EP3482454A1 - Phasengesteuertes antennenelement - Google Patents

Phasengesteuertes antennenelement

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EP3482454A1
EP3482454A1 EP17735448.7A EP17735448A EP3482454A1 EP 3482454 A1 EP3482454 A1 EP 3482454A1 EP 17735448 A EP17735448 A EP 17735448A EP 3482454 A1 EP3482454 A1 EP 3482454A1
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EP
European Patent Office
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phase
antenna element
element according
controlled antenna
waveguide radiator
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EP17735448.7A
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Jörg Oppenländer
Alexander Mössinger
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Lisa Draexlmaier GmbH
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Lisa Draexlmaier GmbH
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    • H01Q3/32—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by mechanical means

Definitions

  • the invention relates to a phased array antenna element for phased array antennas, in particular for the GHz frequency range.
  • a phase-controlled antenna element is intended to be the phase position of a radiated and / or received by the antenna element
  • phase shifters variable, controllable phase actuators
  • the antenna directional diagram of stationary antenna groups can be spatially changed.
  • the main beam are swung in different directions.
  • the phase actuators thereby change the relative phase of the signals from different individual members of the
  • Group antennas are received or sent. Is the relative phase of the signals of the individual antennas using the
  • Main lobe of the antenna pattern of the antenna array in the desired direction Main lobe of the antenna pattern of the antenna array in the desired direction.
  • phase actuators are mostly off
  • solid state phase shifters mostly ferrites, microswitches (MEMS technology, binary switches), or liquid crystals ("liquid cristals”). All these However, technologies have the disadvantage that they lead to an often significant signal loss, since part of the
  • High frequency power is dissipated in the phase actuators. Especially in applications in the GHz range, the sinks
  • phase actuators must always be accommodated in the feed networks of the group antennas. This leads to an undesirable increase in the dimensions of the feed networks and thus of the array antennas themselves. In addition, the array antennas typically become very heavy.
  • Phase actuators are used are very expensive. Especially for civil applications above 10 GHz, this prevents their use.
  • Solid state phase shifters typically include nonlinear components, making the determination of amplitude relationships very difficult or even impossible.
  • the amplitude relationships very difficult or even impossible.
  • Attenuation values and the wave impedance of such phase shifters typically depend on the value of the phase rotation.
  • Phase shifters based on microswitches typically operate in binary. At binary
  • Phase shifters in principle, the phase angle of the individual signals can be set granular only in certain steps. A high-precision alignment of the antenna diagram is not possible in principle.
  • US6822615B2 discloses a phased array antenna incorporating electronically controllable lenses and MEMS phase shifters.
  • DE9200386U1 shows an antenna structure according to the Yagi principle, wherein the parasitic elements of circular, centrally perforated discs between sleeve-shaped
  • Spacers are pushed onto a support tube.
  • the object of the invention is therefore a
  • phased array antenna element in particular for
  • phased array antennas and for the GHz frequency range to provide which
  • phased array antenna element according to the invention with the features of claim 1.
  • the phased array antenna element consists of a
  • the phase actuator comprises a holder (3), at least two polarizers (4) which are fastened to the holder (3), and a connecting element (5).
  • Each of the at least two polarizers (4) can convert a circularly polarized signal into a linearly polarized signal.
  • the phase actuator (2) is rotatably mounted in the waveguide radiator (1) and with the aid of the connecting element (5) with the
  • Drive unit (6) connected such that the drive unit (6), the phase actuator (2) about the axis (8) of the
  • Waveguide radiator (1) can rotate, as in Fig. 1
  • FIG. 1 An incident in the waveguide radiator (1) shaft
  • phase actuator (2) now by means of the drive unit (6) and the connecting element (5) by an angle ⁇ in
  • Waveguide emitter (1) turned, then rotates the
  • Antenna element is the dependence of the phase angle difference between the expiring (19c) and incoming (19a) circular wave of the rotation of the phase actuator (2) strictly linear, continuous and strictly 2n periodically.
  • phase actuator (2) electrodynamically considered is a purely passive device that contains no non-linear components, its function is completely reciprocal. Ie that a shaft, which from bottom to top through the phase actuator (2) is running, in the same way in its phase is rotated as a wave which passes from top to bottom through the phase actuator (2).
  • phase position of a waveguide radiator (1) sent or received signal can thus be set arbitrarily.
  • the simultaneous transmission and reception operation is also possible.
  • the wave impedance of the waveguide radiator (1) is the wave impedance of the waveguide radiator (1).
  • phase shifters such as semiconductor phase shifters or
  • Liquid crystal phase shifters are controlled in their phase position, typically not the case. There, the wave impedance depends on the relative phase position, what these components
  • phase control also works virtually lossless, since with appropriate design, the losses induced by the polarizers (4a, b) and the dielectric holder (3) are very small.
  • phased array antenna element according to the invention hardly from a corresponding antenna element without phase control, as it is already used for example in antenna fields, distinguishable.
  • antenna arrays are realized with phased array antenna elements according to the invention, then the RF properties, in particular antenna gain and antenna efficiency, of the antenna fields change despite the additional phase control
  • the waveguide radiator (1) is preferably designed so that it includes at least one cylindrical waveguide piece (section). This is sure to ensure that in its interior a cylindrically symmetric electromagnetic
  • both the waveguide termination of the waveguide radiator and its opening (aperture) need not necessarily have a circular cross-section.
  • the waveguide termination may be performed, for example, conical or unilaterally stepped.
  • waveguide radiators When used in two-dimensional antenna fields, waveguide radiators can also be conical, square or rectangular, for example. Since cylindrically symmetric modes also in waveguides with non ⁇ circular cross-sections, such as elliptical or
  • Waveguide radiator (1) form as a circular waveguide, if the signal extraction or coupling (7) can be designed accordingly.
  • Waveguide radiator (1) designed as a horn.
  • Waveguide radiator (1) for a specific operating frequency band the known methods of antenna technology.
  • Waveguide piece which preferably contains the waveguide radiator (1). This can be ensured that the
  • Mode conversion by the polarizers (4) takes place in an optimal manner.
  • the at least two polarizers (4a) and (4b) are preferably perpendicular to the axis of rotation (10) and parallel to each other in the
  • Polarizers can then form undisturbed. If the drive unit (6) with an angular position sensor
  • Waveguide (1) radiated and / or received wave (19a) instantaneously at any time, i. immediately, without further calculation, can be determined exactly.
  • phased array antenna can be realized very cheaply. Also a reproduction of the
  • phased array antenna elements with large numbers e.g. for use in larger array antennas, is readily possible.
  • the connecting element (5) is preferably designed as an axle and consists preferably of a non-metallic,
  • dielectric material such as e.g. Plastic. This has the advantage that cylindrical cavity modes are not or only slightly disturbed when the axis is symmetrically mounted in the waveguide radiator (1).
  • Waveguide radiator (1) is mounted.
  • the drive unit (6) the drive unit (6)
  • a magnetic rotator is mounted over the termination of the waveguide radiator, which then together with the rotating magnetic field as
  • Connecting element (5) acts when e.g. Parts of the polarizer consist of magnetic materials.
  • the polarizers (4a) and (4b) may be e.g. consist of simple, flat meander polarizers, which on a conventional
  • Carrier material are applied. These polarizers can be produced by known thin-film etching processes or by additive printing ("circuit printing").
  • Polarizers (4a) and (4b) preferably a symmetrical to the axis (10) shape, so that they are in cylindrically symmetrical
  • Waveguide piece of the waveguide radiator (1) can be accommodated in a simple manner.
  • the polarizer (4a, b) shown in FIG. 3 is referred to as
  • Meander polarizer executed.
  • multi-layer meander polarizers i. parallel aligned, only fractions of the wavelength length separate structures, as they can have large frequency bandwidths and thus enable broadband operation.
  • Embodiments of electromagnetic wave polarizers capable of transforming a wave of circular polarization into a wave of linear polarization.
  • the conversion of the signal polarization is not effected by planar polarizers but by structures spatially distributed in the holder (eg, septum polaristors).
  • structures spatially distributed in the holder eg, septum polaristors.
  • holder (3) e.g. low-density closed-cell foams which are known to have very low HF losses, but also plastic materials such as
  • Polytetrafluoroethylene (Teflon) or polyimides can be used. Because of the small size of the phase actuator in the range of one wavelength, especially at frequencies above 10 GHz, the HF losses remain very small with a corresponding impedance matching to the corresponding electromagnetic mode in the waveguide radiator (1).
  • phase actuator (2) Since electrodynamically considered the dimensioning of the phase actuator (2) at a certain operating frequency in a similar manner as the dimensional design of the waveguide radiator (1) at a certain operating frequency, the phase actuator (2) typically readily in the interior of the waveguide radiator (1) attached become.
  • Waveguide radiator (1) whose minimum diameter is typically in the range of a wavelength of the operating frequency.
  • the extension of the waveguide radiator (1) in the direction of the incident waves is typically at some wavelengths of
  • the dimensions of the phase actuator (2) are typically in the range less than one wavelength, i. about learning x learning. If the holder (3) is designed as a dielectric filling body and the dielectric constant is chosen to be correspondingly large, then also much smaller shapes can be realized. Although the Ohmic losses rise slightly, they are still only in the percentage range.
  • Waveguide radiator (1) is very small, by
  • phase actuator (2) are made so small that it fits into the waveguide radiator (1).
  • FIG. 4 Phase-controlled antenna element in MS technology
  • FIG. 5 Phase-controlled antenna element with dielectric
  • FIG. 6 Phase-controlled antenna element for linear modes
  • FIG. 7 Phase-controlled antenna element for linear modes in MS technology
  • FIG. 8 Phase-controlled antenna element with additional rotatable polarizers.
  • An embodiment of the phased array antenna element is shown schematically in FIG.
  • the waveguide radiator (1) is designed as a cylindrical horn radiator and the signal extraction or coupling (7) is executed in microstrip technology on an RF substrate (71).
  • Microstrip line (7) is designed here loop-shaped. This has the advantage that the cylindrically symmetrical waveguide mode in the waveguide radiator (1) can be excited or coupled directly and practically without loss.
  • the waveguide radiator (1) is at the position of the coupling (7) at least partially cut out such that the
  • Signal extraction or coupling (7) with its substrate (71) in the waveguide radiator (1) can be inserted and aligned.
  • vias Through holes
  • vias are provided, which produce a continuous electrical contact between the upper and lower part of the waveguide radiator (1) at the point at which the input or output coupling (7) is inserted (so-called "via fence ").
  • the substrate (71) has a recess (73) through which the axis (5), the connection between the
  • the holder (3) of the polarizers (4) is designed as a dielectric filling body (9) which completely fills the cross-section of the waveguide radiator (1).
  • Such embodiments of the holder may be advantageous because it allows the impedance matching of the modes in the waveguide radiator (1) can be facilitated and unwanted modes can be suppressed.
  • Waveguide radiators (1) generate only a very small to negligible friction.
  • the signal extraction (7) is divided into two parts as two orthogonal pin-like microstrip lines (7a) and (7b), which are located on two separate, superimposed substrates.
  • Polarization should be received and / or sent simultaneously. Also, phase imbalances can be compensated when the signals are processed in an orthogonal system.
  • Fillers (9a) and (9b) are provided, which ensure that in the Waveguide radiator (1) remaining air volume is completely filled with dielectric.
  • the filling bodies (9a) and (9b) are fixedly mounted in the waveguide radiator (1) and do not rotate with the phase actuator. For this they typically have a recess for the axis (10), analogous to the substrates of
  • the waveguide radiator (1) is homogeneously filled with dielectric and the mode distribution is in its interior
  • the waveguide radiator (1) it may also be advantageous to choose different dielectric constants for the different dielectric filling bodies 9. 9 a, 9 b. For example, when the waveguide radiator (1) tapers downwards, it may be advantageous for the filler body (9b) to use a higher dielectric constant.
  • Phased array antenna element is shown in FIG.
  • the phase actuator (2) further consists of the holder (3) and the polarizers (4a) and (4b) and has a
  • Waveguide radiator (1) about the axis (10) can be rotated.
  • phase actuator (2) converts incident signal with linear polarization into a signal with circular polarization, the phase actuator (2) can perform its function according to the invention readily.
  • Polarizer (42) is transformed into a circular fashion. This circular mode is with the phase actuator (2) one of
  • Fig. 6 also works for two simultaneously incident orthogonal linear polarizations when the signal extraction or coupling (7) is designed for two orthogonal linear modes, for example, as shown in Fig. 5.
  • FIG. 6 An embodiment of the development shown in Fig. 6 is shown schematically in Fig. 7.
  • the signal extraction or coupling (7) is analogous to
  • Embodiment of Fig. 5 in two parts as a pin-shaped, orthogonal microstrip line (7a) and (7b) on separate
  • the additional polarizers (41) and (42) are each embedded in a dielectric filling body (9c) or (9d) and
  • Region between the coupling or coupling-in (7a) and (7b) is with a dielectric filling body (9a), the waveguide termination below the coupling or coupling (7b) is with a
  • This structure has the advantage that the entire interior of the waveguide radiator (1) is filled with a typically similar dielectric and thus it is not too
  • the second additional polarizer (42) and its dielectric filling body (9c) have, just like the dielectric filling bodies (9b) and (9a) has a central recess for the axis (5) analogous to the substrates of the microstrip lines (7a) and (7b) (see Fig. 4, (73)), so that the axis (5) is freely rotated can be.
  • the coupling or coupling (7a) and (7b) can for a
  • Such an arrangement is particularly advantageous when, in mobile arrangements, due to movement of the carrier, rotation of the polarization vector of the incident wave occurs relative to the array antenna fixedly mounted on the carrier.
  • FIG. 1 A corresponding embodiment is shown schematically in FIG.
  • the polarizer (41) is rotatable in the waveguide radiator (1)
  • Polarizer (41) can rotate about the axis (10).
  • the independent rotation of the polarizer (41) of the rotation of the phase actuator (2) is realized in the embodiment of Fig. 8, that the axis (5) which connects the phase actuator (2) with its drive (6), designed as a hollow shaft is.
  • this hollow shaft is the connector (13), which connects the polarizer (41) with its drive (12).
  • the second additional polarizer (42) is fixed in the
  • Orientation of the linear mode determines which is coupled or disconnected from the coupling or coupling (7).
  • the fixed orientation of the polarizer (42) therefore depends on the position of the ⁇ or coupling (7).
  • the extraction or coupling (7) is in the embodiment of FIG. 8 in one piece designed as a pin-like microstrip line.
  • This embodiment is advantageous if a linear mode from the waveguide radiator (1) is to be coupled or coupled.
  • Embodiment of Fig. 8 can be realized. If the coupling or coupling (7) realized in two parts, then the second additional polarizer (42) can also be dispensed with, since the circularly generated by the phase actuator (2)
  • polarized signal contains in principle all information of the incident wave.
  • a 90 ° hybrid coupler can be used for recombining the original signal, in which the signal divided into the signals (7a) and (7b) is fed.
  • Waveguide radiator 1 Waveguide radiator 1

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  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Details Of Aerials (AREA)

Abstract

Das phasengesteuerte Antennenelement besteht aus einem Hohlleiterstrahler (1) mit Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7), in den ein drehbares Phasenstellglied (2) eingebracht wird, und eine Antriebseinheit (6). Das Phasenstellglied umfasst dabei eine Halterung (3), mindestens zwei Polarisatoren (4), die an der Halterung (3) befestigt sind, ein Verbindungselement (5). Jeder der mindestens zwei Polarisatoren (4) kann ein zirkulär polarisiertes Signal in ein linear polarisiertes Signal umwandeln. Das Phasenstellglied (2) ist im Hohlleiterstrahler (1) drehbar angebracht und mit Hilfe des Verbindungselements (5) mit der Antriebseinheit (6) derart verbunden, dass die Antriebseinheit (6) das Phasenstellglied (2) um die Achse (8) des Hohlleiterstrahlers (1) drehen kann, wie dies in Fig. 1 skizzenartig verdeutlicht ist.

Description

Phasengesteuertes Antennenelement
Die Erfindung betrifft ein phasengesteuertes Antennenelement für phasengesteuerte Gruppenantennen, insbesondere für den GHz- Frequenzbereich .
Ein phasengesteuertes Antennenelement soll die Phasenlage einer vom Antennenelement abgestrahlten und/oder empfangenen
elektromagnetischen Welle in einfacher Weise beliebig einstellen, steuern und kontrollieren.
Es ist bekannt, dass sich mit Hilfe von variablen, steuerbaren Phasenstellgliedern ("phase shifters") das Antennenrichtdiagramm von stationären Antennengruppen räumlich verändern lässt. So kann z.B. der Hauptstrahl in verschiedene Richtungen geschwenkt werden. Die Phasenstellglieder verändern dabei die relative Phasenlage der Signale, die von verschiedenen einzelnen Mitgliedern der
Gruppenantennen empfangen oder gesendet werden. Wird die relative Phasenlage der Signale der einzelnen Antennen mit Hilfe der
Phasenstellglieder entsprechend eingestellt, dann zeigt die
Hauptkeule ("main beam") des Antennendiagramms der Gruppenantenne in die gewünschte Richtung.
Die derzeit bekannten Phasenstellglieder sind meist aus
nichtlinearen Festkörpern ("solid State phase shifters"), meist Ferriten, Mikroschaltern (MEMS-Technologie, binäre Schalter) , oder Flüssigkristallen ("liquid cristals") aufgebaut. Alle diese Technologien haben jedoch den Nachteil, dass sie zu einem oft erheblichen Signalverlust führen, da ein Teil der
Hochfrequenzleistung in den Phasenstellgliedern dissipiert wird. Insbesondere bei Anwendungen im GHz-Bereich sinkt die
Antenneneffizienz der Gruppenantennen dadurch stark ab.
Herkömmliche Phasenstellglieder müssen darüber hinaus immer in den Speisenetzwerken der Gruppenantennen untergebracht werden. Dies führt zu einer unerwünschten Vergrößerung der Dimensionen der Speisennetzwerke und damit der Gruppenantennen selbst. Zudem werden die Gruppenantennen typischerweise sehr schwer.
Phasengesteuerte Gruppenantennen, bei denen herkömmliche
Phasenstellglieder verwendet werden, sind sehr teuer. Insbesondere für zivile Anwendungen oberhalb von 10 GHz verhindert dies deren Verwendung .
Ein weiteres Problem stellt die genaue Kontrolle des
Antennendiagramms der Gruppenantennen dar. Eine solche Kontrolle ist nur möglich, wenn die Amplitudenrelationen und die
Phasenrelationen aller Signale, welche von den Antennenelementen der Gruppenantenne gesendet oder empfangen werden, zu jedem
Zeitpunkt (d.h. für jeden Zustand) genau bekannt sind.
Keine der derzeit bekannten Technologien für Phasenstellglieder erlaubt jedoch die zuverlässige instantane Bestimmung der
Phasenlage des Signals nach dem Phasenstellglied. Hierzu wäre es erforderlich, den Zustand des Phasenstellglieds jederzeit
zuverlässig bestimmen zu können. Dies ist jedoch praktisch weder bei Festkörper-, noch bei MEMS- oder
Flüssigkristallphasenschiebern möglich . Festkörper-Phasenschieber beinhalten zudem typischerweise nichtlineare Bauteile, was die Bestimmung der Amplitudenrelationen sehr schwierig oder gar unmöglich macht. Außerdem sind die
Dämpfungswerte und die Wellenimpedanz solcher Phasenschieber typischerweise vom Wert der Phasendrehung abhängig.
Phasenschieber, welche auf Mikroschaltern (MEMS-Technologie) aufbauen, arbeiten typischerweise binär. Bei binären
Phasenschiebern kann prinzipiell die Phasenlage der Einzelsignale nur in bestimmten Schritten granulär eingestellt werden. Eine hochpräzise Ausrichtung des Antennendiagramms ist so prinzipiell nicht möglich.
Bei Flüssigkristallphasenschiebern besteht darüber hinaus das Problem der Abhängigkeit der Kennlinien von Umgebungseinflüssen. Die Kennlinien der Bauteile zeigen eine starke Temperatur- und Druckabhängigkeit und frieren z.B. bei tieferen Temperaturen ein.
Aus US6822615B2 ist ein phasengesteuertes Antennenarray bekannt, das elektronisch steuerbare Linsen und MEMS Phasenschieber beinhaltet. Die DE9200386U1 zeigt eine Antennenstruktur nach dem Yagi-Prinzip, bei der parasitäre Elemente aus kreisförmigen, zentrisch gelochten Scheiben zwischen hülsenförmigen
Abstandshaltern auf ein Tragrohr aufgeschoben werden.
Die Aufgabe der Erfindung besteht deshalb darin, ein
phasengesteuertes Antennenelement, insbesondere für
phasengesteuerte Gruppenantennen und für den GHz-Frequenzbereich zur Verfügung zu stellen, welches
1. die exakte Einstellung und Steuerung der Phasenlage von
Signalen erlaubt, welche vom Antennenelement gesendet und/oder empfangen werden, 2. zu jedem Zeitpunkt die instantane Bestimmung der Phasenlage des empfangenen und/oder gesendeten Signals zulässt,
3. keine Abhängigkeit der Wellenimpedanz von der Phasenlage zeigt,
4. keine oder nur sehr geringe Verluste induziert,
5. Phasensteuerung und Antennenfunktion in einem einzigen Bauteil integriert, und
6. kostengünstig realisierbar ist.
Diese Aufgabe wird durch ein erfindungsgemäßes phasengesteuertes Antennenelement mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den abhängigen Ansprüchen, der Beschreibung und den Figuren zu entnehmen.
Das phasengesteuerte Antennenelement besteht aus einem
Hohlleiterstrahler (1) mit Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7), in den ein drehbares Phasenstellglied (2) eingebracht wird, und einer Antriebseinheit (6) .
Das Phasenstellglied umfasst dabei eine Halterung (3) , mindestens zwei Polarisatoren (4), die an der Halterung (3) befestigt sind, und ein Verbindungselement (5) .
Jeder der mindestens zwei Polarisatoren (4) kann ein zirkulär polarisiertes Signal in ein linear polarisiertes Signal umwandeln. Das Phasenstellglied (2) ist im Hohlleiterstrahler (1) drehbar angebracht und mit Hilfe des Verbindungselements (5) mit der
Antriebseinheit (6) derart verbunden, so dass die Antriebseinheit (6) das Phasenstellglied (2) um die Achse (8) des
Hohlleiterstrahlers (1) drehen kann, wie dies in Fig. 1
skizzenartig verdeutlicht ist. Die prinzipielle Funktionsweise der Erfindung ist in Fig. 2 dargestellt. Eine in den Hohlleiterstrahler (1) einfallende Welle
(19a) mit zirkularer Polarisation und Phasenlage φ wird durch den ersten Polarisator (4a) in eine Welle mit linearer Polarisation
(19b) transformiert. Diese Welle linearer Polarisation wird durch den zweiten Polarisator (4b) in eine Welle mit zirkularer
Polarisation (9c) rückverwandelt.
Wird das Phasenstellglied (2) jetzt mit Hilfe der Antriebseinheit (6) und dem Verbindungselement (5) um einen Winkel ΔΘ im
Hohlleiterstrahler (1) gedreht, dann rotiert der
Polarisationsvektor (19b) der linearen Welle zwischen den beiden Polarisatoren (4a) und (4b) in einer Ebene senkrecht zur Achse
(10) (Fortpflanzungsrichtung der elektromagnetischen Welle) mit. Da sich auch der Polarisator (4a) ebenfalls mit dreht, hat die zirkuläre Welle (19c), welche vom zweiten Polarisator (4b) generiert wird, jetzt eine Phasenlage von φ + 2 ΔΘ . Die zirkuläre Welle (19c) mit Phasenlage φ + 2 ΔΘ kann daraufhin mit Hilfe der Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) aus dem Hohlleiterstrahler
(1) ausgekoppelt werden.
Bedingt durch die Konstruktion der Phasensteuerung des
Antennenelements ist die Abhängigkeit der Phasenwinkeldifferenz zwischen auslaufender (19c) und einlaufender (19a) zirkularer Welle von der Drehung des Phasenstellglieds (2) streng linear, stetig und streng 2n periodisch. Zudem kann jede beliebige
Phasendrehung bzw. Phasenschiebung kontinuierlich durch die
Antriebseinheit (6) eingestellt werden.
Da es sich beim Phasenstellglied (2) elektrodynamisch betrachtet um ein rein passives Bauelement handelt, welches keinerlei nichtlineare Komponenten enthält, ist seine Funktion vollständig reziprok. D.h., dass eine Welle, welche von unten nach oben durch das Phasenstellglied (2) läuft, in gleicher Weise in ihrer Phase gedreht wird wie eine Welle, welche von oben nach unten durch das Phasenstellglied (2) läuft.
Die Phasenlage eines vom Hohlleiterstrahlers (1) abgesendeten bzw. empfangenen Signals kann damit beliebig eingestellt werden. Auch der simultane Sende- und Empfangsbetrieb ist möglich.
Auch die Wellenimpedanz des Hohlleiterstrahlers (1) ist
konstruktionsbedingt vollkommen unabhängig von der relativen
Phasenlage von ein- und auslaufender Welle.
Dies ist bei Antennenelementen, welche mit Hilfe von nichtlinearen Phasenschiebern wie etwa Halbleiterphasenschiebern oder
Flüssigkristallphasenschiebern in ihrer Phasenlage gesteuert werden, typischerweise nicht der Fall. Dort ist die Wellenimpedanz von der relativen Phasenlage abhängig, was diese Bauteile
schwierig zu steuern macht.
Die Phasensteuerung arbeitet zudem praktisch verlustlos, da bei entsprechender Auslegung die durch die Polarisatoren (4a, b) und den dielektrischen Halter (3) induzierten Verluste sehr klein sind .
Bei Frequenzen von 20 GHz zum Beispiel betragen die gesamten
Verluste weniger als 0,2 dB, was einer Effizienz von mehr als 95% entspricht. Konventionelle Phasenschieber dagegen haben
typischerweise bei diesen Frequenzen bereits Verluste von mehreren dB.
Bezüglich seiner Hochfrequenzeigenschaften ist das
erfindungsgemäße phasengesteuerte Antennenelement daher kaum von einem entsprechenden Antennenelement ohne Phasensteuerung, wie es z.B. in Antennenfeldern bereits eingesetzt wird, unterscheidbar.
So ist bekannt, dass z.B. dielektrisch gefüllte Hornstrahler, insbesondere bei Frequenzen größer 20 GHz, wegen ihrer hohen
Antenneneffizienz in Antennenfeldern zum Einsatz kommen. Werden solche Antennenfelder mit erfindungsgemäßen phasengesteuerten Antennenelementen realisiert, dann ändern sich die HF- Eigenschaften, insbesondere Antennengewinn und Antenneneffizienz, der Antennenfelder trotz der zusätzlichen Phasensteuerung
vorteilhafterweise nur unmaßgeblich.
Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Vorrichtung liegt daher darin, dass die Phasensteuerungsfunktion und die Antennenfunktion in einem einzigen Bauteil integriert und trotzdem völlig
unabhängig voneinander sind.
Der Hohlleiterstrahler (1) ist vorzugsweise so ausgelegt, dass er mindestens ein zylinderförmiges Hohlleiterstück (-abschnitt) beinhaltet. Damit ist sicher gewährleistet, dass sich in seinem Innern eine zylindersymmetrische elektromagnetische
Schwingungsmode (Mode) zirkularer Polarisation ausbilden kann, welche von den Polarisatoren (4) in eine Mode linearer
Polarisation transformiert werden kann.
Sowohl der Hohlleiterabschluss des Hohlleiterstrahlers, als auch seine Öffnung (Apertur) müssen hingegen nicht notwendigerweise einen kreisförmigen Querschnitt besitzen. Je nach Art der Aus¬ bzw. Einkopplung (7) kann der Hohlleiterabschluss z.B. konisch oder einseitig gestuft ausgeführt sein. Die Apertur des
Hohleiterstrahlers kann bei der Anwendung in zweidimensionalen Antennenfeldern z.B. auch konisch, quadratisch oder rechteckig ausgelegt werden. Da sich zylindersymmetrische Moden auch in Hohlleitern mit nicht¬ kreisförmigen Querschnitten, wie z.B. elliptischen oder
vieleckigen Querschnitten, ausbreiten können, sind jedoch auch andere Bauformen des Hohlleiterstrahlers denkbar.
In Rundhohlleitern bilden sich bekanntermaßen zylindrische Moden generisch aus. Es kann daher von Vorteil sein den
Hohlleiterstrahler (1) als Rundhohlleiter auszubilden, wenn die Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) entsprechend ausgelegt werden kann.
Um den Antennengewinn des phasengesteuerten Antennenelements zu verbessern, kann es darüber hinaus von Vorteil sein, den
Hohlleiterstrahler (1) als Hornstrahler auszulegen.
Im Übrigen erfolgt die dimensionsmäßige Auslegung des
Hohlleiterstrahlers (1) für ein bestimmtes Betriebsfrequenzband den bekannten Verfahren der Antennentechnik.
Eine Drehachse (10) für das Phasenstellglied (2) liegt
vorzugsweise in der Symmetrieachse des zylinderförmigen
Hohlleiterstücks, welches der Hohlleiterstrahler (1) vorzugsweise beinhaltet. Damit kann gewährleistet werden, dass die
Modenumwandlung durch die Polarisatoren (4) in optimaler Weise erfolgt .
Die mindestens zwei Polarisatoren (4a) und (4b) sind vorzugsweise senkrecht zur Drehachse (10) und parallel zueinander in der
Halterung (3) angebracht. Die lineare Mode zwischen den
Polarisatoren kann sich dann ungestört ausbilden. Wird die Antriebseinheit (6) mit einem Winkellagegeber
ausgestattet oder ist sie selbst schon winkellagegebend (wie z.B. bei manchen Piezomotoren) , so kann die Phasenlage der vom
Hohleiterstrahler (1) abgestrahlten und/oder empfangenen Welle (19a) zu jedem Zeitpunkt instantan, d.h. sofort, ohne weitere Berechnung, exakt bestimmt werden.
Wegen des einfachen Aufbaus des Phasenstellglieds (2) und der Tatsache, dass lediglich sehr einfach aufgebaute Antriebe (6) erforderlich sind, lässt sich das phasengesteuerte Antennenelement sehr kostengünstig realisieren. Auch eine Reproduktion der
phasengesteuerten Antennenelemente mit großen Stückzahlen, z.B. für die Anwendung in größeren Gruppenantennen, ist ohne weiteres möglich .
Als Antriebseinheiten (6) kommen zum Beispiel sowohl
kostengünstige Elektromotoren bzw. Mikro-Elektromotoren, als auch Piezomotoren, oder einfache Aktuatoren, die aus elektroaktiven Materialen aufgebaut sind, in Frage.
Das Verbindungselement (5) ist bevorzugt als Achse ausgeführt und besteht dabei vorzugsweise aus einem nichtmetallischen,
dielektrischen Material wie z.B. Kunststoff. Dies hat den Vorteil, dass zylindrische Hohlraummoden nicht, oder nur sehr wenig gestört werden, wenn die Achse symmetrisch im Hohlleiterstrahler (1) angebracht wird.
Werden zum Betrieb des Hohlleiterstrahlers (1) Koaxialmoden verwendet, dann können allerdings auch metallische Achsen zur Anwendung kommen. In einem solchen Fall ist es sogar denkbar, dass die Antriebseinheit (6) direkt am Phasenstellglied (2) im
Hohlleiterstrahler (1) angebracht ist. Es ist jedoch auch denkbar, dass die Antriebseinheit (6) das
Phasenstellglied (2) kontaktlos, z.B. über ein rotierendes
magnetisches Feld, dreht. Hierzu kann z.B. über dem Abschluss des Hohlleiterstrahlers ein magnetischer Rotator angebracht werden, der dann zusammen mit dem rotierenden magnetischen Feld als
Verbindungselement (5) wirkt, wenn z.B. Teile des Polarisators aus magnetischen Materialien bestehen.
Die Polarisatoren (4a) und (4b) können z.B. aus einfachen, ebenen Mäanderpolarisatoren bestehen, welche auf ein herkömmliches
Trägermaterial aufgebracht sind. Hergestellt werden können diese Polarisatoren durch bekannte Dünnschicht-Ätzverfahren oder durch additive Verfahren ("circuit printing").
Wie in Fig. 3 dargestellt, besitzen die mindestens zwei
Polarisatoren (4a) und (4b) vorzugsweise eine zur Achse (10) symmetrischen Form, so dass sie im zylindersymmetrischen
Hohlleiterstück des Hohlleiterstrahlers (1) in einfacher Weise untergebracht werden können.
Der in Fig. 3 dargestellte Polarisator (4a, b) ist als
Mäanderpolarisator ausgeführt. Vorteilhaft sind dabei Mehrschicht- Mäanderpolarisatoren, d.h. parallel zueinander ausgerichtete, nur Bruchteile der Wellenlängenlänge voneinander getrennte Strukturen, da diese große Frequenzbandbreiten aufweisen können und so einen breitbandigen Betrieb ermöglichen.
Es gibt jedoch auch eine Vielzahl von anderen möglichen
Ausführungsformen von Polarisatoren für elektromagnetische Wellen, welche eine Welle zirkularer Polarisation in eine Welle linearer Polarisation transformieren können. So sind z.B. Ausführungsformen denkbar, bei denen die Umwandlung der Signalpolarisation nicht durch ebene Polarisatoren sondern durch räumlich in der Halterung verteilte Strukturen erfolgt (z.B. Septum-Polaristoren) . Für die Funktion der Erfindung kommt es lediglich darauf an, dass diese Strukturen eine in den
Hohlleiterstrahler (1) einfallende Welle mit zirkularer
Polarisation zunächst in eine Welle mit linearer Polarisation transformieren und anschließend in eine Welle mit zirkularer
Polarisation zurücktransformieren können.
Für die Halterung (3) können z.B. geschlossenzellige Schäume mit geringer Dichte, welche bekanntermaßen sehr geringe HF-Verluste aufweisen, aber auch KunstStoffmaterialien wie
Polytetrafluorethylen (Teflon) oder Polyimide verwendet werden. Wegen der insbesondere bei Frequenzen oberhalb von 10 GHz geringen Größe des Phasenstellglieds im Bereich einer Wellenlänge, bleiben die HF-Verluste bei entsprechender Impedanzanpassung an die entsprechende elektromagnetische Mode im Hohlleiterstrahler (1) auch hier sehr klein.
Da elektrodynamisch betrachtet die dimensionsmäßige Auslegung des Phasenstellglieds (2) bei einer bestimmten Betriebsfrequenz in ähnlicher Weise erfolgt wie die dimensionsmäßigen Auslegung des Hohlleiterstrahlers (1) bei einer bestimmten Betriebsfrequenz, kann das Phasenstellglied (2) typischerweise ohne weiteres im Inneren des Hohlleiterstrahlers (1) angebracht werden.
So liegt nach den bekannten Auslegungsvorschriften für einen
Hohlleiterstrahler (1) dessen minimaler Durchmesser typischerweise im Bereich einer Wellenlänge der Betriebsfrequenz. Die Ausdehnung des Hohlleiterstrahlers (1) in Richtung der einfallenden Wellen liegt typischerweise bei einigen Wellenlängen der
Betriebsfrequenz . Da die Polarisatoren (4a) und (4b) und ihr Abstand zueinander ebenfalls entsprechend der Wellenlänge der Betriebsfrequenz nach den bekannten Verfahren der Impedanzanpassung ausgelegt werden, liegen die Dimensionen des Phasenstellglieds immer im Bereich der Dimensionen des Hohlleiterstrahlers (1).
Bei einer Frequenz von 20 GHz z.B. liegen die Abmessungen des Phasenstellglieds (2) typischerweise im Bereich kleiner als eine Wellenlänge, d.h. ca. lern x lern. Wird die Halterung (3) als dielektrischer Füllkörper ausgelegt und die Dielektrizitätszahl entsprechend groß gewählt, dann können auch sehr viel kleiner Formen realisiert werden. Die Ohmschen Verluste steigen dann zwar leicht an, liegen aber immer noch lediglich im Prozentbereich.
In jedem Fall kann, auch wenn die Dimension des
Hohlleiterstrahlers (1) sehr klein gewählt wird, durch
entsprechende Wahl der Dielektrizitätszahl für das Material des Halters (3), das Phasenstellglied (2) so klein gemacht werden, dass es im Hohlleiterstrahler (1) Platz findet.
Im Folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand weiterer Figuren gezeigt:
Figur 4 Phasengesteuertes Antennenelement in MS-Technologie,
Figur 5 Phasengesteuertes Antennenelement mit dielektrischem
Füllkörper,
Figur 6 Phasengesteuertes Antennenelement für linear Moden,
Figur 7 Phasengesteuertes Antennenelement für linear Moden in MS-Technologie,
Figur 8 Phasengesteuertes Antennenelement mit zusätzlichen drehbaren Polarisatoren. Eine Ausführungsform des phasengesteuerten Antennenelements ist in Fig. 4 schematisch dargestellt.
Der Hohlleiterstrahler (1) ist als zylindrischer Hornstrahler ausgelegt und die Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) ist in Mikrostreifentechnologie auf einem HF-Substrat (71) ausgeführt.
Die zur Aus- bzw. Einkopplung der zirkulären Mode verwendete
Mikrostreifenleitung (7) ist hier schlaufenförmig ausgelegt. Dies hat den Vorteil, dass die zylindersymmetrische Hohlleitermode im Hohlleiterstrahler (1) direkt und praktisch ohne Verluste angeregt bzw. ausgekoppelt werden kann.
Der Hohlleiterstrahler (1) ist an der Position der Auskopplung (7) mindestens teilweise derart ausgeschnitten, dass die
Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) mit ihrem Substrat (71) in den Hohlleiterstrahler (1) eingeführt und ausgerichtet werden kann .
Damit keine Störung der HF-Ströme, welche an den Innenwänden des Hohlleiterstrahlers (1) fließen, auftritt, sind leitende
Durchkontaktierungen ("vias") (72) vorgesehen, welche einen durchgehenden elektrischen Kontakt zwischen Ober- und Unterteil des Hohlleiterstrahlers (1) an der Stelle, an der die Ein- bzw. Auskopplung (7) eingeführt wird, herstellen (sog. "via fence").
Zudem ist im Substrat (71) eine Aussparung (73) vorgesehen, durch welche die Achse (5) , die die Verbindung zwischen der
Antriebseinheit (6) und dem Phasenstellglied (2) herstellt, geführt werden kann. Im Ausführungsbeispiel der Fig. 4 ist zudem die Halterung (3) der Polarisatoren (4) als dielektrischer Füllkörper (9) ausgeführt, welcher den Querschnitt des Hohlleiterstrahlers (1) vollständig ausfüllt .
Solche Ausführungsformen der Halterung können von Vorteil sein, da damit die Impedanzanpassung der Moden im Hohlleiterstrahler (1) erleichtert werden kann und unerwünschte Moden unterdrücken werden können .
Als Materialien für den dielektrischen Füllkörper kommen dabei insbesondere KunstStoffmaterialien mit niedriger
Oberflächenenergie, wie z.B. Polytetrafluorethylen (Teflon) oder Polyimide, in Frage, welche bei einer Drehung im
Hohlleiterstrahler (1) nur eine sehr geringe bis vernachlässigbare Reibung erzeugen.
In der in Fig. 5 schematisch dargestellten Ausführungsform wird die Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) zweigeteilt als zwei orthogonale, stiftartige Mikrostreifenleitungen (7a) und (7b) ausgeführt, welche sich auf zwei separaten, übereinanderliegenden Substraten befinden.
Solche Ausführungsformen können von Vorteil sein, wenn mit dem phasengesteuerten Antennenelement zwei Signale orthogonaler
Polarisation gleichzeitig empfangen und/oder gesendet werden sollen. Auch können Phasenungleichgewichte ("phase imbalances") kompensiert werden, wenn die Signale in einem orthogonalen System verarbeitet werden.
Im Ausführungsbeispiel der Fig. 5 sind weitere dielektrische
Füllkörper (9a) und (9b) vorgesehen, die dafür sorgen, dass das im Hohlleiterstrahler (1) verbliebene Luftvolumen vollständig mit Dielektrikum gefüllt ist.
Typischerweise sind dabei die Füllkörper (9a) und (9b) fest im Hohlleiterstrahler (1) montiert und drehen sich nicht mit dem Phasenstellglied mit. Hierzu besitzen sie typischerweise eine Aussparung für die Achse (10), analog zu den Substraten der
Mikrowellenleitungen (7a) und (7b) .
Wenn die dielektrischen Füllkörper (9a) und (9b) aus demselben Material bestehen wie der dielektrische Füllkörper der Halterung (3), dann ist der Hohlleiterstrahler (1) homogen mit Dielektrikum gefüllt und die Modenverteilung in seinem Innern ist
vorteilhafterweise homogen.
Je nach geometrischer Form des Hohlleiterstrahlers (1) kann es jedoch auch von Vorteil sein, für die verschiedenen dielektrischen Füllkörper 9. 9a, 9b unterschiedliche Dielektrizitätszahlen zu wählen. Z.B. dann, wenn sich der Hohlleiterstrahler (1) nach unten hin verjüngt, kann es vorteilhaft sein für den Füllkörper (9b) eine höhere Dielektrizitätszahl zu verwenden.
Eine Weiterentwicklung der Erfindung zum direkten Empfang bzw. Senden von Signalen mit linearer Polarisation durch das
phasengesteuerte Antennenelement ist in Fig. 6 dargestellt.
Die vorteilhafte Weiterentwicklung besteht darin, dass im
Hohlleiterstrahler (1) vor dem Phasenstellglied (2) mindestens ein weiterer Polarisator (41) angebracht ist, welcher Signale mit linearer Polarisation in Signale mit zirkularer Polarisation transformieren kann, und nach dem Phasenstellglied (2) und vor der Auskopplung (7) mindestens ein weiterer Polarisator (42) angebracht ist, welcher Signale zirkularer Polarisation in Signale linearer Polarisation transformieren kann.
Das Phasenstellglied (2) besteht weiterhin aus der Halterung (3) und den Polarisatoren (4a) und (4b) und verfügt über eine
Antriebseinheit (6), welche über das Verbindungselement (5) mit dem Phasenstellglied (2) bzw. der Halterung (3) derart verbunden ist, dass das Phasenstellglied (2) bzw. die Halterung (3) im
Hohlleiterstrahler (1) um die Achse (10) gedreht werden kann.
Dadurch, dass der erste zusätzliche Polarisator (41) ein
einfallendes Signal mit linearer Polarisation in ein Signal mit zirkularer Polarisation umwandelt, kann das Phasenstellglied (2) seine erfindungsgemäße Funktion ohne weiteres ausüben.
Der zweite Polarisator (42), welcher nach dem Phasenstellglied (2) und vor der Auskopplung (7) angebracht ist, transformiert das vom Phasenstellglied (2) erzeugte und in seiner Phasenlage bestimmte Signal zirkularer Polarisation dann wieder zurück in ein Signal linearer Polarisation, welches von einer entsprechend für lineare Moden ausgelegten Auskopplung (7) direkt ausgekoppelt werden kann.
Die Funktion der Anordnung ist wieder vollständig reziprok. Im Sendefall wird durch die Einkopplung (7) eine lineare Mode im Hohlleiterstrahler (1) angeregt, welche durch den zweiten
Polarisator (42) in eine zirkuläre Mode transformiert wird. Dieser zirkulären Mode wird mit dem Phasenstellglied (2) eine vom
Drehwinkel des Phasenstellglieds (2) um die Achse (10) abhängige Phasenlage aufgeprägt. Das zirkulär polarisierte Signal mit der eingestellten Phasenlage, welches das Phasenstellglied (2)
verlässt, wird vom ersten Polarisator (41) in ein Signal mit linearer Polarisation und der aufgeprägten Phasenlage
transformiert und vom Hohlleiterstrahler (1) abgestrahlt. Die in Fig. 6 dargestellte Anordnung funktioniert zudem auch für zwei simultan einfallende orthogonale lineare Polarisationen, wenn die Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) entsprechend für zwei orthogonale lineare Moden ausgelegt ist, z.B. so wie in Fig. 5 dargestellt .
Das simultane Senden und Empfangen von Signalen gleichartiger oder unterschiedlicher Polarisation ist ebenfalls möglich.
Eine Ausführungsform der in Fig. 6 gezeigten Weiterentwicklung ist in Fig. 7 schematisch dargestellt.
Die Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) ist analog zum
Ausführungsbeispiel der Fig. 5 zweigeteilt als stiftförmige, orthogonale Mikrostreifenleitung (7a) und (7b) auf separaten
Substraten ausgeführt.
Die zusätzlichen Polarisatoren (41) und (42) sind jeweils in einen dielektrischen Füllkörper (9c) bzw. (9d) eingebettet und
typischerweise fest im Hohlleiterstrahler (1) montiert. Der
Bereich zwischen den Aus- bzw. Einkopplungen (7a) und (7b) ist mit einem dielektrischen Füllkörper (9a), der Hohlleiterabschluss unterhalb der Aus- bzw. Einkopplung (7b) ist mit einem
dielektrischen Füllkörper (9b) gefüllt.
Dieser Aufbau hat den Vorteil, dass der gesamte Innenraum des Hohlleiterstrahlers (1) mit einem typischerweise gleichartigen Dielektrikum gefüllt ist und es damit nicht zu
Modendiskontinuitäten kommen kann.
Der zweite zusätzliche Polarisator (42) und sein dielektrischer Füllkörper (9c) besitzen ebenso wie die dielektrischen Füllkörper (9b) und (9a) eine mittige Aussparung für die Achse (5) analog zu den Substraten der Mikrostreifenleitungen (7a) und (7b) (vgl. Fig. 4, (73)), so dass die Achse (5) frei gedreht werden kann.
Die Aus- bzw. Einkopplung (7a) und (7b) kann für eine
entsprechende Anwendung auch einteilig für eine lineare Mode ausgelegt werden (analog zum Ausführungsbeispiel der Fig. 4) .
Um eine Polarisationsdrehung einer einfallenden Welle zu
kompensieren, ist es zudem denkbar, den ersten zusätzlichen
Polarisator (41) drehbar zu gestalten und mit einem eigenständigen Antrieb auszustatten, so dass der Polarisator (41) unabhängig vom Phasenstellglied (2) im Hohlleiterstrahler (1) um die Achse (10) gedreht werden kann.
Eine solche Anordnung ist insbesondere dann vorteilhaft, wenn in mobilen Anordnungen wegen der Bewegung des Trägers eine Drehung des Polarisationsvektors der einfallenden Welle relativ zur fest auf dem Träger montierten Gruppenantenne auftritt.
Da eine solche Polarisationsdrehung im Allgemeinen unabhängig von der Phasendrehung ist, welche der räumlichen Ausrichtung des
Antennenstrahls dient, muss die Drehung des Polarisators (41) unabhängig von der Drehung des Phasenstellglieds (2) erfolgen können .
Ein entsprechendes Ausführungsbeispiel ist in Fig. 8 schematisch dargestellt .
Der Polarisator (41) ist drehbar im Hohlleiterstrahler (1)
montiert und mit Hilfe eines Verbinders (13) mit einem eigenen Antrieb (12) verbunden, so dass dieser Antrieb (12) den
Polarisator (41) um die Achse (10) drehen kann. Die unabhängige Drehung des Polarisators (41) von der Drehung des Phasenstellglieds (2) ist im Ausführungsbeispiel der Fig. 8 so realisiert, dass die Achse (5), welche das Phasenstellglied (2) mit seinem Antrieb (6) verbindet, als Hohlachse ausgeführt ist. In dieser Hohlachse befindet sich der Verbinder (13), welcher den Polarisator (41) mit seinem Antrieb (12) verbindet.
Da die Polarisationsebene einer Welle mit linearer Polarisation nur in einem Winkelbereich von 180° definiert ist, ist für die Drehung des Polarisators (41) ein Winkelbereich von -90° bis +90°, d.h. eine Halbkreisdrehung, ausreichend.
Der zweite zusätzliche Polarisator (42) ist fest im
Antennenstrahler (1) angebracht, da seine Ausrichtung die
Ausrichtung der linearen Mode bestimmt, welche von der Aus- bzw. Einkopplung (7) aus- bzw. eingekoppelt wird. Die feste Ausrichtung des Polarisators (42) richtet sich daher nach der Lage der Aus¬ bzw. Einkopplung (7) .
Die Aus- bzw. Einkopplung (7) ist im Ausführungsbeispiel der Fig. 8 einteilig als stiftartige Mikrostreifenleitung ausgeführt.
Diese Ausführungsform ist vorteilhaft, wenn eine lineare Mode aus dem Hohlleiterstrahler (1) aus- bzw. eingekoppelt werden soll.
Sollen dagegen zwei orthogonale lineare Moden aus- bzw.
eingekoppelt werden, dann ist die in Fig. 7 gezeigte zweiteilige Aus- bzw. Einkopplung (7a) und (7b) vorteilhaft, welche in
gleicher Weise wie im Ausführungsbeispiel der Fig. 7 im
Ausführungsbeispiel der Fig. 8 realisiert werden kann. Wird die Aus- bzw. Einkopplung (7) zweigeteilt realisiert, dann kann auf den zweiten zusätzlichen Polarisator (42) auch verzichtet werden, da das vom Phasenstellglied (2) erzeugte zirkulär
polarisierte Signal prinzipiell alle Information der einfallenden Welle enthält. Zur Rekombination des ursprünglichen Signals kann dann z.B. ein 90° Hybridkoppler verwendet werden, in welchen das in die Signale (7a) und (7b) aufgeteilte Signal eingespeist wird.
Bezugs zeichen
Hohlleiterstrahler 1
Phasenstellglied 2
Halterung 3
Polarisatoren 4, 4a, 4b
Achse, Verbindungselement 5
Antriebseinheit 6
Ein- bzw. Auskopplung 7
Mikrostreifenleitungen 7a, 7b
Füllkörper 9, 9a, 9b, 9c, 9d
Achse 10
Antrieb 12
Verbinder 13
Welle 19, 19a, 19b, 19c
Zusätzliche Polarisatoren 41, 42 Substrat 71
Durchkontaktierung 72
Aussparung 73

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Phasengesteuertes Antennenelement für Gruppenantennen, mit einem Hohlleiterstrahler (1),
einem drehbaren, im Hohlleiterstrahler (1) angeordneten
Phasenstellglied (2) mit
• mindestens zwei Polarisatoren (4), die jeweils ein zirkulär polarisiertes Signal in ein linear polarisiertes Signal umwandeln können,
• einer Halterung (3), die mit den Polarisatoren (4) verbunden ist ,
• einem Verbindungselement (5) ,
einer Antriebseinheit (6), die über das Verbindungselement (5) mit dem Phasenstellglied (2) verbunden ist, so dass das
Phasenstellglied (2) um die Achse (10) des Hohlleiterstrahlers (1) gedreht werden kann, und
einer Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) aus dem bzw. in den Hohlleiterstrahler (1).
2. Phasengesteuertes Antennenelement nach Anspruch 1, wobei der Hohlleiterstrahler (1) einen zylinderförmigen Hohlleiterabschnitt aufweist .
3. Phasengesteuertes Antennenelement nach Anspruch 2, wobei der Hohlleiterstrahler (1) als Rundhohlleiter ausgelegt ist.
4. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Hohlleiterstrahler (1) als Hornstrahler ausgebildet ist.
5. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Polarisatoren (4) senkrecht zur Achse (10) des Hohlleiterstrahlers (1) und parallel zueinander in der
Halterung (3) angebracht sind.
6. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Polarisatoren (4) als Mäanderpolarisatoren, insbesondere als ebene Mehrlagen-Mäanderpolarisatoren, ausgebildet sind .
7. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Polarisatoren (4) eine zur Achse (10) symmetrische Form aufweisen.
8. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Verbindungselement (5) als Achse ausgeführt ist, welche das Phasenstellglied (2) mit der Antriebseinheit (6) verbindet .
9. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Halterung (3) aus einem Kunststoff besteht.
10. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem der
vorhergehenden Ansprüche, wobei die Halterung (3) aus
geschlossenzelligem Schaum besteht.
11. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem der
vorhergehenden Ansprüche, wobei das Phasenstellglied (2) eine achsensymmetrische Form besitzt.
12. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem der
vorhergehenden Ansprüche, wobei die Antriebseinheit (6) einen Elektromotor oder einen Piezomotor enthält.
13. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei die Antriebseinheit (6) einen Aktuator enthält, welcher elektroaktive Materialen beinhaltet.
14. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem der
vorhergehenden Ansprüche, wobei das Verbindungselement (5) oder die Antriebseinheit (6) mit einem Winkellagegeber ausgestattet ist .
15. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem der
vorhergehenden Ansprüche, wobei die Signalauskopplung bzw.
einkopplung (7) eine schlaufenförmigen oder eine stiftförmi metallischen Struktur enthält.
16. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem
vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
Signalauskopplung bzw. -einkopplung (7) in
Mikrostreifenleitungstechnik ausgeführt ist.
17. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem der
vorhergehenden Ansprüche, wobei die Signalauskopplung bzw. - einkopplung (7) zweiteilig derart ausgeführt ist, dass zwei orthogonale Moden des Hohlleiterstrahlers (1) getrennt ein- bzw. ausgekoppelt werden können.
18. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem der
vorhergehenden Ansprüche, mit zumindest einem zusätzlichen dielektrischen Füllkörper, der den Hohleiterstrahler (1) ganz teilweise ausfüllt.
19. Phasengesteuertes Antennenelement nach einem der
vorhergehenden Ansprüche, wobei zwischen einer Apertur des Hohlleiterstrahlers (1) und dem Phasenstellglied (2) mindestens ein zusätzlicher Polarisator (41) angebracht ist, welcher ein Signal mit linearer Polarisation in ein Signal mit zirkularer Polarisation umwandeln kann.
20. Phasengesteuertes Antennenelement nach Anspruch 19, wobei zwischen dem Phasenstellglied (2) und der Signalauskopplung bzw. - einkopplung (7) mindestens ein weiterer zusätzlicher Polarisator (42) angebracht ist, welcher ein Signal mit linearer Polarisation in ein Signal mit zirkularer Polarisation umwandeln kann.
21. Phasengesteuertes Antennenelement nach Anspruch 19, wobei der zwischen der Apertur des Hohlleiterstrahlers (1) und dem
Phasenstellglied (2) angebrachte, mindestens eine zusätzliche Polarisator (10) drehbar im Hohlleiterstrahler (1) angebracht ist, und über einen zusätzlichen Antrieb (12) und ein zusätzliches Verbinder (13) verfügt, so dass der Antrieb (12) mit Hilfe des Verbinders (13) den Polarisator (10) unabhängig vom
Phasenstellglied (2) drehen kann.
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