ES2856068T3 - Sistema de antena para comunicación satelital de banda ancha en el intervalo de frecuencias de GHz, dotado de red de alimentación - Google Patents

Abstract

Sistema de antena, dotado de al menos dos módulos (8), donde cada módulo (8) contiene al menos dos fuentes radiantes (1) de bocina, y las fuentes radiantes (1) de bocina soportan una primera y una segunda polarización y las dos polarizaciones son ortogonales entre sí, y los módulos (8) están construidos a base de diferentes capas (22, 23a, 23b, 23c, 24), donde el sistema de antena comprende al menos una red (2, 3) de líneas de microcinta y la al menos una red (2, 3) de líneas de microcinta sirve para alimentar las fuentes radiantes (1) de bocina dentro de un módulo (8), y donde el sistema de antena comprende al menos una red (9, 10) de guías de onda y la al menos una red (9, 10) de guías de onda sirve para alimentar los módulos (8), donde las redes (2) de líneas de microcinta para una polarización y las redes (3) de líneas de microcinta para la otra polarización se encuentran, por separado una de otra, entre las capas de los módulos (8), y las fuentes radiantes (1) de bocina poseen una alimentación que consta de una primera línea de microcinta para la primera polarización y una segunda línea de microcinta para la segunda polarización, las líneas de microcinta para la primera polarización y las líneas de microcinta para la segunda polarización forman respectivamente redes intramodulares separadas (2, 3) de líneas de microcinta que están acopladas en cada caso a una red (9, 10) de guías de onda, donde la primera red (9) de guías de onda está diseñada para reunir todas las señales de la primera polarización y la segunda red (10) de guías de onda está diseñada para reunir todas las señales de la segunda polarización, donde las redes intramodulares separadas (2, 3) de líneas de microcinta y las redes (9, 10) de guías de onda están construidas como árboles binarios y están diseñadas para alimentar en paralelo las fuentes radiantes (1) de bocina, donde las fuentes radiantes (1) de bocina están dimensionadas de manera que, para al menos cuatro fuentes radiantes (1) de bocina inmediatamente adyacentes situadas en al menos dos módulos (8) inmediatamente adyacentes, la distancia entre los centros de fase de las fuentes radiantes (1) de bocina es menor o como máximo igual a la longitud de onda de una frecuencia de referencia que se encuentra en una banda de transmisión del sistema de antena.

Description

DESCRIPCIÓN

Sistema de antena para comunicación satelital de banda ancha en el intervalo de frecuencias de GHz, dotado de red de alimentación

La invención se refiere a un sistema de antena para comunicación de banda ancha entre estaciones terrenas y satélites, en particular para aplicaciones móviles y aeronáuticas.

La necesidad de canales de banda ancha inalámbricos para transmitir datos con tasas de datos muy altas, en particular en el campo de las comunicaciones satelitales móviles, aumenta constantemente. Sin embargo, faltan antenas adecuadas, sobre todo en el sector aeronáutico, que en particular puedan satisfacer las condiciones requeridas para el uso móvil, tales como pequeñas dimensiones y peso reducido. Además, para la comunicación de datos direccional inalámbrica con satélites (por ejemplo, en la banda Ku o en la banda Ka) se exigen requisitos extremos en cuanto a las características de transmisión de los sistemas de antena, ya que debe evitarse de manera fiable la interferencia con satélites vecinos.

El peso y el tamaño del sistema de antena tienen gran importancia en aplicaciones aeronáuticas, ya que reducen la carga útil de la aeronave y originan costes operativos adicionales.

Por lo tanto, el problema reside en poner a disposición sistemas de antena que sean tan pequeños y ligeros como sea posible, pero sin embargo cumplan los requisitos reglamentarios para el funcionamiento de transmisión y de recepción cuando funcionen sobre soportes móviles.

Los requisitos reglamentarios para el funcionamiento de transmisión tienen su origen, por ejemplo, en las normas 47 CFR 25.209, 47 CFR 25.222, 47 CFR 25.138, ITU-R M.1643, ITU-R S.524-7, ETSI EN 302186 o ETSI EN 301459. Todas estas disposiciones reglamentarias tienen por objeto garantizar que no se produzcan interferencias entre satélites vecinos durante el funcionamiento de transmisión direccional de una antena satelital móvil. Para ello se definen típicamente envolventes (curvas de envoltura o máscaras) de máxima densidad espectral de potencia en función del ángulo de separación con respecto al satélite objetivo. Mientras el sistema de antena funciona en modo de transmisión no se deben exceder los valores especificados para un determinado ángulo de separación. Esto implica estrictas exigencias para las características de antena que dependen del ángulo. La ganancia de la antena debe disminuir drásticamente a medida que aumenta el ángulo de separación con respecto al satélite objetivo. Físicamente, esto solo se puede conseguir mediante configuraciones de amplitud y de fase muy homogéneas en la antena. En consecuencia, se utilizan típicamente antenas parabólicas, que poseen estas propiedades.

Sin embargo, para la mayoría de las aplicaciones móviles, en particular en aviación, los espejos parabólicos son muy poco adecuados debido a su tamaño y a su apertura circular. Por ejemplo, en las aeronaves comerciales las antenas van montadas en el fuselaje, y por ello deben tener la menor altura posible, a causa de la resistencia aerodinámica adicional.

Ciertamente son posibles antenas que estén diseñadas como secciones de paraboloides ("espejos con forma de plátano"), pero a causa de su geometría presentan una eficiencia muy reducida.

En cambio, se pueden implementar campos de antenas, que están formados por fuentes radiantes individuales y disponen de redes de alimentación adecuadas, con cualquier geometría y cualquier relación entre longitud y lado (relación de aspecto), sin que la eficiencia de la antena se vea afectada por ello. En particular, se pueden construir campos de antenas de muy baja altura.

Sin embargo, en los campos de antena, y en particular cuando la banda de frecuencias de recepción y la banda de frecuencias de transmisión están muy separadas (por ejemplo, en la banda Ka con frecuencias de recepción en aproximadamente 18 GHz - 21 GHz y frecuencias de transmisión en aproximadamente 28 GHz - 31 GHz) surge el problema de que las fuentes radiantes individuales de los campos tienen que soportar un ancho de banda muy grande.

Es sabido que las fuentes radiantes de bocina son, con diferencia, las fuentes radiantes individuales más eficientes en campos. Además, las fuentes radiantes de bocina se pueden diseñar para banda ancha.

Sin embargo, en el caso de campos de antena constituidos por fuentes radiantes de bocina y alimentados con redes puras de guías de onda, se presenta el conocido problema de la aparición de importantes lóbulos laterales parásitos (los denominados en inglés "grating lobes", o lóbulos de rejilla) en el diagrama de antena. Estos lóbulos de rejilla se originan porque los centros de haz (centros de fase) de los elementos de antena que forman el campo de antenas están demasiado separados entre sí a causa de la dimensión de las redes de guías de onda, determinada por su construcción. Esto puede conducir, en particular para frecuencias por encima de aproximadamente 20 GHz, a una interferencia positiva de las fuentes radiantes de la antena bajo ciertos ángulos de haz, y con ello a una emisión radiante no deseada de energía electromagnética en regiones de ángulo sólido no deseadas.

Si las frecuencias de recepción y de transmisión también están muy separadas entre sí en términos de frecuencia y, por razones reglamentarias, la distancia entre los centros de haz debe establecerse de acuerdo con la longitud de onda útil mínima de la banda de transmisión, las fuentes radiantes de bocina son por regla general tan pequeñas que ya no pueden soportar la banda de recepción.

En la banda Ka, por ejemplo, la longitud de onda útil mínima mide tan solo aproximadamente 1 cm. Para que los elementos radiantes del campo de antenas se sitúen densamente juntos, y gracias a ello no aparezcan lóbulos laterales parásitos (lóbulos de rejilla), la superficie de apertura de una fuente radiante de bocina, cuadrada, solo puede medir aproximadamente 1 cm x 1 cm. Sin embargo, las bocinas convencionales de este tamaño ofrecen en la banda de recepción a aproximadamente 18 GHz - 21 GHz tan solo unas prestaciones muy reducidas, ya que es necesario hacerlas funcionar cerca de la frecuencia de corte a causa del ángulo de apertura finito. Estas bocinas ya no pueden soportar la banda de recepción Ka o bien su eficiencia disminuye drásticamente en dicha banda.

Además, las fuentes radiantes de bocina deben soportar generalmente dos polarizaciones ortogonales, lo que restringe aún más el margen de acción geométrico, ya que se necesita un convertidor de señal ortomodo, denominado transductor, en la salida de la bocina. Por regla general, una implementación del convertidor de señal ortomodo con tecnología de guías de onda fracasará porque a frecuencias de GHz más altas no se dispone de suficiente espacio de instalación.

Si las fuentes radiantes de bocina están densamente empaquetadas en los campos, entonces surge el problema adicional de que ya no se pueden acomodar redes de alimentación eficientes en el espacio de instalación disponible detrás del campo de bocinas.

Es sabido que las redes de alimentación para campos de fuentes radiantes de bocina que están implementadas con tecnología de guías de onda generan solo pérdidas disipativas muy bajas. En el caso óptimo, las fuentes radiantes de bocina individuales de los campos son alimentadas por componentes de guía de onda, y toda la red de alimentación está asimismo constituida por componentes de guía de onda. Sin embargo, en caso de que las bandas de recepción y de transmisión estén muy separadas en términos de frecuencia se presenta el problema de que las guías de onda convencionales ya no pueden soportar el ancho de banda de frecuencias requerido.

Por ejemplo, el ancho de banda necesario en la banda Ka es superior a 13 GHz (18 GHz - 31 GHz). Las guías de onda rectangulares convencionales no pueden soportar de manera eficiente un ancho de banda tan grande.

Esto da lugar a los siguientes planteamientos de problema para antenas satelitales móviles de pequeño tamaño, en particular aeronáuticas, que deben resolverse simultáneamente:

1. diagrama de antena conforme a la normativa, sin lóbulos laterales parásitos (lóbulos de rejilla) en la banda de frecuencias de transmisión, que permita el funcionamiento de la antena con la máxima densidad espectral de potencia,

2. alta eficiencia de antena tanto en la banda de recepción como en la banda de transmisión, incluso con pequeñas dimensiones de las fuentes radiantes individuales,

3. redes de alimentación eficientes que ocupen el menor espacio posible de instalación y ocasionen las menores pérdidas disipativas posibles,

4. arquitectura de la antena lo más compacta y economizadora de espacio posible, y al mismo tiempo máxima eficiencia posible de la antena.

Si estos problemas se resuelven mediante una disposición adecuada, entonces se puede proporcionar un sistema de altas prestaciones incluso aunque solo se disponga de un espacio de instalación limitado para una antena pequeña.

Es sabido que con antenas que están diseñadas como campos de fuentes radiantes individuales se pueden conseguir patrones de antena exentos de lóbulos de rejilla si los centros de fase de las fuentes radiantes individuales están separados entre sí por menos de una longitud de onda de la frecuencia útil máxima, tal como se describe en el documento EP 1 921 709 A1, por ejemplo. También es sabido que mediante configuraciones parabólicas de amplitud de tales campos de antena se pueden evitar los lóbulos laterales del diagrama de antena (por ejemplo, J. D. Kraus y R. J. Marhefka, "Antennas: for all applications" (Antenas: para todas las aplicaciones), 3a ed., McGraw-Hill series in electrical engineering (Serie McGraw-Hill en ingeniería eléctrica), 2002). Mediante configuraciones especiales de amplitud se puede lograr un diagrama de antena que se adapte de manera óptima a la máscara reglamentaria para un tamaño de antena dado (por ejemplo, el documento DE 10 2010 019 081 A1; Seifried, Wenzel et al.).

El documento GB 2426 876 A muestra un sistema de antena con varias fuentes radiantes de bocina, que está construido en varias capas, pero con ello no se encuentra conectada ninguna separación de líneas de microcinta que soportan diferentes polarizaciones. El documento US 5.453.751 A muestra el proceder con señales polarizadas circularmente en campos de antena. Los documentos US 6201508 B1, WO 2008/069369 A1, GB 2247990 A y EP 2006956 A2 muestran más opciones de implementación de sistemas de antena con varias fuentes radiantes de bocina que requieren un esfuerzo de fabricación admisible pero no pueden procurar, sin embargo, unas prestaciones suficientes y el cumplimiento con los requisitos reglamentarios suficientes para la comunicación satelital en aviación. En el artículo de AMENDOLA G et al. "Hybrid waveguide - striping feeding network for dual polarized arrays at K band" (Red híbrida de alimentación, de guías de onda y cintas, para matrices de doble polarización en la banda K) The Institution of Engineering and Technology 2011, vol. 5, número 13, páginas 1568-1575, se describe un sistema de antena con un módulo y dos fuentes radiantes individuales, las fuentes radiantes individuales soportan una primera y una segunda polarización y las dos polarizaciones son mutuamente ortogonales, y los módulos están construidos a base de diferentes capas.

En el artículo de Klico O et al. "Flat antenna design considerations for satellite-on-the-move and satellite-on-thepause (SOTM/SOTP) applications" (Consideraciones de diseño de antena plana para aplicaciones de satélite en movimiento en movimiento y satelitales en parada (SOTM/SOTP)) IEEE Military Communications Conference, vol. 2 (2001), páginas 790-794, se describe una red de antenas con una red híbrida de alimentación provista de una red de líneas de microcinta y de una red de guías de onda.

La misión de la invención consiste en poner a disposición un sistema de antena de banda ancha en el intervalo de frecuencias de GHz, en particular para aplicaciones aeronáuticas, que con dimensiones mínimas permita un funcionamiento de transmisión conforme a la normativa con máxima densidad espectral de potencia y al mismo tiempo presente en el funcionamiento de recepción una elevada eficiencia de antena y bajo ruido propio.

Esta misión se logra mediante el sistema de antena según la reivindicación 1.

Según la invención, el sistema de antena consta de al menos dos módulos, donde cada módulo contiene al menos dos fuentes radiantes individuales, y se utilizan redes de líneas de microcinta para alimentar las fuentes radiantes individuales dentro de un módulo y redes de guías de onda para alimentar los módulos, donde las fuentes radiantes individuales soportan una primera y una segunda polarización y las dos polarizaciones son ortogonales entre sí. La ventaja de la arquitectura modular de las antenas según la invención reside en que se emplean líneas de microcinta allí donde hay muy poco espacio de instalación disponible (el lugar en el cual se alimentan las fuentes radiantes individuales). Las líneas de microcinta tienen ciertamente pérdidas disipativas significativamente más elevadas que las guías de onda, pero requieren mucho menos espacio de instalación. Además, en el caso presente se pueden limitar en gran medida las pérdidas si se agrupan en los módulos tan solo el número de fuentes radiantes de bocina primarias que sea necesario para conseguir un espacio de instalación suficiente para componentes de guía de onda. La longitud de las líneas de microcinta se mantiene así comparativamente corta. Las redes de alimentación intermodulares se implementan después como guías de onda con pérdidas muy bajas.

La fabricación de sistemas de antena densamente empaquetados se puede facilitar en gran medida por el hecho de que estén construidos a base de varias capas, y de que las redes de líneas de microcinta de las dos polarizaciones ortogonales se encuentren entre capas diferentes. Se pueden ensamblar así los módulos del sistema de antena partiendo de pocas capas. Ventajosamente, las capas son de aluminio o de materiales eléctricamente conductores similares, a los que se puede dotar de estructura mediante los procedimientos de estructuración conocidos (fresado, grabado, láser, erosión con alambre, hidrocorte, etc.). A las redes de líneas de microcinta se les dota de estructura utilizando sobre un sustrato procedimientos de grabado conocidos.

Según un desarrollo adicional ventajoso de la invención, la primera polarización y la segunda son polarizaciones lineales.

Las señales de las dos polarizaciones ortogonales son guiadas en redes de alimentación independientes, lo que tiene la ventaja de que, con la ayuda de componentes apropiados tales como, por ejemplo, polarizadores o acopladores híbridos de 90°, se pueden transmitir o recibir tanto señales polarizadas linealmente como señales polarizadas circularmente.

Para que las antenas tengan el menor tamaño posible y, sin embargo, sea posible un funcionamiento de transmisión conforme a la normativa con la máxima densidad espectral de potencia, según un desarrollo adicional ventajoso de la invención se prevé también que al menos parte de las fuentes radiantes individuales estén dimensionadas de manera que, en el caso de fuentes radiantes adyacentes, la distancia entre los centros de fase de las fuentes radiantes individuales sea menor o igual que la longitud de onda de la frecuencia más alta de transmisión (frecuencia de referencia en la banda de transmisión) a la cual no deben aparecer lóbulos laterales parasitarios (lóbulos de rejilla).

Además, si al menos cuatro fuentes radiantes individuales vecinas se encuentran en módulos distintos inmediatamente adyacentes, entonces el campo de antenas define al menos una dirección tal que, en esta dirección, la distancia entre los centros de fase de las fuentes radiantes individuales es menor o igual que la longitud de onda de la frecuencia más alta de transmisión a la cual no deben aparecer lóbulos laterales parasitarios (lóbulos de rejilla). En esta dirección, preferiblemente a lo largo de una línea recta a través del campo de antenas, las fuentes radiantes individuales inmediatamente adyacentes se encuentran entonces densamente juntas, de manera que no pueden aparecer lóbulos laterales parásitos ("lóbulos de rejilla") en el corte correspondiente a través del diagrama de antena.

De lo contrario, estos lóbulos de rejilla conducirían a una fuerte reducción de la densidad espectral de potencia permitida por la normativa.

En principio, entran en consideración como fuentes radiantes individuales todos los elementos radiantes conocidos que soportan dos polarizaciones ortogonales. Son estos, por ejemplo, fuentes radiantes de bocina rectangulares o redondas, antenas de parche, dipolos individuales desplazados en 90°, dipolos cruzados o fuentes radiantes de ranura dispuestas adecuadamente.

Resulta asimismo ventajoso que los módulos posean una geometría al menos aproximadamente rectangular, es decir, que contengan N¡ = n¡ ^x rik fuentes radiantes individuales, donde N¡, n, /', /, k son números pares, se cumple = N, y N es el número total de fuentes radiantes individuales. Estos módulos rectangulares se pueden i

combinar para formar campos de antena ahorrando espacio. Además, los módulos rectangulares pueden ser alimentados de forma relativamente sencilla con redes de líneas de microcinta de arquitectura binaria.

Para implementar antenas con las pérdidas disipativas más bajas posibles, resulta ventajoso diseñar las fuentes radiantes individuales como fuentes radiantes de bocina, que se cuentan entre las antenas con pérdidas más reducidas. Se pueden utilizar fuentes radiantes de bocina con apertura tanto rectangular como redonda. Si no deben aparecer lóbulos de rejilla en ningún corte a través del diagrama de antena, resultan ventajosas las fuentes radiantes de bocina con abertura cuadrada de apertura, donde el tamaño de la abertura de apertura se elige de manera que la distancia entre los centros de fase de fuentes radiantes de bocina inmediatamente adyacentes sea menor o igual que la longitud de onda de la frecuencia más alta de transmisión, en calidad de frecuencia de referencia, a la cual no deben aparecer lóbulos de rejilla.

Para conseguir los mayores anchos de banda posibles, también resulta ventajoso que las fuentes radiantes individuales estén configuradas como fuentes radiantes de bocina, de manera que presenten constricciones geométricas simétricas, esto es, estrechamientos, en los dos planos de polarización y sean alimentadas en su salida, de manera separada para cada una de las dos polarizaciones ortogonales, a través de la constricción geométrica asociada a la dirección de polarización respectiva. Tales constricciones geométricas pueden incrementar en gran medida el ancho de banda de las bocinas.

Como alternativa, también se pueden implementar ventajosamente las bocinas como bocinas con relleno dieléctrico. Dependiendo de las propiedades dieléctricas del relleno, la longitud de onda efectiva aumenta en las bocinas, y estas pueden soportar anchos de banda mucho mayores en comparación con lo que ocurriría sin el relleno. Aunque los rellenos dieléctricos conducen a pérdidas parásitas a través del dieléctrico, estas pérdidas siguen siendo comparativamente pequeñas, en particular en el caso de bocinas muy pequeñas. Así, por ejemplo, para aplicaciones en la banda Ka, es suficiente un relleno dieléctrico con una constante dieléctrica de aproximadamente 2. Para bocinas de solo algunos centímetros de profundidad, esto conduce a pérdidas < 0,2 dB cuando se utilizan materiales adecuados.

Si la banda de transmisión y la de recepción están muy separadas entre sí en términos de frecuencia, conforme a otra forma de realización ventajosa de la invención las fuentes radiantes de bocina están implementadas como bocinas escalonadas ("bocinas en gradas"). Mediante el ajuste de la anchura y la longitud de los escalones, así como de su número, se puede adaptar de manera óptima la antena a las respectivas bandas de frecuencias útiles. Para conseguir un alto grado de desacoplamiento de polarización cruzada, también resulta ventajoso que las antenas de bocina estén diseñadas de manera que soporten dos polarizaciones lineales ortogonales. Con tales antenas de bocina se pueden lograr aislamientos muy superiores a 40 dB. En particular, tales valores de aislamiento son necesarios para codificaciones de señal con alta eficiencia espectral.

Se puede lograr una mejora adicional en el rendimiento de recepción, particularmente en el caso de fuentes radiantes de bocina muy pequeñas, si se dota a las fuentes radiantes de bocina individuales de un tabique ("septum") transversal dieléctrico o una lente dieléctrica. Mediante tales estructuras se puede reducir significativamente la atenuación por inserción (S¹¹) en la banda de recepción, incluso aunque las superficies de apertura de las fuentes radiantes individuales sean ya tan pequeñas que una onda del espacio abierto sería reflejada casi por completo en ausencia de estas estructuras dieléctricas adicionales.

Dado que, en el caso de fuentes radiantes individuales alimentadas en paralelo, las pérdidas disipativas, por ejemplo debidas a un relleno dieléctrico, solamente se producen una vez, según otro desarrollo adicional ventajoso de la invención las fuentes radiantes de bocina del campo de antenas son alimentadas en paralelo. Esto es efectivo en grado máximo cuando las líneas de microcinta y las guías de onda están construidas como árboles binarios, ya que así se minimiza el número de divisores de potencia necesarios en el caso general de un valor cualquiera del número total N de fuentes radiantes individuales y un valor cualquiera del número Ni de fuentes radiantes individuales en un módulo.

En el caso general, los árboles binarios no son ni completos ni completamente simétricos.

Sin embargo, según un desarrollo adicional ventajoso de la invención, si para todos los módulos del sistema de antena o al menos para la mayoría de los módulos se cumple N¡ = 2ni , siendo n¡ un número entero, entonces se puede reducir aún más el número de divisores de potencia requeridos, pues en ese caso siempre una fracción de los árboles binarios estarán completos.

Resulta especialmente favorable que se cumpla además N = 2n, siendo n un número entero. En tal caso, las redes de alimentación del sistema de antena pueden diseñarse como árboles binarios completos y completamente simétricos, y todas las fuentes radiantes individuales pueden tener líneas de alimentación de igual longitud, es decir, experimentar también atenuaciones muy similares.

También resulta ventajoso que las líneas de microcinta estén situadas sobre un sustrato delgado y sean guiadas en cavidades metálicas cerradas, estando las cavidades típicamente llenas de aire. Por lo general, se define a un sustrato como delgado si su grosor es menor que la anchura de las líneas de microcinta.

Esta arquitectura semejante a una línea coaxial, típicamente con aire como relleno, da como resultado líneas de alta frecuencia con pérdidas comparativamente bajas. Se ha demostrado así que las pérdidas disipativas de tales líneas, por ejemplo en frecuencias de la banda Ka, son superiores tan solo en un factor de 5 a 10, aproximadamente, a las pérdidas de las guías de onda. Dado que estas líneas solo se utilizan para tramos comparativamente cortos, las pérdidas absolutas siguen siendo comparativamente pequeñas. La contribución de ruido de tales líneas al ruido propio del sistema también sigue siendo relativamente pequeña.

Ventajosamente, a las cavidades a través de las cuales se guían las líneas de microcinta se les dota de estructura al mismo tiempo que a las capas metálicas. Si las cavidades están practicadas como muescas o depresiones en las capas metálicas que se encuentran respectivamente por encima y por debajo de la línea de microcinta, entonces la línea de microcinta se encuentra, junto con su sustrato, en una cavidad que se compone de dos medias coquillas. Se pueden cerrar eléctricamente las paredes de la cavidad si se dota al sustrato de contactos eléctricos pasantes (vías). En tales disposiciones, las "vallas" hechas de vías pueden evitar casi por completo la pérdida de energía electromagnética.

Si la banda de recepción y la de transmisión de la antena están muy separadas entre sí en términos de frecuencia, puede suceder que las guías de onda habituales (guías de onda rectangulares) ya no puedan soportar el ancho de banda requerido. En este caso resulta ventajoso dotar a las guías de onda de constricciones geométricas (estrechamientos) a lo largo de la dirección de propagación de la onda electromagnética. Mediante estas restricciones se puede incrementar en gran medida el ancho de banda útil. El número y la disposición de las constricciones dependen del diseño del sistema de antena.

Para anchos de banda útil muy grandes resultan ventajosas las denominadas guías de onda de doble cresta, que pueden tener un ancho de banda significativamente mayor que las guías de onda habituales. Estas guías de onda presentan una constricción geométrica paralela a la dirección de polarización soportada, lo que evita la aparición de modos superiores parásitos.

En el caso de frecuencias útiles muy elevadas o de fuentes radiantes individuales situadas densamente juntas, un desarrollo adicional ventajoso de la invención consiste en utilizar guías de onda con relleno dieléctrico para las redes de alimentación de guías de onda. Tales guías de onda precisan sustancialmente menos espacio de instalación que las guías de onda rellenas de aire. Dependiendo de los requisitos del espacio de instalación, también es posible que una parte de la red de guías de onda, o la totalidad de la misma, esté constituida por guías de onda con relleno dieléctrico. También es posible un relleno parcial.

Para el tratamiento ulterior de las señales, por ejemplo mediante el acoplamiento de un amplificador de bajo ruido (en inglés, "Low-Noise Amplifier" o LNA) a la red de alimentación de recepción y/o un amplificador de potencia (amplificador de alta potencia, en inglés "High Power Amplifier" o HPA) a la red de alimentación de transmisión, puede resultar ventajoso equipar a las redes de alimentación con diplexores de frecuencia. Estos diplexores de frecuencia separan la banda de recepción de la de transmisión. Los diplexores de guía de onda son particularmente ventajosos en este caso porque pueden conseguir un aislamiento muy elevado y además presentan muy poca atenuación.

El lugar de inserción de los diplexores de frecuencia en las redes de alimentación depende del caso de aplicación particular. Se puede concebir así, por ejemplo, que cada módulo del campo de antenas esté equipado con un diplexor justo en su salida o en su entrada. En la entrada o a la salida de este diplexor se encuentran disponibles entonces, en forma pura, todas las combinaciones de señales: polarización 1 en la banda de recepción, polarización 2 en la banda de recepción, polarización 1 en la banda de transmisión y polarización 2 en la banda de transmisión. Después se pueden conectar entre sí los módulos por medio de cuatro redes de guías de onda adecuadas. Esta forma de realización presenta la ventaja de que no es preciso que las redes de alimentación de guías de onda sean de banda muy ancha en términos de frecuencia, ya que solo han de ser adecuadas para señales de la banda de recepción o de la de transmisión, respectivamente.

No obstante, también es concebible instalar los diplexores de frecuencia únicamente en la entrada o la salida de las redes de guías de onda. Esta forma de realización ahorra espacio de instalación, pero típicamente requiere en las redes de guías de onda un diseño para banda ancha.

Para aplicaciones en donde se ha de transmitir o recibir en distintas polarizaciones, o en aplicaciones en donde la polarización de la señal de transmisión o de la señal de recepción cambia dinámicamente (diversidad de polarización, en inglés "polarization diversity"), resulta ventajoso que tanto las redes intramodulares de líneas de microcinta como las redes intermodulares de guías de onda están diseñadas para que puedan soportar simultáneamente la banda de transmisión y la de recepción.

Si la antena está provista de diplexores de frecuencia conectados a una matriz de conmutación (en inglés, "switching matrix") de alta frecuencia adecuada, es posible la conmutación dinámica entre las polarizaciones ortogonales (conmutación de polarización, en inglés "polarization switching").

Estas formas de realización son particularmente ventajosas cuando la antena se va a utilizar en servicios satelitales que trabajan con lo que se denomina tecnología de haz puntual (en inglés, "spot beam"). Con la tecnología de haz puntual se crean en la superficie terrestre zonas de cobertura (células) de superficie relativamente pequeña (su diámetro típico en la banda Ka mide aproximadamente 200 km - 300 km). Para poder utilizar las mismas bandas de frecuencia en celdas vecinas (reutilización de frecuencia, en inglés "frequency re-use"), las celdas vecinas se diferencian solamente por la polarización de las señales.

Cuando se utiliza la antena en soportes en rápido movimiento, especialmente en aviones, típicamente se producen muchos y muy rápidos cambios de celda, y la antena debe ser capaz de cambiar rápidamente la polarización de las señales de recepción o transmisión.

Si, por el contrario, la antena se utiliza en servicios satelitales en los cuales la polarización de la señal de transmisión o de la señal de recepción es fija y no cambia ni temporal ni geográficamente, resulta entonces ventajoso que la primera red intramodular de líneas de microcinta y la red intermodular de guías de onda asociada en la banda de recepción de la antena, así como la segunda red intramodular de líneas de microcinta y la red intermodular de guías de onda asociada, están diseñadas para la banda de transmisión del sistema de antena.

Esta forma de realización presenta la ventaja de que se puede optimizar cada red de alimentación para la respectiva banda de frecuencias útiles, y con ello se crea un sistema de antena de muy baja pérdida con muy altas prestaciones.

Según una ejecución ventajosa de la invención, si los elementos radiantes del sistema de antena están diseñados para dos polarizaciones lineales ortogonales, entonces las redes de alimentación están equipadas con los denominados acopladores híbridos a 90°. Los acopladores híbridos a 90° son puertas cuádruples que convierten dos señales ortogonales polarizadas linealmente en dos señales ortogonales polarizadas circularmente, o viceversa. Con disposiciones de este tipo también es posible transmitir o recibir señales polarizadas circularmente.

Como alternativa, para recibir y transmitir señales polarizadas circularmente también se puede equipar el campo de antena con lo que se denomina un polarizador. Típicamente, se trata aquí de capas metálicas adecuadamente estructuradas (en inglés, "layers") que se sitúan en un plano aproximadamente perpendicular a la dirección de propagación de la onda electromagnética. La estructura metálica funciona de manera que actúa capacitivamente en una dirección e inductivamente en la dirección ortogonal. Para dos señales polarizadas ortogonalmente, esto significa que se imprime una diferencia de fase en las dos señales. Si ahora se ajusta la diferencia de fase de modo que valga precisamente 90° en el momento de pasar por el polarizador, entonces dos señales ortogonales polarizadas linealmente se convierten en dos señales ortogonales polarizadas circularmente, o a la inversa.

Para conseguir grandes anchos de banda útil, el polarizador se compone ventajosamente de varias capas que están dispuestas a cierta distancia entre sí (típicamente en el entorno de un cuarto de la longitud de onda).

Una forma de realización particularmente adecuada del polarizador es el polarizador en meandro multicapa. En este caso, aplicando los tratamientos de estructuración habituales se estructuran estructuras metálicas en meandro, de dimensiones adecuadas, sobre un sustrato típicamente delgado. Después se encolan los sustratos así estructurados a paneles de espuma o bien se estratifican para formar emparedados. Entran en consideración como espumas, por ejemplo, espumas de célula cerrada de baja pérdida, tales como Rohacell o XPS.

Resulta ventajoso en este caso superponer una secuencia de planchas de espuma, láminas adhesivas y sustratos estructurados, y comprimirla por medio de una prensa. Así se obtiene, de una manera relativamente sencilla, un polarizador adecuado y de bajo peso.

Según otra ejecución ventajosa de la invención, se consiguen anchos de banda útil muy grandes, así como importantes aislamientos de polarización cruzada, cuando no se instala el polarizador de manera exactamente perpendicular a la dirección de propagación de la onda electromagnética delante del campo de antenas, sino ligeramente inclinado. En estas disposiciones, la distancia típica entre el polarizador y la superficie de apertura del campo de antenas se sitúa en el entorno de una longitud de onda de la frecuencia útil, y el ángulo de inclinación con respecto al plano de apertura está en el intervalo de 2° a 10°.

Dado que el diagrama de antena (en inglés, "antenna pattern") del sistema de antena debe encontrarse, en la banda de transmisión, bajo una máscara prescrita por la normativa y que, en el caso de antenas pequeñas, solamente se puede transmitir con altas densidades espectrales de potencia si el diagrama se encuentra lo más cercano posible a la máscara, puede ser ventajoso proporcionar una configuración de amplitud (conicidad de la amplitud de abertura, en inglés "aperture amplitude tapering") al sistema de antena. En particular, en el caso de aberturas de apertura planas son especialmente adecuadas para este propósito las configuraciones parabólicas de amplitud de la abertura. Las configuraciones parabólicas de amplitud se caracterizan por que las contribuciones de potencia de las fuentes radiantes individuales aumentan desde el borde del campo de antenas hacia el centro y se obtiene, por ejemplo, un trazado semejante a una parábola.

Estas configuraciones de amplitud del campo de antenas conducen a una supresión de los lóbulos laterales en el diagrama de antena y con ello a una densidad espectral de potencia, permitida por la normativa, mayor.

En aplicaciones para servicios satelitales geoestacionarios, dado que solamente se deben suprimir los lóbulos laterales a lo largo de una tangente a la órbita geoestacionaria en la ubicación del satélite objetivo, la configuración de amplitud del sistema de antena se diseña preferiblemente de manera que tenga efecto por lo menos a lo largo de aquella dirección a través del sistema de antena en la cual los elementos radiantes se sitúan densamente juntos. Los elementos radiantes se sitúan densamente juntos en aquella dirección en la cual la distancia entre los centros de fase de las fuentes radiantes individuales es menor o igual que la longitud de onda de la frecuencia más alta de transmisión a la cual no deben aparecer lóbulos laterales parásitos (lóbulos de rejilla) significativos.

Además, se podrán apreciar otras ventajas y características de la presente invención a partir de la descripción de formas de realización preferidas. Las características en ellas descritas se pueden implementar de manera aislada o en combinación con una o más de las características mencionadas en lo que antecede. La descripción que sigue de las realizaciones preferidas se lleva a cabo haciendo referencia a los dibujos adjuntos.

Breve descripción de los dibujos

Las Figuras 1a-b muestran esquemáticamente un módulo de antena según la invención, que consta de un campo de 8 x 8 fuentes radiantes individuales;

las Figuras 2a-b muestran redes ilustrativas de alimentación por líneas de microcinta, para un módulo 8 x 8 de antena;

las Figuras 3a-d representan esquemáticamente la arquitectura ilustrativa de una antena según la invención constituida por módulos de antena y la interconexión de los módulos mediante redes de guías de onda;

las Figuras 4a-d muestran la arquitectura de detalle de una fuente radiante individual de bocina con dentado cuádruple (o de cresta cuádruple, en inglés "quad-ridged");

la Figura 5 representa esquemáticamente la arquitectura de detalle de un módulo 2 x 2 de antena constituido por antenas de bocina con dentado cuádruple ("quad-ridged");

las Figuras 6a-b muestran un módulo 8 x 8 de antena ilustrativo que consta de fuentes radiantes de bocina con relleno dieléctrico;

las Figuras 7a-d representan la arquitectura de detalle ilustrativa de una fuente radiante individual de bocina con relleno dieléctrico;

la Figura 8 muestra esquemáticamente la arquitectura de detalle de un módulo 2 x 2 constituido por fuentes radiantes de bocina con relleno dieléctrico;

la Figura 9 muestra un módulo según la invención que está provisto de una rejilla dieléctrica para mejorar la adaptación de impedancias;

las Figuras 10a-b muestran un módulo según la invención con tecnología de capas;

las Figuras 11a-d muestran la arquitectura de detalle de un módulo según la invención, con tecnología de capas; la Figura 12 muestra esquemáticamente el modelo de vacío de un módulo según la invención;

la Figura 13 muestra la arquitectura ilustrativa de un divisor de potencia de guía de onda, que está compuesto por guías de onda con dentado doble (de cresta doble, en inglés "double-ridged");

la Figura 14 muestra esquemáticamente una capa de un polarizador;

las Figuras 15a-b muestran, a modo de ejemplo, una configuración esquemática de amplitud de un sistema de antena según la invención y la densidad espectral de potencia isótropa radiada equivalente (abreviada p. i. r. e. o EIRP, por sus siglas en inglés) máxima conforme a la normativa, resultante de la misma;

la Figura 16 muestra, en forma de un diagrama de bloques, una posible arquitectura de un sistema de antena según la invención, con polarización fija de la señal de transmisión y de la señal de recepción;

la Figura 17 muestra, en forma de un diagrama de bloques, una posible arquitectura de un sistema de antena según la invención con polarización variable de la señal de transmisión y de la señal de recepción, utilizando acopladores híbridos de 90°;

la Figura 18 muestra esquemáticamente, en forma de un diagrama de bloques, la arquitectura de un sistema de antena según la invención con polarización variable de la señal de transmisión y de la señal de recepción, utilizando un polarizador.

En lo que sigue se explican con mayor detalle las formas de realización ilustrativas de la antena y sus componentes, representadas en los dibujos.

La Figura 1 representa una forma de realización ilustrativa de un módulo de antena de una antena según la invención. Las fuentes radiantes individuales 1 están diseñadas aquí como fuentes radiantes de bocina rectangulares que pueden soportar dos polarizaciones ortogonales.

Las redes intramodulares 2, 3 de líneas de microcinta para las dos polarizaciones ortogonales se encuentran entre capas distintas.

El módulo de antena consta de un total de 64 fuentes radiantes individuales primarias 1 que están dispuestas en un campo 8 x 8 de antena (Ni = 64). Las dimensiones de las fuentes radiantes individuales y el tamaño de sus superficies de apertura se eligen de modo que la distancia entre los centros de fase de los elementos radiantes individuales a lo largo de los dos ejes principales sea menor que Amin, donde Amin denota la longitud de onda de la frecuencia útil más alta. Esta distancia asegura que en el diagrama de antena no puedan aparecer en ninguna dirección lóbulos laterales parásitos, los denominados "lóbulos de rejilla", hasta la frecuencia útil más alta (frecuencia de referencia).

En el caso ilustrativo del módulo de antena mostrado en la Figura 1, las dos redes de líneas de microcinta representan un divisor de potencia 64:1, ya que reúnen las señales de 64 fuentes radiantes individuales. En la Figura 2 está representada una organización interna ilustrativa de las dos redes de líneas de microcinta.

Sin embargo, también se pueden concebir formas de realización en las cuales los módulos comprendan un número menor o mayor de fuentes radiantes de bocina. Por ejemplo, para antenas de banda K/Ka resultan óptimos los módulos 4 x 4. Las redes de líneas de microcinta representan entonces un divisor de potencia 16:1, que reúne las señales de 16 fuentes radiantes individuales. En este caso, las líneas de microcinta se hacen relativamente cortas y, en consecuencia, su contribución al ruido sigue siendo pequeña.

Dependiendo de la aplicación, se puede construir una antena con parámetros de rendimiento óptimos diseñando adecuadamente los tamaños de los módulos. Ventajosamente, los módulos se fabrican con el mínimo tamaño que permita alimentarlos con guías de onda. De este modo se minimiza el ruido parásito aportado por las líneas de microcinta.

Las dos redes 2, 3 de líneas de microcinta acoplan las señales reunidas, en cada caso de manera separada dependiendo de la polarización, en acoplamientos 4, 5 de microcinta a guía de onda, como se muestra en la Figura 1b. Mediante estos acoplamientos 4, 5 de guía de onda se pueden acoplar con la ayuda de redes de guías de onda, de manera eficaz y con poca atenuación, un número cualquiera de módulos para formar un sistema de antena según la invención.

La Figura 2 muestra dos redes ilustrativas 2, 3 de líneas de microcinta, destinadas a alimentar las fuentes radiantes individuales 1 del módulo 8 x 8 de antena de la Figura 1. Ambas redes están diseñadas como divisores de potencia binarios 64:1.

Mediante los dos acoplamientos mutuamente ortogonales 6, 7 de microcinta a guía de onda, las señales polarizadas ortogonalmente se acoplan en sentido de entrada, o respectivamente en sentido de salida, en las fuentes radiantes de bocina individuales del módulo 8 x 8. En los acoplamientos, 4a o respectivamente 5a, de guía de onda se acopla en las guías de onda en sentido de entrada, o respectivamente de salida, la señal sumada. Dado que las dos redes 2, 3 de líneas de microcinta se encuentran típicamente una sobre otra en dos planos, también existen en la pletina correspondiente orificios pasantes, 4b o respectivamente 5b, para guía de onda destinados a crear una perforación y la conexión con los acoplamientos, 4a o respectivamente 5a, de guía de onda.

Las redes 2, 3 de líneas de microcinta se pueden fabricar mediante cualquier método conocido. Son especialmente adecuados sustratos de baja pérdida para antenas.

La Figura 3 muestra de manera ilustrativa cómo se pueden acoplar diferentes módulos 8 de antena para formar sistemas de antena según la invención.

Los sistemas de antena según la invención constan de un número M de módulos, donde M debe valer al menos dos.

En la Figura 3 están representados a modo de ejemplo módulos con N¡ = 8 x 8 = 64 (i = 1, 16) fuentes radiantes individuales 1. Mes igual a 16 y los módulos están dispuestos en un campo 8 x 2 (véase la Figura 3a), lo que da como resultado una antena rectangular con N = ^ N¡ = 64 x 16 = 1024 fuentes radiantes individuales.

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No obstante, también se pueden concebir otras disposiciones de los módulos y otros tamaños de módulos. Así, por ejemplo, los módulos también pueden estar dispuestos en forma de círculo. Además, no es necesario que todos los módulos tengan el mismo tamaño (número de fuentes radiantes individuales).

Ahora se interconectan entre sí los módulos 8 por medio de las redes 9, 10 de guías de onda. Para ello se conectan los correspondientes puntos 11, 12 de acoplamiento de guías de onda de las redes 9, 10 de guías de onda a los correspondientes acoplamientos 4, 5 de guías de onda (véase la Figura 1b) de los módulos individuales 8.

Las propias redes 9, 10 de guías de onda representan cada una un divisor de potencia M:1, de modo que a través de los puertos 13, 14 de suma se pueden alimentar al sistema de antena, o respectivamente acoplar en sentido de salida del sistema de antena, las dos señales polarizadas ortogonalmente.

Dependiendo de la aplicación y del ancho de banda de frecuencias requerido, se pueden utilizar para las redes 9,10 de guías de onda las más diversas guías de onda, tales como, por ejemplo, guías de onda convencionales rectangulares o redondas o guías de onda dentadas (con crestas, en inglés, "ridged") de banda ancha. También se puede pensar en guías de onda con relleno dieléctrico.

Así, por ejemplo, puede resultar ventajoso rellenar con un dieléctrico la parte de la red de guías de onda que está inmediatamente a continuación del acoplamiento 4, 5 de guías de onda. Las dimensiones de las guías de onda con relleno dieléctrico se reducen entonces considerablemente, con lo que sus requisitos de espacio de instalación son mínimos.

La antena representada en la Figura 3 está construida, por tanto, de acuerdo con la reivindicación 1:

La antena consta de un campo de antenas de N fuentes radiantes individuales 1, donde cada fuente radiante individual 1 puede soportar dos polarizaciones ortogonales independientes y N denota el número total de fuentes radiantes individuales 1 del campo de antenas.

Además, el campo de antenas está constituido por módulos 8, donde cada módulo contiene M fuentes radiantes individuales y se cumple = N.

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En el ejemplo de realización de la Figura 3 también se aplica que cada módulo contiene M = ^m x ^rik fuentes radiantes individuales, donde M, n, /', /, k son números enteros y se cumple = N.

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Las fuentes radiantes individuales 1 están dimensionadas (véase la Figura 1) de manera que, para al menos una dirección a través del campo de antenas, la distancia entre los centros de fase de las fuentes radiantes de bocina es menor o igual que la longitud de onda de la frecuencia más alta de transmisión a la cual no deben aparecer lóbulos de rejilla.

Las fuentes radiantes individuales 1 son alimentadas mediante líneas de microcinta, de manera separada para cada una de las dos polarizaciones ortogonales (véase la Figura 2, acoplamientos 6, 7 de microcinta a guía de onda). Las líneas de microcinta de una polarización ortogonal están conectadas a la primera red intramodular 2 de líneas de microcinta y las líneas de microcinta de la otra polarización ortogonal están conectadas a la segunda red intramodular 3 de líneas de microcinta.

La primera red intramodular 2 de microcintas está acoplada a la primera red intermodular 9 de guías de onda y la segunda red intramodular 3 de microcintas está acoplada a la segunda red intermodular 10 de guías de onda, de manera que la primera red intermodular 9 de guías de onda reúne todas las señales de una polarización ortogonal en el primer puerto 13 de suma y la segunda red intermodular 10 de guías de onda reúne todas las señales de la otra polarización ortogonal en el segundo puerto 14 de suma.

Además, las redes 2, 3 de líneas de microcinta y las redes 9, 10 de guías de onda están construidas aquí como árboles binarios completos y completamente simétricos, de modo que todas las fuentes radiantes individuales 1 son alimentadas en paralelo.

Las Figuras 3c y 3d muestran una implementación física de un sistema de antena correspondiente. Los módulos 8 constan de fuentes radiantes individuales 1 y tienen dos tamaños diferentes, es decir, el número de fuentes radiantes individuales 1 en cada módulo 8 no es el mismo para todos los módulos 8. Los cuatro módulos 8 del centro tienen cada uno ocho fuentes radiantes individuales 1 más que los otros cuatro módulos 8. Esto lleva a que la altura del sistema de antena en los bordes izquierdo y derecho sea menor que en la zona central. Estas formas de realización son particularmente ventajosas cuando el sistema de antena tiene que adaptarse de manera óptima a una cúpula protectora o radomo aerodinámico.

Los módulos 8 son alimentados con dos redes 9 y 10 de guías de onda, de manera separada para cada polarización. Las redes 9, 10 de guías de onda se encuentran detrás de los módulos, en dos capas separadas, y los módulos están conectados a las redes 9, 10 de guías de onda a través de los puntos 11, 12 de acoplamiento, que están acoplados a los acoplamientos de guías de onda de los módulos 4, 5. Ambas redes 9, 10 de guías de onda se han implementado aquí en forma de fresados.

Si la banda de transmisión y la de recepción del sistema de antena están muy separadas en términos de frecuencia, puede darse el caso de que las dimensiones de las fuentes radiantes individuales 1 del campo deban ser tan pequeñas que la banda más baja de las dos bandas de frecuencia se aproxime a la frecuencia límite de las fuentes radiantes individuales 1, o incluso llegue a estar por debajo. Las fuentes radiantes de bocina convencionales, por ejemplo, ya no pueden soportar esta banda de frecuencias, o bien su eficiencia decrece mucho.

Así, por ejemplo, en el funcionamiento en la banda K/Ka, la banda de frecuencias de recepción se sitúa en aproximadamente 19 GHz - 20 GHz y la banda de frecuencias de transmisión en aproximadamente 29 GHz -30 GHz. Para cumplir el requisito de que el diagrama de antena esté libre de lóbulos laterales parásitos ("lóbulos de rejilla") en la banda de transmisión, la apertura de las fuentes radiantes individuales 1 debe tener un tamaño máximo de 1 cm x 1 cm (Amin mide 1 cm).

Sin embargo, las fuentes radiantes de bocina convencionales de doble polarización, por ejemplo con una abertura de apertura de tan solo 1 cm x 1 cm, dejan de funcionar más o menos a 19 GHz - 20 GHz (Amax = 1,58 cm) porque ya no es posible una adaptación de impedancias aceptable en el espacio abierto. Además, se tendría que hacer funcionar la fuente radiante de bocina muy cerca del límite inferior de frecuencia ("frecuencia de corte"), lo que provocaría pérdidas disipativas muy elevadas y conduciría a una eficiencia de antena muy baja.

Por lo tanto, puede resultar ventajoso que las fuentes radiantes individuales primarias 1 estén configuradas como fuentes radiantes de bocina dentadas ("con crestas"). Estas fuentes radiantes de bocina pueden tener un ancho de banda de frecuencias muy ampliado en comparación con las fuentes radiantes de bocina convencionales.

Después se lleva a cabo, utilizando métodos de la física de antenas, la adaptación de impedancias de tales bocinas dentadas con el espacio abierto. Las bocinas dentadas se pueden diseñar de manera que puedan soportar dos polarizaciones ortogonales. Esto se consigue, por ejemplo, haciendo que las bocinas están dentadas simétricamente cuatro veces (de cresta cuádruple). Las señales de las polarizaciones ortogonales entran y salen a través de redes 2, 3 de líneas de microcinta separadas.

La Figura 4a muestra esquemáticamente la arquitectura de detalle de una fuente radiante de bocina equipada con constricciones geométricas simétricas, para el ejemplo de una fuente radiante 1 de bocina con dentado cuádruple. La fuente radiante 1 de bocina consta de tres segmentos (capas), estando las dos redes 2, 3 de líneas de microcinta situadas entre los segmentos.

Las fuentes radiantes 1 de bocina están equipadas con constricciones geométricas simétricas 15, 16 correspondientes a las direcciones de polarización ortogonales, que se extienden a lo largo de la dirección de propagación de la onda electromagnética.

A estas bocinas se las denomina bocinas "dentadas". En la Figura 4a está representada una bocina individual con dentado cuádruple ilustrativa, que puede soportar dos polarizaciones ortogonales en banda ancha.

Tal como se muestra en los cortes de las Figuras 4b y 4c, las constricciones geométricas están implementadas en forma de escalones y la distancia entre las constricciones 15, 16 disminuye en dirección a los puntos de acoplamiento de entrada y de salida. Con ello se puede conseguir un ancho de banda de frecuencias muy grande. En particular, se pueden implementar fuentes radiantes 1 de bocina que también pueden soportar bandas de transmisión y de recepción muy alejadas en términos de frecuencia sin merma significativa de eficiencia. Son un ejemplo de ello las antenas satelitales para banda K/Ka. En este caso la banda de recepción se sitúa en 18 GHz -21 GHz y la banda de transmisión en 28 GHz - 31 GHz.

La profundidad, la anchura y la longitud de los escalones dependen de las bandas útiles de frecuencias que se deseen, y se pueden determinar mediante métodos numéricos de simulación.

El acoplamiento de entrada o de salida de las señales con las redes 2, 3 de líneas de microcinta tiene lugar típicamente en el punto más estrecho de las constricciones 15, 16 para la dirección de polarización respectiva, lo que permite una adaptación de impedancias de muy ancha banda.

La Figura 4d muestra esquemáticamente una parte del corte longitudinal a través de una bocina dentada en la ubicación de dos constricciones 16 opuestas. Las constricciones 16 están implementadas en forma de escalones, y la distancia di entre escalones opuestos disminuye desde la apertura de la fuente radiante de bocina (arriba) hacia el extremo de la bocina (abajo).

Además, la propia bocina está conformada en escalones (véanse las Figuras 4a-c), de manera que en cada escalón la longitud ai del borde de la abertura de la bocina también disminuye en el corte transversal correspondiente desde la abertura de la fuente radiante de bocina hacia el extremo de la bocina.

Las distancias d¡ y las longitudes a¡ del borde asociadas, o al menos una parte de las mismas, se diseñan ahora de manera que la frecuencia límite inferior asociada de la sección de guía de onda dentada respectiva se sitúe por debajo de la frecuencia útil más baja de la fuente radiante de bocina. Solo cuando se cumple esta condición puede penetrar la onda electromagnética de longitud de onda correspondiente en la fuente radiante de bocina hasta el acoplamiento entre línea de guía de onda y microcinta, y allí acoplarse en sentido de entrada o de salida.

Dado que la atenuación disipativa aumenta fuertemente cuanto más cerca se está de la frecuencia límite inferior, las distancias d¡ y las longitudes a¡ del borde asociadas se eligen ventajosamente de manera que quede una distancia suficiente hasta la frecuencia límite y la atenuación no sea demasiado grande.

Además, debe tenerse en cuenta que en los sistemas de antena que constan de varias fuentes radiantes de bocina actúan acoplamientos recíprocos de las fuentes radiantes. En la Figura 5 está representada esquemáticamente la arquitectura según la invención de un módulo 2 x 2 de antena, que dispone de cuatro fuentes radiantes 1 de bocina con dentado cuádruple, cuatro acoplamientos 17 de salida en las redes 2, 3 de líneas de microcinta, dos redes 2, 3 de líneas de microcinta, separadas para cada una de las dos polarizaciones ortogonales, y acoplamientos de salida de las redes 2, 3 de líneas de microcinta en el acoplamiento 4, 5 de guía de onda. También están representadas las constricciones en forma de dentado simétrico 15, 16 de las fuentes radiantes 1 de bocina.

Las dos señales polarizadas ortogonalmente pol 1 y pol 2, cuya recepción o emisión radiante es soportada por las fuentes radiantes 1 de bocina, son alimentadas a la red 2, 3 de líneas de microcinta correspondiente, o respectivamente extraídas de la misma, a través de los puntos 17 de acoplamiento de salida o respectivamente de entrada.

A su vez, las redes 2, 3 de líneas de microcinta están diseñadas como divisores de potencia binarios 4:1 y acoplan en las guías 4, 5 de onda las señales sumadas.

La distancia entre los centros de fase de dos fuentes radiantes 1 de bocina adyacentes en la dirección vertical es en este caso menor que Amin, de manera que al menos en esta dirección no pueden aparecer en el diagrama de antena lóbulos laterales parásitos no deseados ("lóbulos de rejilla") y las fuentes radiantes de bocina están situadas densamente juntas en esta dirección.

En el ejemplo representado en la Figura 5, los centros de fase de las fuentes radiantes 1 de bocina coinciden con los centros de haz de las fuentes radiantes 1 de bocina. Sin embargo, por regla general esto no es necesariamente así. En todo caso, la posición del centro de fase de una fuente radiante 1 de bocina de cualquier geometría se puede determinar utilizando métodos numéricos de simulación.

Debido a su conocida naturaleza de banda ancha, las líneas de microcinta son particularmente adecuadas para el acoplamiento de entrada y de salida de las señales soportadas por las fuentes radiantes 1 de bocina dentadas. Además, las líneas de microcinta requieren muy poco espacio de instalación, por lo que se pueden implementar sistemas de antena con fuentes radiantes de bocina, de banda ancha y de gran eficiencia, en cuyos patrones de antena no aparecen lóbulos laterales parásitos ("lóbulos de rejilla") incluso para frecuencias muy altas (por ejemplo 30 GHz - 40 GHz).

En la Figura 6 está representada otra forma de realización ventajosa de la invención. En este caso los módulos de antena están construidos a base de fuentes radiantes 18 de bocina con relleno dieléctrico. Las fuentes radiantes 18 de bocina rellenadas con un dieléctrico 19 están dispuestas aquí en un campo de antenas 8 x 8, por ejemplo, y están acopladas mutuamente a través de las redes 2 y 3 de líneas de microcinta.

Las redes 2, 3 de líneas de microcinta acoplan las señales sumadas a los acoplamientos 4, 5 de guía de onda. En las Figuras 7a-c está representada la arquitectura interna de una fuente radiante 18 de bocina individual rellenada por completo con un dieléctrico. Al igual que la fuente radiante 18 de bocina en sí, el cuerpo 19 de relleno dieléctrico (el dieléctrico) también consta de tres segmentos, que están definidos en cada caso por las redes 2, 3 de líneas de microcinta.

Para que las fuentes radiantes individuales 1 puedan soportar dos bandas de frecuencia muy separadas entre sí, se las implementa con forma escalonada en su interior, tal como se representa de manera ilustrativa en los cortes de las Figuras 7b-c. El acoplamiento de salida, o respectivamente de entrada, de la banda de frecuencias más alta se efectúa típicamente en el punto más estrecho, o respectivamente en el situado más bajo, a través de la red 3 de líneas de microcinta que está más alejada de la abertura de apertura de la fuente radiante individual 1. La banda de frecuencias más baja se acopla en sentido de salida, o respectivamente en sentido de entrada, en un punto situado más hacia la abertura de apertura, mediante una red 2 de líneas de microcinta.

La profundidad, la anchura y la longitud de los escalones dependen de las bandas de frecuencia deseadas, y también en este caso se pueden determinar mediante métodos numéricos de simulación.

Si los dos puntos de acoplamiento, el de entrada y respectivamente el de salida, de las redes 2, 3 de líneas de microcinta se encuentran lo suficiente densamente cercanos entre sí en términos espaciales, entonces la fuente radiante 1 de bocina también se puede diseñar de manera que ambos acoplamientos, el de entrada y respectivamente el de salida, puedan soportar tanto las bandas de frecuencia de transmisión como las de recepción. El cuerpo 19 de relleno dieléctrico está implementado de manera exactamente ajustada y asimismo con forma escalonada. La forma del cuerpo 19 de relleno en la superficie de apertura depende de los requisitos electromagnéticos para el diagrama de antena de la fuente radiante individual 1. Tal como se representa, el cuerpo 19 de relleno puede estar implementado con forma plana en la abertura de apertura. No obstante, también son posibles otras implementaciones, por ejemplo abombadas hacia dentro o hacia fuera.

Entran en consideración como dieléctricos los materiales conocidos más diversos, tales como teflón, polipropileno, polietileno, policarbonato o polimetilpenteno, por ejemplo. Para cubrir simultáneamente las bandas K y Ka es suficiente, por ejemplo, un dieléctrico con una constante dieléctrica de aproximadamente 2 (por ejemplo, teflón, polimetilpenteno).

En la forma de realización representada de manera ilustrativa en la Figura 7, la fuente radiante 18 de bocina está rellenada por completo con un dieléctrico 19. Sin embargo, también son posibles formas de realización con relleno solo parcial.

La ventaja de utilizar bocinas con relleno dieléctrico es que las bocinas en sí tienen una estructura interna mucho menos compleja que en el caso de las bocinas dentadas.

Sin embargo, para constituir antenas sumamente eficientes incluso a frecuencias de GHz muy altas, también se puede concebir, por ejemplo, rellenar con un dieléctrico fuentes radiantes de bocina dotadas de dentado cuádruple. También son posibles otras geometrías de bocina con relleno o relleno parcial de dieléctrico.

En la Figura 7d está representada esquemáticamente una forma de realización ventajosa de una fuente radiante de bocina escalonada, con relleno dieléctrico, que dispone de una apertura rectangular.

La Figura 7d muestra la vista desde arriba (vista superior) de la bocina, con los bordes k¹ y k² de apertura, así como los cortes longitudinales a través de la fuente radiante de bocina a lo largo de las líneas A-A' y B-B'.

La fuente radiante de bocina está ahora diseñada de manera que existe un primer corte transversal rectangular a través de la bocina, cuya abertura tiene un borde largo kE, y un segundo corte transversal a través de la bocina, cuya abertura tiene un borde largo ks.

Si la banda de recepción del sistema de antena se sitúa ahora más baja en términos de frecuencia que la banda de transmisión, y el borde kE se elige ahora de manera que la frecuencia límite inferior asociada de una guía de onda con relleno dieléctrico, que presenta un borde largo kE, se sitúe por debajo de la frecuencia útil más baja de la banda de recepción del sistema de antena, entonces la fuente radiante de bocina puede soportar la banda de recepción. Si, además, se elige también el borde ks de manera que la frecuencia límite inferior asociada de una guía de onda con relleno dieléctrico, dotada de un borde largo ks, se sitúe por debajo de la frecuencia útil más baja de la banda de transmisión del sistema de antena, entonces la fuente radiante de bocina puede soportar asimismo la banda de transmisión, y esto también se cumple en caso de que la banda de recepción y la banda de transmisión estén muy separadas entre sí.

Dado que en la Figura 7d el borde ks está situado ortogonalmente al borde kE, una fuente radiante de bocina de este tipo soporta simultáneamente dos polarizaciones lineales ortogonales, ya que los modos de guía de onda correspondientes están polarizados linealmente y son ortogonales entre sí.

Semejantes fuentes radiantes de bocina implementadas con escalones también pueden funcionar sin relleno dieléctrico o con tan solo un relleno dieléctrico parcial, y la forma de realización representada en la Figura 7d se puede ampliar a un número cualquiera de cortes transversales rectangulares de bocina y, por lo tanto, a un número cualquiera de bandas útiles.

Si ahora las fuentes radiantes de bocina del sistema de antena han de situarse densamente juntas, es decir, no deben aparecer lóbulos laterales parásitos (lóbulos de rejilla) en el diagrama de antena del sistema de antena, entonces en otra forma de realización ventajosa las longitudes k¹ y k² de borde de la apertura rectangular de las fuentes radiantes de bocina se eligen de modo que tanto k¹ como k² sean menores, o como máximo iguales, que la longitud de onda de la frecuencia de referencia que se encuentra en la banda de transmisión de la antena.

En este caso, el espacio de instalación disponible se utiliza de manera óptima y se logra una ganancia máxima de la antena.

La Figura 8 muestra un módulo 2 x 2 de antena ilustrativo, que consta de cuatro fuentes radiantes 18 de bocina con relleno dieléctrico. Tal como se representa en la Figura 7b-c, los acoplamientos de entrada, y respectivamente de salida, con las redes 2, 3 de líneas de microcinta están completamente incrustados en el dieléctrico 19. Por lo demás, el módulo no se diferencia del módulo correspondiente de fuentes radiantes dentadas de bocina que está representado en la Figura 5, y las redes 2, 3 de líneas de microcinta están conectadas en cada caso a los acoplamientos 4, 5 de guía de onda.

En la Figura 9 está representada otra forma de realización ventajosa. Aquí el módulo está equipado con una rejilla dieléctrica 20 que se extiende sobre toda la abertura de apertura. Tales rejillas dieléctricas 20 pueden mejorar en gran medida la adaptación de impedancias, en particular en la banda de frecuencias más baja de las fuentes radiantes individuales 1, reduciendo la longitud de onda efectiva en las proximidades de las aberturas de apertura de las fuentes radiantes individuales 1.

En el ejemplo representado en la Figura 9, esto se logra porque existen cruces dieléctricas sobre los centros de las aberturas de apertura de las fuentes radiantes individuales. No obstante, también son posibles otras formas de realización tales como cilindros, cuerpos esféricos, paralelepípedos, etc. Además, en ningún caso es necesario que la rejilla dieléctrica 20 sea regular ni periódica. Se puede concebir así, por ejemplo, que la rejilla para la fuente radiante 1 de bocina en el borde de la antena tenga una geometría distinta a la rejilla para la fuente radiante 1 de bocina en el centro. Con ello se pueden modelizar efectos de borde, por ejemplo.

En las Figuras 10a-b se representa un módulo ilustrativo que está construido mediante tecnología de capas. Con esta tecnología se pueden fabricar módulos de acuerdo con la invención de manera particularmente económica. Además, la reproducibilidad de los módulos está garantizada incluso a frecuencias muy altas (elevados requisitos de tolerancia).

La primera capa consta de un polarizador 21 opcional, que se utiliza en el caso de señales polarizadas circularmente. El polarizador 21 convierte señales polarizadas linealmente en señales polarizadas circularmente, y viceversa, dependiendo de la polarización de la señal incidente. Así, las señales polarizadas circularmente que inciden en el sistema de antena son convertidas en señales polarizadas linealmente para que puedan ser recibidas sin pérdida por las fuentes radiantes de bocina del módulo. Por otro lado, las señales polarizadas linealmente emitidas por las fuentes radiantes de bocina son convertidas en señales polarizadas circularmente y luego se emiten de manera radiante al espacio abierto.

Las dos capas siguientes forman la parte frontal del campo de fuentes radiantes de bocina, que comprende las estructuras primarias 22 de bocina sin unidad de acoplamiento de entrada o respectivamente de salida.

Las siguientes capas 23a, 2 y 23b forman el acoplamiento de entrada, o respectivamente de salida, de la primera polarización lineal procedente de las fuentes radiantes de bocina del campo. La red 2 de líneas de microcinta de la primera polarización y su sustrato están incrustados en soportes metálicos (capas) 23a, 23b. Los soportes 23a, 23b presentan rebajes (muescas) en los lugares por donde discurre una línea de microcinta (véase también la Figura 11d, número de referencia 25).

De igual manera, la red 3 de líneas de microcinta de la segunda polarización ortogonal, con su sustrato, está incrustada en los soportes 23b, 23c.

En la última capa se encuentran las terminaciones 24 de guía de onda de las fuentes radiantes de bocina y los acoplamientos 4 y 5 de salida de guía de onda.

Las estructuras primarias 22 de bocina, los soportes 23a-c y las terminaciones 24 de guía de onda son eléctricamente conductores, y se pueden fabricar de manera económica partiendo de aluminio, por ejemplo, mediante los procedimientos conocidos de mecanizado de metales (por ejemplo fresado, corte por láser, corte por chorro de agua, electroerosión).

No obstante, también es concebible fabricar las capas partiendo de materiales plásticos, que luego son revestidos total o parcialmente con una capa eléctricamente conductora (por ejemplo, de manera galvánica o química). Para producir las capas de plástico se puede utilizar también, por ejemplo, el conocido procedimiento de moldeo por inyección. Frente a las capas de aluminio u otros metales, estas formas de realización presentan la ventaja de que se puede conseguir una reducción de peso considerable, lo que resulta particularmente ventajoso cuando el sistema de antena se utiliza en aviación.

Con esta tecnología de capas se proporciona un módulo de antena sumamente eficiente y económico, incluso para frecuencias de GHz muy elevadas.

La tecnología de capas descrita se puede utilizar de igual manera tanto para módulos de antena constituidos por bocinas dentadas como para módulos constituidos por bocinas con relleno dieléctrico.

Las Figuras 11a-d muestran la arquitectura de detalle de las redes 2, 3 de líneas de microcinta incrustadas en los soportes metálicos. Los rebajes (muescas) 25 están realizados de manera que las líneas 26 de microcinta de las redes 2, 3 de líneas de microcinta discurren en cavidades metálicas cerradas. Así se minimizan las pérdidas de microondas.

Dado que con un grosor finito de los sustratos (pletinas) de las líneas 26 de microcinta queda un espacio entre las capas metálicas a través del cual podría escapar energía de microondas, también se prevé dotar de contactos pasantes (vías) 27 a los sustratos en los bordes de las muescas, de manera que los soportes metálicos estén conectados galvánicamente y así las cavidades quedan eléctricamente cerradas por completo. Si los contactos pasantes 27 están situados de manera suficientemente densa a lo largo de las líneas 26 de microondas, entonces ya no puede escapar energía de microondas.

Preferiblemente, los contactos pasantes 27 terminan a ras de las paredes metálicas de la cavidad 25. Si además se utiliza un sustrato delgado de baja pérdida (material de pletina), las propiedades electromagnéticas de dicha arquitectura son similares a las de una línea coaxial llena de aire. Se hace posible, en particular, una línea de microondas de banda muy ancha y que los modos superiores parásitos no puedan propagarse. Además, los requisitos de tolerancia son reducidos incluso a frecuencias de GHz muy altas.

En caso de sustratos muy delgados (por ejemplo, < 20 gm) y frecuencias útiles correspondientemente bajas, en determinadas circunstancias se puede prescindir también de los contactos pasantes, ya que entonces prácticamente no puede escapar a través de las ranuras muy estrechas nada de energía de microondas, incluso en ausencia de contactos pasantes.

Los acoplamientos 6, 7 de entrada y respectivamente de salida, de las fuentes radiantes de bocina, están integrados directamente en el soporte metálico.

La Figura 12 muestra el modelo de vacío de un módulo 8 x 8 de antena ilustrativo. Las fuentes radiantes 1 de bocina están densamente empaquetadas y todavía queda espacio de instalación más que suficiente para las redes 2, 3 de líneas de microcinta y para las terminaciones 28 de guía de onda de las fuentes radiantes individuales 1 y los acoplamientos 4, 5 de guía de onda. Delante del plano de apertura está instalada una rejilla dieléctrica 20.

En otra forma de realización ventajosa, las redes de guías de onda que acoplan los módulos entre sí están constituidas por guías de onda dentadas. Esto presenta la ventaja de que las guías de onda dentadas pueden tener un ancho de banda de frecuencias mucho mayor que las guías de onda convencionales o bien pueden diseñarse de manera específica para distintas bandas útiles.

En la Figura 13 está representada esquemáticamente una red ilustrativa de guías de onda de doble dentado. Las guías de onda rectangulares están dotadas de constricciones geométricas simétricas 29, que se complementan en la ubicación del divisor de potencia con constricciones verticales 30.

El diseño de la guía de onda dentada y del correspondiente divisor de potencia se puede realizar mediante procedimientos de simulación numérica de tales componentes, dependiendo de los requisitos de la red.

No es absolutamente necesario utilizar guías de onda con dentado doble. También son concebibles, por ejemplo, guías de onda de dentado único o de dentado cuádruple.

En una forma de realización no representada, las guías de onda de las redes intermodulares de guías de onda están rellenadas por completo o parcialmente con un dieléctrico. Para la misma frecuencia útil, tales rellenos pueden reducir considerablemente el espacio de instalación necesario, en comparación con guías de onda sin rellenar. El resultado son antenas muy compactas y optimizadas en cuanto al espacio de instalación, particularmente adecuadas para aplicaciones en aviación. Se pueden rellenar con un dieléctrico tanto las guías de onda estándar como también las guías de onda con constricciones geométricas.

En otra forma de realización ventajosa, la antena está equipada con un polarizador en meandro de múltiples capas. La Figura 14 muestra, de manera ilustrativa, una capa de tal polarizador.

Para lograr relaciones axiales de las señales polarizadas circularmente cercanas a 1 (0 dB), se utilizan polarizadores en meandro de múltiples capas.

Para ello, en una forma de realización no representada, varias de las capas mostradas en la Figura 14 están dispuestas una encima de otra en planos paralelos. Entre las capas se encuentra una capa de material de espuma de baja pérdida (por ejemplo, Rohacell, XPS) con un grosor en el entorno de un cuarto de una longitud de onda. Sin embargo, se pueden emplear menos capas si son menores los requisitos en cuanto a la relación axial. De igual manera, se pueden emplear más capas si los requisitos en cuanto a la relación axial son elevados.

Una disposición ventajosa consiste en un polarizador en meandro de 4 capas con el que se pueden conseguir relaciones axiales inferiores a 1 dB, lo que suele ser suficiente en la práctica.

El diseño de los polarizadores en meandro se rige por las bandas útiles de frecuencias del sistema de antena, y puede llevarse a cabo utilizando métodos de simulación numérica de tales estructuras.

En el ejemplo de realización de la Figura 14, las líneas 31 de meandro se sitúan en un ángulo de aproximadamente 45° con respecto a los ejes principales de la antena. Esto conduce a que las señales incidentes que estén polarizadas linealmente a lo largo de un eje principal se conviertan en señales polarizadas circularmente.

Dependiendo de cuál sea el eje principal sobre el que estén polarizadas linealmente las señales, se produce una señal polarizada circularmente hacia la izquierda o polarizada circularmente hacia la derecha.

Al ser el polarizador en meandro un componente lineal, el tratamiento es recíproco, es decir, las señales polarizadas circularmente hacia la izquierda, o respectivamente hacia la derecha, son convertidas de la misma manera en señales polarizadas linealmente.

También es concebible utilizar para los polarizadores estructuras geométricas distintas de los meandros. Se conocen un gran número de estructuras geométricas pasivas de conducción con las que se pueden convertir señales polarizadas linealmente en señales polarizadas circularmente. Depende de cada caso de aplicación cuáles de las estructuras sean las más adecuadas para la antena.

Tal como se muestra en la Figura 10, el polarizador 21 puede estar instalado delante de la abertura de apertura. De este modo se posibilita de una manera relativamente sencilla el uso de la antena tanto para señales polarizadas linealmente como para señales polarizadas circularmente, sin tener que modificar para ello la estructura interna. En otra forma de realización ventajosa, la antena está equipada con una configuración parabólica de amplitud, que se implementa mediante un diseño adecuado de los divisores de potencia de las redes de alimentación. Dado que el diagrama de antena debe estar bajo una máscara prescrita por la normativa, con tales configuraciones de amplitud se pueden lograr densidades espectrales de p. i. r. e. máxima permisible mucho más altas en el modo de transmisión que sin dichas configuraciones. Esto constituye una gran ventaja, en particular para antenas con pequeña superficie de apertura, ya que la densidad espectral de p. i. r. e. máxima conforme a la normativa es directamente proporcional a la tasa de datos alcanzable y, por ello, a los costes de un servicio correspondiente. En la Figura 15a está representada esquemáticamente una configuración de amplitud de este tipo. Las contribuciones de potencia de las fuentes radiantes individuales de bocina decrecen desde el centro de la apertura hacia el borde. En la Figura 15a se ilustra esto mediante diferentes grados de ennegrecimiento (oscuro: alta contribución de potencia, claro: baja contribución de potencia). Aquí, las contribuciones de potencia decrecen en las direcciones de los dos ejes principales (azimut y elevación). Esto da como resultado para todos los ángulos de sesgo (en inglés, "skew"), un diagrama de antena adaptado casi de manera óptima a la máscara reglamentaria.

No obstante, dependiendo de los requisitos establecidos para el diagrama de antena, también puede ser suficiente configurar la apertura solo en una dirección.

También es concebible que la configuración de amplitud tenga un trazado parabólico solamente en la zona alrededor del centro de la antena, pero aumente nuevamente al acercarse al borde, de manera que exista una curva cerrada en torno al centro de la antena y las contribuciones de potencia de las fuentes radiantes individuales decrezcan desde el centro de la antena hacia cada punto de esa curva. Tales configuraciones de amplitud pueden ser particularmente ventajosas para antenas no rectangulares.

En la Figura 15b se representa a modo de ejemplo la densidad espectral de p. i. r. e. máxima conforme a la normativa, resultante de una configuración de amplitud que es parabólica en las direcciones de los dos ejes principales, de una antena rectangular 64 x 20 para banda Ka, en función del ángulo de sesgo en torno al eje del haz principal. Sin configuración parabólica, la densidad espectral de p. i. r. e. sería alrededor de 8 dB más baja en la región con sesgo de 0° a aproximadamente 55°, y alrededor de 4 dB más baja en la región con sesgo de aproximadamente 55° a aproximadamente 90°.

Las Figuras 16-18 muestran, en forma de diagrama de bloques, la arquitectura básica de una serie de sistemas de antena según la invención con diferente alcance funcional.

El sistema de antena cuya arquitectura básica está representada en la Figura 16 es especialmente adecuado para aplicaciones en la banda K/Ka (banda de recepción en torno a 19,2 GHz - 20,2 GHz, banda de transmisión en torno a 29 GHz - 30 GHz), en las cuales las polarizaciones de la señal de transmisión y de la señal de recepción están establecidas con carácter fijo y son ortogonales entre sí (es decir, el sentido de polarización de las señales no cambia).

Dado que en la banda K/Ka se trabaja típicamente con señales polarizadas circularmente, inicialmente se prevé un polarizador 21. A este le sigue un campo 32 de antenas que está constituido por fuentes radiantes de bocina con dentado cuádruple ("de cresta cuádruple") o por fuentes radiantes de bocina con relleno dieléctrico. Las aberturas de apertura de las fuentes radiantes de bocina individuales tienen típicamente dimensiones inferiores a 1 cm x 1 cm en este intervalo de frecuencias.

Según la invención, el campo 32 de antenas está organizado en módulos, donde cada fuente radiante individual tiene dos acoplamientos 33 de línea de microcinta, de entrada y respectivamente de salida, separados de acuerdo con la polarización, que a su vez están conectados por separado, según la polarización, para formar dos redes 36 de líneas de microcinta.

Dado que la polarización de las señales de transmisión y de recepción está establecida con carácter fijo y de manera típica es mutuamente ortogonal, en este caso se prevé diseñar la red 36 de líneas de microcinta de una polarización para la banda de transmisión y la red 36 de líneas de microcinta de la otra polarización para la banda de recepción. Esto tiene la ventaja de que la red 36 de líneas de microcinta de la banda de recepción puede ser diseñada para pérdidas mínimas, y con ello la G/T de la antena resulta optimizada.

En la arquitectura ilustrativa de la Figura 16, el polarizador 21 está orientado de manera que las señales en la banda 34 de transmisión están polarizadas circularmente hacia la derecha y las señales en la banda 35 de recepción están polarizadas circularmente hacia la izquierda.

Las señales de las dos redes 36 de líneas de microcinta de los módulos individuales, separadas según la polarización y la banda de frecuencias, se acoplan ahora en dos redes 38 de guías de onda con acoplamientos 37 de línea de microcinta a guía de onda.

También en este caso se prevé que las dos redes 38 de guías de onda estén optimizadas para la banda correspondiente que deben soportar.

Así, por ejemplo, se pueden utilizar cortes transversales de guía de onda diferentes para la red de guías de onda de la banda de recepción y la red de guías de onda de la banda de transmisión. En particular, se pueden utilizar cortes transversales de guía de onda ampliados, lo que puede reducir en gran medida las pérdidas disipativas en las redes de guías de onda y con ello aumentar considerablemente la eficiencia de las antenas.

Además, se prevé un filtro 39 de frecuencia de banda de recepción con el fin de proteger el amplificador de recepción de bajo ruido, que normalmente está montado justo en la salida de banda de recepción de la antena, frente a una sobrecarga debida a las intensas señales de transmisión.

Para conseguir la supresión de banda lateral requerida por la normativa en la banda de transmisión, se prevé además un filtro opcional 40 de banda de transmisión. Esto es necesario, por ejemplo, cuando el amplificador de potencia (HPA) de la banda de transmisión, que no está representado, no dispone de un filtro suficiente en su salida. La arquitectura representada en la Figura 16 de un sistema de antena según la invención ofrece otra ventaja muy importante, en particular para las antenas satelitales. Dado que la red de alimentación de la banda de transmisión y la red de alimentación de la banda de recepción están completamente separadas entre sí tanto a nivel de las líneas de microcinta como a nivel de las guías de onda, es posible utilizar configuraciones de amplitud diferentes para las dos redes.

Así, por ejemplo, la red de alimentación de la banda de recepción puede estar configurada de manera homogénea, es decir, las contribuciones de potencia de todas las fuentes radiantes de bocina de la antena son las mismas en la banda de recepción y todos los divisores de potencia, tanto a nivel de la red de líneas de microcinta de la banda de recepción como a nivel de la red de guías de onda de la banda de recepción, son divisores de potencia simétricos de 3 dB cuando la red de alimentación está construida como árbol binario completo y completamente simétrico.

Dado que las configuraciones de amplitud homogéneas conducen a la máxima ganancia de antena posible, se logra con ello que la antena tenga unas prestaciones máximas en la banda de recepción y que la relación G/T entre la ganancia de antena y el ruido propio de la antena sea máxima.

Por otro lado, a la red de alimentación de la banda de transmisión se la puede dotar de una configuración parabólica de amplitud, con independencia de la red de alimentación de la banda de recepción, de manera que la densidad espectral de p. i. r. e. conforme a la normativa sea máxima.

Es cierto que tales configuraciones parabólicas de amplitud reducen la ganancia de la antena, pero ello no resulta crítico porque, debido a la construcción, queda limitado solamente a la banda de transmisión y no afecta a la banda de recepción.

Las características esenciales de rendimiento de las antenas satelitales, especialmente de las antenas satelitales de pequeño tamaño, son la relación G/T y la densidad espectral de p. i. r. e. máxima conforme a la normativa.

La relación G/T es directamente proporcional a la tasa de datos que pueden ser recibidos a través de la antena. La densidad espectral de p. i. r. e. máxima conforme a la normativa es directamente proporcional a la tasa de datos que pueden ser transmitidos mediante la antena.

Con los sistemas de antena según la invención que están construidos de acuerdo con la Figura 16, se pueden optimizar ambas características de rendimiento de manera independiente entre sí.

En el caso de antenas satelitales muy pequeñas, se obtiene de ello otra ventaja adicional. Concretamente, el problema reside en que la anchura del haz principal en la banda de recepción puede llegar a ser tan grande que se reciban no solamente señales del satélite objetivo, sino también señales de satélites vecinos. Las señales de los satélites vecinos actúan entonces efectivamente como un aporte adicional de ruido, lo que puede conducir a una degradación considerable de la G/T efectiva.

En el caso de sistemas de antena según la invención que estén construidos de acuerdo con la Figura 16, este problema puede resolverse al menos de manera parcial. En concreto, si la red de alimentación de la banda de recepción, por ejemplo, no recibe una configuración homogénea de amplitud, sino una configuración hiperbólica de amplitud, entonces la anchura del haz principal de la antena disminuye. Las configuraciones hiperbólicas de amplitud se caracterizan por el hecho de que las contribuciones de potencia de las fuentes radiantes individuales del campo de antenas aumentan desde el centro hacia el borde.

Así, mediante una configuración hiperbólica de amplitud al menos en una subregión del sistema de antena se puede conseguir que la intensidad de las señales interferentes recibidas a través de la antena desde satélites vecinos disminuya y la G/T efectiva aumente en un escenario de interferencia de esta clase.

En la Figura 17 está representada, en forma de un esquema de bloques, la arquitectura de un sistema de antena según la invención, que permite el funcionamiento simultáneo con las cuatro posibles combinaciones de polarización de las señales.

El sistema de antena consta, en primer lugar, de un campo 41 de antenas constituido por fuentes radiantes de bocina de banda ancha y doble polarización, es decir, por ejemplo, fuentes radiantes de bocina con dentado cuádruple, que según la invención están organizadas en módulos.

Sin embargo, a diferencia de la forma de realización representada en la Figura 16, en este caso no se emplea polarizador, sino que cada fuente radiante de bocina recibe o transmite dos señales polarizadas linealmente ortogonales que, sin embargo, contienen la información completa incluso cuando se trabaja con señales polarizadas circularmente.

La principal diferencia con la forma de realización de la Figura 16 es que al nivel de las redes de alimentación no existe separación entre una red de alimentación para banda de recepción y una red de alimentación para banda de transmisión, sino que solamente se separan las señales en función de su distinta polarización.

Después del acoplamiento 33 de salida del campo de antenas, todas las señales 42 de la misma polarización son reunidas en la primera red de líneas de microcinta, y todas las señales 43 de la polarización ortogonal en la segunda red de líneas de microcinta.

Las dos redes 36 de líneas de microcinta están diseñadas de manera que soportan tanto la banda de transmisión como la banda de recepción. En este caso, la optimización de las redes de alimentación para una de las bandas solo es posible de forma limitada. No obstante, están disponibles simultáneamente para ello las cuatro combinaciones de polarización.

Aunque típicamente las redes 36 de líneas de microcinta según la invención tienen ya, debido a su construcción (arquitectura similar a una línea coaxial), banda ancha suficiente para poder soportar simultáneamente la banda de recepción y la de transmisión, es necesario que las redes 44 de guías de onda, después de la transición 37 de microcinta a guía de onda, estén especialmente diseñadas para ello en caso de que se requieran muy grandes anchos de banda. Esto se puede efectuar, por ejemplo, mediante la guía de onda dentada descrita en la Figura 13. No obstante, también es posible utilizar, por ejemplo, guías de onda con relleno dieléctrico.

Están previstos dos diplexores 45, 46 de frecuencia, uno para cada polarización, con la finalidad de separar las señales de la banda de recepción y las de la banda de transmisión. Los diplexores 45, 46 de frecuencia son aquí, por ejemplo, diplexores de guía de onda de baja pérdida.

Así pues, en el funcionamiento con señales polarizadas linealmente, todas las combinaciones de polarización lineal están disponibles simultáneamente a la salida de los dos diplexores: en cada caso dos señales lineales polarizadas ortogonalmente tanto en la banda 49 de recepción como en la banda 50 de transmisión.

Cuando se trabaja con señales polarizadas circularmente, también están previstos dos acopladores híbridos de 90° 47, 48, uno para la banda 49 de recepción y otro para la banda 50 de transmisión, con cuya ayuda se pueden combinar señales polarizadas circularmente a partir de las señales polarizadas lineales presentes a la salida de los diplexores 45, 46 de frecuencia. En este caso los acopladores híbridos de 90° 47, 48 son, por ejemplo, acopladores de guía de onda de baja atenuación.

Así, a la salida de los dos acopladores híbridos de 90° 47, 48 están disponibles simultáneamente las cuatro posibles señales polarizadas circularmente (en la banda 49 de recepción y en la banda 50 de transmisión, de manera respectiva circularmente hacia la derecha y circularmente hacia la izquierda).

Si se incorporan interruptores de RF y/o acopladores de RF apropiados entre los diplexores 45, 46 y los acopladores híbridos de 90° 47, 48, y con ellos se acoplan en sentido de salida las señales polarizadas linealmente, entonces también se puede utilizar el sistema de antena para trabajar simultáneamente con cuatro señales lineales diferentes y cuatro señales polarizadas circularmente diferentes. Son asimismo posibles muchas otras opciones de combinación y sus correspondientes configuraciones de antena.

En la Figura 18 está representada, en forma de un esquema de bloques, la arquitectura de un sistema de antena según la invención, que tiene el mismo alcance funcional que la antena representada en la Figura 16 pero está organizado de diferente manera.

En la arquitectura conforme a la Figura 18, en lugar de los acopladores híbridos de 90° 47, 48 de la estructura conforme a la Figura 17, para el funcionamiento con señales polarizadas circularmente se utiliza un polarizador 21. Las redes 36, 44 de alimentación procesan de nuevo por separado dos polarizaciones ortogonales (en este caso, circularmente hacia la izquierda y circularmente hacia la derecha) y están diseñadas cada una con una banda ancha adecuada para la banda de recepción y la banda de transmisión.

En la salida de los diplexores 45, 46 de frecuencia se dan entonces directamente, de manera simultánea, las cuatro combinaciones de polarización de señales polarizadas circularmente. En el diplexor 45 de frecuencia para la primera polarización circular, la señal en la banda de recepción y la de transmisión, y en el diplexor 46 de frecuencia para la segunda polarización circular (ortogonal con respecto a la primera), la señal en la banda de recepción y en la de transmisión.

Utilizando dos acopladores híbridos de 90° (no representados), que de manera análoga a la arquitectura de la Figura 17 están conectados a los diplexores 45, 46, también se puede diseñar la arquitectura conforme a la Figura 18 para funcionar con señales polarizadas linealmente o bien, con la matriz de conmutación apropiada, es posible un funcionamiento simultáneo con señales polarizadas circularmente y polarizadas linealmente.

La ventaja de la arquitectura conforme a la Figura 18 reside en que no se requieren acopladores híbridos de 90° cuando se trabaja con señales polarizadas circularmente. Dependiendo de la aplicación, esto puede ahorrar espacio de instalación o peso, por ejemplo. También se pueden obtener ventajas de coste en determinadas circunstancias. Por otro lado, la ventaja de la arquitectura conforme a la Figura 17 reside en que, cuando se trabaja con señales polarizadas circularmente, la relación axial de las señales polarizadas circularmente se puede ajustar libremente, en principio, a través de las respectivas contribuciones de potencia en la entrada de los acopladores híbridos de 90° 47, 48.

Esto puede resultar ventajoso, por ejemplo, si se hace funcionar la antena bajo un radomo. Se sabe que, en particular para frecuencias de GHz altas, los radomos pueden presentar anisotropías de polarización debidas al material del radomo y a la curvatura del radomo, que conducen a que la relación axial de las señales polarizadas circularmente se altere considerablemente cuando atraviesan el radomo.

La consecuencia de este efecto es que el aislamiento por polarización cruzada puede decrecer mucho, lo que puede empeorar en gran medida la separación de canales alcanzable y, en última instancia, conduce a una degradación de la tasa de datos alcanzable.

Una arquitectura de antena conforme a la Figura 17 permite ahora ajustar la relación axial de las señales polarizadas circularmente, por ejemplo en el modo de transmisión, de modo que se compense una posterior distorsión de la polarización, provocada por el paso a través del radomo. Así se evita efectivamente la degradación del aislamiento por polarización cruzada.

Claims (13)

REIVINDICACIONES

1. Sistema de antena,

dotado de al menos dos módulos (8), donde cada módulo (8) contiene al menos dos fuentes radiantes (1) de bocina, y las fuentes radiantes (1) de bocina soportan una primera y una segunda polarización y las dos polarizaciones son ortogonales entre sí, y los módulos (8) están construidos a base de diferentes capas (22, 23a, 23b, 23c, 24), donde el sistema de antena comprende al menos una red (2, 3) de líneas de microcinta y la al menos una red (2, 3) de líneas de microcinta sirve para alimentar las fuentes radiantes (1) de bocina dentro de un módulo (8), y donde el sistema de antena comprende al menos una red (9, 10) de guías de onda y la al menos una red (9, 10) de guías de onda sirve para alimentar los módulos (8), donde las redes (2) de líneas de microcinta para una polarización y las redes (3) de líneas de microcinta para la otra polarización se encuentran, por separado una de otra, entre las capas de los módulos (8), y las fuentes radiantes (1) de bocina poseen una alimentación que consta de una primera línea de microcinta para la primera polarización y una segunda línea de microcinta para la segunda polarización, las líneas de microcinta para la primera polarización y las líneas de microcinta para la segunda polarización forman respectivamente redes intramodulares separadas (2, 3) de líneas de microcinta que están acopladas en cada caso a una red (9, 10) de guías de onda, donde la primera red (9) de guías de onda está diseñada para reunir todas las señales de la primera polarización y la segunda red (10) de guías de onda está diseñada para reunir todas las señales de la segunda polarización, donde las redes intramodulares separadas (2, 3) de líneas de microcinta y las redes (9, 10) de guías de onda están construidas como árboles binarios y están diseñadas para alimentar en paralelo las fuentes radiantes (1) de bocina, donde las fuentes radiantes (1) de bocina están dimensionadas de manera que, para al menos cuatro fuentes radiantes (1) de bocina inmediatamente adyacentes situadas en al menos dos módulos (8) inmediatamente adyacentes, la distancia entre los centros de fase de las fuentes radiantes (1) de bocina es menor o como máximo igual a la longitud de onda de una frecuencia de referencia que se encuentra en una banda de transmisión del sistema de antena.

2. Sistema de antena según la reivindicación 1, caracterizado por que la primera polarización y la segunda son polarizaciones lineales.

3. Sistema de antena según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado por que una parte de las fuentes radiantes (1) de bocina o todas las fuentes radiantes (1) de bocina están equipadas con un tabique transversal dieléctrico (20) y/o una lente dieléctrica para reducir la atenuación por inserción (S11) en una banda (35) de recepción del sistema de antena.

4. Sistema de antena según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado por que las redes (2, 3) de líneas de microcinta están situadas sobre un sustrato delgado y las líneas (26) de microcinta son guiadas en cavidades (25) cuyas paredes son al menos en parte eléctricamente conductoras.

5. Sistema de antena según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado por que las diferentes capas (22, 23a, 23b, 23c, 24) son de metal y las líneas (26) de microcinta de las redes intramodulares separadas (2, 3) de líneas de microcinta son guiadas en cavidades que están practicadas como muescas (25) en las capas (23a, 23,b, 23c), donde en cada caso está situada una muesca (25) por encima y otra por debajo de la línea (26) de microcinta.

6. Sistema de antena según la reivindicación 4, caracterizado por que el sustrato de las líneas (26) de microcinta está provisto de contactos pasantes metálicos (27) de manera que se establece un contacto eléctrico entre las paredes de las cavidades (25).

7. Sistema de antena según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado por que al menos una parte de las redes (9, 10) de guías de onda presentan al menos una constricción geométrica (15, 16) a lo largo de la dirección de propagación de la onda electromagnética para soportar el ancho de banda requerido, y con ello se puede incrementar en gran medida el ancho de banda útil.

8. Sistema de antena según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado por que las redes de alimentación están equipadas con diplexores (45, 46) de frecuencia que están diseñados para separar las señales de la banda (34) de transmisión de las señales de la banda (35) de recepción de modo que dichas señales se puedan tratar ulteriormente por separado.

9. Sistema de antena según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado por que las dimensiones de las líneas de microcinta de las redes intramodulares separadas (2, 3) de líneas de microcinta y de las guías de onda de las redes (9, 10) de guías de onda se eligen de manera que se soportan tanto la banda de transmisión como la banda (35) de recepción del sistema de antena.

10. Sistema de antena según una de las reivindicaciones 1 a 8, caracterizado por que las dimensiones de las líneas de microcinta y de las guías de onda se eligen de manera que la primera red intramodular (2) de líneas de microcinta y la red intermodular (9) de guías de onda asociada están diseñadas para la banda (35) de recepción del sistema de antena, y la segunda red intramodular (3) de líneas de microcinta y la red intermodular (10) de guías de onda asociada están diseñadas para la banda de transmisión del sistema de antena.

11. Sistema de antena según una de las reivindicaciones 1 a 10, dotado de configuración de amplitud homogénea en la banda (35) de recepción de manera que las contribuciones de potencia de todas las fuentes radiantes de bocina son aproximadamente iguales, y dotado de una configuración de amplitud en la banda de transmisión de manera que al menos para una parte de las fuentes radiantes (1) de bocina las contribuciones de potencia de las fuentes radiantes (1) de bocina aumentan desde el borde hacia el centro del sistema de antena.

12. Sistema de antena según una de las reivindicaciones 1 a 10, caracterizado por que la configuración de amplitud, al menos para las fuentes radiantes (1) de bocina, sigue un trazado aproximadamente parabólico al menos en la banda de frecuencias de transmisión, de manera que las contribuciones de potencia de las fuentes radiantes (1) de bocina que están situadas en el borde del sistema de antena son menores que las contribuciones de potencia de las fuentes radiantes (1) de bocina que están situadas en el centro del sistema de antena.

13. Sistema de antena según una de las reivindicaciones precedentes, dotado de acopladores híbridos de 90° (47, 48) en las redes (9, 10) de guías de onda, de manera que se pueden producir señales polarizadas circularmente a partir de señales polarizadas linealmente.