WO2014005691A1 - Antennensystem zur breitbandigen satellitenkommunikation im ghz frequenzbereich|mit hornstrahlern mit geometrischen konstruktionen - Google Patents

Antennensystem zur breitbandigen satellitenkommunikation im ghz frequenzbereich|mit hornstrahlern mit geometrischen konstruktionen Download PDF

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WO2014005691A1
WO2014005691A1 PCT/EP2013/001923 EP2013001923W WO2014005691A1 WO 2014005691 A1 WO2014005691 A1 WO 2014005691A1 EP 2013001923 W EP2013001923 W EP 2013001923W WO 2014005691 A1 WO2014005691 A1 WO 2014005691A1
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antenna
antenna system
horns
horn
waveguide
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Application number
PCT/EP2013/001923
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Joerg Oppenlaender
Michael Wenzel
Alexander MOESSINGER
Michael Seifried
Christoph Haeussler
Alexander Friesch
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Qest Quantenelektronische Systeme Gmbh
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Priority to ES13734659T priority patent/ES2763866T3/es
Priority to US14/412,584 priority patent/US9660352B2/en
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    • H01Q21/0006—Particular feeding systems
    • H01Q21/0075—Stripline fed arrays

Definitions

  • the invention relates to an antenna system for broadband communication between earth stations and satellites,
  • the weight and size of the antenna system are very important as they reduce the payload of the aircraft and add extra weight
  • the problem therefore is to provide antenna systems that are as small and lightweight as possible, which nevertheless satisfy the regulatory requirements for transmitting and receiving operation when operating on mobile carriers.
  • the regulatory requirements for the transmission operation arise e.g. from the standards 47 CFR 25.209, 47 CFR 25.222, 47 CFR 25.138, ITU-R M.1643, ITU-R S.524-7, ETSI EN 302 186 or ETSI EN 301 459. All of these regulatory requirements are designed to ensure that Directional transmission operation of a mobile satellite antenna no interference may occur adjacent satellites. These are typically envelopes
  • CONFIRMATION COPY given values may not be exceeded in the transmission mode of the antenna system. This leads to strict
  • Antenna can be achieved. Typically, therefore
  • Airplanes, parabolic mirrors are very poorly suited because of their size and because of their circular aperture. In commercial aircraft, for example, the
  • Antennas mounted on the fuselage may therefore have only the lowest possible height because of the additional air resistance.
  • Antenna fields which are composed of individual radiators and have suitable feed networks, however, can in any geometry and any length to
  • Antenna fields are realized very low altitude.
  • the problem lies in the fact that the individual radiators of the fields must support a very large bandwidth.
  • horns can be designed broadband.
  • reception and transmission frequencies are far apart in terms of frequency and the distance between the beam centers must be
  • the horns are designed for regulatory reasons according to the minimum useful wavelength of the transmission band, then the horns are regularly so small that the receiving band can no longer be supported by them.
  • the minimum useful wavelength is only about 1cm. So that the beam elements of the antenna array are tight, so no parasitic side lobes
  • quadratic horn only amount to approx.
  • conventional horns of this size have only a very low performance in the reception band at approx. 18 GHz - 21 GHz, since they have to be operated close to the cut-off frequency because of the finite aperture angle.
  • the Ka-band can no longer support such horns or their efficiency decreases very much in this band.
  • the horns are generally intended to support two orthogonal polarizations, which further restricts the geometrical margin, since an orthomode transducer, so-called transducers, becomes necessary at the horn output.
  • An embodiment of the orthomode signal converter in waveguide technology fails regularly because at higher GHz frequencies not enough space is available.
  • Horn radiators which are implemented in high-power technology, only very small dissipative losses.
  • Waveguide components fed and the entire food network is also made of waveguide components.
  • reception and the transmission band are far apart in frequency, however, the problem arises that conventional
  • Waveguides can then no longer support the required frequency bandwidth.
  • the required bandwidth is more than 13 GHz (18 GHz - 31 GHz).
  • Rectangular waveguides can not support such a large bandwidth efficiently. This results in the following problems for mobile, in particular aeronautical satellite antennas of small size, which must be solved simultaneously:
  • Phase centers of the individual emitters are less than a wavelength of maximum useful frequency apart.
  • the side lobes of the antenna diagram are due to parabolic amplitude assignments of such antenna fields
  • Amplitude assignments can be optimally adapted to the regulatory mask for a given antenna size
  • Antenna diagram (e.g., DE 10 2010 019 081 AI, Seifried, Wenzel et al.).
  • the object of the invention is to provide a broadband antenna system in the GHz frequency range, in particular for aeronautical applications, which provides a regulatory conformance with minimum dimensions
  • the antenna system consists of at least four horns, the horns being two mutually
  • the bandwidth of the horns can be greatly increased. This makes it possible, even wide transmit and receive bands or in large frequency spacing, as in the Ka-band, located to serve transmit and receive bands.
  • the horns are designed to support two orthogonal linear polarizations. With such horns, insulations far exceeding 40 dB can be achieved. Especially with signal codings with high spectral efficiency are such isolation values
  • the distance between the opposite, stepped constrictions and the opening of the associated horn cross-section is then selected in a preferred embodiment such that this
  • the lower limit frequency belonging to the respective distance and to the respective horn opening can be compared with numerical
  • Simulation method can be determined.
  • the distance of the phase centers directly adjacent horn is smaller or at most equal to the wavelength ⁇ 3 of the highest transmission frequency below which, for regulatory reasons, must not occur grating lobes. It is also advantageous to choose the aperture of the horns rectangular, preferably so that both
  • Edge lengths are less than or equal to ⁇ s s .
  • the available aperture area is thus optimally utilized and a maximum antenna gain is achieved.
  • ⁇ ⁇ denotes the wavelength of the lowest usable frequency and pi between 0.3 and 0.4 and p 2 between 0.25 and 0.35.
  • Wavelength of the highest use frequency called. If conditions (1) and (3) are fulfilled for the antenna system's horns, then this results in a
  • Antenna diagram has parasitic side lobes (grating lobes) and also can have a maximum antenna gain in all Nutzfrequenzb.
  • Antenna systems are especially for aeronautical
  • the individual radiators support a first and a second polarization and the two polarizations are mutually orthogonal.
  • the signals of the two orthogonal polarizations are carried in separate feed networks, which has the advantage that with the aid of corresponding components, such as e.g. Polarizers or 90 ° hybrid couplers, both linearly polarized signals and circularly polarized signals sent, or
  • the antennas may have the smallest possible size and nevertheless a regulatory compliant transmission mode with maximum spectral power density is possible, is also in accordance with an advantageous development of the
  • Single radiator is dimensioned so that for direct
  • At least four adjacent individual radiators are also located in different directly adjacent modules, then at least one direction is defined by the antenna field, so that for this direction the distance of the phase centers of the individual radiators is less than or equal to the wavelength of the
  • support in question. These are e.g. rectangular or
  • Such rectangular modules can be assembled in a space-saving manner to antenna fields.
  • the rectangular modules can be fed in a relatively simple manner with binary microstrip networks.
  • horn horns which are among the lowest loss antennas. Both horns with rectangular and with a round aperture can be used. If grating-lobes are not to occur in any section through the antenna pattern, horns are square
  • Wavelength of the highest transmission frequency is the reference frequency at which no grating lobes may occur.
  • the horns can be advantageously carried out as a dielectrically filled horns.
  • the effective wavelength in the horns increases and these are able to support much larger bandwidths than would be the case without filling.
  • dielectric fillings lead to parasitic losses through the dielectric, these losses remain comparatively small, especially in the case of very small horns.
  • a dielectric filling with a dielectric constant of about 2 is sufficient. With only a few centimeters deep horns this leads to the use of suitable materials
  • the horns designed as stepped horns (step horns") by adjusting the width and length of the stages, as well as the number of stages, can then the antenna can be optimally adapted to the respective usable frequency bands.
  • a further improvement in the reception power, especially in the case of very small horn radiators, can be achieved by providing the individual horn radiators with a dielectric
  • Cross-septum or a dielectric lens can be equipped.
  • the insertion loss (Sn) in the reception band can be significantly reduced by such structures, even if the aperture areas of the individual radiators are already so small that a free-space wave without these additional dielectric structures would already be almost completely reflected.
  • Total number of individual radiators N and any values of the number of individual radiators in a module Ni is so minimal.
  • the binary trees are in the general case neither
  • Antenna system can be designed as complete and fully symmetrical binary trees and all individual radiators can equal length feeder lines, i. also similar
  • microstrip lines are located on a thin substrate and are guided in closed metallic cavities, wherein the cavities are typically filled with air.
  • a substrate is typically referred to as being thin if its thickness is smaller than the width of the microstrip lines.
  • the modules of the antenna system can then be assembled from a few layers.
  • the layers of aluminum or similar electrically conductive materials which can be structured with the known structuring methods (milling, etching, lasers, wire erosion, water cutting, etc.).
  • the microstrip networks are with
  • the microstrip line lies together with its
  • Substrate in a cavity which consists of two half-shells.
  • the walls of the cavity can be electrically closed by the substrate with electrical
  • constrictions By such constrictions, the useful bandwidth can be greatly increased.
  • the number and arrangement of constrictions depend on the design of the antenna system.
  • double-ridged waveguides are advantageous, which is a significantly larger
  • dielectrically filled waveguides are used for the waveguide supply networks.
  • Waveguides require much less space than
  • air-filled waveguide can also be a part or a whole
  • Waveguide network consist of dielectric filled waveguides. Also a partial filling is possible.
  • LNA low-noise amplifier
  • Equip food networks with frequency diplexers separate the reception from the transmission band.
  • waveguide diplexers are advantageous because they can achieve a very high isolation and are also very low attenuation.
  • each module of the antenna array is equipped with a diplexer directly at its output or input.
  • At the input and output of these diplexers are then all signal combinations in pure form: polarization 1 in the receiving band, polarization 2 in the receiving band, polarization 1 in the transmission band and polarization 2 in the transmission band.
  • the modules can then be interconnected by four corresponding waveguide networks. This embodiment has the advantage that the waveguide feed networks do not have to be very broadband in terms of frequency because they each only have to be suitable for signals of the receiving or transmitting band.
  • both the intra-modular Microstrip lines networks as well as the inter-modular waveguide networks are designed so that they can simultaneously support the transmitting and the receiving band.
  • the antenna is provided with frequency diplexers, which are connected to a suitable radio-frequency switching matrix ("switching matrix"), then dynamic switching between the orthogonal polarizations is possible
  • Such embodiments are particularly advantageous if the antenna is to be used in satellite services which work with the so-called “spot beam” technology.
  • spot beam technology is produced on the earth's surface
  • Coverage areas (cells) of relatively small area typically diameter in the Ka-band about 200km -300km. To be able to use the same frequency bands in neighboring cells
  • the antenna is used in satellite services in which the polarization of the received or transmitted signal is fixed and changes neither temporally nor geographically, then it is advantageous if the first intra-modular
  • Microstrip line network and the associated inter-modular waveguide network on the receiving band of the Antennne, and the second intra-modular microstrip line network and the associated inter-modular waveguide network are designed for the transmission band of the antenna system.
  • This embodiment has the advantage that the respective feed networks can be optimized for the respective usable frequency band, and thus a very low-loss antenna system of very high performance is created.
  • 90 ° hybrid couplers are four-ports which convert two orthogonal linearly polarized signals into two orthogonal circularly polarized signals and vice versa. With such arrangements, it is then possible to send or receive also circularly polarized signals.
  • the antenna array for receiving and transmitting circularly polarized signals with a
  • polarizer so-called polarizer.
  • these are suitably structured metallic layers ("layers") lying in a plane approximately perpendicular to the propagation direction of the electromagnetic wave, the metallic structure acting in such a way that it is capacitive in one direction and inductive in the orthogonal direction two orthogonally polarized signals, this means that a phase difference is imposed on the two signals: if the phase difference is now set to be just 90 ° passing through the polarizer, then two orthogonal linearly polarized signals are converted into two orthogonal circularly polarized signals ,
  • the polarizer advantageously consists of several layers, which are mounted at a certain distance (typically in the region of a quarter wavelength) from each other.
  • a particularly suitable embodiment of the polarizer is a multi-layer spolarisator. Here are the usual patterning metallic
  • the typical distance of the polarizer to the aperture surface of the antenna array is in the range of a wavelength of the useful frequency and the tilt angle
  • Parabole amplitude assignments of the aperture are particularly suitable in the case of flat aperture openings for this purpose. Parabole amplitude assignments are thereby
  • Antenna field system preferably designed so that it acts at least along the direction through the antenna system in which the radiating elements are dense.
  • the radiating elements are dense in the direction in which the
  • Distance of the phase centers of the individual radiators is less than or equal to the wavelength of the highest transmission frequency, at which no significant parasitic sidelobes (grating lobes) may occur.
  • Fig. La-b show schematically an inventive
  • Antenna module which consists of a field of 8 x 8
  • FIG. 2a-b show exemplary
  • Fig. 3a-d illustrate schematically the exemplary structure of an antenna according to the invention from antenna modules and the
  • Fig. 5 shows schematically the detailed structure of a 2 x 2
  • Antenna module of four-toothed (“quad-ridged")
  • Figures 6a-b show an exemplary 8x8 antenna module consisting of dielectrically filled horns
  • FIGS. 7a-d illustrate the exemplary detailed construction of a single dielectrically filled horn radiator
  • Fig. 8 shows schematically the detailed structure of a 2 x 2 module of dielectrically filled horns
  • Fig. 9 shows a module according to the invention which is provided with a dielectric grid for improving the impedance matching
  • Figures lla-d show the detailed structure of a module according to the invention in layering technology
  • Fig. 12 shows schematically the vacuum model of a
  • FIG. 13 shows the exemplary structure of a waveguide power splitter composed of double-ridged waveguides
  • Fig. 14 schematically shows a position of a polarizer
  • Fig. 15a-b show an example of a schematic
  • Fig. 16 shows a possible construction of a fixed polarization antenna system according to the invention of the transmitting and receiving signals in the form of a block diagram
  • Fig. 17 shows a possible construction of a variable polarization antenna system according to the invention of the transmitted and received signals using 90 ° hybrid couplers in the form of a block diagram
  • Fig. 18 shows schematically the structure of an antenna system according to the invention with variable polarization of the transmitting and Receive signal using a polarizer in the form of a block diagram.
  • Fig. 1 illustrates an exemplary embodiment of a
  • Antenna module of an antenna according to the invention.
  • Single emitters 1 are here designed as rectangular horns, which can support two orthogonal polarizations.
  • the intra-modular microstrip line networks 2, 3 for the two orthogonal polarizations are located between different layers.
  • the antenna module consists of a total of 64 primary
  • the dimensions of the individual radiators and the size of their aperture areas is chosen so that the distance of the phase centers of the individual beam elements along both major axes smaller than ⁇ m i n where m ⁇ i n denotes the wavelength of the highest useful frequency. This distance ensures that parasitic sidelobes, so-called “grating lobes", can not occur in any direction in the antenna diagram up to the highest usable frequency (reference frequency).
  • both microstrip line networks provide a 64: 1
  • FIG. 2 An exemplary internal organization of the two microstrip line networks is shown in FIG. 2
  • the modules comprise a smaller or larger number of horns.
  • K / Ka band antennas e.g. 4 x 4 modules are optimal.
  • the microstrip networks then represent a 16: 1 power divider that receives the signals from 16
  • microstrip lines in this case are relatively short and their noise contribution therefore remains small.
  • an antenna with optimum performance parameters can be constructed by appropriate design of the module sizes.
  • the modules are only made as large as necessary in order to feed them with waveguides can.
  • Microstrip lines are thereby minimized.
  • the two microstrip line networks 2, 3 couple the merged signals into polarization-to-waveguide couplings 4, 5 separately according to polarizations, as shown in FIG. 1b.
  • This waveguide couplings 4, 5 can be any number of modules with the help of
  • Waveguide networks are coupled efficiently and low attenuation to an antenna system according to the invention.
  • FIG. 2 shows two exemplary microstrip line networks 2, 3 for feeding the individual radiators 1 of the 8 ⁇ 8
  • the sum signal is sent to the
  • waveguide feedthroughs 4b and 5b are also located on the corresponding board in order to create an opening and the connection to the waveguide couplings 4a and 5a, respectively.
  • the microstrip line networks 2, 3 can be made by any known method. Whereby low-loss substrates for antennas are particularly suitable.
  • FIG. 3 shows by way of example how different antenna modules 8 can be coupled to antenna systems according to the invention.
  • Antenna systems according to the invention consist of a number M of modules, where M must be at least two.
  • M must be at least two.
  • modules may e.g. also be arranged in a circle. Also, not all modules must have the same size (number of individual emitters).
  • the modules 8 are now connected to each other by means of the waveguide networks 9, 10.
  • the corresponding waveguide coupling-in points 11, 12 of the waveguide networks 9, 10 are connected to the corresponding waveguide couplings 4, 5 (compare Fig. 1b) of the individual modules 8.
  • the waveguide networks 9, 10 themselves each represent an M: 1 power divider, so that the two orthogonally polarized signals are fed to the sum ports 13, 14 in the
  • waveguides 9, 10 can be provided with a wide variety of waveguides, such as, for example, waveguide networks.
  • waveguides such as, for example, waveguide networks.
  • Conventional rectangular or round waveguides or broad-band toothed ("ridged") waveguides are used, and dielectrically filled waveguides are also conceivable.
  • Waveguide network which connects directly to the waveguide coupling 4, 5, to fill with a dielectric.
  • the dimensions of the dielectrically filled waveguides are then significantly reduced, so that their space requirement is minimal.
  • the antenna shown in Fig. 3 is thus constructed according to claim 1:
  • the individual radiators 1 are dimensioned (see Fig. 1), that for at least one direction through the antenna field of the
  • Distance of the phase centers of the horns is less than or equal to the wavelength of the highest transmission frequency at which no grating lobes may occur.
  • the individual radiators 1 are fed separately for each of the two orthogonal polarizations by microstrip lines (see Fig. 2, microstrip-to-waveguide couplings 6, 7).
  • microstrip lines of one orthogonal polarization are the first intra-modular
  • Microstrip line network 2 connected and the
  • Microstrip lines of the other orthogonal polarization are the second intra-modular
  • microstrip network 3 connected.
  • the first micro-strip intra-modular network 2 is coupled to the first inter-modular waveguide network 9 and the second micro-strip intra-modular network 3 is coupled to the second inter-modular waveguide network 10 such that the first inter-modular waveguide network 9 receives all of the one orthogonal signals Polarization at the first sum port 13 merges and the second inter-modular waveguide network 10 all signals of the other orthogonal polarization at the second summing port 14 merges.
  • microstrip line networks 2, 3 and the waveguide networks 9, 10 are here as complete and
  • FIGS. 3c and 3d show a physical realization of a corresponding antenna system.
  • the modules 8 consist of single radiators 1 and have two different sizes, i. the number of individual radiators 1 per module 8 is not the same for all modules 8.
  • the middle four modules 8 each have 8 individual emitters 1 more than the other four modules 8.
  • the height of the antenna system at the left and right edges is less than in the central area.
  • Such embodiments are particularly advantageous when the antenna system must be optimally adapted to an aerodynamic radome.
  • the modules 8 are fed separately with two waveguide networks 9 and 10 for each polarization.
  • the waveguide networks 9, 10 are located in two separate layers behind the modules and the modules are connected to the waveguide networks 9, 10 through the coupling points 11, 12, which are coupled to the waveguide couplings of the modules 4, 5 ,. Both waveguide networks 9, 10 are realized here as cutouts.
  • the aperture of the single radiator 1 may be at most 1cm x emper large (A m i n is learning).
  • the primary single emitters 1 are designed as "ridged" horn emitters, which have a much wider horn than conventional horn emitters
  • the impedance matching of such toothed horns to the free space then takes place according to the method of antenna physics.
  • the serrated horns are designed to support two orthogonal polarizations. This is e.g. is achieved by virtue of the fact that the horns are quadruple symmetrically toothed ("quadrideged") .
  • the signals of the orthogonal polarizations are supplied and removed by separate microstrip line networks 2, 3.
  • FIG. 4 a schematically shows the detailed construction of a horn radiator equipped with symmetrical geometric constrictions using the example of a four-toothed tooth
  • the Horn 1 consists of three segments (layers), with the two between the segments
  • Microstrip networks 2,3 are located.
  • the horns 1 are symmetrical with geometric
  • Polarization directions are provided, which extend along the propagation direction of the electromagnetic wave.
  • Such horns are referred to as "toothed" horns.
  • Fig. 4a Shown in Fig. 4a is an exemplary quadruple
  • Frequency-wise far-reaching transmit and receive tapes can support without substantial losses in the efficiency.
  • An example of this are K / Ka band satellite antennas.
  • the reception band lies at 18 GHz - 21 GHz and the transmission band at 28 GHz - 31 GHz.
  • the depth, width and length of the steps depend on the desired frequency bands and can be numerical
  • Microstrip line networks 2, 3 typically occur at the narrowest point of the constrictions 15, 16 for the respective polarization direction, which is a very broadband
  • Fig. 4d shows schematically a part of the longitudinal section through a toothed horn at the location of two opposing constrictions 16.
  • the constrictions 16 are stepped
  • the horn itself is stepped (see Fig. 4a-c), so that at each stage, the edge length ai of the horn opening in the corresponding cross section from the aperture of the horn to the horn end also decreases.
  • Waveguide-zuikrostMail einskopplung penetrate, and there are coupled or disconnected.
  • Edge length a of the aperture in the corresponding cross-section through the horn and the distance di contains described.
  • Fig. 5 the inventive structure of a 2 x 2 antenna module is shown schematically, which consists of four quadruple
  • Microstrip line networks 2, 3, and outcoupling of the microstrip line networks 2, 3 on the waveguide coupling 4, 5 has.
  • the constrictions as symmetrical teeth 15, 16 of the horns 1 are also shown.
  • the two orthogonally polarized signals pole 1 and pole 2 their reception or radiation from the horns. 1
  • Microstrip line network 2, 3 is fed or extracted from this.
  • microstrip line networks 2, 3 are designed as binary 4: 1 power dividers and couple the
  • the distance of the phase centers of two adjacent horns 1 in the vertical direction is smaller than ⁇ m i n , so that at least in this direction in the antenna diagram no
  • grating lobes unwanted parasitic side lobes
  • phase centers of the horns 1 coincide with the beam centers of the horns 1. In general, however, this is not
  • FIG. 6 shows a further embodiment of the invention.
  • the antenna modules of dielectric filled horns 18 are constructed. The one with one
  • Dielectric 19 filled horns 18 are here
  • microstrip line networks 2 and 3 are arranged, for example, in an 8 ⁇ 8 antenna field and are coupled to one another via the microstrip line networks 2 and 3.
  • the microstrip line networks 2, 3 couple the
  • FIGS. 7a-c show the internal structure of a single horn radiator 18 completely filled with a dielectric.
  • the dielectric packing (dielectric) 19 also consists of three segments, each defined by the microstrip line networks 2, 3.
  • the individual radiators 1 can support two widely spaced frequency bands, they are designed stepped in their interior, as shown in the sections Fig. 7b-c is exemplified.
  • the extraction or coupling of the highest frequency band is typically carried out at the narrowest or lowest point by the
  • Microstrip line network 3 which is furthest away from the aperture opening of the single radiator 1.
  • the lower frequency band is switched on or coupled in at a further point to the aperture opening, by a microstrip line network 2.
  • the depth, width and length of the steps depends on the desired frequency bands and can also be used here
  • the horn 1 can also be designed so that both inputs and outputs can support both the transmit and the receive frequency band.
  • the dielectric filling body 19 is also designed to match exactly stepped.
  • the shape of the filling body 19 on the aperture surface depends on the
  • the filler 19 can be performed flat as shown at the aperture opening. However, there are also other, for example, inward or outward curved versions possible.
  • dielectrics come a variety of known materials such as Teflon, polypropylene, polyethylene, polycarbonate, or polymethylpentene in question.
  • Teflon a dielectric with a dielectric constant of about 2 is sufficient (eg Teflon,
  • the horn antenna 18 is completely filled with a dielectric 19.
  • a dielectric 19 there are also embodiments with only
  • the advantage of using dielectrically filled horns is that the horns themselves have a much less complex internal structure than in the case of toothed horns.
  • Fig. 7d an advantageous embodiment of a stepped executed dielectrically filled horn radiator, which has a rectangular aperture is shown schematically.
  • FIG. 7 d shows the view of the horn from above (top view) with the aperture edges ki and k 2 , as well as the longitudinal sections through the horn antenna along the lines AA 'and BB'.
  • the horn is now designed so that a first
  • the edge k E is now selected so that the associated lower limit frequency of a dielectric filled waveguide with a long edge k E below the lowest useful frequency of the receiving band
  • Antenna system is located, then the horn can the
  • edge k s chosen so that the associated lower limit frequency of a dielectric filled waveguide with a long edge k s is below the lowest useful frequency of the transmission band of the antenna system
  • Horns also support the broadcast band, and this is true even if the reception band and transmission band are far apart.
  • edge k s is orthogonal to the edge k E in FIG. 7 d
  • two orthogonal linear polarizations are simultaneously supported by such a horn since the corresponding waveguide modes are linearly polarized and orthogonal to one another.
  • Such stepped horn radiators can also without or with partial dielectric filling accordingly
  • the edge lengths ki and k 2 of the rectangular aperture of the horns so
  • both ki and k 2 are smaller or highest equal to the wavelength of the reference frequency, which is in the transmission band of the antenna.
  • the available space is then optimally utilized and a maximum antenna gain is achieved.
  • FIG. 8 shows an exemplary 2 ⁇ 2 antenna module that consists of four dielectrically filled horns 18. As illustrated in FIG. 7b-c, the inputs and / or outputs in the microstrip line networks 2, 3 are completely embedded in the dielectric 19 here. Otherwise, the module does not differ from the corresponding toothed module
  • Microstrip line networks 2, 3 are each with the
  • Waveguide couplings 4, 5 connected.
  • the module is equipped with a dielectric grid 20 extending over the entire aperture opening.
  • dielectric grids 20 may be the
  • Impedanzanpassung especially at the lower frequency band of the individual radiator 1 greatly improve by near the aperture openings of the single radiator 1, the effective
  • the dielectric grid 20 need not be regular or periodic. For example, e.g.
  • the grating for the horns 1 at the edge of the antenna has a different geometry than for the horns 1 in the center. This could be e.g. Model edge effects.
  • FIG. 10a-b illustrates an exemplary module that is incorporated in FIG.
  • modules according to the invention can be produced particularly cost-effectively.
  • the first layer consists of an optional polarizer 21, which is used in circularly polarized signals.
  • the polarizer 21 converts linearly polarized signals into circularly polarized and vice versa, depending on the polarization of the incident signal. So be on the antenna system
  • Horn radiators of the module can be received lossless.
  • the linearly polarized signals radiated from the horns are converted into circularly polarized signals and then radiated into the clearance.
  • Horn radiator field which includes the primary horn structures 22 without input or output unit.
  • the following layers 23a, 2 and 23b form the input or
  • microstrip line network 2 of the first polarization and its substrate are embedded in metallic carriers (layers) 23a, 23b.
  • the carriers 23a, 23b have recesses (notches) at the locations where a microstrip line runs (see also FIG.
  • microstrip line network 3 of the second, orthogonal polarization with its substrate is embedded in the carriers 23b, 23c.
  • Waveguide terminations 24 are electrically conductive and can be inexpensively with the known methods of
  • Metal machining eg made of aluminum (eg milling, laser cutting, water jet cutting, electro erosion).
  • metal machining eg. milling, laser cutting, water jet cutting, electro erosion.
  • Aircraft is beneficial.
  • Antenna module provided.
  • the postage technique described can be used both for
  • Figs. 11a-d show the detailed structure of the microstrip line networks 2, 3 embedded in the metallic carriers.
  • the recesses (notches) 25 are made such that the
  • Microstrip lines 26 of the microstrip network 2, 3 run in closed metallic cavities. The microwave losses are thereby minimized.
  • Microstrip lines 26 between the metallic layers remains a gap through which microwave power could escape, is also provided to provide the substrates with metallic vias 27 at the edges of the notches, so that the metallic supports are galvanically connected, and so the cavities be completely closed electrically. Are the vias 27 along the
  • the plated-through holes 27 are flush with the metallic walls of the cavity 25.
  • the electromagnetic properties of such a structure are similar to those of an air-filled coaxial line.
  • Vias are also omitted, as well without Vias then virtually no microwave power can escape through the then very narrow slots.
  • the Hornstrahlereinkopplitch or -auskopplungen 6, 7 are integrated directly into the metallic carrier.
  • Fig. 12 shows the vacuum model of an exemplary 8 x 8 antenna module.
  • the horns 1 are tightly packed and still leaves more than enough space for the
  • Waveguide couplings 4, 5 A dielectric grating 20 is mounted in front of the aperture plane.
  • Waveguide networks which couple the modules together made up of toothed waveguides. This has the advantage that toothed waveguide a much larger
  • Frequency bandwidth can have as conventional
  • Waveguide or can be designed specifically for different utility bands.
  • FIG. 1 An exemplary network of doubly toothed waveguides is shown schematically in FIG. The rectangular ones
  • Waveguides are provided with symmetrical geometric constrictions 29, which are supplemented at the location of the power divider by vertical constrictions 30.
  • the design of the toothed waveguide and the corresponding power divider can be done with the methods of numerical
  • Waveguides of the inter-modular waveguide networks completely or partially filled with a dielectric. Such fillings can with the same frequency use the space requirement in
  • FIG. 14 shows by way of example a position of such
  • multilayer meander polarizers are used.
  • a low-loss layer of foam material e.g., Rohacell, XPS
  • a thickness in the region of one quarter of a wavelength With lower axle ratio requirements, however, fewer layers may be used. Likewise, more layers can be used if the axis ratio requirements are high.
  • An advantageous arrangement is a 4-layer meander polarizer with the axial ratios of less than 1 dB can be achieved, which is usually sufficient in practice.
  • the design of the meander polarizers depends on the useful frequency bands of the antenna system and can be done with methods of numerical simulation of such structures.
  • the meandering lines 31 are in the embodiment of FIG. 14 at an angle of about 45 ° to the main axes of the antenna. This leads to incident, linearly polarized along a major axis signals are converted into circularly polarized signals. Depending on which main axis the
  • Signals are polarized linearly produces a left circularly polarized or a right circularly polarized signal.
  • geometric structures as meanders.
  • passive geometric conductor structures known, with which linear polarized can be converted into circularly polarized signals. It depends on the application, which structures are most suitable for the antenna.
  • the polarizer 21 may be placed in front of
  • Aperture opening can be installed. This makes it possible in a relatively simple manner, the antenna for both linear
  • Antenna equipped with a parabolic amplitude assignment which is realized by a corresponding design of the power dividers of feed networks. Since the antenna pattern must be below a mask prescribed by regulations, such amplitude assignments can achieve much higher maximum permitted spectral EIRP densities in the transmit mode than without such assignments. This is especially important for antennas with a small aperture area
  • Fig. 15a such an amplitude assignment is shown schematically.
  • the power contributions of the individual horns fall from the center of the aperture to the edge.
  • this is exemplified by different degrees of blackening (dark: high power contribution, bright: low power contribution).
  • the contributions to performance fall in both main axis directions (azimuth and elevation). This results in an approximately optimally matched to the regulatory mask antenna pattern for all angles of rotation ("skew").
  • Fig. 15b is an example of one in both
  • EIRP SD spectral EIRP density
  • the EIRP SD would be about 8 dB lower in the range of 0 ° skew to about 55 ° skew, and in the range of about 55 ° skew to about 90 ° skew by about 4 dB lower.
  • Figs. 16-18 show the basic structure of a series of antenna systems according to the invention with different
  • the antenna system is particularly suitable for applications in the K / Ka band (reception band about 19.2 GHz -20.2 GHz, transmission band about 29 GHz -30 GHz), in which the polarizations of the transmitting and the Received signal are fixed and orthogonal to each other (ie, the polarization direction of the signals does not change).
  • a polarizer 21 is initially provided. This is followed by an antenna field 32, which is constructed either of four-toothed ("quad-ridged”) horn radiators or of dielectrically filled horn radiators
  • Aperture openings of the individual horns typically have dimensions of smaller learning x in this frequency range.
  • the antenna array 32 is according to the invention in modules
  • Polarizations has separate microstrip line couplings 33, which in turn after
  • Microstrip network 36 are connected.
  • the microstrip line network 36 Since the polarization of the transmit and receive signals is fixed and is typically orthogonal to one another, it is provided here that the microstrip line network 36 has one polarization on the transmit band and the
  • the G / T of the antenna becomes optimal.
  • the polarizer 21 is oriented such that the signals in the transmission band 34 are right-handed circular and the signals in the reception band 35 are circularly polarized left-handed.
  • different waveguide cross sections can be used for the receive band waveguide network and the transmit band waveguide network.
  • a receive band frequency filter 39 is provided to protect the low noise receive amplifier, which is typically mounted directly on the receive band output of the antenna, from being overdriven by the strong transmit signals.
  • Transmission band filter 40 is provided. This is e.g. then
  • HPA transmit band power amplifier
  • FIG. 16 of an antenna system according to the invention has a further, in particular for
  • Satellite antennas very important advantage. Since the transmit band feed network and the receive band feed network are completely separated both at the microstrip line level and at the waveguide level, it becomes possible to use different amplitude assignments for the two networks.
  • the receive band feed network is homozygously occupied, i. the power contributions of all horns of the antenna are equal in the receiving band and all power dividers both at the level of the receiving band
  • Microstrip line network as well as at the level of the receive waveguide network are symmetrical 3dB power dividers when the feed network is constructed as a complete and fully symmetric binary tree.
  • Antenna gain is achieved so that the antenna in the receiving band is maximally efficient and the ratio of antenna gain and noise G / T of the antenna is maximum.
  • the transmit band feed network can thus be parabolic regardless of the receive band feed network
  • Amplitude assignment are provided that the regulatory compliant spectral EIRP density is maximum.
  • Amplitude assignments of the antenna gain are not critical, because this is due to the design limited only to the transmission band and does not affect the receiving band.
  • the essential features of satellite antennas, especially satellite antennas of small size, are the G / T and the maximum regulatory compliant spectral EIRP density.
  • the G / T is directly proportional to the data rate that can be received via the antenna.
  • the maximum regulatory EIRP spectral density is directly proportional to the data rate that can be transmitted with the antenna.
  • Hyperbolic amplitude assignments are characterized by the fact that the power contributions of the individual radiators of the antenna field increase from the middle to the edge.
  • the antenna system initially consists of an antenna array 41 of broadband, dual polarized horns, e.g. fourfold toothed horns, which are organized according to the invention in modules.
  • Each horn receives or transmits two orthogonal linear polarized signals which, however, are also complete in operation with circularly polarized signals
  • the essential difference from the embodiment in FIG. 16 consists in the fact that at the level of the feed networks, it is not separated into a receive band and a transmit band feed network, but the signals are separated only according to their different polarization.
  • Microstrip line network merged all signals of orthogonal polarization 43 in the second
  • the two microstrip line networks 36 are designed such that they both the transmission band and the
  • microstrip line networks 36 of the present invention are typically already broadband by design (coaxial line like construction)
  • Receive and transmit band can support simultaneously, after the transition 37 microstrip-to-waveguide waveguide networks 44, if very large bandwidths
  • frequency diplexers 45, 46 For the separation of receive band and transmit band signals, two frequency diplexers 45, 46 are provided, one for each polarization.
  • the frequency diplexers 45, 46 are e.g.
  • Hybrid couplers 47, 48 are e.g. low-attenuation
  • Receive 49 and transmit band 50 each right-handed and left-handed circular) simultaneously.
  • the antenna system can also be used for simultaneous operation with four different linearly and four different circularly polarized signals be used. Also many other combination possibilities and the appropriate ones
  • Polarized signals used a polarizer 21 instead of the 90 ° hybrid coupler 47, 48 of the structure of FIG. 17.
  • the feed networks 36, 44 process again two orthogonal polarizations separated from each other (in this case left-circular and whilzikular) and are each designed correspondingly broadband for the receiving band and the transmission band.
  • the frequency diplexers 45, 46 are then directly the four polarization combinations of circularly polarized signals simultaneously.
  • the frequency-diplexer 45 for the first circular polarization the signal in the receive and transmit band, at
  • Frequency diplexer 46 for the second (to the first orthogonal) circular polarization the signal in the receive and transmit band.
  • the structure according to FIG. 18 can also be designed for the operation of linearly polarized signals, or it is possible with the corresponding circuit matrix a simultaneous operation with circular and linearly polarized signals.
  • Hybrid couplers are needed. This may vary depending on the application eg space or weight saving. Also, there may be cost benefits.
  • the advantage of the structure according to FIG. 17, lies in the fact that, in operation with circularly polarized signals, the axis ratio of the circularly polarized signals can be freely adjusted via the respective power contributions at the input of the 90 ° hybrid couplers 47, 48.
  • radomes by the radome material and the radome curvature can have polarization anisotropies that cause the axis ratio of circularly polarized signals to be greatly altered as it passes through the radome.
  • Cross polarization isolation can fall sharply, which can severely degrade the achievable channel separation and ultimately leads to a degradation of the achievable data rate.

Landscapes

  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Antennensystem aus zumindest mindestens vier Hornstrahlern, wobei die Hornstrahler zwei zueinander orthogonale lineare Polarisationen unterstützen und in beiden Polarisationsebenen mit Konstriktionen ausgestattet sind. Indem in den beiden Polarisationsebenen mit symmetrischen geometrischen Konstriktionen, die Hornstrahler verengt werden, können die Bandbreite der Hornstrahler stark vergrößert werden. Damit ist es möglich auch breite Sende- und Empfangsbänder oder sich in großem Frequenzabstand, wie beim Ka-Band, befindliche Sende- und Empfangsbänder zu bedienen. Damit bei weit auseinander liegenden Nutzfrequenzbändern die einzelnen gezahnten Hornstrahler noch optimal betrieben werden können, ist es vorteilhaft, sowohl die Hornstrahler als auch die Konstriktionen stufenförmig auszulegen. Durch geeignete Wahl der Höhe und Breite der Stufen des Hornstrahlers sowie der Stufen der Konstriktionen können die Hornstrahler dann optimal an die Nutzfrequenzbänder impedanzangepasst werden.

Description

ANTENNENSYSTEM ZUR BREITBANDIGEN SATELLITENKOMMUNIKATION
IM GHZ FREQUENZBEREICH|MIT HORNSTRAHLERN MIT
GEOMETRISCHEN KONSTRUKTIONEN
Die Erfindung betrifft ein Antennensystem zur breitbandigen Kommunikation zwischen Erdfunkstellen und Satelliten,
insbesondere für mobile und aeronautische Anwendungen.
Der Bedarf an drahtlosen Breitbandkanälen zur Datenübertragung mit sehr hohen Datenraten, insbesondere im Bereich der mobilen Satellitenkommunikation steigt ständig an. Es fehlt jedoch insbesondere im aeronautischen Bereich an geeigneten Antennen, welche insbesondere die für den mobilen Einsatz erforderlichen Bedingungen, wie geringe Abmessungen und geringes Gewicht, erfüllen können. Für die gerichtete, drahtlose
Datenkommunikation mit Satelliten (z.B. im Ku- oder Ka-Band) bestehen zudem extreme Anforderungen an die
Sendecharakteristik der Antennensysteme, da eine Störung benachbarter Satelliten zuverlässig ausgeschlossen werden muss .
In aeronautischen Anwendungen sind das Gewicht und die Größe des Antennensystems von sehr großer Bedeutung, da sie die Nutzlast des Flugzeugs verringern und zusätzliche
Betriebskosten verursachen.
Das Problem besteht deshalb darin, möglichst kleine und leichte Antennensysteme zur Verfügung zu stellen, welche dennoch im Betrieb auf mobilen Trägern den regulatorischen Anforderungen an den Sende- und Empfangsbetrieb genügen.
Die regulatorischen Anforderungen an den Sendebetrieb ergeben sich z.B. aus den Normen 47 CFR 25.209, 47 CFR 25.222, 47 CFR 25.138, ITU-R M.1643, ITU-R S.524-7, ETSI EN 302 186 oder ETSI EN 301 459. Alle diese regulatorischen Vorschriften sollen sicherstellen, dass im gerichteten Sendebetrieb einer mobilen Satellitenantenne keine Störung benachbarter Satelliten auftreten kann. Hierzu werden typischerweise Envelopen
(Hüllkurven bzw. Masken) maximaler spektraler Leistungsdichte in Abhängigkeit vom Abstandswinkel zum Zielsatelliten
definiert. Die für einen bestimmten Abstandswinkel
1
BESTÄTIGUNGSKOPIE vorgegebenen Werte dürfen im Sendebetrieb des Antennensystems nicht überschritten werden. Dies führt zu strengen
Anforderungen an die winkelabhängige Antennencharakteristik. Mit zunehmendem Abstandswinkel vom Zielsatelliten muss der Antennengewinn stark abfallen. Dies kann physikalisch nur durch sehr homogene Amplituden- und Phasenbelegungen der
Antenne erreicht werden. Typischerweise werden daher
Parabolantennen verwendet, die diese Eigenschaften aufweisen.
Für die meisten mobilen Anwendungen, insbesondere auf
Flugzeugen, sind Parabolspiegel wegen ihrer Größe und wegen ihrer kreisförmigen Apertur allerdings nur sehr schlecht geeignet. Bei Verkehrsflugzeugen zum Beispiel werden die
Antennen auf dem Rumpf montiert und dürfen daher wegen des zusätzlichen Luftwiderstandes nur eine möglichst geringe Höhe besitzen .
Antennen welche als Ausschnitte aus Paraboloiden
(„bananenf rmige Spiegel") ausgeführt sind, sind zwar möglich, besitzen jedoch geometriebedingt nur eine sehr geringe
Effizienz .
Antennenfelder, welche aus Einzelstrahlern aufgebaut sind und über geeignete Speisenetzwerke verfügen, können hingegen in beliebigen Geometrien und beliebigem Längen zu
Seitenverhältnis ausgeführt werden, ohne dass die
Antenneneffizienz darunter leidet. Insbesondere können
Antennenfelder sehr geringer Höhe realisiert werden.
Bei Antennenfeldern tritt jedoch insbesondere dann, wenn das Empfangsfreguenzband und das Sendefrequenzband weit
auseinander liegen (wie z.B. im Ka-Band mit Empfangsfrequenzen bei ca. 18 GHz - 21 GHz und Sendefrequenzen bei ca. 28 GHz - 31 GHz) das Problem auf, dass die Einzelstrahler der Felder eine sehr große Bandbreite unterstützen müssen.
Es ist bekannt, dass Hornstrahler die mit Abstand
effizientesten Einzelstrahler in Feldern sind. Zudem können Hornstrahler breitbandig ausgelegt werden.
Bei Antennenfeldern, welche aus Hornstrahlern aufgebaut sind und mit reinen Hohleiternetzwerken gespeist werden, tritt allerdings das bekannte Problem signifikanter parasitärer Nebenkeulen (sog. „grating lobes" oder „Gitterkeulen") im Antennendiagramm auf. Diese Gitterkeulen entstehen dadurch, dass die Strahlzentren (Phasenzentren) der Antennenelemente, welche das Antennenfeld bilden, wegen der Dimension der
Hohleiternetzwerke konstruktionsbedingt einen zu großen
Abstand zueinander haben. Dies kann, insbesondere bei
Frequenzen oberhalb etwa 20 GHz, unter bestimmten
Strahlwinkeln zur positiven Interferenz der Antennenstrahler und damit zur unerwünschten Abstrahlung von
elektromagnetischer Leistung in unerwünschte
Raumwinkelbereiche führen.
Liegen Empfangs- und Sendefrequenz zudem frequenzmäßig weit auseinander und muss der Abstand der Strahlzentren aus
regulatorischen Gründen gemäß der minimalen Nutzwellenlänge des Sendebandes ausgelegt werden, dann werden die Hornstrahler regelmäßig so klein, dass das Empfangsband von ihnen nicht mehr unterstützt werden kann.
Im Ka-Band beispielsweise liegt die minimale Nutzwellenlänge bei nur ca. 1cm. Damit die Strahlelemente des Antennenfeldes dicht liegen, also keine parasitären Nebenkeulen
(Gitterkeulen) auftreten, darf die Aperturfläche eines
quadratischen Hornstrahlers nur noch ca. lern x lern betragen. Konventionelle Hörner dieser Größe besitzen im Empfangsband bei ca. 18 GHz - 21 GHz jedoch nur noch eine sehr geringe Leistungsfähigkeit, da sie wegen des endlichen Öffnungswinkels nahe an der cut-off Frequenz betrieben werden müssen. Das Ka- Empfangsband können solche Hörner nicht mehr unterstützen oder ihre Effizienz nimmt in diesem Band sehr stark ab.
Zudem sollen die Hornstrahler im Allgemeinen zwei orthogonale Polarisationen unterstützen, was den geometrischen Spielraum weiter einschränkt, da ein orthomode Signalwandler, sogenannte Transducer, am Hornausgang notwendig wird. Eine Ausführung der orthomode Signalwandler in Hohlleitertechnologie scheitert regelmäßig daran, dass bei höheren GHz Frequenzen nicht genügend Bauraum zur Verfügung steht.
Sind die Hornstrahler in Feldern dicht gepackt, dann besteht ein weiteres Problem darin, dass im zur Verfügung stehenden Bauraum hinter dem Hornfeld keine effizienten Speisenetzwerke mehr untergebracht werden können.
Es ist bekannt, das Speisenetzwerke für Felder von
Hornstrahlern, welche in Hohleitertechnologie ausgeführt sind, nur sehr geringe dissipative Verluste erzeugen. Im optimalen Fall werden die einzelnen Hornstrahler der Felder von
Hohlleiterkomponenten gespeist und das gesamte Speisenetzwerk besteht ebenfalls aus Hohlleiterkomponenten. Im Fall, dass das Empfangs- und das Sendeband frequenzmäßig weit auseinander liegen entsteht jedoch das Problem, dass konventionelle
Hohlleiter die dann benötigte Frequenzbandbreite nicht mehr unterstützen können.
Beispielsweise beträgt im Ka-band die benötigte Bandbreite mehr als 13 GHz (18 GHz - 31 GHz) . Konventionelle
Rechteckhohlleiter können eine solch große Bandbreite nicht effizient unterstützen. Damit ergeben sich folgende Problemstellungen für mobile, insbesondere aeronautische Satellitenantennen geringer Größe, die simultan gelöst werden müssen:
1. regulatorisch konformes Antennendiagramm ohne parasitären Nebenkeulen (Gitterkeulen) im Sendefrequenzband, das den
Betrieb der Antenne mit maximaler spektraler Leistungsdichte erlaubt ,
2. Hohe Antenneneffizienz sowohl im Empfangsband als auch im Sendeband auch bei kleinen Einzelstrahlerdimensionen,
3. Effiziente Speisenetzwerke, welche einen möglichst geringen Bauraum in Anspruch nehmen und möglichst geringe dissipative Verluste erzeugen,
4. Möglichst kompakter und raumsparender Aufbau der Antenne bei gleichzeitig möglichst hoher Antenneneffizienz.
Werden diese Probleme durch eine geeignete Anordnung gelöst, dann kann auch dann, wenn nur ein begrenzter Bauraum für eine kleine Antenne zur Verfügung steht, ein breitbandiges
leistungsfähiges System zur Verfügung gestellt werden.
Es ist bekannt, dass mit Antennen welche als Felder von
Einzelstrahlern ausgelegt sind, grating-lobe freie
Antennendiagramme dann erzielt werden können, wenn die
Phasenzentren der Einzelstrahler weniger als eine Wellenlänge der maximalen Nutzfrequenz auseinander liegen. Zudem ist bekannt, dass durch parabole Amplitudenbelegungen solcher Antennenfelder die Nebenkeulen des Antennendiagrams
unterdrückt werden können (z.B. J.D. Kraus und R.J. Marhefka, „Antennas: for all applications" , 3rd ed., McGraw-Hill series in electrical engineering, 2002) . Durch spezielle
Amplitudenbelegungen kann ein bei gegebener Antennengröße optimal an die regulatorische Maske angepasstes
Antennendiagramm erzielt werden (z.B. DE 10 2010 019 081 AI; Seifried, Wenzel et. al.).
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein breitbandiges Antennensystem im GHz Frequenzbereich, insbesondere für aeronautische Anwendungen, zur Verfügung zu stellen, das bei minimalen Dimensionen einen regulatorisch konformen
Sendebetrieb mit maximaler spektraler Leistungsdichte erlaubt und gleichzeitig im Empfangsbetrieb eine hohe
Antenneneffizienz und ein geringes Eigenrauschen aufweist.
Diese Aufgabe wird durch das Antennensystem nach Anspruch 1 gelöst . Erfindungsgemäß besteht das Antennensystem aus zumindest vier Hornstrahlern, wobei die Hornstrahler zwei zueinander
orthogonale lineare Polarisationen unterstützen und in beiden Polarisationsebenen mit Konstriktionen ausgestattet sind.
Indem in den beiden Polarisationsebenen mit symmetrischen geometrischen Konstriktionen längs der Ausbreitungsrichtung der elektromagnetischen Welle die Hornstrahler verengt werden (mit "Zähnen" versehen) , kann die Bandbreite der Hornstrahler stark vergrößert werden. Damit ist es möglich, auch breite Sende- und Empfangsbänder oder sich in großem Frequenzabstand, wie beim Ka-Band, befindliche Sende- und Empfangsbänder zu bedienen .
Um eine hohe Kreuzpolarisationsentkopplung zu erreichen ist es außerdem von Vorteil, wenn die Hornstrahler so ausgelegt sind, dass sie zwei orthogonale lineare Polarisationen unterstützen. Mit solchen Hornstrahlern können Isolationen von weit mehr als 40 dB erreicht werden. Insbesondere bei Signalkodierungen mit hoher spektraler Effizienz sind solche Isolationswerte
erforderlich .
Damit bei weit auseinander liegenden Nutzfrequenzbändern die einzelnen gezahnten Hornstrahler noch optimal betrieben werden können, ist es vorteilhaft, sowohl die Hornstrahler als auch die Konstriktionen stufenförmig auszulegen. Durch geeignete Wahl der Höhe und Breite der Stufen des Hornstrahlers sowie der Stufen der Konstriktionen können die Hornstrahler dann optimal an die Nutzfrequenzbänder impedanzangepasst werden.
Der Abstand der gegenüberliegenden, gestuften Konstriktionen und die Öffnung des zugehörigen Hornquerschnitts wird in einer bevorzugten Ausführungsform dann so gewählt, dass dieser
Abstand von Stufe zu Stufe von der Aperturöffnung zum Hornende hin abnimmt und auf jeder Stufe die zum jeweiligen Abstand und zur jeweiligen Hornöffnung gehörende untere Grenzfrequenz („cut-off" Frequenz) kleiner ist als die niedrigste
Nutzfrequenz .
Die zum jeweiligen Abstand und zur jeweiligen Hornöffnung gehörende untere Grenzfrequenz kann mit numerischen
Simulationsverfahren bestimmt werden.
Damit zusätzlich im Antennendiagramm des Antennensystems keine parasitären Nebenkeulen (grating-lobes) auftreten, ist der Abstand der Phasenzentren direkt benachbarter Hornstrahler kleiner oder höchstens gleich der Wellenlänge λ3 der höchsten Sendefrequenz, unterhalb der aus regulatorischen Gründen keine grating-lobes auftreten dürfen. Es ist zudem vorteilhaft die Apertur der Hornstrahler rechteckig zu wählen, und zwar bevorzugt so, dass beide
Kantenlängen kleiner oder höchstens gleich Äs sind. Die zur Verfügung stehende Aperturfläche wird damit optimal ausgenutzt und ein maximaler Antennengewinn erzielt.
Für Antennensysteme, welche aus mehreren Hornstrahlern
bestehen, hat sich als vorteilhaft erwiesen, wenn die
Abstufung der Hornstrahler und die Stufen der Konstriktionen so gewählt sind, dass mindestens für einen Teil der Stufen, für den Abstand d± der i-ten Stufen zweier gegenüber liegender Konstriktionen und die zugehörige Kantenlänge a± des
Hornstrahlerquerschnitts an der i-ten Stufe (vgl. Fig. 4d)
Figure imgf000008_0001
gilt, wobei λΕ die Wellenlänge der niedrigsten Nutzfrequenz bezeichnet und pi zwischen 0,3 und 0,4 und p2 zwischen 0,25 und 0,35 liegen.
In diesem Fall kann nicht nur eine gute Impedanzanpassung des Hornstrahlers an die Nutzfrequenzbänder erzielt werden, sondern auch eine gute Impedanzanpassung des Antennensystems insgesamt. Dies gilt selbst dann, wenn die Nutzfrequenzbänder weit auseinander liegen.
Wie sich zudem gezeigt hat, kann insbesondere für K/Ka-Band Frequenzen (Empfangsband: ca. 18GHz - 21GHz, Sendeband ca. 28GHz - 31GHz) eine sehr gute Impedanzanpassung erreicht werden, wenn pi=0.35, p2=0.29 und 0,5cm < a0 < lern gilt, wobei a0 die längere Kante der rechteckigen Apertur des
Hornstrahlers bezeichnet.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform sind die
Aperturen der Hornstrahler näherungsweise quadratisch mit Kantenlänge a0. Dann liegen die Hornstrahler entlang zweier orthogonaler Richtungen dicht und das Antennensystem ist sehr gut an die Nutzfrequenzbänder impedanzangepasst , wenn
mindestens für einen Teil der Stufen, für den Abstand d± der i-ten Stufen zweier gegenüber liegender Konstriktionen und die zugehörige Kantenlänge a± des Hornstrahlerquerschnitts an der i-ten Stufe (vgl. Fig. 4d)
und gleichzeitig
Figure imgf000008_0002
gilt, wobei hier
Figure imgf000008_0003
und p2=0.29 sind und λ3 die
Wellenlänge der höchsten Nutzfrequenz bezeichnet. Werden für die Hornstrahler des Antennensystems die Bedingungen (1) und (3) erfüllt, dann ergibt sich ein
Antennensystem, dass in keinem Schnitt durch das
Antennendiagramm parasitäre Nebenkeulen (grating lobes) aufweist und zudem über einen maximalen Antennengewinn in allen Nutzfrequenzbändern verfügen kann. Solche
Antennensysteme sind insbesondere für aeronautische
Anwendungen vorteilhaft, weil sie einen globalen Einsatz erlauben .
Nach einer vorteilhaften Weiterentwicklung der Erfindung unterstützen die Einzelstrahler eine erste und eine zweite Polarisation und die beiden Polarisationen sind zueinander orthogonal. Nach einer weiteren vorteilhaften
Weiterentwicklung der Erfindung sind die erste und zweite Polarisation lineare Polarisationen.
Die Signale der beiden orthogonalen Polarisationen werden in getrennten Speisenetzwerken geführt, was den Vorteil hat, dass mit Hilfe entsprechender Komponenten, wie z.B. Polarisatoren oder 90° Hybridkopplern, sowohl linear polarisierte Signale als auch zirkulär polarisierte Signale gesendet, bzw.
empfangen werden können.
Damit die Antennen eine möglichst geringe Größe besitzen können und trotzdem ein regulatorisch konformer Sendebetrieb mit maximaler spektraler Leistungsdichte möglich wird, ist zudem gemäß einer vorteilhaften Weiterentwicklung der
Erfindung vorgesehen, dass zumindest ein Teil der
Einzelstrahler so dimensioniert wird, dass für direkt
benachbarte Einzelstrahler der Abstand der Phasenzentren der Einzelstrahler kleiner oder gleich der Wellenlänge der
höchsten Sendefrequenz ist, bei der keine parasitären
Nebenkeulen (grating-lobes) auftreten dürfen (Referenzfrequenz im Sendeband) .
Befinden sich mindestens vier benachbarte Einzelstrahler zudem in verschiedenen direkt benachbarten Modulen, dann wird mindestens eine Richtung durch das Antennenfeld definiert, so dass für diese Richtung der Abstand der Phasenzentren der Einzelstrahler kleiner oder gleich der Wellenlänge der
höchsten Sendefrequenz ist, bei der keine parasitären
Nebenkeulen (grating-lobes) auftreten dürfen.
In dieser Richtung, vorzugsweise entlang einer geraden Linie durch das Antennenfeld, liegen direkt benachbarte
Einzelstrahler dann dicht, so dass keine parasitären
Nebenkeulen („grating-lobes") im entsprechenden Schnitt durch das Antennendiagramm auftreten können. Andernfalls würden diese grating-lobes zu einer starken Reduktion der regulatorisch erlaubten spektralen Leistungsdichte führen.
Als Einzelstrahler kommen im Prinzip alle bekannten
Strahlelemente, welche zwei orthogonale Polarisationen
unterstützen, in Frage. Dies sind z.B. rechteckige oder
Hornstrahler .
Weiterhin vorteilhaft ist es, wenn die Module eine zumindest näherungsweise rechteckige Geometrie besitzen, also N = nj x nk Einzelstrahler enthalten, wobei Nj, n, i, 1, k gerade
Zahlen sind, ^N, =Ngilt und N die Gesamtzahl der
Einzelstrahler ist. Solche rechteckigen Module lassen sich in platzsparender Weise zu Antennenfeldern zusammensetzen. Zudem können die rechteckigen Module in relativ einfacher Weise mit binär aufgebauten Mikrostreifenleitungsnetzwerken gespeist werden .
Um Antennen mit möglichst geringen dissipativen Verlusten zu realisieren ist es vorteilhaft die Einzelstrahler als
Hornstrahler auszubilden, die zu den verlustärmsten Antennen gehören. Dabei können sowohl Hornstrahler mit rechteckiger als auch mit runder Aperturöffnung verwendet werden. Falls in keinem Schnitt durch das Antennendiagramm grating-lobes auftreten sollen, sind Hornstrahler mit quadratischer
Aperturöffnung vorteilhaft, wobei die Größe der Aperturöffnung dann so gewählt wird, dass der Abstand der Phasenzentren direkt benachbarter Hornstrahler kleiner oder gleich der
Wellenlänge der höchsten Sendefrequenz als Referenzfrequenz ist, bei der keine grating-lobes auftreten dürfen.
Die Hörner (Hornstrahler) können vorteilhafterweise auch als dielektrisch gefüllte Hörner ausgeführt werden. Entsprechend den dielektrischen Eigenschaften der Füllung steigt dann die effektive Wellenlänge in den Hörnern und diese sind in der Lage sehr viel größere Bandbreiten zu unterstützen als dies ohne Füllung der Fall wäre. Dielektrische Füllungen führen zwar zu parasitären Verlusten durch das Dielektrikum, doch insbesondere bei sehr kleinen Hörnern bleiben diese Verluste vergleichsweise klein. So ist z.B. für Anwendungen im Ka-Band eine dielektrische Füllung mit einer Dielektrizitätszahl von ca. 2 ausreichend. Bei nur wenige Zentimeter tiefen Hörnern führt dies bei der Verwendung geeigneter Materialen zu
Verluste von < 0.2 dB.
Liegen das Sende- und das Empfangsband frequenzmäßig weit auseinander dann sind, nach einer weiteren vorteilhaften
Ausgestaltung der Erfindung, die Hornstrahler als gestufte Hörner („Stufenhörner" ) ausgeführt. Mittels Einstellung der Breite und Länge der Stufen, sowie der Anzahl der Stufen, kann dann die Antenne an die jeweiligen Nutzfrequenzbänder optimal angepasst werden.
Eine weitere Verbesserung der Empfangsleistung, insbesondere bei sehr kleinen Hornstrahlern, kann dadurch erreicht werden, dass die einzelnen Hornstrahler mit einem dielektrischen
Cross-Septum oder einer dielektrischen Linse ausgestattet werden. Die Einfügungsdämpfung (Sn) im Empfangsband kann durch solche Strukturen signifikant reduziert werden, und zwar auch dann, wenn die Aperturflächen der Einzelstrahler bereits so klein sind, dass eine Freiraumwelle ohne diese zusätzlichen dielektrischen Strukturen bereits fast vollständig reflektiert werden würde.
Da bei parallel gespeisten Einzelstrahlern die dissipativen Verluste, etwa durch eine dielektrische Füllung, nur einmal auftreten, sind nach einer weiteren vorteilhaften
Weiterentwicklung der Erfindung die Hornstrahler des
Antennenfeldes parallel gespeist. Am effektivsten ist dies dann, wenn die Mikrostreifenleitungen und die Hohlleiter als binäre Bäume aufgebaut sind, da die Anzahl der benötigten Leistungsteiler im allgemeinen Fall beliebiger Werte der
Gesamtzahl von Einzelstrahlern N und beliebiger Werte der Zahl der Einzelstrahler in einem Module Ni so minimal wird.
Die binären Bäume sind dabei im allgemeinen Fall weder
vollständig noch vollständig symmetrisch.
Gilt jedoch nach einer vorteilhaften Weiterentwicklung der Erfindung für alle Module des Antennensystems oder zumindest für den größten Teil der Module Nt = 2"' , mit n* einer ganzen
Zahl, dann kann die Anzahl der benötigten Leistungsteiler weiter reduziert werden, weil dann jedenfalls ein Teil der binären Bäume vollständig ist.
Besonders günstig ist es, wenn zusätzlich N =2" , mit n einer ganzen Zahl, gilt. Dann können die Speisenetzwerke des
Antennensystems als vollständige und vollständig symmetrische binäre Bäume ausgelegt werden und alle Einzelstrahler können gleich lange Speiseleitungen, d.h. auch gleichartige
Dämpfungen, haben.
Weiterhin vorteilhaft ist es, wenn die Mikrostreifenleitungen sich auf einem dünnen Substrat befinden und in geschlossenen metallischen Hohlräumen geführt werden, wobei die Hohlräume typischerweise mit Luft gefüllt sind. Ein Substrat wird typischerweise dabei dann als dünn bezeichnet, wenn seine Dicke kleiner als die Breite der Mikrostreifenleitungen ist. Dieser koaxialleitungsähnliche Aufbau mit typischerweise Luft als Füllung führt zu vergleichweise verlustarmen
Hochfrequenzleitungen. So hat sich gezeigt, dass die
dissipativen Verluste solcher Leitungen z.B. bei Ka-band
Frequenzen nur um zirka einen Faktor 5 bis 10 höher als die Verluste von Hohlleitern sind, Da diese Leitungen nur für vergleichsweise kurze Strecken verwendet werden, bleiben die absoluten Verluste vergleichsweise klein. Auch der
Rauschbeitrag solcher Leitungen zum Eigenrauschen des Systems bleibt damit relativ klein.
Die Herstellung dicht gepackter Antennensysteme kann dadurch stark erleichtert werden, dass sie aus mehreren Lagen
aufgebaut sind und sich die Mikrostreifenleitungs- speisenetzwerke der beiden orthogonalen Polarisationen
zwischen unterschiedlichen Lagen befinden. Die Module des Antennensystems können dann aus wenigen Lagen zusammengebaut werden. Vorteilhafterweise sind die Lagen aus Aluminium oder ähnlichen elektrisch leitenden Werkstoffen, welche mit den bekannten Strukturierungsverfahren (Fräsen, Atzen, Lasern, Drahterodieren, Wasserschneiden, etc.) strukturiert werden können. Die Mikrostreifenleitungsnetzwerke werden mit
bekannten Ätzverfahren auf einem Substrat strukturiert.
Vorteilhafterweise werden die Hohlräume, durch welche die Mikrostreifenleitungen geführt werden, direkt mit den
metallischen Lagen strukturiert. Werden die Hohlräume als Kerben oder Vertiefungen in der jeweils über und unter der Mikrostreifenleitung liegenden metallischen Lagen ausgeführt, dann liegt die Mikrostreifenleitung zusammen mit ihrem
Substrat in einem Hohlraum, welcher aus zwei Halbschalen besteht. Die Wände des Hohlraums können elektrisch geschlossen werden indem das Substrat mit elektrischen
Durchkontaktierungen (Vias) versehen wird. „Zäune" von Vias können in solchen Anordnungen dabei den Verlust
elektromagnetischer Leistung fast vollständig verhindern.
Liegen das Empfangs- und das Sendeband der Antenne
frequenzmäßig sehr weit auseinander, dann kann es der Fall sein, dass Standard-Hohleiter (Rechteckhohlleiter) die
erforderliche Bandbreite nicht mehr unterstützen können. In diesem Fall ist es vorteilhaft, die Hohlleiter längs der
Ausbreitungsrichtung der elektromagnetischen Welle mit
geometrischen Konstriktionen (Verengungen) zu versehen. Durch solche Konstriktionen kann die Nutzbandbreite stark erhöht werden. Zahl und Anordnung der Konstriktionen hängen dabei von der Auslegung des Antennensystems ab.
Bei sehr großen Nutzbandbreiten sind sogenannte double-ridged Hohlleiter vorteilhaft, welche eine signifikant größere
Bandbreite als Standard-Hohlleiter besitzen können. Diese Hohlleiter verfügen über eine geometrische Konstriktion parallel zur unterstützten Polarisationsrichtung, was die Entstehung parasitärer höherer Moden verhindert.
Bei sehr hohen Nutzfrequenzen oder sehr dicht liegenden
Einzelstrahlern besteht eine vorteilhafte Weiterentwicklung der Erfindung darin, dass dielektrisch gefüllte Hohlleiter für die Hohlleiterspeisenetzwerke verwendet werden. Solche
Hohlleiter benötigen wesentlich weniger Bauraum als
luftgefüllte Hohlleiter. Je nach Anforderungen an den Bauraum kann dabei zusätzlich ein Teil oder ein ganzes
Hohlleiternetzwerk aus dielektrisch gefüllten Hohlleitern bestehen. Auch eine teilweise Füllung ist möglich.
Zur weiteren Verarbeitung der Signale, z.B. durch Ankopplung eines rauscharmen Verstärkers („Low-Noise Amplifier", LNA) an das Empfangs-Speisenetzwerk und/oder eines
Leistungsverstärkers („High Power Amplifier", HPA) an das Sende-Speisenetzwerk, kann es vorteilhaft sein die
Speisenetzwerke mit Frequenz-Diplexern auszustatten. Solche Frequenz-Diplexer trennen das Empfangs- vom Sendeband. Hierbei sind insbesondere Hohlleiter-Diplexer vorteilhaft, weil sie eine sehr hohe Isolation erreichen können und zudem sehr dämpfungsarm sind.
An welcher Stelle die Frequenz-Diplexer in die Speisenetzwerke eingefügt werden, hängt vom jeweiligen Anwendungsfall ab. So ist z.B. denkbar, dass jedes Modul des Antennenfelds direkt an seinem Ausgang bzw. Eingang mit einem Diplexer ausgestattet wird. Am Ein- bzw. Ausgang dieser Diplexer liegen dann alle Signalkombinationen in reiner Form vor: Polarisation 1 im Empfangsband, Polarisation 2 im Empfangsband, Polarisation 1 im Sendeband und Polarisation 2 im Sendeband. Die Module können dann durch vier entsprechende Hohlleiternetzwerke miteinander verbunden werden. Diese Ausführungsform hat den Vorteil, dass die Hohlleiter-Speisenetzwerke frequenzmäßig nicht sehr breitbandig sein müssen, weil sie jeweils lediglich für Signale des Empfangs- bzw. des Sendebandes geeignet sein müssen .
Es ist jedoch auch denkbar, dass die Frequenz-Diplexer
lediglich jeweils am Ein- bzw. Ausgang der Hohlleiternetzwerke angebracht werden. Eine solche Ausführungsform spart Bauraum, erfordert jedoch typischerweise eine breitbandige Auslegung der Hohlleiternetzwerke.
Für Anwendungen, bei denen in unterschiedlichen Polarisationen gesendet bzw. empfangen werden soll, oder bei Anwendungen, bei denen die Polarisation des Sende- bzw. des Empfangsignals dynamisch wechselt („Polarization Diversity"), ist es
vorteilhaft, wenn sowohl die intra-modularen Mikrostreifenleitungsnetzwerke als auch die inter-modularen Hohleiternetzwerke so ausgelegt sind, dass sie simultan das Sende- und das Empfangsband unterstützen können.
Wird die Antenne mit FrequenzDiplexern versehen, welche mit einer geeigneten Hochfrequenz¬Schaltungsmatrix („switching matrix") verbunden sind, dann ist das dynamische Umschalten zwischen den orthogonalen Polarisationen möglich
(„polarization switching").
Solche Ausführungsformen sind insbesondere dann von Vorteil, wenn die Antenne in Satellitendiensten eingesetzt werden soll, welche mit der sog. „spot beam" Technologie arbeiten. Bei der „spot beam" Technologie entstehen auf der Erdoberfläche
Abdeckungsgebiete (Zellen) relativ kleiner Fläche (typischer Durchmesser im Ka-band ca. 200km -300km) . Um in benachbarten Zellen dieselben Frequenzbänder verwenden zu können
(„frequency re-use"), werden benachbarte Zellen lediglich durch die Polarisation der Signale unterschieden.
Bei Anwendung der Antenne auf sich schnell bewegenden Trägern, insbesondere auf Flugzeugen, finden dann typischerweise sehr viele und sehr schnelle Zellenwechsel statt und die Antenne muss in der Lage sein die Polarisation der Empfangs- bzw.
Sendesignale schnell umzuschalten.
Wird die Antenne hingegen in Satellitendiensten eingesetzt, bei denen die Polarisation des Empfangs- bzw. Sendesignals fest ist und sich weder zeitlich noch geographisch ändert, dann ist es von Vorteil, wenn das erste intra-modulare
Mikrostreifenleitungsnetzwerk und das zugehörige inter- modulare Hohleiternetzwerk auf das Empfangsband der Antennne, und das zweite intra-modulare Mikrostreifenleitungsnetzwerk und das zugehörige inter-modulare Hohleiternetzwerk auf das Sendeband des Antennensystems ausgelegt sind.
Diese Ausführungsform hat den Vorteil, dass die jeweiligen Speisenetzwerke auf das jeweilige Nutzfrequenzband optimiert werden können, und damit ein sehr verlustarmes Antennensystem sehr hoher Leistungsfähigkeit entsteht.
Sind die Strahlelemente des Antennensystems auf zwei
orthogonale lineare Polarisationen ausgelegt, dann sind nach einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung die
Speisenetzwerke mit sog. 90° Hybridkopplern ausgestattet. 90° Hybridkoppler sind dabei Vier-Tore welche zwei orthogonale linear polarisierte Signale in zwei orthogonale zirkulär polarisierte Signale umwandeln bzw. umgekehrt. Mit solchen Anordnungen ist es dann möglich, auch zirkulär polarisierte Signale zu senden bzw. zu empfangen. Alternativ hierzu kann das Antennenfeld zum Empfang und zum Senden zirkulär polarisierter Signale auch mit einem
sogenannten Polarisator ausgestattet werden. Typischerweise handelt es sich hierbei um geeignet strukturierte metallische Schichten („Layer") welche in einer Ebene annähernd senkrecht zur Ausbreitungsrichtung der elektromagnetischen Welle liegen. Die metallische Struktur wirkt dabei derart, dass sie in einer Richtung kapazitiv und in der orthogonalen Richtung induktiv wirkt. Für zwei orthogonal polarisierte Signale bedeutet dies, dass den beiden Signalen ein Phasenunterschied aufgeprägt wird. Wird der Phasenunterschied nun so eingestellt, dass er beim Durchgang durch den Polarisator gerade 90° beträgt, dann werden zwei orthogonale linear polarisierte Signale in zwei orthogonale zirkulär polarisierte Signale umgewandelt bzw.
umgekehrt .
Um große Nutzbandbreiten zu erhalten besteht der Polarisator vorteilhafterweise aus mehreren Schichten, welche in einem bestimmten Abstand (typischerweise im Bereich einer Viertel Wellenlänge) voneinander angebracht werden.
Eine besonders geeignete Ausführungsform des Polarisators is ein Mehr-Lagen- äanderpolarisator . Hierbei werden mit den üblichen Strukturierungsverfahren metallische
Mäanderstrukturen geeigneter Dimension auf einem
typischerweise dünnen Substrat strukturiert. Die so
strukturierten Substrate werden dann auf Schaumplatten
geklebt, bzw. zu Sandwiches laminiert. Als Schäume kommen z. verlustarme geschlossenzellige Schäume wie Rohacell oder XPS in Frage.
Vorteilhaft ist hier eine Abfolge von Schaumplatten,
Klebefolien und strukturierten Substraten aufeinanderzulegen und mit einer Presse zu verpressen. In relativ einfacher Weise entsteht dann ein geeigneter Polarisator geringen Gewichts.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung werden sehr hohe Nutzbandbreiten und hohe Kreuzpolarisations- Isolationen erreicht, wenn der Polarisator nicht genau
senkrecht zur Ausbreitungsrichtung der elektromagnetischen Welle vor dem Antennenfeld angebracht wird, sondern leicht verkippt. In diesen Anordnungen ist der typische Abstand des Polarisators zur Aperturfläche des Antennenfeldes im Bereich einer Wellenlänge der Nutzfrequenz und der Kippwinkel
gegenüber der Aperturebene im Bereich von 2° bis 10°.
Da das Antennendiagramm („antenna pattern") des
Antennensystems im Sendeband unter einer regulatorisch
vorgegebenen Maske liegen muss, und bei kleinen Antennen nur dann mit hohen spektralen Leistungsdichten gesendet werden kann, wenn das Diagramm so nahe wie möglich an der Maske liegt, kann es von Vorteil sein, das Antennensystem mit einer Amplitudenbelegung („aperture amplitude tapering") zu
versehen. Insbesondere bei ebenen Aperturöffnungen sind hierzu parabole Amplitudenbelegungen der Apertur besonders geeignet. Parabole Amplitudenbelegungen sind dabei dadurch
gekennzeichnet, dass die Leistungsbeiträge der Einzelstrahler vom Rand des Antennenfeldes zur Mitte hin zunehmen und sich z. B. ein parabel-ähnlicher Verlauf ergibt.
Solche Amplitudenbelegungen des Antennenfeldes führen zu einer Unterdrückung der Nebenkeulen im Antennendiagramm und damit zu einer höheren regulatorisch erlaubten spektralen
Leistungsdichte .
Da die Nebenkeulen bei Anwendungen in geostationären
Satellitendiensten nur entlang einer Tangente an den
geostationären Orbit am Ort des Zielsatelliten unterdrückt werden müssen, wird die Amplitudenbelegung des
Antennenfeldsystems vorzugsweise so gestaltet, dass sie zumindest entlang der Richtung durch das Antennensystem, in welcher die Strahlelemente dicht liegen, wirkt. Dabei liegen die Strahlelemente in der Richtung dicht, in welcher der
Abstand der Phasenzentren der Einzelstrahler kleiner oder gleich der Wellenlänge der höchsten Sendefrequenz ist, bei der keine signifikanten parasitären Nebenkeulen (grating- lobes ) auftreten dürfen.
Darüber hinaus sind weitere Vorteile und Merkmale der
vorliegenden Erfindung aus der Beschreibung bevorzugter
Ausführungsformen ersichtlich. Die dort beschriebenen Merkmale können alleinstehend oder in Kombination mit einem oder mehreren der oben erwähnten Merkmale umgesetzt werden. Die folgende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen erfolgt dabei unter Bezugnahme auf die begleitenden
Zeichnungen .
KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN
Fig. la-b zeigen schematisch ein erfindungsgemäßes
Antennenmodul, welches aus einem Feld von 8 x 8
Einzelstrahlern besteht;
Fig. 2a-b zeigen beispielhafte
Mikrostreifenleitungsspeisenetzwerke für ein 8 x 8
Antennenmodul ;
Fig. 3a-d stellen schematisch den beispielhaften Aufbau einer erfindungsgemäßen Antenne aus Antennenmodulen und die
Vernetzung der Module durch Hohlleiternetzwerke dar; Fig. 4a-d zeigen den Detailaufbau eines einzelnen vierfach gezahnten („quad-ridged") Hornstrahlers;
Fig. 5 stellt schematisch den Detailaufbau eines 2 x 2
Antennenmoduls aus vierfach gezahnten („quad-ridged")
Hornstrahlers dar;
Fig. 6a-b zeigen ein exemplarisches 8 x 8 Antennenmodul, welches aus dielektrisch gefüllten Hornstrahlern besteht;
Fig. 7a-d stellen den beispielhaften Detailaufbau eines einzelnen dielektrisch gefüllten Hornstrahlers dar;
Fig. 8 zeigt schematisch den Detailaufbau eines 2 x 2 Moduls aus dielektrisch gefüllten Hornstrahlern;
Fig. 9 zeigt ein erfindungsgemäßes Modul, das zur Verbesserung der Impedanzanpassung mit einem dielektrischen Gitter versehen ist ;
Fig. lOa-b zeigen ein erfindungsgemäßes Modul in Lagentechnik;
Fig. lla-d zeigen den Detailaufbau eines erfindungsgemäßen Moduls in Lagentechnik;
Fig. 12 zeigt schematisch das Vakuummodel eines
erfindungsgemäßen Moduls;
Fig. 13 zeigt den exemplarischen Aufbau eines Hohlleiter- Leistungsteilers, welcher aus zweifachgezähnten („double- ridged") Hohlleitern zusammengesetzt ist;
Fig. 14 zeigt schematisch eine Lage eines Polarisators;
Fig. 15a-b zeigen beispielhaft eine schematische
Amplitudenbelegung eines erfindungsgemäßen Antennensystems und die daraus resultierende maximale regulatorisch konforme spektrale EIRP Dichte;
Fig. 16 zeigt einen möglichen Aufbau eines erfindungsgemäßen Antennensystems mit fester Polarisation des Sende- und des Empfangssignals in Form eines Blockdiagramms;
Fig. 17 zeigt einen möglichen Aufbau eines erfindungsgemäßen Antennensystems mit variabler Polarisation des Sende- und des Empfangssignals unter Verwendung von 90° Hybridkopplern in Form eines Blockdiagramms;
Fig. 18 zeigt schematisch den Aufbau eines erfindungsgemäßen Antennensystems mit variabler Polarisation des Sende- und des Empfangssignals unter Verwendung eines Polarisators in Form eines Blockdiagramms.
Die in den Zeichnungen dargestellten exemplarischen
Ausführungsformen der Antenne und ihrer Komponenten werden Folgenden näher erläutert.
Fig. 1 stellt eine beispielhafte Ausführungsform eines
Antennenmoduls einer erfindungsgemäßen Antenne dar. Die
Einzelstrahler 1 sind hier als rechteckige Hornstrahler ausgelegt, welche zwei orthogonale Polarisationen unterstützen können .
Die intra-modularen Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3 für die beiden orthogonalen Polarisationen befinden sich zwischen unterschiedlichen Lagen.
Das Antennenmodul besteht aus insgesamt 64 primären
Einzelstrahlern 1 welche in einem 8 x 8 Antennenfeld
angeordnet sind (Ni = 64). Die Dimensionen der Einzelstrahler und die Größe ihrer Aperturflächen ist dabei so gewählt, dass der Abstand der Phasenzentren der einzelnen Strahlelemente entlang beider Hauptachsen kleiner als Ämin ist, wobei Ämin die Wellenlänge der höchsten Nutzfrequenz bezeichnet. Durch diesen Abstand ist sichergestellt, dass im Antennendiagramm bis zur höchsten Nutzfrequenz (Referenzfrequenz) in keiner Richtung parasitäre Nebenkeulen, sog. „grating lobes", auftreten können .
Im exemplarischen Fall des in Fig. 1 gezeigten Antennenmoduls stellen beide Mikrostreifenleitungsnetzwerke einen 64:1
Leistungsteiler dar, da sie die Signale von 64 Einzelstrahlern zusammenführen. Eine beispielhafte interne Organisation der beiden Mikrostreifenleitungsnetzwerke ist in Fig. 2
dargestellt .
Es sind jedoch auch Ausführungsformen denkbar, für die die Module eine kleinere oder größere Zahl von Hornstrahlern umfassen. Für K/Ka-Band Antennen z.B. sind 4 x 4 Module optimal. Die Mikrostreifenleitungsnetzwerke stellen dann einen 16:1 Leistungsteiler dar, der die Signale von 16
Einzelstrahlern zusammenführt. Die Mikrostreifenleitungen werden in diesem Fall relativ kurz und ihr Rauschbeitrag bleibt daher klein.
Durch entsprechende Auslegung der Modulgrößen kann damit je nach Anwendung eine Antenne mit optimalen Leistungsparametern konstruiert werden. Vorteilhafterweise werden die Module nur so groß gemacht, wie erforderlich, um sie mit Hohlleitern speisen zu können. Der parasitäre Rauschbeitrag der
Mikrostreifenleitungen wird dadurch minimiert. Die beiden Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3 koppeln die zusammengeführten Signale jeweils nach Polarisationen getrennt in Mikrostreifen-zu-Hohleiterkopplungen 4, 5 wie dies in Fig. 1b dargestellt ist. Durch diese Hohlleiterkopplungen 4, 5 kann eine beliebig große Zahl von Modulen mit Hilfe von
Hohlleiternetzwerken effizient und dämpfungsarm zu einem erfindungsgemäßen Antennensystem verkoppelt werden.
Fig. 2 zeigt zwei beispielhafte Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3 zur Speisung der Einzelstrahler 1 des 8 x 8
Antennenmoduls der Fig. 1. Beide Netzwerke sind als binäre 64:1 Leistungsteiler ausgelegt.
Durch die beiden zueinander orthogonalen Mikrostreifen-zu- Hohleiterkopplungen 6, 7 werden die orthogonal polarisierten Signale in die einzelnen Hornstrahler des 8 x 8 Moduls ein- bzw. ausgekoppelt. Das Summensignal wird an den
Hohlleiterkopplungen 4a bzw. 5a in Hohlleiter ein- bzw.
ausgekoppelt. Da die beiden Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3 typischerweise in zwei Ebenen übereinander liegen, befinden sich Hohlleiterdurchführungen 4b bzw. 5b ebenfalls auf der entsprechenden Platine, um einen Durchbruch und die Verbindung zu den Hohlleiterkopplungen 4a bzw. 5a zu schaffen.
Die Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3 können mit allen bekannten Verfahren hergestellt werden. Wobei sich verlustarme Substrate für Antennen in besonderer Weise eignen.
Fig. 3 zeigt exemplarisch wie verschiedene Antennenmodule 8 zu erfindungsgemäßen Antennensystemen verkoppelt werden können.
Erfindungsgemäße Antennensysteme bestehen aus einer Anzahl M von Modulen, wobei M mindestens zwei sein muss. In Fig. 3 sind beispielhaft Module mit N± = 8 x 8 = 64 (i = 1,...,16)
Einzelstrahlern 1 dargestellt. M ist gleich 16 und die Module sind in einem 8 x 2 Feld angeordnet (vgl. Fig.3a), was eine rechteckige Antenne mit N =^N, = 64 x 16 = 1024
Einzelstrahlern ergibt.
Andere Anordnungen der Module und andere Modulgrößen sind jedoch ebenfalls denkbar. So können die Module z.B. auch kreisförmig angeordnet werden. Auch müssen nicht alle Module die gleiche Größe (Anzahl der Einzelstrahler) besitzen.
Die Module 8 werden nun mit Hilfe der Hohlleiternetzwerke 9, 10 miteinander vernetzt. Hierzu werden die entsprechenden Hohlleitereinkoppelstellen 11, 12 der Hohlleiternetzwerke 9, 10 mit den entsprechenden Hohlleiterkopplungen 4, 5 (vgl. Fig. lb) der einzelnen Module 8 verbunden. Die Hohlleiternetzwerke 9, 10 selbst stellen jedes für sich einen M:l Leistungsteiler dar, so dass die beiden orthogonal polarisierten Signale über die Summenports 13, 14 in das
Antennensystem eingespeist bzw. aus dem Antennensystem
ausgekoppelt werden können.
Je nach Anwendung und erforderlicher Frequenzbandbreite können für die Hohlleiternetzwerke 9, 10 verschiedenste Hohlleiter, wie z.B. konventionelle rechteckige oder runde Hohleiter oder breitbandigere gezahnte („ridged") Hohlleiter, zum Einsatz kommen. Auch dielektrisch gefüllte Hohlleiter sind denkbar.
So kann es z.B. vorteilhaft sein den Teil des
Hohlleiternetzwerks, der direkt an die Hohlleiterkopplung 4, 5 anschließt, mit einem Dielektrikum zu füllen. Die Dimensionen der dielektrisch gefüllten Hohleiter verringern sich dann erheblich, so dass deren Bauraumbedarf minimal wird.
Die in Fig. 3 dargestellte Antenne ist damit entsprechend Anspruch 1 aufgebaut:
Die Antenne besteht aus einem Antennenfeld von N
Einzelstrahlern 1 wobei jeder Einzelstrahler 1 zwei
unabhängige orthogonale Polarisationen unterstützen kann und N die Gesamtzahl der Einzelstrahler 1 des Antennenfeldes
bezeichnet .
Zudem ist das Antennenfeld aus Modulen 8 aufgebaut, wobei jedes Modul Ni Einzelstrahler enthält und ^N,=Ngilt.
Im Ausführungsbeispiel der Fig. 3 gilt dabei zusätzlich, dass jedes Modul Ni = ηχ x nk Einzelstrahler enthält, Ni, n, i, 1, k ganze Zahlen sind und ^JV(=Ngilt.
i
Die Einzelstrahler 1 sind so dimensioniert (s. Fig. 1), dass für mindestens eine Richtung durch das Antennenfeld der
Abstand der Phasenzentren der Hornstrahler kleiner oder gleich der Wellenlänge der höchsten Sendefrequenz ist, bei der keine grating-lobes auftreten dürfen.
Die Einzelstrahler 1 werden für jede der beiden orthogonalen Polarisationen getrennt durch Mikrostreifenleitungen gespeist (s. Fig. 2, Mikrostreifen-zu-Hohleiterkopplungen 6, 7).
Die Mikrostreifenleitungen der einen orthogonalen Polarisation sind zu dem ersten intra-modularen
Mikrostreifenleitungsnetzwerk 2 verbunden und die
Mikrostreifenleitungen der anderen orthogonalen Polarisation sind zu dem zweiten intra-modularen
ikrostreifenleitungsnetzwerk 3 verbunden.
Das erste intra-modulare Mikrostreifennetzwerk 2 ist an das erste inter-modulare Hohlleiternetzwerk 9 angekoppelt und das zweite intra-modulare Mikrostreifennetzwerk 3 ist an das zweite inter-modulare Hohleiternetzwerk 10 angekoppelt, so dass das erste inter-modulare Hohleiternetzwerk 9 alle Signale der einen orthogonalen Polarisation am ersten Summenport 13 zusammenführt und das zweite inter-modulare Hohleiternetzwerk 10 alle Signale der anderen orthogonalen Polarisation am zweiten Summenport 14 zusammenführt .
Zudem sind die Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3 und die Hohlleiternetzwerke 9, 10 hier als vollständige und
vollständig symmetrische binäre Bäume aufgebaut, so dass alle Einzelstrahler 1 parallel gespeist werden.
Die Figuren 3c und 3d zeigen eine physikalische Realisierung eines entsprechenden Antennensystems. Die Module 8 bestehen aus Einzelstrahler 1 und haben zwei unterschiedliche Größen, d.h. die Anzahl der Einzelstrahler 1 pro Modul 8 ist nicht für alle Module 8 gleich. Die mittleren vier Module 8 besitzen jeweils 8 Einzelstrahler 1 mehr als die anderen vier Module 8. Dies führt dazu, dass die Höhe des Antennensystems am linken und rechten Rand geringer ist als im mittleren Bereich. Solche Ausführungsformen sind insbesondere dann von Vorteil, wenn das Antennensystem optimal an ein aerodynamisches Radom angepasst werden muss.
Die Module 8 werden mit zwei Hohlleiternetzwerken 9 und 10 für jede Polarisation getrennt gespeist. Die Hohlleiternetzwerke 9, 10 befinden sich dabei in zwei getrennten Schichten hinter den Modulen und die Module werden mit den Hohlleiternetzwerken 9, 10 durch die Einkoppelstellen 11, 12 verbunden, welche an die Hohlleiterkopplungen der Module 4, 5, angekoppelt sind. Beide Hohlleiternetzwerke 9, 10 sind hier als Ausfräsungen realisiert .
Liegen nun das Sende- und das Empfangsband des Antennensystems frequenzmäßig weit auseinander, dann kann der Fall auftreten, dass die Dimensionen der Einzelstrahler 1 des Feldes so klein werden müssen, dass das tiefer liegende der beiden
Frequenzbänder in die Nähe der Grenzfrequenz der
Einzelstrahler 1 kommt, oder sogar darunter liegt.
Konventionelle Hornstrahler zum Beispiel können dieses
Frequenzband dann nicht mehr unterstützen oder ihre Effizienz nimmt stark ab.
So liegt z.B. bei einem K/Ka-Band Betrieb das
Empfangsfrequenzband bei ca. 19GHz - 20GHz und das Sendefrequenzband bei ca. 29GHz - 30GHz. Um die Bedingung dafür, dass das Antennendiagramm im Sendeband frei von
parasitären Nebenkeulen („grating lobes") ist, zu erfüllen, darf die Apertur der Einzelstrahler 1 höchstens 1cm x lern groß sein (Amin ist lern) .
Konventionelle dual polarisierte Hornstrahler zum Beispiel mit einer Aperturöffnung von nur lern x 1cm funktionieren
allerdings bei 19GHz - 20GHz (Xmax= 1.58cm) so gut wie gar nicht mehr, weil eine akzeptable Impedanzanpassung an den Freiraum nicht mehr möglich ist. Zudem müsste der Hornstrahler sehr nahe an der unteren Grenzfrequenz („cutoff"-Frequenz) betrieben werden, was zu sehr hohen dissipativen Verlusten und zu einer sehr geringen Antenneneffizienz führen würde.
Die primären Einzelstrahler 1 sind als gezahnte („ridged") Hornstrahler ausgeführt. Solche Hornstrahler besitzen eine gegenüber konventionellen Hornstrahlern stark erweiterte
Frequenzbandbreite .
Die Impedanzanpassung solcher gezahnten Hörner an den Freiraum erfolgt dann nach Verfahren der Antennenphysik. Die gezahnten Hörner sind dabei so ausgelegt, dass sie zwei orthogonale Polarisationen unterstützen. Dies wird z.B. dadurch erreicht, dass die Hörner vierfach symmetrisch gezahnt sind („quad- ridged"). Die Signale der orthogonalen Polarisationen werden durch getrennte Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3 zu- und abgeführt .
Fig. 4a zeigt schematisch den detaillierte Aufbau eines mit symmetrischen geometrischen Konstriktionen ausgestatteten Hornstrahlers am Beispiel eines vierfach gezahnten
Hornstrahlers 1. Der Hornstrahler 1 besteht aus drei Segmenten (Lagen) , wobei sich zwischen den Segmenten die beiden
Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2,3 befinden.
Die Hornstrahler 1 sind mit symmetrischen geometrischen
Konstriktionen 15, 16 entsprechend der orthogonalen
Polarisationsrichtungen ausgestattet, welche sich entlang der Ausbreitungsrichtung der elektromagnetischen Welle erstrecken.
Solche Hörner werden als „gezahnte" Hörner bezeichnet.
Dargestellt ist in Fig. 4a ein beispielhaftes vierfach
gezahntes Einzelhorn, das breitbandig zwei orthogonale
Polarisationen unterstützen kann.
Wie in den Schnitten in Fig. 4b und 4c gezeigt, sind die geometrischen Konstriktionen gestuft ausgeführt und der
Abstand der Konstriktionen 15, 16 zueinander verkleinert sich in Richtung der Ein- und Auskoppelstellen. Hierdurch kann eine sehr große Frequenzbandbreite erreicht werden. Insbesondere können Hornstrahler 1 realisiert werden, die auch
frequenzmäßig weit entfernte Sende- und Empfangsbänder ohne wesentliche Einbußen in der Effizienz unterstützen können. Ein Beispiel hierfür sind K/Ka Band Satellitenantennen. Hier liegt das Empfangsband bei 18 GHz - 21 GHz und das Sendeband bei 28 GHz - 31 GHz.
Die Tiefe, Breite und Länge der Stufen richtet sich nach den gewünschten Nutzfrequenzbändern und kann mit numerischen
Simulationsmethoden bestimmt werden.
Die Ein- bzw. Auskopplung der Signale auf die
Mikrostreifenleitungsnet zwerke 2, 3 erfolgt typischerweise an der engsten Stelle der Konstriktionen 15, 16 für die jeweilige Polarisationsrichtung, was eine sehr breitbandige
Impedanzanpassung erlaubt.
Fig. 4d zeigt schematisch einen Teil des Längsschnittes durch ein gezahntes Horn an der Stelle zweier gegenüber liegender Konstriktionen 16. Die Konstriktionen 16 sind gestuft
ausgeführt und der Abstand d gegenüber liegender Stufen nimmt von der Apertur des Hornstrahlers (oben) zum Hornende (unten) hin ab.
Zusätzlich ist das Horn selbst gestuft (vgl. Fig. 4a-c) , so dass bei jeder Stufe die Kantenlänge ai der Hornöffnung im entsprechenden Querschnitt von der Apertur des Hornstrahlers zum Hornende hin ebenfalls abnimmt.
Die Abstände di und die zugehörigen Kantenlängen aif oder jedenfalls mindestens ein Teil davon, werden nun so ausgelegt, dass die zugehörige untere Grenzfrequenz des jeweiligen gezahnten Hohlleiterabschnitts unter der niedrigsten
Nutzfrequenz des Hornstrahlers liegt. Nur wenn diese Bedingung erfüllt ist, kann die elektromagnetische Welle der
entsprechenden Wellenlänge in den Hornstrahler bis zu
Hohlleiter-zu- ikrostreifenleitungskopplung eindringen, und dort ein- bzw. ausgekoppelt werden.
Da die dissipative Dämpfung bei Annäherung an die untere
Grenzfrequenz stark zunimmt, werden die Abstände d± und die zugehörigen Kantenlängen a± vorteilhafter weise so gewählt, dass ein genügender Abstand zur Grenzfrequenz verbleibt und die Dämpfung nicht zu hoch wird.
Zudem muss berücksichtigt werden, dass bei Antennensystemen, welche aus mehreren Hornstrahlern bestehen, gegenseitige
Kopplungen der Strahler wirksam sind. Wie sich gezeigt hat, kann eine günstige Ausführungsform dennoch durch eine analytische Bedingung, welche die
Kantenlänge a der Apertur im entsprechenden Querschnitt durch das Horn und den Abstand di enthält, beschrieben werden.
In Fig. 5 ist schematisch der erfindungsgemäße Aufbau eines 2 x 2 Antennenmoduls dargestellt, das aus vier vierfach
gezahnten Hornstrahlern 1, vier Auskopplungen 17 auf die
Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3, zwei für jede der beiden orthogonalen Polarisationen getrennte
Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3, und Auskopplungen der Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3 auf die Hohlleiterkopplung 4, 5 verfügt. Die Konstriktionen als symmetrische Zahnung 15, 16 der Hornstrahler 1 sind ebenfalls dargestellt.
Die beiden orthogonal polarisierten Signale pol 1 und pol 2, deren Empfang bzw. Abstrahlung von den Hornstrahlern 1
unterstützt wird, werden durch die Aus- bzw.
Einkopplungsstellen 17 in das entsprechende
Mikrostreifenleitungsnetzwerk 2, 3 eingespeist bzw. aus diesem extrahiert .
Die Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3 wiederum sind als binäre 4:1 Leistungsteiler ausgelegt und koppeln die
Summensignale in die Hohlleiter 4, 5.
Der Abstand der Phasenzentren zweier benachbarter Hornstrahler 1 in vertikaler Richtung ist dabei kleiner als Ämin, so dass zumindest in dieser Richtung im Antennendiagram keine
unerwünschten parasitären Nebenkeulen („grating lobes") auftreten können und die Hornstrahler in dieser Richtung dicht liegen .
Die Phasenzentren der Hornstrahler 1 fallen in dem in Fig. 5 dargestellten Beispiel mit den Strahlzentren der Hornstrahler 1 zusammen. Im Allgemeinen ist dies jedoch nicht
notwendigerweise der Fall. Die Lage des Phasenzentrums eines Hornstrahlers 1 beliebiger Geometrie kann jedoch mit
numerischen Simulationsmethoden bestimmt werden.
Für die Ein- und Auskopplung der von den gezahnten
Hornstrahlern 1 unterstützten Signale eignen sich
Mikrostreifenleitungen wegen ihrer bekannten Breitbandigkeit in besonderer Weise. Zudem benötigen Mikrostreifenleitungen nur sehr wenig Bauraum, so dass hocheffiziente, breitbandige Hornstrahler-Antennensysteme, deren Antennendiagramme keine parasitären Nebenkeulen („grating lobes") aufweisen, auch noch für sehr hohe Frequenzen (z.B. 30 GHz - 40 GHz) realisiert werden können. In Fig. 6 ist eine weitere Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Hier sind die Antennenmodule aus dielektrisch gefüllten Hornstrahlern 18 aufgebaut. Die mit einem
Dielektrikum 19 gefüllten Hornstrahler 18 sind hier
beispielhaft in einem 8 x 8 Antennenfeld angeordnet und werden über die Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2 und 3 miteinander verkoppelt .
Die Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3 koppeln die
Summensignale in die Hohlleiterkopplungen 4, 5.
In den Fig. 7a-c ist der interne Aufbau eines vollständig mit einem Dielektrikum gefüllten einzelnen Hornstrahlers 18 dargestellt. Wie der Hornstrahler 18 selbst, besteht auch der dielektrische Füllkörper (Dielektrikum) 19 aus drei Segmenten, welche jeweils durch die Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3 definiert sind.
Damit die Einzelstrahler 1 zwei weit auseinander liegende Frequenzbänder unterstützen können, sind sie in ihrem Innern gestuft ausgeführt, wie dies in den Schnitten Fig. 7b-c beispielhaft dargestellt ist. Die Aus- bzw. Einkopplung des am höchsten liegenden Frequenzbands erfolgt typischerweise an der engsten bzw. am tiefsten liegenden Stelle durch das
Mikrostreifenleitungsnetzwerk 3, das am weitesten von der Aperturöffnung des Einzelstrahlers 1 entfernt ist. Das tiefer liegende Frequenzband wird an einer weiter zur Aperturöffnung hin liegenden Stelle, durch eine Mikrostreifenleitungsnetzwerk 2 aus- bzw. eingekoppelt.
Die Tiefe, Breite und Länge der Stufen richtet sich nach den gewünschten Nutzfrequenzbändern und kann auch hier mit
numerischen Simulationsmethoden bestimmt werden.
Liegen die beiden Ein- bzw. Auskoppelstellen der
Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3 räumlich genügend dicht beieinander, dann kann der Hornstrahler 1 jedoch auch so ausgelegt werden, das beide Ein- bzw. Auskoppelungen sowohl das Sende- als auch das Empfangsfrequenzband unterstützen können .
Der dielektrische Füllkörper 19 ist entsprechend passgenau ebenfalls gestuft ausgeführt. Die Form des Füllkörpers 19 an der Aperturoberfläche richtet sich nach den
elektromagnetischen Erfordernissen an das Antennendiagramm des Einzelstrahlers 1. Der Füllkörper 19 kann wie dargestellt an der Aperturöffnung eben ausgeführt werden. Es sind jedoch auch andere, z.B. nach Innen oder Außen gewölbte, Ausführungen möglich . Als Dielektrika kommen verschiedenste bekannte Materialen wie etwa Teflon, Polypropylen, Polyethylen, Polycarbonat , oder Polymethylpenten in Frage. Zur simultanen Abdeckung des K und das Ka Bandes beispielsweise reicht ein Dielektrikum mit einer Dielektrizitätszahl von etwa 2 aus (z.B. Teflon,
Polymethylpenten) .
In der in Fig. 7 dargestellten beispielhaften Ausführungsform ist der Hornstrahler 18 vollständig mit einem Dielektrikum 19 gefüllt. Es sind jedoch auch Ausführungsformen mit nur
teilweiser Füllung möglich.
Der Vorteil der Verwendung von dielektrisch gefüllten Hörnern besteht darin, dass die Hörner selbst eine wesentlich weniger komplexe innere Struktur aufweisen als im Fall von gezahnten Hörnern .
Um hocheffiziente Antennen auch noch bei sehr hohen GHz- Frequenzen darzustellen, ist es jedoch auch denkbar, z.B.
vierfach gezahnte Hornstrahler mit einem Dielektrikum zu füllen. Auch andere Horngeometrien mit dielektrischer Füllung oder teilweiser Füllung sind möglich.
In Fig. 7d ist eine vorteilhafte Ausführungsform eines gestuft ausgeführten dielektrisch gefüllten Hornstrahlers, welcher über eine rechteckige Apertur verfügt schematisch dargestellt.
Fig. 7d zeigt die Ansicht des Horns von oben (Draufsicht) mit den Aperturkanten ki und k2, sowie die Längsschnitte durch den Hornstrahler entlang der Linien A-A' und B-B' .
Der Hornstrahler ist nun so ausgelegt, dass ein erster
rechteckiger Querschnitt durch das Horn existiert, dessen Öffnung eine lange Kante kE besitzt, und ein zweiter
Querschnitt durch das Horn existiert, dessen Öffnung eine lange Kante ks hat.
Liegt nun das Empfangsband des Antennensystems frequenzmäßig tiefer als das Sendeband und wird die Kante kE nun so gewählt, dass die zugehörige untere Grenzfrequenz eines dielektrisch gefüllten Hohlleiters mit einer langen Kante kE unter der niedrigsten Nutzfrequenz des Empfangsbandes des
Antennensystems liegt, dann kann der Hornstrahler das
Empfangsband unterstützen.
Wird zudem die Kante ks so gewählt, dass die zugehörige untere Grenzfrequenz eines dielektrisch gefüllten Hohlleiters mit einer langen Kante ks unter der niedrigsten Nutzfrequenz des Sendebands des Antennensystems liegt, dann kann der
Hornstrahler auch das Sendeband unterstützen, und dies gilt auch dann wenn Empfangsband und Sendeband weit auseinander liegen .
Da in Fig. 7d die Kante ks orthogonal zur Kante kE liegt werden von einem solchen Hornstrahler gleichzeitig zwei orthogonale lineare Polarisationen unterstützt, da die entsprechenden Hohlleitermoden linear polarisiert und orthogonal zueinander sind.
Derart gestuft ausgeführte Hornstrahler können auch ohne oder nur mit teilweiser dielektrischer Füllung entsprechend
betrieben werden können und dass die in Fig. 7d dargestellte Ausführungsform auf eine beliebige Zahl von rechteckigen
Hornquerschnitten und somit auf eine beliebige Zahl von
Nutzbändern erweitert werden kann.
Sollen die Hornstrahler des Antennensystems nun dicht liegen, d.h. sollen keine parasitären Nebenkeulen (grating lobes) im Antennendiagramm des Antennensystems auftreten, dann sind in einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform die Kantenlängen ki und k2 der rechteckigen Apertur der Hornstrahler so
gewählt, dass sowohl ki als auch k2 kleiner oder höchsten gleich der Wellenlänge der Referenzfrequenz sind, welche im Sendeband der Antenne liegt.
In diesem Fall wird der zur Verfügung stehende Bauraum dann optimal ausgenutzt und ein maximaler Antennengewinn wird erzielt .
Fig. 8 zeigt ein beispielhaftes 2 x 2 Antennenmodul, das aus vier dielektrisch gefüllten Hornstrahlern 18 besteht. Wie in Fig.7b-c dargestellt sind hier die Ein- bzw. Auskopplungen in die Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3 vollständig in das Dielektrikum 19 eingebettet. Ansonsten unterscheidet sich das Modul nicht von dem entsprechenden Modul aus gezahnten
Hornstrahlern, wie es in Fig. 5 dargestellt ist, die
Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3 sind jeweils mit die
Hohlleiterkopplungen 4, 5 verbunden.
In Fig. 9 ist eine weitere vorteilhafte Ausführungsform dargestellt. Hier ist das Modul mit einem sich über die gesamte Aperturöffnung erstreckenden dielektrischen Gitter 20 ausgestattet. Solche dielektrischen Gitter 20 können die
Impedanzanpassung insbesondere am unteren Frequenzband der Einzelstrahler 1 stark verbessern indem sie in der Nähe der Aperturöffnungen der Einzelstrahler 1 die effektive
Wellenlänge reduzieren.
Im in Fig. 9 dargestellten Beispiel wird dies dadurch
erreicht, dass sich über den Zentren der Aperturöffnungen der Einzelstrahler dielektrische Kreuze befinden. Es sind jedoch auch andere Ausführungsformen wie Zylinder, Kugelkörper,
Quader etc. möglich. Auch muss das dielektrische Gitter 20 keinesfalls regelmäßig oder periodisch sein. So ist z.B.
denkbar, dass das Gitter für die Hornstrahler 1 am Rand der Antenne eine andere Geometrie besitzt als für die Hornstrahler 1 im Zentrum. Damit ließen sich z.B. Randeffekte modellieren.
Fig. lOa-b stellt ein exemplarisches Modul dar, das in
Lagentechnik aufgebaut ist. Durch diese Technik lassen sich erfindungsgemäße Module besonders kostengünstig produzieren. Zudem ist auch bei sehr hohen Frequenzen (hohen
Toleranzanforderungen) die Reproduzierbarkeit der Module gewährleistet .
Die erste Lage besteht aus einem optionalen Polarisator 21, der bei zirkulär polarisierten Signalen zum Einsatz kommt. Der Polarisator 21 verwandelt linear polarisierte Signale in zirkulär polarisierte und umgekehrt, je nach Polarisation des einfallenden Signals. So werden auf das Antennensystem
einfallende zirkulär polarisierte Signale in linear
polarisierte Signale umgewandelt, so dass sie von den
Hornstrahlern des Moduls verlustfrei empfangen werden können. Andererseits werden die von den Hornstrahlern abgestrahlten linear polarisierten Signale in zirkulär polarisierte Signale umgewandelt und dann in den Freiraum abgestrahlt.
Die beiden nächsten Lagen bilden den vorderen Teil des
Hornstrahlerfelds, der die primären Hornstrukturen 22 ohne Ein- bzw. Auskoppeleinheit umfasst.
Die folgenden Lagen 23a, 2 und 23b bilden die Ein- bzw.
Auskopplung der ersten linearen Polarisation aus den
Hornstrahlern des Feldes. Das Mikrostreifenleitungsnetzwerk 2 der ersten Polarisation und sein Substrat sind in metallische Träger (Lagen) 23a, 23b eingebettet. Die Träger 23a, 23b verfügen über Aussparungen (Kerben) an den Stellen, an denen eine Mikrostreifenleitung verläuft (vgl. auch Fig. lld,
Bezugszeichen 25) .
In gleicher Weise ist das Mikrostreifenleitungsnetzwerk 3 der zweiten, orthogonalen Polarisation mit seinem Substrat in die Träger 23b, 23c eingebettet.
In der letzten Lage sind die Hohlleiterabschlüsse 24 der
Hornstrahler sowie die Hohlleiterauskopplungen 4 und 5.
Die primären Hornstrukturen 22, die Träger 23a-c und
Hohlleiterabschlüsse 24 sind elektrisch leitend und lassen sich kostengünstig mit den bekannten Verfahren der
Metallbearbeitung z.B. aus Aluminium herstellen (z.B. Fräsen, Laserschneiden, Wasserstrahlschneiden, Elektroerodieren) . Es ist jedoch auch denkbar, die Lagen aus Plastikmaterialen herzustellen, welche anschließend ganz oder teilweise mit einer elektrisch leitenden Schicht überzogen werden (z.B.
galvanisch oder chemisch) . Zur Herstellung der Plastiklagen können dabei z.B. auch die bekannten Spritzgussverfahren verwendet werden. Solche Ausführungsformen haben gegenüber Lagen aus Aluminium oder anderen Metallen den Vorteil, dass sich eine erhebliche Gewichtsreduktion ergeben kann, was insbesondere bei Anwendungen des Antennensystems auf
Flugzeugen von Vorteil ist.
Mit dieser Lagentechnik wird damit selbst bei sehr hohen GHz- Frequenzen ein hocheffizientes und kostengünstiges
Antennenmodul zur Verfügung gestellt.
Die beschriebene Lagentechnik lässt sich sowohl für
Antennenmodule aus gezahnten Hörnern als auch für Module aus dielektrisch gefüllten Hörnern in gleicher Weise anwenden.
Fig. lla-d zeigen den Detailaufbau der in die metallischen Träger eingebetteten Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3. Die Aussparungen (Kerben) 25 sind so ausgeführt, dass die
Mikrostreifenleitungen 26 der Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3 in geschlossenen metallischen Kavitäten verlaufen. Die Mikrowellenverluste werden dadurch minimiert.
Da bei endlicher Dicke der Substrate (Platine) der
Mikrostreifenleitungen 26 zwischen den metallischen Lagen ein Spalt verbleibt, durch den Mikrowellenleistung entweichen könnte, ist zudem vorgesehen, die Substrate mit metallischen Durchkontaktierungen (Vias) 27 an den Rändern der Kerben zu versehen, so dass die metallischen Träger galvanisch verbunden sind, und so die Kavitäten vollständig elektrisch geschlossen werden. Liegen die Durchkontaktierungen 27 entlang der
Mikrowellenleitungen 26 genügend dicht, dann kann keine
Mikrowellenleistung mehr entweichen.
Vorzugsweise schließen die Durchkontaktierungen 27 mit den metallischen Wänden der Kavität 25 bündig ab. Wird zudem ein dünnes, verlustarmes Substrat (Platinenmaterial) verwendet, dann sind die elektromagnetischen Eigenschaften eines solchen Aufbaus denen einer luftgefüllten Koaxialleitung ähnlich.
Insbesondere ist eine sehr breitbandige Mikrowellenleitung möglich und parasitäre höhere Moden sind nicht
ausbreitungsfähig. Zudem sind selbst bei sehr hohen GHz- Frequenzen die Toleranzanforderungen gering.
Bei sehr dünnen Substraten (z.B. < 20μπι) und entsprechend niedrigen Nutzfrequenzen kann unter Umständen auf die
Durchkontaktierungen auch verzichtet werden, da auch ohne Durchkontaktierungen dann praktisch keine Mikrowellenleistung durch die dann sehr schmalen Schlitze entweichen kann.
Die Hornstrahlereinkopplungen bzw. -auskopplungen 6, 7 sind direkt in die metallischen Träger integriert.
Fig. 12 zeigt das Vakuummodell eines beispielhaften 8 x 8 Antennenmoduls. Die Hornstrahler 1 sind dicht gepackt und dennoch verbleibt mehr als ausreichend Bauraum für die
Mikrostreifenleitungsnetzwerke 2, 3, sowie für die
Hohlleiterabschlüsse 28 der Einzelstrahler 1 und die
Hohlleiterkopplungen 4, 5. Ein dielektrisches Gitter 20 ist vor der Aperturebene angebracht.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform sind die
Hohlleiternetzwerke, welche die Module miteinander verkoppeln aus gezahnten Hohlleitern aufgebaut. Dies hat den Vorteil, dass gezahnte Hohlleiter eine sehr viel größere
Frequenzbandbreite besitzen können als konventionelle
Hohlleiter bzw. gezielt auf unterschiedliche Nutzbänder ausgelegt werden können.
Ein beispielhaftes Netzwerk aus zweifach gezahnten Hohlleitern ist in Fig. 13 schematisch dargestellt. Die rechteckigen
Hohlleiter sind mit symmetrischen geometrischen Konstriktionen 29 versehen, welche an der Stelle der Leistungsteiler durch senkrechte Konstriktionen 30 ergänzt werden.
Die Auslegung der gezahnten Hohlleiter und der entsprechenden Leistungsteiler kann mit den Verfahren der numerischen
Simulation solcher Bauteile erfolgen, je nach den
Anforderungen an das Netzwerk.
Es müssen nicht notwendigerweise zweifach gezahnte Hohlleiter zum Einsatz kommen. Auch z.B. einfach gezahnte oder vierfach gezahnte Hohlleiter sind denkbar.
In einer nicht dargestellten Ausführungsform sind die
Hohlleiter der inter-modularen Hohlleiternetzwerke ganz oder teilweise mit einem Dielektrikum gefüllt. Solche Füllungen können bei gleicher Nutzfrequenz den Bauraumbedarf im
Vergleich zu ungefüllten Hohlleitern erheblich verringern. Es ergeben sich dann sehr kompakte, bauraumoptimierte Antennen, welche insbesondere für Anwendungen auf Flugzeugen geeignet sind. Es können dabei sowohl Standard-Hohlleiter als auch Hohlleiter mit geometrischen Konstriktionen mit einem
Dielektrikum gefüllt werden.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform ist die
Antenne mit einem Mehrlagen-Mäanderpolarisator ausgestattet. Fig. 14 zeigt exemplarisch eine Lage eines solchen
Polarisators .
Um Achsenverhältnisse der zirkulär polarisierten Signale in der Nähe von 1 (0 dB) zu erreichen, werden Mehrlagen- Mäanderpolarisatoren verwendet.
In einer nicht dargestellten Ausführungform werden hierzu mehrere der in Fig. 14 gezeigten Lagen in parallelen Ebenen übereinander angeordnet. Zwischen den Lagen befindet sich eine verlustarme Schicht aus Schaummaterial (z.B. Rohacell, XPS) mit einer Dicke im Bereich eines Viertels einer Wellenlänge. Bei geringeren Anforderungen an das Achsenverhältnis können jedoch auch weniger Lagen verwendet werden. Genauso können mehr Lagen verwendet werden, falls die Anforderungen an das Achsenverhältnis hoch sind.
Eine vorteilhafte Anordnung ist ein 4-Lagen Mäanderpolarisator mir dem Achsenverhältnisse von unter 1 dB erzielt werden können, was in der Praxis meist ausreichend ist.
Die Auslegung der Mäanderpolarisatoren richtet sich nach den Nutzfrequenzbändern des Antennensystems und kann mit Verfahren der numerischen Simulation solcher Strukturen erfolgen.
Die Mäanderlinien 31 liegen im Ausführungsbeispiel der Fig. 14 in einem Winkel von etwa 45° zu den Hauptachsen der Antenne. Dies führt dazu, dass einfallende, entlang einer Hauptachse linear polarisierte Signale in zirkulär polarisierte Signale umgewandelt werden. Je nachdem zu welcher Hauptachse die
Signale linear polarisiert sind entsteht ein links-zirkular polarisiertes oder ein rechts-zirkular polarisiertes Signal.
Da der Mäander-Polarisator ein lineares Bauelement ist, ist der Vorgang reziprok, d.h. in gleicher Weise werden links- bzw. rechtszirkular polarisierte Signale in linear
polarisierte Signale umgewandelt.
Ebenfalls ist denkbar, für die Polarisatoren andere
geometrische Strukturen als Mäander zu verwenden. Es ist eine Vielzahl von passiven geometrischen Leiterstrukturen bekannt, mit denen sich linear polarisierte in zirkulär polarisierte Signale umwandeln lassen. Es hängt vom Anwendungsfall ab, welche Strukturen für die Antenne am geeignetsten sind.
Wie in Fig. 10 gezeigt, kann der Polarisator 21 vor der
Aperturöffnung angebracht werden. Damit ist es in relativ einfacher Weise möglich, die Antenne sowohl für linear
polarisierte Signale als auch für zirkulär polarisierte
Signale zu verwenden, ohne das die interne Struktur dafür verändert werden muss. In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform ist die
Antenne mit einer parabolen Amplitudenbelegung ausgestattet, welche durch eine entsprechende Auslegung der Leistungsteiler der Speisenetzwerke realisiert ist. Da das Antennendiagramm unter einer regulatorisch vorgegebenen Maske liegen muss, können durch solche Amplitudenbelegungen sehr viel höhere maximal erlaubte spektrale EIRP Dichten im Sendebetrieb erreicht werden, als ohne solche Belegungen. Insbesondere für Antennen mit kleiner Aperturfläche ist dies von großem
Vorteil, da die maximale regulatorisch konforme spektrale EIRP Dichte direkt proportional zur erreichbaren Datenrate und damit zu den Kosten eines entsprechenden Dienstes ist.
In Fig. 15a ist eine solche Amplitudenbelegung schematisch dargestellt. Die Leistungsbeiträge der einzelnen Hornstrahler fallen von der Mitte der Apertur zum Rand hin ab. In Fig. 15a ist dies durch unterschiedliche Schwärzungsgrade beispielhaft dargestellt (dunkel: hoher Leistungsbeitrag, hell: geringer Leistungsbeitrag) . Hier fallen die Leistungsbeiträge in beiden Hauptachsenrichtungen (Azimut und Elevation) ab. Dies ergibt für alle Verdrehwinkel („skew") ein annähernd optimal an die regulatorische Maske angepasstes Antennendiagramm.
Je nach Anforderungen an das Antennendiagramm kann es jedoch auch ausreichend sein die Apertur nur in einer Richtung zu belegen .
Auch ist denkbar, dass die Amplitudenbelegung nur im Bereich um das Antennenzentrum parabol verläuft, bei Annäherung an den Rand aber wieder ansteigt, so dass eine geschlossene Kurve um das Antennenzentrum existiert und die Leistungsbeiträge der Einzelstrahler von der Mitte der Antenne zu jedem Punkt dieser Kurve hin abfallen. Solche Amplitudenbelegungen können
insbesondere für nicht-rechteckige Antennen von Vorteil sein.
In Fig. 15b ist beispielhaft die aus einer in beiden
Hauptachsenrichtungen parabolen Amplitudenbelegung einer rechteckigen 64 x 20 Ka-Band Antenne folgende maximale
regulatorisch konforme spektrale EIRP Dichte (EIRP SD) in Abhängigkeit des Verdrehwinkels um die
Hauptstrahlachse („skew" ) dargestellt. Ohne parabole Belegung wäre die EIRP SD im Bereich von 0° skew bis ca. 55° skew um etwa 8 dB niedriger und im Bereich von ca. 55° skew bis ca. 90° skew um ca. 4 dB niedriger.
Die Fig. 16-18 zeigen den prinzipiellen Aufbau einer Reihe von erfindungsgemäßen Antennensystemen mit unterschiedlichem
Funktionsumfang in Form von Blockdiagrammen. Das Antennensystem, deren prinzipieller Aufbau in Fig. 16 dargestellt ist, eignet sich insbesondere für Anwendungen im K/Ka Band (Empfangsband ca. 19.2GHz -20.2GHz, Sendeband ca. 29GHz -30GHz), bei denen die Polarisationen des Sende- und des Empfangsignals fest vorgegeben und orthogonal zueinander sind (d.h. die Polarisationsrichtung der Signale ändert sich nicht) .
Da im K/Ka Band typischerweise mit zirkulär polarisierten Signalen gearbeitet wird, ist zunächst ein Polarisator 21 vorgesehen. Dem folgt ein Antennenfeld 32, welches entweder aus vierfach gezahnten („quad-ridged" ) Hornstrahlern oder aus dielektrisch gefüllten Hornstrahlern aufgebaut ist. Die
Aperturöffnungen der einzelnen Hornstrahler haben in diesem Frequenzbereich typischerweise Dimensionen kleiner lern x lern.
Das Antennenfeld 32 ist erfindungsgemäß in Modulen
organisiert, wobei jeder Einzelstrahler über zwei nach
Polarisationen getrennte Mikrostreifenleitungseinkopplungen bzw. -auskopplungen 33 verfügt, welche wiederum nach
Polarisationen getrennt zu zwei
Mikrostreifenleitungsnetzwerken 36 verbunden sind.
Da die Polarisation der Sende- und der Empfangssignale fest vorgegeben und typischerweise orthogonal zueinander ist, ist hier vorgesehen, das Mikrostreifenleitungsnetzwerk 36 der einen Polarisation auf das Sendeband und das
Mikrostreifenleitungsnetzwerk 36 der anderen Polarisation auf das Empfangsband auszulegen.
Dies hat den Vorteil, dass das Mikrostreifenleitungsnetzwerk
36 des Empfangsbandes auf minimale Verluste hin ausgelegt werden kann, und damit das G/T der Antenne optimal wird.
Im beispielhaften Aufbau von Fig. 16 ist der Polarisator 21 so orientiert, dass die Signale im Sendeband 34 rechtshändig zirkulär und die Signale im Empfangsband 35 linkshändig zirkulär polarisiert sind.
Die nach Polarisation und Frequenzband getrennten Signale der beiden Mikrostreifenleitungsnetzwerke 36 der einzelnen Module werden nun mit Mikrostreifenleitungs-zu-Hohlleiterkopplungen
37 in zwei Hohlleiternetzwerke 38 gekoppelt.
Auch hier ist vorgesehen, dass die beiden Hohlleiternetzwerke
38 auf das entsprechende Band, das sie unterstützen sollen, optimiert werden.
So können z.B. unterschiedliche Hohlleiterquerschnitte für das Empfangsband-Hohleiternetzwerk und das Sendeband- Hohleiternetzwerk verwendet werden. Insbesondere können vergrößerte Hohlleiterquerschnitte verwendet werden, was die dissipativen Verluste in den Hohlleiternetzwerken stark vermindern und damit die Effizienz der Antennen erheblich erhöhen kann.
Weiterhin ist ein Empfangsband-Frequenzfilter 39 vorgesehen um den rauscharmen Empfangsverstärker, welcher typischerweise direkt am Empfangsband-Ausgang der Antenne montiert wird, vor Übersteuerung durch die starken Sendesignale zu schützen.
Um die regulatorisch geforderte Seitenbandunterdrückung im Sendeband zu erreichen ist zudem ein optionaler
Sendebandfilter 40 vorgesehen. Dieser ist z.B. dann
erforderlich, wenn ein Sendeband-Leistungsverstärker (HPA) , nicht dargestellt, nicht über einen ausreichenden Filter an seinem Ausgang verfügt.
Der in Fig. 16 dargestellte Aufbau eines erfindungsgemäßen Antennensystems hat einen weiteren, insbesondere für
Satellitenantennen, sehr wichtigen Vorteil. Da das Sendeband- Speisenetzwerk und das Empfangsband-Speisenetzwerk sowohl auf der Ebene der Mikrostreifenleitungen als auch auf der Ebene der Hohlleiter vollständig voneinander getrennt sind, wird es möglich, unterschiedliche Amplitudenbelegungen für die beiden Netzwerke zu verwenden.
So kann z.B. das Empfangsband-Speisenetzwerk homogen belegt werden, d.h. die Leistungsbeiträge aller Hornstrahler der Antenne sind im Empfangsband gleich und alle Leistungsteiler sowohl auf der Ebene des Empfangsband-
Mikrostreifenleitungsnetzwerks als auch auf der Ebene des Empfangsband-Hohlleiternetzwerks sind symmetrische 3dB- Leistungsteiler, wenn das Speisenetzwerk als vollständiger und vollständig symmetrischer binärer Baum aufgebaut ist.
Da homogene Amplitudenbelegungen zum maximal möglichen
Antennengewinn führen, wird damit erreicht, dass die Antenne im Empfangsband maximal leistungsfähig wird und das Verhältnis von Antennengewinn und Eigenrauschen G/T der Antenne maximal wird .
Andererseits kann das Sendband-Speisenetzwerk unabhängig vom Empfangsband-Speisenetzwerk derart mit einer parabolen
Amplitudenbelegung versehen werden, dass die regulatorisch konforme spektrale EIRP Dichte maximal wird.
Zwar reduziert sich durch solche parabolen
Amplitudenbelegungen der Antennengewinn, was jedoch unkritisch ist, weil dies konstruktionsbedingt nur auf das Sendeband beschränkt bleibt und das Empfangsband nicht betrifft. Die wesentlichen Leistungsmerkmale von Satellitenantennen, insbesondere von Satellitenantennen geringer Größe, sind das G/T und die maximale regulatorisch konforme spektrale EIRP Dichte .
Das G/T ist direkt proportional zur Datenrate, welche über die Antenne empfangen werden kann. Die maximale regulatorisch konforme spektrale EIRP Dichte ist direkt proportional zur Datenrate, welche mit der Antenne gesendet werden kann.
Mit Antennensystemen, welche entsprechend Fig. 16 aufgebaut sind, können beide Leistungsmerkmale unabhängig voneinander optimiert werden.
Bei sehr kleinen Satellitenantennen ergibt sich daraus noch ein weiterer Vorteil. Dort besteht nämlich das Problem, das die Breite des Hauptstrahls im Empfangsband so groß werden kann, dass nicht nur Signale des Zielsatelliten, sondern auch Signale benachbarter Satelliten empfangen werden. Die Signale benachbarter Satelliten wirken dann effektiv wie ein
zusätzlicher Rauschbeitrag, der zu einer erheblichen
Degradation des effektiven G/T führen kann.
Bei erfindungsgemäßen Antennensystemen, welche entsprechend Fig. 16 aufgebaut sind, kann dieses Problem zumindest
teilweise gelöst werden. Wird nämlich z.B. das Empfangsband- Speisenetzwerk nicht homogen amplitudenbelegt, sondern
hyperbol amplitudenbelegt, dann sinkt die Breite des
Hauptstrahls der Antenne. Hyperbole Amplitudenbelegungen zeichnen sich dabei dadurch aus, dass die Leistungsbeiträge der Einzelstrahler des Antennenfelds von der Mitte zum Rand hin zunehmen.
Durch eine zumindest in einem Teilbereich des Antennensystems hyperbolen Amplitudenbelegung kann damit erreicht werden, das die Stärke der von benachbarten Satelliten durch die Antenne empfangenen Störsignale abnimmt und das effektive G/T in einem solchen Interferenzszenario zunimmt.
In Fig. 17 ist der Aufbau eines erfindungsgemäßen
Antennensystems in Form eines Blockschaltbildes dargestellt, welche den simultanen Betrieb mit allen vier möglichen
Polarisationskombinationen der Signale erlaubt.
Das Antennensystem besteht zunächst aus einem Antennenfeld 41 von breitbandigen, dual polarisierten Hornstrahlern, also z.B. vierfach gezahnten Hornstrahlern, welche erfindungsgemäß in Modulen organisiert sind.
Im Gegensatz zur Ausführungsform, die in Fig. 16 dargestellt ist, wird hier jedoch kein Polarisator verwendet, sondern jeder Hornstrahler empfängt bzw. sendet zwei orthogonale lineare polarisierte Signale, welche jedoch auch beim Betrieb mit zirkulär polarisierten Signalen die vollständige
Information enthalten.
Der wesentliche Unterschied zur Ausführungsform in Fig. 16 besteht nun darin, dass auf der Ebene der Speisenetzwerke nicht in ein Empfangsband- und ein Sendeband-Speisenetzwerk getrennt wird, sondern die Signale nur entsprechend ihrer unterschiedlichen Polarisation getrennt werden.
Alle Signale 42 gleicher Polarisation werden nach der
Auskoppelung 33 aus dem Antennenfeld im ersten
Mikrostreifenleitungsnetzwerk zusammengeführt, alle Signale der orthogonalen Polarisation 43 im zweiten
Mikrostreifenleitungsnetzwerk.
Die beiden Mikrostreifenleitungsnetzwerke 36 sind dabei derart ausgelegt, dass sie sowohl das Sendeband als auch das
Empfangsband unterstützen. Eine Optimierung der
Speisenetzwerke auf eines der Bänder ist hier nur
eingeschränkt möglich. Dafür stehen allerdings simultan alle vier Polarisationskombinationen zur Verfügung.
Während die erfindungsgemäßen Mikrostreifenleitungsnetzwerke 36 konstruktionsbedingt ( koaxialleitungsähnlicher Aufbau) typischerweise bereits so breitbandig sind, dass sie das
Empfangs- und das Sendeband simultan unterstützen können, müssen nach dem Übergang 37 Mikrostreifen-zu-Hohleiter die Hohlleiternetzwerke 44, falls sehr große Bandbreiten
erforderlich sind, dazu speziell ausgelegt werden. Dies kann z.B. durch die in Fig. 13 beschriebenen gezahnten Hohlleiter erfolgen. Es ist jedoch auch möglich, z.B. dielektrisch gefüllte Hohlleiter zu verwenden.
Zur Trennung von Empfangsband- und Sendebandsignalen sind zwei Frequenz-Diplexer 45, 46, jeweils einer für jede Polarisation, vorgesehen. Die Frequenz-Diplexer 45, 46 sind dabei z.B.
dämpfungsarme Hohlleiter-Diplexer .
Beim Betrieb mit linear polarisierten Signalen sind dann am Ausgang der beiden Diplexer alle linearen
Polarisationskombinationen simultan verfügbar: Jeweils zwei orthogonal polarisierte lineare Signale sowohl im Empfangsband 49 als auch im Sendeband 50.
Beim Betrieb mit zirkulär polarisierten Signalen sind
zusätzlich zwei 90° Hybridkoppler 47, 48, einer für das
Empfangs- 49 und einer für das Sendeband 50, vorgesehen, mit deren Hilfe aus den am Ausgang der Frequenz-Diplexers 45, 46 vorliegenden lineare polarisierten Signale, zirkulär polarisierte Signale kombiniert werden können. Die 90°
Hybridkoppler 47, 48 sind dabei z.B. dämpfungsarme
Hohlleiterkoppler .
Am Ausgang der beiden 90° Hybridkoppler 47, 48 liegen dann alle vier möglichen zirkulär polarisierten Signale (im
Empfangs- 49 und Sendeband 50 je rechtshändig und linkshändig zirkulär) simultan vor.
Werden zwischen Diplexer 45, 46 und 90° Hybridkoppler 47, 48 entsprechende HF-Schalter und/oder HF-Koppler eingebaut und damit die linear polarisierten Signale ausgekoppelt, dann kann das Antennensystem auch zum simultanen Betrieb mit vier unterschiedlichen linear und vier unterschiedlichen zirkulär polarisierten Signalen verwendet werden. Auch viele andere Kombinationsmöglichkeiten und die entsprechenden
Antennenkonfigurationen sind möglich.
In Fig. 18 ist der Aufbau eines erfindungsgemäßen
Antennensystems in Form eines Blockschaltbildes dargestellt, welche denselben Funktionsumfang wie die in Fig. 16
dargestellte Antenne hat, jedoch anders organisiert ist.
Im Aufbau nach Fig. 18 wird zum Betrieb mit zirkulär
polarisierten Signalen ein Polarisator 21 verwendet anstatt der 90° Hybridkoppler 47, 48 des Aufbaus nach Fig. 17.
Die Speisenetzwerke 36, 44 verarbeiten wieder zwei orthogonale Polarisationen getrennt voneinander (hier linkszirkuar und rechtszikular) und sind jedes entsprechend breitbandig für das Empfangsband und das Sendeband ausgelegt.
Am Ausgang der Frequenz-Diplexer 45, 46 liegen dann direkt die vier Polarisationskombinationen zirkulär polarisierter Signale simultan an. Am Frequenz-Diplexer 45 für die erste zirkuläre Polarisation das Signal im Empfangs- und Sendeband, am
Frequenz-Diplexer 46 für die zweite (zur ersten orthogonale) zirkuläre Polarisation das Signal im Empfangs- und Sendeband.
Durch die Verwendung von zwei 90° Hybridkopplern (nicht dargestellt), welche ähnlich wie im Aufbau der Fig. 17 mit den Diplexern 45, 46 verbunden werden, kann auch der Aufbau nach Fig. 18 für den Betrieb linear polarisierter Signale ausgelegt werden, bzw. es ist mit der entsprechenden Schaltungsmatrix ein simultaner Betrieb mit zirkulär und linear polarisierten Signalen möglich.
Der Vorteil des Aufbaus nach Fig. 18 liegt darin, dass beim Betrieb mit zirkulär polarisierten Signalen keine 90°
Hybridkoppler benötigt werden. Dies kann je nach Anwendung z.B. Bauraum oder Gewicht sparen. Auch können sich unter Umständen Kostenvorteile ergeben.
Der Vorteil des Aufbaus nach Fig. 17 liegt hingegen darin, dass beim Betrieb mit zirkulär polarisierten Signalen das Achsenverhältnis der zirkulär polarisierten Signale über die jeweiligen Leistungsbeiträge am Eingang der 90° Hybridkoppler 47, 48 im Prinzip frei einstellbar ist.
Dies kann z.B. dann von Vorteil sein, wenn die Antenne unter einem Radom betrieben wird. Es ist bekannt, dass insbesondere für hohe GHz-Frequenzen Radome durch das Radommaterial und di Radomkrümmung Polarisationsanisotropien aufweisen können, die dazu führen, dass das Achsenverhältnis zirkulär polarisierter Signale beim Durchgang durch das Radom stark verändert wird.
Dieser Effekt hat zur Folge, dass die
Kreuzpolarisationsisolation stark absinken kann, was die erreichbare Kanaltrennung stark verschlechtern kann und letztendlich zu einer Degradation der erreichbaren Datenrate führt.
Ein Aufbau der Antenne nach Fig. 17 erlaubt nun das
Achsverhältnis der zirkulär polarisierten Signale, z.B. im Sendebetrieb, so einzustellen, dass eine darauffolgende, durc den Radomdurchgang bewirkte Polarisationsverzerrung
ausgeglichen wird. Eine Degradation der
Kreuzpolarisationsisolation findet damit effektiv nicht statt

Claims

Ansprüche
1. Antennensystem,
mit mindestens vier Einzelstrahlern (1), wobei die
Einzelstrahler als Hornstrahler ausgebildet sind, die
Hornstrahler (1) zwei zueinander orthogonale lineare
Polarisationen unterstützen und in beiden Polarisationsebenen mit Konstriktionen (15, 16) ausgestattet sind.
2. Antennensystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Konstriktionen (15, 16) symmetrisch zur Hornstrahlermittelachse ausgebildet sind.
3. Antennensystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Wände der Hornstrahler (1) und die symmetrischen geometrischen Konstriktionen (15, 16) zumindest teilweise gestuft ausgeführt sind.
4. Antennensystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Abstand zweier gegenüberliegender Konstriktionen (15, 16) von der Apertur zum Hornende des Hornstrahlers (1) hin von Stufe zu Stufe abnimmt, und auf jeder Stufe die zum jeweiligen Abstand gehörende untere Grenzf equenz des zur jeweiligen Stufe gehörenden Hornabschnitts kleiner ist als die niedrigste Nutzfrequenz des Antennensystems.
5. Antennensystem nach Anspruch 3 oder 4, dadurch
gekennzeichnet, dass die Apertur der Hornstrahler (1)
jedenfalls näherungsweise rechteckig ist, die Hornstrahler und die Konstriktionen (15, 16) gestuft ausgeführt sind, der
Abstand zweier gegenüberliegender Konstriktionen (15, 16) und der Querschnitt der Hornstrahleröffnung von der Apertur zum Hornende des Hornstrahlers (1) von Stufe zu Stufe abnimmt, mindestens für einen Teil der Stufen die Stufen derart
ausgelegt sind, dass für den Abstand di der ί-ten Stufen zweier gegenüber liegender Konstriktionen (15, 16) und die zugehörige Kantenlänge ai der Öffnung des
Hornstrahlerquerschnitts an der ί-ten Stufe
, , In 2 gilt, wenn λΕ die Freiraumwellenlänge der niedrigsten
Nutzfrequenz des Antennensystems bezeichnet, ρ zwischen 0,3 und 0,4 und P2 zwischen 0,25 und 0,35 liegen, wobei bevorzugt P = 0.35 und P2 = 0.29 sind.
6. Antennensystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Apertur der Hornstrahler (1) jedenfalls näherungsweise quadratisch ist, die Hornstrahler (1) und die Konstriktionen (15, 16) gestuft ausgeführt sind, der Abstand zweier gegenüberliegender Konstriktionen (15, 16) und der Querschnitt der Hornstrahleröffnung von der Apertur zum Hornende des Hornstrahlers (1) von Stufe zu Stufe abnimmt, mindestens für einen Teil der Stufen die Stufen derart
ausgelegt sind, dass für den Abstand d± der ί-ten Stufen zweier gegenüber liegender Konstriktionen (15, 16) und die zugehörige Kantenlänge a± der Öffnung des
Hornstrahlerquerschnitts an der i-ten Stufe
, . 2π 2
d^P.—a, -p2ai
AE
gilt, wenn λΕ die Freiraumwellenlänge der niedrigsten
Nutzfrequenz des Antennensystems bezeichnet, pi = 0.35 und P2 = 0.29 sind, und
Äs>a0>^- gilt, wenn a<j die Kantenlänge der Apertur und λ3 die
Freiraumwellenlänge der höchsten Nutzfrequenz des
Antennensystems bezeichnet.
7. Antennensystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Stufungen in Impedanzanpassung an die Sende- und/oder Empfangsfrequenz vorgenommen werden.
8. Antennensystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein Teil der Hornstrahler (1) oder alle Hornstrahler (1) mit einem dielektrischen Cross- Septum und/oder einer dielektrischen Linse ausgestattet sind.
9. Antennensystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Hornstrahler (1) teilweise oder vollständig mit einem Dielektrikum (19) gefüllt sind.
10. Antennensystem nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Teil der
Hornstrahler (1) so dimensioniert ist, dass der Abstand der Phasenzentren zweier direkt benachbarter Hornstrahler (1) kleiner oder höchstens gleich der Wellenlänge einer
Referenzfrequenz ist, welche im Sendeband des Antennensystems liegt .
11. Antennensystem nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Hornstrahler (1) für die erste der orthogonalen linearen Polarisationen mit einer ersten Mikrostreifenleitung (2) und für die zweite der
orthogonalen linearen Polarisationen mit einer zweiten
Mikrostreifenleitung (3) gespeist werden und die
Mikrostreifenleitungen (2) für die erste Polarisation und die Mikrostreifenleitungen (3) für die zweite Polarisation jeweils getrennte Mikrostreifenleitungsnetzwerke (2, 3) bilden.
12. Antennensystem nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Hornstrahler (1) in einer Ebene ausgerichtet sind.
13. Antennensystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die
Mikrostreifenleitungsnetzwerke (2, 3) als binäre Bäume
aufgebaut sind, so dass die Hornstrahler (1) parallel gespeist werden .
14. Antennensystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sich Mikrostreifenleitungen der Mikrostreifenleitungsnetzwerke (2, 3) auf einem dünnen
Substrat befinden und in Hohlräumen geführt werden, deren Wände zumindest teilweise elektrisch leitend sind.
15. Antennensystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Antennensystem aus
verschiedenen Lagen (22, 23a, 23b, 23c, 24) aufgebaut ist und das Mikrostreifenleitungsnetzwerk (2) der einen Polarisation und das Mikrostreifenleitungsnetzwerk (3) der anderen
Polarisation sich dabei voneinander getrennt zwischen den Lagen befinden.
16. Antennensystem nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die unterschiedlichen Lagen (22, 23a, 23, b, 23c, 24) aus Metall sind, die Mikrostreifenleitungen (26) der
Mikrostreifenleitungsnetzwerke (2, 3) in Hohlräumen geführt werden, die als Kerben (25) in den Lagen (23a, 23, b, 23c) ausgeführt sind, wobei jeweils eine Kerbe (25) über und eine unter der Mikrostreifenleitung (26) liegt.
17. Antennensystem nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass das Substrat der Mikrostreifenleitungsnetzwerke (2, 3) mit metallischen Durchkontaktierungen (27) derart versehen ist, das ein elektrischer Kontakt zwischen den Rändern der Kerben (25) hergestellt wird.
18. Antennensystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Speisenetzwerke mit Frequenz- Diplexern (45, 46) ausgestattet sind, welche die Signale des Sendebandes (34) von den Signalen des Empfangsbandes (35) trennen, so dass diese getrennt weiterverarbeitet werden können .
19. Antennensystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Dimensionen der
Mikrostreifenleitungen der Mikrostreifenleitungsnetzwerke (2, 3) so gewählt sind, dass sowohl das Sendeband als auch auf das Empfangsband des Antennensystems unterstützt werden.
20. Antennensystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Dimensionen der
Mikrostreifenleitungen der Mikrostreifenleitungsnetzwerke (2, 3) so gewählt werden, dass das erste
Mikrostreifenleitungsnetzwerk (2) auf das Empfangsband des Antennensystems ausgelegt ist, und das zweite
Mikrostreifenleitungsnetzwerk (3) auf das Sendebandband des Antennensystems ausgelegt ist.
21. Antennensystem nach Anspruch 20, mit homogener
Amplitudenbelegung im Empfangsband, so dass die
Leistungsbeiträge aller Hornstrahler (1) näherungsweise gleich sind, und mit einer Amplitudenbelegung im Sendeband, so dass die Leistungsbeiträge zumindest eines Teils der Hornstrahler (1) voneinander verschieden sind.
22. Antennensystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche mit 90° Hybridkoppler (47, 48) in den Speisenetzwerken, so dass aus linear polarisierten Signalen zirkulär polarisierte
Signale erzeugt werden können.
23. Antennensystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Hornstrahler (1) mit einem Polarisator (21) zum Empfang und zum Senden zirkulär
polarisierter Signale ausgestattet sind.
24. Antennensystem nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass der Polarisator (21) als Mehr-Lagen-Mäanderpolarisator ausgeführt ist und vor den Aperturen der Hornstrahler (1) angebracht ist.
25. Antennenfeld mit mehreren Antennensystemen nach einem der vorherigen Ansprüche, die mit Hohlleiternetzwerken (9, 10) miteinander verkoppelt sind.
26. Antennenfeld nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, dass ein erstes Hohleiternetzwerk (9) alle Signale der ersten Polarisation zusammenführt und ein zweites Hohleiternetzwerk (10) alle Signale der zweiten Polarisation zusammenführt .
27. Antennenfeld nach einem der Ansprüche 25 bis 26, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Teil der
Hohlleiternetzwerke (9, 10) über mindestens eine geometrische Konstriktion (15, 16) längs der Ausbreitungsrichtung der elektromagnetischen Welle verfügt.
28. Antennenfeld nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Teil der Hohleiternetzwerke (9, 10) als single-ridged oder double-ridged Hohlleiter ausgeführt ist.
29. Antennenfeld nach einem der Ansprüche 25 bis 28, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Teil der
Hohlleiternetzwerke (9, 10) ganz oder teilweise mit einem Dielektrikum (19) gefüllt ist.
30. Antennenfeld nach einem der Ansprüche 25 bis 29, dadurch gekennzeichnet, dass die Dimensionen der Hohlleiter der
Hohlleiternetzwerke (9, 10) so gewählt sind, dass sowohl das Sendeband als auch auf das Empfangsband des Antennensystems unterstützt werden.
31. Antennenfeld nach einem der Ansprüche 25 bis 30, dadurch gekennzeichnet, dass die Dimensionen der Hohlleiter der
Hohlleiternetzwerke (9, 10) so gewählt werden, dass das erste Hohleiternetzwerk (9) auf das Empfangsband des Antennensystems ausgelegt ist, und das zweite Hohleiternetzwerk (10) auf das Sendebandband des Antennensystems ausgelegt ist.
32. Antennenfeld nach Anspruch 31, mit homogener
Amplitudenbelegung im Empfangsband, so dass die
Leistungsbeiträge aller Hornstrahler (1) näherungsweise gleich sind, und mit einer Amplitudenbelegung im Sendeband , so dass die Leistungsbeiträge zumindest eines Teils der Hornstrahler (1) vom Rand zur Mitte des Antennenfelds hin zunehmen.
33. Antennenfeld nach einem der Ansprüche 25 bis 32, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitudenbelegung mindestens in der Richtung, in der die Hornstrahler (1) dicht liegen, zumindest im Sendefrequenzband einem annähernd parabolen Verlauf folgt, so dass die Leistungsbeiträge der Hornstrahler (1), welche am Rand des Antennenfelds liegen kleiner sind als die
Leistungsbeiträge der Hornstrahler (1) , welche in der Mitte des Antennenfelds liegen.
34. Antennenfeld nach einem der Ansprüche 25 bis 33, dadurch gekennzeichnet, dass die Hohlleiternetzwerke (9, 10) als binäre Bäume aufgebaut sind, so dass die einzelnen
Antennensysteme parallel gespeist werden.
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