FR2896355A1 - Systeme de decalage temporel dynamique dans des amplificateurs de puissance entrelaces - Google Patents
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Abstract
Un système permettant de contrôler le retard appliqué à une branche d'un amplificateur à modulation d'impulsions en largeur. Le retard est généralement incorporé si le niveau du signal d'entrée est faible et est diminué quand le niveau du signal d'entrée augmente. Le système peut être mis en oeuvre en utilisant un commutateur, un détecteur de niveau 510 et une minuterie 520, qui en association déterminent si l'unité de retard est incluse dans la branche ou dérivée. Le système peut également utiliser un retard programmable qui peut ajuster la période de retard appliquée ou peut être programmé pour fonctionner comme une unité de transit lorsque le retard n'est plus avantageux pour fournir une haute qualité de signal.
Description
Système de décalage temporel dynamique dans des amplificateurs de
puissance entrelacés 5
L'invention se rapporte de manière générale à des amplificateurs à modulation de largeur d'impulsion (PWM) et, 10 plus particulièrement, à un amplificateur à modulation de largeur d'impulsion entrelacé ayant un décalage temporel qui peut être incorporé ou supprimé ou être augmenté ou diminué.
15 L'amplification à modulation de largeur d'impulsion (PWM) destinée à des applications a.udio est utilisée pour augmenter l'efficacité en incorporant des dispositifs de sortie qui agissent comme des commutateurs. Dans les amplificateurs PWM, un signal d'entrée audio, numérique ou analogique est représenté par 20 une forme d'onde modulée en largeur d'impulsion. Spécifiquement, un signal audio d'entrée module la largeur d'une forme d'onde rectangulaire ultrasonore. La forme d'onde modulée subit ensuite un filtrage passe--bas et le signal analogique qui en résulte est utilisé pour commander la charge ou le haut-parleur. 25 Par opposition à l'amplification en mode linéaire, les transistors qui amplifient le signal fonctionnent en mode de saturation en étant soit complètement ouverts soit complètement fermés. Les transistors de sortie sont alignés en paires de demi-ponts de sorte que l'un produit une tension plus positive alors que l'autre produit 30 une tension plus négative.
La forme la plus courante d'amplificateurs modulés en largeur d'impulsion, connue sous le nom d'amplificateurs de classe D, est théoriquement 100 % efficace parce que les transistors de sortie sont soit complètement ouverts, soit complètement fermés.
Toutefois, ces transistors posent un problème en ce sens que la commutation des transistors doit être contrôlée très précisément.
Dans l'amplificateur de classe D, les commutateurs fonctionnent en alternance. L'idéal serait que les commutateurs soient parfaitement synchronisés de sorte qu'un transistor se ferme instantanément alors que l'autre s'ouvre instantanément. Toutefois, dans la réalité, il peut y avoir un temps de retard avant qu'un transistor ne fournisse une sortie. Le temps entre les intervalles de conduction des deux commutateurs quand aucun commutateur n'est allumé est connu sous le nom de temps mort. Le temps mort entraîne une perte de contrôle qui produit une distorsion et devrait donc être minimisé. Inversement, avec un temps mort insuffisant, une erreur de synchronisation pourrait faire ouvrir les transistors de commutation positifs et négatifs en même temps. Même si le temps du chevauchement est court, il crée un courant de claquage élevé qui pourrait détruire les transistors de sortie.
Pour résoudre ce problère, Crown Audio a développé le convertisseur de courant opposé, dont les caractéristiques sont traitées dans le Brevet US N 5.657.219. Dans le convertisseur de courant opposé, désigné également par E3CA (Amplificateur de courant équilibré) ou amplificateur de classe I, les impulsions de commutation positives et négatives sont entrelacées au lieu d'alterner. Lorsque le signal d'entrée audio se trouve à un passage par zéro, c'est-à-dire lorsque aucun signal ne doit être émis, les
commutateurs s'allument et s'éteignent simultanément à un cycle de service de 50 %. Par conséquent, les signaux positifs et négatifs s'annulent les uns les autres et un signal de sortie nul est fourni. Lorsque le signal d'entrée devient positif, le cycle de service du commutateur positif augmente et le cycle de service du commutateur négatif diminueä Lorsque le signal d'entrée devient négatif, l'inverse se produit.
L'une des raisons pour lesquelles l'amplificateur de classe I est avantageux est que les impulsions sont centrées les unes sur les autres et non sur le moment où un signal s'éteint. L'amplificateur de classe I nécessite également moins de filtrage passe-bas pour éliminer le signal de commutation provenant de la sortie. On peut trouver une présentation plus détaillée de l'amplificateur de classe I dans le Brevet US N 5.657.219, dans le document de présentation technique de l'inventeur " Reinventing the power amplifier - BCA " et dans Understanding class I primer de Crown Audio.
Lors de la fabrication d'amplificateurs PWM entrelacés, les circuits sont conçus pour réduire le degré de diaphonie des commutateurs afin d'éviter le scénario dans lequel le processus de décision de l'un serait basé sur les résultats de l'autre. Le problème de la diaphonie augmente lorsque les niveaux de signaux sont faibles. Cela est dû au fait que même une erreur de synchronisation mineure représente une distorsion relativement importante par rapport à la réponse idéale. Le potentiel de distorsion et de diaphonie est plus important avec les amplificateurs PWM à circuit intégré dans lesquels les modulateurs et étages de sortie multiples partagent tous un substrat et un boîtier communs.
Pour résoudre les problèmes de diaphonie, on peut retarder le signal de commutation principal pour certains des différents parcours de signaux d'un amplificateur entrelacé de sorte qu'un moins grand nombre d'événements de modulation de signaux faibles coïncident dans le temps. Cette technique est montrée pour un entrelacement de deux amplificateurs à ponts complets dans le brevet US 6.373.336 de Anderskouv 8s Risbo. Comme le montre la Figure 1, un tel système comprend un élément de retard 140 dans l'une des branches PWM. Ce système revendique de résoudre le problème de la distorsion involontaire au passage par zéro due à la diaphonie en introduisant un retard qui déplace efficacement le bruit de commutation d'un premier modulateur et d'un premier étage de puissance vers une partie de signal différente de zéro du cycle de modulation du second. modulateur et du second étage de puissance. Sinon, une forme d'onde de modulation peut être retardée dans une branche du modulateur de largeur d'impulsion, ce qui crée un décalage temporel par rapport à l'autre branche du modulateur de largeur d'impulsion. L'introduction d'une hystérésis dans le modulateur peut également être utilisée pour créer un retard.
La Figure 1 est un exemple d'un modulateur d'amplificateur PWM entrelacé simple 100 qui reçoit un signal d'entrée provenant d'une source de signaux 110. Le modulateur d'amplificateur 100 divise l'entrée en deux branches. La première branche inclut un bloc inverseur 120. Le bloc inverseur 120 est connecté à un premier modulateur de largeur d'impulsion 130, désigné par PWM A. PWM A 130 est connecté à un premier demi-pont 150 désigné par demi-pont A. La sortie du demi-pont A 150 est ensuite connectée à la charge 160.
La seconde branche inclut un bloc non inverseur 125 qui est connecté à un second modulateur de largeur d'impulsion 135 désigné par PWM B. PWM B 135 est connecté à une unité de retard 140. L'unité de retard 140 est connectée à un second demi- pont 155 désigné par demi-pont B. Le demi-pont B 155 est ensuite connecté à la charge 160.
Dans ce système, le bruit diaphonique qui, autrement, peut entraîner des distorsions qui sont audibles quand les conditions du signal d'entrée proches du passage par zéro " s'éloignent " du passage par zéro grâce à l'introduction d'un retard par l'unité de retard 140. Le résultat est une erreur qui peut être masquée plus facilement d'un point de vue sonore par le signal plus important qui est maintenant nécessaire pour faire coïncider temporellement la sortie sonore avec le moment de commutation de l'autre modulateur. Toutefois, l'introduction d'une approche de retard a ses limites, ce qui la rend inappropriée dans certaines conditions. Le principal problème de cette approche est: que quand le décalage temporel est ajouté, les signaux de rétroaction sont altérés. En raison de l'ajout du retard, les signaux à modulation de largeur d'impulsion sont également affectés. Ainsi, les spectres PWM qui ont été supprimés précédemment peuvent apparaître comme une distorsion dans le spectre de fréquences audible.
En ajoutant un retard à une branche d'un modulateur de largeur d'impulsion entrelacé, le bruit diaphonique peut être éloigné d'un point proche du passage par zéro du signal d'entrée pour se rapprocher d'un niveau supérieur du signal. Toutefois, cet avantage présumé a également pour effet d'altérer les signaux de rétroaction avec l'apparition des spectres PWM qui, sans l'introduction du retard, seraient supprimés. Lorsque le niveau du
signal est faible, la distorsion introduite par ces bandes latérales est proche de zéro. Toutefois, lorsque le niveau du signal augmente, les inconvénients du retard introduit dépassent ses avantages.
Pour résoudre ces problèmes, quand un retard doit être introduit, le degré de retard introduit peut être contrôlé. En analysant le niveau de la source d'entrée, un système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion peut évaluer si un retard devrait être introduit dans l'une des branches de l'amplificateur à modulation d'impulsions en largeur. Alternativement, les niveaux peuvent être analysés en examinant les formes d'ondes de largeur d'impulsion présentes dans une ou plusieurs branches. L'analyse peut inclure une évaluation du degré du niveau du signal et de la durée pendant laquelle le niveau se trouve dans une plage de signal.
Ce système peut être mis en oeuvre de diverses manières. Par exemple, un circuit de dérivation qui est contrôlé par un commutateur peut être introduit. Le circuit de dérivation peut éviter la circuiterie de retard présente dans une branche de l'amplificateur PWM. Lorsque les niveaux de signaux sont bas, la circuiterie de retard est incluse dans le circuit. Quand les niveaux de signaux sont suffisamment élevés, le commutateur peut connecter le circuit de dérivation. Pour s'assurer qu'il ne se produise pas de commutation excessive entre les modes de fonctionnement, une minuterie peut être incorporée dans le système. La minuterie peut assurer que le circuit de dérivation va être connecté ou déconnecté quand les niveaux se trouvent dans des plages appropriées pendant une période de temps suffisante.
Dans un autre système, une circuiterie de retard programmable peut être utilisée. A cet égard, la minuterie peut donner l'instruction à la circuiterie de retard d'augmenter ou de diminuer le retard introduit dans la branche PWM. Dans ce système, un commutateur peut encore être utilisé pour connecter un circuit de dérivation. Alternativement, la circuiterie de retard et la minuterie pourraient fonctionner en association pour réduire le retard progressivement pour atteindre zéro au lieu d'utiliser un commutateur. Dans des conceptions qui effectuent un décalage de phase de la forme d'onde triangulaire de modulation pour créer un retard, le décalage de phase peut être réduit pour atteindre zéro. Par exemple, si le décalage de phase est créé avec un détecteur de phase de boucle à phase asservie qui est décalé des degrés zéro traditionnels de l'erreur d'asservissement, le décalage du détecteur de phase peut être réduit pour revenir à zéro et le retard dans le modulateur peut être supprimé.
Le contrôle du retard pourrait également être implémenté par un ordinateur comportant un processeur qui analyse les niveaux de signaux, assure une fonction de synchronisation et donne l'instruction à la circuiterie de retard de fonctionner simplement comme une dérivation ou d'introduire un degré de retard prédéterminé ou ajustable. En fait, la fonctionnalité du retard pourrait être assurée par le microprocesseur.
Comme cela a été remarqué ci-dessus, l'analyse du signal d'entrée peut être effectuée en examinant l'un des signaux modulés en largeur d'impulsion ou les deux signaux modulés en largeur d'impulsion. Au lieu d'utiliser un microprocesseur, l'analyse pourrait être effectuée d'une manière moins complexe, en incorporant par exemple un verrou ou un détecteur qui examine
les fronts avant ou arrière des signaux modulés en largeur d'impulsion et donne l'instruction à la minuterie de commencer à compter. Quand la minuterie a atteint une trame temporelle appropriée, sans être réinitialisée par une sortie différente du verrou, un commutateur peut connecter un circuit de dérivation.
Tel qu'il est utilisé ici, le terme "unité de retard " fait référence à n'importe quelle implémentation matérielle ou logicielle dans laquelle un décalage temporel peut être introduit. L'unité de retard peut comprendre des instructions logicielles commandées par un dispositif de contrôle ou un microcontrôleur qui sert à introduire un décalage temporel. Alternativement, l'unité de retard peut comprendre un circuit intégré CMOS analogique. Des éléments de retard accordables tels que ceux utilisés dans un oscillateur en anneau peuvent être utilisés. Une hystérésis peut être introduite dans un comparateur qui compare un signal d'entrée à une forme d'onde triangulaire de modulation dans un modulateur de largeur d'impulsion. Les décalages temporels peuvent être générés grâce aux temps de propagation dans les étages ou les portes. L'unité de retard peut être mise en oeuvre de nombreuses manières.
Ainsi la présente invention concerne un système d'amplification à modulation d'impulsions en largeur qui comprend un premier modulateur de largeur d'impulsion conçu pour recevoir un signal d'entrée et générer un premier signal modulé en largeur d'impulsion à partir de celui-ci, le premier modulateur de largeur d'impulsion étant connecté à un premier étage de puissance à mode de commutation et étant conçu pour être connecté à une charge ; un second modulateur de largeur d'impulsion, le second modulateur de largeur d'impulsion étant conçu pour recevoir le signal d'entrée et pour générer un second
signal modulé en largeur d'impulsion à partir de celui-ci qui est décalé temporellement par rapport au premier signal modulé en largeur d'impulsion, le second modulateur de largeur d'impulsion étant connecté à un second étage de puissance à mode de commutation et étant conçu pour être connecté à une charge ; un dispositif de contrôle conçu pour donner l'instruction au second modulateur de largeur d'impulsion d'ajuster le degré de décalage temporel du second signal modulé en largeur d'impulsion par rapport au premier signal modulé en largeur d'impulsion.
Selon ce mode de réalisation le premier et le second modulateurs d'impulsions en largeur utilisent des formes d'ondes triangulaires de modulation.
Selon ce mode de réalisation le premier et le second étages de puissance à mode de commutation comprennent deux demi-ponts d'un convertisseur de puissance entrelacé à pont complet et le premier et le second étages de puissance à mode de commutation comprennent des demi-courants positifs et négatifs d'un convertisseur de courant opposé.
Selon un autre mode de réalisation de la présente invention le système d'amplification à modulation d'impulsions en largeur, comprend un premier modulateur de largeur d'impulsion conçu pour recevoir un signal et émettre un premier signal modulé en largeur d'impulsion, le premier modulateur de largeur d'impulsion étant connecté à un premier étage de puissance à mode de commutation et étant conçu pour être connecté à une charge ; un second modulateur de largeur d'impulsion, le second modulateur de largeur d'impulsion étant conçu pour émettre un second signal modulé en largeur d'impulsion qui est entrelacé avec le premier
signal modulé en largeur d'impulsion, le second modulateur de largeur d'impulsion étant connecté à un second étage de puissance à mode de commutation et étant conçu pour être connecté à une charge ; un détecteur de niveau conçu pour analyser le niveau d'un signal d'entrée ; une unité de retard conçue pour décaler temporellement le second signal modulé en largeur d'impulsion par rapport au premier signal modulé en largeur d'impulsion, l'unité de retard étant connectée au détecteur de niveau et au second modulateur de largeur d'impulsion ; et un circuit de dérivation conçu pour fonctionner en réponse à une sortie du détecteur de niveau afin d'éviter l'unité de retard dans un premier état et d'incorporer l'unité de retard dans un second état.
La présente invention concerne de même un procédé de contrôle d'un retard dans un amplificateur à modulation d'impulsions en largeur, consistant à générer un premier signal modulé en largeur d'impulsion avec un premier modulateur de largeur d'impulsion connecté à un premier étage de puissance à mode de commutation ; à générer un second signal modulé en largeur d'impulsion avec un second modulateur de largeur d'impulsion connecté à un second étage de puissance à mode de commutation ; à analyser un niveau d'un signal d'entrée ; à comparer le niveau du signal d'entrée avec un seuil ; et à ajuster sélectivement un décalage temporel entre le second signal modulé en largeur d'impulsion et le premier signal modulé en largeur d'impulsion sur la base de la comparaison.
Selon un autre mode de réalisation l'invention concerne un support de stockage lisible par ordinateur à l'intérieur duquel sont stockées des données représentant les instructions exécutables
par un processeur pour contrôler un retard dans un amplificateur à modulation d'impulsions en largeur, le support de stockage comprend des instructions pour recevoir un signal d'entrée ; générer un premier signal modulé en largeur d'impulsion sur la base du signal d'entrée ; générer un second signal modulé en largeur d'impulsion sur la base du signal d'entrée, le second signal modulé en largeur d'impulsion ayant un décalage temporel par rapport au premier signal modulé en largeur d'impulsion ; analyser un niveau du signal d'entrée ; et ajuster sélectivement le décalage temporel en fonction du niveau.
D'autres systèmes, procédés, caractéristiques et avantages de l'invention vont apparaître évidents aux hommes de métier en examinant les figures et la description détaillée qui suivent. Il est prévu que tous ces systèmes, procédés, caractéristiques et avantages supplémentaires soient inclus dans l'invention, entrent dans le champ de l'invention et soient protégés par les revendications qui suivent.
La compréhension de l'invention peut être facilitée en se référant aux dessins et à la description qui suivent. Les composants sur les figures ne sont pas nécessairement à l'échelle, l'accent étant mis sur l'illustration des principes de l'invention. En outre, sur les figures, les numéros de référence identiques désignent des parties correspondantes sur les différentes vues.
Figure 1 est un schéma fonctionnel d'un système de l'art antérieur permettant d'introduire un retard dans une branche d'un amplificateur à modulation de largeur d'impulsion entrelacé.30 12
Figures 2, 3 et 4 sont des graphiques des secondes, quatrièmes et sixièmes harmoniques des bandes latérales de 250 KHz, 750 KHz, 1,25 MHz et 1,75 MHz en fonction de la modulation d'un signal retardé. Figure 5 est un schéma fonctionnel d'un système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion entrelacé.
Figure 6 est un schéma fonctionnel d'un système 10 d'amplification à modulation de largeur d'impulsion entrelacé qui contrôle si un retard est introduit et le degré de retard qui est introduit.
Figure 7 est un schéma fonctionnel d'un autre système 15 d'amplification à modulation de largeur d'impulsion entrelacé qui contrôle si un retard est introduit et le degré de retard qui est introduit.
Figure 8 décrit un système d'amplification à modulation de 20 largeur d'impulsion qui contrôle si le retard est introduit.
Figure 9 est un schéma fonctionnel d'un autre système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion entrelacé qui contrôle si un retard est introduit et le degré de retard qui est 25 introduit.
Figure 10 est un organigramme montrant un procédé de contrôle d'un décalage temporel dans un système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion entrelacé. 30
Figure 11 est organigramme montrant un autre procédé de contrôle d'un décalage temporel dans un système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion entrelacé.
L'invention peut être traitée plus en détail en considérant d'abord les effets de l'introduction d'un retard dans un amplificateur à modulation de largeur d'impulsion entrelacé. Le spectre des signaux de sortie d'un processus PWM double naturel est représenté sous la forme de : yo (r) = MVo cos(wtr)+ (4Vo L 71' m=,mE (ùM 'ù'rj lm ~n ~cos(mwct+na t) (Equation 1) M est l'indice de modulation où 0 <_ M <_ 1,0 ws est la fréquence de signal en radians/ seconde wc est la fréquence de commutation/la fréquence porteuse PWM en radians/seconde Vo est la tension de sortie de crête de la forrne d'onde PWM m est le nombre entier de l'ordre d'harmonique de la bande porteuse 1 5 m n est le nombre entier de l'ordre de bande latérale -00 <_ n 5 oo
Le terme cosinus principal est le signal prévu pour un processus dont l'entrée est un cosinus de la fréquence en radians ws et dont l'amplitude relative à la forme d'onde triangulaire de modulation est de proportion M. La forme d'onde triangulaire est donnée sous la forme cosinusoïciale de l'amplitude de l'unité : VO= 8 L Iz cos(maa,,t) X" m =1.3.5.M m (Equation 2)
La seconde partie de l'(Equation 1) est composée des harmoniques (m) de l'onde triangulaire de modulation et des paires de bandes latérales ( n) relatives à chaque harmonique. L'amplitude de chaque bande latérale est donnée par une fonction de Bessel de première espèce (d'ordre n), une fonction de l'indice de modulation et l'ordre d'harmonique. Puisque m et n sont toujours des nombres entiers, le terme sinus du produit a trois valeurs possibles, -1, 0 et +1. Quand m+n est pair, le terme sinus est égal à zéro et il n'y a pas de bande latérale (ou de bande porteuse quand n=0). En d'autres termes, les harmoniques paires ont seulement des bandes latérales qui sont espacées par des multiples impairs de la fréquence de signal et les harmoniques impairs ont seulement des multiples pairs de la fréquence de signal comprenant une harmonique porteuse.
La rétroaction d'une bande latérale dont n=1 produit une erreur de gain et pas de distorsion. Les termes dont n=0 et dont m est impair créent des erreurs de décalage à courant continu. Ces signaux d'ondulation entraînent une distorsion harmonique quand ils produisent des signaux d'intermodulation qui se trouvent dans la bande passante de signaux de l'amplificateur. Pour un amplificateur audio, cette bande passante de signaux serait inférieure ou égale à 20 KHz. Les signaux harmoniques qui se trouvent bien à l'extérieur de la bande passante peuvent être également mesurés.
Une méthode de réduction du spectre non souhaité dans la sortie consiste à utiliser un étage de puissance entrelacé. Quand il est formé de manière optimale en utilisant un amplificateur PWM double naturel, l'entrelacement peut entraîner une suppression de tous les ordres d'harmoniques et de leurs bandes latérales pour toutes les bandes autres que celles qui sont modulo avec le nombre d'entrelacement N. Le spectre de sortie de cet étage de puissance PWM entrelacé 5 est donné par : (ù''vo 1 (pN+y0 t)MT' cos(w,t)+( (__JSifl - cos(pNwt+nwt) (Equation 3) pN 2 N est le nombre entier de l'ordre d'entrelacement 1 N oo 10 pN est le nombre entier de l'harmonique et 1 < p < 00 Quand N=1, l'expression ci-dessus est identique à l'(Equation 1) tel que prévu. Là où m apparaissait clans 1'(Equation 1), pN apparaît maintenant et révèle que l'entrelacement a supprimé
15 toutes les bandes d'ordre m qui n'étaient pas modulo N. Ces bandes (m) qui restent sous la forme de multiples entiers (p) de N ont des harmoniques de bandes porteuses et de bandes latérales identiques à l'(Equation 1). 20 Quand un retard est ajouté à certains des signaux PWM, les sommations ne peuvent plus entraîner de suppression complète des bandes qui se trouvent entre les multiples de N. Les amplitudes des multiples de N peuvent être très légèrement réduites, mais cela a généralement peu d'importance.
25
Dans le cas simple de N=2 tel que montré sur la Figure 1, il y a deux flux de signaux PWM qui sont totalisés à la sortie de l'étage de puissance à pont complet. Retarder l'un des flux grâce à At consiste à effectuer un décalage de phase de chaque ligne
30 spectrale d'une fréquence mX grâce à 9 = At•w., ce qui entraîne une sommation de ces deux bandes latérales d'intensité relative : _ \i(i cos(o 2(Equation 4) où est le nouveau poids appliqué à chaque ligne spectrale dans 1'(Equation 1) qui aurait été supprimé dans l'(Equation 3). Il faut noter que quand 0 = 0, ti = 0. Quand 0 = n. alors la suppression de toutes les bandes latérales est perdue sous la forme de qi = 1.
Un exemple de la distorsion qui peut être introduite est montré en se référant aux Figures 2, 3 et 4. Par exemple, si un système, tel que montré sur la Figure 1, utilise la commutation effectuée à 250 KHz, un signal d'entrée qui est une onde sinusoïdale à 20 KHz et un At de 100 nsec. Les bandes latérales qui sont égales à 40KHz en ce qui concerne tous les multiples impairs de 250 KHz sont représentés par rapport à l'indice de modulation M et normalisés comme un pourcentage de M.
Si ces signaux devaient être réintroduits dans le processus de modulation comme des signaux de rétroaction, ils pourraient émerger comme une seconde distorsion harmonique (40 KHz) dans le signal de sortie tel que montré sur la Figure 2. La quantité réelle de ces signaux qui serait réinsérée peut être fonction du filtrage par rétroaction utilisé. Généralement, le gain de boucle serait plus grand pour la bande latérale inférieure que pour la bande latérale supérieure et il aurait donc plus d'importance que la bande latérale supérieure. Puisque l'angle e est plus grand pour la bande latérale supérieure que pour la bande latérale inférieure, la bande latérale inférieure est la plus grande des deux. Les bandes latérales supérieures et inférieures peuvent apparaître par paires.
Les bandes latérales qui sont égales à 80 KHz en ce qui concerne tous les multiples impairs de 250 KHz sont montrées de manière similaire dans l'exemple de la Figure 3. Ces signaux s'ils sont réinsérés dans le processus de modulation deviennent la quatrième harmonique.
Les bandes latérales qui sont égales à 120 KHz en ce qui concerne tous les multiples impairs de 250 KHz sont montrées de manière similaire dans l'exemple de la Figure 4. Ces signaux s'ils sont réinsérés dans le processus de modulation deviennent la sixième harmonique.
Sur les Figures 2, 3 et 4, le petit effet initial de distorsion de signal (petit M) qui pourrait être provoqué par ces bandes latérales dans les signaux de rétroaction est égal à zéro. Toutefois, comme M augmente, les résultats se détériorent rapidement. Sur la Figure 2, les bandes latérales de 1.75 Mhz 202 centrées à 1.75 MHz (supérieur à 1.79 MHz) et 204 (inférieur à 1.71 MHz), les bandes latérales de 1,25 Mhz 206 centrées à 1,25 MHz (supérieur à 1.29 MHz) et 208 (inférieur à 1.21 MHz) et les bandes latérales de 750 KHz 210 centrées à 750 KHz (supérieur à 790 KHz) et 212 (inférieur à 710 KHz) augmentent rapidement. D'autre part, les bandes latérales de 250 KHz centrées à 250 KHz 214 (supérieur à 290 KHz) et 216 (inférieur à 210 KHz) peuvent inclure environ 2-3 % de distorsion à une modulation complète. A cet égard, les bandes latérales de 250 KHz 214 et 216 peuvent être les plus problématiques parce qu'elles peuvent être les plus difficiles à éliminer par filtrage en raison de leur fréquence basse. Sur la Figure 3, les quatrièmes harmoniques produisent des bandes
latérales de 250 KHz 314 et 316 qui sont encore plus
plates, mais qui en étant centrées autour de 250 KHz sont plus difficiles à filtrer/ supprimer. De la même manière, sur la Figure 4, les bandes latérales de 250 KHz 414 (supérieur à 370 KHz) et 416 (inférieur à 130 KHz) ne sont pas visibles et les bandes latérales de 750 KHz 410 (supérieur à 870 KHz) et 412 (inférieur à 630 KHz) augmentent. Cependant, les fréquences inférieures (c'est-à-dire de 130 KHz) ont généralement plus de difficulté à supprimer la forme d'onde. Par conséquent, dans les cas où la modulation augmente, le retard peut constituer davantage un obstacle qu'une aide.
La Figure 5 décrit un exemple de système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion qui peut éliminer le retard lorsque cela est approprié. Par conséquent, quand le signal devient suffisant de sorte que le retard est estimé inutile, il peut être dérivé en faveur d'un système sans retard ou d'un système à retard réduit. Cet exemple inclut une connexion à une dérivation 530 et fonctionne quand le commutateur 540 est réglé dans une première position qui est la. position supérieure. Quand le commutateur est dans une seconde position qui est la position inférieure, le retard est incorporé dans le système.
Dans la mesure où la commutation elle-même, si elle est effectuée trop rapidement ou fréquemment, pourrait créer une distorsion notable, l'exemple décrit sur la Figure 5 inclut également un détecteur de niveau 510 et une minuterie 520. La minuterie 520 peut assurer que le circuit de dérivation ne sera pas activé et/ou désactivé jusqu'à ce qu'une période de temps prédéterminée se soit écoulée. Bien que la minuterie 520 puisse être réglée sur n'importe quelle période de temps, une période de temps souhaitable peut être de 20 mSec. D'un point de vue
psycho-acoustique, il n'y a peut-être aucun avantage à effectuer la commutation à une fréquence supérieure à toutes les 20 mSec. La minuterie peut être mise en oeuvre sous diverses formes. Par exemple, dans un environnement numérique, un compteur/une minuterie réinitialisable peut être utilisé. Dans un environnement analogique, un monostable réinitialisable peut être utilisé.
Le détecteur de niveau peut mesurer le niveau de la source de signaux et donner des instructions à la minuterie sur le moment de démarrage, d'arrêt et/ou de réinitialisation. Si un niveau prédéterminé de détection est atteint, le détecteur de niveau 510 peut donner l'instruction à la minuterie 520 de démarrer la synchronisation/le comptage. La minuterie 520 peut envoyer un signal au commutateur 540 qui donne l'instruction au commutateur 540 de commuter les positions et de connecter la connexion 530, ce qui permet de dériver l'unité de retard 140. Chaque fois que le niveau prédéterminé est détecté, la minuterie 520 peut se réinitialiser à l'état de synchronisation/comptage initial. La synchronisation ou le comptage peut avancer uniquement quand le niveau est inférieur au niveau prédéterminé de détection. Après qu'une période de temps prédéterminée est atteinte sans que le niveau prédéterminé soit atteint, le commutateur 540 peut être réglé dans la position inférieure, de sorte que le retard est réincorporé dans le système. Inversement, lorsque le niveau détecté reste supérieur au seuil pendant une durée déterminée, le commutateur 540 peut être réglé dans la position supérieure pour permettre au circuit de dérivation 530 de connecter les signaux produits par le modulateur de largeur d'impulsion B 135 au demi-pont B 155, ce qui permet d'éviter l'élément d'introduction de retard 140.
Bien que le schéma fonctionnel décrive le modulateur de largeur d'impulsion B 135 et l'élément d'introduction de retard 140 comme des éléments séparés, ils peuvent être combinés pour former une seule unité. Par exemple, le modulateur de largeur d'impulsion B 135 peut fournir un signal retardé par rapport à la sortie du modulateur de largeur d'impulsion A 130. Par exemple, si les modulateurs d'impulsions en largeur 130 et 135 sont commandés par une forme d'onde triangulaire, un décalage temporel peut être introduit en retardant la forme d'onde triangulaire grâce au modulateur de largeur d'impulsion A 130 ou au modulateur de largeur d'impulsion B 135.
Dans un autre exemple, le système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion6OO tel que montré sur la Figure 6, l'unité de retard 140 peut être ajustable. La ligne d'ajustement de retard 610 décrit une connexion entre une sortie de la minuterie 520 et une entrée de l'unité de retard 140. Alternativement, la sortie du détecteur de niveau 510 peut se connecter à l'unité de retard 140.
Bien que le détecteur de niveau 510, la minuterie 520, le circuit de dérivation 530 et le commutateur 540 soient montrés comme des éléments séparés sur les Figures 5 et 6, certains ou l'ensemble de ces éléments peuvent être intégrés ensemble. En outre, sur la Figure 7, le détecteur de niveau 510 et la minuterie 520 peuvent être combinés pour former une seule unité d'analyse de niveau 710. L'unité d'analyse de niveau 710 peut contenir un ensemble d'instructions commandé par un microprocesseur. L'unité d'analyse de niveau 710 peut être l'ensemble d'instructions ou un microprocesseur exécutant l'ensemble d'instructions. A cet égard, l'unité d'analyse de niveau 710 peut évaluer la source de
signaux 110 et contrôler le retard 140. Dans cet exemple, le retard 140 est ajustable de manière dynamique pour fournir soit aucun retard (sert simplement de transit) soit un degré de retard sélectionné par l'unité d'analyse de niveau 710.
Alternativement, s'il y a déjà un décalage temporel existant entre les sorties du modulateur de largeur d'impulsion A 130 et du modulateur de largeur d'impulsion B 135, le décalage temporel peut être réduit en retardant la forme d'onde de modulation dans l'un des modulateurs 130 et 135 ou en introduisant une unité de retard séparée qui introduira un retard qui servira à diminuer le décalage temporel entre les sorties des modulateurs d'impulsions en largeur 130 et 135.
De manière similaire, le décalage temporel peut être augmenté en retardant la forme d'onde de modulation dans l'un des modulateurs 130 et 135 ou en introduisant une unité de retard séparée qui introduira un retard qui servira à augmenter le décalage temporel entre les sorties des modulateurs d'impulsions en largeur 130 et 135.
La Figure 8 décrit un exemple de système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion800 qui inclut un détecteur de niveau 810 et une minuterie 8:20. Le détecteur de niveau 810 est implémenté par une logique sensible aux fronts d'impulsion pour déterminer quand le retard a été surmonté par la modulation. Dans l'exemple illustré, le détecteur de niveau 810 est une bascule bistable de type D. Dans d'autres exemples, un critère de niveau commandé par distorsion peut être implémenté.30
Une entrée du détecteur de niveau 810 peut être connectée à la sortie du modulateur de largeur d'impulsion A 130. L'autre entrée peut être connectée à la sortie de l'unité de retard 140. Sur la Figure 8, l'entrée D est connectée au modulateur de largeur d'impulsion A 130 et l'entrée C est connectée à la sortie de l'unité de retard 140. Alternativement, l'entrée C peut être connectée au modulateur de largeur d'impulsion A 130 et l'entrée D peut être connectée à la sortie de l'unité de retard 140. Ainsi, le détecteur de niveau 810 va commuter les états de sortie quand soit les transitions de front du PWM A 130 soit les transitions de l'unité de retard 140 se produisent. Par conséquent, la minuterie 820 peut ensuite être réinitialisée. De cette manière, le commutateur 340 ne peut changer qu'après que la minuterie 820 a atteint une durée suffisante et la minuterie 820 n'est activée que quand un niveau suffisant est détecté à partir du PWM A 130 ou de l'unité de retard 140. Alternativement, durant le fonctionnement, le retard peut être modifié sélectivement. Le retard modifié sélectivement peut être réduit en douceur pour atteindre zéro alors que le niveau de signal augmente. Si une version retardée de la forme d'onde de modulation est déployée dans le modulateur, elle peut produire un effet analogue (mais pas identique) à un retard dans la sortie PWM.
La Figure 9 décrit un exemple de système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion900 incluant une unité d'interface 910 et un dispositif de contrôle 920. Sur la Figure 9, le PWM A 130, le PWM B 135 ou les deux modulateurs d'impulsions en largeur 130 et 135 peuvent retarder une forme d'onde de modulation pour générer un décalage temporel, comme cela est
traité ci-dessus. A cet égard, le dispositif de contrôle 920 ou ordinateur peut ordonner à l'un des modulateurs d'impulsions en largeur 130 et 135 de retarder la forme d'onde de modulation. Le retard d'une forme d'onde de modulation peut être utilisé pour augmenter ou diminuer un décalage temporel.
Sinon, les deux modulateurs d'impulsions en largeur 130 et 135 peuvent recevoir l'ordre d'implémenter différents degrés de retard pour augmenter, diminuer ou essayer d'éliminer des 10 décalages temporels.
En outre, le dispositif de contrôle 920 peut ordonner que le même retard, ou aucun retard du tout, soit appliqué aux modulateurs d'impulsions en largeur 130 et 135. 15 Le dispositif de contrôle 920 peut recevoir des données de l'unité d'interface 910, qui est connecté à la source de signaux 110. L'unité d'interface 910 peut fonctionner comme un détecteur de niveau, un convertisseur analogique-numérique, un processeur 20 ou une combinaison des trois. En général, l'objectif est de fournir au dispositif de contrôle 920 des données sur la base d'une source de signaux 110. Les données fournies peuvent être une évaluation pour savoir si le niveau de la source de signaux 110 est supérieur à un seuil, à une analyse de spectre de fréquence, à une analyse 25 de bruit, etc. A partir de ces données, le dispositif de contrôle 920 peut évaluer quel retard, le cas échéant, devrait être appliqué par le modulateur de largeur d'impulsion A 130 et/ou le modulateur de largeur d'impulsion B 135, Le dispositif de contrôle 920 et l'unité d'interface 910 peuvent être fournis sur un seul circuit 30 intégré ou comme des éléments séparés.
Le dispositif de contrôle 920 peut inclure la fonctionnalité à la fois d'un détecteur de niveau et d'une minuterie. Par exemple, l'unité d'interface 910 peut échantillonner la source de signaux 110 et fournir au dispositif de contrôle 920 des données numériques à partir desquelles le dispositif de contrôle 920 peut calculer le niveau de la source de signaux, la durée pendant laquelle la source de signaux a été supérieure (ou inférieure) à un seuil de niveau et si la durée pendant laquelle la source de signaux a été supérieure (ou inférieure) a atteint un seuil de durée.
Alternativement, le dispositif de contrôle 920 peut ajuster les seuils de niveau ou de durée selon les données reçues. Le dispositif de contrôle 920 peut également utiliser une série d'analyses différentes, avec ou sans seuils de niveau ou de durée, pour calculer si le retard devrait être délibérément introduit, le degré de retard à introduire et si le retard devrait être réduit.
La Figure 10 montre un exemple de méthode de contrôle d'un décalage temporel dans un amplificateur à modulation de largeur d'impulsion entrelacé. A l'étape 1000, le niveau de signal d'entrée est analysé. Ensuite, à l'étape 1010, le signal d'entrée est évalué pour estimer si l'entrée est supérieure à au moins un seuil d'entrée. Si le signal d'entrée est inférieur au seuil, le procédé retourne à l'étape 1000. Si le signal d'entrée est supérieur au seuil d'entrée, le retard (décalage temporel) est réduit à l'étape 1020.
La Figure 11 montre un autre procédé de contrôle d'un décalage temporel dans un amplificateur à modulation d'impulsions en largeur. A l'étape 1100, le niveau du signal d'entrée est analysé. A l'étape 1110, le signal d'entrée est évalué
pour déterminer s'il est supérieur au seuil de niveau. S'il est supérieur au seuil de niveau, le système détermine si le niveau a été précédemment supérieur au seuil de niveau à l'étape 1120. Si le niveau n'a pas été supérieur précédemment au seuil de niveau, la minuterie est réinitisalisée à l'étape 1150 et le système retourne à l'étape 1100.
A l'étape 1110, il est déterminé que le niveau d'entrée est égal ou inférieur au seuil de niveau, le système détermine s'il était précédemment égal ou inférieur au niveau de seuil à l'étape 1125. Si le niveau n'était pas égal ou inférieur au niveau de seuil précédemment, la minuterie est réinitialisée à l'étape 1150 et le système retourne à l'étape 1100.
Si le système trouve que le niveau était précédemment supérieur au seuil de niveau à l'étape 1120 (ou égal ou inférieur au seuil de niveau à l'étape 1125), le système demande si la minuterie est supérieure au seuil de minuterie à l'étape 1130 (ou à l'étape 1135 égale ou inférieure aux signaux de seuil). Si le seuil temporel n'a pas été dépassé, le système retourne à l'étape 1100.
Si le seuil de minuterie a été dépassé au bloc 1130 et que le niveau est supérieur au seuil, le système va réduire le décalage temporel entre les deux signaux modulés en largeur d'impulsion à l'étape 1140. Si le système a déjà appliqué un décalage temporel réduit, le système va maintenir le décalage temporel réduit. A cette étape, le système a déterminé que le niveau du signal d'entrée était suffisamment élevé pour ce qui est estimé être une période de temps importante. Par conséquent, il est déterminé que le décalage temporel n'est pas bénéfique et il est ainsi réduit. La réduction peut être partielle ou conçue pour éliminer dans une
large mesure le décalage temporel. Alternativement, la réduction peut être appliquée dans les étapes ou en fonction de la période de temps et/ou de la durée pendant laquelle le signal d'entrée est supérieur au seuil. L'application ou la maintenance du décalage temporel réduit peut être mise en oeuvre de diverses manières, dont des exemples ont été décrits.
Si le seuil de minuterie a été dépassé et que le niveau est égal ou inférieur au seuil, le système va augmenter le décalage temporel entre les deux signaux modulés en largeur d'impulsion à l'étape 1145. Si le système a déjà appliqué un décalage temporel augmenté, le système va maintenir le décalage temporel augmenté. A cette étape, le système a déterminé que l'introduction d'un niveau de décalage temporel sera bénéfique et augmente ainsi ou maintient un niveau de décalage temporel augmenté. Alternativement, l'augmentation du décalage temporel peut être appliquée dans les étapes ou en fonction de la période de temps et/ ou de la durée pendant laquelle le signal d'entrée est inférieur au seuil. L'application ou la maintenance du décalage temporel augmenté peut être mise en oeuvre de diverses manières dont des exemples ont été décrits.
Bien que diverses réalisations de l'invention aient été décrites, il sera évident pour les hommes de métier que bien d'autres réalisations et mises en oeuvre sont possibles dans le cadre de l'invention. Par exemple, il existe de nombreuses réalisations de générateurs de retard et sur la manière dont ils peuvent être modulés ou dérivés. Par conséquent, l'invention ne doit pas être limitée sauf à la lumière des revendications jointes ou de leurs équivalents.
Claims (2)
1. Système d'amplification à modulation d'impulsions en largeur caractérisé en ce qu'il comprend : un premier modulateur (130) de largeur d'impulsion conçu pour recevoir un signal d'entrée et générer un premier signal modulé en largeur d'impulsion à partir de celui-ci, le premier modulateur de largeur d'impulsion étant connecté à un premier étage de puissance à mode de commutation et étant conçu pour être connecté à une charge ; un second modulateur (135) de largeur d'impulsion, le second modulateur de largeur d'impulsion étant conçu pour recevoir le signal d'entrée et pour générer un second signal modulé en largeur d'impulsion à partir de celui-ci qui est décalé temporellement par rapport au premier signal modulé en largeur d'impulsion, le second modulateur de largeur d'impulsion étant connecté à un second étage de puissance à mode de commutation et étant conçu pour être connecté à une charge (160) ; un dispositif de contrôle conçu pour donner l'instruction au second modulateur de largeur d'impulsion d'ajuster le degré de décalage temporel du second signal modulé en largeur d'impulsion par rapport au premier signal modulé en largeur d'impulsion.30 3. 10 4. 15 5. 20 6. 25 7. 30 Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 1 caractérisé en ce que le premier et le second étages de puissance à mode de commutation comprennent deux demi-ponts (150-155) d'un convertisseur de puissance entrelacé à pont complet. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 1 caractérisé en ce que le premier et le second étages de puissance à mode de commutation comprennent des demi-courants positifs et négatifs d'un convertisseur de courant opposé. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comprend en outre un détecteur de niveau (510) conçu pour analyser un niveau du signal d'entrée. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 5 caractérisé en ce qu'il comprend en outre une minuterie (520) connectée au détecteur de niveau et au dispositif de contrôle. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 5 caractérisé en ce que
2. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 1 caractérisé en ce que le premier et le second modulateurs d'impulsions en largeur utilisent des formes d'ondes triangulaires de modulation. 28 le détecteur de niveau et le dispositif de contrôle sont disposés sur un circuit intégré. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication :1 caractérisé en ce que le signal d'entrée est un signal audio numérique. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 1 caractérisé en ce que le signal d'entrée est un signal audio analogique. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comprend en outre un bloc inverseur connecté au signal d'entrée et au premier modulateur de largeur d'impulsion et un bloc non inverseur connecté au signal d'entrée et au second modulateur de largeur d'impulsion. 12. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comprend en outre un bloc non inverseur connecté au signal d'entrée et au premier modulateur de largeur 30 d'impulsion et un bloc inverseur connecté au signal d'entrée et au second modulateur de largeur d'impulsion. 10 9. 15 10. 11. 20 25 8. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 5 caractérisé en ce que le premier modulateur de largeur d'impulsion, le second modulateur de largeur d'impulsion, le détecteur de niveau et le dispositif de contrôle sont disposés sur un circuit intégré.13. Système d'amplification à modulation d'impulsions en largeur, caractérisé en ce qu'il comprend : un premier modulateur (130) de largeur d'impulsion conçu pour recevoir un signal et émettre un premier signal modulé en largeur d'impulsion, le premier modulateur de largeur d'impulsion étant connecté à un premier étage de puissance à mode de commutation et étant conçu pour être connecté à une charge ; un second modulateur (135) de largeur d'impulsion, le second modulateur de largeur d'impulsion étant conçu pour émettre un second signal modulé en largeur d'impulsion qui est entrelacé avec le premier signal modulé en largeur d'impulsion, le second modulateur de largeur d'impulsion étant connecté à un second étage de puissance à mode de commutation et étant conçu pour être connecté à une charge ; un détecteur de niveau (510) conçu pour analyser le niveau d'un signal d'entrée ; une unité de retard (140) conçue pour décaler temporellement le second signal. modulé en largeur d'impulsion par rapport au premier signal modulé en largeur d'impulsion, l'u:nité de retard étant connectée au détecteur de niveau et au second modulateur de largeur d'impulsion ; et30 31 un circuit de dérivation (530) conçu pour fonctionner en réponse à une sortie du détecteur de niveau afin d'éviter l'unité de retard dans un premier état et d'incorporer l'unité de retard dans un second état. 14. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 13 caractérisé en ce que le premier et le second modulateurs d'impulsions en largeur sont commandés par des formes d'ondes triangulaires de modulation respectives. 15. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 13 caractérisé en ce que le premier et le second étages de puissance à mode de commutation comprennent deux demi-ponts (150, 155) d'un convertisseur de puissance entrelacé à pont complet. 16. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 13 caractérisé en ce que le premier et le second étages de puissance à mode de commutation comprennent des demi-courants positifs et négatifs d'un convertisseur de courant opposé. 17. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 13 caractérisé en ce que l'unité de retard est une unité de retard d'impulsions. 18. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 13 caractérisé en ce que l'unité de retard est conçue pour décaler temporellement le second signal modulé en largeur d'impulsion par rapport 5 19. 10 20. 15 20 21. 25 22. 30 32 au premier signal modulé en largeur d'impulsion en effectuant un décalage de phase d'une forme d'onde triangulaire de modulation utilisée par le second modulateur de largeur d'impulsion par rapport à une phase d'une forme d'onde triangulaire de modulation utilisée par le premier modulateur de largeur d'impulsion. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 13 caractérisé en ce que le circuit de dérivation ,est transférable entre le premier et le second états par l'enclenchement ou le désenclenchement d'un commutateur. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 13 caractérisé en ce qu'il comprend en outre une seconde unité de retard connectée au premier modulateur de largeur d'impulsion et conçue pour réduire le décalage temporel du second signal modulé en largeur d'impulsion par rapport au premier signal modulé en largeur d'impulsion par l'introduction d'une période de retard dans le premier signal modulé en largeur d'impulsion. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 13 caractérisé en ce qu'il comprend en outre une minuterie (520) connectée au détecteur de niveau et au circuit de dérivation. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 21 caractérisé en ce que 23. 24. 25. 26. 25 27. 30la minuterie est conçue pour ajuster le degré de décalage temporel généré par l'unité de retard. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 21 caractérisé en ce que la minuterie est conçue pour ordonner à l'unité de retard de fixer une période de temps de retard. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 13 caractérisé en ce que le détecteur de niveau est conçu pour ordonner à l'unité de retard de fournir un décalage temporel souhaité. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 13 caractérisé en ce que le premier et le second modulateurs d'impulsions en largeur sont disposés sur un circuit intégré. Système d'amplification à modulation de largeur d'impulsion selon la revendication 13 caractérisé en ce que le détecteur de niveau comprend un verrou, le verrou étant connecté au premier modulateur de largeur d'impulsion et à l'unité de retard. Procédé de contrôle d'un retard dans un amplificateur à modulation d'impulsions en largeur, caractérisé en ce qu'il consiste à : générer un premier signal modulé en largeur d'impulsion avec un premier modulateur (130) de largeur d'impulsion connecté à un premier étage de puissance à mode de commutation ; générer un second signal modulé en largeur d'impulsion avec un second modulateur (135) de largeur d'impulsion connecté à un second étage de puissance à mode de commutation ; analyser un niveau d'un signal d'entrée ; comparer le niveau du signal d'entrée avec un seuil ; et ajuster sélectivement un décalage temporel entre le second signal modulé en largeur d'impulsion et le premier signal modulé en largeur d'impulsion sur la base de la comparaison. 28. Procédé selon la revendication 27 caractérisé en ce que l'action d'ajuster sélectivement un décalage temporel consiste à réduire le décalage temporel quand le niveau du signal d'entrée est supérieur au seuil. 29. Procédé selon la revendication 27 caractérisé en ce que l'action d'ajuster sélectivement un décalage temporel consiste à réduire le décalage temporel quand le niveau du signal d'entrée est supérieur ou égal au seuil. 30. Procédé selon la revendication 27 caractérisé en ce que l'action d'ajuster sélectivement un décalage temporel consiste à augmenter le décalage temporel quand le niveau du signal d'entrée est inférieur au seuil. 35 31. Procédé selon la revendication 27 caractérisé en ce que l'action d'ajuster sélectivement un décalage temporel consiste à augmenter le décalage temporel quand le niveau du signal d'entrée est inférieur ou égal au seuil. 32. Procédé selon la revendication 27 caractérisé en ce que la comparaison comprend en outre l'action de déterminer si le niveau du signal d'entrée a été supérieur ou inférieur à un seuil pendant une période de temps. 33. Procédé de contrôle d'un retard dans un amplificateur à modulation d'impulsions en largeur, caractérisé en ce qu'il consiste à : 15 fournir un premier modulateur de largeur d'impulsion connecté à un premier étage de puissance à mode de commutation ; fournir un second modulateur de largeur d'impulsion 20 connecté à un second étage de puissance à mode de commutation ; décaler temporellement un second signal modulé en largeur d'impulsion généré avec le second modulateur de 25 largeur d'impulsion par rapport à. un premier signal modulé en largeur d'impulsion généré avec le premier modulateur de largeur d'impulsion ; analyser un niveau d'un signal d'entrée ; 30 déterminer que le niveau du signal d'entrée a été supérieur à un seuil pendant une période de temps ; et 10ajuster le décalage temporel. 34. Procédé selon la revendication 33 caractérisé en ce que l'action d'ajuster le décalage temporel consiste à diminuer le décalage temporel. 35. Procédé selon la revendication 33 caractérisé en ce que l'action d'ajuster le décalage temporel consiste à supprimer dans une large mesure le décalage temporel. 36. Support de stockage lisible par ordinateur à l'intérieur duquel sont stockées des données représentant les instructions exécutables par un processeur pour contrôler un retard dans un amplificateur à modulation d'impulsions en largeur, caractérisé en ce que le support de stockage comprend des instructions pour : recevoir un signal d'entrée ; générer un premier signal modulé en largeur d'impulsion sur la base du signal d'entrée ; générer un second signal modulé en largeur d'impulsion sur la base du signal d'entrée, le second signal modulé en largeur d'impulsion ayant un décalage temporel par rapport au premier signal modulé en largeur d'impulsion ; analyser un niveau du signal d'entrée ; et ajuster sélectivement le décalage temporel en fonction du niveau.37. Support de stockage lisible par ordinateur selon la revendication 36 caractérisé en ce que l'action d'ajuster sélectivement le décalage temporel consiste à diminuer le décalage temporel. 38. Support de stockage lisible par ordinateur selon la revendication 36 caractérisé en ce que l'action d'ajuster sélectivement le décalage temporel consiste à supprimer dans une large mesure le décalage temporel. 39. Support de stockage lisible par ordinateur selon la revendication 36 caractérisé en ce que l'action d'ajuster sélectivement le décalage temporel consiste à augmenter le décalage temporel. 15 40. Support de stockage lisible par ordinateur selon la revendication 36 caractérisé en ce que l'analyse d'un niveau du signal d'entrée consiste à déterminer si le signal d'entrée a été supérieur à un seuil pendant une période de 20 temps. 10
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| US6262632B1 (en) * | 1999-11-16 | 2001-07-17 | Texas Instruments Incorporated | Concept and method to enable filterless, efficient operation of Class-D amplifiers |
| US6693571B2 (en) | 2000-05-10 | 2004-02-17 | Cirrus Logic, Inc. | Modulation of a digital input signal using a digital signal modulator and signal splitting |
| EP1374394B1 (fr) * | 2001-03-26 | 2006-05-31 | Harman International Industries, Incorporated | Amplificateur a modulation d'impulsions en duree ameliore, a processeur de signaux numeriques |
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| US7276867B2 (en) * | 2004-11-10 | 2007-10-02 | Andigilog, Inc. | Controller arrangement with adaptive non-overlapping commutation |
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