EP2526738A1 - Schaltungsanordnung zum betreiben mindestens zweier halbleiterlichtquellen - Google Patents

Schaltungsanordnung zum betreiben mindestens zweier halbleiterlichtquellen

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EP2526738A1
EP2526738A1 EP11767401A EP11767401A EP2526738A1 EP 2526738 A1 EP2526738 A1 EP 2526738A1 EP 11767401 A EP11767401 A EP 11767401A EP 11767401 A EP11767401 A EP 11767401A EP 2526738 A1 EP2526738 A1 EP 2526738A1
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EP
European Patent Office
Prior art keywords
current
converter
circuit
compensated
rectifier
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP11767401A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Felix Franck
Bernhard Siessegger
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Osram GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Osram GmbH filed Critical Osram GmbH
Publication of EP2526738A1 publication Critical patent/EP2526738A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
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    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/40—Details of LED load circuits
    • H05B45/44—Details of LED load circuits with an active control inside an LED matrix
    • H05B45/46—Details of LED load circuits with an active control inside an LED matrix having LEDs disposed in parallel lines
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • H05B47/00—Circuit arrangements for operating light sources in general, i.e. where the type of light source is not relevant
    • H05B47/10—Controlling the light source
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for operating at least two semiconductor light sources.
  • the semiconductor light sources are operated in different operating strands and with the same current.
  • the invention is based on a circuit arrangement for operating at least two semiconductor light sources according to the preamble of the main claim.
  • the voltage transformers used are operated either hard-switching or with simple ZVS (Zero Voltage Switching). This has the disadvantage of poorer efficiency.
  • circuit arrangement for operating at least two semiconductor light sources comprising:
  • At least one switch wherein the electric energy converter outputs a pulsating DC voltage or an AC voltage
  • the current-compensated choke is connected between the switch and the at least two rectifiers,
  • At least two semiconductor light sources which are each connected between the output terminal of the associated rectifier and its reference potential, wherein the elec ⁇ cal energy converter is designed as a resonant converter with a resonant cell, and the stray inductance of the current-compensated choke is used as resonance inductance of this resonant cell.
  • the resonance cell preferably has a series connection of the leakage inductance of the current-compensated choke and at least one capacitance.
  • the capacitance is preferably connected to the reference potential.
  • the electrical energy converter is a Class E converter. This is a simple efficient converter topology for high frequencies. In another embodiment, the electrical energy converter is a half-bridge converter. This transducer topology can also be used for low frequencies and works with good efficiency. But it requires two scarf ⁇ ter, one of which is a so-called high-side switch, the reference potential of the second, the switch may at times differ materially.
  • the electrical energy converter is a multiresonant cell converter, which, like the above Class E converter, is characterized in that it has only a single active switch on its input side. Any such transducer other than the class E converter is also referred to as a single-to-DC DC converter. These cell transducers work very efficiently due to the resonant mode of operation.
  • the cell transducers exist in embodiments as deep-set (buck), boost, or step-up embodiments (buckboost or choke-in-line converters, ' cuk, zeta, SEPIC).
  • a resonance capacitor is connected in parallel with each of the power semiconductors included in the converter topology. This causes a significant switching discharge, so that the power semiconductor can work in ZVS mode, that switches without voltage.
  • Such transducers are typically referred to as multiresonant transducers operating in dual ZVS mode.
  • the active semiconductor switch is usually controlled with fixed frequency or on-time- oriented PWM
  • a multireso ⁇ nanter cell converter requires the control of its active switch by a special state-dependent and frequenzvariab- le PWM. The voltage across the active switch is observed and will not be turned on again until its voltage returns to zero for the first time after the last turn-off or for the first time to be at a minimum.
  • the resonant capacitors in parallel to the diodes on the output side of the cell converter firstly reliably limit their reverse voltage, secondly their inrush current and thirdly their turn-off and turn-on voltage gradients. Separate monitoring of such connected diodes is not necessary because they operate in "natural ZVS.”
  • Each multiresonal cell converter produces a defined and stable no-load output voltage even without regulation Fourth, these resonant capacitors increase the work area in parallel with the converter output diodes active switches can switch in correct ZVS, compared to otherwise equal cell transducers without them.
  • a quasi-parallel operation of a plurality of light-emitting diodes and / or a plurality of light-emitting diode strands is proposed by means of a common electric energy converter with a one-directional or short-circuiting rectifier per light-emitting diode strand, wherein the current intensities of the current flowing through the light-emitting diodes are approximately identical. It only has to be regulated to the current in a light emitting diode or in a string of light emitting diodes. For this purpose, a transducer is used which outputs a pulsie ⁇ Rende DC voltage or an AC voltage.
  • the concept can be applied to any direct-voltage converter topologies (high and / or low-level transformer topologies).
  • the dimming of individual light-emitting diodes is possible by means of a respective transistor connected in parallel with the light-emitting diode, which is driven by a pulse-width-modulated signal. All outputs of the converter are short-circuit proof due to the current regulation and current balancing.
  • the circuit is tolerant to deviations in the forward voltages of the light-emitting diodes.
  • the circuit principle can be used for any input voltage, and can be used, for example, from 6Vdc (flashlight), 12Vdc (automotive), 24Vdc (truck) up to 277Vac.
  • the circuit is entspre ⁇ adapt accordingly, and the optionally contained Trans ⁇ formator is also used for voltage adjustment and possibly also for the insulation in order to comply with safety standards, is used.
  • Fig.l the principle of using a current-compensated choke learning for balancing the two LED currents Iol and Io2,
  • FIG. 6 shows the omission of a rectification and, in the case of asymmetrical loading of the current source, discontinuous current flow through the light-emitting diodes
  • FIG. 7 shows the omission of a rectification and a symmetrical loading of the current source discontinuous current flow through the LEDs
  • Fig. 8a the symmetrization of several light-emitting diodes or
  • Fig. 8b the symmetrization of several light-emitting diodes or
  • Fig. 8e is an imple mentation form of the circuit variant B.
  • Fig. 8f the symmetrization of several light-emitting diodes or
  • Fig. 8g the symmetrization of several light-emitting diodes or
  • 10a shows a choke-down converter with current balancing tion and two outputs, each one not belonging to the actual converter topology
  • FIG. 10b shows the inductor-down converter with current balancing and two outputs according to FIG. 10a with ohmic determination of the LED current measurement value and comparator Cmpl for detecting a gap current in the converter inductance LI, FIG.
  • 10c shows a choke-down converter with current balancing and three outputs
  • FIG. 13 shows a particularly advantageous embodiment of the invention
  • 15 shows the increase of the output currents in the particularly advantageous embodiment of the choke-down converter with current balancing and two outputs by increasing the input voltage
  • 16a shows an up-down converter with two outputs based on a Cuk converter in a variant AI
  • 16b shows an up-down converter with two outputs based on a Cuk converter in a variant
  • 17a shows an up-down converter with two outputs based on a Cuk converter in a variant
  • 17b shows an up-down converter with two outputs based on a Cuk converter in a variant
  • 18b shows an up-down converter with two outputs based on a SEPIC converter in a second
  • Output circuit consisting of Lr, Crl and Cr2 rea ⁇ lmarin an AC power source in the arrangement similar to the circuit variant B without Lcm5 from FIG. 8c,
  • FIG. 20a shows a half-bridge inverter with short-circuiting rectifiers or unbalanced voltage doublers, (identical to FIG.
  • FIG. 20b shows another illustration of the half-bridge inverter with reverse-shorting rectifiers, wherein each current-compensated inductor is replaced by an equivalent circuit consisting of a transformer and two leakage inductances Ls, and wherein the leakage inductances act in series with the resonance inductor Lr.
  • Fig. 20c is an advantageous embodiment of the half-bridge inverter with reverse short-circuiting
  • Rectifiers in which all of the stray inductances Ls ⁇ take over the function of the resonant inductor Lr complete, and in the per rectifier input, a resonance capacitor is interpreted Toggle to develop the circuit for multiresonan- th half-bridge converter,
  • 21a shows a half-bridge inverter with three reverse blocking and three forward blocking rectifiers
  • FIG. 21a Another representation of the half-bridge inverter of Fig. 21a, each current ⁇ compensated choke is replaced by an equivalent circuit consisting of a transformer and two scattering ⁇ inductances Ls, and wherein the leakage inductance acting in series with the resonant inductor Lr 21b Fig. 21c, an advantageous development of the half-bridge inverter of Fig. 21b, in which the total ⁇ standardize the stray inductance Ls take over the function of the resonant inductor Lr completely, and wherein per input rectifier, a resonance capacitor is indicated to develop the circuit for multi-resonant half-bridge converter,
  • Fig. 21d an advantageous development of the half-bridge inverter of FIG. 21c, wherein the total ⁇ standardize the stray inductance Ls take over the function of the resonant inductor Lr completely serving solution with an additional transformer Tr, for galvanic isolation and / or for voltage selection .
  • 21e shows an advantageous development of the half-bridge inverter from FIG. 21d with primary-side current measurement
  • Fig. 21f is an advantageous development of the half-bridge inverter with loud reverse blocking
  • Rectifiers and the additional transformer Tr which is used for galvanic isolation and / or voltage adjustment, the transformer having two secondary windings nsl and ns2, which are poled in opposite directions,
  • FIG. 23 shows a pulse width modulation controller with operation at the gap boundary, wherein neither switching frequency nor on or off duration are constant
  • FIG. 24 shows a controller based on a current-mode control principle
  • 25 shows a further embodiment of a three-output throttle down converter with current and current zero crossing detection
  • 26 is a choke-boost converter with two outputs, in which the current-compensated choke must sit at a position of the transducer, which is not intended for ei ⁇ ne inductance, which is why a coupled with the converter input inductance additional ⁇ cherkysbegrenzungszweig is required
  • 28a shows the block diagram of a circuit arrangement for balancing the two load currents II and 12 by the self-adjusting DC voltage V0 across the capacitor CO in two reverse-shorting rectifiers with voltage doubling (circuit type WD) in series,
  • 28b shows the basic circuit diagram of a circuit arrangement for balancing the two load currents II and 12 by the self-adjusting DC voltage V0 across the capacitor CO in two reverse-short-circuiting rectifiers with current output
  • FIG. 28c shows the situation with type WD for the case Ii> 0, FIG.
  • FIG. 28e shows the situation with type WD for the case Ii ⁇ 0
  • FIG. 28f Selected current and voltage characteristics of the circuit according to FIG. 28a, FIG.
  • Fig. 28g the principle circuit diagram of a circuit arrangement for balancing of the two load currents II and 12 through which adjusting DC voltage V0 across the capacitor CO in the supply voltage path in a backward and a forward sper ⁇ rendem rectifier with a simple voltage output (type of circuit VD) connected in parallel
  • Fig 28h the situation with type VD according to FIG.
  • FIG. 28i shows the situation with type VD according to FIG. 28k for the
  • FIG. 28 shows the situation with type VD according to FIG. 28k for the
  • Fig. Shows the basic circuit diagram of a circuit arrangement for balancing of the two load currents 28k II and 12 through which adjusting DC voltage V0 across the capacitor CO, the voltage source between the chip and the reference potential is connected, in a backward and a forward sper ⁇ rendem rectifier with easy Voltage output (circuit type VD) in parallel,
  • 29a shows a circuit arrangement for balancing the
  • Fig. 29b shows a circuit arrangement for balancing the
  • Fig. 29c shows a circuit arrangement for balancing the
  • 29d shows a circuit arrangement for balancing the
  • Fig. 30a shows a circuit arrangement for balancing the
  • Fig. 30b shows a circuit arrangement for balancing the
  • Fig. 30c shows a circuit arrangement for balancing the
  • Fig. 30d shows a circuit arrangement for balancing the
  • Fig. 34 shows the possibilities A) to C) as "building blocks" of converters, wherein by means of two capacitors a direct current through the current-compensated choke learning is prevented
  • Fig. 35 shows the union of the possibilities A) to C)
  • FIG. 35 is the general view of the building block of FIG. 35.
  • FIG. 37 shows the circuit according to FIG. 2, with resonant cell CCC1 drawn in, FIG.
  • FIG. 38 shows a ZVS half-bridge converter which uses the leakage inductances of the current-compensated reactors
  • 39a shows the basic structure of the step-down converter or buck converter with indicated positions for ZVS-enabling resonance elements
  • 39b shows the basic structure of the boost converter or the boost converter with indicated positions for ZVS-enabling resonant elements
  • 54a shows a multiresonant inherently current-symmetrizing zeta converter in insulating form with a common negative pole of the outputs
  • 55a shows a multiresonant inherently current-symmetrizing SEPIC converter in completely insulating form with a divided block capacitor.
  • 55a shows a multiresonant inherently current-symmetrizing SEPIC converter in completely insulating form with a common blocking capacitor.
  • Fig. 1 shows the principle of the invention of the LED current balancing by means of a current-compensated choke, as they are used to attenuate common-mode noise so-called common mode interference in line filter.
  • the AC source supplies the current Ii, which is divided into two identical currents Icml and Icm2 by the current-compensated choke Lern. These are rectified by the rectifiers Rel and Re2.
  • the resulting direct currents lol and Io2 also have the same strength and feed the LEDs Dl and D2.
  • the DC currents lol and Io2 are inde ⁇ pendent that used in a very good approximation of the forward voltages Vol and Vo2 Diodes.
  • the voltage at the AC power source Vi adjusts itself according to the impressed current Ii and the rectifier arrangements used, including loads, ie light-emitting diodes.
  • Fig. 2 shows a concrete embodiment of the rectifier as unbalanced voltage doubler circuit.
  • other rectifier circuits such as a half-wave rectification, a balanced voltage doubler, or a multi-stage voltage multiplier circuit, also referred to as a cascade or Cockroft-Walton circuit, could be used.
  • Fig. 3a shows a further embodiment of the 2 Darge ⁇ presented in Fig. Circuit with widely varying loads at the two outputs are provided.
  • a light-emitting diode string consisting of two light-emitting diodes is now used at one output, whereas a single light-emitting diode at the second output can be temporarily short-circuited by means of the transistor Q1.
  • the control signal V can be realized via the pulse width modulator PWM dimming of the LED D2.
  • the power source is thereby with a sine wave generator with a frequency of 48 kHz and a series resistance of 50 Ohm realized.
  • the cases 1 to 3 are as shown in the table below. In cases 1 and 2, the transistor Q1 is turned off (0% duty cycle), whereas in case 3 the transistor is turned on (100% duty cycle).
  • the transistor Q1 is turned off (0% duty cycle)
  • case 3 the transistor is turned on (100% duty cycle).
  • a failure of a light emitting diode in such a circuit arrangement will be considered. If a light emitting diode with a short circuit, so all ande ⁇ ren LEDs from the circuit will continue to be operated at rated current, which is to be regarded as "optimal behavior in case of failure.” If, however, a light-emitting diode fails with an interruption, the voltage across this light-emitting diode rises to a multiple of the forward voltage and, moreover, all the other light-emitting diodes are operated with too low currents. Symmetrization is only partially given.
  • the high voltage over the defective light-emitting diode may otherwise be considered an advantage, as this is a detection of the defective light emitting diode greatly simplified and an automatic bridge this light emitting diode with ⁇ means of the existing anyway for dimming switch or Transistor allows.
  • ⁇ means of the existing anyway for dimming switch or Transistor allows.
  • FIG. 4 shows the section around the diode D2 from an extended circuit according to FIG. If the light emitting diode D2 by an interrupt, the comparator is on ⁇ due to the high voltage across D2, which is generated by the current-compensated choke, tilt, the set reset flip-flop when switching on the circuit, and thus Ql turn permanently.
  • Rectifier circuits Rel and Re2 including the included smoothing capacitors are omitted.
  • Fig. 6 shows such a circuit with light emitting diodes as a load. The result is a discontinuous current flow through the LEDs - only in the positive half-wave of the power source current flows through the two LEDs. In the negative half-cycle, the two LEDs lock.
  • the blocking voltage corresponds to the no-load voltage of the non-ideal current source.
  • Fig. 8a shows a first circuit variant A
  • Fig. 8b shows a second circuit variant B, in which manner the current-compensated reactors can be interconnected to supply a plurality of light-emitting diodes or light-emitting diode strands with the same currents.
  • Variant B has the advantage over variant A that, on the one hand, the number of outputs, if one requires the same current through all LEDs, need not be a power of 2 (at least if only 1: 1 chokes are to be used and the same Current through all light-emitting diodes demands) and on the other hand all current-compensated chokes must be designed for the same load current.
  • the current-compensated choke Lcm5 is optional and leads to a "ring closure", which improves the symmetrical distribution of the currents on the outputs.
  • ring closure improves the symmetrical distribution of the currents on the outputs.
  • FIG. 8c shows a concrete embodiment of FIG. 8b wherein the current-compensated inductor Lcm5 has been omitted and only simple half-wave rectifiers are used as rectifiers.
  • Fig. 8d shows a further specification of the scarf ⁇ tung variant B analog of Figure 8B, but without Lcm5, wherein an asymmetric doubler judge as DC and a half-bridge ZVS circuit is used for realizing the AC power source.
  • FIG. 8e Another embodiment of the circuit variant B according to FIG. 8b, but without Lcm5, is shown in FIG. 8e.
  • an asymmetrical doubler circuit is used as a rectifier and a class E converter for realizing the AC power source.
  • the Streuinduktivitä ⁇ th of the current-compensated chokes are used as resonant inductance.
  • FIG. 8f shows a variant C which is already known from the prior art, DE 10 2006 040 026 and WO 2005/038828 A2, for quay cathode lamps.
  • the variant C has the same advantages as the variant B, but n chokes are required.
  • Fig. 8a, 8b and 8f also allow different large flows through the light-rela ⁇ hung as light emitting diodes strands, but only a division of the LED currents in fixed Behaves ⁇ nissen is always possible. So are, for example, the current through the light emitting diode Dl and to the fifth through the light emitting diode D2 in Fig.
  • such an arrangement may in particular ⁇ sondere be advantageous for the operation of a plurality of light-emitting diodes of different types, for example, in a lamp, for example with a Combination of a warm white light source of high luminous efficacy through the combination of cold white light emitting diodes and red light emitting diodes, each with high luminous efficacy.
  • the circuit of Figure 10a is based on a choke-down converter consisting of an input capacitor Cl, a switching transistor Ql, a step-down inductor LI and a diode D3 to produce a pulsating direct current through the inductor LI.
  • This current is split by means of the current-compensated inductor Lcml on both rectifiers consisting of Dl, Cl and D2, C2 and finally provided to the two outputs of the LEDs Dil and D12.
  • One of the two light-emitting diode currents is thereby detected by means of the current measuring device Im and supplied to the control Crtl, which changes the duty cycle of the transistor Ql accordingly.
  • two outputs analogous to the above circuits, several outputs could be generated.
  • light-emitting diode strings could also be used instead of individual light-emitting diodes.
  • Fig. 10b shows a further development of the circuit of
  • FIG. 10 c shows a throttle-down converter with three outputs, wherein only the leakage inductances of the current-compensated throttles are used as storage chokes of the converter.
  • the current measuring means IMEA determines one of the output currents and provides an output current proportional to this and related to GND Messsig ⁇ nal.
  • the comparator Cmpl is used to detect the demagnetization of the current-compensated chokes Lcml and Lcm2.
  • the measurement signals In and F are supplied to the non Darge ⁇ easily control, which in turn generates therefrom the drive signal Dr for the power switch.
  • the control has been overridden and the transistor driven with a constant duty cycle of 50% and constant frequency in order to exclude effects by Regge ⁇ ment and the change of the duty cycle, and thus to examine the effect of balancing particularly simple can.
  • the switching frequency was varied in three series of measurements between 12, 24 and 48 kHz.
  • the input voltage was held constant at 10V and the load at the 2nd output changed, whereas at the 1st output (at 150 ohms) remained unchanged.
  • the choke LI has a value of 100 uH in this embodiment.
  • the current-compensated choke used is of the type EPCOS B82721-K2701-N20 with an inductance of 2x10 mH, a series resistance of 2x0.60 ohms and a rated current of 0.7A.
  • the curve 81 represents the function of the arrangement to the test - here the current-compensated choke has been replaced by two Wi ⁇ resistors, each 0.68 ohm, to illustrate what-balancing effect is achieved by the series resistance of the current-compensated choke alone.
  • FIG. 13 shows a particularly advantageous embodiment of the converter according to FIG. 10a.
  • the current measurement is evaluated by evaluating the voltage drop across the shunt Rs realized. More important, however, is the "saving" of the "actual buck converter choke” LI - instead, the two already existing leakage inductances Lsl and Ls2 of the current-compensated choke are used for this purpose. This measure also leads to a better symmetrization of the two output currents, as shown in FIG. 14.
  • FIG. 13 shows the transducer of FIG. 13 with current control disabled, as with all of the measurements given here, to show the extent to which the balancing of the output currents decreases with increasing output currents.
  • FIG. 15 shows the ratio of the two output currents Iol / Io2 above the mean output current (Iol + Io2) / 2. It can be seen that up to an average current of 350 mA, the "asymmetry" remains below 5%. This corresponds to half the rated current of 700 mA of the current-compensated choke used.
  • FIGS. 16 and 17 two inventive exporting ⁇ ⁇ insurance forms are sets Darge based on the Cuk converter concept.
  • the illustrated in FIGS 16a and 16b scarf ⁇ obligations use the capacitors C31 and C32 to a direct current flow, which would be established by the current-compensated choke due to the different output voltages to prevent.
  • the circuits of FIGS. 17a and 17b use the diodes D1 and D2 analogously to the realization in the throttle converters already described.
  • n capacitors and n diodes are required in the output circuits (C31, C3n and D31, FIG.
  • D3n D3n + 1 diodes
  • Figures 18a and 18b show two inventive from ⁇ EMBODIMENTS based on the SEPIC converter concept, wherein the Streuinduktivitä- th Lsl and Ls2 of the current-compensated choke L10 and L20 take in the embodiment of FIG. 18b, the object of the two throttles with.
  • FIG. 19 shows an embodiment of an inverter according to the invention, based on a switch-balanced half-bridge circuit with a resonant output circuit consisting of Lr, Crl and the optional Cr2, which realizes an alternating current source.
  • the half-bridge is zero-voltage switching. This alternating current source feeds an arrangement similarity ⁇ Lich disclosed in Fig. 8b through 8e.
  • Transistors Ql and Q2 have a fixed, time-invariant duty, ⁇ ie as not driven by a pulse width modulation. This is chosen so that Ql and Q2 are never simultaneously conductive. The duty cycles of the two transistors do not have to be the same size. Thus, Ql can have a duty cycle of 60% and Q2 a duty cycle of 35%.
  • the current control Ctrl uses the voltage drop across the resistor Rs to the desired target current through the light emitting diode D5, and thus set by all light emitting diodes, by changing the switching frequency of the transistors Ql and Q2. This target current may be set for example by a master controller of a lighting management system ⁇ (not shown).
  • rectifier circuits Rel to Re5 can not have a DC component. Therefore, only rectifier circuits make sense, which receive a pure alternating current at their input.
  • rectifier circuits used until LCM4 reliably prevents magnetic saturation of the current-compensated chokes ⁇ LCML.
  • rectifier cells based on the single-ended voltage doubler circuit as shown in FIG. 2 may be used.
  • Fig. 20b is another illustration of the inventive circuit according to Fig. 20a each current-compensated Dros ⁇ sel is replaced by an equivalent circuit consisting of a Trans ⁇ formator and two leakage inductances Ls.
  • the entirety of the leakage inductances Ls can completely take over the function of the resonance choke Lr, as is the case with the modified embodiment.
  • tion according to FIG. 20c represents.
  • the effect of the optiona ⁇ len resonant capacitor Cr2 is now achieved by the optional resonant capacitors CR21 to Cr25.
  • FIG. 21 a shows a modified variant of the circuit according to FIG. 19 or 20 a, which manages with reverse-blocking rectifier circuits.
  • the rectifier circuits are connected so that no DC component is caused in the current Ii, so that the DC current is ensured by the two capacitors Crl and Cr2.
  • Rel and Re4 are shown as half-wave rectifiers. In this case, Rel to Re3 and Re4 to Re6 have the same input current direction or polarity of the diodes used.
  • the advantage of this circuit variant is the symmetrical utilization of both half-oscillations provided by the bridge circuit and the property that only n-2 current-compensated chokes are required to provide n outputs and fewer diodes are required for the reverse blocking rectifier circuits than for the reverse-conducting rectifier circuits In addition, at a higher level of efficiency.
  • the circuit of FIG. 21a has the disadvantage that not all light-emitting diodes or light-emitting diode strands with the same connection, for example the cathode, can be placed on GND or the common reference potential, which leads to different effects when using similar light-emitting diodes be well cooled.
  • This is in particular ⁇ sondere in the case of high-power LEDs a big disadvantage.
  • the application of the circuit according to the figure 21a Therefore, in particular for low-power light-emitting diodes, such as radial light-emitting diodes, or arrays of these makes sense.
  • Fig. 21b shows another view of the circuit of Fig. 21a each current-compensated choke is replaced by an equivalent circuit consisting of a transformative ⁇ tor and two leakage inductances Ls.
  • the totality of the leakage inductances Ls can be the function of the resonance choke Lr completely take over, as this represents the modified Ausure ⁇ tion according to FIG. 21c.
  • the effect of the optiona ⁇ len resonant capacitor Cr2 is now achieved by the optional resonant capacitors CR21 and CR26. After the stray inductances of the current-compensated chokes are present anyway, a more cost-effective and more compact design can be realized in this embodiment.
  • 21d shows a further advantageous development analogous to the circuit arrangement according to FIG. 21c, but now with transformer Tr, which serves for electrical isolation and / or voltage adjustment. If appropriate, the leakage inductance of the transformer together with the entirety of the leakage inductances Ls completely assumes the function of the resonance choke Lr.
  • the current measurement signal is transferred in accordance with the secondary side to the primary-side part of the circuit by means of an opto-coupler circuit ⁇ Opto.
  • Fig. 21f shows a further advantageous development analogous to that of Fig. 21e, wherein the transformer Tr with two secondary windings nsl and ns2.
  • This circuit avoids the disadvantage that not all light-emitting diodes or light-emitting diode arrays with the same polarity can be designed with respect to the common reference potential, eg of the heat sink. Therefore, this circuit is particularly suitable for high-power LEDs.
  • the illustrated magnetic components can advantageously be integrated in a magnetic component, in particular in a ceramic component which is produced for example in LTCC technology.
  • the use of the stray inductances is particularly advantageous in the integration of a plurality of functionally different magnetic components in a magnetic component, since in comparison with conventional use of a plurality of discrete components, the integration results in comparatively large stray inductances and can now be used to advantage.
  • the construction of the current-compensated choke is advantageously to be realized in such a way that it has a defined leakage inductance and that the current-compensated choke does not saturate even at high current intensities.
  • constructions are ver ⁇ applies advantageously as AI are described in EP 0275499 Al and DE 36 21 573rd For use for lighting purposes, in particular an embodiment according to DE 3621573 AI appears advantageous.
  • DE 36 21 573 solves essentially the same task as EP 0 275 499 AI: It is presented the realization of a current-compensated inductor with large additional leakage inductance for the suppression of symmetrical interference.
  • EP 0 275 499 AI is in DE 36 21 573 does not use a separate "outer core" for each "outer” conductor, but only one outer core for all.
  • two air gapless ring cores are used for the current-compensated choke, wherein initially the first core is uniformly wound over the entire circumference in order to obtain a small external magnetic field. Then a second iron powder core of carbonyl iron is placed concentrically over this first ferrite ferrite core.
  • the second winding is wound through both ring cores having the same angular extension number and, optionally, a little thicker wire for moving ⁇ che copper resistances of the two windings.
  • a first embodiment of the control for the converter according to FIG. 10c is the pulse width modulation controller shown in FIG. He realizes a fixed-frequency Pulswei ⁇ width modulation.
  • This controller consists of the error amplifier Opl which generates the error signal Vea as a PID controller from the measured output current and the reference signal Vref associated with the reference current. This is compared in the PWM comparator Cmp2 with a ramp voltage.
  • PWM comparator Cmp2 In a conventional pulse width modulation controller outputs the generated signal P would be the gate driver DRV of the circuit breaker supplied ⁇ leads.
  • the additional logic FWC By means of the additional logic FWC, however, it is ensured that a demagnetization of the current-compensated chokes has taken place before the Q1 can be switched on again, ie if necessary, the on-time is cut off by the free-running signal F. If the actual PWM signal P goes to low, the RS flip-flop set by the falling edge. The RS flip-flop "notices", the circuit is in the demagnetization phase. would at this stage, the PWM signal back High ⁇ to, so would the AND gate a high will prevent the output Dr. Only when the demagnetization signal arrives in the form of a high of the measurement signal F, the FF is reset via the R input.
  • the timer Tmr is provided whose time value corresponds to the maximum conceivable demagnetization duration. If the FF longer than Zeitdau he ⁇ set, is the output of the timer on high and leads to an automatic resetting of the flip-flops. Engages the additional logic FWC, this means that the control loop is opened, and the actual controller Opl runs up to the limit so that a signal with maximum P ⁇ Tast is degree. However, this opening of the control loop and the associated deviation of the required output current from the setpoint is accepted in order to be able to ensure the balancing of the output currents.
  • the controller for the circuit of Fig also shown in Fig. 23 can. 10c are used, which ensures an operation on the DISCONTINUOUS (Boundary Conduction Mode), wherein neither Switching frequency still on or off duration are constant. In contrast to the above embodiment, it does not work with a constant switching frequency, but with a variable: As soon as the current through the inductor reaches zero, the transistor is switched on again.
  • the error amplifier and the pulse width comparator are realized as in FIG. 22 by means of Opl and Comp2. If a demagnetization of the chokes has taken place, the low-high transition of F causes the ramp generator Ramp to start generating a new ramp.
  • the timer Tmr is provided, the time value of which corresponds to the maximum conceivable demagnetization time. If the output is longer than this amount of time on low, a new ramp will generate ⁇ riert, and it will not wait for a low-high transition of F.
  • FIG. 24 shows a controller based on a current-mode control principle for the circuit according to FIG. 25.
  • This controller also implements an operation at the boundary boundary mode.
  • the control amplifier Opl produces at its output the signal Vea is compared with the refreshes ⁇ economic measured current value Im2. If the value of Im2 exceeds that of Vea, the high-to-low transition of P will cause the flip-flop to be reset and Q1 to be turned off. In the subsequent demagnetization phase, F initially remains high, since the current current value is greater than zero.
  • Fig. 25 illustrates another embodiment of a three output choke down converter.
  • the current measuring means IMEA is realized by a differential amplifier which lie ⁇ fert a the current to be measured learning proportional and related to GND measurement signal after the signal Im2 speaks the appropriately amplified and ground-based voltage drop across the shunt Rs corresponds.
  • the time average of the voltage drop across Rs corresponds to the time average of the sum of all LED currents.
  • the low pass LP is present.
  • the comparator Cmpl is used to detect the demagnetization of the current-compensated inductors Lcml and Lcm2.
  • the circuits according to FIGS. 22, 23 and 24 may be used
  • FIG. 26 shows a two-port throttle boost converter.
  • the actual boost converter consists of the storage inductor LI, the switching transistor Ql and the diodes Dl and D2.
  • the control takes place on one of the output currents.
  • a subordinate current control loop in the sense of a "current mode contol" are used, which pulls the switch current - detected by means of the resistor Rq - for control zoom ⁇ .
  • Lsl and Ls2 Leakage inductances of the current-compensated choke Lsl and Ls2 are undesirable in the boost converter because they lead to high voltage spikes when the transistor Ql is turned off: Lsl and Ls2 prevent the currents in the output circuits from 0 to the half current value of the inductor current by LI at the time of turn-off of the transistor can jump. Therefore, a snubber network should be provided, which limits the switch voltage. This may be implemented dissipatively in the form of an RDC network parallel to Q1, or as an optional terminal circuit for the transistor voltage of Ld and D3 and be non-dissipative.
  • the illustrated clamping circuit limits the switch voltage immediately after opening Ql to a value resulting from the ratio of the transformer formed by Ld and LI and the input voltage.
  • Ld and LI should be as well-coupled magnetic ⁇ table together. Assuming that the input voltage is 10V and Ld is twice as many turns as LI, the transistor voltage would be limited to a value of twice the input voltage, hence 20V, since then diode D3 starts conducting and the voltage on the transistor is stuck.
  • the buck converter In contrast to the buck converter, the buck converter has no restriction on continuous and continuous operation, at least as long as the stray inductances are negligibly small. Regardless of the operating mode is switched on while Ql is the current-compensated Demagnetized demagnetizer, the current through the stromkompen ⁇ - based throttle is thus zero and by the subsequent blocking of the two diodes Dl and D2 this condition is maintained until the next shutdown of Ql.
  • the Boost converter does not require any of the control circuits described above, because even if the converter operates continuously with respect to the inductor LI, it is always ensured, due to the topology, that the power distribution network is operated in discontinuous operation and consequently always demagnetization of the common mode chokes is given in the network.
  • FIG. 27 shows such a converter which, like the boost converter described above, includes an optional clamping circuit for the transistor voltage consisting of Ld and D3.
  • the current balancing is by the series circuit of a capacitor, an alternating current or alternating voltage source and two opposite of interconnected, backward lei ⁇ tender rectifier circuits, each including one or more series-connected light-emitting diodes, rea ⁇ larra.
  • Each of these circuits provides two common potential (eg, ground) related light outputs.
  • Figures 28a and 28b show embodiments of such circuitry.
  • the two figures show the circuit types WD and CD.
  • the circuit type WD is based on a voltage doubling circuit and the circuit type CD is based on a simple current smoothing circuit.
  • the operation of the circuit of Fig. 28a illustration ⁇ center the Figures 28c to 28e.
  • the assumption is made that all components are ideal, ie in particular the diodes behave as ideal switches.
  • the source Q works as a power source. If a positive current Ii is supplied by the source Q, then FIG. 28c shows the components relevant to the function: The current Ii flows through the diode Dil, then splits to Cll and Rl, and then via the ground connection drawn for the sake of easier understanding M, the diode D22 and the capacitor CO to flow back to the source.
  • the load R2 is ver provides ⁇ during this time range by the capacitor C2.
  • the magnitude of the current Ii> 0 has only an influence on the load current II, but not on 12.
  • FIG. 28d illustrates that the loads R1 and R2 are supplied with energy by the associated capacitors C1 and C2, respectively. After the capacitor voltages VI and V2 are positive, divides the respective capacitor voltage across the two diodes Dil and D12 or D21 and D22 and lock all diodes.
  • Fig. 28e correspondingly shows the relevant components in the case that the source Q provides a negative current.
  • the behavior of the two rectifiers is exactly the opposite: For Q, only GR2 is effectively present, whereas GR1 is not visible.
  • the magnitude of the current Ii ⁇ 0 has only an influence on the load current 12, but not on II.
  • FIG. 28f shows exemplary current and voltage curves of the circuit according to FIG. 28a
  • V12 (t) Vi (t) + V0 (t) + V22 (t).
  • the AC or AC voltage source is formed by the secondary winding of a transformer, as this is a particularly simple way to produce a potential-free source.
  • FIG. 28g shows the basic circuit diagram of a circuit ⁇ arrangement for balancing the two load currents II and 12 by the self-adjusting DC voltage V0 across the capacitor CO in the supply voltage path at a back ⁇ downward blocking rectifier GR1 and a forward blocking rectifier GR2 with a simple voltage output (circuit type VD) in parallel.
  • the capacitor CO suppresses a DC component in the supply current Ii. Since Vi is a pure AC voltage source, the sum of the voltage across the AC voltage source Vi and the voltage across the capacitor CO may contain a DC component. This proportion corresponds to the actual voltage difference of the two rectifiers GR1 and GR2. Since one rectifier blocks forward and the other rectifier blocks backwards, each rectifier is supplied with one half-wave of the alternating current Ii.
  • FIG. 28k shows the block diagram of a circuit arrangement for balancing the two load currents II and 12 by the self-adjusting DC voltage VO across the capacitor CO, which is connected between the voltage source and the reference potential, in a reverse and a forward blocking rectifier with a simple voltage output (circuit type VD) in parallel.
  • the operation of this circuit arrangement is equal to the operation of the circuit arrangement according to FIG. 28g.
  • the capacitor CO is inserted elsewhere in the current path, but this does not affect the operation.
  • Fig. 28h shows the phase diagram of Fig. 28k for the case Ii>
  • Fig. 28j the
  • a transformer having a plurality of secondary windings, and in particular for very different loads or light-emitting diodes additional current-compensated reactors, which balance the secondary currents with each other,
  • the primary side of the transformer is controlled by one of the usual power electronic circuits, such as a half-bridge, full bridge, push-pull or Class E converter.
  • this is a switch-relieved circuit that uses the ZVS or ZCS principle.
  • inductive components transformers, current-compensated chokes or a combination of such components
  • circuit type CD the required inductances (e.g., LI, L2 in Figure 2b) may also be integrated (e.g., with the required transformer).
  • balancing capacitors e.g., CO
  • LTCC LTCC
  • the rectifier switch can be designed as a synchronous rectifier, in particular, the already existing in the circuit transformers for driving the semiconductor switches of the synchronous rectifier can be used.
  • FIGS. 29a, 29b, 29c and 29d and FIGS. 30a, 30b, 30c and 30d show a circuit configuration in which a ZVS-powered half-bridge supplies a plurality of light-emitting diodes or light-emitting diode strings with the same current in all cases.
  • the capacitor Cr2 may be present.
  • FIGS. 29a, 29b, 29c and 29d according to the above Enumerated in item a) uses a plurality of transformers, whereas the figures 30a, 30b, 30c and 30d depending Weil ⁇ a circuit according to point b) indicates.
  • the circuits according to FIGS. 29a, 30a are based on the circuit type WD (analogous to FIG.
  • FIGS. 29b, 30b are based on the circuit type CD (analogous to FIG. 28b).
  • Figures 29c and 30c show circuits on the circuit type VD analogous to FIG. 28k ba ⁇ Sieren, whereas the FIG 29d is a mixed form, wherein each group of two .. to a secondary winding of a transformer Tri Tr3 connected rectifier respectively according to one of described above, the group of transformer TRI according to the circuit type CD, the group of transformer TR2 after the
  • Circuit type WD and the group of transformer TR3 to the circuit type VD.
  • Fig. 30d the situation is analogous to Figure 29d, only a common transformer is used with a primary winding and three secondary windings, in which the group at the first secondary winding (counted from above) to the circuit type CD, the group at the second secondary winding according to the circuit type WD, and the group working on the third secondary winding according to the circuit type VD.
  • light-emitting diodes or light-emitting diode strands were shown as the load of the rectifier GR, which lie with the cathode at GND. This need not necessarily be the case - it can also be the anode at appropriate
  • Circuit adaptation to be placed on GND This could be particularly advantageous if the housing of the LEDs used in each case ver ⁇ tied with the anode of the LED chip, since then all the LED housings are placed on a common electrically connected to ground heat sink can, which leads to a particularly good cooling of the LEDs.
  • Fig. 31 shows a circuit configuration in which a transfor ⁇ mator with two secondary windings) is used for the operation of light-emitting diodes 4 outputs corresponding to the point b in the above list.
  • Trl2 By means of the current-compensated choke Trl2 the symmetrization of the two secondary currents is ensured.
  • the elec tronic switches ⁇ Sil be controlled reasonable to S41 with a PWM signal.
  • Table 1 below shows the ratios at 0% or 100% duty cycle of the switches.
  • the resistors Rl to R4 are for current measurement, but not required for the actual function. The following components were used:
  • Trl2 Current-compensated choke EPCOS B82721-K2701-N20, 2xl0mH, 2xOR60 typ. RDC
  • Fig. 32 shows the "front" part of the circuit of Fig. 31, however, a class-E converter is now considered generator. This has to dispense with the advantage of having a single Leis ⁇ tung transistor Ql and also is this with ZVS (Zero Voltage Switching) Contrary to the usual disadvantage of the class E converter one with others
  • Nonlinear behavior cause a flattening of the drain oscillation, so that a transistor with less
  • Power distribution network which contains one or more current-compensated chokes in a basic interconnection of FIG.
  • the additional capacitors prevent a DC current flow through the current-compensated chokes, so that the current-compensated chokes are flown through only by alternating current which, at least in each zero crossing of the current allows a voll Dicki ⁇ ge demagnetization of the throttles, which for their operation is crucial.
  • transducer structures are used which do not have a DC current path through the current-compensated inductor, ie the arithmetic mean values of the currents Icm1 and Icm2 in FIG. 1 are zero due to circuit-engineering measures.
  • at least two capacitors are used in each case in series with one of the three terminals of the current-compensated choke as DC-blocking components. That means the realization according to the invention. tion has one of the possibilities shown in Fig. 34 A) to C) as part of the converter.
  • the resonant cells shown in Fig. 34 contain at least 2 capacitors, may be part of the AC or rectifier and can perform next to the DC-blocking function more functions in the associated AC or rectifier.
  • the capacitor In a half-bridge inverter, the capacitor may have the role of the resonance capacitor.
  • this capacitor In rectifiers of the type of unbalanced doubler or cascade circuits, this capacitor is the input capacitor or the first capacitor of the thrust column.
  • FIG. 35 The combination of possibilities A) to C) from FIG. 34 is shown in FIG. 35, wherein the current-compensated inductor through the equivalent circuit consists of two fixedly coupled (with a coupling factor of one) inductances Ltl and Lt2 and the two leakage inductances Lsl and Ls2 is shown.
  • the two capacitors C 1 to C 3 can be dispensed with, without the inherent direct current freedom being influenced by the two windings of the current-compensated throttle. This freedom from DC current is not influenced by further, arbitrarily insertable in the circuit condensers ⁇ .
  • Fig. 35 shows optional capacitors Cr (dashed), the example against
  • capacitors are shown grounded. These capacitors are advantageously resonance capacitors which, together with the leakage inductances Ls1 and Ls2, act and can be used, for example, for switching relieving within the converter.
  • any components in series with the windings of the current-compensated choke and the capacitors can be switched.
  • the series connection of the windings of one or more further current-compensated chokes makes sense, if the converter should have more than two outputs.
  • Fig. 36 shows a practical case of a very general building block.
  • FIG. 37 shows the circuit according to FIG. 2, which also contains the resonant cell structure. This was drawn for illustration and labeled CCC1.
  • circuits according to FIGS. 3 and 5 are based on the same circuit principle, these also contain the corresponding configuration.
  • converters which contain such a configuration are, in addition to the half-bridge converters shown in FIG. 8d, also the class E converters indicated in FIG. 8e.
  • FIG. 38 shows a ZVS half-bridge converter which uses the leakage inductances of the current-compensated reactors as resonance inductance.
  • FIGS. 39a, 39b and 39c show the basic circuits of a step-down converter or buck converter (FIG. 39a),
  • a boost converter or boost converter (Fig. 39b) and a Cük converter (Fig. 39c).
  • the latter can produce output voltages whose magnitude can be smaller or larger than its instantaneous input voltage.
  • All three topologies belong to the group of single-switch DC-DC converter. Shown in each case is their hard-switching variant, whose inverter switches are controlled by known pulse width modulation methods. Not shown in each case are the details for controlling the inverter switch Ql or Sl and the controller structure, which returns certain output variables for driving the inverter.
  • the current measuring resistor RS is indicated.
  • the stray inductances form the inductive part of a resonant circuit, which is tuned to the Be ⁇ drive frequency.
  • Each current-compensated choke also has a non-compen ⁇ overbased scatter fraction, based on this fact, the OF INVENTION ⁇ dung.
  • the circuit arrangement is further develop according to the Fig. 39c for a plurality of light emitting diodes strands insert the current ⁇ compensated choke where the Cuek converter required as a condition for zero voltage switching an inductor, eg at the location of Induktivi ⁇ ty LCML.
  • the stray inductances of the at least one current-compensated choke are used to produce resonant circuits, which make it possible to operate the power switch switchboard ⁇ relieved within the converter circuits.
  • the above-mentioned common inverter basically consists of only one electronic circuit breaker and at least one storage inductor.
  • the Leis ⁇ processing circuits may contain an uncontrolled anti-parallel diode (inverse diodes), and is driven by means of a special frequency variable, and state-dependent PWM.
  • the abovementioned current-compensated choke is expressly not to be regarded as a storage inductance.
  • the inventively more rectifier contain as many diodes as light-emitting diode strands are provided. So with N light-emitting diode strings exactly N rectifier diodes can be found.
  • the number of already mentioned memory inductances in Buck, Boost or Drosselin topology is also exactly N, in Cuk, SEPIC or
  • all converters presented here operate in all their branches in "Double ZVS Multiresonant Conduction Mode.”
  • Advantageous in this mode of operation is the resonant switching relief of all switching edges of all participating rectifier diodes and the switch-on edge of the inverter switch three transducers with current output (Buck, Cuk and Zeta) are omitted for feeding light-emitting diodes of the otherwise conventional output filter capacitor, which in particular facilitates the controllability of a possible higher-level lighting system.
  • the resonance cell comprises, in addition to the at least one current-compensated choke, at least N capacitors in series with the terminals of the current-compensated choke.
  • the current-compensated choke is always inserted where, in the transition of a hard-switching CCM into a multiresonant double ZVS single-switch converter, the additional resonance inductance is connected.
  • the series capacitors to the left or right thereof are either already present in the intended converter topology, or they are also newly added as N resonance capacitors in each case parallel to one of the N rectifier diodes. If so not directly apparent, the series connection to the current-compensated choke remains in this configuration.
  • the capacity of this new N "rectifier capacitors" is respectively approximately the same.
  • it is parallel to the inverter switches, a further resonance capacitor, the so-called inverter capacitor, connected in.
  • the capacity ratio between this Wech ⁇ selrichterkondensator and the sum of all N rectifier capacitors forms an important design criterion for this multi-resonant converter ,
  • N rectifier diodes within the considered transformer topologies for N current-symmetrizing outputs, at least N storage inductances are always present, as already described above.
  • block or filter capacitors are used, which can then charge differently to the different output voltages per branch.
  • the multiresonant transducers are not operated with constant, but with variable frequency to control the output power, which in turn contributes to the improvement of their EMC.
  • Fig. 40 shows a multi-resonant Cük converter expanded as described above.
  • the circuit according to FIG. 39c has been expanded by the resonance elements C1, C1 and C21, which are located parallel to the zero-voltage switched switch S and the diodes D10 and D20.
  • the resonance elements C1, C1 and C21 which are located parallel to the zero-voltage switched switch S and the diodes D10 and D20.
  • Inductors for resonance circuits which accomplish the relieves ⁇ te switching, as a current-compensated choke in the form of the two leakage inductances Lsl and Ls2 are formed.
  • Block capacitors C10 and C20 form a resonant cell with Lcml.
  • the following table shows an example dimensioning and the operating data, which correspond to the current and voltage curves according to Figure 3:
  • Fig. 42 shows a multiresonant SEPIC converter with two inherently symmetrizing outputs.
  • the corresponding multiresonant zeta converter is shown in FIG. 43.
  • corresponding capacitances are to be connected in parallel to all switches (ie transistors and diodes), so that the resonant cell with the corresponding resonant circuits for ⁇ together with the leakage inductances of the current-compensated inductor the switching relief results.
  • Fig. 44 shows a Class E converter with hard-switching rectifier diodes at the output. These were also added by adding parallel capacities into a corresponding multi-resonance Class E converter according to FIG. 45.
  • Rectifier diodes In contrast to the Cük converter in the Class E converter, the inverter capacitor Cl and a resonant matching network in front of the rectifier, which is exactly out of resonance here, have always been fixed circuit components, which is why rectified from an approximately ideal sinusoidal out, which is natural ⁇ Lich can happen in both polarities. It is not visible that in the class E converter, the capacitors CIO and C20 have much smaller capacitances than in the Cük converter, since in the former they are supposed to act as resonance elements, in the latter "only” as blocking capacitors.
  • FIG. 46 shows the multiresonant, inherently current-symmetrizing buck converter or step-down converter
  • FIG. 47 shows the corresponding boost converter or step-up converter
  • FIG. 48 finally shows the corresponding inductance converter.
  • FIG. 49 shows a multiresonant Cük converter with 4 inherently current-symmetrizing outputs in tree connection of the three current-compensated reactors.
  • the current load between LCML ... LCM3 is balanced on average, but "see" the two central output branches definitely more series inductance than that in ⁇ the outside. This can be resolved by the points C and D and the points e and F are respectively short-circuited by the two connections between G and C as well as between H and F may be omitted and, then, however, be noted that LCML is faced with the dual power Bela ⁇ tung current-compensated compared to the two nachge ⁇ switched Chokes Lcm2 and Lcm3 Fig.
  • the ratio between the capacitances of Cll and C21 must also be 3: 5, that between the capacitances of the blocking capacitors CIO and C20 can be 3: 5, that between the filter inductances L10 and L20 can conversely be 5: 3.
  • FIG. 52 shows the insulating variant of the choke inverse converter, the multiresonant inherent current-symmetrizing flyback converter.
  • FIGS. 53a and 53b show corresponding Ciik converters
  • FIGS. 54a and 54b show insulating multiresonant zeta converters
  • FIG. 55 shows the insulating multiresonant zeta converters
  • Cük- Due to its topological symmetry of Cük- takes converter according to Figure 53a and 53b a special position: they can only by splitting its blocking capacitor CIO, C20 in a primary-side C9 and in the secondary-side CIO, C '20 and by inserting a transformer Tl precisely at this newly formed nodes are isolated. Therefore, only in Cük converter in its insulating form, the two components C9 and Tl newly added. However, only there Tl is claimed purely AC moderate. Theo ⁇ cally to SEPIC and Zeta were isolated as well. With the SEPIC, however, a circle of transformer secondary winding, block C and storage coil would then emerge.

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
  • Led Devices (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen, aufweisend: einen elektrischen Energiewandler, mit mindestens einem Schalter, wobei der elektrische Energiewandler eine pulsierende Gleichspannung oder eine Wechselspannung ausgibt, mindestens zwei Betriebsstränge, von denen jeder einen in eine Stromrichtung sperrenden oder kurzschließenden Gleichrichter mit einem Eingangsanschluß, einem Ausgangsanschluß und einem Bezugspotential aufweist, wobei die Betriebsstränge mit dem elektrischen Energiewandler gekoppelt sind, mindestens eine stromkompensierte Drossel, wobei die stromkompensierte Drossel zwischen den Schalter und die mindestens zwei Gleichrichter geschaltet ist, mindestens zwei Halbleiterlichtquellen, die jeweils zwischen den Ausgangsanschluss des zugehörigen Gleichrichters und dessen Bezugspotential geschaltet sind, wobei der elektrische Energiewandler als Resonanzwandler mit einer Resonanzzelle ausgelegt ist, und die Streuinduktivität der stromkompensierten Drossel als Resonanzinduktivität dieser Resonanzzelle genutzt wird.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halb¬ leiterlichtquellen
Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen. Die Halbleiterlichtquellen werden dabei in unterschiedlichen Betriebs- strängen und mit dem gleichen Strom betrieben.
Hintergrund
Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen nach der Gattung des Hauptanspruchs.
Die Stromsymmetrierung über stromkompensierte Drosseln ist im Stand der Technik bekannt, siehe z.B. die EP 1788 850 Bl der Anmelderin. Dort ist eine Schaltungsanordnung offenbart, in der mehrere stromkompensierte Drosseln kaskaden- förmig ineinandergeschaltet sind. Für n Betriebsstränge werden n-1 stromkompensierte Drosseln benötigt.
Aus der US 7408308B2 ist ebenfalls eine Schaltungsanordnung bekannt, die mittels kaskadenförmig verschalteter stromkompensierter Drosseln eine Stromsymmetrierung der an die stromkompensierten Drosseln angeschlossenen Betriebsstränge erreicht.
Aus der EP 1 286 572 A2 ist ebenfalls eine Schaltungsanord¬ nung zur Symmetrierung der Ströme in Leuchtstofflampen bekannt, die dafür eine stromkompensierte Drossel einsetzt.
Diese bekannten Schaltungen haben jedoch den Nachteil, dass die stromsymmetrierenden Maßnahmen in eine bestehende Schaltung integriert wird, so dass zusätzliche Bauteilekos¬ ten anfallen. Dies macht das Produkt durch die zusätzlichen Bauteile größer und verursacht hohe Kosten.
Aus der Schrift Baddela, S. M.; Zinger, D.S. „Parallel connected LEDs operated at high frequency to improve cur- rent sharing", Conference Record of the IEEE Industry Ap¬ plications Conference, 39th IAS Annual Meeting, 2004, 3-7 Oct . 2004, pp . 1677-1681, Vol.3 ist eine Symmetrierung von LED-Strömen mittels Kondensatoren in Reihe zu Gleichrich- tern bekannt. Allerdings wird hier der kapazitive Blindwi¬ derstand der Kondensatoren genutzt, der ja frequenzabhängig ist. Dies ist insofern Nachteilig, da in verschiedenen Anwendungen aufgrund bestimmter Rahmenbedingungen die Betriebsfrequenz der Halbleiterlichtquellen nicht festgelegt sein kann.
In allen diesen Applikationen werden die verwendeten Spannungswandler entweder hartschaltend oder mit einfachem ZVS (Zero Voltage switching) betrieben. Dies hat den Nachteil einer schlechteren Effizienz. Aufgabe
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen anzugeben, die oben genannte Nachteile nicht mehr aufweist.
Zusammen assung
Die Lösung der Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß mit einer Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen, aufweisend:
- einen elektrischen Energiewandler, mit
- mindestens einem Schalter, wobei - der elektrische Energiewandler eine pulsierende Gleich¬ spannung oder eine Wechselspannung ausgibt,
- mindestens zwei Betriebsstränge, von denen jeder einen in eine Stromrichtung sperrenden oder kurzschließenden Gleichrichter mit einem Eingangsanschluss , einem Ausgangsan- schluss und einem Bezugspotential aufweist, wobei die Be¬ triebsstränge mit dem elektrischen Energiewandler gekoppelt sind,
- mindestens eine stromkompensierte Drossel, wobei
die stromkompensierte Drossel zwischen den Schalter und die mindestens zwei Gleichrichter geschaltet ist,
- mindestens zwei Halbleiterlichtquellen, die jeweils zwischen den Ausgangsanschluss des zugehörigen Gleichrichters und dessen Bezugspotential geschaltet sind, wobei der elek¬ trische Energiewandler als Resonanzwandler mit einer Resonanzzelle ausgelegt ist, und die Streuinduktivität der stromkompensierten Drossel als Resonanzinduktivität dieser Resonanzzelle genutzt wird. Durch diese Maßnahme können Bauteilekosten und Bauvolumen eingespart werden, und der Wandler läuft mit hoher Effizienz, so dass das Bauvolumen weiter reduziert werden kann.
Die Resonanzzelle weist bevorzugt eine Serienschaltung aus der Streuinduktivität der stromkompensierten Drossel und mindestens einer Kapazität auf. Die Kapazität ist dabei bevorzugt mit dem Bezugspotenzial verbunden. Durch diese Maßnahme kann eine multiresonante Betriebsweise erreicht werden .
In einer Aus führungs form ist der elektrische Energiewandler ein Class E Wandler. Dies ist eine einfache effiziente Wandlertopologie für hohe Frequenzen. In einer weiteren Aus führungs form ist der elektrische Energiewandler ein Halbbrückenwandler. Diese Wandlertopologie kann auch für niedrige Frequenzen verwendet werden und arbeitet mit gutem Wirkungsgrad. Es werden aber zwei Schal¬ ter benötigt, wovon einer ein sogenannter Highside-Schalter ist, dessen Bezugspotenzial von dem des zweitens Schalters zeitweise erheblich abweichen kann.
In einer weiteren bevorzugten Aus führungs form ist der elektrische Energiewandler ein multiresonanter Zellwandler, der sich ähnlich wie obiger Class-E-Wandler dadurch auszeichnet, dass er nur einen einzigen aktiven Schalter auf seiner Eingangsseite aufweist. Jeder solche Wandler außer dem Class-E-Wandler wird auch als Einzelschalter- Gleichspannungswandler bezeichnet. Diese Zellwandler arbeiten durch die resonante Betriebsweise sehr effizient. Die Zellwandler gibt es in Ausführungsformen als tiefsetzende (Buck) , hochsetzende (Boost) oder hoch- und tiefsetzende Aus führungs formen (Buckboost oder Drosselinverswandler, 'Cuk, Zeta, SEPIC) .
Bevorzugt ist parallel zu jedem von der Wandlertopologie umfassten Leistungshalbleiter ein Resonanzkondensator geschaltet. Dies bewirkt eine erhebliche Schaltentlastung, so dass der Leistungshalbleiter im ZVS-Modus arbeiten kann, also ohne Spannung schaltet. Solche Wandler werden in der Regel als multiresonante Wandler, die im Doppel-ZVS-Modus arbeiten, bezeichnet.
Im Gegensatz zu den nicht-resonanten oder hartschaltenden Einzelschalter-Gleichspannungswandlern, deren aktiver Halbleiterschalter meist mit festfrequenter oder on-time- orientierter PWM angesteuert wird, erfordert ein multireso¬ nanter Zellwandler die Ansteuerung seines aktiven Schalters durch eine spezielle, zustandsabhängige und frequenzvariab- le PWM. Die Spannung über dem aktiven Schalter wird beobachtet, und er wird erst dann wieder eingeschaltet, wenn seine Spannung nach dem letzten Ausschaltvorgang das erste Mal wieder zu Null wird oder das erste Mal ein Minimum aufweist .
Die Resonanzkondensatoren parallel zu den Dioden auf der Ausgangsseite der Zellwandler begrenzen erstens zuverlässig deren Sperrspannung, zweitens deren Einschaltstrom und drittens deren Aus- und Einschaltspannungssteilheiten . Eine gesonderte Überwachung derart beschalteter Dioden ist nicht nötig, da sie in „natürlichem ZVS" arbeiten. Jeder multire- sonante Zellwandler produziert auch ohne Regelung eine definierte und stabile Leerlauf-Ausgangsspannung. Viertens vergrößern diese Resonanzkondensatoren parallel zu den Wandlerausgangsdioden den Arbeitsbereich, in dem der aktive Schalter in korrektem ZVS schalten kann, im Vergleich zu ansonsten gleichen Zellenwandlern ohne diese.
Es wird ein quasi-paralleler Betrieb von mehreren Leuchtdioden und/oder mehreren Leuchtdiodensträngen mittels eines gemeinsamen elektrischen Energiewandlers mit einem in eine Richtung sperrenden oder kurzschließenden Gleichrichter pro Leuchtdiodenstrang vorgeschlagen, wobei die Stromstärken des durch die Leuchtdioden fließenden Stroms näherungsweise identisch sind. Es muss lediglich auf den Strom in einer Leuchtdiode bzw. in einem Strang von Leuchtdioden geregelt werden. Hierzu wird ein Wandler verwendet, der eine pulsie¬ rende Gleichspannung oder eine Wechselspannung ausgibt.
Dadurch können mehrere an einem Wandler betriebene LEDs auf ein Bezugspotenzial gelegt werden, was eine bessere Kühlung ermöglicht, da beispielsweise alle Leuchtdioden direkt auf Kupfer gelötet werden können, und mehrere Leuchtdiodenstränge mit einem Wandler betrieben werden können. Bei der Verwendung von Leuchtdiodensträngen kann die Anzahl der Leuchtdioden so gewählt werden, dass die verwendete Isola¬ tionsfestigkeit optimal ausgenutzt wird. Es können erfin- dungsgemäß auch Stränge mit unterschiedlicher Anzahl an Leuchtdioden parallel geschaltet werden. Dabei ist nur ein Gleichspannungswandler zum Betrieb aller Leuchtdioden erforderlich. Ein weiterer Vorteil ist der deutlich geringere schaltungstechnische Aufwand im Vergleich zum Stand der Technik, bei dem bisher ein eigener Wandler für jede
Leuchtdiode bzw. jeden Leuchtdiodenstrang notwendig war.
Das Konzept ist auf beliebige Gleichspannungswandlertopolo- gien übertragbar (hoch- und/oder tiefstellende Wandlertopo- logien) . Das Dimmen einzelner Leuchtdioden ist mittels jeweils eines parallel zur Leuchtdiode geschalteten Tran- sistors der mit pulsweitenmoduliertem Signal angesteuert wird möglich. Alle Ausgänge des Wandlers sind durch die Stromregelung und Strom-Symmetrierung kurzschlussfest. Die Schaltung ist tolerant gegenüber Abweichungen in den Flussspannungen der Leuchtdioden. Dabei ist das Schaltungsprin- zip für beliebige Eingangsspannungen anwendbar, und kann z.B. von 6Vdc (Taschenlampe), 12Vdc (KFZ), 24Vdc (LKW) bis hin zu 277Vac angewendet werden. Die Schaltung ist entspre¬ chend anzupassen, und der gegebenenfalls enthaltene Trans¬ formator wird auch zur Spannungsanpassung und gegebenen- falls auch zur Isolation, um die entsprechenden Sicherheitsanforderungen einzuhalten, verwendet.
Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen ergeben sich aus weiteren abhängigen Ansprüchen und aus der folgenden Beschreibung . Kurze Beschreibung der Zeichnung (en)
Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit identi¬ schen Bezugszeichen versehen sind. Dabei zeigen:
Fig.l das Prinzip der Verwendung einer stromkompensierten Drossel Lern zur Symmetrierung der beiden LED- Ströme Iol und Io2,
Fig. 2 die Symmetrierung der beiden Ausgangsströme Iol und Io2 durch die stromkompensierte Drossel Lern in weiten Grenzen unabhängig von den LED- Flussspannungen Vol und Vo2,
Fig. 3 die Symmetrierung der beiden Ausgangsströme Iol und Io2 trotz stark unterschiedlicher Lasten,
Fig. 4 die Automatische Überbrückung von D2 im Open- Circuit-Fehlerfall ,
Fig. 5 die Symmetrierung der beiden Ausgangsströme Iol und Io2 durch die stromkompensierte Drossel Lern in weiten Grenzen unabhängig von den Belastungen durch Rl und R2,
Fig. 6 den Verzicht auf eine Gleichrichtung und einen bei unsymmetrischer Belastung der Stromquelle Diskontinuierlichen Stromfluss durch die Leuchtdioden,
Fig. 7 den Verzicht auf eine Gleichrichtung und einen bei symmetrischer Belastung der Stromquelle Diskontinuierlichen Stromfluss durch die Leuchtdio- den, Fig. 8a die Symmetrierung mehrerer Leuchtdioden oder
Leuchtdiodenstränge mittels mehrer verschalteter stromkompensierter Drosseln gemäß einer Schaltungsvariante A (Baumstruktur) ,
Fig. 8b die Symmetrierung mehrerer Leuchtdioden oder
Leuchtdiodenstränge mittels mehrer verschalteter stromkompensierter Drosseln gemäß einer Schaltungsvariante B (Ringstruktur) ,
Fig. 8c eine Aus führungs form der Schaltungsvariante B
ohne Lcm5,
Fig. 8d eine Aus führungs form der Schaltungsvariante B
ohne Lcm5 mit unsymmetrischer Verdopplerschaltung als Gleichrichter und ZVS-Halbbrückenschaltung zur Realisierung der Wechselstromquelle, Fig. 8e eine Aus führungs form der Schaltungsvariante B
ohne Lcm5 mit unsymmetrischer Verdopplerschaltung als Gleichrichter und Class-E-Wandler zur Realisierung der Wechselstromquelle, der zudem die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Dros- sein als Resonanzinduktivitäten nutzt,
Fig. 8f die Symmetrierung mehrerer Leuchtdioden oder
Leuchtdiodenstränge mittels mehrer verschalteter stromkompensierter Drosseln gemäß einer Schaltungsvariante C (Serienparallelstruktur) ,
Fig. 8g die Symmetrierung mehrerer Leuchtdioden oder
Leuchtdiodenstränge mittels mehrer verschalteter stromkompensierter Drosseln gemäß einer Schaltungsvariante C mit besonders vorteilhafter
StrommessSchaltung,
Fig. 9 eine ungleiche Aufteilung der Leuchtdiodenströme im Verhältnis 3:5 durch entsprechende Verschal- tung dreier stromkompensierter Drosseln
Lcml ... Lcm3 mit einem Windungsverhältnis von je¬ weils 1:1,
Fig. 10a einen Drossel-Abwärtswandler mit Stromsymmetrie- rung und zwei Ausgängen, die jeweils eine nicht zur eigentlichen Wandlertopologie gehörende
Flussdiode aufweisen, und mit induktiver Auskopp¬ lung des Leuchtdiodenstrommeßwertes ,
Fig. 10b den Drossel-Abwärtswandler mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgängen nach Fig. 10a mit ohmscher Ermittlung des LED-Strommeßwertes und Komparator Cmpl zur Erkennung eines lückenden Stroms in der Wandlerinduktivität LI,
Fig. 10c einen Drossel-Abwärtswandler mit Stromsymmetrie- rung und drei Ausgängen,
Fig. 11 die Strom-Symmetrie an dem Drossel-Abwärtswandler mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgängen,
Fig. 12 eine genauere Darstellung der Strom-Symmetrie,
Fig. 13 eine besonders vorteilhafte Aus führungs form des
Drossel-Abwärtswandlers mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgängen, der die Streuinduktivität der stromkompensierten Drossel als Wandlerinduktivität nutzt,
Fig. 14 weitere Messungen des Drossel-Abwärtswandlers mit
Stromsymmetrierung und zwei Ausgängen im Vergleich,
Fig. 15 die Erhöhung der Ausgangsströme an der besonders vorteilhaften Aus führungs form des Drossel- Abwärtswandlers mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgängen durch Erhöhen der Eingangsspannung, Fig. 16a einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgängen basierend auf einem Cuk-Wandler in einer Variante AI,
Fig. 16b einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgängen ba- sierend auf einem Cuk-Wandler in einer Variante
A2, bei der die beiden Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drossel die Wandlerausgangsinduktivitäten bilden,
Fig. 17a einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgängen ba- sierend auf einem Cuk-Wandler in einer Variante
Bl, die nur eine Wandlerausgangsinduktivität, da¬ für aber pro Ausgang eine nicht zur eigentlichen Wandlertopologie gehörende Flussdiode aufweist,
Fig. 17b einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgängen ba- sierend auf einem Cuk-Wandler in einer Variante
B2, bei der die Wandlerausgangsinduktivität durch die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drossel gebildet ist, und bei der jeder Ausgang eine nicht zur eigentlichen Wandlertopologie ge- hörende Flussdiode aufweist,
Fig. 18a einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgängen basierend auf einem SEPIC-Wandler in einer ersten Variante,
Fig. 18b einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgängen ba- sierend auf einem SEPIC-Wandler in einer zweiten
Variante, bei der die Wandlerausgangsinduktivitä¬ ten durch die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drossel gebildet werden.
Fig. 19 einen Halbbrücken-Wechselrichter mit resonantem
Ausgangskreis bestehend aus Lr, Crl und Cr2 rea¬ lisiert eine Wechselstromquelle in der Anordnung ähnlich der Schaltungsvariante B ohne Lcm5 aus Fig. 8c,
Fig. 20a einen Halbbrücken-Wechselrichter mit rückwärts kurzschließenden Gleichrichtern bzw. unsymmetri- sehen Spannungsverdopplern, (identisch mit Figur
8d! )
Fig. 20b eine andere Darstellung des Halbbrücken- Wechselrichters mit rückwärts kurzschließenden Gleichrichtern, wobei jede stromkompensierte Drossel durch eine Ersatzschaltung bestehend aus einem Transformator und zwei Streuinduktivitäten Ls ersetzt ist, und wobei die Streuinduktivitäten in Serie zur Resonanzinduktivität Lr wirken,
Fig. 20c eine vorteilhafte Weiterbildung des Halbbrücken- Wechselrichters mit rückwärts kurzschließenden
Gleichrichtern, bei der die Gesamtheit der Streu¬ induktivitäten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig übernehmen, und bei der pro Gleichrichtereingang ein Resonanzkondensator an- gedeutet ist, um die Schaltung zum multiresonan- ten Halbbrückenwandler weiterzubilden,
Fig. 21a einen Halbbrücken-Wechselrichter mit drei rückwärts sperrenden und drei vorwärts sperrenden Gleichrichtern,
Fig. 21b eine andere Darstellung des Halbbrücken- Wechselrichters aus Fig. 21a, wobei jede strom¬ kompensierte Drossel durch eine Ersatzschaltung bestehend aus einem Transformator und zwei Streu¬ induktivitäten Ls ersetzt ist, und wobei die Streuinduktivitäten in Serie zur Resonanzinduktivität Lr wirken, Fig. 21c eine vorteilhafte Weiterbildung des Halbbrücken- Wechselrichters aus Fig. 21b, bei der die Gesamt¬ heit der Streuinduktivitäten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig übernehmen, und bei der pro Gleichrichtereingang ein Resonanzkondensator angedeutet ist, um die Schaltung zum multiresonanten Halbbrückenwandler weiterzubilden,
Fig. 21d eine vorteilhafte Weiterbildung des Halbbrücken- Wechselrichters aus Fig. 21c, bei der die Gesamt¬ heit der Streuinduktivitäten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig übernehmen, mit einem zusätzlichen Transformator Tr, der zur galvanischer Trennung und/oder zur Spannungsanpas- sung dient,
Fig. 21e eine vorteilhafte Weiterbildung des Halbbrücken- Wechselrichters aus Fig. 21d mit primärseitiger Strommessung,
Fig. 21f eine vorteilhafte Weiterbildung des Halbbrücken- Wechselrichters mit lauter rückwärts sperrenden
Gleichrichtern und dem zusätzlichen Transformator Tr, der zur galvanischer Trennung und/oder zur Spannungsanpassung dient, wobei der Transformator zwei Sekundärwicklungen nsl und ns2 aufweist, die gegensinnig gepolt sind,
Fig. 22 einen Pulsweitenmodulationsregler mit einer
festfrequenten Pulsweitenmodulation,
Fig. 23 einen Pulsweitenmodulationsregler mit Betrieb an der Lückgrenze, wobei weder Schaltfrequenz noch Ein- oder Ausschaltdauer konstant sind, Fig. 24 einen auf einem Current-Mode Control Prinzip basierender Regler,
Fig. 25 eine weitere Ausführung eines Drossel- Abwärtswandlers mit drei Ausgängen und mit Strom- richtungs- und Stromnulldurchgangserkennung,
Fig. 26 einen Drossel-Aufwärtswandler mit zwei Ausgängen, bei dem die stromkompensierte Drossel an einer Stelle des Wandlers sitzen muß, die nicht für ei¬ ne Induktivität gedacht ist, weshalb ein mit der Wandlereingangsinduktivität gekoppelter zusätzli¬ cher Spannungsbegrenzungszweig erforderlich ist,
Fig. 27 einen Drossel-Inverswandler mit einer entsprechenden Überwachung der Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln,
Fig. 28a das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Lastströme II und 12 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 über dem Kondensator CO bei zwei rückwärts kurzschließenden Gleichrichtern mit Spannungsverdopp- lung (Schaltungstyp WD) in Serienschaltung,
Fig. 28b das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Lastströme II und 12 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 über dem Kondensator CO bei zwei rückwärts kurz- schließenden Gleichrichtern mit Stromausgang
(Schaltungstyp CD) in Serienschaltung,
Fig. 28c die Situation bei Typ WD für den Fall Ii > 0,
Fig. 28d die Situation bei Typ WD für den Fall Ii = 0,
Fig. 28e die Situation bei Typ WD für den Fall Ii < 0, Fig. 28f Ausgewählte Strom- und Spannungsverläufe der Schaltung nach Fig. 28a,
Fig. 28g das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Lastströme II und 12 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 über dem Kondensator CO im Versorgungsspannungs- pfad bei einem rückwärts und einem vorwärts sper¬ rendem Gleichrichter mit einfachem Spannungsausgang (Schaltungstyp VD) in Parallelschaltung, Fig. 28h die Situation bei Typ VD gemäß Figur 28k für den
Fall Ii > 0,
Fig. 28i die Situation bei Typ VD gemäß Figur 28k für den
Fall Ii = 0,
Fig. 28 die Situation bei Typ VD gemäß Figur 28k für den
Fall Ii < 0,
Fig. 28k das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Lastströme II und 12 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 über dem Kondensator CO, der zwischen die Span- nungsquelle und das Bezugspotenzial geschaltet ist, bei einem rückwärts und einem vorwärts sper¬ rendem Gleichrichter mit einfachem Spannungsausgang (Schaltungstyp VD) in Parallelschaltung,
Fig. 29a eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der
LED-Ströme III, 112, 132 trotz unterschiedli¬ cher Last (Schaltungstyp WDa) ,
Fig. 29b eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der
LED-Ströme III, 112, 132 trotz unterschiedli¬ cher Last (Schaltungstyp CDa) , Fig. 29c eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der
LED-Ströme III, 112, 132 trotz unterschiedli¬ cher Last (Schaltungstyp VDa) ,
Fig. 29d eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der
LED-Ströme III, 112, 132 trotz unterschiedli¬ cher Last mit unterschiedlichen Gleichrichterpaa¬ ren (Schaltungstyp CDWDVDa) ,
Fig. 30a eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der
LED-Ströme III, 112, 132 trotz unterschiedli- eher Last (Schaltungstyp WDb) ,
Fig. 30b eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der
LED-Ströme III, 112, 132 trotz unterschiedli¬ cher Last (Schaltungstyp CDb) ,
Fig. 30c eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der
LED-Ströme III, 112, 132 trotz unterschiedli¬ cher Last (Schaltungstyp VDb) ,
Fig. 30d eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der
LED-Ströme III, 112, 132 trotz unterschiedli¬ cher Last mit unterschiedlichen Gleichrichterpaa- ren (Schaltungstyp CDWDVDb ) ,
Fig. 31 eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der
LED-Ströme II, 12, 13 und 14 trotz unterschiedli¬ cher und geschalteter Last (Schaltungstyp WDb) ,
Fig. 32 einen Klasse-E-Wandler als Quelle zur Speisung der Schaltung nach Fig. 31,
Fig. 33 eine prinzipielle Wandleranordnung mit stromkompensierter Drossel Lern als Stromverteilernetzwerk,
Fig. 34 die Möglichkeiten A) bis C) als „Building-Blocks" von Wandlern, wobei mittels zwei Kondensatoren ein Gleichstrom durch die stromkompensierten Drossel Lern verhindert wird,
Fig. 35 die Vereinigung der Möglichkeiten A) bis C) aus
Fig. 34 in einer Abbildung, zur Resonanzzelle er- weitert, wobei optionale Resonanzkondensatoren Cr
(hier beispielhaft gegen Masse geschaltet) darge¬ stellt sind,
Fig. 36 die Allgemeine Darstellung des Building Blocks gemäß Fig. 35,
Fig. 37 die Schaltung gemäß der Fig. 2, mit eingezeichneter Resonanzzelle CCC1,
Fig. 38 einen ZVS-Halbbrückenwandler, der die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln nutzt,
Fig. 39a die Grundstruktur des Tiefsetzstellers oder Buck- Wandlers mit angedeuteten Positionen für ZVS- ermöglichende Resonanzelemente,
Fig. 39b die Grundstruktur des Hochsetzstellers oder Bo- ost-Wandlers mit angedeuteten Positionen für ZVS- ermöglichende Resonanzelemente,
Fig. 39c die Grundstruktur des Cük-Wandlers mit angedeute¬ ten Positionen für ZVS-ermöglichende Resonanzele¬ mente,
Fig. 40 einen multiresonanten Cük-Wandler, der die stromkompensierten Drossel Lcml zur Symmetrierung der beiden LED-Ströme Iol und Io2 verwendet, und der die Streuinduktivität von Lcml als Resonanzinduk¬ tivität nutzt,
Fig. 41 Spannungs- und Stromformen des multiresonanten
Cük-Wandlers , einen multiresonanten inhärent stromsymmetrieren- den SEPIC-Wandler,
einen multiresonanten inhärent stromsymmetrieren- den Zeta-Wandler,
einen inhärent stromsymmetrierenden Class-E- Wandler mit hartschaltenden Gleichrichterdioden, einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Class-E-Wandler,
einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Buck-Wandler,
einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Boost-Wandler,
einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Drosselinverswandler,
einen multiresonanten Ciik-Wandler mit 4 inhärent stromsymmetrierenden Ausgängen durch 3 stromkompensierte Drosseln in Baumschaltung,
einen multiresonanten Ciik-Wandler mit 3 inhärent stromsymmetrierenden Ausgängen durch 3 stromkompensierte Drosseln in symmetrischer Ringschaltung,
einen multiresonanten Ciik-Wandler mit 2 Ausgängen, deren Ströme sich durch 3 stromkompensierte Drosseln inhärent im Verhältnis 3:5 zueinander einstellen,
einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Flyback-Wandler,
einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Ciik-Wandler in isolierender Form mit gemeinsamem Pluspol der Ausgänge, Fig. 53b einen multiresonanten inhärent stromsymmetrieren- den Cuk-Wandler in vollständig isolierender Form,
Fig. 54a einen multiresonanten inhärent stromsymmetrieren- den Zeta-Wandler in isolierender Form mit gemeinsamem Minuspol der Ausgänge,
Fig. 54b einen multiresonanten inhärent stromsymmetrieren- den Zeta-Wandler in vollständig isolierender Form,
Fig. 55a einen multiresonanten inhärent stromsymmetrieren- den SEPIC-Wandler in vollständig isolierender Form mit aufgeteiltem Blockkondensator.
Fig. 55a einen multiresonanten inhärent stromsymmetrieren- den SEPIC-Wandler in vollständig isolierender Form mit gemeinsamen Blockkondensator.
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Fig. 1 zeigt das Prinzip der Erfindung der LED-Strom- Symmetrierung mittels einer stromkompensierten Drossel, wie man sie zur Dämpfung von Gleichtaktstörungen sog. Common Mode Störungen in Netzfilter einsetzt. Im Gegensatz zu derartigen Anwendungen als Filter sind jedoch hier immer 2 Anschlüsse der stromkompensierten Drossel miteinander verbunden. Die Wechselstromquelle liefert den Strom Ii, der von der stromkompensierten Drossel Lern in zwei identische Ströme Icml und Icm2 aufgeteilt wird. Diese werden durch die Gleichrichter Rel und Re2 gleichgerichtet. Die sich ergebenden Gleichströme lol und Io2 besitzen ebenfalls die gleiche Stärke und speisen die Leuchtdioden Dl und D2. Die Gleichströme lol und Io2 sind in sehr guter Näherung unab¬ hängig von den Flussspannungen Vol und Vo2 der verwendeten Dioden. Die Spannung an der Wechselstromquelle Vi stellt sich entsprechend dem eingeprägten Strom Ii und den verwendeten Gleichrichteranordnungen samt Lasten, d.h. Leuchtdioden ein.
Fig. 2 zeigt eine konkrete Ausführung des Gleichrichters als unsymmetrische Spannungsverdoppler-Schaltung. Anstelle der unsymmetrischen Spannungsverdoppler-Schaltung könnten auch andere Gleichrichterschaltungen, wie etwa eine Einweggleichrichtung, ein symmetrischer Spannungsverdoppler oder eine mehrstufige Spannungsvervielfacherschaltung, auch als Kaskadenschaltung oder Cockroft-Walton-Schaltung bezeichnet, verwendet werden.
Wichtig ist dabei generell, dass die beiden Ströme Icml und Icm2 während jeder Periode durch null gehen sollten bzw. müssen, damit sich der Kern der stromkompensierten Drossel wieder abmagnetisiert . Andernfalls verliert nach wenigen Perioden die stromkompensierte Drossel ihre symmetrierende Wirkung, da der Kern aufgrund eines Gleichspannungsanteils in Sättigung geht und dann zwei nicht miteinander gekoppelte Spulen, jeweils mit einer Induktivität die der Streuin¬ duktivität entspricht, übrig bleiben.
Fig. 3a zeigt eine weitere Ausführung der in Fig. 2 darge¬ stellten Schaltung, wobei stark unterschiedliche Lasten an den beiden Ausgängen vorhanden sind. Im Gegensatz zur Fig. 2 wird nun an einem Ausgang ein Leuchtdiodenstrang, bestehend aus zwei Leuchtdioden verwendet, wohingegen eine einzelne Leuchtdiode am zweiten Ausgang zeitweise mittels des Transistors Ql kurzgeschlossen werden kann. Mittels des Steuersignals V lässt sich über den Pulsweitenmodulator PWM ein Dimmen der Leuchtdiode D2 realisieren.
Die Stromquelle wird dabei mit einem Sinusgenerator mit einer Frequenz von 48 kHz und einem Serienwiderstand von 50 Ohm realisiert. Je nach Amplitude des Signalgenerators ergeben sich die Fälle 1 bis 3 wie sie in der nachfolgend dargestellten Tabelle aufgeführt sind. In den Fällen 1 und 2 ist der Transistor Ql ausgeschaltet (0% Tastgrad), wohin- gegen im Fall 3 der Transistor eingeschaltet ist (100% Tastgrad) . Man erkennt die sehr gute Symmetrierung der beiden Ausgangsströme lol und Io2 trotz stark unterschied¬ licher Belastung der beiden Ausgänge.
Tabelle 1: Messwerte zur Schaltung nach Fig. 3
Im Folgenden soll ein Ausfall einer Leuchtdiode in einer solchen Schaltungsanordnung betrachtet werden. Fällt eine Leuchtdiode mit einem Kurzschluss aus, so werden alle ande^ ren Leuchtdioden von der Schaltung weiterhin mit Nennstrom betrieben, was als "optimales Verhalten im Fehlerfall" zu betrachten ist. Fällt hingegen eine Leuchtdiode mit einer Unterbrechung aus, steigt die Spannung über dieser Leuchtdiode auf ein Mehrfaches der Flussspannung an und zudem werden alle anderen Leuchtdioden mit zu geringen Strömen betrieben. Eine Symmetrierung ist nur noch teilweise gegeben. Die hohe Spannung über der defekten Leuchtdiode kann jedoch andererseits als Vorteil gewertet werden, da dies eine Detektion der defekten Leuchtdiode sehr vereinfacht und eine automatische Überbrückung dieser Leuchtdiode mit¬ tels des für das Dimmen ohnehin vorhandenen Schalters bzw. Transistors ermöglicht. In sicherheitsrelevanten Anwendungen wie etwa im Automobilbereich kann damit in beiden Fehlerfällen - Unterbrechung und Kurzschluss - ein Notbetrieb sichergestellt werden.
In Fig. 4 ist der Ausschnitt um die Diode D2 aus einer erweiterten Schaltung gemäß der Fig. 3 dargestellt. Fällt die Leuchtdiode D2 durch eine Unterbrechung aus, wird auf¬ grund der hohen Spannung über D2, die durch die stromkompensierte Drossel generiert wird, der Komparator kippen, das beim Einschalten der Schaltung zurückgesetzte Flip-Flop setzen, und damit Ql dauerhaft einschalten.
Prinzipiell funktioniert diese Art der Strom-Symmetrierung nicht nur für Leuchtdioden, sondern für beliebige Lasten, so wie sie beispielsweise in Fig. 5 dargestellt sind. Hier sind beliebige denkbare Lasten als Rl und R2 dargestellt. Da symmetrische Lasten angenommen werden, können die
Gleichrichterschaltungen Rel und Re2 inklusive der enthaltenen Glättungskondensatoren weggelassen werden. Fig. 6 zeigt solch eine Schaltung mit Leuchtdioden als Last. Die Folge ist ein diskontinuierlicher Stromfluss durch die Leuchtdioden - nur in der positiven Halbschwingung der Stromquelle fließt Strom durch die beiden Leuchtdioden. In der negativen Halbschwingung sperren die beiden Leuchtdioden. Die Sperrspannung entspricht der LeerlaufSpannung der nicht-idealen Stromquelle.
Im Fall einer idealen Stromquelle, die eine unendlich hohe LeerlaufSpannung besitzt, muss die Schaltung nach Fig. 7 verwendet werden, um eine Zerstörung der Leuchtdioden aufgrund einer zu hohen Sperrspannung zu verhindern. Anstelle jeweils einer Leuchtdiode werden jeweils zwei antiparallel geschaltete Leuchtdioden an den beiden Ausgängen von Lern verwendet. Nun wird die Stromquelle für beide Polaritäten belastet .
Die Funktion der Strom-Symmetrierung durch die stromkompensierte Drossel ist sowohl im Fall der Fig. 6 wie auch der Fig. 7 gegeben, da sichergestellt ist, dass die beiden
Drosselströme während einer Periode wieder durch Null ge¬ hen, dass heißt eine Abmagnetisierung des Kerns der stromkompensierten Drossel wird ermöglicht; damit ist die oben aufgestellt Forderung erfüllt. Allerdings ist das Weglassen der Gleichrichterschaltung nicht empfehlenswert, nachdem dies bedingt durch die hohe Welligkeit des Leuchtdioden¬ stroms zu einer Reduktion der Lichtausbeute der Leuchtdio¬ den führt .
Sollen im Gegensatz zur Darstellung in Fig. 1 mehr als zwei Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstränge betrieben werden, ist dies mit mehreren stromkompensierten Drosseln möglich. Fig. 8a zeigt eine erste Schaltungsvariante A, Fig. 8b zeigt eine zweite Schaltungsvariante B, in welcher Art und Weise die stromkompensierten Drosseln miteinander verschaltet werden können, um mehrere Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstränge mit den gleichen Strömen zu versorgen.
Die Variante B hat gegenüber Variante A den Vorteil, dass einerseits die Anzahl der Ausgänge, sofern man durch alle Leuchtdioden den gleichen Strom fordert, keine Potenz von 2 sein muss (zumindest dann, wenn nur 1:1 Drosseln verwendet werden sollen und man den gleichen Strom durch alle Leuchtdioden fordert) und andererseits alle stromkompensierten Drosseln für den gleichen Laststrom auszulegen sind.
Die stromkompensierte Drossel Lcm5 ist optional und führt zu einem "Ringschluss " , was die symmetrische Aufteilung der Ströme auf die Ausgänge verbessert. Dies ist jedoch eher theoretisch zu sehen, da sich dieser Effekt in der Praxis nicht zuletzt wegen der ohnehin sehr guten Symmetrierung jedoch nicht signifikant auswirkt. Daher wird man aus Kos¬ ten- und Effizienzgründen, denn ein zusätzlicher ohmscher Widerstand verursacht Verluste, die Drossel Lcm5 in den üblichen Anwendungen nicht einsetzen. Die Variante A benötigt n Drosseln bei n Ausgängen, die Variante B "ohne Ring- schluss" benötigt n-1 Drosseln bei n Ausgängen.
Die Fig. 8c zeigt eine konkrete Aus führungs form der Fig. 8b wobei die stromkompensierte Drossel Lcm5 weggelassen wurde und als Gleichrichter lediglich einfache Einweggleichrichter zur Anwendung kommen.
Die Fig. 8d zeigt eine weitere Konkretisierung der Schal¬ tungsvariante B analog der Fig.8b, allerdings ohne Lcm5, wobei eine unsymmetrische Verdopplerschaltung als Gleich- richter und eine ZVS-Halbbrückenschaltung zur Realisierung der Wechselstromquelle verwendet wird.
Eine weitere Aus führungs form der Schaltungsvariante B gemäß der Fig. 8b, allerdings ohne Lcm5, zeigt die Fig. 8e. Dabei wird eine unsymmetrische Verdopplerschaltung als Gleich- richter und ein Class-E-Wandler zur Realisierung der Wechselstromquelle genutzt. Zudem werden die Streuinduktivitä¬ ten der stromkompensierten Drosseln als Resonanzinduktivitäten genutzt.
In Fig. 8f ist eine Variante C dargestellt, welche bereits aus dem Stand der Technik, der DE 10 2006 040 026 und WO 2005/038828 A2 , für Kaitkathodenlampen bekannt ist. Die Variante C besitzt die gleichen Vorteile wie die Variante B, allerdings sind n Drosseln erforderlich. Im Bereich der Kaltkathodenlampen ist es stand der Technik mittels eines in den Sekundärkreisen angeordneten Messwiderstands Rsh die Funktion der Schaltungsanordnung zu überprüfen. Dies kann analog in LED-Schaltungen erfolgen, was durch die Potenzi- altrennung erleichtert wird. Allerdings fließen bei strom¬ kompensierten Drosseln mit einem Übersetzungsverhältnis von 1:1 entsprechend hohe Sekundärströme Is, so dass man aus Gründen der Verlustleistung nur kleine Widerstandswerte für Rsh verwenden wird, was die Schwierigkeit kleiner Messspannungen mit sich bringt. Die Anordnung nach Fig. 8g eliminiert diesen Nachteil wie auch den Nachteil, dass der Rege¬ lung eine hochfrequente Wechselspannung zur Verfügung gestellt wurde, durch den Einsatz eines Stromtransformators Tr samt zugehöriger Beschaltung für die Strommessung.
Die Anordnungen gemäß den Fig. 8a, 8b und 8f erlauben auch unterschiedliche große Ströme durch die Leuchtdioden bezie¬ hungsweise Leuchtdiodenstränge, allerdings ist immer nur eine Aufteilung der Leuchtdiodenströme in festen Verhält¬ nissen möglich. So stehen beispielsweise der Strom durch die Leuchtdiode Dl und der durch die Leuchtdiode D2 in Fig. 9 im Verhältnis 3 zu 5. Eine solche Anordnung kann insbe¬ sondere für den Betrieb von mehreren Leuchtdioden unterschiedlichen Typs z.B. in einer Leuchte vorteilhaft sein, z.B. mit einer Kombination zu einer warmweißen Lichtquelle hoher Lichtausbeute durch die Kombination von kaltweißen Leuchtdioden sowie roten Leuchtdioden mit jeweils hoher Lichtausbeute .
Die Schaltung gemäß der Fig. 10a basiert auf einem Drossel- Abwärtswandler, bestehend aus einem Eingangskondensator Cl, einem Schalttransistor Ql, einer Tiefsetzdrossel LI und einer Diode D3, um einen pulsierenden Gleichstrom durch die Drossel LI zu erzeugen. Dieser Strom wird mittels der stromkompensierten Drossel Lcml auf beiden Gleichrichter bestehend aus Dl, Cl und D2, C2 aufgeteilt und letztlich an den beiden Ausgängen den Leuchtdioden Dil und D12 bereitgestellt. Einer der beiden Leuchtdiodenströme wird dabei mittels der Strommesseinrichtung Im erfasst und der Regelung Crtl zugeführt, die entsprechend das Tastverhältnis des Transistors Ql verändert. Anstelle von zwei Ausgängen könnten, analog zu den obigen Schaltungen, auch mehrere Ausgänge generiert werden. Ebenso könnten anstelle einzel¬ ner Leuchtdioden auch Leuchtdiodenstränge verwendet werden.
Fig. 10b zeigt eine Weiterentwicklung der Schaltung der
Fig. 10a, wobei die Strommessung mittels des Shunts Rs erfolgt. Wesentlicher ist jedoch der Komparator Cmpl, an dessen Ausgang F („Freilaufsignal" ) ein Low Signal gene¬ riert wird, solange die Diode Dl leitet. Ein Leiten von Dl ist gleichbedeutend damit, dass die Drossel L I freiläuft, d.h. sich die Stromstärke in L I abbaut, da in L I gespei¬ cherte Energie in die Kondensatoren Cl und/oder C2 übertra- gen wird. Ist L I stromfrei, muss wegen der beiden Dioden Dl und D2 auch die stromkompensierte Drossel Lcml stromfrei sein. Daher kann die Detektion der Abmagnetisierung der stromkompensierten Drossel Lcml dadurch erfolgen, dass nach dem Öffnen des Schalters Ql und dem anschließenden Schalten auf Low des Komparatorausgangs F mindestens so lange gewar¬ tet wird, bis F wieder High wird.
Die Fig. 10c zeigt einen Drossel-Abwärtswandler mit drei Ausgängen, wobei nur noch die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln als Speicherdrosseln des Wand- lers verwendet werden. Die Strom-Messeinrichtung Imea bestimmt einen der Ausgangsströme und liefert ein zu diesem Ausgangsstrom proportionales und auf GND bezogenes Messsig¬ nal. Der Komparator Cmpl wird zur Detektion der Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln Lcml und Lcm2 ge- nutzt. Die Mess-Signale Im und F werden der nicht darge¬ stellten Regelung zugeführt, die ihrerseits hieraus das Ansteuersignal Dr für den Leistungsschalter generiert. Die Figuren 11 und 12 zeigen Messungen der Strom-Symmetrie an einer Schaltung gemäß der Fig. 10a. Idealerweise sollte das Verhältnis Iol/Io2 = 1 unabhängig vom Verhältnis der beiden Ausgangsspannungen Vol/Vo2 sein.
Für die Messung wurde die Regelung außer Kraft gesetzt und der Transistor mit einem konstanten Tastgrad von 50% sowie konstanter Frequenz angesteuert, um Effekte durch die Rege¬ lung sowie die Änderung des Tastgrads ausschließen zu können, und damit die Wirkung der Symmetrierung besonders einfach untersuchen zu können. Die Schaltfrequenz wurde in drei Messreihen zwischen 12, 24 und 48 kHz variiert. Die Eingangsspannung wurde konstant auf 10V gehalten und die Belastung am 2. Ausgang verändert, wohingegen die am 1. Ausgang (mit 150 Ohm) unverändert blieb. Die Drossel LI hat in dieser Aus führungs form einen Wert von 100 uH. Die verwendete stromkompensierte Drossel ist vom Typ EPCOS B82721- K2701-N20 mit einer Induktivität von 2x10 mH, einem Serienwiderstand von 2x0,60 Ohm und einem Nennstrom von 0,7A.
Man erkennt aus der Fig. 12, dass bei geringerer Schaltfre- quenz die Strom-Symmetrie auch für geringere Verhältnisse von Vol/Vo2 und damit für größere Belastungen noch gewährleistet ist. Der Grund hierfür ist, dass der Wandler bei geringerer Schaltfrequenz erst bei einer höheren Belastung in den kontinuierlichen Betrieb übergeht.
Die Kurve 81 stellt die Funktion der Anordnung unter Beweis - hier wurde die stromkompensierte Drossel durch zwei Wi¬ derstände mit je 0,68 Ohm ersetzt, um zu veranschaulichen, welche symmetrierende Wirkung durch den Serienwiderstand der stromkompensierten Drossel allein erreicht wird.
Fig. 13 zeigt eine besonders vorteilhafte Ausführung des Wandlers gemäß der Fig. 10a. Dabei wird die Strommessung durch Auswertung des Spannungsabfalls über dem Shunt Rs realisiert. Wesentlicher ist jedoch die "Einsparung" der "eigentlichen Tiefsetzsteller-Drossel" LI - stattdessen werden die beiden ohnehin vorhandenen Streuinduktivitäten Lsl und Ls2 der stromkompensierten Drossel hierfür verwendet. Diese Maßnahme führt zudem zu einer besseren Sym- metrierung der beiden Ausgangsströme wie aus Fig. 14 hervorgeht .
Der Wandler gemäß Fig. 13 wurde, wie bei allen hier angeführten Messungen, mit deaktivierter Stromregelung betrieben, um zu zeigen, inwieweit die Symmetrierung der Ausgangsströme mit zunehmenden Ausgangsströmen abnimmt. Hierzu wurde der Wandler mit Rl = 75 Ohm und R2 = 150 Ohm belastet und die Eingangsspannung schrittweise erhöht. Fig. 15 zeigt das Verhältnis der beiden Ausgangsströme Iol/Io2 über dem mittleren Ausgangsstrom (Iol+Io2)/2. Man erkennt, dass bis zu einem mittleren Strom von 350 mA die "Unsymmetrie" unter 5% bleibt. Dies entspricht dem halben Nennstrom von 700 mA der verwendeten stromkompensierten Drossel.
In den Figuren 16 und 17 sind zwei erfindungsgemäße Ausfüh¬ rungsformen basierend auf dem Cuk-Wandlerkonzept darge¬ stellt. Die in den Figuren 16a und 16b dargestellten Schal¬ tungen verwenden die Kondensatoren C31 und C32 um einen Gleichstromfluss , der sich durch die stromkompensierte Drossel aufgrund der unterschiedlichen Ausgangsspannungen einstellen würde, zu verhindern. Die Schaltungen der Figuren 17a und 17b nutzen hierfür die Dioden Dl und D2 analog zur Realisierung in den bereits beschriebenen Drosselwandlern .
Wie beim oben erläuterten Drossel-Abwärtswandler kann die ausgangsseitige Drossel L2 in der Fig. 17a oder die Dros¬ seln L21 und L22 in der Fig. 16a weggelassen werden, wie dies in den Figuren 16b und 17b dargestellt ist, wobei dann die Streuinduktivitäten Lsl und Ls2 der stromkompensierten Drossel deren Aufgabe mit übernehmen.
Im Fall eines Wandlers mit n Ausgängen sind in der Reali- sierung gemäß der Fig. 16 n Kondensatoren und n Dioden in den Ausgangskreisen nötig (C31, C3n und D31,
D3n) . Im Fall einer Realisierung gemäß der Fig. 17 sind dies 1 Kondensator (C3) und n+1 Dioden (D3 und Dl, ... , Dn) . Die erstere Realisierung hat den besseren Wirkungs- grad, da hier weniger Dioden im Ausgang erforderlich sind, wohingegen die zweite mit weniger Bauteilen auskommt.
Die Figuren 18a und 18b zeigen zwei erfindungsgemäße Aus¬ führungsformen basierend auf dem SEPIC-Wandlerkonzept, wobei in der Ausführung der Fig. 18b die Streuinduktivitä- ten Lsl und Ls2 der stromkompensierten Drossel die Aufgabe der beiden Drosseln L10 und L20 mit übernehmen.
Die Fig. 19 zeigt eine erfindungsgemäße Realisierung eines Wechselrichters, basierend auf einer schaltentlasteten Halbbrückenschaltung mit resonantem Ausgangskreis bestehend aus Lr, Crl und dem optionalen Cr2, die eine Wechselstromquelle realisiert. Die Halbbrücke ist nullspannungsschal- tend. Diese Wechselstromquelle speist eine Anordnung ähn¬ lich der in Fig. 8b bis 8e offenbarten.
Dabei ermöglichen die sogenannten "Trapezkondensatoren" Cl und C2 ein näherungsweise spannungsfreies Abschalten der
Transistoren Ql und Q2. Die Transistoren Ql und Q2 besitzen ein festes, zeitlich unveränderliches Tastverhältnis, wer¬ den also nicht mit einer Pulsweitenmodulation angesteuert. Dieses ist so gewählt, dass nie Ql und Q2 gleichzeitig leitend sind. Die Tastgrade der beiden Transistoren müssen nicht gleich groß sein. So kann Ql einen Tastgrad von 60% und Q2 einen Tastgrad von 35% besitzen. Die Stromregelung Ctrl verwendet den Spannungsabfall über den Widerstand Rs um den gewünschten Sollstrom durch die Leuchtdiode D5, und damit durch alle Leuchtdioden, durch eine Veränderung der Schaltfrequenz der Transistoren Ql und Q2, einzustellen. Dieser Sollstrom könnte beispielsweise durch eine übergeordnete Steuerung eines Lichtmanagement¬ systems vorgegeben werden (nicht dargestellt) .
Aus Gründen der Übersichtlichkeit wurde in der Fig. 19 auf die Darstellung eines Eingangsfilters (vor dem Eingangskondensator Ci), zur Unterdrückung von elektromagnetischen Störungen verzichtet. Auch in allen nachfolgenden Schaltungen wird hierauf verzichtet.
Wegen der beiden Kondensatoren Crl und Cr2 kann der in die Gleichrichterschaltungen Rel bis Re5 fließende Strom Ii keinen Gleichanteil besitzen. Es sind daher nur Gleichrichterschaltungen sinnvoll, die an ihrem Eingang einen reinen Wechselstrom aufnehmen. Werden solche Gleichrichterschaltungen verwendet ist eine magnetische Sättigung der strom¬ kompensierten Drosseln Lcml bis Lcm4 sicher verhindert. Beispielsweise können Gleichrichterzellen basierend auf der unsymmetrischen Spannungsverdoppler-Schaltung verwendet werden, wie sie in Fig. 2 dargestellt sind. Eine beispiel¬ hafte Ausführung mit diesen rückwärtsleitenden Gleichrichterschaltungen zeigt Fig. 20a.
Fig. 20b ist eine andere Darstellung der erfindungsgemäßen Schaltung nach Fig. 20a wobei jede stromkompensierte Dros¬ sel durch eine Ersatzschaltung bestehend aus einem Trans¬ formator und zwei Streuinduktivitäten Ls ersetzt ist.
Bei entsprechender Dimensionierung der Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln kann die Gesamtheit der Streuinduktivitäten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig übernehmen, wie dies die modifizierte Ausfüh- rung gemäß der Fig. 20c darstellt. Die Wirkung des optiona¬ len Resonanzkondensators Cr2 wird nun durch die optionalen Resonanzkondensatoren Cr21 bis Cr25 erzielt. Nachdem die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln ohnehin vorhanden sind, lässt sich in dieser Ausführung eine kostengünstigere und kompaktere Bauweise realisieren.
Fig. 21a zeigt eine abgewandelte Variante der Schaltung gemäß Fig. 19 bzw. 20a, die mit rückwärtssperrenden Gleichrichterschaltungen auskommt. Die Gleichrichterschaltungen sind dabei so verschaltet, dass kein Gleichanteil im Strom Ii verursacht wird, so dass die Gleichstromfreiheit durch die beiden Kondensatoren Crl und Cr2 gewährleistet wird. Beispielhaft sind Rel und Re4 als Einweggleichrichter dargestellt. Dabei besitzen Rel bis Re3 und Re4 bis Re6 die gleiche Eingangsstromrichtung bzw. Polarität der verwendeten Dioden. Vorteilhaft an dieser Schaltungsvariante ist die symmetrische Ausnutzung beider Halbschwingungen welche durch die Brückenschaltung bereitgestellt wird sowie die Eigenschaft, dass nur n-2 stromkompensierte Drosseln zur Bereitstellung von n Ausgängen erforderlich sind und weniger Dioden für die rückwärtssperrenden Gleichrichterschaltungen erforderlich sind als für die rückwärtsleitenden Gleichrichterschaltungen, was zudem zumeinst einen höheren Wirkungsgrad mit sich bringt.
Die Schaltung der Fig. 21a hat jedoch den Nachteil, dass nicht alle Leuchtdioden bzw. Leuchtdiodenstränge mit dem gleichen Anschluss, z.B. der Kathode, auf GND bzw. das gemeinsame Bezugspotenzial gelegt werden können, was dazu führt, dass bei der Verwendung gleichartiger Leuchtdioden diese unterschiedlich gut gekühlt werden. Dies ist insbe¬ sondere im Fall von High-Power-Leuchtdioden ein großer Nachteil. Die Anwendung der Schaltung gemäß der Figur 21a erscheint daher insbesondere für Low-Power-Leuchtdioden, z.B. Radiale Leuchtdioden, oder Arrays aus diesen sinnvoll. Im Fall von High-Power-Leuchtdioden könnte die Verwendung von zwei unterschiedlichen Leuchtdiodenbauformen Abhilfe schaffen, wobei einmal die Kathode und einmal die Anode eine besonders gute thermische Anbindung and das verwendete Leuchtdiodengehäuse aufweist. Diese beiden unterschiedli¬ chen Ausführungen erfordern jedoch unterschiedliche Leuchtdioden-Chip-Strukturen, die im allgemeinen Fall jedoch unterschiedliche Eigenschaften (z.B. Farbe) aufweisen, was oftmals unerwünscht ist. Im beispielhaften Fall eines MAG- GIE-Konzepts werden jedoch bewusst zwei unterschiedliche farbige Leuchtdiodentypen (mint/blaugrün und amber/bernsteinfarben) verwendet, so dass in einer solchen Anwendung die Schaltung sinnvoll erscheint. Allerdings besitzen die beiden unterschiedlichen Leuchtdiodentypen auch ein unterschiedliches Temperaturverhalten, insbesonde¬ re eine Farbverschiebung mit der Temperatur, so dass die Möglichkeit unterschiedliche Betriebsströme in beiden
Leuchtdiodentypen einstellen zu können wünschenswert erscheint, was jedoch für die Schaltung gemäß der Fig. 21a ohne erheblichen Aufwand durch eine entsprechende Zusatzbe- schaltung nicht möglich ist. Es bleibt damit bei der Fest¬ stellung, dass die Schaltung gemäß der Fig. 21a primär für Low-Power-Leuchtdioden vorteilhaft erscheint.
Die Fig. 21b zeigt eine andere Darstellung der Schaltung gemäß der Fig. 21a wobei jede stromkompensierte Drossel durch eine Ersatzschaltung bestehend aus einem Transforma¬ tor und zwei Streuinduktivitäten Ls ersetzt ist.
Bei entsprechender Dimensionierung der Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln kann die Gesamtheit der Streuinduktivitäten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig übernehmen, wie dies die modifizierte Ausfüh¬ rung gemäß der Fig. 21c darstellt. Die Wirkung des optiona¬ len Resonanzkondensators Cr2 wird nun durch die optionalen Resonanzkondensatoren Cr21 bis Cr26 erzielt. Nachdem die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln ohnehin vorhanden sind, lässt sich in dieser Ausführung eine kostengünstigere und kompaktere Bauweise realisieren.
Die Fig. 21d zeigt eine weitere vorteilhafte Weiterbildung analog zur der Schaltungsanordnung gemäß der Fig. 21c, nun jedoch mit Transformator Tr, der zur galvanischen Trennung und/oder zur Spannungsanpassung dient. Dabei übernimmt gegebenenfalls die Streuinduktivität des Transformators zusammen mit der Gesamtheit der Streuinduktivitäten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig. Um eine galva¬ nische Trennung zu realisieren wird mittels einer Opto¬ kopplerschaltung Opto das Strommesssignal entsprechend vom sekundärseitigen auf den primärseitigen Teil der Schaltung übertragen .
Der Aufwand der galvanisch getrennten Übertragung des
Strommesssignals gemäß der Fig. 21d entfällt bei der Schal¬ tung Gemäß der Fig. 21e, da hier der Primärstrom des Transformators anstelle eines Leuchtdiodenstroms gemessen wird. Unter der Voraussetzung dass ein Transformator verwendet wird, der in seinen Eigenschaften dem eines idealen Transformators sehr nahe kommt, d.h. der Transformator Tr sollte eine große Hauptinduktivität und gute Kopplung aufweisen, ist der sich ergebende Fehler vernachlässigbar klein. Zur Vereinfachung der Darstellung wurden die optionalen Kondensatoren Cr21 bis Cr26 nicht dargestellt, obwohl diese auch in dieser Schaltung unverändert genutzt werden könnten.
Die Fig. 21f zeigt eine weitere vorteilhafte Weiterbildung analog zur der nach Fig. 21e, wobei der Transformator Tr mit zwei Sekundärwicklungen nsl und ns2 ausgeführt ist. Diese Schaltung vermeidet den Nachteil, dass nicht alle Leuchtdioden bzw. Leuchtdiodenarrays mit der gleichen Polarität gegenüber dem gemeinsamen Bezugspotenzial, z.B. des Kühlkörpers, ausgeführt werden können. Daher eignet sich diese Schaltungsanordnung insbesondere auch für High-Power- Leuchtdioden .
Die dargestellten magnetischen Bauelemente können vorteilhafterweise in einem magnetischen Bauelement integriert werden, insbesondere in einem keramischen Bauelement das beispielsweise in LTCC-Technologie hergestellt wird.
Die Nutzung der Streuinduktivitäten ist insbesondere bei der Integration mehrerer funktional unterschiedlicher magnetischer Bauelemente in einem magnetischen Bauelement von Vorteil, da sich hier im Vergleich zu konventioneller Verwendung mehrerer diskreter Bauelemente meistens durch die Integration verhältnismäßig große Streuinduktivitäten ergeben, sie sich nun vorteilhaft nutzen lassen.
Die Konstruktion der stromkompensierten Drossel ist vor- teilhafter Weise so zu realisieren, dass sie eine definierte Streuinduktivität besitzt und die stromkompensierte Drossel auch bei hohen Stromstärken nicht in Sättigung geht. Hierzu werden vorteilhafterweise Konstruktionen ver¬ wendet, wie sie in der EP 0 275 499 AI oder der DE 36 21 573 AI beschrieben sind. Für den Einsatz zu Beleuchtungszwecken erscheint insbesondere eine Ausführung gemäß der DE 3621573 AI vorteilhaft.
Die DE 36 21 573 löst im Wesentlichen die gleiche Aufgabenstellung wie die EP 0 275 499 AI : Es wird die Realisierung für eine stromkompensierte Drossel mit großer zusätzlicher Streu-Induktivität zur Unterdrückung symmetrischer Störungen vorgestellt. Im Gegensatz zur EP 0 275 499 AI wird in der DE 36 21 573 nicht für jeden „außen liegenden" Leiter ein eigener „Außenkern" benutzt, sondern nur ein Außenkern für alle. Hierzu werden zwei luftspaltlose Ringkerne für die Stromkompensierte Drossel verwendet, wobei zunächst der erste Kern gleichmäßig über den gesamten Umfang, um ein geringes äußeres Magnetfeld zu erhalten, bewickelt wird. Dann wird konzentrisch über diesen ersten Ringkern aus Ferrit ein zweiter Eisenpulverkern aus Carbonyleisen gelegt. Nun wird durch beide Ringkerne mit der gleichen Win- dungszahl und gegebenenfalls etwas dickerem Draht für glei¬ che Kupferwiderstände der beiden Wicklungen die zweite Wicklung gewickelt. Durch die Wahl der Kernquerschnitte lassen sich die Nenninduktivität der Stromkompensierten Drossel und die gegen symmetrische Störungen wirkende
Streu-Induktivität getrennt voneinander einstellen.
Eine erste Ausführung der Regelung für den Wandler gemäß der Fig. 10c ist der in Fig. 22 dargestellte Pulsweitenmo- dulationsregler . Er realisiert eine festfrequente Pulswei¬ tenmodulation. Dieser Regler besteht aus dem Fehlerverstär- ker Opl der das Fehlersignal Vea als PID-Regler aus dem gemessenen Ausgangsstrom und dem zum Sollstrom gehörigen Referenzsignal Vref erzeugt. Dieses wird im PWM-Komparator Cmp2 mit einer Rampenspannung verglichen. Bei einem herkömmlichen Pulsweitenmodulationsregler würde das erzeugte Signal P dem Gatetreiber Drv des Leistungsschalters zuge¬ führt werden. Mittels der zusätzlichen Logik FWC wird jedoch sichergestellt, dass eine Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln erfolgt ist bevor der Ql erneut eingeschaltet werden kann, d.h. ggfs. wird durch das Frei- laufsignal F die Einschaltdauer beschnitten: Geht das eigentliche PWM-Signal P auf Low wird das RS-FlipFlop durch die fallende Flanke gesetzt. Das RS-Flip-Flop „merkt" sich, dass die Schaltung in der Abmagnetisierungsphase begriffen ist. Würde in dieser Phase das PWM-Signal wieder High wer¬ den, so würde das Und-Gatter ein High werden des Ausgangs Dr verhindern. Erst wenn das Abmagnetisierungssignal in Form eines High werden des Mess-Signals F eintrifft, wird das FF über den R-Eingang zurück gesetzt. Um einen sicheren Betrieb der Schaltung, insbesondere einen sicheren Anlauf der Schaltung, zu ermöglichen, ist der Timer Tmr vorgesehen, dessen Zeitwert der maximal denkbaren Abmagnetisie- rungsdauer entspricht. Ist das FF länger als diese Zeitdau¬ er gesetzt, geht der Ausgang des Timers auf High und führt zu einem automatischen Rücksetzen des Flip-Flops. Greift die zusätzliche Logik FWC ein, so führt dies dazu, dass der Regelkreis geöffnet wird und der eigentliche Regler Opl an die Grenze läuft, so dass P ein Signal mit maximalem Tast¬ grad wird. Dieses Öffnen des Regelkreises und die damit einhergehende Abweichung des geforderten Ausgangsstroms vom Sollwert wird jedoch in Kauf genommen um die Symmetrierung der Ausgangsströme sicherstellen zu können.
Anstelle des Reglers nach Fig. 22, der festfrequente Puls¬ weitenmodulation realisiert, kann auch der in Fig. 23 dargestellte Regler für die Schaltung nach Fig. 10c zum Einsatz kommen, der einen Betrieb an der Lückgrenze (Boundary Conduction Mode) sicherstellt, wobei weder Schaltfrequenz noch Ein- oder Ausschaltdauer konstant sind. Im Gegensatz zur obigen Ausführung wird hier nicht mit einer konstanten Schaltfrequenz gearbeitet, sondern mit einer variablen: Sobald der Strom durch die Drossel null erreicht, wird der Transistor wieder eingeschaltet. Der Fehlerverstärker und der Pulsweitenkomparator sind wie in Fig. 22 mittels Opl und Comp2 realisiert. Ist eine Abmagnetisierung der Drosseln erfolgt, so führt der Low-High-Übergang von F dazu, dass der Rampengenerator Ramp beginnt eine neue Rampe zu erzeugen. Diese wird mit dem Fehlersignal vom Komparator Cmp2 verglichen. Je höher das Fehlersignal ist, umso länger bleibt P bzw. Dr im High Zustand und folglich Ql eingeschaltet, bevor Cmp2 auf Low kippt. Ein Low an Dr hat eine Abmagnetisierung der Drosseln zur Folge bis irgendwann die Abmagnetisierung durch einen erneuten Low-High-Übergang von F bestätigt wird, was zur Erzeugung einer neuen Rampe führt.
Um einen sicheren Betrieb der Schaltung, insbesondere einen sicheren Anlauf der Schaltung, zu ermöglichen, ist der Timer Tmr vorgesehen, dessen Zeitwert der maximal denkbaren Abmagnetisierungsdauer entspricht. Ist der Ausgang länger als diese Zeitdauer auf Low, so wird eine neue Rampe gene¬ riert, und es wird nicht weiter auf einen Low-High-Übergang von F gewartet.
Einen auf einem Current-Mode Control Prinzip basierender Regler für die Schaltung nach Fig. 25 stellt Fig. 24 dar. Auch dieser Regler realisiert einen Betrieb an der Lückgrenze (Boundary Conduction Mode) . Der Regelverstärker Opl erzeugt an seinem Ausgang das Signal Vea das mit dem aktu¬ ellen Strommesswert Im2 verglichen wird. Übersteigt der Wert von Im2 den von Vea führt der High-Low-Übergang von P zum Rücksetzen des Flip-Flops und damit zum Abschalten von Ql . In der nachfolgenden Abmagnetisierungsphase bleibt F zunächst auf High, da der aktuelle Stromwert größer Null ist. Ist die Abmagnetisierung erfolgt, so kommt es (auf¬ grund einer parasitären Schwingung, die kurzzeitig lern negativ werden lässt) zum unter Umständen mehrfachen Kippen des Komparators Cmpl, wobei der High-Low-Übergang von F das Setzen des Flip-Flops bewirkt und damit Ql wieder einge- schaltet wird. Wie bei den obigen Schaltungen auch, ist ein zusätzlicher Timer Tmr vorgesehen, der nach langer Dauer des Flip-Flops im ungesetzten Zustand dieses setzt und so das „Anlaufen" gewährleistet
Fig. 25 illustriert eine andere Ausführung eines Drossel- Abwärtswandlers mit drei Ausgängen. Im Gegensatz zur Schal¬ tung gemäß Fig. 10c erfolgt nun die Strommessung mittels des Shunts Rs am gemeinsamen Speise-Anschluss des Stromver¬ teilnetzwerkes anstelle an einem der Ausgänge der Schal- tung. Die Strom-Messeinrichtung Imea wird durch einen Differenzverstärker realisiert, der ein zum zu messenden Strom lern proportionales und auf GND bezogenes Messsignal lie¬ fert, nachdem das Signal Im2 dem entsprechend verstärkten und Masse-bezogenen Spannungsabfall über dem Shunt Rs ent- spricht. Der zeitliche Mittelwert des Spannungsabfalls über Rs entspricht dem zeitlichen Mittelwert der Summe aller LED-Ströme. Um der Regelung den zeitlichen Mittelwert der Ausgangsströme zur Verfügung stellen zu können, ist der Tiefpass LP vorhanden. Wie in der Schaltung gemäß der Fig. 10c wird der Komparator Cmpl zur Detektion der Abmagneti- sierung der stromkompensierten Drosseln Lcml und Lcm2 genutzt. Als Regelschaltung können die Schaltungen gemäß den Fig. 22, 23 und 24 zur Anwendung kommen
Fig. 26 zeigt einen Drossel-Aufwärtswandler mit zwei Aus- gängen. Der eigentliche Aufwärtswandler besteht dabei aus der Speicherdrossel LI, dem Schalttransistor Ql und den Dioden Dl bzw. D2. Wie beim oben beschriebenen Abwärtswandler kann auch bei einem Aufwärtswandler die Regelung auf einen der beiden Ausgangsströme oder auf den Strom erfol- gen, der in den Speise-Anschluss des Stromverteilnetzwerkes hinein fließt. In der hier betrachteten Schaltung erfolgt die Regelung auf einen der Ausgangsströme. Zusätzlich kann ein unterlagerter Stromregelkreis im Sinne einer "current mode contol" verwendet werden, die den Schalterstrom - erfasst mittels des Widerstands Rq - zur Regelung heran¬ zieht .
Die beim Drossel-Abwärtswandler vorteilhaft nutzbaren
Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drossel Lsl und Ls2 sind beim Aufwärtswandler unerwünscht, da diese zu hohen Spannungsspitzen beim Abschalten des Transistors Ql führen: Lsl und Ls2 verhindern, dass die Ströme in den Ausgangskreisen von 0 auf den jeweils halben Stromwert des Drosselstromes durch LI zum Zeitpunkt des Abschaltens des Transistors springen können. Daher ist ein Snubber-Netzwerk vorzusehen, was die Schalterspannung begrenzt. Dieses kann dissipativ in Form eines RDC-Netzwerkes paralllel zu Ql ausgeführt sein, oder als optionaler Klemmkreis für die Transistor-Spannung aus Ld und D3 bestehen und nicht- dissipativ sein. Der dargestellte Klemmkreis begrenzt die Schalterspannung direkt nach dem Öffnen von Ql auf einen Wert der sich aus dem Übersetzungsverhältnis des durch Ld und LI gebildeten Transformators sowie der Eingangsspannung ergibt. Ld und LI sollten möglichst gut miteinander magne¬ tisch verkoppelt sein. Angenommen, die Eingangsspannung betrage 10V und Ld besteht aus doppelt so vielen Windungen wie LI, so würde die Transistorspannung auf einen Wert der der doppelten Eingangsspannung, folglich 20V, begrenzt werden, da dann die Diode D3 zu leiten beginnt und die Spannung am Transistor klemmt.
Im Gegensatz zum Abwärtswandler gibt es beim Aufwärtswandler keine Einschränkung bezüglich lückendem und kontinuierlichem Betrieb, zumindest solange die Streuinduktivitäten vernachlässigbar klein sind. Unabhängig vom Betriebsmodus wird während Ql eingeschaltet ist die stromkompensierte Drossel entmagnetisiert, der Strom durch die stromkompen¬ sierte Drossel wird also zu Null und durch das nachfolgende Sperren der beiden Dioden Dl und D2 bleibt dieser Zustand bis zum nächsten Abschalten von Ql erhalten.
Daher ist beim Boost-Wandler keine der oben beschriebenen Regelschaltungen erforderlich, denn selbst wenn der Wandler im kontinuierlichen Betrieb bezüglich der Drossel LI arbeit, ist aufgrund der Topologie immer sichergestellt, dass das Stromverteilungsnetzwerk im diskontinuierlichen Betrieb betrieben wird und folglich immer eine Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln im Netzwerk gegeben ist.
Wie beim Abwärtswandler ist auch beim Drossel-Inverswandler eine entsprechende Überwachung bzw. Regelung erforderlich, so dass die Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln sicher gewährleistet wird. Die Fig. 27 zeigt einen solchen Wandler, der wie der oben beschriebene Aufwärtswandler einen optionalen Klemmkreis für die Transistor- Spannung - aus Ld und D3 bestehend - enthält.
Um die Abmagnetisierung der Drosseln zu detektieren sind unterschiedliche Schaltungsgrößen nutzbar. Unter anderem kann eine Strommessung des Stromes durch LI oder eine
Strommessung des in das Stromverteilungsnetzwerk hinein fließenden Stroms erfolgen. Es kann auch mittels zweier Spannungsmessungen überprüft werden, dass die Dioden Dl und D2 sperren. Auch kann auf jede der stromkompensierten Drosseln eine zusätzliche dritte Wicklung aufgebracht werden und dann ausgewertet werden, dass alle diese Spannungen zu Null geworden sind. Alternativ kann auch die Spannung über dem Schalttransistor ausgewertet werden. Nach dem ursprünglichen hohen Wert welcher durch den Klemmkreis bestimmt wird, fällt während der Abmagnetisierungsphase die Spannung am Schalter auf die Summe aus Eingangsspannung und dem Mittelwert der Beträge der beiden Ausgangsspannungen um dann nochmals auf die Eingangsspannung, sobald alle Dros¬ seln abmagnetisiert sind, abzufallen. Dieser zweite Abfall der Schalterspannung kann ebenfalls für die Detektion genutzt werden.
In der Ausführung gemäß Fig. 27 wird jedoch eine weitere Möglichkeit für die Detektion verwendet: Hierfür wird die Spannung über der Drossel Ld verwendet werden, denn ist diese auf Null abgefallen, sind alle Drosseln abmagneti¬ siert und es kann ab diesem Zeitpunkt der Schalter Ql wie¬ der eingeschaltet werden. Analog zu den obigen Regelschal¬ tungen gemäß den Figuren 22 bis 24 lassen sich auch für de Inverswandler entsprechende Regelschaltungen ausführen.
Die folgenden Figuren betrachten eine weitere Variante der Strom-Symmetrierung bei mehreren Zweigen. Die Strom- Symmetrierung wird durch die Reihenschaltung eines Kondensators, einer Wechselstrom- bzw. Wechselspannungsquelle sowie zweier entgegengesetzt verschalteter, rückwärts lei¬ tender Gleichrichterschaltungen, welche jeweils eine oder mehrere in Reihe geschaltete Leuchtdioden beinhalten, rea¬ lisiert. Jede dieser Schaltungsanordnungen liefert zwei au ein gemeinsames Potenzial (z.B. Masse) bezogene ,Leuchtdio denausgänge' . Es können mehrere dieser Schaltungsanordnungen verwendet werden, sofern mehr als zwei , Leuchtdiodenausgänge' benötigt werden.
Die Figuren 28a und 28b zeigen Ausführungen solcher Schaltungsanordnungen. In den beiden Figuren werden die Schaltungstypen WD und CD dargestellt. Der Schaltungstyp WD basiert auf einer Spannungsverdopplungsschaltung und der Schaltungstyp CD basiert auf einer einfachen Stromglät- tungsSchaltung . Die Funktionsweise der Schaltung gemäß der Fig. 28a illust¬ rieren die Figuren 28c bis 28e. Im Folgenden wird zur Vereinfachung der Erklärung die Annahme getroffen, dass alle Bauelemente ideal seien, d.h. insbes. die Dioden verhalten sich als ideale Schalter.
Die Quelle Q arbeitet dabei als Stromquelle. Wird von der Quelle Q ein positiver Strom Ii geliefert, so zeigt Fig. 28c die für die Funktion relevanten Bauelemente: Der Strom Ii fließt durch die Diode Dil, teilt sich dann auf Cll und Rl auf, um dann über die zum einfacheren Verständnis eingezeichnete Masseverbindung M, die Diode D22 und den Kondensator CO zur Quelle zurück zu fließen. Die Last R2 wird während dieses Zeitbereichs durch den Kondensator C2 ver¬ sorgt. Die Stärke des Stromes Ii > 0 hat nur Einfluss auf den Laststrom II, nicht jedoch auf 12.
Fließt kein Strom Ii durch die Quelle Q, so illustriert Fig 28d, dass die Lasten Rl bzw. R2 von den zugehörigen Kondensatoren Cl bzw. C2 mit Energie versorgt werden. Nachdem die Kondensatorspannungen VI und V2 positiv sind, teilt sich die jeweilige Kondensatorspannung über den beiden Dioden Dil und D12 bzw. D21 und D22 auf und alle Dioden sperren.
Die Fig. 28e zeigt entsprechend die relevanten Bauelemente in dem Fall, dass die Quelle Q einen negativen Strom liefert. Hier ist das Verhalten der beiden Gleichrichter genau umgekehrt: Für Q ist nun effektiv nur GR2 vorhanden wohingegen GR1 nicht sichtbar ist. Die Stärke des Stromes Ii < 0 hat nur Einfluss auf den Laststrom 12, nicht jedoch auf II.
Aufgrund des Kondensators CO kann durch die Quelle kein Gleichstrom fließen bzw. Ii kann keinen Gleichanteil besit- zen, da der Kondensator CO als Blockkondensator oder Sym- metrierkondensator wirkt. Nachdem der positive Anteil des Stromes von Ii letztlich den Laststrom II bestimmt (da der positive Anteil von Ii von D12 gesperrt wird, muss er durch Dil fließen und da durch Cl kein Gleichstrom fließen kann, muss der zeitliche Mittelwert des positiven Anteils von Ii gleich dem zeitlichen Mittelwert von II entsprechen) und der in negative Anteil von Ii den Laststrom 12 bestimmt, müssen die zeitlichen Mittelwerte der Lastströme II und 12 gleich groß sein. Es werden also beide Lasten Rl und R2 mit dem gleichen Strom betrieben ( Strom-Symmetrierung) .
Die Fig. 28f stellt beispielhafte Strom- und Spannungsver- laufe der Schaltung nach Fig. 28a dar. Dabei wurden der
Einfachheit halber rechteckförmige Stromverläufe angenom¬ men. Zur Illustration wurde ein Tastverhältnis von 2:1 angenommen .
Für die Darstellung der auftretenden Spannungen in der unteren Hälfte der Abbildung wurde neben der Annahme idealer Bauelemente eine ideale Glättung der Lastströme ange¬ nommen, was unendlich große Kondensatoren Cl und C2 bedingt, so dass die Ausgangspannungen VI und V2 keine Wel¬ ligkeit aufweisen. Zudem wurde davon ausgegangen, dass keine Zeitbereiche mit li=0 auftreten. Es werden zwei un¬ terschiedlich große Lasten mit Rl=30hm und R2=40hm angenommen. Damit ergeben sich die Ausgangsspannungen
V1=I1*R1=2*3=6V und V2=I2*R2=2*4=4V, sowie die dargestellten zeitlichen Verläufe von V12, V22, V0 und Vi.
Betrachtet man die Masche {Masse - D12 - Q - CO - D22 -
Masse}, so muss die folgende Maschengleichung erfüllt sein:
V12(t) = Vi(t) + V0(t) + V22(t) .
Aus Fig. 28f geht hervor, dass diese zu jedem Zeitpunkt, und damit auch für die gestrichelt eingetragenen zeitlichen Mittelwerte (mit Überstrich gekennzeichnet), erfüllt ist. Vorteilhafterweise wird die Wechselstrom- bzw. Wechselspannungsquelle durch die Sekundärwicklung eines Transformators gebildet, da dies eine besonders einfache Möglichkeit ist, eine potenzialfreie Quelle zu erzeugen.
Die Fig. 28g zeigt das Prinzipschaltbild einer Schaltungs¬ anordnung zur Symmetrierung der beiden Lastströme II und 12 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 über dem Kondensator CO im Versorgungsspannungspfad bei einem rück¬ wärts sperrendem Gleichrichter GR1 und einem vorwärts sperrendem Gleichrichter GR2 mit einfachem Spannungsausgang (Schaltungstyp VD) in Parallelschaltung. Der Kondensator CO unterdrückt einen Gleichstromanteil im Versorgungsstrom Ii. Da Vi eine reine Wechselspannungsquelle ist, kann die Summe aus der Spannung über der Wechselspannungsquelle Vi und der Spannung über dem Kondensator CO einen Gleichanteil enthalten. Dieser Anteil entspricht der tatsächlichen Spannungsdifferenz der beiden Gleichrichter GR1 und GR2. Da ein Gleichrichter vorwärts sperrt und der andere Gleichrichter rückwärts sperrt, wird jeder Gleichrichter jeweils mit einer Halbwelle des Wechselstroms Ii versorgt. Durch den Gleichanteil der Spannungen Vi+VO wird auch eine unterschiedliche Leistung in den beiden Betriebssträngen zugelassen, so dass der Strom in beiden Strängen gleich groß sein kann. Würde z.B. der Strom III im ersten Betriebsstrang im Mittel größer werden als der Strom 121 im zweiten Betriebsstrang, so würde sich der Kondensator CO entladen und die Spannung V0 sinken, so dass auch die Spannung VI sinken und gleichzeitig die Spannung V2 betragsmäßig stei¬ gen würde, was dem unterschiedlichen Stromfluss entgegenwirkt und somit die Stromhöhen symmetriert.
Fig. 28k zeigt das Prinzipschaltbild einer Schaltungsan¬ ordnung zur Symmetrierung der beiden Lastströme II und 12 durch die sich einstellende Gleichspannung VO über dem Kondensator CO, der zwischen die Spannungsquelle und das Bezugspotenzial geschaltet ist, bei einem rückwärts und einem vorwärts sperrendem Gleichrichter mit einfachem Span- nungsausgang (Schaltungstyp VD) in Parallelschaltung. Die Funktionsweise dieser Schaltungsanordnung ist gleich der Funktionsweise der Schaltungsanordnung gemäß der Fig. 28g. Hier ist lediglich der Kondensator CO an einer anderen Stelle im Strompfad eingefügt, was aber die Wirkungsweise nicht beeinträchtigt.
Die Fig. 28h zeigt das Phasenschaltbild der Fig. 28k für den Fall Ii > 0, die Fig. 28i zeigt das Phasenschaltbild der Fig. 28k für den Fall Ii = 0, und die Fig. 28j das
Phasenschaltbild der Fig. 28k für den Fall Ii < 0. Die jeweils sperrenden Dioden sind durch eine Leitungsunterbre¬ chung gekennzeichnet, die jeweils leitenden Dioden sind ordnungsgemäß dargestellt. Im Fall li=0 ist die Spannungs¬ quelle durch eine weitere Leitungsunterbrechung gekennzeichnet .
Werden mehr als zwei Leuchtdiodenausgänge benötigt, verwen¬ det man vorteilhafter Weise
a) mehrere Transformatoren, die primärseitig in Reihe geschaltet sind, die insbesondere bei stark unterschiedli¬ chen Lasten bzw. Leuchtdioden möglichst ideale Eigenschaf- ten aufweisen,
b) einen Transformator mit mehreren Sekundärwicklungen, und insbesondere bei stark unterschiedlichen Lasten bzw. Leuchtdioden zusätzliche stromkompensierte Drosseln, die die Sekundärströme untereinander symmetrieren,
c) eine Kombination aus den Punkten a) und b) . Primärseitig wird der Transformator durch eine der üblichen leistungselektronischen Schaltungen, beispielsweise einen Halbbrücken-, Vollbrücken-, Gegentakt- oder Class-E-Wandler angesteuert. Vorteilhafterweise handelt es sich hierbei um eine schaltentlastete Schaltung, die das ZVS- oder ZCS- Prinzip nutzt.
Eine Integration mehrerer induktiver Bauelemente (Trafos, stromkompensierter Drosseln oder eine Kombination von solchen Bauelementen) in ein Bauelement erscheint aufgrund der möglichen Reduktion der Baugröße des Gerätes wie auch in der Komplexität in der Fertigung, Prüfung und Beschaffung besonders vorteilhaft. Insbesondere beim Schaltungstyp CD können zudem die erforderlichen Induktivitäten (z.B. LI, L2 in Abbildung 2b) ebenfalls mit integriert werden (z.B. mit dem erforderlichen Transformator) . Auch eine Integration der Symmetrierungs-Kondensatoren (z.B. CO) mit magnetischen Bauelementen in einem gegebenenfalls monolithisch integrierten Bauelement z.B. in LTCC-Technik ist möglich und könnte je nach Anwendung und Anforderungen an das Produkt (z.B. Automotive-Applikation) eine weitere Volumen und Kosten-Reduktion ermöglichen.
Die Gleichrichterschalter können als Synchrongleichrichter ausgeführt werden, insbesondere können die in der Schaltung ohnehin vorhandenen Transformatoren für die Ansteuerung der Halbleiterschalter des Synchrongleichrichters verwendet werden .
Die Figuren 29a, 29b, 29c und 29d und die Figuren 30a, 30b, 30c und 30d zeigen einen Schaltungsaufbau, bei dem in allen Fällen eine ZVS-betriebene Halbbrücke mehrere Leuchtdioden bzw. Leuchtdiodenstränge mit dem gleichen Strom versorgt. Je nach Auslegung kann der Kondensator Cr2 vorhanden sein. In den Figuren 29a, 29b, 29c und 29d werden gemäß der obi- gen Aufzählung unter Punkt a) mehrere Transformatoren verwendet, wohingegen die Figuren 30a, 30b, 30c und 30d je¬ weils eine Schaltung gemäß Punkt b) angibt. Die Schaltungen nach den Figuren 29a, 30a basieren auf dem Schaltungstyp WD (analog zu Fig. 28a) , wohingegen die Schaltungen nach den Figuren 29b, 30b auf dem Schaltungstyp CD (analog zu Fig. 28b) beruhen. Die Figuren 29c und 30c zeigen Schaltungen, die auf dem Schaltungstyp VD analog der Fig. 28k ba¬ sieren, wohingegen die Figur 29d eine Mischform darstellt, bei der jede Gruppe zweier an eine Sekundärwicklung eines Transformators Tri .. Tr3 angeschlossenen Gleichrichter jeweils nach einem der oben beschriebenen Schaltungstypen arbeitet, die Gruppe an Transformator TRI nach dem Schaltungstyp CD, die Gruppe an Transformator TR2 nach dem
Schaltungstyp WD, und die Gruppe an Transformator TR3 nach dem Schaltungstyp VD. Bei der Fig. 30d ist die Situation analog zu Figur 29d, lediglich wird ein gemeinsamer Transformator mit einer Primärwicklung und drei Sekundärwicklungen verwendet, bei denen die Gruppe an der ersten Sekundär- wicklung (von oben gezählt) nach dem Schaltungstyp CD, die Gruppe an der zweiten Sekundärwicklung nach dem Schaltungstyp WD, und die Gruppe an der dritten Sekundärwicklung nach dem Schaltungstyp VD arbeitet.
In allen Figuren wurden Leuchtdioden oder Leuchtdioden- stränge als Last der Gleichrichter GR dargestellt, die mit der Kathode auf GND liegen. Dies muss nicht zwingend der Fall sein - es kann auch die Anode bei entsprechender
Schaltungsanpassung auf GND gelegt werden. Dies könnte insbesondere dann von Vorteil sein, wenn die Gehäuse der verwendeten LEDs jeweils mit der Anode des LED-Chips ver¬ bunden sind, da dann alle LED-Gehäuse auf einen gemeinsamen elektrisch mit Masse verbundenen Kühlkörper gelegt werden können, was zu einer besonders guten Kühlung der Leuchtdioden führt .
Fig. 31 zeigt einen Schaltungsaufbau bei dem ein Transfor¬ mator mit zwei Sekundärwicklungen, entsprechend dem Punkt b) in der obigen Aufzählung, zum Betrieb von 4 Leuchtdiodenausgängen verwendet wird. Mittels der stromkompensierten Drossel Trl2 wird die Symmetrierung der beiden Sekundärströme sichergestellt. Zum Dimmen der LEDs werden die elek¬ tronischen Schalter Sil bis S41 mit einem PWM-Signal ange- steuert. Die nachfolgende Tabelle 1 zeigt die Verhältnisse bei 0% bzw. 100% Tastgrad der Schalter.
Als Signalquelle Q diente eine Funktionsgenerator mit f=50kHz. Die Widerstände Rl bis R4 sind zur Strommessung, jedoch für die eigentliche Funktion nicht erforderlich. Es wurden folgende Bauelemente verwendet:
Tri: Trafo 1:1:1, Lp=Lsl=Ls2=lmH, fres=750kHz, RDCX1R0
Trl2: Stromkompensierte Drossel EPCOS B82721-K2701-N20, 2xl0mH, 2xOR60 typ. RDC
Alle Dioden: SS34 (3A, 40V, Schottky)
Weiße Leuchtdioden
alle Kondensatoren: lOuF, 25V, X7R, TDK
R1..R4: 10R, 1%, 0805
Fig. 32 zeigt den „vorderen" Teil der Schaltung nach Fig. 31, allerdings wird nun als Generator ein Klasse-E-Wandler verwendet. Dieser hat den Vorteil mit einem einzigen Leis¬ tungstransistor Ql auszukommen und zudem wird dieser mit ZVS (Nullspannungsschalten) betrieben. Entgegen des üblichen Nachteils des Klasse-E-Wandlers eine mit anderen
Schaltungstopologien sehr hohe Schalterspitzenspannung zu erfordern, ist dieser Nachteil hier etwas abgemildert, da die Gleichrichter bzw. die Leuchtdioden aufgrund ihres
nichtlinearen Verhaltens eine Abflachung der Drain- Schwingung bewirken, so dass ein Transistor mit geringerer
maximal zulässiger Drain-Spannung verwendet werden kann,
als man dies für eine vergleichbare ohmsche Last erwarten
würde .
Die in der Tabelle 1 dargestellten Messwerte konnten auch
mit dieser Quelle analog gemessen werden. Es wurden folgen
de Bauelemente verwendet:
Ql: IRFR110
DQ: nicht bestückt (optional, wenn ein MOSFET als Ql ver¬ wendet wird, da dann bei Nicht-Bestückung die Body-Diode
Funktion übernimmt; zwingend erforderlich, wenn Ql ein
Bipolar-Transistor oder IGBT ist)
RG: 10R, 1%, 0805
CR: InF, 100V
CS: lOuF, 25V, X7R, TDK
Gebrückte Leuchtdioden Messwerte
12 Q21 Q31 Q41 Q42 Q43 Σ V1 [V] V2 [V] V3 [V] V4 [V] U_C10 [V] U_C20 [V] 11 [mA] 12 [mA] 13 [mA] 14 [mA]
0 1 1 1 0 0 4 2.796 2.801 2.756 2.911 0.0015 -0.1 0.04 0.04 0.03 0.07
0 1 1 1 0 0 4 3.396 3.456 3.451 3.418 -0.0071 -0.0057 1.28 1 .27 1.25 1 .31
0 1 1 1 0 0 4 3.777 3.844 3.856 3.79 -0.0153 0.04 8.22 8.21 8.18 8.26
0 1 1 1 0 0 4 4.581 4.663 4.754 4.565 -0.024 0.177 33.20 33.21 33.16 33.27
0 1 1 1 1 0 4 0.3337 4.654 4.745 8.919 -2.138 -1 .99 33.30 33.00 32.98 33.00
0 1 1 1 1 1 5 0.2297 4.341 4.469 12.36 -2.002 -4.08 22.92 22.61 22.67 22.57
0 1 0 1 1 1 4 0.3387 4.674 0.3386 13.09 -2.154 -6.55 33.79 33.53 33.81 33.47
0 1 0 1 1 1 5 4.308 4.381 0.2435 12.44 0.0425 -6.31 23.95 23.97 24.31 23.92
0 1 1 0 0 0 3 4.185 4.253 4.357 0.2027 -0.3698 2.22 19.90 19.92 19.88 20.21
0 1 1 0 0 0 2 0.2161 4.298 4.412 0.2166 -2.043 2.16 21 .58 21 .37 21.34 21.60
0 1 0 0 0 0 1 0.2482 4.401 0.2476 0.2486 -2.077 0.0028 24.77 24.55 24.73 24.79
Die folgenden Figuren betrachten eine dritte Variante der
Stromsymmetrierung .
Auch in dieser Ausführungsform wird ein quasi-paralleler
Betrieb von mehreren Leuchtdioden und/oder mehreren LED- Strängen mittels eines DC/DC-Wandlers vorgeschlagen, wobe die Stromstärken des durch die Leuchtdioden fließenden Stroms näherungsweise identisch sind. Es muss lediglich au: den Strom in einer Leuchtdiode bzw. in einem Strang von Leuchtdioden geregelt werden. Der Wandler besitzt ein
Stromverteilungsnetzwerk welches eine oder mehrere stromkompensierte Drosseln in einer prinzipiellen Verschaltung gemäß Fig. 1 enthält. Um die gewünschte Funktionsweise des Stromverteilungsnetzwerkes garantieren zu können, wird vorgeschlagen, das Stromverteilnetzwerk mit Kondensatoren zu erweitern, so dass sich Resonanzzellen aus Stromkompensierten Drosseln und Kondensatoren ergeben, wie dies in dei Figuren 34 bis 36 dargestellt ist. Die zusätzlichen Kondensatoren unterbinden einen Gleichstromfluss durch die stromkompensierten Drosseln, so dass die stromkompensierten Drosseln nur von Wechselstrom durchflössen werden was zumindest in jedem Nulldurchgang des Stromes eine vollständi¬ ge Abmagnetisierung der Drosseln ermöglicht, was für deren Funktionsweise von entscheidender Bedeutung ist.
Gehen die Ströme durch alle Wicklungen der stromkompensierten Drosseln periodisch auf Null zurück, so hat dies die gewünschte gute Symmetrierung der Leuchtdiodenströme zur Folge, da dann die stromkompensierten Drosseln im Stromverteilnetzwerk in der gewünschten Weise wirken. Die Funktionsweise von stromkompensierten Drosseln beruht darauf, dass jede Wicklung der Drossel eine sehr hohe Impedanz aufweist. Durch entsprechende Stromflüsse in beiden Wick¬ lungen heben sich die generierten magnetischen Flüsse im Kern und damit die hohen Impedanzen gegenseitig auf. Für eine gute Funktion einer stromkompensierten Drossel sind daher hohe Induktivitätswerte der Wicklungen erforderlich, weshalb üblicherweise Kerne aus hochpermeablem Magnetmate¬ rial ohne Luftspalt zum Einsatz kommen, die verhältnismäßic geringe Sättigungsströme bedingen. Um eine Sättigung des magnetischen Kern der stromkompensierten Drossel aufgrund eines dauerhaften Gleichstroms zu vermeiden wird daher eine periodische Stromfreiheit der beiden Wicklungen im Sinne der Erfindung realisiert.
Die bisher beschriebene Strom-Symmetrierung mittels stromkompensierter Drosseln ist insbesondere dann anwendbar, sofern ein periodischer Stromfluss vorliegt bzw. erzeugt wird, der - wie bereits erwähnt - immer wieder auf null zurückgeht. Mit sehr vielen geschalteten leistungselektro¬ nischen Schaltungen lassen sich derartige Stromflüsse erzeugen. So kann die in den bisherigen Figuren dargestellte Wechselstromquelle durch einen beliebigen Wechselrichter realisiert werden. Diesem folgen Gleichrichter, um die Leuchtdioden mit einem Gleichstrom mit möglichst geringer Welligkeit zu versorgen.
Fig. 33 zeigt eine solche prinzipielle Wandleranordnung mit stromkompensierter Drossel Lcm als Stromverteilernetzwerk die als Gleichspannungswandler aufgefasst werden kann. Es sind unterschiedlichste Arten von Gleichspannungswandlern, basierend auf hoch- und/oder tiefsetzenden Wandlerkonzepten bekannt, die sich mit Stromverteilnetzwerken zum Betrieb von Leuchtdioden modifizieren lassen.
Erfindungsgemäß werden Wandlerstrukturen verwendet, die keinen Gleichstrompfad durch die stromkompensierte Drossel aufweisen, d.h. die arithmetische Mittelwerte der Ströme Icml und Icm2 in Fig. 1 sind aufgrund schaltungstechnischer Maßnahmen Null. Als gleichstromunterbindende Bauelemente werden insbesondere mindestens 2 Kondensatoren jeweils in Reihe zu einem der drei Anschlüsse der stromkompensierten Drossel verwendet. Das heißt die erfindungsgemäße Realisie- rung weist eine der in Fig. 34 dargestellten Möglichkeiten A) bis C) als Bestandteil des Wandlers auf.
Die in Fig. 34 dargestellten Resonanzzellen enthalten mindestens 2 Kondensatoren, können dabei Teil der Wechsel- oder Gleichrichter sein und können neben der Gleichstrom unterbindenden Funktion weitere Funktionen im zugehörigen Wechsel- oder Gleichrichter wahrnehmen. In einem Halbbrücken-Wechselrichter kann der Kondensator die Aufgabe des Resonanzkondensators besitzen. In Gleichrichtern des Typs unsymmetrischer Verdoppler oder Kaskadenschaltungen ist dieser Kondensator der Eingangskondensator bzw. der erste Kondensator der Schubsäule.
Die Vereinigung der Möglichkeiten A) bis C) aus der Fig. 34 ist in einer Fig. 35 dargestellt, wobei die stromkompen- sierte Drossel durch die Ersatzschaltung aus zwei fest gekoppelten (mit einem Kopplungsfaktor von eins) Induktivitäten Ltl und Lt2 und den beiden Streuinduktivitäten Lsl und Ls2 dargestellt ist. Einer der beiden Kondensatoren Cl bis C3 kann - wie oben bereits ausgeführt - entfallen, ohne dass hierdurch die inhärente Gleichstromfreiheit durch die beiden Wicklungen der stromkompensierten Drossel beein- flusst werden. Diese Gleichstromfreiheit wird auch nicht durch weitere, beliebig in der Schaltung einfügbare Konden¬ satoren beeinflusst. So zeigt die Fig. 35 noch optionale Kondensatoren Cr (gestrichelt) , die beispielhaft gegen
Masse geschaltet dargestellt sind. Diese Kondensatoren sind vorteilhafterweise Resonanzkondensatoren, die zusammen mit den Streuinduktivitäten Lsl und Ls2 wirken und beispielsweise für die Schaltentlastung innerhalb des Wandlers ge- nutzt werden können.
Weitere Abwandlungen der Resonanzzellen (auch als „Building Blocks" bezeichnet) sind zulässig, sofern die Gleichstrom- freiheit nicht beeinträchtigt wird. Daher können neben zusätzlichen Kondensatoren auch beliebige Bauelemente in Reihe zu den Wicklungen der stromkompensierten Drossel und den Kondensatoren geschaltet werden. Insbesondere ist die Reihenschaltung der Wicklungen einer oder mehrerer weiterer stromkompensierter Drosseln sinnvoll, sofern der Wandler mehr als zwei Ausgänge besitzen soll. Die Fig. 36 zeigt einen für die Praxis relevanten Fall eines sehr allgemeinen Building Blocks.
Die Fig. 37 zeigt die Schaltung gemäß der Fig. 2, die ebenfalls die Resonanzzellenstruktur enthält. Diese wurde zur Illustration eingezeichnet und mit CCC1 gekennzeichnet.
Nachdem die Schaltungen gemäß den Figuren 3 und 5 auf dem gleichen Schaltungsprinzip basieren, enthalten auch diese die entsprechende Konfiguration.
Weitere Beispiele für Wandler die eine solche Konfiguration enthalten sind neben den in Fig. 8d angegebenen Halbbrückenwandler auch der in Fig. 8e angegebene Class-E-Wandler .
Die Fig. 38 zeigt einen ZVS-Halbbrückenwandler der die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln als Resonanzinduktivität nutzt.
Die folgenden Figuren betrachten eine weitere Variante der Stromsymmetrierung mehrerer Leuchtdiodenstränge mit multi- resonanten Zellwandlern.
Die Figuren 39a, 39b und 39c zeigen die Grundschaltungen eines Tiefsetzstellers oder Buck-Wandlers (Fig. 39a) ,
eines Hochsetzstellers oder Boost-Wandlers (Fig. 39b) und eines Cük-Wandlers (Fig. 39c) . Letzterer kann im Gegensatz zu den ersten beiden Wandlern Ausgangsspannungen produzie- ren, deren Betrag kleiner oder größer als seine momentane Eingangsspannung sein kann. Alle drei Topologien gehören zur Gruppe der Einzelschalter-Gleichspannungswandler. Dargestellt ist jeweils ihre hart schaltende Variante, deren Wechselrichterschalter nach bekannten Pulsweitenmodulati- onsverfahren angesteuert werden. Nicht dargestellt sind jeweils die Details zur Ansteuerung des Wechselrichterschalters Ql bzw. Sl und zur Reglerstruktur, die bestimmte Ausgangsgrößen zur Ansteuerung des Wechselrichters zurückführt. Der Strommesswiderstand RS ist angedeutet.
Ferner sind gestrichelt angedeutet diejenigen Positionen (Cl, Lcml, Cll), an denen die (mindestens) drei Resonanz¬ elemente hinzugefügt werden müssen, um obige hartschaltenden Grundtopoliegen in ihre doppelt- nullspannungsschaltenden (Double ZVS) multiresonanten Äquivalente abzuändern. Äquivalente deshalb, weil ein multire- sonanter Buck-Wandler nur tiefsetzen kann, ein multireso- nanter Boost-Wandler nur hochsetzen kann und ein multireso- nanter Cük-Wandler eben beides kann. Solche Schaltungen sind besonders dann sinnvoll, wenn unvermeidliche Streuin¬ duktivitäten vorliegen und gleichzeitig hoher Wirkungsgrad, hohe Baudichte sowie eine gute elektromagnetische Verträg¬ lichkeit gefordert sind: Die Streuinduktivitäten bilden den induktiven Teil eines Resonanzkreises, der auf die Be¬ triebsfrequenz abgestimmt ist.
Jede stromkompensierte Drossel hat auch einen nicht kompen¬ sierten Streuanteil, auf dieser Tatsache beruht die Erfin¬ dung. Um die Schaltungsanordnung gemäß der Fig. 39c für mehrere Leuchtdiodenstränge weiterzubilden ist die Strom¬ kompensierte Drossel dort einzufügen, wo der Cük-Wandler als Vorraussetzung für das Nullspannungsschalten eine Induktivität benötigt, also z.B. an der Stelle der Induktivi¬ tät Lcml . Gemäß der Erfindung werden die Streuinduktivitäten der mindestens einen stromkompensierten Drossel dazu verwendet, Resonanzkreise zu erzeugen, die es erlauben, die Leistungs¬ schalter innerhalb der Wandlerschaltungen schaltentlastet zu betreiben.
Es wird ein quasi-paralleler Betrieb von mehreren Leuchtdioden und/oder mehreren Leuchtdiodensträngen mittels eines Wandlers vorgeschlagen, der nur einen Wechselrichter besitzt, und wobei alle Leuchtdioden vom gleichen Strom durchflössen werden. Es muss lediglich auf den Strom in einer Leuchtdiode bzw. in einem Strang von Leuchtdioden geregelt werden.
Oben genannter gemeinsamer Wechselrichter besteht hier grundsätzlich aus nur einem elektronischen Leistungsschal- ter und mindestens einer Speicherinduktivität. Der Leis¬ tungsschalter kann eine ungesteuerte antiparallele Diode ( Inversdiode ) enthalten, und wird mittels einer speziellen frequenzvariablen und zustandsabhängigen PWM angesteuert. Die oben genannte Stromkompensierte Drossel ist dabei aus- drücklich nicht als Speicherinduktivität anzusehen. Damit kommen als grundsätzliche Wandlertopologien alle sechs bekannten Einzelschalter-Gleichspannungswandler in Frage, der Buck-, der Boost-, der Drosselinvers-, der Cuk-, der Zeta- und der SEPIC-Converter .
Die erfindungsgemäß mehreren Gleichrichter enthalten genauso viele Dioden, wie Leuchtdiodenstränge vorgesehen sind. Also sind bei N Leuchtdiodensträngen genau N Gleichrichterdioden aufzufinden. Die Anzahl der schon erwähnten Speicherinduktivitäten beträgt in Buck-, Boost- oder Drosselin- vers-Topologie ebenfalls genau N, in Cuk-, SEPIC- oder
Zeta-Topologie N+l. Deren Induktivitätswerte sind im be¬ trachteten Multi-Output-Wandler in etwa gleich. Im Gegen- satz zu manchen speziellen Einzelschalter- Gleichspannungswandlern, beispielsweise solchen mit Eingangs- oder Ausgangs-Ripplestromkompensation, darf bei den hier vorgestellten inhärent stromsymmetrierenden Multi- Output-Wandlern keine dieser Speicherinduktivitäten mit einer der anderen Speicherinduktivitäten gekoppelt sein.
Im Unterschied zu obigen Aus führungs formen arbeiten alle hier vorgestellten Wandler in allen ihren Zweigen im „Double ZVS Multiresonant Conduction Mode". Vorteilhaft an die- ser Betriebsweise ist die resonante Schaltentlastung aller Schaltflanken aller beteiligten Gleichrichterdioden sowie der Einschaltflanke des Wechselrichterschalters. Ferner kann bei den drei Wandlern mit Stromausgang (Buck, Cuk und Zeta) zur Speisung von Leuchtdioden der sonst übliche Aus- gangsfilterkondensator weggelassen werden, was insbesondere die Regelbarkeit eines möglichen übergeordneten Beleuchtungssystems erleichtert.
Die oben schon erläuterten Resonanzzellen spielen auch hier eine Schlüsselrolle. Bei N vorgesehenen inhärent stromsym- metrierenden Ausgängen umfasst die Resonanzzelle zusätzlich zur mindestens einen stromkompensierten Drossel mindestens N Kondensatoren in Reihe zu den Anschlüssen der stromkompensierten Drossel.
Erfindungsgemäß wird die stromkompensierte Drossel immer dort eingefügt, wo bei der Überleitung eines hartschaltenden CCM- in einen multiresonanten Doppel-ZVS- Einzelschalterwandler die zusätzliche Resonanzinduktivität verschaltet wird. Die links oder rechts davon erforderli¬ chen Serienkondensatoren sind in der vorgesehenen Wandler- topologie entweder schon vorhanden, oder sie werden ebenfalls neu hinzugefügt als N Resonanzkondensatoren jeweils parallel zu einer der N Gleichrichterdioden. Wenn auch nicht direkt ersichtlich, bleibt die Serienschaltung zur stromkompensierten Drossel auch in dieser Konfiguration bestehen. Die Kapazität dieser neuen N „Gleichrichterkondensatoren" ist jeweils ungefähr gleich. Schließlich wird parallel zum Wechselrichterschalter noch ein weiterer Resonanzkondensator, der sogenannte Wechselrichterkondensator, geschaltet. Das Kapazitätsverhältnis zwischen diesem Wech¬ selrichterkondensator und der Summe aller N Gleichrichterkondensatoren bildet ein wichtiges Designkriterium für diese multiresonanten Wandler.
Bei N Gleichrichterdioden innerhalb der betrachteten Wand- lertopologien für N stromsymmetrierende Ausgänge sind immer - wie oben schon beschrieben - mindestens N Speicherinduktivitäten vorhanden. Zusätzlich werden immer entsprechend viele Block- oder Filterkondensatoren verwendet, die sich dann auch auf die unterschiedlichen Ausgangsspannungen pro Zweig unterschiedlich aufladen können. Da die jeweilige Ausgangsspannung sich in der Sperrspannung der zugehörigen Gleichrichterdiode widerspiegelt, ist zusätzlich zur Frei¬ heit, pro Ausgangszweig einen unabhängigen Kondensator sich individuell aufladen lassen zu können, die „wechselspan- nungsmäßige Elastizität" durch mindestens N unabhängige Speicherinduktivitäten die zweite Grundvoraussetzung für inhärente Stromsymmetrierung in den multiresonanten Einzelschalter-Gleichspannungswandlern. Da analog zu den Gleichrichterdioden auch über diesen Speicherinduktivitäten die Spannungen pro Zweig unterschiedlich sein können, dürfen diese Speicherinduktivitäten, wie oben schon erwähnt, weder untereinander noch mit einer evtl. vorhandenen Eingangsspeicherinduktivität verkoppelt sein.
Es ergeben sich schaltentlastete Wandler, in welchen sowohl der Schalter S als auch die Dioden schaltentlastet, vor- zugsweise beide nullspannungsgeschaltet , betrieben werden. Dies führt zu einer Reduktion der Verluste, insbesondere der Schaltverluste, wesentlich geringeren elektromagneti¬ schen Störungen, und wegen der kleineren nötigen EMV-Filter zu einem höheren Gesamtwirkungsgrad der betrachteten Schaltung. Aufgrund der stark reduzierten Schaltverluste lassen sich diese Wandler mit höherer Schalt frequenz betreiben, was wiederum zu einer Reduktion der Baugrößen der Energiespeicher, also der Drosseln und Kondensatoren führt und damit Wandler mit geringerem Bauvolumen ermöglicht. Im
Gegensatz zu den pulsweitenmodulierten Wandlern, welche die Ausgangsbasis bilden, werden die multiresonanten Wandler nicht mit konstanter, sondern mit veränderlicher Frequenz zu Regelung der Ausgangsleistung betrieben, was wiederum zur Verbesserung ihrer EMV beiträgt.
Die Fig. 40 zeigt einen, wie oben beschrieben erweiterten multiresonanten Cük-Wandler. Dabei wurde die Schaltung gemäß der Fig. 39c um die Resonanzelemente Cl, Cll und C21 erweitert, die sich parallel zu dem nullspannungsgeschalte- ten Schalter S und den Dioden D10 und D20 befinden. Die
Induktivitäten für die Resonanzkreise, welche das entlaste¬ te Schalten bewerkstelligen, sind als stromkompensierte Drossel in Form der beiden Streuinduktivitäten Lsl und Ls2 ausgebildet. Die Blockkondensatoren C10 und C20 bilden mit Lcml eine Resonanzzelle. Die folgende Tabelle zeigt eine beispielhafte Dimensionierung sowie die Betriebsdaten, welche mit den Strom- und Spannungsverläufen gemäß Abbildung 3 korrespondieren:
Ci 10 iF
LI 500 μΗ
Sl, Dl IRFR120N (MOSFET und dessen Body-Diode)
Cl 50 nF Lcml Ltl=Lt2=10mH, Ls l=Ls2=l 0 OuH
CIO, C20 10 \iF
D10, D20 Schottky Diode SS36
L10, L20 100 μΗ
Cll, C12 8 nF
C12, C22 10 \iF
Dil eine weiße LED, Typ OSRAM Dragon
D21 Reihenschaltung zwei weiße LEDs, Typ wie
Dil
Betriebsdaten des Cuk-Wandlers
Vi 18 V
f 100 kHz
D 50%
101 -737 mA
102 -743 mA
Gemäß der seit 1988 bekannten Theorie der Einzelschalter- Gleichspannungswandler sind die äußeren Größen sowie alle Strom- und Spannungszeitverläufe im inneren der sogenannten Wandlerzelle (bestehend aus Sl, Dl, Cl, Lcml, D10, Cll, D20, C21) eines Cuk-Wandlers annähernd identisch mit denen eines Drosselinvers-, SEPIC- oder Zeta-Wandlers , wenn be¬ sagte Wandlerzelle gleich dimensioniert ist und Sl glei- chermaßen angesteuert wird. Daher kann auf die separate
Dimensionierung und Simulation dieser drei anderen Topolo- gien (siehe die Figuren 42, 43 und 48) verzichtet werden.
Diese Wandlertheorie ermöglicht es auch, bei gleicher Di¬ mensionierung besagter Wandlerzelle und annähernd gleichen Zeitverläufen in dieser Wandlerzelle die äußeren Größen eines rein tiefsetzenden oder eines rein hochsetzenden Wandlers zu berechnen. Die folgende Tabelle zeigt die ent- sprechenden Ergebnisse für die sogenannten „zellgleichen" Buck- und Boost-Wandler . Dabei entsprechen die Ausgangsspannungen des Tiefsetzers denjenigen des Cük-Wandlers , jedoch bei höheren LED-Strömen und höherer Eingangsspan- nung. Im multiresonanten Hochsetzer stimmen die Eingangsspannung und die mittleren LED-Ströme mit denen des Cük- Wandlers überein, allerdings erzeugt ein solcher Hochsetzer dann im Mittel 24V an seinen Ausgängen.
Betriebsdaten Buck multiresonant
Vi 24 V
f 100 kHz
D 50%
101 0, 98 A
102 0, 94 A
Betriebsdaten Boost multiresonant
Vi 18 V
f 100 kHz
D 50%
Vo mittl. 24 V
Io mittl. 740 mA
Fig. 42 zeigt einen multiresonanten SEPIC-Wandler mit zwei sich inhärent symmetrierenden Ausgängen. Den entsprechenden multiresonanten Zeta-Wandler zeigt die Fig. 43. Hierzu sind zu allen Schaltern (d.h. Transistoren und Dioden) entsprechende Kapazitäten parallel zu schalten, so dass sich zu¬ sammen mit den Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drossel die Resonanzzelle mit den entsprechenden Resonanz¬ kreisen für die Schaltentlastung ergibt.
Die Fig. 44 zeigt einen Class-E-Wandler mit hartschaltenden Gleichrichterdioden am Ausgang. Diese wurden ebenfalls durch das Hinzufügen entsprechender paralleler Kapazitäten in einen entsprechenden Multiresonanten Class-E-Wandler gemäß der Fig. 45 überführt.
Auffällig ist die Ähnlichkeit dieser Fig. 45 zu Fig. 40:
Der einzige sichtbare Unterschied ist die Polung der
Gleichrichterdioden. Im Gegensatz zum Cük-Wandler sind im Class-E-Wandler der Wechselrichterkondensator Cl und ein resonantes Anpassungsnetzwerk vor dem Gleichrichter, das hier exakt aus der Resonanzelle besteht, schon immer feste Schaltungsbestandteile gewesen, weshalb aus einem annähernd idealen Sinusstrom heraus gleichgerichtet wird, was natür¬ lich in beiden Polaritäten geschehen kann. Nicht sichtbar ist, dass im Class-E-Wandler die Kondensatoren CIO und C20 deutlich kleinere Kapazitäten haben als im Cük-Wandler, da sie in ersterem ja als Resonanzelemente wirken sollen, in letzterem „nur" als Blockkondensatoren.
Fig. 46 zeigt den multiresonanten, inhärent stromsymmetrie- renden Buck-Wandler oder Tiefsetzsteller, Fig. 47 den entsprechenden Boost-Wandler oder Hochsetzsteller, Fig. 48 schließlich den entsprechenden Drosselinverswandler .
Fig. 49 zeigt einen multiresonanten Cük-Wandler mit 4 inhärent stromsymmetrierenden Ausgängen in Baumschaltung der drei stromkompensierten Drosseln. In der dargestellten Weise ist die Strombelastung zwischen Lcml...Lcm3 im Mittel ausgeglichen, jedoch „sehen" die beiden mittleren Ausgangszweige auf jeden Fall mehr Serieninduktivität als die bei¬ den äußeren. Dies lässt sich beheben, indem die Punkte C und D sowie die Punkte E und F jeweils kurzgeschlossen werden, und indem die beiden Verbindungen zwischen G und C sowie zwischen H und F weggelassen werden. Dann ist allerdings zu beachten, dass Lcml mit der doppelten Strombelas¬ tung konfrontiert ist im Vergleich zu den beiden nachge¬ schalteten stromkompensierten Drosseln Lcm2 und Lcm3. In Fig. 50 ist ein multiresonanter Cük-Wandler mit drei Ausgängen und symmetrischer Ringschaltung der drei stromkompensierten Drosseln dargestellt, in Fig. 51 schließlich ein multiresonanter Ciik-Wandler mit zwei Ausgängen und drei stromkompensierten Drosseln, die so verschaltet sind, dass sich die Ströme zwischen Ausgang 1 und 2 im Verhältnis 3:5 aufteilen. Hier ist zu beachten, dass sich die Strombelastungen der drei stromkompensierten Drosseln Lcml, Lcm2 und Lcm3 im Verhältnis 4:2:1 einstellen. Das Verhältnis zwi- sehen den Kapazitäten von Cll und C21 muss ebenfalls 3:5 betragen, das zwischen den Kapazitäten der Blockkondensatoren CIO und C20 kann 3:5 betragen, das zwischen den Filterinduktivitäten L10 und L20 kann umgekehrt 5:3 betragen. Ohne dies durch weitere Figuren zu belegen, gilt dennoch, dass sich solche komplexeren Symmetrierschaltungen auch untereinander kombinieren lassen, und dass sie ebenso auf die anderen Topologien der Figuren 42 bis 48 übertragbar sind .
In Fig. 52 ist die isolierende Variante des Drosselinvers- wandlers dargestellt, der multiresonante inhärent stromsym- metrierende Flyback-Converter . Die Figuren 53a und 53b zeigen entsprechende Ciik-Wandler, die Figuren 54a und 54b isolierende multiresonante Zeta-Wandler und Fig. 55
schließlich die entsprechende Form des SEPIC-Converters , dargestellt mit jeweils 2 Ausgängen. Es versteht sich von selbst, dass in diesen Topologien jeweils auch bewusst asymmetrische Ausgänge und | oder mehr als 2 Ausgänge gemäß den Figuren 49 bis 51 möglich sind. Den Forward-Konverter, der oft als isolierender Tiefsetzsteller betrachtet wird, bewusst übergehend, weil er aufgrund seiner zusätzlichen Dioden eher eine Art „Viertelbrücke" ist, lassen sich der Tief- und der Hochsetzsteller in ihrer Grundform nicht isolieren. Bei den anderen vier Topologien addieren sich die Streuinduktivitäten von Isolierungstransformatoren und stromkompensierten Drosseln in ihrer Wirkung als Resonanzinduktivität. Dadurch wird ein prinzipielles Problem dieser Multiresonanzwandler, nämlich dass die sich „natürlich" ergebenden Streuinduktivitäten oft zu klein geraten, entschärft. Bei großer erforderlicher mittlerer Spannungsübersetzung kann das Windungsverhältnis im Isolierungstransformator von 1:1 abweichen.
Aufgrund seiner topologischen Symmetrie nimmt der Cük- Wandler gemäß Figur 53a und 53b eine Sonderstellung ein: Er kann nur durch Aufspalten seines Blockkondensators CIO, C20 in einen primärseitigen C9 und in die sekundärseitigen CIO, C'20 und durch Einfügen eines Transformators Tl genau an diesem neu entstandenen Knoten isoliert werden. Daher kommen auch nur im Cük-Wandler in seiner isolierenden Form die zwei Komponenten C9 und Tl neu hinzu. Allerdings ist auch nur dort Tl rein wechselstrommäßig beansprucht. Theo¬ retisch ließen sich SEPIC & Zeta genauso isolieren. Beim SEPIC entstünde dann aber ein Kreis aus Trafosekundärwicklung, Block-C und Speicherspule. Von ihrer Wirkung her „degeneriert" eine solche Schaltung in eine 2-Wicklungs- Speicherspule und in einen wieder vereinigten Block-C auf der Primärseite. Beim Zeta geschieht dies analog, nur pri¬ mär- und sekundärseitig vertauscht. Daher sind in den Figuren 54 und 55 nur diese vereinfachten Topologien dargestellt, und die Isolierungstransformatoren tragen die Bezeichnungen der Speicherspulen der Ursprungstopologien, aus denen sie hervorgegangen sind.
Grundsätzlich gibt es bei allen 4 Topologien jeweils drei Möglichkeiten zu isolieren, jeweils vom Eingang aus gesehen: Kommt die stromkompensierte Drossel als erstes, ist pro Ausgang jeweils ein unabhängiger Isoliertransformator nötig; die Flyback- und SEPIC-Wandler gemäß den Figuren 52 und 55 sind so dargestellt. Kommt die stromkompensierte Drossel erst nach der Isolierungslinie wie beispielsweise anhand des Cuks und des Zetas dargestellt, genügt ein ge¬ meinsamer Isolierungstrafo, bei gemeinsamem Sekundärpotenzial mit einer Sekundärwicklung gemäß den Figuren 53a und 54a, bei vollständiger Isolierung mit je einer unabhängigen Sekundärwicklung pro Ausgang gemäß den Figuren 53b und 54b.

Claims

Patentansprüche
Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen, aufweisend :
- einen elektrischen Energiewandler (LI, Ql, Sl, Dl) , mit
- mindestens einem Schalter (Ql, Sl), wobei
- der elektrische Energiewandler (LI, Ql, Sl, Dl) eine pulsierende Gleichspannung oder eine Wechsel¬ spannung ausgibt,
- mindestens zwei Betriebsstränge, von denen jeder einen in eine Stromrichtung sperrenden oder kurzschließenden Gleichrichter mit einem Eingangsan- schluss, einem Ausgangsanschluss und einem Bezugs¬ potential aufweist, wobei jeder Gleichrichter genau eine Gleichrichterdiode (D10, D20) enthält,
- wobei die Betriebsstränge mit dem elektrischen Energiewandler (LI, Ql, Sl, Dl) gekoppelt sind,
- mindestens eine stromkompensierte Drossel (Lcml), wobei die stromkompensierte Drossel (Lcml) zwischen den Schalter (Sl) und die mindestens zwei Gleich¬ richter geschaltet ist,
- mindestens zwei Halbleiterlichtquellen (Dil, D21), die jeweils zwischen den Ausgangsanschluss des zugehörigen Gleichrichters und dessen Bezugspo¬ tential geschaltet sind,
wobei der elektrische Energiewandler (LI, Ql, Sl, Dl, Cl) als Resonanzwandler mit einer Resonanzzelle (Cl, Lsl, Cll, Ls2, C21) ausgelegt ist, wobei zu jedem von der Wandlertopologie umfassten Schalter und zu jeder von der Wandlertopologie umfassten Gleichrichterdiode ein Resonanzkondensator (Cl, Cll, C21, C31, C41) parallel geschaltet ist, und wobei die Streuinduktivität (Lsl, Ls2) der ström- kompensierten Drossel (Lcml) als Resonanzinduktivität (Lsl, Ls2) dieser Resonanzzelle (Cl, Lsl, Cll, Ls2, C21) genutzt wird.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch ge- kennzeichnet, dass die Resonanzzelle (Cl, Lsl, Cll,
Ls2, C21) mit der Streuinduktivität (Lsl, Ls2) der stromkompensierten Drossel (Lcml) immer da n, wenn der Schalter (Ql, Sl) nicht leitet und gleichzeitig mindestens eine der Gleichrichterdioden (D10, D20) leitet, einen über besagte Gleichrichterdiode ge¬ schlossenen Serienresonanzkreis bildet, immer da n, wenn die Gleichrichterdiode nicht leitet und gleichzeitig der Schalter leitet, aus Sicht des Gleichrichters einen Parallelresonanzkreis bildet, immer dann, wenn sowohl der beteiligte Schalter als auch mindestens eine der Gleichrichterdioden nicht leiten, eine Mischung daraus bildet, und immer dann, wenn sowohl Schalter (Ql, Sl) als auch
Gleichrichterdioden (D10, D2C) leiten, einen reinen Stromzeitintegrator bildet.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzzelle mindestens ei¬ ne Kapazität (Cl, Cll, C21) aufweist, die mit dem Bezugspotenzial verbunden ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der elektrische Energiewandler ein Class-E-Wandler ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der elektrische Energie- wandler ein Tiefsetzsteller, ein Hochsetzsteller, ein Drosselinverswandler, ein Cuk-Converter, ein SEPIC oder ein Zeta-Converter ist. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der elektrische Energie¬ wandler ein Drosselinverswandler, ein SEPIC oder ein Zeta-Converter ist, dass dessen jeweilige interne Wandlerinduktivität (LI, L10, L20) durch ei¬ nen Transformator (LI, L10, L20) ersetzt ist, und dass dessen Streuinduktivität als Resonanzindukti¬ vität genutzt wird und sich in ihrer Wirkung zur Streuinduktivität der mindestens einen stromkompen¬ sierten Drosseln (Lcml) addiert.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der elektrische Energie¬ wandler ein Cuk-Converter oder Class-E-Wandler ist, dass dessen interne Wandlerlängskapazität (CIO, C20) durch einen zusätzlichen Kondensator (C9) in Serienschaltung erweitert ist, dass der Knoten dazwischen (C9-C10, C9-C20) aufgebrochen ist, wobei dort ein Transformator (Tl) eingesetzt ist, und dass dessen Streuinduktivität als Resonanzindukti¬ vität genutzt wird und sich in ihrer Wirkung zur Streuinduktivität der mindestens einen stromkompen¬ sierten Drossel (Lcml) addiert.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass besagter Transformator (Tl, LI, L10, L20) so viele Sekundärwicklungen aufweist, wie die Schaltungsanordnung Betriebsstränge um- fasst, dass die Bezugspotentiale der einzelnen Be¬ triebsstränge nicht miteinander verbunden sind, und dass die zwischen ihren Wicklungen isolierende Wirkung der mindestens einen stromkompensierten Drossel (Lcml) mit ausgenutzt wird.
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