ES2335644T3 - Arquitecturas de transmisor para sistemas de comunicaciones. - Google Patents
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Abstract
Un procedimiento para ajustar una ganancia de un elemento (220) de circuito en un transmisor, comprendiendo el procedimiento: recibir (412) una señal de control de ganancia que incluye valores de configuración de ganancia para el elemento de circuito; caracterizado por las etapas de: generar (412) impulsos de sobreexcitación correspondientes a cambios en los valores de configuración de ganancia en la señal de control de ganancia; sumar (412) los impulsos de sobreexcitación con los valores de configuración de ganancia para generar una señal de control ajustada; filtrar (242) la señal de control ajustada para generar una señal de control filtrada; y ajustar la ganancia del elemento (220) de circuito de acuerdo a la señal de control filtrada.
Description
Arquitecturas de transmisor para sistemas de
comunicaciones.
La presente invención se refiere a circuitos
electrónicos en sistemas de comunicaciones y, más en particular, a
arquitecturas de transmisor que proporcionan un rendimiento
mejorado.
El diseño de un transmisor de alto rendimiento
constituye un desafío debido a diversos aspectos de diseño. Para
muchas aplicaciones, se requiere alto rendimiento para cumplir con
las especificaciones del sistema. Un alto rendimiento puede
caracterizarse por la linealidad del trayecto de señal de
transmisión, un amplio intervalo dinámico para controlar la
potencia de transmisión y otras características. Además, para
algunas aplicaciones tales como sistemas de comunicaciones
celulares, el consumo de potencia es un aspecto importante debido a
la naturaleza portátil de los teléfonos celulares. El coste también
es un aspecto principal para muchos diseños de transmisor que se
incorporan en productos de consumo de fabricación en serie. Un alto
rendimiento, bajo consumo de potencia y costes bajos son
generalmente aspectos de diseño en conflicto.
Estos diversos aspectos de diseño afectan al
rendimiento y la aceptación de muchos productos de consumo como,
por ejemplo, los teléfonos celulares. Ejemplos de sistemas de
comunicaciones celulares incluyen acceso múltiple por división de
código (CDMA), acceso múltiple por división de tiempo (TDMA) y
sistemas de comunicaciones de modulación de frecuencia (FM)
analógica. Los sistemas de comunicaciones de CDMA se dan a conocer
en la patente estadounidense n.º 4,901,307 titulada "SPREAD
SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR
TERRESTRIAL REPEATERS", y la patente estadounidense nº 5,103,459,
titulada "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING WAVEFORMS IN A CDMA
CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", ambas cedidas al cesionario de la
presente invención. Los sistemas de comunicaciones de CDMA también
se definen en "TIA/EIA/IS-95-A
Mobile Station-Base Station Compatibility Standard
for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular
System" y "TIA/EIA/IS-95-B
Mobile Station-Base Station Compatibility Standard
for Wideband Spread Spectrum Cellular System" que se incorporan
en el presente documento como referencia.
En sistemas de comunicaciones de CDMA, la no
linealidad en el transmisor genera distorsión de intermodulación
que actúa como ruido y degrada el rendimiento del sistema. Para
reducir la no linealidad, los elementos en el trayecto de señal de
transmisión están diseñados para operar en sus regiones lineales y,
como resultado, consumen grandes cantidades de potencia. Se
requiere un intervalo dinámico amplio para controlar de manera
adecuada la potencia de transmisión de salida. En los sistemas de
CDMA, el nivel de potencia de transmisión se ajusta para
proporcionar el rendimiento de sistema requerido (es decir, una tasa
de error de bit particular), baja interferencia con otras unidades
y consumo de potencia reducido. Un bajo consumo de potencia por el
transmisor permite el uso de una batería de menor tamaño, que a
menudo se traduce en un teléfono de menor tamaño. Un tamaño menor
es muy deseable debido a la naturaleza portátil del teléfono. El
bajo consumo de potencia por el transmisor permite además un
aumento de los tiempos de conversación y de espera para un tamaño de
batería especificado.
Como puede verse, las arquitecturas de
transmisor que proporcionan un alto rendimiento, bajo consumo de
potencia y costes bajos son muy deseables.
La patente estadounidense número US5,504,457,
presentada a nombre de Jensen Ole, da a conocer un amplificador de
potencia de impulsos para amplificar señales de radiofrecuencia.
La publicación de patente europea número EP 0
434 294, cedida a Nokia Mobile Phones Limited, da a conocer un
impulso de salida producido por un amplificador de potencia
controlado por tensión.
La presente invención se refiere a un
procedimiento y a un aparato para ajustar una ganancia de un
elemento de circuito como se expone en las reivindicaciones
adjuntas.
La invención proporciona circuitos de
controlador que rigen la operación de los transmisores para un
sistema de comunicaciones para proporcionar un rendimiento mejorado
respecto a los transmisores convencionales. Las mejoras incluyen
una combinación de lo siguiente: tiempo de respuesta más rápido para
las señales de control, mejora de la linealidad en el ajuste de
potencia de salida, reducción de la interferencia, reducción del
consumo de potencia, menor complejidad de circuito y costes más
bajos. Para una aplicación celular, estas mejoras pueden llevar a
un incremento de la capacidad del sistema, un tamaño de teléfono más
pequeño, un aumento de los tiempos de conversación y espera, y una
mayor aceptación de los productos por parte del público.
Un aspecto de la invención proporciona un
transmisor en un sistema de comunicaciones que incluye un elemento
de ganancia variable, una sección de amplificador de potencia y un
circuito de controlador. El elemento de ganancia variable tiene una
ganancia variable que cubre un intervalo de ganancia particular. La
sección de amplificador de potencia se acopla con el elemento de
ganancia variable e incluye un número de configuraciones de
ganancia discreta, siendo una de las configuraciones de ganancia una
configuración de derivación. El circuito de controlador proporciona
las señales de control para el elemento de ganancia variable y la
sección de amplificador de potencia. Las ganancias del elemento de
ganancia variable y la sección de amplificador de potencia se
actualizan con objeto de reducir transitorios en la potencia de
transmisión de salida y proporcionar ajuste lineal del nivel de
potencia de transmisión de salida. El elemento de ganancia variable
y la sección de amplificador de potencia también se controlan para
reducir el consumo de potencia, por ejemplo, disminuyendo la
potencia de una o más secciones cuando no se necesiten.
Otro aspecto de la invención proporciona un
procedimiento y un aparato para ajustar una ganancia de un elemento
de circuito en un transmisor. De acuerdo a este procedimiento y
aparato, se recibe una señal de control de ganancia que incluye
valores de configuración de ganancia para el elemento de circuito. A
continuación, se generan impulsos de sobreexcitación
correspondientes a cambios en los valores de configuración de
ganancia. Los impulsos de sobreexcitación se suman con los valores
de configuración de ganancia para generar una señal de control
ajustada, que se filtra para generar una señal de control filtrada.
A continuación, se ajusta la ganancia del elemento de circuito de
acuerdo a la señal de control filtrada. Los impulsos de
sobreexcitación pueden tener amplitudes que están relacionadas con
la magnitud de los cambios en los valores de configuración de
ganancia y también pueden tener una duración programable.
Otro aspecto de la invención proporciona un
procedimiento y un aparato para ajustar la ganancia de señal en un
transmisor que tiene un primer elemento de ganancia y un segundo
elemento de ganancia. El primer elemento de ganancia responde a un
primer reloj de actualización y el segundo elemento de ganancia
responde a un segundo reloj de actualización. Los relojes de
actualización primero y segundo son asincrónicos. De acuerdo a este
procedimiento y aparato, se determinan las características de
transferencia de ganancia primera y segunda de los elementos de
ganancia primero y segundo, respectivamente. A continuación se
genera una tabla de compensación de ganancia basándose en las
características de transferencia de ganancia primera y segunda.
Durante la operación normal, se reciben los valores de
configuración de ganancia primero y segundo para los elementos de
ganancia primero y segundo, respectivamente. El segundo valor de
configuración de ganancia se ajusta con un valor de desplazamiento
de ganancia particular basándose en el primer valor de configuración
de ganancia. Un valor de configuración de ganancia linealizado
correspondiente al segundo valor de configuración de ganancia
ajustado se recupera entonces de la tabla de compensación de
ganancia. Las ganancias de los elementos de ganancia primero y
segundo se ajustan con los valores de configuración de ganancia
primero y linealizado, respectivamente.
Otro aspecto de la invención proporciona un
procedimiento y un aparato para ajustar la ganancia de señal en un
transmisor que tiene un primer elemento de ganancia y un segundo
elemento de ganancia. El primer elemento de ganancia responde a un
primer reloj de actualización y el segundo elemento de ganancia
responde a un segundo reloj de actualización. El segundo reloj de
actualización es más rápido que el primer reloj de actualización y
los relojes de actualización primero y segundo son asincrónicos. De
acuerdo al procedimiento y aparato, se reciben los valores de
configuración de ganancia primero y segundo para los elementos de
ganancia primero y segundo, respectivamente. A continuación, se
generan las señales de control de ganancia primera y segunda
representativas de los valores de configuración de ganancia primero
y segundo, respectivamente. Las señales de control de ganancia
primera y segunda se alinean con los relojes de actualización
primero y segundo, respectivamente. Se detectan cambios en el valor
de configuración de ganancia del primer elemento de ganancia. Si se
detecta un cambio en el valor de configuración de ganancia, la
segunda señal de control de ganancia se alinea con el primer reloj
de actualización, y si no se detecta ningún cambio en el valor de
configuración de ganancia, la segunda señal de control de ganancia
se alinea con el segundo reloj de actualización. Las ganancias de
los elementos de ganancia primero y segundo se ajustan con las
señales de control de ganancia primera y segunda alineadas,
respectivamente.
Otro aspecto de la invención proporciona un
procedimiento y un aparato para proporcionar un ajuste lineal de
nivel de potencia de salida a partir de un transmisor. El transmisor
incluye un elemento que tiene varias configuraciones de ganancia
discreta y un elemento que tiene una configuración de ganancia
variable de manera continua. De acuerdo al procedimiento y aparato,
se determina una función de transferencia de ganancia del
transmisor para cada una de las configuraciones de ganancia
discreta. Para cada una de las configuraciones de ganancia
discreta, se genera una tabla de compensación de ganancia basándose
en la función de transferencia de ganancia determinada. Se recibe
un primer valor de configuración de ganancia para el elemento que
tiene configuraciones de ganancia discreta. El primer valor de
configuración de ganancia identifica una de las configuraciones de
ganancia discreta. También se recibe un segundo valor de
configuración de ganancia para el elemento que tiene configuración
de ganancia variable. Un valor de configuración de ganancia
compensado se recupera de la tabla de compensación de ganancia
correspondiente a la configuración de ganancia discreta identificada
por el primer valor de configuración de ganancia. La ganancia del
elemento que tiene configuraciones de ganancia discreta se ajusta
con el primer valor de configuración de ganancia, y la ganancia del
elemento que tiene la configuración de ganancia variable se ajusta
con el valor de configuración de ganancia compensado.
Otro aspecto de la invención proporciona un
procedimiento y un aparato para controlar los transitorios en la
potencia de salida de un transmisor durante una transmisión de
señal. El transmisor incluye un primer elemento que tiene una
primera respuesta de tiempo y un segundo elemento de ganancia que
tiene una segunda respuesta de tiempo. La primera respuesta de
tiempo es más rápida que la segunda respuesta de tiempo. De acuerdo
al procedimiento y aparato, se reciben instrucciones primera y
segunda para ajustar las ganancias de los elementos primero y
segundo, respectivamente. La primera instrucción se retarda un
periodo de tiempo concreto. Las ganancias de los elementos de
ganancia primero y segundo se ajustan con la primera instrucción y
la segunda instrucción retardadas, respectivamente. El periodo de
tiempo concreto se selecciona para reducir el aumento del nivel de
potencia de salida del transmisor debido al ajuste de las ganancias
de los elementos primero y segundo. En una realización, la primera
instrucción se retarda cuando se detecta un aumento en la ganancia
del primer elemento.
Otro aspecto de la invención proporciona un
procedimiento y un aparato para controlar un amplificador de
potencia en un transmisor durante la transmisión de una señal. De
acuerdo al procedimiento y el aparato, se determina en primer lugar
el nivel de potencia de transmisión de salida requerido. Si el nivel
de potencia de transmisión de salida requerido está por debajo de
un umbral particular, el amplificador de potencia se deriva y se
disminuye su potencia.
Si el nivel de potencia de transmisión de salida
requerido supera el umbral particular, se aumenta la potencia del
amplificador de potencia durante al menos un periodo de
calentamiento particular y a continuación se selecciona para su
uso. Puede disminuirse la potencia del amplificador de potencia
cuando no está usándose. La selección y derivación/disminución de
potencia del amplificador de potencia puede realizarse en momentos
correspondientes a límites de símbolos de código transmitidos para
minimizar la degradación en el rendimiento del sistema. De manera
similar, puede disminuirse la potencia del trayecto de señal de
transmisión (por ejemplo, la cadena de RF e IF de transmisión), así
como el conjunto de circuitos de polarización, cuando no están
usándose.
Lo anterior junto con otros aspectos de esta
invención se harán más evidentes cuando se consulten la descripción,
reivindicaciones y dibujos adjuntos siguientes.
La figura 1 muestra un diagrama de bloques de
una realización de un transmisor para un sistema de
comunicaciones;
la figura 2 muestra un diagrama de bloques de
una realización de un transmisor que proporciona ventajas respecto
al transmisor de la figura 1;
la figura 3 muestra un diagrama de bloques de
una realización de un controlador que genera las señales de control
para el transmisor en la figura 2;
la figura 4 muestra un diagrama de una parte de
un mecanismo de control de ganancia que incluye una realización de
un circuito de interfaz;
la figura 5 muestra un diagrama de una
realización específica del circuito de interfaz;
la figura 6 muestra un diagrama de bloques de
una realización de un circuito de desplazamiento de ganancia;
la figura 7A es un diagrama de sincronismo de
las señales de control para el controlador-AP y
AGV;
la figura 7B muestra un diagrama de bloques de
una realización para generar las señales de control para el
controlador-AP y AGV;
las figuras 7C y 7D muestran diagramas de una
realización de un comparador y un circuito lógico, respectivamente,
dentro de un circuito de sincronización de símbolo;
las figuras 8A y 8B muestran diagramas de una
realización de un amplificador de potencia de alta eficiencia (HEPA)
y un circuito de amplificación de potencia, respectivamente, que
tienen varias configuraciones de ganancia y configuración de
derivación;
la figura 8C muestra un diagrama de una
realización de un AP que tiene varias configuraciones de ganancia
aunque ninguna configuración de derivación;
la figura 9A muestra un esquema de una función
de transferencia de ganancia (o curva) de un elemento de circuito
representativo tal como un AGV, controlador, o AP;
las figuras 9B y 9C son esquemas que muestran
histéresis de potencia e histéresis de sincronismo, respectivamente,
para un elemento de circuito que tiene dos estados de ganancia;
las figuras 9D y 9E son esquemas que muestran
histéresis de potencia e histéresis de potencia y sincronismo,
respectivamente, para un elemento de circuito que tiene cuatro
estados de ganancia;
las figuras 10A y 10B muestran esquemas de
transitorios en la potencia de transmisión de salida debidas a un
desajuste en los tiempos de respuesta del
controlador-AP y el AGV para un cambio de etapa de
ganancia descendente y ascendente, respectivamente;
las figuras 10C y 10D muestran esquemas de
transitorios en la potencia de transmisión de salida debidas a un
desajuste (introducido intencionadamente) en la alineación de tiempo
de las señales de control para el controlador-AP y
el AGV para dos retardos de tiempo diferentes;
\global\parskip0.900000\baselineskip
la figura 10E muestra un diagrama de una
realización de conjunto de circuitos que retarda las señales de
control para el controlador-AP para permitir el
control de transitorios en la potencia de transmisión de salida
cuando se conmuta la ganancia del
controlador-AP;
la figura 11A y 11B muestran diagramas de
sincronismo de las señales usadas para controlar el AP y la cadena
de transmisión según un aspecto de la invención;
la figura 11C muestra un diagrama de una
realización de conjunto de circuitos que genera la señal de control
AP_ON para encender y apagar el AP; y
la figura 11D muestra un diagrama de una
realización de un conjunto de circuitos que genera las señales de
control R_AP[1:0].
La figura 1 muestra un diagrama de bloques de
una realización del transmisor 100 para un sistema de
comunicaciones. El transmisor mostrado en la figura 1 puede usarse
para diversas aplicaciones que incluyen teléfono celular,
televisión de alta definición (HDTV), televisión por cable y otras.
Dentro del trayecto de transmisión, la señal de frecuencia
intermedia (IF) se amplifica mediante un amplificador 120 de
ganancia variable (AGV), se convierte de manera ascendente a
radiofrecuencia (RF) mediante un mezclador 122 con un sinusoidal a
partir de un oscilador 124 local (OL), se amplifica mediante un
controlador 126 y se almacena de manera intermedia mediante un
amplificador 128 de potencia (AP) que controla una antena 130. El
controlador 126 y el amplificador 128 de potencia se acoplan o bien
a una fuente de suministro alto (V_{DD}alta) o a una fuente de
suministro bajo (V_{DD}baja), dependiendo de la linealidad
requerida, a través de un conmutador 132 que se controla mediante
una señal de control R1_AP. La cadena de transmisión del transmisor
100 incluye elementos en el trayecto de la señal de transmisión (es
decir, desde el mezclador 122 a la antena 130), aunque no el
conjunto de circuitos de soporte tal como el oscilador 124 local.
La cadena de transmisión incluye el mezclador 122, el controlador
126 y el AP 128.
En la realización mostrada en la figura 1, el AP
128 proporciona una ganancia fija (por ejemplo, 29 dB) cuando se
habilita mediante una señal de control AP_ON, y el controlador 126
proporciona una primera ganancia o una segunda ganancia (por
ejemplo, 26 dB o -2 dB, respectivamente) dependiendo del estado de
la señal de control AP_R0. El AGV 120 proporciona un control de
ganancia adecuado para cubrir el intervalo dinámico (por ejemplo,
85 dB) requerido por las especificaciones del sistema. Un
controlador 140 genera las señales de control que activan el AP
128, configuran la ganancia del controlador 126, controlan la
polarización del AP 128 y el controlador 126, y configuran la
ganancia del AGV 120.
Se requiere que el transmisor 100 cumpla
diversas especificaciones del sistema. Para aplicaciones de CDMA,
se requiere que el transmisor opere con hasta una cantidad
especificada de no linealidad y que proporcione el intervalo
dinámico especificado. Se reduce la no linealidad, en parte,
proporcionando un suministro de alta potencia (V_{DD\_}alta) al
controlador 126 y al AP 128 a niveles de potencia de transmisión
altos y seleccionando la ganancia apropiada (por ejemplo, ganancia
alta) para el controlador 126. Aunque el controlador 126 puede
operar a una de las dos configuraciones de ganancia, el intervalo
dinámico requerido se proporciona por el AGV 120 por las razones que
se describen a continuación.
En la arquitectura de transmisor mostrada en la
figura 1, el controlador 126 y el AP 128 se controlan mediante un
mecanismo que tiene una tasa de actualización y el AGV 120 se
controla mediante otro mecanismo que tiene una segunda tasa de
actualización. Normalmente, el estado de ganancia baja del
controlador 126 se consigue derivando o disminuyendo la potencia de
las fases de controlador de alta potencia. Cuando el controlador 126
cambia el estado de ganancia, a menudo se producen un espurio de
ganancia y un desplazamiento de fase indeseable e impredecible.
Estos efectos adversos degradan el rendimiento del sistema. Como
resultado, la ganancia del controlador 126 se conmuta a una tasa
lenta para reducir los efectos perjudiciales. Por el contrario, el
mecanismo de control de ganancia del AGV 120 tiene una tasa de
actualización que normalmente es más rápida que la del controlador
126. La tasa de actualización más rápida se usa para ajustar
rápidamente la ganancia del trayecto de señal de transmisión en
respuesta a cambios rápidos en las condiciones operativas.
En sistemas de comunicaciones de CDMA, el reloj
de actualización para el mecanismo de control del
controlador-AP y el reloj de actualización para el
mecanismo de control de AGV se bloquean en frecuencia aunque pueden
no bloquearse en fase (y normalmente no lo hacen). Esencialmente,
estos relojes de actualización pueden verse como asincrónicos.
Debido a aspectos de diseño del sistema como se describe a
continuación, el reloj de actualización para el mecanismo de
control del controlador-AP se obtiene a partir de un
modulador de la unidad en la que reside el transmisor (por ejemplo,
la unidad de abonado), y el reloj de actualización para el mecanismo
de control de AGV se obtiene a partir del demodulador.
El mecanismo que controla el controlador 126 y
el AP 128 generalmente tiene una tasa de respuesta más rápida que
la del mecanismo que controla el AGV 120. Como se muestra en la
figura 1, las señales de control (R0_AP y R1_AP) para el
controlador 126 y el AP 128 son de naturaleza digital y tienen un
tiempo de transición (relativamente) rápido. Por el contrario, la
señal de control AGV_GANANCIA para el AGV 120 se filtra mediante un
filtro 142 de paso bajo que tiene un tiempo de respuesta concreto
\tau_{1}. El ancho de banda para el filtro 142 se diseña para ser
estrecho para reducir la amplitud de los rizados en la señal de
control de ganancia TX_CGA a un valor concreto, según requieran las
especificaciones del sistema. Los resultados de ancho de banda
estrecho en un tiempo de respuesta (relativamente) largo (por
ejemplo, \tau1 \cong 330 \mus) para un cambio de etapa en la
señal de control AGV_GANANCIA.
Debido a al menos algunas de las razones
expuestas anteriormente (es decir, tasas de actualización
diferentes, relojes de actualización asincrónicos y tiempos de
respuesta diferentes), el mecanismo de control del
controlador-AP y el mecanismo de control AGV están
diseñados normalmente para operar de manera independiente entre sí.
Sin embargo, para mantener aproximadamente un nivel de potencia de
transmisión de salida constante al conmutar la ganancia del
controlador 126 desde una configuración de ganancia baja hasta una
configuración de ganancia alta, y viceversa, se acoplan los dos
mecanismos de control. Cuando la ganancia del controlador 126 se
conmuta entre configuraciones de ganancia, una etapa de ganancia
repentina se introduce en la cadena de transmisión que daría como
resultado un cambio en el nivel de potencia de transmisión de
salida. Para compensar esta etapa de ganancia, la ganancia del AGV
120 se ajusta con una ganancia de desplazamiento para proporcionar
aproximadamente una ganancia de trayecto de señal de transmisión
global similar antes y después de conmutar el controlador 126. Por
ejemplo, si el controlador 126 se conmuta desde una ganancia de -2
dB hasta una ganancia de +26 dB, la ganancia del AGV disminuye 28
dB a aproximadamente el mismo tiempo para compensar el cambio de
ganancia de controlador. El tiempo de respuesta del AGV 120 debe
coincidir aproximadamente con el del controlador 126. Si la
ganancia del controlador 126 se conmuta y la ganancia del AGV 120 no
se ajusta apropiadamente (es decir, debido a un tiempo de respuesta
lento), se produce un transitorio de ganancia que provoca un
transitorio correspondiente en la potencia de transmisión de
salida. El transitorio de potencia puede causar degradación en el
rendimiento del transmisor.
La figura 1 muestra una implementación que
sincroniza los dos mecanismos de control para reducir el transitorio
de ganancia cuando se conmuta el controlador. El filtro 142 de paso
bajo se acopla con el controlador 140 y recibe y filtra la señal de
control variable AGV_GANANCIA para generar tensiones analógicas que
se proporcionan al amplificador 148 de suma. La señal de control
AP_R0 para el controlador 126 se acopla con y controla un
conmutador 144 que se acopla entre un filtro 146 de paso bajo y un
amplificador 148 de suma. El filtro 146 se acopla con el
controlador 140 y recibe y filtra la señal de control constante
OS_GANANCIA para generar una tensión analógica constante que se
proporciona al amplificador 148 de suma. El amplificador 148
entonces suma las tensiones recibidas para generar la señal de
control TX_CGA del AGV.
Así, al conmutar la ganancia del controlador
126, se proporciona una tensión de desplazamiento de ganancia fija
correspondiente (es decir, la OS_GANANCIA filtrada) al AGV 120. Esta
tensión de desplazamiento de ganancia ajusta la ganancia del AGV
120 en el sentido opuesto para mantener una ganancia de trayecto de
señal de transmisión global aproximadamente constante. Los tiempos
de respuesta del amplificador 148 son despreciables y se aproximan
al tiempo de respuesta del controlador 126 a un cambio en la señal
de control AP_R0. La tensión de desplazamiento de ganancia no se
añade digitalmente (es decir, dentro del controlador 140) antes del
filtro 142 debido a que el tiempo de respuesta del filtro 142
(aproximadamente 330 \mus) es demasiado lento con respecto al
tiempo de respuesta rápido (y normalmente despreciable) del
controlador 126.
La arquitectura de transmisor mostrada en la
figura 1 no es del todo óptima por diversas razones. En primer
lugar, debido a la operación independiente de los mecanismos de
control de ganancia para el controlador 126 y el AGV 120, el
requisito de intervalo dinámico total (por ejemplo, 85 dB) se impone
sobre el AGV 120. Este requisito de intervalo dinámico amplio da
como resultado un diseño de AGV desafiante y que consume potencia.
En segundo lugar, los componentes adicionales (por ejemplo,
externamente el conmutador 144, filtro 146 y amplificador 148 de
suma, e internamente el PDM adicional para la conversión D/A de la
señal OS_GANANCIA) necesarios para mantener un nivel de potencia de
transmisión de salida aproximadamente constante al conmutar el
controlador 126, aumentan los costes y la complejidad del hardware
de transmisión.
La arquitectura de transmisor mostrada en la
figura 1 tampoco cumple ciertos requisitos del sistema. Por ejemplo,
la TIA/EIA/IS-98-A requiere que el
nivel de potencia de salida promedio desde el transmisor esté dentro
de 0,3 dB del valor final en menos de 500 \mus tras la recepción
de un bit de control de potencia válido. Se requiere un mecanismo
de control de potencia de ancho de banda amplio que tiene un tiempo
de estabilización rápido para cumplir con esta especificación. El
tiempo de procesamiento requerido para recibir y determinar la
validez de un bit de control de potencia puede ser de hasta 400
\mus, dejando el transmisor con sólo 100 \mus para responder a
un bit de control de potencia válido detectado. Si el tiempo de
respuesta del filtro 142 es mayor que 100 \mus (aproximadamente
330 \mus en un diseño típico), esta especificación es difícil (si
no improbable) de cumplir. Como puede verse, diversos aspectos de
diseño y requisitos de sistema imponen requisitos de velocidad y
precisión en el mecanismo de control de ganancia para la cadena de
transmisión.
La figura 2 muestra un diagrama de bloques de
una realización de un transmisor 200 que proporciona ventajas
respecto al transmisor 100 de la figura 1. Dentro del trayecto de
transmisión, la señal IF se amplifica mediante un AGV 220, se
convierte de manera ascendente a RF mediante un mezclador 222 con
una sinusoidal a partir de un oscilador 224 local, se amplifica
mediante un controlador 226 y se almacena de manera intermedia
mediante un AP 228 que controla una antena 230. El controlador 226
y el AP 228 se acoplan con un circuito 232 de control de AP que
recibe las señales de control R0_AP y R1_AP de un controlador 240.
La cadena de transmisión del transmisor 200, incluye el AGV 220, el
mezclador 222, el controlador 226 y el AP 228. El circuito 232 de
control de AP puede implementarse también dentro del controlador
240.
\global\parskip1.000000\baselineskip
En la realización específica mostrada en la
figura 2, el AP 228 tiene tres configuraciones de ganancia y el
controlador 226 tiene dos configuraciones de ganancia. Las
configuraciones de ganancia de AP incluyen baja ganancia, alta
ganancia y derivación y las configuraciones de ganancia de
controlador incluyen baja ganancia y alta ganancia. El controlador
240 genera las señales de control que activan el AP 228, configuran
las ganancias del controlador 226 y el AP 228, controlan la
polarización del controlador 226 y el AP 228, y configuran la
ganancia del AGV 220. La señal de control de ganancia AGV_GANANCIA
del AGV se proporciona a un filtro 242 que filtra la señal para
generar una señal de control de ganancia TX_CGA que se proporciona
al AGV 220.
El transmisor 200 incluye las siguientes
características y ventajas. En primer lugar, los mecanismos de
control de ganancia para los elementos de ganancia (AGV 220,
controlador 226 y AP 228) se integran para proporcionar una mejora
del rendimiento, según se describe a continuación. Se habilita la
integración de los mecanismos de control, en parte, mediante el
conjunto de circuitos que proporciona un tiempo de respuesta más
rápido para la señal de control de ganancia de AGV.
En segundo lugar, el requisito de intervalo
dinámico se distribuye a través de los elementos de ganancia en la
cadena de transmisión. Con el mecanismo de control de ganancia
integrado, pueden usarse potencialmente tres configuraciones de
ganancia para el AP 228 y dos configuraciones de ganancia para el
controlador 226 para proporcionar algo del intervalo dinámico
requerido, reduciendo de ese modo el requisito de intervalo
dinámico para el AGV 220. Por ejemplo, el requisito de intervalo
dinámico de 85 dB (que se proporciona por el AGV 120 en la figura
1) puede distribuirse de modo que el controlador 226 y el AP 228
proporcionen 55 dB de intervalo dinámico y el AGV 220 proporciona
los restantes 30 dB de intervalo dinámico. Con un requisito de
intervalo dinámico más bajo, el AGV 220 puede diseñarse para tener
más eficiencia energética, reduciendo de ese modo el consumo de
potencia, y también puede implementarse en RF (lo que puede
requerirse para arquitecturas de transmisor de conversión ascendente
directa).
Otros beneficios y ventajas basados en mejoras
en la arquitectura de transmisor en la figura 2 se describen
adicionalmente a continuación.
La figura 3 muestra un diagrama de bloques de
una realización del controlador 240 que genera las señales de
control para el transmisor 200. Dentro del controlador 240, una
señal de control automático de ganancia (CGA) se proporciona a un
filtro 310 de lazo que filtra la señal de control. Una instrucción
ascendente/descendente se proporciona a un circuito 312 de control
de potencia de lazo cerrado que genera un valor de ganancia de
etapa en respuesta a la instrucción ascendente/descendente recibida.
La salida del filtro 310 de lazo y la salida del circuito 312 de
control de potencia se proporcionan a un sumador 314 y se combinan.
La señal combinada del sumador 314 se proporciona a continuación a
un limitador 316 de potencia que limita la señal para impedir la
transmisión excesiva desde el transmisor 200. La señal limitada del
limitador 316 se proporciona a un sumador 318 que también recibe
una señal de desplazamiento de ganancia desde un circuito 320 de
desplazamiento de ganancia. El sumador 318 suma las dos señales de
entrada para generar una señal de ganancia que se proporciona a un
circuito 330 de linealización de ganancia. El circuito 330 de
linealización de ganancia genera una señal de control compensada
(es decir, "linealizada") que tiene en cuenta las no
linealidades de los elementos de ganancia en la cadena de
transmisión. La señal de control compensada se proporciona a un
circuito 350 de interfaz que genera la señal de control
AGV_GANANCIA. Un circuito 360 de control INTERVALO_AP recibe
entradas de control indicativas del modo de operación del
transmisor, las características operativas deseadas y un valor
TX_CGA. El circuito 360 de control entonces, en respuesta, dirige
la operación del circuito 330 de linealización de ganancia y genera
las señales de control AP_R0, AP_RL y AP_ON. Un circuito 340 de
sincronización de símbolo (timing) sincroniza la señal de
control del AGV con las señales de control del
controlador-AP. La operación de cada uno de los
elementos en el controlador 240 se describe adicionalmente en
detalle a continuación.
\vskip1.000000\baselineskip
Un mecanismo de control de ganancia que tiene un
tiempo de respuesta rápido proporciona varias ventajas. En primer
lugar, con un tiempo de respuesta rápido, la señal de control para
el AGV y la señal de desplazamiento de ganancia para el AGV (es
decir, debido a la conmutación de las ganancias del
controlador-AP) puede tanto generarse como
combinarse digitalmente para crear una señal de control de ganancia
de AGV combinada. Para la arquitectura de transmisor mostrada en la
figura 1, un PDM adicional, un conjunto adicional del conmutador
144 y el filtro 146, así como un conjunto 148 de circuitos de suma
op-amp se requeriría para generar y acoplar una
señal de desplazamiento de ganancia particular para cada posible
cambio en las ganancias del controlador-AP. Así, si
el controlador-AP incluye cuatro posibles
configuraciones de ganancia, tres conjuntos de PDM, se necesitan
conmutadores y filtros para generar tres señales de desplazamiento
correspondientes a los tres posibles cambios en la ganancia del
controlador-AP a partir de la ganancia de un
controlador-AP nominal, así como el conjunto de
circuitos de suma op-amp. Los conmutadores, filtros
y conjunto de circuitos op-amp adicionales aumentan
la complejidad del hardware de transmisor. Además, para cuatro
posibles configuraciones de ganancia, un controlador 140 disponible
actualmente puede que no pueda proporcionar los PDM requeridos
adicionales.
Según un aspecto de la invención, las señales de
desplazamiento de ganancia para el AGV (es decir, debidas a cambios
en la ganancia del controlador-AP) se generan y se
suman digitalmente con la señal de control de ganancia para el AGV
para generar una única señal de control de ganancia global para el
AGV. Como resultado, sólo se necesita un PDM y un filtro de paso
bajo externo para generar la señal de control de ganancia de AGV.
Sin embargo, como se describió anteriormente, la respuesta de tiempo
del controlador 226 y el AP 228 a cambios en su señal de control
puede ser relativamente rápida. Las señales de desplazamiento de
ganancia para el AGV deben tener un tiempo de respuesta
aproximadamente similar para minimizar el transitorio de ganancia en
el trayecto de señal de transmisión. Esto se consigue diseñando un
filtro 242 de paso bajo con un ancho de banda amplio para
proporcionar un tiempo de respuesta que coincide aproximadamente con
los tiempos de respuesta del controlador 226 y el AP 228. En una
realización específica, el filtro 242 tiene un tiempo de
estabilización del 70% de aproximadamente 10 \mus, que permite al
transmisor adecuarse a los requisitos de IS-98A.
Aumentar la constante de tiempo del filtro 242
aumenta la amplitud de rizado en la señal de control TX_CGA. En una
implementación típica, la señal de control AGV_GANANCIA es una señal
modulada por densidad de impulso (PDM) que comprende una secuencia
de valores altos y bajos. Los valores altos y bajos se filtran
mediante el filtro 242 para obtener un valor promediado. Una señal
de control analógica, correspondiente al valor promediado, controla
el AGV. Los valores altos y bajos producen rizados en la señal de
control analógica que degradan el rendimiento del transmisor. Para
reducir la amplitud de rizado, puede realizarse filtrado adicional
(es decir, reduciendo el ancho de banda de filtro). El filtrado
adicional, al reducir la amplitud de rizado, ralentiza el tiempo de
respuesta de manera correspondiente.
La figura 4 muestra un diagrama de una parte de
un mecanismo de control de ganancia que incluye una realización del
circuito 350 de interfaz. El circuito de interfaz proporciona un
tiempo de respuesta mejorado al tiempo que mantiene (o reduce) la
amplitud de rizado. La señal de control compensada a partir del
circuito 330 de linealización de ganancia se proporciona a un
circuito 412 de ajuste de respuesta de tiempo dentro del circuito
350 de interfaz. El circuito 412 genera una señal de control
"ajustada" que tiene una respuesta de tiempo ajustada, como se
describirá a continuación. La señal ajustada se proporciona a un
modulador 414 sigma-delta que genera una señal de
modulador. La señal de modulador comprende una secuencia de formas
de onda correspondientes a los valores en la señal de control
ajustada. El filtro 242 recibe y filtra la señal de modulador para
proporcionar la señal de control TX_CGA del AGV.
La figura 5 muestra un diagrama de una
realización específica de un circuito 350 de interfaz. El circuito
350 de interfaz incluye el circuito 412 de ajuste de respuesta de
tiempo y el modulador 414 sigma-delta de primer
orden. La señal de control compensada x[n] se proporciona al
circuito 412 de ajuste de respuesta de tiempo que genera la señal
de control ajustada y[n]. En una realización, la señal de
control ajustada incluye modificaciones de la señal de control
compensada que proporcionan un tiempo de respuesta más rápido o
modificado.
Dentro del circuito 412 de ajuste de respuesta
de tiempo, la señal x[n] se proporciona a un elemento 520 de
ganancia y a un elemento 522 de retardo. El elemento 520 de ganancia
ajusta a escala la señal x[n] por un factor de ajuste a
escala (Av) que puede ser fijo o programable. En una realización
específica, el factor de ajuste a escala es dos. El elemento 522 de
retardo retarda la señal x[n] por un periodo de tiempo que
también puede ser fijo o programable. El factor de ajuste a escala
y la cantidad de retardo dependen de los requisitos de la
aplicación particular en la que se usa el circuito 350 de interfaz.
La señal ajustada a escala a partir del elemento 520 de ganancia y
la señal retardada a partir del elemento 522 de retardo se
proporcionan a un sumador 524 que resta la señal retardada de la
señal ajustada a escala. En una realización, el sumador 524 es un
sumador de saturación que limita la salida a valores de N bits, que
están dentro del intervalo de entrada del modulador 414
sigma-delta posterior. La señal y[n] del
sumador 524 se proporciona al modulador 414
sigma-delta.
Dentro del modulador 414
sigma-delta, la señal y[n] se proporciona a
un sumador 530 que añade la señal y[n] con los N bits menos
significativos (LSB) de un registro 532. La salida de (N+1) bits del
sumador 530 se proporciona a y se almacena por el registro 532. El
bit más significativo (MSB) del registro 532 comprende la señal de
modulador cuantificada k[n] que se proporciona al filtro 242.
Como se muestra en la realización específica en la figura 5, tanto
el elemento 522 de retardo como el registro 532 se cronometran por
la misma señal de reloj (REL SIS), aunque esta condición no es
necesaria.
El filtro 242 filtra la señal de modulador del
modulador 414 para generar la señal de control analógica TX_CGA. En
la realización específica mostrada en la figura 5, el filtro 242 es
un filtro de paso bajo de segundo orden que comprende dos resistores
y dos condensadores.
Para mejorar el tiempo de respuesta de la señal
de control TX_CGA, el circuito 412 de ajuste de respuesta de tiempo
se programa para generar impulsos de sobreexcitación que ayudan a la
respuesta del filtro 242. Por ejemplo, cuando la ganancia del
elemento 520 de ganancia se ajusta a dos (Av = 2), el circuito 412
genera un impulso de sobreexcitación que tiene una amplitud
igualada al cambio en la señal x[n]. La amplitud del impulso
de sobreexcitación puede ser más pequeña en algunos casos,
dependiendo del valor de x[n] y de la magnitud del cambio en
x[n]. Cada impulso de sobreexcitación tiene una duración de
M\cdotTs que se determina por el elemento de retardo.
El modulador 414 sigma-delta
proporciona una señal de modulador k[n] que comprende una
secuencia de valores altos y bajos (es decir, una secuencia de
formas de onda de salida) correspondiente a la señal de control
ajustada y[n] en su entrada. El modulador 414
sigma-delta distribuye uniformemente la separación
entre los valores altos en las formas de onda de salida para
proporcionar una mejora del rendimiento de rizado de estado
estacionario respecto al de los moduladores de ancho de impulso
(PWM) convencionales así como los PDM convencionales. Esta
característica da como resultado una amplitud de rizado menor debido
a que los condensadores en el filtro 242 tienen aproximadamente la
misma cantidad de tiempo para cargar y descargar cada conjunto de
valores altos y bajos. El análisis indica que el modulador 414
sigma-delta, con nueve bits de resolución (N=9),
puede reducir la amplitud de rizado pico a pico más desfavorable
por un factor de tres o más. Esta mejora en la amplitud de rizado
puede intercambiarse por un tiempo de respuesta más rápido. De
manera específica, aumentando el ancho de banda del filtro de paso
bajo por un factor de tres, se consigue una mejora de tres veces en
el tiempo de respuesta para la misma amplitud de rizado.
Un filtro de paso bajo de orden único se usa
normalmente para filtrar la señal de modulador k[n] del
modulador. El filtro de orden único puede implementarse con un
único resistor y un único condensador. Aunque el filtro de orden
único da como resultado un número de componentes bajo, el tiempo de
respuesta y el rendimiento de rizado no son satisfactorios para
algunas aplicaciones.
Para un filtro de segundo orden con dos polos,
la respuesta de frecuencia del filtro se desploma según 1/f entre
las frecuencias de los polos primero y segundo, y según 1/f^{2}
después de la frecuencia del segundo polo. Seleccionando las
frecuencias de los dos polos para que sean menores que los
componentes de rizado (es decir, f_{p1} y f_{p2} <
f_{rizado}), el rizado se atenúa en 40 dB/pendiente descendente,
que es más rápida que una pendiente de 20 dB/descendente conseguida
con un filtro de primer orden. La mejora en el rizado puede
intercambiarse entonces para la mejora en el tiempo de respuesta del
filtro. Dicho de otro modo, para cumplir un requisito de rizado
particular, los polos del filtro de segundo orden pueden aumentar
más que los del filtro de orden único, dando como resultado de ese
modo un tiempo de respuesta más rápido sin sacrificar el rendimiento
de rizado.
El rendimiento de rizado es una función del tipo
de modulador (por ejemplo, PDM convencionales, modulador
sigma-delta, y así sucesivamente), el ancho de banda
del filtro de paso bajo y también la velocidad del reloj de
modulador. Puede mostrarse que la aceleración de la frecuencia de
reloj del modulador sigma-delta da como resultado
una reducción correspondiente en la cantidad de rizado. La mejora en
el rendimiento de rizado puede intercambiarse entonces con un
tiempo de respuesta más rápido, aumentando el ancho de banda del
filtro analógico.
\vskip1.000000\baselineskip
Como el conjunto de circuitos proporciona un
tiempo de respuesta rápido para controlar la ganancia del AGV, el
mecanismo de control de ganancia para el controlador 226 y el AP 228
puede integrarse con el mecanismo de control de ganancia para el
AGV 220. En una implementación, las ganancias para el controlador
226 y el AP 228 pueden controlarse mediante las señales de control
R0_AP y R1_AP de manera nominal. A medida que la ganancia de o bien
el controlador 226 o bien el AP 228, o ambos, cambia, un valor de
desplazamiento de ganancia correspondiente al cambio en la ganancia
del controlador-AP se resta digitalmente de la señal
de control de AGV. La señal de control de AGV global se filtra
entonces y se proporciona al AGV 220.
En la realización mostrada en la figura 2, el
controlador 226 incluye dos configuraciones de ganancia y el AP 228
incluye tres configuraciones de ganancia. Estas configuraciones de
ganancia pueden combinarse para formar de tres a seis
configuraciones de ganancia de controlador-AP. En
una realización específica, estos elementos se combinan para formar
cuatro configuraciones de ganancia según se definen en la Tabla
1.
A medida que la ganancia del
controlador-AP cambia, la ganancia del AGV 220 se
desplaza en consecuencia para tener en cuenta el cambio en la
ganancia del controlador-AP para mantener
aproximadamente el mismo nivel de potencia de transmisión antes y
después de que cambie la ganancia del
controlador-AP. Por ejemplo, cuando la ganancia del
controlador-AP cambia desde el estado de ganancia 1
hasta el estado de ganancia 2, la ganancia del
controlador-AP aumenta aproximadamente 18 dB. Así,
se añade un valor de desplazamiento de ganancia que disminuye la
ganancia del AGV en 18 dB a la señal de control de AGV. A
aproximadamente el tiempo en que la ganancia del
controlador-AP cambia, la ganancia de AGV se ajusta
de modo que el transitorio en la potencia de transmisión de salida
se minimiza.
La figura 6 muestra un diagrama de bloques de
una realización de un circuito de desplazamiento de ganancia.
Cuatro valores de desplazamiento de ganancia se proporcionan a un
multiplexador (MUX) 612, una señal de desplazamiento de ganancia
correspondiente a cada uno de los estados de ganancia de
controlador-AP. Estos valores de desplazamiento de
ganancia pueden almacenarse en una memoria (por ejemplo, una RAM,
una ROM, una memoria FLASH, u otras tecnologías de memoria), un
conjunto de registros, un controlador u otros circuitos. El MUX 612
también recibe la señal de control ESTADO_INTERVALO_AP[1:0]
que selecciona uno de los valores de desplazamiento de ganancia para
proporcionarlo al sumador 318. El sumador 318 entonces resta el
valor de desplazamiento de ganancia seleccionado del valor de
ganancia AGV para proporcionar el valor de ganancia AGV global.
Con cuatro estados de ganancia para el
controlador y el AP, sólo son necesarios tres valores de
desplazamiento de ganancia (a partir de un valor de ganancia
nominal). Así, la complejidad del MUX 612 puede reducirse. Sin
embargo, la implementación con cuatro valores de desplazamiento de
ganancia, uno para cada uno de los estados de ganancia de
controlador-AP, permite una mayor flexibilidad en el
diseño del transmisor y también evita la saturación de los trayectos
de datos.
Como se indicó anteriormente, para sistemas de
comunicaciones de CDMA, las señales de control para el controlador
226 y el AP 228, se generan normalmente usando un reloj de
actualización y la señal de control para el AGV 220 se genera
usando otro reloj de actualización. Estos dos relojes normalmente se
bloquean en frecuencia, pero en general no se bloquean en fase. La
diferencia en las fases de los dos relojes es especialmente
problemática para el mecanismo de control de ganancia de
transmisión debido a la necesidad de alinear las señales de control
para el controlador-AP y AGV para reducir el
transitorio en la potencia de transmisión de salida.
En sistemas de comunicaciones de CDMA conforme a
IS-95-A, las transmisiones de datos
desde una unidad de abonado a una estación base se producen a
través de transmisiones de símbolos Walsh. Dentro de la unidad de
abonado, los bits de datos se generan, codifican y agrupan en
grupos de seis bits de datos codificados. Cada grupo se usa para
indexar una tabla de símbolos Walsh. Cada símbolo Walsh es una
secuencia de 64 bits y tiene una duración de 208 \mus, dando como
resultado una tasa de símbolo Walsh de 4,8 kHz. Los símbolos Walsh
se modulan y transmiten a la estación base. En la estación base, la
señal transmitida se recibe y se demodula. De manera convencional,
se realiza demodulación coherente sobre cada periodo de símbolo
Walsh y se realiza demodulación no coherente sobre varios símbolos
Walsh. Para la demodulación coherente, la información de fase de la
señal recibida tiene un gran impacto en el rendimiento de
demodulación.
En una implementación específica, puesto que la
conmutación de la ganancia del controlador o el AP tiende a generar
fluctuaciones de fase transitorias y discontinuidades en la señal de
transmisión de salida, la conmutación del controlador y el AP se
limita a los límites de los símbolos Walsh para minimizar la
degradación del rendimiento. Al alinear la conmutación de las
ganancias del controlador y el AP a límites de símbolo Walsh, los
transitorios en la potencia de transmisión de salida se producen en
los límites de símbolo y se reduce la degradación en el rendimiento
del sistema. Esta elección de diseño da como resultado que el
controlador y el AP se conmutan a la tasa de símbolo Walsh de 4,8
kHz.
La tasa de actualización de 4,8 kHz generalmente
es adecuada para conmutar entre estados de ganancia aunque
normalmente es inadecuada para el control de ganancia de AGV. Una
tasa de actualización más rápida normalmente es necesaria para
permitir que el AGV ajuste rápidamente el nivel de potencia de
transmisión de salida en respuesta a cambios rápidos en las
condiciones operativas. En una implementación específica, la tasa de
actualización del AGV es de 38,4 kHz. En una implementación
específica, el reloj de actualización para el circuito de
configuración de ganancia de controlador-AP es un
reloj de 4,8 kHz obtenido a partir de un modulador en la sección de
transmisión de la unidad de abonado, y el reloj de actualización
para el circuito de configuración de ganancia de AGV es un reloj de
38,4 kHz obtenido a partir de un demodulador en la sección de
recepción de la unidad de abonado.
Para sistemas de comunicaciones conforme a
IS-95-A, un requisito de 1,0 \mus
se impone en el retardo de sincronismo entre un límite de trama de
recepción y un límite de trama de transmisión. Este retardo
normalmente es más corto que el retardo de procesamiento de la
unidad de abonado. Así, una parte del procesamiento en el
transmisor se realiza con antelación, antes de la recepción de la
trama recibida. El sincronismo de transmisor es dinámico respecto
al sincronismo de receptor, dando como resultado un sincronismo
asincrónico entre el transmisor y el receptor. Esto da como
resultado un sincronismo asincrónico entre las señales de control
del controlador-AP obtenidas a partir del
sincronismo de transmisor y la señal de control de AGV obtenida a
partir del sincronismo de receptor.
\newpage
Para proporcionar un mecanismo de control de
ganancia integrado, el sincronismo de las señales de control para el
controlador-AP y AGV se sincroniza, cuando sea
necesario (es decir, cuando el controlador-AP cambia
el estado de ganancia) según se describe a continuación.
La figura 7A es un diagrama de sincronismo que
ilustra las señales de control para el
controlador-AP y AGV. Puede observarse que el reloj
de actualización de 4,8 kHz para el controlador-AP
no está alineado con el reloj de actualización de 38,4 kHz para el
AGV. En el tiempo t_{1}, los estados de ganancia actual y previo
son el mismo (por ejemplo, ambos están en el estado de ganancia
00), y la entrada del circuito 350 de interfaz se actualiza con un
valor de control de la manera nominal con el reloj de 38,4 kHz. En
el tiempo t_{2} los estados de ganancia actual y previo no son el
mismo (por ejemplo, cambiaron del estado de ganancia 00 al estado de
ganancia 01), y la entrada del circuito 350 de interfaz se
actualiza con un valor de control usando el reloj de 4,8 kHz. Las
señales de control intermedias MISMA y ALINEAR se generan para
ayudar a alinear los valores de control de AGV con el reloj de
actualización apropiado. En una realización, si la señal de control
MISMA es baja, indicando el cambio en el estado del
controlador-AP, la señal de control ALINEAR impide
una actualización del circuito 350 de interfaz para un periodo de
reloj de 38,4 kHz antes y después del flanco ascendente de los 4,8
kHz. Esto garantiza que el circuito 350 de interfaz no genera una
señal de control de subexcitación o sobreexcitación grandes para el
AGV en respuesta a un cambio en el estado de ganancia, y que el
filtro PDM tiene un tiempo adecuado para filtrar la etapa de
ganancia grande. Si la señal de control MISMA es alta, indicando
que no hay cambio en el estado de controlador-AP, la
entrada del circuito 350 de interfaz se actualiza de la manera
normal. Las señales de control MISMA y ALINEAR se generan basándose
en una versión "temprana" del reloj de 4,8 kHz (etiquetada
como 4,8 kHz_E) mostrada en la parte superior de la figura 7A. La
señal de control HA_CARGA1 mostrada en la parte inferior de la
figura 7A ilustra el tiempo de actualización de la entrada del
circuito 350 de interfaz.
La figura 7B muestra un diagrama de bloques de
una realización para generar las señales de control para el
controlador-AP y AGV. El estado de ganancia está
determinado por el circuito 360 de control INTERVAL0_AP (es decir,
basándose en las entradas de control y el valor TX_CGA) y se
proporciona a un comparador 722 dentro del circuito 340 de
sincronización de símbolo. El comparador también recibe la señal de
reloj REL SIS y el reloj de 4,8 kHz_E, compara el estado de
ganancia actual con el estado de ganancia de
controlador-AP previo, y genera las señales de
control MISMA y ALINEAR que indican si se ha producido un cambio en
el estado de ganancia de controlador-AP o no. Las
señales de control MISMA y ALINEAR se proporcionan a un circuito 724
lógico que genera señales de habilitación de carga para el circuito
330 de linealización de ganancia y el circuito 350 de interfaz.
La señal de habilitación de carga HA_CARGA0 se
usa para retener la salida del circuito 330 de linealización de
ganancia (que es la entrada al circuito 350 de interfaz) y la señal
de habilitación de carga HA_CARGA1 se usa para habilitar el
elemento 522 de retardo dentro del circuito 350 de interfaz. Las
señales HA_CARGA0 y HA_CARGA1 garantizan que las entradas al
circuito 350 de interfaz y el elemento 522 de retardo dentro del
circuito 350 de interfaz se actualizan/habilitan al mismo
tiempo.
Como se muestra en la figura 7A, la señal de
habilitación de carga HA_CARGA1 incluye impulsos de habilitación
que están alineados con el reloj de 38,4 kHz durante el
funcionamiento normal y el reloj de 4,8 kHz cuando se produce un
cambio en el estado de ganancia del controlador-AP.
La salida de AGV_GANANCIA del circuito 350 de interfaz y las
salidas R0_AP, R1_AP y AP_ON del circuito 360 de control se retienen
mediante el reloj de sistema REL SIS (o relojes que tienen fases
similares) para alinear las fases de estas señales de control.
La figura 7C muestra un diagrama de una
realización del comparador 722. Dentro del comparador 722, la señal
ESTADO_INTERVALO_AP se proporciona a la entrada de datos de un
registro 732 y las entradas A de los comparadores 734 y 736. El
registro 732 se cronometra con la señal de reloj REL SIS aunque se
habilita con el reloj de 4,8 kHz_E, y la salida del registro 732 se
proporciona a las entradas B de los comparadores 734 y 736. El
registro 732 conserva el valor previo de estado de ganancia del
controlador-AP. Los comparadores 734 y 736 comparan
cada uno los valores de las entradas A (es decir, el estado actual
de ganancia del controlador-AP) y B (es decir, el
estado previo de ganancia de controlador-AP). Los
comparadores 734 y 736 entonces generan las señales de control MISMA
y MAYOR, respectivamente.
El reloj de 4,8 kHz y el reloj de 4,8 kHz_E se
proporcionan a los elementos 742 y 744 de retardo, respectivamente.
El elemento 742 de retardo proporciona un retardo de un ciclo del
reloj de 38,4 kHz y el elemento 744 de retardo proporciona un
retardo (t_{PROC}) para tener en cuenta el retardo de
procesamiento en la computación del valor de control de AGV (es
decir, incluyendo el retardo de procesamiento del circuito 330 de
linealización de ganancia). El retardo entre el reloj de 4,8 kHz y
el reloj de 4,8 kHz_E es dos periodos de reloj de 38,4 kHz, que es
tiempo suficiente para el bloque de linealización de ganancia de AGV
para actualizarse con el desplazamiento de
controlador-AP apropiado (con retardo de
procesamiento máximo a través del bloque TX_CGA) de modo que tanto
las ganancias de AGV como de controlador-AP estarán
listas en un momento concreto (por ejemplo, límite de símbolo
Walsh). Este retardo entre el reloj de 4,8 kHz y el reloj de 4,8
kHz_E puede generarse debido a que el reloj de 4,8 kHz y el reloj
de 38,4 kHz están bloqueados en frecuencia (es decir, se obtienen a
partir de un reloj de sistema común) aunque no están bloqueados en
fase (es decir, se obtienen usando mecanismos diferentes). Los
relojes retardados a partir de los elementos 742 y 744 de retardo se
proporcionan a las entradas R y S, respectivamente, del circuito
746 de retención. La salida del elemento 746 de retención se
proporciona a una entrada de una puerta O 748 y el reloj de 4,8 kHz
de retardo a partir del elemento 742 de retardo se proporciona a la
otra entrada de la puerta O 748. La salida de la puerta O 748
comprende la señal ALINEAR.
La figura 7D muestra un diagrama de una
realización del circuito 724 lógico. Dentro del circuito 724 lógico,
el reloj de 4,8 kHz y las señales ALINEAR y MISMA se proporcionan a
las entradas de una puerta O 752. La salida de la puerta O 752
comprende la señal de habilitación de carga HA_CARGA0. El reloj de
4,8 kHz y la señal MISMA se proporcionan a una entrada de no
inversión y una entrada de inversión de una puerta Y 754,
respectivamente. La señal ALINEAR y MISMA se proporcionan a las
entradas de una puerta O 754, respectivamente. El reloj de 38,4 kHz
temprano y la salida de la puerta O 756 se proporcionan a las
entradas de una puerta Y 758. Las salidas de las puertas 754 y 756
Y se proporcionan a las entradas de una puerta O 760. La salida de
la puerta O 760 comprende la señal de habilitación de carga
HA_CARGA1.
\vskip1.000000\baselineskip
Con el mecanismo de control de ganancia
integrado, el requisito de intervalo dinámico del transmisor puede
distribuirse a través de los diversos elementos de ganancia en la
cadena de transmisión. En una realización específica del transmisor
200 en la figura 2, el controlador 226 y el AP 228 proporcionan
aproximadamente 55 dB del intervalo dinámico requerido y el AGV 220
proporciona los 30 dB restantes del intervalo dinámico requerido.
Son posibles diferentes distribuciones del intervalo dinámico
requerido y están dentro del alcance de la invención.
La figura 8A muestra un diagrama de una
realización de un amplificador 800 de potencia de alta eficiencia
(HEPA) que tiene varias configuraciones de ganancia y una
configuración de derivación; El HEPA 800 puede sustituir a la
combinación del controlador 226 y el AP 228 en la figura 2. Dentro
del HEPA 800, la señal RF se proporciona a una entrada de un
conmutador 812. Una salida del conmutador 812 se acopla con una
entrada de un amplificador 814 y la otra salida del conmutador 812
se acopla con una entrada de un conmutador 816. Una salida del
conmutador 816 se acopla con un extremo de un trayecto 818 de
derivación y la otra salida del conmutador 816 se acopla con un
extremo de un atenuador 820. Los otros extremos del atenuador 820 y
el trayecto 818 de derivación se acoplan con dos entradas de un
conmutador 822. La salida del conmutador 822 y la salida del
amplificador 814 se acoplan con dos entradas de un conmutador 824.
La salida del conmutador 824 comprende la salida de RF del HEPA
800. En la realización específica mostrada en la figura 8A, el
amplificador 814 incluye un estado de ganancia baja y un estado de
ganancia alta.
Los conmutadores 816 y 822 se controlan mediante
una señal de control SW0 y los conmutadores 812 y 824 se controlan
mediante otra señal de control SW1. La ganancia del amplificador 814
se controla mediante una señal de control AP_GANANCIA. El
amplificador 814 también puede encenderse o apagarse mediante una
señal de control AP_ON. Las señales de control SW0, SW1 y
AP_GANANCIA pueden generarse mediante un circuito 232 de control de
AP (véase la figura 2) a partir de las dos señales de control R0_AP
y R1_AP.
El HEPA 800 proporciona varias ventajas. En
primer lugar el HEPA 800 proporciona una parte del intervalo
dinámico requerido para el trayecto de transmisión, reduciendo de
ese modo el requisito de intervalo dinámico para el AGV. Con un
requisito de intervalo dinámico más bajo, el AGV puede diseñarse
para consumir menos potencia y ocupar menos área de dado.
Normalmente, un intervalo dinámico alto se consigue polarizando el
amplificador con grandes cantidades de corriente o proporcionando
varias fases de ganancia, o ambos. Al reducir el requisito de
intervalo dinámico, la corriente de polarización puede reducirse, o
pueden eliminarse una o más fases de amplificador.
La reducción del requisito de intervalo dinámico
del AGV también permite mejoras adicionales en la arquitectura de
transmisor. En referencia a la figura 2, la señal IF hacia el AGV
220 se convierte de manera ascendente a partir de una banda base
hasta la frecuencia IF mediante una fase de conversión ascendente
previa que no se muestra en la figura 2. Esta señal IF entonces se
convierte de manera ascendente a RF mediante una segunda fase de
conversión ascendente implementada con el mezclador 222. En algunos
diseños de transmisor, es ventajoso convertir de manera ascendente
directamente la señal de banda base hasta la frecuencia RF con una
única fase de conversión ascendente directa. La arquitectura de
conversión ascendente directa puede reducir la complejidad del
conjunto de circuitos de transmisor, lo que puede llevar a una
reducción del tamaño del circuito y del coste. La arquitectura de
conversión ascendente directa también puede proporcionar una mejora
del rendimiento. Para la arquitectura de conversión ascendente
directa, el AGV se implementa en la frecuencia RF. Diseñar un AGV a
la frecuencia RF que puede proporcionar el requisito de intervalo
dinámico total (por ejemplo, 85 dB) puede ser extremadamente
difícil. Así, la arquitectura de conversión ascendente directa puede
basarse en la reducción del requisito de intervalo dinámico del
AGV.
La figura 8B muestra un diagrama de una
realización de un circuito 840 de amplificador de potencia que tiene
también varias configuraciones de ganancia y una configuración de
derivación. El circuito 840 de AP sustituye al AP 228 de la figura
2. Dentro del AP 840, la señal RF del controlador 226 se proporciona
a una entrada de un conmutador 842. Una salida del conmutador 842
se acopla con la entrada de un AP 844 y la otra salida del
conmutador 842 se acopla con un extremo de un trayecto 846 de
derivación. El otro extremo de un trayecto 846 de derivación se
acopla con una entrada de un conmutador 848, y la salida del AP 844
se acopla con la otra entrada del conmutador 848. La salida del
conmutador 848 comprende la salida de RF del circuito 840 de AP. El
circuito 840 de AP y el controlador 226 se combinan para
proporcionar hasta cuatro configuraciones de ganancia.
Los conmutadores 842 y 848 se controlan mediante
una señal de control SW1 y la polarización del AP 844 se controla
mediante otra señal de control SW0 a través de un conmutador 850.
Las señales de control SW0 y SW1 pueden generarse mediante un
circuito 232 de control de AP (véase la figura 2) a partir de las
dos señales de control R0_AP y R1_AP.
La figura 8C muestra un diagrama de una
realización de un AP 860 que tiene varias configuraciones de
ganancia aunque ninguna configuración de derivación. El AP 860
sustituye al AP 228 de la figura 2. El AP 860 y el controlador 246
pueden combinarse para proporcionar hasta cuatro configuraciones de
ganancia. Esta implementación puede ser menos compleja que la de
las figuras 8A y 8B, y puede ser preferible en algunas aplicaciones.
Las señales de control R0_AP y R1_AP pueden generarse mediante el
controlador 240 de la figura 2.
\vskip1.000000\baselineskip
En sistemas de comunicaciones de CDMA, el nivel
de potencia de transmisión de una unidad de abonado (por ejemplo,
el teléfono celular) se ajusta durante una comunicación con una
estación base. En el enlace inverso, cada unidad de abonado de
transmisión actúa como una interferencia con otras unidades de
abonado en la red. La capacidad de enlace inverso está limitada por
la interferencia total que una unidad de abonado experimenta desde
otras unidades de abonado de transmisión dentro de la célula.
Para minimizar la interferencia y maximizar la
capacidad de enlace inverso, la potencia de transmisión de cada
unidad de abonado se controla mediante dos lazos de control de
potencia. El primer lazo de control de potencia ajusta la potencia
de transmisión de la unidad de abonado de modo que la calidad de la
señal, según se mide mediante la razón
energía-por-bit-a-ruido-más-interferencia
Eb/(No+Io), de la señal recibida en la estación base se mantiene a
un nivel constante. Este nivel se denomina punto de configuración
Eb/(No+Io). El segundo lazo de control de potencia ajusta el punto
de configuración de modo que el nivel de rendimiento deseado, según
se mide mediante la tasa de error de trama (FER), se mantiene. El
primer lazo de control de potencia a menudo se denomina lazo de
control de potencia cerrado de enlace inverso y el segundo lazo de
control de potencia a menudo se denomina lazo de control de
potencia exterior de enlace inverso. El mecanismo de control de
potencia para el enlace inverso se da a conocer en detalle en la
patente estadounidense n.º 5,056,109 titulada "Method and
Apparatus for Controlling Transmission Power in a CDMA Cellular
Mobile Telephone System", cedida al cesionario de la presente
invención.
En el lazo de control de potencia cerrado de
enlace inverso, la estación base mide la Eb/(No+Io) recibida desde
cada unidad de abonado y compara el valor medido con un valor
umbral. Si la Eb/(No+Io) medida está por debajo del umbral, la
estación base envía una instrucción de un bit (también denominada
bit de control de potencia) a la unidad de abonado dirigiéndola
para aumentar su potencia de transmisión en una cantidad concreta
(por ejemplo, 1 dB para sistemas de comunicaciones de CDMA conforme
a IS-95-A). Como alternativa, si la
Eb/(No+Io) medida está por encima del umbral, la estación base
envía una instrucción de un bit a la unidad de abonado dirigiéndola
para disminuir su potencia de transmisión en una cantidad concreta
(de nuevo 1 dB para sistemas conforme a
IS-95-A). Tras la recepción de esta
instrucción de un bit, el mecanismo de control de potencia de lazo
cerrado de la unidad de abonado ajusta su nivel de potencia de
transmisión de salida de manera ascendente o descendente en
consecuencia.
La
TIA/EIA/IS-95-B requiere que la
potencia de transmisión de salida promedio desde la unidad de
abonado, tras la recepción de un bit de control de potencia válido,
esté dentro de \pm0,5 dB del valor final para una etapa de 1 dB
dentro de un grupo de control de potencia. Un mecanismo de
configuración de ganancia preciso es necesario para cumplir con
esta especificación. Asimismo, puesto que cada unidad de abonado de
transmisión crea interferencia para otras unidades de abonado, el
control preciso del nivel de potencia de transmisión de salida es
ventajoso para mejorar el rendimiento del sistema y aumentar la
capacidad del sistema.
La figura 9A muestra un esquema de una función
de transferencia de ganancia (o curva) 910 de un elemento de
circuito representativo (por ejemplo, AGV, controlador, o AP). A
niveles de potencia de salida bajos alrededor de la región 912, el
elemento de circuito tiende a tener una ganancia lineal. Si el
elemento de circuito es de clase AB, a niveles de potencia de punto
medio alrededor de la región 910, el elemento de circuito tiende a
proporcionar una ganancia (relativamente) más alta. A niveles de
potencia de salida altos alrededor de una región 914, la ganancia
del elemento de circuito se reduce. La ganancia del elemento de
circuito puede por tanto expandirse a niveles de potencia de salida
medios y comprimirse a niveles de potencia de salida más altos. Un
mecanismo de linealización de ganancia se usa para permitir el
control lineal de la potencia de transmisión de salida (es decir,
control lineal en incrementos de 1 dB según se requiere por las
especificaciones de la IS-95-A).
Una implementación del mecanismo de
linealización de ganancia se realiza a través del uso de una tabla
de calibración de ganancia. Para linealizar un elemento de circuito
particular, una curva de transferencia de ganancia se mide en
primer lugar para ese elemento de circuito. A continuación se genera
una tabla de calibración de ganancia basándose en la curva de
transferencia de ganancia medida. La tabla de calibración de
ganancia contiene una curva de calibración que es la inversa de la
curva de transferencia de ganancia medida. La combinación de la
curva de calibración y la curva de transferencia de ganancia es
aproximadamente lineal. La tabla de calibración de ganancia
proporciona valores de control de ganancia de salida que configuran
el elemento de ganancia de modo que la ganancia varía de manera
lineal con la entrada en la tabla de calibración.
La potencia de transmisión de salida es una
función de todos los elementos en el trayecto de señal de
transmisión. Para permitir el control lineal de la potencia de
transmisión de salida, la tabla de calibración de ganancia
normalmente se genera con, y tiene en cuenta, las no linealidades de
todos los elementos en el trayecto de señal de transmisión.
La figura 9B es un esquema que muestra
histéresis de potencia para un elemento de circuito (por ejemplo, el
controlador 226 mostrado en la figura 2) que tiene dos estados de
ganancia. La histéresis de potencia normalmente se proporciona para
impedir el basculamiento rápido entre configuraciones de ganancia.
Por ejemplo, el controlador puede conmutarse desde una
configuración de ganancia baja hasta una configuración de ganancia
alta cuando el nivel de potencia de transmisión de salida supera un
umbral de subida (por ejemplo, -4 dBm), aunque no vuelve a
conmutarse a la configuración de ganancia baja a menos que el nivel
de potencia de transmisión de salida caiga por debajo de un umbral
de bajada (por ejemplo, -8 dBm). Aunque el nivel de potencia de
transmisión de salida está entre los umbrales de subida y de bajada
(por ejemplo, entre -4 dBm y -8 dBm), la ganancia del controlador
no cambia. El intervalo entre los umbrales de subida y de bajada
comprende la histéresis de potencia que impide el basculamiento de
la ganancia del controlador debido a variaciones normales en el
nivel de potencia de transmisión de salida. Para los transmisores
mostrados en las figuras 1 y 2, el controlador-AP
se opera en la configuración de ganancia baja para niveles de
potencia de transmisión de salida bajos y en la configuración de
ganancia alta para niveles de potencia de transmisión de salida
altos.
Por motivos de simplicidad, normalmente se
genera una tabla de calibración de ganancia para todo el trayecto
de señal de transmisión basándose en la curva de transferencia de
ganancia medida para el trayecto de señal. Por ejemplo, para medir
la curva de transferencia de ganancia del trayecto de señal de
transmisión en la figura 1, el controlador-AP se
configura a una configuración de ganancia (por ejemplo, ganancia
baja), la señal de control de AGV (por ejemplo, GANANCIA_AGV) se
escalona desde ganancia baja hasta ganancia alta, y la potencia de
transmisión de salida se mide a medida que se escalona la señal de
control de AGV. La potencia de transmisión de salida medida se usa
para determinar la curva de transferencia de ganancia del trayecto
de señal de transmisión. Cuando el nivel de potencia de transmisión
de salida cruza el punto medio entre el umbral de subida y de bajada
(por ejemplo, -6 dBm), el controlador-AP se
configura en otra configuración de ganancia (por ejemplo, ganancia
alta), la GANANCIA_OS (como se muestra en la figura 1) se ajusta
hasta que la potencia de salida de transmisión total vuelve al
último valor, y el proceso continua. A continuación se genera la
tabla de calibración de ganancia a partir de la curva de
transferencia de ganancia medida. La tabla de calibración
"linealiza" el trayecto de señal de transmisión y proporciona
valores de control para el AGV de modo que el nivel de potencia de
transmisión de salida varía de manera lineal con el valor de
entrada en la tabla de calibración. El valor final de GANANCIA_OS se
registra como etapa de ganancia fija.
Con una tabla de calibración de ganancia para
cubrir ambos estados de ganancia del controlador-AP,
la calibración de la etapa de ganancia GANANCIA_OS se realiza
normalmente en el punto medio entre los umbrales de subida y de
bajada (por ejemplo, a -6 dBm). Como se muestra en la figura 9B, en
la zona de histéresis entre los umbrales de subida y de bajada, el
mismo nivel de potencia de transmisión de salida puede obtenerse
mediante una de dos configuraciones: (1) con el
controlador-AP en la configuración de ganancia baja
y una ganancia de AGV alta, o (2) con el
controlador-AP en la configuración de ganancia alta
y una ganancia de AGV baja. En el punto 922 cerca del umbral de
bajada (Bajada 1), se realiza la calibración con el
controlador-AP en la configuración de ganancia baja
y una ganancia de AGV alta. Sin embargo, durante la transmisión
real, el transmisor puede estar operando en la zona de histéresis
en un punto 924 con una configuración de ganancia alta para el
controlador-AP y una ganancia de AGV baja. Esta
condición operativa no se calibra y la ganancia de AGV en el punto
924 normalmente se extrapola a partir de los datos disponibles en
la tabla de calibración. Sin embargo, las no linealidades debidas a
la expansión y compresión de ganancia de los elementos de circuito
en el trayecto de señal de transmisión (como se muestra en la
figura 9a) pueden provocar la desviación respecto a la respuesta
lineal. Como resultado, la ganancia de AGV extrapolada (por
ejemplo, en el punto 924) normalmente se desvía respecto a la
respuesta lineal. Esta desviación normalmente es más grave hacia
los puntos de umbral de subida y bajada (es decir, alejándose de
donde se mide la etapa de ganancia GANANCIA_OS), y puede superar la
linealidad requerida (por ejemplo, \pm0,5 dB según se requiere
por IS-98-B). Por ejemplo, la
desviación puede dar como resultado que el nivel de potencia de
transmisión de salida supere un dB respecto al nivel de potencia de
transmisión de salida linealizado, superando así las
especificaciones de IS-98-B.
Además, en diseños que utilizan histéresis
temporal, puede conseguirse un nivel de potencia de transmisión de
salida particular en varios estados de ganancia incluso más allá de
la zona de histéresis de potencia entre los umbrales de subida y
bajada. Esto puede hacer que la desviación respecto a la respuesta
lineal sea más grave y hace que sea poco práctico (o imposible)
linealizar la linealidad requerida con sólo una tabla de
calibración. Para comprender mejor este fenómeno, se proporciona una
revisión breve de la idea subyacente a la histéresis de
sincronismo.
En algunas implementaciones de CDMA, el estado
de ganancia de controlador-AP se conmuta usando un
reloj de tasa lenta debido a aspectos de rendimiento del sistema.
Además, el estado de ganancia de controlador-AP
puede conmutarse sólo tras un retardo de tiempo particular. Por
ejemplo, en una implementación de sistema, se inicia un
temporizador cuando se detecta una petición de cambio a un nuevo
estado de ganancia de controlador-AP. Al finalizar
el temporizador, si la petición de cambio al nuevo estado de
ganancia persiste (o si se recibe una nueva petición de cambio a
otro estado de ganancia en la misma dirección de ganancia que la
petición previa), el estado de ganancia entonces se cambia. Este
periodo de retardo emula histéresis temporal que impide cambios
rápidos en los estados de ganancia (es decir, basculamiento entre
estados de ganancia) debido a fluctuaciones rápidas en las
condiciones operativas.
La figura 9C es un esquema que muestra
histéresis de potencia para un elemento de circuito que tiene dos
estados de ganancia de controlador-AP, con la
adición de histéresis de sincronismo implementada sólo en
transiciones descendentes (es decir, el temporizador está sólo
presente cuando se va de un estado de ganancia de
controlador-AP más alto a uno más bajo).
Dependiendo de la duración del temporizador y del cambio en el nivel
de potencia recibido, el umbral de bajada se cambia de manera
eficaz y puede adoptar potencialmente cualquier valor menor que el
umbral de bajada original, según se ilustra en la figura 9C. En esta
situación, puede obtenerse la misma potencia de salida mediante una
o dos configuraciones según se describió anteriormente - una con una
configuración de ganancia baja del controlador-AP y
una ganancia de AGV alta, y la otra con una configuración de
ganancia alta del controlador-AP y una ganancia de
AGV baja. La configuración de ganancia alta del
controlador-AP y una ganancia de AGV baja puede
usarse en la zona de histéresis entre los umbrales de subida y
bajada originales y también para cualquier potencia de salida de
transmisión requerida inferior al umbral de bajada original. Por
ejemplo, en los puntos 930 a 933 en la figura 9C, se consigue la
calibración de la cadena de transmisión con el
controlador-AP en la configuración de ganancia baja.
Sin embargo, durante la transmisión real, el transmisor puede estar
operando en los puntos 940, 941, 942 ó 943 debido a la histéresis de
sincronismo, con la configuración de ganancia alta del
controlador-AP, una condición que no se ha
calibrado. La respuesta real probablemente se desviará de la
respuesta lineal deseada, no permitiendo de ese modo garantizar la
linealidad requerida por la norma IS-98.
La figura 9D es un esquema que muestra la
histéresis para un transmisor que tiene cuatro estados de ganancia.
Cada estado de ganancia está asociado con los umbrales de subida y
bajada para proporcionar histéresis de potencia, de manera similar a
lo descrito anteriormente para el esquema de los dos estados de
ganancia.
La figura 9E ilustra el efecto de adición de
histéresis de sincronismo implementada sólo en transiciones
descendentes. A medida que aumenta el número de estado de ganancia,
la desviación respecto a la respuesta lineal puede acumularse y
llegar a ser incluso más grave. La desviación es especialmente grave
si puede alcanzarse un nivel de potencia de transmisión de salida
particular en varios estados de ganancia. Por ejemplo, un nivel de
potencia de transmisión de salida particular puede conseguirse
mediante los dos estados de ganancia (como en las regiones de
histéresis de sincronismo, según se describe en el ejemplo
ilustrado en la figura 9D) así como mediante todos los estados de
ganancia admisibles (como en las regiones de histéresis de
sincronismo, según se ilustra en la figura 9E en los puntos 950,
952, 954 y 956).
Según un aspecto de la invención, se generan
varias tablas de calibración para el trayecto de señal de
transmisión, una tabla para cada estado de ganancia en el
transmisor. La tabla de calibración para cada estado de ganancia se
determina a partir de una curva de transferencia de ganancia medida
para ese estado de ganancia. La curva de transferencia de ganancia
se determina configurando el controlador-AP en un
estado de ganancia particular, escalonando a través de todo el
intervalo de ajuste de ganancia de AGV posible (por ejemplo, el
intervalo de ganancia del AGV 220 en la figura 2), midiendo el
nivel de potencia de transmisión de salida a medida que varía la
ganancia del elemento de ganancia ajustable (es decir, AGV) y a
continuación repitiendo el proceso para cada estado de ganancia de
controlador-AP.
Por ejemplo, para el transmisor de la figura 2
que tiene cuatro estados de ganancia, la primera curva de
transferencia de ganancia se mide configurando el
controlador-AP en el estado de ganancia 00, variando
a través de todo el intervalo de ganancia del AGV, y midiendo la
potencia de transmisión de salida a medida que se varía la ganancia
del AGV. La segunda curva de transferencia de ganancia se mide
configurando el controlador-AP en el estado de
ganancia 01, escalonando a través del intervalo de ganancia del AGV,
y midiendo la potencia de transmisión de salida. Las curvas tercera
y cuarta se miden configurando el controlador-AP en
los estados de ganancia 10 y 11, respectivamente y repitiendo el
mismo proceso de medición. Estas cuatro curvas de transferencia de
ganancia se usan entonces para obtener cuatro tablas de calibración
independientes.
El uso de una tabla de calibración para cada
estado de ganancia proporciona varias ventajas. En primer lugar, el
nivel de potencia de transmisión de salida puede controlarse de
manera precisa y lineal para todos los estados de ganancia del
transmisor, incluso cuando el nivel de potencia de transmisión de
salida se encuentra dentro de una zona de histéresis de potencia.
El control de potencia lineal puede conseguirse puesto que el
intervalo de ajuste de ganancia total del AGV se ha medido y
almacenado para todos los estados de ganancia. Por ejemplo,
supóngase un diseño de transmisor que tiene cuatro estados de
ganancia y un AGV que tiene un intervalo dinámico de 85 dB. Para
configurar el nivel de potencia de transmisión de salida en un nivel
particular (por ejemplo, -20 dBm) en cualquiera de los cuatro
estados de ganancia de controlador-AP, se accede a
la tabla de calibración apropiada para recuperar el valor de
control de ganancia de AGV que proporciona el nivel de potencia de
transmisión de salida deseado para ese estado de ganancia de
controlador-AP particular.
El uso de varias tablas de calibración permite
además el control preciso y lineal del nivel de potencia de
transmisión de salida incluso en la presencia de histéresis de
sincronismo. El uso de varias tablas de calibración (por ejemplo,
una para cada estado de ganancia de intervalo de
controlador-AP) permite al transmisor cumplir con
las especificaciones de IS-98-B
mencionadas anteriormente en presencia de histéresis de sincronismo
mediante la calibración de la respuesta de cadena de transmisión
para cada uno de los posibles estados de ganancia de
controlador-AP respecto al intervalo de potencia de
transmisión de salida total.
Como se expuso anteriormente, el
controlador-AP se conmuta a una tasa de
actualización (por ejemplo, 4,8 kHz) que es lenta respecto a la
tasa de actualización del AGV (por ejemplo, 38,4 kHz). Durante el
periodo de retardo de tiempo, la potencia de transmisión de salida
se ajusta al nivel de potencia apropiado mediante el ajuste de la
ganancia del AGV. Tras la expiración del periodo de retardo de
tiempo, el nuevo estado de ganancia pedido puede estar alejado
varios estados respecto a los estados de ganancia actuales. Usando
una tabla de calibración para cada estado de ganancia de
controlador-AP y permitiendo calibrar cada estado de
ganancia por separado, el nivel de potencia de transmisión de
salida puede configurarse de manera precisa para una transición
entre estados de ganancia cualesquiera, incluso cuando puede
conseguirse la transición en varios intervalos de ganancia de
controlador-AP (por ejemplo, puntos 950, 952, 954, y
956 en la figura 9E).
El valor linealizado apropiado se recupera de
una de las cuatro tablas, dependiendo del estado de ganancia de
controlador-AP seleccionado. Por ejemplo, si el
estado de ganancia de controlador-AP es "0", la
potencia de salida se linealiza con la tabla #1 (por ejemplo, punto
950), si el estado de ganancia de controlador-AP es
"1" la potencia de salida se linealiza con la tabla #2 (por
ejemplo, punto 952), si el estado de ganancia de
controlador-AP es "2" la potencia de salida se
linealiza con la tabla #3 (por ejemplo, punto 954), o si el estado
de ganancia de controlador-AP es "3" la
potencia de salida se linealiza con la tabla #4 (por ejemplo, punto
956).
En una realización, el mecanismo de
linealización de ganancia se implementa con tablas de consulta. Cada
tabla de consulta mapea los valores de control de ganancia de
entrada para que correspondan con los valores de control de
ganancia de AGV que proporcionan nivel de potencia de transmisión de
salida lineal. Por ejemplo, para una tabla de calibración que tiene
diez bits de resolución de entrada y nueve bits de resolución de
salida, se usa una tabla que tiene 1024 por 512 entradas. La tabla
puede implementarse como una ROM, una RAM, una memoria FLASH u otras
tecnologías de memoria.
\vskip1.000000\baselineskip
El cambio en las ganancias del
controlador-AP y el cambio en la ganancia de
desplazamiento del AGV deben producirse de manera contemporánea
para minimizar los transitorios (o espurios) en la potencia de
transmisión de salida. La señal de control de ganancia TX_CGA para
el AGV se filtra mediante un filtro de paso bajo antes de
proporcionarse al AGV. Un mecanismo de control diferente responde a
las señales de control R0_AP y R1_AP para ajustar la ganancia del
controlador-AP. El tiempo de respuesta del filtro de
paso bajo está diseñado para aproximarse al tiempo de respuesta del
mecanismo de control para el controlador-AP. Sin
embargo, esto no está garantizado y las diferencias entre los dos
tiempos de respuesta pueden provocar transitorios o espurios en la
potencia de transmisión de salida cuando la ganancia del
controlador-AP se conmuta. Los espurios pueden ser
graves y pueden aproximarse a la magnitud del cambio en la ganancia
del controlador-AP (por ejemplo, espurios de +20 dB
o más).
Las figuras 10A y 10B muestran esquemas de
transitorios en la potencia de transmisión de salida debidos a un
desajuste en los tiempos de respuesta del
controlador-AP y el AGV para un cambio de etapa de
ganancia descendente y ascendente, respectivamente. Como se muestra
en la figura 10A, el tiempo de respuesta del
controlador-AP es más rápido que el del AGV. Así,
la potencia de transmisión de salida disminuye cuando la ganancia de
controlador-AP se reduce y vuelve al valor nominal
poco después de que la ganancia de AGV ha alcanzado su valor final.
En la figura 10B, el mismo desajuste en los tiempos de respuesta
provoca un espurio ascendente en la potencia de transmisión de
salida cuando el controlador-AP conmuta desde una
ganancia baja a una alta.
Los transitorios en la potencia de transmisión
de salida pueden degradar el rendimiento del sistema. Puesto que la
capacidad de los sistemas de comunicaciones de CDMA está limitada
por la interferencia, los espurios ascendentes en la potencia de
transmisión de salida de una unidad de abonado crean interferencia
adicional con otras unidades de abonado y reducen la capacidad de
la célula. Además, los espurios ascendentes pueden hacer que una
forma de onda de CDMA no cumpla con la especificación
IS-98-A para emisiones espurias
cuando la unidad de abonado está transmitiendo.
Según un aspecto de la invención, las ganancias
del controlador-AP y AGV se controlan de modo que
los transitorios en la potencia de transmisión de salida sean
descendentes (como se muestra en la figura 10A), en lugar de
ascendentes (como se muestra en la figura 10B), para reducir la
interferencia y permitir que la forma de onda de CDMA sea acorde
con las especificaciones de IS-98-A.
La duración de los transitorios se mantiene suficientemente corta
en duración. Para garantizar que los transitorios son descendentes,
se proporciona un conjunto de circuitos para retardar la
conmutación de la ganancia del controlador-AP cuando
se cambia a un estado de ganancia más alta.
Las figuras 10C y 10D muestran esquemas de
transitorios en la potencia de transmisión de salida debidos a un
desajuste (introducido intencionadamente) en la alineación de tiempo
de las señales de control para el controlador-AP y
el AGV para dos retardos de tiempo diferentes; En la figura 10C, la
señal de control para el controlador-AP se retarda
por un retardo de tiempo t_{d1} que es menor que el tiempo de
respuesta de la señal de control para el AGV. Así, la potencia de
transmisión de salida realiza una transición descendente hasta que
se conmuta la ganancia del controlador-AP. La
potencia de transmisión de salida experimenta un espurio
ascendente, superando (posiblemente) el nivel de potencia de salida
nominal, y a continuación realiza una transición descendente. En la
figura 10D, la señal de control para el
controlador-AP se retarda por un retardo de tiempo
t_{d2} aproximadamente igualado al tiempo de respuesta de la señal
de control para el AGV. Así, la potencia de transmisión de salida
realiza una transición descendente hasta que se conmuta la ganancia
del controlador-AP, momento en que la potencia de
transmisión de salida vuelve a su valor nominal. Como se muestra
mediante las figuras 10C y 10D, se obtienen diferentes respuestas de
transitorio para diferentes cantidades de retardo en las señales de
control de controlador-AP. En una realización, el
sincronismo para las señales de control para el
controlador-AP y AGV no se ajustan (es decir, las
señales se alinean de manera nominal) para etapas de ganancia de
controlador-AP descendentes.
La figura 10E muestra un diagrama de una
realización de conjunto de circuitos que retarda las señales de
control para el controlador-AP para permitir el
control de transitorios en la potencia de transmisión de salida
cuando se conmuta la ganancia del controlador-AP.
Como se indicó anteriormente, las señales de control para el
controlador-AP se actualizan usando el reloj de 4,8
kHz. Dentro del circuito 360 de control INTERVALO_AP, el reloj de
4,8 kHz se proporciona a la entrada de un elemento 1012 de retardo
y una entrada de un MUX 1014. La salida del elemento 1012 de
retardo se proporciona a la otra entrada del MUX 1014. La señal de
control MAYOR se proporciona a la entrada de control del MUX 1014.
La señal de control MAYOR se genera por circuitos mostrados en las
figuras 7B y 7C, y se confirma cuando el
controlador-AP cambia a un estado de ganancia más
alta. La salida del MUX 1014 es la señal de habilitación para el
circuito 770 de retención. El circuito 770 de retención proporciona
las señales de control R0_AP y R1_AP para el
controlador-AP. Cuando la señal de control MAYOR es
alta, indicando un cambio a una configuración de ganancia de
controlador-AP más alta, el reloj de 4,8 kHz
retardado se proporciona a la entrada de habilitación del circuito
770 de retención, retardando así la transición en las señales de
control de controlador-AP. El retardo de tiempo
proporcionado por el elemento 1012 de retardo puede controlarse
mediante una señal de control de retardo. En una implementación
específica, el elemento 1012 de retardo proporciona retardos
programables de 26 \mus, 13 \mus, y 6,5 \mus. El elemento 1012
de retardo puede usarse también para tener en cuenta diferentes
tiempos de respuesta de la señal de control de AGV debidos al
circuito 412 de ajuste de respuesta de tiempo mostrado en la figura
4. También pueden usarse otros valores de retardo dependiendo de la
implementación particular de los requisitos de sistema y
transmisor.
\vskip1.000000\baselineskip
Para minimizar la interferencia y ahorrar
potencia, cada unidad de abonado transmite a una tasa de transmisión
de bits diferente dependiendo del nivel de actividad de voz en la
conversación del usuario. Dentro de la unidad de abonado, un
vocoder de voz de tasa de transmisión variable proporciona datos de
voz a tasa de transmisión completa cuando el usuario está hablando
de manera activa y a una tasa de transmisión baja durante periodos
de silencio (por ejemplo, pausas). El vocoder de tasa de transmisión
variable se describe en detalle en la patente estadounidense n.º
5,414,796 titulada "Variable Rate Vocoder", cedida al
cesionario de la presente invención. Los sistemas de comunicaciones
de CDMA aumentan la capacidad de enlace inverso transmitiendo menos
bits, usando así menos potencia y reduciendo la interferencia,
cuando el usuario reduce la actividad de voz o deja de hablar.
En el enlace inverso, se reduce la interferencia
apagando el transmisor durante una fracción del tiempo durante
periodos cuando la actividad de voz es baja. Según las normas
IS-95-A, el transmisor se enciende o
apaga en incrementos particulares de tiempo (por ejemplo, 1,25 ms)
denominados "grupos de control de potencia". Un grupo de
control de potencia se considera "válido" si se transmiten
datos durante este incremento de tiempo.
Según un aspecto de la invención, además de
apagar el AP durante grupos de control de potencia cuando no se
producen transmisiones, se proporcionan mecanismos de control para:
(1) disminuir la potencia del AP cuando no es necesario
proporcionar el nivel de potencia de transmisión de salida
requerido, incluso durante grupos de control de potencia
"válidos", o (2) disminuir la potencia de todo el trayecto de
señal de la cadena de transmisión, así como el conjunto de
circuitos de polarización asociado, cuando el teléfono no está
transmitiendo, o tanto (1) como (2). Se ha descubierto que durante
ciertas situaciones (por ejemplo, a niveles de potencia de
transmisión de salida bajos), el controlador, por sí mismo, puede
proporcionar el nivel de potencia de transmisión de salida
requerido durante la transmisión. En estas situaciones, el AP puede
derivarse y su potencia disminuirse para ahorrar potencia. También
se ha descubierto que en algunas otras situaciones (por ejemplo,
durante grupos de control de potencia en los que no se producen
transmisiones), puede disminuirse la potencia de todo el trayecto
de señal de transmisión para proporcionar ahorros de potencia
incluso mayores. Los ahorros de potencia son especialmente
ventajosos en unidades de abonado móvil y aumentan de manera
beneficiosa los tiempos de espera y conversación.
Normalmente se encienden los AP, se calientan
durante un periodo de calentamiento particular, y se estabilizan a
una polarización apropiada antes de usarse (es decir, se les dota de
la señal RF). Si no se calientan apropiadamente los AP, esto da
como resultado transitorios en la potencia de transmisión de salida
que pueden degradar el rendimiento del sistema. El tiempo de
calentamiento puede variar desde 150 \mus hasta 500 \mus, o más,
dependiendo del diseño de AP particular.
Las figuras 11A y 11B muestran diagramas de
sincronismo de las señales usadas para controlar el AP y la cadena
de transmisión según una realización de la invención. La señal de
control TX_SALIDA indica grupos de control de potencia válidos, o
momentos en los que se transmiten datos por la unidad de abonado.
Como se indicó anteriormente, cada grupo de control de potencia
tiene un periodo particular (por ejemplo, 1,25 ms para sistemas
conformes a IS-95-A). La señal de
control TX_SALIDA depende, por ejemplo, de la actividad de voz del
usuario. La señal de control ESTADO1_INTERNO_AP indica momentos en
los que se requiere la ganancia de potencia del AP. Se ha
descubierto que por debajo de un cierto nivel de potencia de
transmisión de salida, el AP puede derivarse y puede disminuirse su
potencia puesto que el controlador por sí mismo puede proporcionar
el nivel de potencia requerido. La señal de control
ESTADO1_INTERNO_AP depende, por ejemplo, de las condiciones
operativas de la unidad de abonado. La señal de control
ESTADO1_INTERNO_AP se usa, a su vez, para obtener las señales de
control CALENTAMIENTO_AP y R1_AP. La señal de control
CALENTAMIENTO_AP indica cuándo es necesario encender el AP durante
la transmisión (incluyendo el tiempo de calentamiento), y la señal
de control R1_AP indica cuándo debe usarse el AP calentado.
En referencia a las figuras 8A y 8B, estas
arquitecturas de AP permiten derivar el AP conmutando la señal de
entrada de RF a la salida a través de un trayecto de derivación. Las
señales de control SW0 y SW1 para los conmutadores que derivan el
AP también controlan la ganancia del AP, y pueden obtenerse a partir
de las señales de control R0_AP y R1_AP que identifican el estado
de ganancia de controlador-AP. Por ejemplo, en
ambas arquitecturas mostradas en las figuras 8A y 8B, la señal de
control R1_AP está relacionada con la señal de control de
conmutación SW1 (y en la arquitectura mostrada en la figura 8A, la
señal de control R0_AP está relacionada con la señal de control de
conmutación SW0). La señal de control CALENTAMIENTO_AP se usa para
generar la señal AP_ON que controla el encendido y apagado del
AP.
La ganancia del controlador-AP
se ajusta normalmente a una ganancia alta cuando se requiere un
nivel de potencia de transmisión de salida alto. En referencia a la
figura 9D, a medida que aumenta el nivel de potencia de transmisión
de salida, más ganancia se proporciona mediante el
controlador-AP. Para la realización específica
mostrada en la Tabla 1, el AP se enciende y en su uso para los
estados de ganancia 10 y 11, los estados de ganancia corresponden a
las dos configuraciones de ganancia de
controlador-AP más altas.
En una realización, como se muestra en la figura
11C y como se ilustra en los diagramas de sincronismo de las
figuras 11A y 11B, la señal de control AP_ON que enciende y apaga el
AP se obtiene tanto desde la señal de control AP_ON_antigua como de
la señal de control AP_AUMENTO DE POTENCIA. La señal de control
AP_ON_antigua controla el encendido/apagado del AP durante grupos
de control de potencia "inválidos", y la señal de
control
AP_AUMENTO DE POTENCIA controla el encendido/apagado del AP durante grupos de control de potencia "válidos". En una realización, el AP se enciende durante grupos de control de potencia válidos (cuando el transmisor está transmitiendo datos) y cuando el AP es necesario para proporcionar el nivel de potencia requerido. La señal de control AP_ON se confirma así cuando ambas señales de control AP_ON_antigua y AP_AUMENTO DE POTENCIA se confirman. Sin embargo, se confirma una cantidad particular de tiempo (t_{CALENTAMIENTO\_AP}) para la señal de control AP_ON antes de la llegada de la señal de RF en la entrada de AP (por ejemplo, en los tiempos t_{A} y t_{C}). El tiempo de calentamiento de AP (t_{CALENTAMIENTO\_AP}) puede programarse basándose en los requisitos del diseño de AP particular. Normalmente puede disminuirse la potencia del AP inmediatamente cuando no se necesita (por ejemplo, en los tiempos t_{B} y t_{D}) sin degradar el rendimiento del sistema.
AP_AUMENTO DE POTENCIA controla el encendido/apagado del AP durante grupos de control de potencia "válidos". En una realización, el AP se enciende durante grupos de control de potencia válidos (cuando el transmisor está transmitiendo datos) y cuando el AP es necesario para proporcionar el nivel de potencia requerido. La señal de control AP_ON se confirma así cuando ambas señales de control AP_ON_antigua y AP_AUMENTO DE POTENCIA se confirman. Sin embargo, se confirma una cantidad particular de tiempo (t_{CALENTAMIENTO\_AP}) para la señal de control AP_ON antes de la llegada de la señal de RF en la entrada de AP (por ejemplo, en los tiempos t_{A} y t_{C}). El tiempo de calentamiento de AP (t_{CALENTAMIENTO\_AP}) puede programarse basándose en los requisitos del diseño de AP particular. Normalmente puede disminuirse la potencia del AP inmediatamente cuando no se necesita (por ejemplo, en los tiempos t_{B} y t_{D}) sin degradar el rendimiento del sistema.
En una realización, el trayecto de señal de
transmisión y el conjunto de circuitos de polarización se encienden
durante grupos de control de potencia válidos y se apagan cuando no
se producen transmisiones de datos. La señal de control TX_ON se
confirma por tanto cuando la señal de control TX_SALIDA se confirma.
Sin embargo, se confirma una cantidad particular de tiempo
(t_{TX\_CALENTAMIENTO}) para la señal de control TX_ON antes de
la llegada de la señal en la entrada del trayecto de señal de
transmisión (por ejemplo, en los tiempos t_{A} y t_{C}). El
tiempo de calentamiento del trayecto de señal de transmisión
((t_{TX\_CALENTAMIENTO}) también puede programarse basándose en
los requisitos del diseño de trayecto de señal de transmisión
particular. Asimismo, el tiempo de calentamiento de la cadena
((t_{TX\_CALENTAMIENTO}) puede ser similar o diferente del tiempo
de calentamiento del AP (t_{CALENTAMIENTO}). En referencia a la
arquitectura de transmisor mostrada en la figura 2, la señal de
control TX_ON puede usarse para disminuir la potencia del AGV 220,
el mezclador 220, y el controlador 226.
La figura 11C muestra un diagrama de una
realización de un conjunto de circuitos que genera la señal de
control AP_ON para encender y apagar el AP. Las señales de control
R1_AP y ESTADO1_INTERNO_AP se proporcionan a una entrada de
inversión y de no inversión, respectivamente, de una puerta Y 1112.
El valor anterior de la señal de control AP_AUMENTO DE POTENCIA
[n-1] se proporciona a otra entrada de inversión de
la puerta Y 1112. La salida de la puerta Y 1112 es una señal que
indica que es necesario calentar el AP, y se proporciona a la
entrada de un elemento 1114 de retardo. El elemento 1114 de retardo
retarda la señal por un retardo particular, como se indica mediante
la entrada de control CALENTAMIENTO_AP. La salida del elemento 1114
de retardo es un impulso correspondiente al tiempo de calentamiento
requerido para el AP, y se proporciona a una entrada de una puerta
O 1118. La señal de control ESTADO1_INTERNO_AP, que se confirma
cuando el AP se vuelva necesario, se proporciona a la otra entrada
de la puerta O 1118. La salida de la puerta O se proporciona a la
entrada de datos de un circuito 1122 de retención que sincroniza
esta señal de control con otras señales de control para el trayecto
de señal de transmisión. La salida del circuito 1122 de retención
comprende la señal de control AP_AUMENTO DE POTENCIA. Las señales
de control AP_AUMENTO DE POTENCIA y AP_ON_antigua se pasan por Y
para proporcionar la señal de control AP_ON.
La señal de control TX_ON puede generarse de una
manera similar a la de la señal de control AP_ON_antigua.
La figura 11D muestra un diagrama de una
realización de un conjunto de circuitos que genera las señales de
control R_AP[1:0]. Las señales de control
R_AP_SUBIDA[1:3] y R_AP_BAJADA[1:3], las señales de
control anteriores ESTADO_INTERVALO_AP[1:0], y TX_VALOR_CGA
se proporcionan a un codificador 1140 de prioridad (con histéresis)
que proporciona un conjunto de señales de control. Estas señales se
retienen por un circuito 1142 basculante con el reloj de 4,8 kHz_E
para proporcionar las señales de control
ESTADO_INTERNO_AP[1:0]. Las señales de control
ESTADO_INTERNO_AP[1:0] y R_AP[1:0] se proporcionan a
un MUX 1144 que selecciona una del conjunto de señales de control
en una señal de control CALENTAMIENTO. La salida del MUX 1144 se
retiene por un circuito 1146 basculante con el reloj de 4,8 kHz
para proporcionar las señales de control R_AP[1:0].
En resumen, cuando la potencia de transmisión
requerida establece la necesidad de un cambio en el estado de
intervalo de AP de derivado (por ejemplo, 00, 01) a no derivado (por
ejemplo, 10, 11), o de manera equivalente cuando ESTADO1_INTERNO_AP
realiza una transición de 0 a 1 y AUMENTO DE POTENCIA_AP es 0,
AUMENTO DE POTENCIA_AP se confirma como alta en el siguiente reloj
de 4,8 kHz. AUMENTO DE POTENCIA_AP permanece alta durante al menos
la duración del periodo (programable por software) CALENTAMIENTO_AP
(es decir, mientras que la señal CALENTAMIENTO en la figura 11C sea
alta), de modo que el AP se caliente antes de usarse. AUMENTO DE
POTENCIA_AP permanece alta siempre que AP_INTERNO1 sea alto, o
siempre que el AP esté usándose. Esto se ilustra en la figura
11C.
La figura 11D ilustra que siempre que
CALENTAMIENTO sea alta (es decir, el AP esté calentándose), el
estado interno auténtico ESTADO_INTERVALO_AP[1:0] así como
las clavijas R_AP[1:0], mantendrán los estados de AP de
derivación anteriores (00, 01), aunque ESTADO_INTERNO_AP[1:0]
esté estableciendo un cambio a estados de no derivación (10, 11).
Esto garantiza que el AP no se usará antes de haberse calentado.
Tras expirar el tiempo CALENTAMIENTO_AP (programable por software)
la señal CALENTAMIENTO realiza una transición a baja indicando que
el AP se ha calentado y está listo para usarse. El MUX 1144 en la
figura 11D permite entonces que los estados de no derivación nuevos
(10, 11) propaguen al estado interno de AP auténtico
ESTADO_INTERVALO_AP[1:0], así como las clavijas
R_AP[1:0], indicando que el AP puede usarse ahora. Los
conmutadores SW1 en las figuras 8A y 8B alrededor del AP entonces
pueden cerrarse (es decir, R1_AP es alta), el AP calentado está
ahora en uso, y la etapa de ganancia apropiada se resta de la
ganancia del AGV. ESTADO_INTERVALO_AP[1:0] controla la resta
de la etapa de ganancia apropiada
DESPLAZAMIENTO_GANANCIA[0-3] del AGV, como se
muestra en la figura 6. El AP permanece en uso siempre que la
condición operativa establezca estados de AP de no derivación (10,
11), es decir, siempre que AP_INTERNO1 sea alta.
En la realización mostrada en la figura 11A, se
disminuye la potencia del AP cuando se cierra la puerta del
transmisor (por ejemplo, periodos sin transmisiones de datos) y
cuando el AP no se necesita (por ejemplo, cuando se necesita nivel
de potencia de transmisión de salida bajo) durante las
transmisiones.
La descripción anterior de las realizaciones
preferidas se proporciona para permitir a cualquier experto en la
técnica realizar o usar la presente invención. Las diversas
modificaciones de estas realizaciones serán fácilmente evidentes
para los expertos en la técnica, y los principios genéricos
definidos en el presente documento pueden aplicarse a otras
realizaciones sin el uso de actividad inventiva. Por tanto, no se
pretende limitar la presente invención a las realizaciones
mostradas en el presente documento sino que debe concedérsele el
alcance más amplio de acuerdo a las reivindicaciones.
Claims (22)
1. Un procedimiento para ajustar una ganancia de
un elemento (220) de circuito en un transmisor, comprendiendo el
procedimiento:
- recibir (412) una señal de control de ganancia que incluye valores de configuración de ganancia para el elemento de circuito; caracterizado por las etapas de:
- generar (412) impulsos de sobreexcitación correspondientes a cambios en los valores de configuración de ganancia en la señal de control de ganancia;
- sumar (412) los impulsos de sobreexcitación con los valores de configuración de ganancia para generar una señal de control ajustada;
- filtrar (242) la señal de control ajustada para generar una señal de control filtrada; y ajustar la ganancia del elemento (220) de circuito de acuerdo a la señal de control filtrada.
\vskip1.000000\baselineskip
2. El procedimiento según la reivindicación 1,
que comprende además:
- modular (414) la señal de control ajustada con un modulador de impulsos para generar una señal de modulador, en el que el filtrado (242) se realiza en la señal de modulador para generar la señal de control filtrada.
\vskip1.000000\baselineskip
3. El procedimiento según la reivindicación 2,
en el que el modulador de impulsos es un modulador (414)
sigma-delta.
4. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que los impulsos de sobreexcitación tienen amplitudes que
están relacionadas con magnitudes de cambios en los valores de
configuración de ganancia.
5. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que los impulsos de sobreexcitación tienen una duración (522)
programable.
6. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que el filtrado se realiza mediante un filtro (242) de paso
bajo que tiene un orden mayor que uno.
7. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que el elemento de circuito es un amplificador (220) de
ganancia variable.
8. Aparato para ajustar una ganancia de un
elemento de circuito en un transmisor, comprendiendo el aparato:
- medios (412) para recibir una señal de control de ganancia que incluye valores de configuración de ganancia para el elemento de circuito; caracterizado por:
- medios (412) para generar impulsos de sobreexcitación correspondientes a cambios en los valores de configuración de ganancia en la señal de control de ganancia;
- medios (412) para sumar los impulsos de sobreexcitación con los valores de configuración de ganancia para generar una señal de control ajustada; y
- medios (242) para filtrar la señal de control ajustada para generar una señal de control filtrada;
- ajustando la señal de control filtrada la ganancia del elemento de circuito de acuerdo a la señal de control filtrada.
\vskip1.000000\baselineskip
9. El aparato según la reivindicación 8, que
comprende además:
- medios (414) para modular la señal de control ajustada con un modulador de impulsos para generar una señal de modulador, en el que los medios (242) de filtrado se realizan en la señal de modulador para generar la señal de control filtrada.
\vskip1.000000\baselineskip
10. El aparato según la reivindicación 9, en el
que el modulador de impulsos es un modulador (414)
sigma-delta.
\newpage
11. El aparato según la reivindicación 8, en el
que los impulsos de sobreexcitación tienen amplitudes que están
relacionadas con magnitudes de cambios en los valores de
configuración de ganancia.
12. El aparato según la reivindicación 8, en el
que los impulsos de sobreexcitación tienen una duración (522)
programable.
13. El aparato según la reivindicación 8, en el
que los medios de filtrado comprenden un filtro (242) de paso bajo
que tiene un orden mayor que uno.
14. El aparato según la reivindicación 8, en el
que el elemento de circuito es un amplificador (220) de ganancia
variable.
15. El aparato según la reivindicación 8, que
comprende un circuito (412) de ajuste de respuesta de tiempo y el
circuito de ajuste de respuesta de tiempo comprende los medios para
recibir, los medios para generar y los medios para sumar, y en el
que el circuito de ajuste de respuesta de tiempo recibe la señal de
control de ganancia y genera la señal de control ajustada.
16. El aparato según la reivindicación 9, en el
que los medios (414) para modular comprenden un modulador (414)
sigma-delta para recibir la señal de control
ajustada y generar una señal de salida de modulador, comprendiendo
la señal de salida de modulador una secuencia de valores altos y
bajos correspondientes a la señal de control ajustada.
17. El aparato según la reivindicación 16, en el
que los medios (242) para filtrar comprenden un filtro (242) de paso
bajo para filtrar la señal de salida de modulador.
18. El aparato según la reivindicación 15, en el
que el circuito (412) de ajuste de respuesta de tiempo
comprende:
- un elemento (520) de ganancia que recibe y ajusta a escala un valor de configuración de ganancia del elemento de circuito por un factor de ajuste a escala,
- un elemento (522) de retardo que recibe y retarda el valor de configuración de ganancia por un retardo de tiempo, y un sumador (524) que recibe y añade las señales de salida del elemento de ganancia y el elemento de retardo para generar la señal de control ajustada; y
- comprendiendo además el aparato un modulador (414) acoplado al circuito de ajuste de respuesta de tiempo para recibir la señal de control ajustada y generar una señal de modulador.
\vskip1.000000\baselineskip
19. El aparato según la reivindicación 18, en el
que los medios (242) para filtrar comprenden un filtro (242)
acoplado al modulador para recibir la señal de modulador y generar
una señal analógica para ajustar la ganancia del elemento de
circuito en el transmisor.
20. El aparato según la reivindicación 18, en el
que el modulador (414) es un modulador sigma-delta
que comprende un sumador (530) y un registro (532), sumando el
sumador la señal de control ajustada con los bits menos
significativos de la salida del registro, almacenando el registro la
salida del sumador, suministrando el modulador el bit más
significativo almacenado en el registro para generar una secuencia
de valores altos y bajos.
21. El aparato según la reivindicación 20,
comprendiendo los bits menos significativos del registro de salida
todos los bits excepto el bit más significativo.
22. Un transmisor que comprende el aparato según
cualquiera de las reivindicaciones 8 a 21.
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