmåte ifølge krav 9,karakterisert vedat verdien til feiltoppen (S7) opprettholdes i et tidsrom som i det minste er lik den motsatte til den minste båndbredden som er forutsatt for referansesignalet modulert på en vinkelmåte (S4).

11. Fremgangsmåte ifølge et av de forutgående kravene,karakterisert vedat den lavere frekvensen til referansesignalet modulert på en vinkelmåte (S4) har en passende mellomfrekvensverdi.

12. Fremgangsmåte ifølge et av de forutgående kravene,karakterisert vedat den blir brukt i senderne til mikrobølgeradiosystemer.

13. Vinkelmodulasjonsledekrets innbefattende: - en spenningsstyrt oscillator (2) eller VCO brukt til å generere en radiofrekvensbærebølge (RF); omformingsinnretning (9) med en frekvens som er lavere enn signalet generert av VCO (Sl); - innretning for fasesammenligning (10) mellom signalet omformet til en lavere frekvens (S3) og et referansesignal (S4) modulert på en vinkelmåte og som har den lavere frekvensen, for å tilveiebringe et feilsignal (S5) som styrer VCO (2); hvor omformings- og fasesammenligningsinnretningen (9,10), VC (2), og lavpassfilteret (11) til feilsignalet (S5), utgjør et faselåsnett (1) eller PLL, som har et låsebånd som kan være utsatt for variasjoner på grunn av endrede trafikkrav, termiske variasjoner, eller eldring i de brukte elektroniske anordningene, karakterisert vedat den videre innbefatter: - innretning for adaptiv justering (101) av bredden til låsebåndet som blir styrt av feilsignalet (S5), hvorved justeringsinnretningen virker på feilsignalet (S5) og opprettholder forholdet K mellom låsebåndet og båndbredden til referansesignalet modulert til en lavere frekvens (S4).

14. Krets ifølge krav 13,karakterisert vedat innretningen for den adaptive eller tilpassende justeringen (101) av låsebåndet til PLL (1) innbefatter: - innretning for detekteringen (102) av toppverdien (S7) til feilsignalet (S5), - subtraksjonsinnretning (103) mellom toppverdien (S7) og en referanseverdi (Vr) valgt på passende måte for å tilveiebringe et signal (S8) for justeringen av låsebåndet til PLL (1); innretning for demping (105) av nivået til feilsignalet (S5) styrt av signalet for justseringen av låsebåndet (S8).

15. Krets ifølge krav 13 eller 14,karakterisert vedat PLL (1) sikrer forholdet K mellom 1 og 2 og muliggjør korrekt overføring av modulasjonen uten i vesentlig grad å forringe kvaliteten til transmisjonsbærebølgen (RF).

16. Krets ifølge krav 14 eller 15,karakterisert vedat toppdetekteringsinnretningen (102) opprettholder den detekterte verdien eller størrelsen (S7) i et tidsrom som er kortere enn, eller opp til lik tiden det normalt behøves for PLL (1) for å oppnå låsingen i fravær av innretningen for den adaptive eller tilpassende justeringen (101) av låsebåndet.

17. Krets ifølge et av kravene 14 til 16,karakterisert vedat referanseverdien (VR) korresponderer med en toppverdi (S7) detektert i samsvar med en båndbredde til det modulerte referansesignalet (S4) definert i samsvar med en styretransmisjonshastighet i forhold til disse som er forutsatt.

18. Krets ifølge et av kravene 14 til 17,karakterisert vedat den omfatter et andre smalbåndlavpassfilter (104) som gjennomløpes av justeringssignalet til låsebåndet (S8).

19. Krets ifølge et av kravene 14 til 18,karakterisert vedat vinkelmodulasjonen er en digital modulasjon.

20. Krets ifølge krav 19,karakterisert vedat toppdetekteringsinnretningen (102) opprettholder den detekterte størrelsen eller verdien (S7) i et tidsrom som minst er likt den gjennomsnittlige varigheten av intervallet mellom to frekvensawikstopper i referansesignalet (S4) modulert på en vinkelmåte ved den minste forutsatte symbolhastigheten.

21. Krets ifølge kravene 19 eller 20,karakterisert vedat den digitale modulasjonen er av den kontinuerlige fasetypen, også kalt CPM.

22. Krets ifølge et av kravene 14 til 18,karakterisert vedat vinkelmodulasjonen er en analog modulasjon.

23. Krets ifølge krav 22,karakterisert vedat toppdetekteringsinnretningen (102) opprettholder den detekterte verdien eller størrelsen (S7) i et tidsrom som minst er likt det motsatte av den minste båndbredden som forutsettes for referansesignalet modulert på en vinkelmåte (S4).

24. Krets ifølge et av kravene 14 til 23,karakterisert vedat den lavere frekvensen til referansesignalet modulert på en vinkelmåte (S4) har en passende mellomfrekvensstørrelse.

25. Krets ifølge et av kravene 14 til 24,karakterisert vedat den blir brukt i senderne til mikrobølgeradiosystemer.