CN103155703A - 用于驱动至少两个半导体光源的电路装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于驱动至少两个半导体光源的电路装置，其具有：具有至少一个开关的电能转换器，其中电能转换器输出脉动的直流电压或者交流电压；至少两个驱动支路，所述驱动支路中的每一个具有单向截止的或者短路的整流器，其具有输入端子、输出端子和参考电势，其中驱动支路与电能转换器耦合；至少一个电流补偿的扼流圈，其中电流补偿的扼流圈连接在开关和至少两个整流器之间；至少两个半导体光源，所述半导体光源各自连接在所属的整流器的输出端子和其参考电势之间，其中电能转换器设计为具有谐振单元的谐振转换器，并且电流补偿的扼流圈的漏电感用作为所述谐振单元的谐振电感。

Description

用于驱动至少两个半导体光源的电路装置

技术领域

本发明涉及一种用于驱动至少两个半导体光源的电路装置。在此，半导体光源处于不同的驱动支路中并且以相同的电流驱动。

背景技术

本发明基于根据独立权利要求的类型的用于驱动至少两个半导体光源的电路装置。

经由电流补偿的扼流圈进行的电流平衡在现有技术中已知，例如参见申请人的EP1788850B1。在那里，公开一种电路装置，在所述电路装置中，多个电流补偿的扼流圈瀑布形地相互连接。对于n个驱动支路而言需要n-1个电流补偿的扼流圈。

从US7408308B2中同样已知一种电路装置，所述电路装置借助于瀑布形连接的电流补偿的扼流圈实现连接到电流补偿的扼流圈处的驱动支路的电流平衡。

从EP1286572A2中同样已知一种用于对荧光灯中的电流进行平衡的电路装置，所述电路装置为此使用电流补偿的扼流圈。然而，所述已知的电流具有下述缺点：将电流平衡措施集成到现有的电路中，使得产生附加的组件成本。这使得产品由于附加的组件而变得更大并且引起高的成本。

从参考文献Baddela,S.M.；Zinger,D.S.的“Parallel connectedLEDs operated at high frequency to improve current sharing（高频驱动以用于改进电流分配的并联LED）”，IEEE Industry ApplicationsConference（IEEE工业应用会议）的会议记录,第39届IAS年会，2004，2004年10月3-7日，第三卷，第1677-1681页中，已知借助于与整流器串联的电容器对LED电流进行平衡。然而，在此使用电容器的电容性的盲电阻，所述电容性的盲电阻是频率相关的。就此而言这是不利的，因为在不同的应用中由于特定的边界条件而不能够确定半导体光源的工作频率。

在全部这些应用中，所应用的电压转换器或者硬开关地驱动或者以简单的ZVS（Zero Voltage switching零电压开关）来驱动。这具有效率更差的缺点。

发明内容

本发明的目的是，提供一种用于驱动至少两个半导体光源的电路装置，所述电路装置不再具有上述缺点。

根据本发明，本发明的目的借助用于驱动至少两个半导体光源的电路装置来实现，所述电路装置具有：

-电能转换器，所述电能转换器具有至少一个开关，其中电能转换器输出脉动的直流电压或者交流电压，

-至少两个驱动支路，所述驱动支路中的每一个具有单向截止的或者短路的整流器，所述整流器具有输入端子、输出端子和参考电势，其中驱动支路与电能转换器耦合；

-至少一个电流补偿的扼流圈，其中电流补偿的扼流圈连接在开关和至少两个整流器之间，

-至少两个半导体光源，所述半导体光源各自连接在所属的整流器的输出端子和所述整流器的参考电势之间，其中电能转换器设计为具有谐振单元的谐振转换器，并且电流补偿的扼流圈的漏电感用作为谐振单元的谐振电感。通过所述措施能够节省组件成本和结构体积，并且转换器以高的效率运行，以便能够进一步降低结构体积。

谐振单元优选具有由电路补偿的扼流圈的漏电感和至少一个电容组成的串联电路。在此，电容优选与参考电势连接。通过该措施能够实现多重谐振的工作方式。

在一个实施形式中，电能转换器是E级转换器。这是简单有效的用于高频的转换器拓扑结构。

在一个优选的实施形式中，电能转换器是半桥转换器。所述转换器拓扑结构也能够用于低频并且以良好的效率工作。但是需要两个开关，所述两个开关中的一个是所谓的高端开关，所述高端开关的参考电势在时间上能够显著不同于所述第二开关的参考电势。

在另一优选的实施形式中，电能转换器是多重谐振的单元转换器，所述多重谐振的单元转换器类似于上述E级转换器而特征在于，所述单元转换器仅在其输入侧具有单独的有源开关。除E级转换器之外，每个这种转换器也称作为单开关直流电压转换器。所述单元转换器通过谐振的工作方式而极其有效地工作。单元转换器在实施形式中作为降压型的（Buck）、升压型的（Boost）或升降压型的实施形式（buck-boost或者扼流圈逆转换器、Cuk、Zeta、SEPIC）存在。

优选地，谐振电容器与被转换器拓扑结构所包括的功率半导体中的每个并联。这引起显著的电路负载，使得功率半导体能够在ZVS模式中工作，即在无电压的情况下连接。这种转换器通常称作为多重谐振的转换器，所述多重谐振的转换器在双ZVS模式中工作。

相对于非谐振的或者硬开关的单开关直流电压转换器，多重谐振的单元转换器需要通过特殊的、与状态相关的并且频率可变的PWM（脉冲宽度调制）来激励所述单元转换器的有源开关，其中所述非谐振的或者硬开关的单开关直流电压转换器的有源半导体开关通常借助固定频率的或者基于导通时间的PWM（on-time-orientierter PWM）来激励。观察经过有源开关的电压，并且首先当所述有源开关的电压在最后的切断过程之后首次变为零或者首次具有最小值时，才再次接通所述有源开关。

第一，与在单元转换器的输出侧上的二极管并联的谐振二极管可靠地限制所述二极管的截止电压，第二，限制所述二极管的接通电流，并且第三，限制所述二极管的切断和接通电压斜率。不需要对这样连接的二极管进行分开地监控，因为所述二极管在“自然的ZVS”中工作。每个多重谐振的单元转换器也在不调节的情况下产生限定的并且稳定的空转输出电压。第四，与没有所述谐振电容的在其他方面相同的单元转换器相比，并联于转换器输出二极管的所述谐振电容扩大了使有源开关能够在正确的ZVS中接通的工作范围。

提出借助于共同的电能转换器来准并联地驱动多个发光二极管和/或多个发光二极管支路，其中所述共同的电能转换器在每个发光二极管支路具有一个单向截止或者短路的整流器，其中流过发光二极管的电流的电流强度近似相同。仅必须对于在发光二极管的一个支路中或者在一个发光二极管中的电流进行调节。为此，应用输出脉动的直流电压或者交流电压的转换器。

由此，多个借助于转换器驱动的LED能够被置于相同的参考电势，这实现更好的冷却，因为例如全部的发光二极管能够直接地焊接在铜上，并且能够借助转换器驱动多个发光二极管支路。在应用发光二极管支路时，发光二极管的数量能够选择成，使得最佳地利用所应用的隔离强度（Isolationsfestigkeit）。根据本发明，也能够并联具有不同数量的发光二极管。在此，仅需要一个直流电压转换器来驱动全部发光二极管。另一优点是，与至今为止对于每个发光二极管或者每个发光二极管支路而言需要自身的转换器的现有技术相比，连接方面的耗费显著更小。

该设计能够传递到任意的直流电压转换器拓扑结构上（升压型的和/或降压型的转换器拓扑结构）。各个发光二极管的调光可以分别借助于与发光二极管并联的晶体管来进行，所述晶体管借助脉冲宽度调制信号来激励。转换器的全部输出端由于电流调节和电流平衡而是抗短路的。电路能容忍在发光二极管的正向电压中的偏差。在此，该接线原理能够用于任意的输入电压，并且例如能够应用6Vdc（手电筒）、12Vdc（机动车）、24Vdc（载重汽车）直至277Vac的输入电压。电路必须相应地进行匹配，并且可能包含的晶体管也用于电压匹配，并且可能地也用于隔离，以便遵守相应的安全要求。

用于驱动至少两个半导体光源的根据本发明的电路装置的其他有利的改进形式和设计方案从其他的从属权利要求中和从下面的描述中得出。

附图说明

本发明的其他的优点、特征和细节根据实施例的下面的描述以及根据附图来得出，在所述附图中相同的或功能相同的元件设有相同的附图标记。在此示出：

图1示出用于对两个LED电流Io1和Io2进行平衡的电流补偿的扼流圈Lcm的应用原理，

图2示出与LED正向电压Vo1和Vo2无关地在大的范围内对经过电流补偿的扼流圈Lcm的两个输出电流Io1和Io2进行平衡，

图3示出尽管负载非常不同但还对两个输出电路Io1和Io2进行平衡，

图4示出在电路开路的故障情况下对D2进行自动的桥接，

图5示出与经过R1和R2的负载无关地在大的范围内对经过电流补偿的扼流圈Lcm的两个输出电流Io1和Io2进行平衡，

图6示出取消整流和在电流源的负载不平衡的情况下经过发光二极管的电流的不连续的流动，

图7示出弃用整流和经过发光二极管的、在电流源的负载平衡的情况下电流的不连续的流动，

图8a示出借助于根据电路变型形式A（树形结构）的多个连接的电流补偿的扼流圈对多个发光二极管或发光二极管支路进行平衡，

图8b示出借助于根据电路变型形式B（环形结构）的多个连接的电流补偿的扼流圈对多个发光二极管或发光二极管支路进行平衡，

图8c示出没有Lcm5的电路变型形式B的一个实施形式，

图8d示出具有作为整流器的不平衡的倍加电路和用于实现交流电流源的ZVS半桥电路的没有Lcm5的电路变型形式B的一个实施形式，

图8e示出具有作为整流器的不平衡的倍加电路和用于实现交流电流源的E级转换器的没有Lcm5的电路变型形式B的一个实施形式，所述E级转换器此外将电流补偿的扼流圈的漏电感用作为谐振电感，

图8f示出借助于根据电路变型形式C（串并联结构）的多个连接的电流补偿的扼流圈对多个发光二极管和发光二极管支路进行平衡，

图8g示出借助于根据具有尤其有利的电流测量电路的电路变型形式C的多个连接的电流补偿的扼流圈对多个发光二极管和发光二极管支路进行平衡，

图9示出通过相应地连接分别具有1:1的线圈匝数比的三个电流补偿的扼流圈Lcm1……Lcm3来对发光二极管电流以3:5的比例进行不均匀的划分，

图10a示出具有电流平衡器和两个输出端并且具有发光二极管电流测量值的电感性耦合输出的扼流圈降压转换器，其中所述输出端分别具有不属于自身的转换器拓扑结构的通量二极管（Flussdiode），

图10b示出具有根据图10a的两个输出端和电流平衡器以及用于识别在转换器电感L1中的断续电流的比较器Cmp1的扼流圈降压转换器，其中借助于LED电流测量数值确定电阻，

图10c示出具有电流平衡器和三个输出端的扼流圈降压转换器，

图11示出借助于具有电流平衡器和两个输出端的扼流圈降压转换器的电流平衡，

图12示出电流平衡的更加准确的视图，

图13示出具有电流平衡器和两个输出端的扼流圈降压转换器的一个特别有利的实施形式，所述扼流圈降压转换器将电流补偿的扼流圈的漏电感用作为转换器电感，

图14对比地示出与具有电流平衡器和两个输出端的扼流圈降压转换器的其他测量，

图15示出在具有电流平衡器和两个输出端的扼流圈降压转换器的尤其有利的实施形式中通过提高输入电压来提高输出电流，

图16a示出在变型形式A1中的、基于Cuk转换器的、具有两个输出端的升降压转换器，

图16b示出在变型形式A2中的、基于Cuk转换器的、具有两个输出端的升降压转换器，其中电流补偿的扼流圈的两个漏电感形成转换器输出端电感，

图17a示出在变型形式B1中的、基于Cuk转换器的、具有两个输出端的升降压转换器，所述输出端具有仅一个转换器输出端电感，为此但是每个输出端具有不属于自身的转换器拓扑结构的通量二极管，

图17b示出在变型形式B2中的、基于Cuk转换器的、具有两个输出端的升降压转换器，其中通过电流补偿的扼流圈的漏电感形成转换器输出端电感，并且其中每个输出端具有不属于自身的转换器拓扑结构的通量二极管，

图18a示出在第一变型形式中的、基于SEPIC转换器的、具有两个输出端的升降压转换器，

图18b示出在第二变型形式中的、基于SEPIC转换器的、具有两个输出端的升降压转换器，其中通过电流补偿的扼流圈的漏电感形成转换器输出端电感，

图19示出具有由Lr、Cr1和Cr2组成的谐振输出回路的半桥逆变器实现以与图8c中的没有Lcm5的电路变型形式B类似的布置的交流电流源，

图20a示出具有反向短路的整流器或者不平衡的倍压器的半桥逆变器，（与图8d相同！），

图20b示出具有反向短路的整流器的半桥逆变器的另一示图，其中每个电流补偿的扼流圈通过由变压器和两个漏电感Ls组成的替代电路来替代，并且其中漏电感与谐振电感Lr串联地作用，

图20c示出具有反向短路的整流器的半桥逆变器的一个有利的改进形式，其中漏电感Ls的整体完全地承担谐振扼流圈Lr的功能，并且其中每个整流器输入端表明一个谐振电容，以便改进用于多重谐振的半桥转换器的电路，

图21a示出具有三个反向截止的和三个正向截止的整流器的半桥逆变器，

图21b示出图21a中的半桥逆变器的另一视图，其中每个电流补偿的扼流圈通过由变压器和两个漏电感Ls组成的替代电路来替代，并且其中漏电感与谐振电感Lr串联地作用，

图21c示出图21b的半桥逆变器的一个有利的改进形式，其中漏电感Ls的整体完全地承担谐振扼流圈Lr的功能，并且其中每个整流器输入端表明一个谐振电容，以便改进用于多重谐振的半桥转换器的电路，

图21d示出图21c的半桥逆变器的一个有利的改进形式，其中漏电感Ls的整体完全地承担谐振扼流圈Lr的功能，所述半桥逆变器具有附加的变压器Tr，所述附加的变压器用于电流分离和/或用于电压匹配，

图21e示出图21d的、具有初级侧电流测量的半桥逆变器的一个有利的改进形式，

图21f示出具有纯反向截止的整流器和附加的变压器Tr的半桥逆变器的一个优选的改进形式，所述附加的变压器用于电流分离和/或用于电压匹配，其中变压器具有两个次级绕组ns1和ns2，所述次级绕组反向地极化，

图22示出具有固定频率的脉冲宽度调制的脉冲宽度调制调节器，

图23示出以在临界导通模式工作的脉冲宽度调制调节器，其中开关频率和接通或断开持续时间都不是恒定的，

图24示出基于电流模式控制原理的调节器，

图25示出具有三个输出端和电流方向及电流过零检测的扼流圈降压转换器的另一实施方案，

图26示出具有两个输出端的扼流圈升压转换器，其中电流补偿的扼流圈必须置于转换器的不考虑用于电感的部位处，因此，需要与转换器输入端电感耦合的附加的电压限制支路，

图27示出具有对电路补偿的扼流圈的退磁进行相应监控的扼流圈逆转换器，

图28a示出在两个反向短接的整流器与倍压器（VVD电路类型）串联的情况下，用于通过在电容器C0上出现的直流电压V0对两个负载电流I1和I2进行平衡的电路装置的原理图，

图28b示出在两个反向短接的整流器与电流输出端（CD电路类型）串联的情况下，用于通过在电容器C0上出现的直流电压V0对两个负载电流I1和I2进行平衡的电路装置的原理图，

图28c示出对于Ii>0的情况下，在VVD类型中的情况，

图28d示出对于Ii=0的情况下，在VVD类型中的情况，

图28e示出对于Ii<0的情况下，在VVD类型中的情况，

图28f示出根据图28a的所选出的电流和电压变化，

图28g示出在反向截止的和正向截止的整流器与单一的电压输出端（VD电路类型）并联的情况下，用于在电压供应路径中通过在电容器C0上出现的直流电压V0对两个负载电流I1和I2进行平衡的电路装置的原理图，

图28h示出对于Ii>0的情况下，根据图28k的类型VD中的情况，

图28i示出对于Ii=0的情况下，根据图28k的类型VD中的情况，

图28j示出对于Ii<0的情况下，根据图28k的类型VD中的情况，

图28k示出在反向截止的和正向截止的整流器与单一的电压输出端（VD电路类型）并联的情况下，用于通过在电容器C0上出现的直流电压V0对两个负载电流I1和I2进行平衡的电路装置的原理图，其中所述电容连接在电压源和参考电势之间，

图29a示出用于尽管负载不同而对LED电流I11、I12、……、I32进行平衡的电路装置（电路类型VVDa），

图29b示出用于尽管负载不同而对LED电流I11、I12、……、I32进行平衡的电路装置（电路类型CDa），

图29c示出用于尽管负载不同而对LED电流I11、I12、……、I32进行平衡的电路装置（电路类型VDa），

图29d示出用于尽管负载不同而借助不同的整流器对对LED电流I11、I12、……、I32进行平衡的电路装置（电路类型CDVVDVDa），

图30a示出用于尽管负载不同而对LED电流I11、I12、……、I32进行平衡的电路装置（电路类型VVDb），

图30b示出用于尽管负载不同而对LED电流I11、I12、……、I32进行平衡的电路装置（电路类型CDb），

图30c示出用于尽管负载不同而对LED电流I11、I12、……、I32进行平衡的电路装置（电路类型VDb），

图30d示出用于尽管负载不同而借助不同的整流器对对LED电流I11、I12、……、I32进行平衡的电路装置（电路类型CDVVDVDb），

图31示出用于尽管负载已接通并且不同而对LED电流I1、I2、I3和I4进行平衡的电路装置（电路类型VVDb），

图32示出作为用于对根据图31的电路进行馈电的源的E级转换器，

图33示出具有作为电流分配器网络的电流补偿的扼流圈Lcm的原则上的转换器装置，

图34示出作为转换器的“构件块”的可能性A）至C），其中借助于两个电容器防止直流电流经过电流补偿的扼流圈Lcm，

图35示出将图34中可能性A）至C）合成一个图以用于扩展谐振单元，其中示出可选的谐振电容Cr（在此示例地接地），

图36示出根据图35的组件的概括图，

图37示出具有绘出的谐振单元CCC1的根据图2的电路，

图38示出利用电流补偿的扼流圈的漏电感的ZVS半桥转换器，

图39a示出具有用于实现ZVS的谐振元件的所表明的位置的降压型变换器或者降压转换器的基本结构，

图39b示出具有用于实现ZVS的谐振元件的所表明的位置的升压型变换器或者升压转换器的基本结构，

图39c示出具有用于实现ZVS的谐振元件的所表明的位置的Cuk转换器的基本结构，

图40示出多重谐振的Cuk转换器，所述Cuk转换器应用电流补偿的扼流圈Lcm1以用于对两个LED电流Io1和Io2进行平衡，并且所述Cuk转换器利用Lcm1的漏电感作为谐振电感，

图41示出多重谐振的Cuk转换器的电压和电流形式，

图42示出多重谐振的、固有电流平衡的SEPIC转换器，

图43示出多重谐振的、固有电流平衡的Zeta转换器，

图44示出具有用于硬开关的整流器二极管的用于固有电流平衡的E级转换器，

图45示出多重谐振的、固有电流平衡的E级转换器，

图46示出多重谐振的、固有电流平衡的降压转换器，

图47示出多重谐振的、固有电流平衡的升压转换器，

图48示出多重谐振的、固有电流平衡的扼流圈逆转换器，

图49示出通过以树形连接的3个电流补偿的扼流圈组成的、具有4个固有电流平衡的输出端的多重谐振的Cuk转换器，

图50示出通过以对称的环形连接的3个电流补偿的扼流圈组成的、具有3个固有电流平衡的输出端的多重谐振的Cuk转换器，

图51示出具有2个输出端的多重谐振的Cuk转换器，所述输出端的电路通过3个电流补偿的扼流圈固有地以彼此间3:5的比例来调整，

图52示出多重谐振的、固有电流平衡的回扫转换器，

图53a示出具有输出端的共同的正极的、隔离形式的、多重谐振的、固有电流平衡的Cuk转换器，

图53b示出完全隔离形式的、多重谐振的、固有电流平衡的Cuk转换器，

图54a示出具有输出的共同的负极的、隔离形式的、多重谐振的、固有电流平衡的Zeta转换器，

图54b示出完全隔离形式的、多重谐振的、固有电流平衡的Zeta转换器，

图55a示出具有分开的阻塞电容器的、完全隔离形式的、多重谐振的、固有电流平衡的SEPIC转换器，

图55a示出具有共同的阻塞电容器的、完全隔离形式的、多重谐振的、固有电流平衡的SEPIC转换器。

具体实施方式

图1示出借助于电流补偿的扼流圈对LED电流进行平衡的发明原理，如在电网滤波器中使用所述电流补偿的扼流圈以用于衰减共模干扰，即所谓的Common Mode然而，与作为滤波器的这种应用相反，在此，总是将电流补偿的扼流圈的2个端子相互连接。交流电流源提供电流Ii，所述电流由电流补偿的扼流圈Lcm分成两个相同的电流Icm1和Icm2。所述电流通过整流器Re1和Re2来整流。所得出的直流电流Io1和Io2同样具有相同的强度并且对发光二极管D1和D2馈电。直流电流Io1和Io2与所应用的二极管的正向电压Vo1和Vo2无关地极其良好地接近。根据所注入的电流Ii和所应用的整流器装置连同也就是发光二极管的负载一起来调整在交流电流源Vi处的电压。

图2示出作为不平衡的倍压器电路的整流器的具体的实施方案。代替不平衡的倍压器电路，也能够应用例如半波整流器的其他的整流器电路、平衡的倍压器或者也称作级联电路或者科克罗夫-瓦耳顿电路（Cockroft-Walton-Schaltung）的多级的倍压器电路。

在此通常重要的是，两个电流Icm1和Icm2在每个周期应当或者必须经过零点，因此再次对电流补偿的扼流圈的芯进行退磁。否则，在几个周期之后，电流补偿的扼流圈失去其用于平衡的作用，因为芯由于直流电压部分而进入饱和，并且然后两个不相互耦合的线圈被剩下，所述线圈分别具有与漏电感相符的电感。

图3a示出图2中示出的电路的另一实施方案，其中在两个输出端处存在极其不同的负载。现在，相对于图2，在一个输出端处应用由两个发光二极管组成的发光二极管支路，相反，在第二输出端处的单独的发光二极管能够间歇地借助于晶体管Q1来短路。借助于控制信号V能够经由脉冲宽度调制PWM实现发光二极管D2的调光。

在此，电流源将借助具有48kHz频率和50欧姆串联电阻的正弦发生器来实现。根据信号发生器的振幅列出如在下面示出的表格中的情况1至3。在情况1和2中，晶体管Q1断开（0%占空度），相反，在情况3中，晶体管接通（100%占空度）。尽管两个输出端的负载非常不同，仍识别出两个输出电流Io1和Io2的极其良好的平衡。

情况	Io1[mA]	Io2[mA]	Vo1[V]	Vo1[V]
					1	1.06	1.06	3.051	1.526
2	15.33	15.33	3.410	1.768
					3	17.06	17.13	3.429	0

表格1：根据图3的电路的测量值

下面，应当观察在所述电路装置中发光二极管故障的情况。如果发光二极管由于短路而故障，那么还由电路以额定电流驱动全部其他的发光二极管，这能够视作为“在故障情况下的最佳表现”。如果相反发光二极管由于断路而故障，那么在所述发光二极管上的电压升高到正向电压的多倍上，并且此外对全部其他的发光二级管以过小的电流驱动。仅还部分地实现平衡。然而另一方面，在故障的发光二极管之上的高电压能够被评估为是有利的，因为这极其地简化了故障发光二极管的检测并且借助于对于调光而言总归存在的开关或者晶体管实现所述发光二极管的自动桥接。因此，在例如自动化领域的安全相关的应用中，在两种故障情况下——断路和短路——确保应急运行。

图4中示出围绕来自根据图3的扩展的电路中的二极管D2的断面图。如果发光二极管D2由于断路而故障，那么由于在D2上的通过电流补偿的扼流圈生成的高电压，比较器翻转，进而Q1持续地接通，其中所述比较器设定在接通电路时重置的触发器。

原则上，该类型的电流平衡不仅用于发光二极管，而且用于任意负载，所述任意负载例如在图5中示出。在此，任意的可考虑的负载作为R1和R2示出。因为被假定为平衡的负载，所以整流器电路Re1和Re2包括所含有的平滑电容器能够被取消。图6示出具有发光二极管作为负载的这种电路。由此，电流断续地流过发光二极管——电流仅在电流源的正的半波中流过两个发光二极管。在负的半波中，两个发光二极管截止。截止电压相应于非理想电流源的空载电压。

在具有无限高的空载电压的理想电流源的情况下，必须应用根据图7的电路，以便防止由于过高的截止电压而破坏发光二极管。代替各一个发光二极管，在Lcm的两个输出端处应用各两个反并联的发光二极管。现在，电流源是对于两个极性加载的。

在图6和图7的情况中提供通过电流补偿的扼流圈进行电流平衡的功能，因为确保两个扼流圈电流在周期期间再次经过零点，也就是说实现电流补偿的扼流圈的芯的退磁；因此满足上面提出的要求。当然，不推荐取消整流器电路，这由于发光二极管电流的高的波度而在取消整流器电路之后导致发光二极管的光输出的降低。

如果相反于图1中的描述而应驱动多于两个发光二极管或者发光二极管支路，那么这借助多个电流补偿的扼流圈可行。图8a示出第一电路变型形式A，图8b示出第二电路变型形式B，以该方式和方法电流补偿的扼流圈能够相互连接，以便对多个发光二极管和发光二极管支路供应相同的电流。

变型形式B相对于变型形式A具有下述优点：一方面，只要全部发光二极管需要相同的电路，输出端的数量不必须是2的乘方（至少当应仅应用1:1的扼流圈并且全部发光二极管需要相同的电流时），并且另一方面，全部电路补偿的扼流圈可设置用于相同的负载电流。

电流补偿的扼流圈Lcm5是可选的并且引起“闭环”，这改进电流到输出端上的平衡分配。然而，这必须视为是有些限于理论的，因为该效应实际上尤其由于总归极其良好的平衡而不显著地作用。因此，出于成本和效率的原因，扼流圈Lcm5不使用在通常的应用中，因为附加的欧姆电阻引起损失。变型形式A在n个输出端的情况下需要n个扼流圈，“不闭环”的变型形式B在n个输出端的情况下需要n-1个扼流圈。

图8c示出图8b的一个具体的实施形式，其中取消电流补偿的扼流圈Lcm5并且仅应用单一的半波整流器作为整流器。

图8d示出类似于图8b的电路变型形式B的另一具体方案，当然没有Lcm5，其中将不平衡的倍加电路用作为整流器并且将ZVS半桥电路用于实现交流电流源。

图8e示出根据图8b的电路变型形式B的另一实施形式，当然没有Lcm5。在此，不平衡的倍加电路用作为整流器并且E级转换器用于实现交流电流源。此外，电流补偿的扼流圈的漏电感用作为谐振电感。

图8f中示出从现有技术DE102006040026和WO2005/038828A2中已知的用于冷阴极灯的变型形式C。变型形式C具有与变型形式B相同的优点，当然需要n个扼流圈。在冷阴极灯的领域内，现有技术能够借助于设置在次级回路中的测量电阻Rsh来测试电路装置的功能。这能够以类似于LED电路中的方式来进行，这通过电势分离来简化。当然，在具有1:1变压比的电流补偿的扼流圈中，相应地流过高的次级电流Is，使得出于损失功率的原因而仅对于Rsh应用小的电阻值，这随之带来小的测量电压的困难。根据图8g的装置消除所述缺点，以及通过使用电流变压器Tr连同用于电流测量的所属的线路而消除对调节器提供高频交流电压的缺点。

根据图8a、8b和8f的装置也允许不同大小的电流经过发光二极管或者发光二极管支路，当然，总能仅以确定的比例分配发光二极管电流。因此，例如经过发光二极管D1的电流与经过图9中的发光二极管D2的电流以3:5的比例存在。这种装置尤其能够对于驱动例如在一个灯装置中的不同类型的多个发光二极管是有利的，例如借助通过分别具有高的光输出的冷暖色的发光二极管以及红色的发光二极管的组合来组合成高光输出的暖白色的光源。

根据图10a的电路基于扼流圈降压转换器，所述扼流圈降压转换器由输入电容C1、开关晶体管Q1、降压型扼流圈L1和二极管D3组成，以便产生通过扼流圈L1的脉动直流电流。所述电流借助于电流补偿的扼流圈Lcm1分配到由D1、C1和D2、C2组成的两个整流器上，并且最终在两个输出端处提供给发光二极管D11和D12。在此，两个发光二极管电流中的一个借助于电流测量装置Im来测取并且输送给调节器Crtl，所述调节器根据晶体管Q1的脉冲占空比来改变。替代两个输出端，类似于上述电路地也能够生成多个输出端。同样地，代替各个发光二极管也能够应用发光二极管支路。

图10b示出图10a的电路的另一改进形式，其中借助于分流器Rs进行电流测量。然而，更重要的是比较器Cmp1，只要二极管D1导通，就在所述比较器的输出端F处（“空载信号”）生成低电平信号。D1导通同样意义地表示扼流圈L1空载，即在L1中的电流强度下降，因为在L1中存储的能量被传递到电容C1和/或C2中。如果L1无电流，那么由于两个二极管D1和D2，电流补偿的扼流圈Lcm1也必须是无电流的。因此，通过下述方式进行对电流补偿的扼流圈Lcm1退磁的检测：在断开开关Q1之后并且接下来切换到比较器输出端F的低电平上之后进行等待，至少直至F再次变为高电平。

图10c示出具有三个输出端的扼流圈降压转换器，其中仍仅电流补偿的扼流圈的漏电感用作为转换器的存储扼流圈。电流测量装置Imea确定输出电流中的一个并且提供与所述输出电流成比例的并且关于地线的测量信号。比较器Cmp1用于检测电流补偿的扼流圈Lcm1和Lcm2的退磁。测量信号Im和F被输送给没有示出的调节器，所述调节器本身从中生成用于功率开关的激励信号Dr。

图11和12示出在根据图10a的电路处的电流平衡的测量。理想地，比例Io1/Io2=1应当与两个输出电压的比例Vo1/Vo2无关。

对于测量而言，使调节器越控并且以50%的恒定的占空度以及恒定的频率激励晶体管，以便能够排除通过调节器引起的效应以及占空度的变化，进而能够尤其简单地测试平衡的效果。在12kHz、24kHz和48kHz之间的三个测量系列中改变开关频率。输入电压恒定地保持在10V并且改变在第二输出端处的负载，而在第一输出端处的（具有150欧姆的）负载保持不变。扼流圈L1在该实施形式中具有100uH的数值。所应用的电流补偿的扼流圈是电感为2×10mH、串联电阻为2×0.60欧姆的并且额定电流为0.7A的型号EPCOS B82721-K2701-N20。

从图12中识别出，在开关频率更小的情况下，还对于更小的比例Vo1/Vo2，进而对于更大的负载仍确保电流平衡。对此的原因是，转换器在开关频率更小的情况下在负载更高时才过渡到连续的运行中。

曲线81证明了装置的功能——在此通过两个各具有0.68欧姆的电阻来替代电流补偿的扼流圈，以便图示出：通过电流补偿的扼流圈的串联电阻单独地实现何种平衡作用。

图13示出根据图10a的转换器的一个尤其有利的实施方案。在此，通过评估在分流器Rs上的电压降来实现电流测量。然而更加重要的是，“节省”“原本的低通转换器扼流圈”L1——代替于此，为此应用电流补偿的扼流圈的两个总归存在的漏电感Ls1和Ls2。此外，该措施引起如从图14中可见的两个输出电流的更好的平衡。

如在此处单独列出的测量那样，借助不活动的电流调节器提供根据图13的转换器，以便示出，输出电流的平衡随输出电流的上升下降多少。为此，以R1=75欧姆并且R2=150欧姆加载转换器，并且逐步地提高输入电压。图15示出两个输出电流Io1/Io2与平均的输出电流（Io1+Io2）/2的比例。能够识别出，直至350mA的平均电流将“不平衡”保持低于5%。这相当于所应用的电流补偿的扼流圈700mA的额定电流的一半。

图16和17中示出基于Cuk转换器设计的两个根据本发明的实施形式。图16a和16b中示出的开关应用电容器C31和C32以便避免会由于不同的输出电压而出现的经过电流补偿的扼流圈的直流通流量。为此，图17a和17b的电路应用类似于在已经描述的扼流圈转换器中的实现方案的二极管D1和D2。

如在上面阐明的扼流圈降压转换器中那样，能够取消图17a中的输出侧的扼流圈L2或者图16a中的扼流圈L21和L22，如这在图16b和17b中示出，其中因此电流补偿的扼流圈的漏电感Ls1和Ls2顺带承担上述扼流圈的任务。

在具有n个输出端的转换器的情况下，在根据图16的实现方案中，在输出回路中需要n个电容器和n个二极管（C31、……、C3n和D31、……、D3n）。在根据图17的实现方案中，这是1个电容（C3）和n+1个二极管（D3和D1、……、Dn）。第一实现方案具有更好的效率，因为在此在输出端中需要少量的二极管，而第二实现方案以更少的组件运行。

图18a和18b示出基于SEPIC转换器设计的两个根据本发明的实施形式，其中在图18b的实施方案中，电流补偿的扼流圈的漏电感Ls1和Ls2顺带承担两个扼流圈L10和L20的任务。

图19示出逆变器的根据本发明的实现方案，其基于具有由Lr、Cr1和可选的Cr2组成的谐振输出回路的软开关的半桥电路，所述可选的Cr2实现交流电流源。半桥是零电压开关的。所述交流电源类似于图8b至8e中所公开的那样对装置馈电。

在此，所谓的“梯形电容器”C1和C2实现晶体管Q1和Q2的近似无电压的切断。晶体管Q1和Q2具有固定的、不随时间变化的占空比，因此不用脉冲宽度调制来激励。因此，所述脉冲占空比选择成，使得Q1和Q2从不同时导通。两个晶体管的占空度不必须是相同大的。因此，Q1能够具有60%的占空度并且Q2能够具有35%的占空度。

电流调节器Ctrl应用在电阻Rs上的电压降，以便通过改变晶体管Q1和Q2的开关频率来调整经过发光二极管D5的、进而经过全部发光二极管的期望的理论电流。所述理论电流例如能够通过光管控系统的上级的控制装置来预设（未示出）。

出于可视性的原因，在图19中省略了用于抑制电磁干扰的输入端滤波器（在输入电容Ci的上游）的图示。在全部下面的电路中也将其省略。

由于两个电容Cr1和Cr2，流到整流器电路Re1至Re5中的电流Ii能够不具有直流分量。因此，仅在其输入段处接收纯交流电流的整流器电路是有意义的。如果应用这种整流器电路，那么可靠地防止电流补偿的扼流圈Lcm1至Lcm4的磁饱和。例如，能够应用基于不平衡的倍压器电路的整流器单元，如其在图2中示出。图20a示出具有所述反向导通的整流器电路的示例的实施方案。

图20b示出根据图20a的根据本发明的电路的另一视图，其中每个电流补偿的扼流圈通过由一个晶体管和两个漏电感Ls组成的替代电路来替代。

在相应地确定电流补偿的扼流圈的漏电感的大小时，漏电感Ls整体能够完全地承担谐振扼流圈Lr的功能，如这在根据图20c的修改的实施方案中示出。可选的谐振电容Cr2的作用现在通过可选的谐振电容Cr21至Cr25来实现。因为电流补偿的扼流圈的漏电感总归存在，在所述实施方案中能够实现成本更低的且更紧凑的结构。

图21a示出根据图19或20a的电路的变化的变型形式，所述电路借助反向截止的整流器开关来运行。在此，将整流器开关连接成，使得在电流Ii中不引起直流分量，以至于确保没有直流电流经过两个电容Cr1和Cr2。例如，Re1和Re4作为半波整流器示出。在此，Re1至Re3和Re4至Re6具有所应用的二极管的相同的输入电流方向或者极性。在所述连接变型方案中有利的是，通过桥电路提供的两个半波的对称利用以及下述特性：仅需要n-2个电流补偿的扼流圈来提供给n个输出端，并且与用于反向导通的整流器电路相比，用于反向截止的整流器电路需要少量的二极管，这此外大多同时带来更高的效率。

然而，图21a的电路具有下述缺点：不是全部的发光二极管或者发光二极管支路都能够借助相同的端子例如阴极而接地或者置于相同的参考电势，这引起，在应用同类的发光二极管时不同地良好地冷却所述发光二极管。这尤其在高功率发光二极管的情况下是主要的缺点。因此，根据图21a的电路的应用尤其显得对于低功率发光二极管、例如径向发光二极管或者由此组成的阵列而言是有意义的。在高功率发光二极管的情况下，两个不同的发光二极管结构的应用可以提供补救方案，其中一方面阴极且另一方面阳极具有和所应用的发光二极管壳体尤其良好的热连接。然而，两个不同的所述实施方案需要不同的发光二极管芯片结构，然而所述发光二极管芯片结构在通常的情况下具有不同的特性（例如颜色），这通常是不期望的。然而在MAGGIE设计的示例的情况下，故意地应用两个不同颜色的发光二极管类型（薄荷色/蓝绿色和黄褐色/琥珀色），使得在该应用中所述电路显得有意义。当然，两个不同的发光二极管类型也具有不同的温度性能，尤其是随温度的色彩移动，使得能够调整在两种发光二极管类型中的不同的工作电流的可能性显得是值得期待的，然而这对于根据图21的电路而言在不通过相应的附加电路引起显著的耗费的情况下是不可能的。因此，保持认定：根据图21a的电路主要对于低功率发光二极管而言显得是有利的。

图21b示出根据图21a的电路的另一视图，其中每个电流补偿的扼流圈通过由变压器和两个漏电感Ls组成的替代电路来替代。

在相应地确定补偿扼流圈的漏电感的大小时，漏电感Ls整体能够完全地承担谐振扼流圈Lr的功能，如这在根据图21c的修改的实施方案中示出。可选的谐振电容Cr2的作用现在通过可选的谐振电容Cr21至Cr26来实现。因为电流补偿的扼流圈的漏电感总归存在，在所述实施方案中能够实现成本更低的且更紧凑的结构。

图21d示出类似于根据图21c的电路装置的其他有利的改进形式，然而现在其具有用于电流分离和/或用于电压匹配的变压器Tr。在此，变压器的漏电感必要时连同漏电感Ls整体一起完全地承担谐振扼流圈Lr的功能。为了实现电流分离，借助于光电耦合电路Opto将电流测量信号相应地从电路的次级侧部分传递到初级侧部分上。

在根据图21e的电路中取消电流分离地传递根据图21d的电流测量信号的耗费，因为在此代替发光二极管芯片电流而测量变压器的初级电流。在应用在其特性方面极其接近理想变压器的变压器、即变压器Tr应当具有大的主电感

和良好的耦合的前提下，得到的误差小到可忽略。为了简化视图，未示出可选的电容Cr21至Cr26，尽管所述电容也能够不做出变化地使用在所述电路中。

图21f示出类似于根据图21e的另一有利的改进形式，其中变压器Tr借助两个次级绕组ns1和ns2构成。所述电路避免下述缺点：不是全部的发光二极管或发光二极管阵列都以相对于共同的参考电势、即相对于冷却体相同的极性构成。因此，所述电路装置尤其也适合于高功率发光二极管。

所示出的磁性器件能够有利地集成在磁性器件中，尤其地集成在例如以LTCC（低温共烧陶瓷）技术制造的陶瓷器件中。

漏电感的使用尤其在将多个功能不同的磁性器件集成在一个磁性器件中时是有利的，因为在此与常规的应用相比，多个分离的器件大多情况下通过集成得到相对大的漏电感，所述漏电感现在可以有利地使用。

以有利的方式实现电流补偿的扼流圈的构造，使得其具有限定的漏电感并且电流补偿的扼流圈即使在高电流强度的情况下也不进入饱和。为此，应用如在EP0275499A1或者DE3621573A1中描述的有利的构造。对于为了照明目的的使用而言，根据DE3621573A1的实施方案显得是有利的。

DE3621573基本上实现与EP0275499A1相同的目的：其提出用于具有大的附加的漏电感的电流补偿的扼流圈的实现方案以用于抑制平衡干扰。相对于EP0275499A1，在DE3621573中不对于每个“外置”的导体使用自身的“外芯”，而是对于全部导体仅使用一个外芯。为此，对于电流补偿的扼流圈应用两个无气隙的环形芯，其中首先第一芯均匀地缠绕在整个环周上，以便得到小的外部磁场。然后，在由铁素体制成的所述第一环形芯之上同心地安置由羰基材料制成的第二铁粉芯。现在，第二绕组通过两个环形芯以相同的线圈匝数和用于两个绕组的相同铜电阻的可能大致更粗的线来缠绕。通过选择芯横截面能够相互分离地设定电流补偿的扼流圈的额定电感和起克服平衡干扰作用的漏电感。

用于根据图10c的转换器的调节器的第一实施方案是在图22中示出的脉冲宽度调制调节器。其实现固定频率的脉冲宽度调制。所述调节器由误差放大器Op1组成，所述误差放大器作为PID调节器从所测量的输出电流和属于理论电流的参考信号Vref中产生误差信号Vea。所述误差信号在PWM比较器Cmp2中与斜坡电压相比较。在常规的脉冲宽度调节器中将所产生的信号P输送给功率开关的门驱动器Drv。然而借助于附加的逻辑装置FWC确保，能够在Q1重新接通之前进行电流补偿的扼流圈的退磁，即必要时通过空载信号F缩短接通持续时间：如果原本的PWM信号P进入到低电平，那么RS触发器通过下降沿来设定。RS触发器“察觉”：电路处于退磁阶段。如果在所述阶段中PWM信号再次置于高电平，那么与门防止输出端Dr变为高电平。仅当出现测量信号F变为高电平的形式的退磁信号时，FF才经由R输入端被复位。为了实现电路的可靠运行，尤其是电路的可靠的启动而设有计时器Tmr，所述计时器的时间值相应于最大可考虑的退磁持续时间。如果将FF设置为长于所述持续时间，那么计时器的输出端置于高电平并且引起触发器自动复位。如果附加的逻辑装置FWC进行干预，那么这引起，断开调节回路并且自身的调节器Op1运行至极限，使得P变为具有最大占空度的信号。然而，调节回路的断开和所要求的输出电流与理论值的随此出现的偏差能够被接受，以便能够确保输出电流的平衡。

代替根据图22的实现确定频率的脉冲宽度调制的调节器，在图23中示出的调节器也能够应用于根据图10c的电路，所述调节器确保在临界导通模式（Boundary Conduction Mode）中工作，其中开关频率和接通持续时间或断开持续时间都不是恒定的。相对于上面的实施方案，在此不以恒定的开关频率进行工作，而是以变化的开关频率进行工作：一旦经过扼流圈的电流达到零，那么再次接通晶体管。误差放大器和脉宽比较器如在图22中借助于Op1和Comp2来实现。

如果进行扼流圈的退磁，那么F的低电平高电平过渡引起斜坡发生器Ramp开始生成新的斜坡。比较器Cmp2将所述斜坡与误差信号进行比较。在Cmp2翻转到低电平之前，误差信号越高，P或者Dr保持在高电平状态下进而Q1接通就越久。Dr处的低电平引起扼流圈的退磁，直至某个时刻通过F的重新的低电平高电平过渡而确认退磁，这引起新斜坡的产生。

为了实现电路的可靠运行，尤其是电路的可靠的启动而设有计时器Tmr，所述计时器的时间值相应于最大可考虑的退磁持续时间。如果输出端在低电平上的时间长于所述持续时间，那么生成新的斜坡，并且不继续等待F的低电平高电平过渡。

图24示出用于根据图25的电路的基于电流模式控制原理的调节器。所述调节器也实现在临界导通模式中（Boundary Conduction Mode）工作。控制放大器Op1在其输出端处产生信号Vea，所述信号与当前的电流测量值Im2相比较。如果Im2的值超过Vea的值，那么P的高电平低电平过低引起触发器的复位，进而引起Q1的断开。在下面的退磁阶段中，F首先保持在高电平，因为当前的电流值大于零。如果进行退磁，那么（由于能够短暂地将Icm变为负值的寄生振荡）引起比较器Cmp1可能的多次翻转，其中F的高电平低电平过渡引起触发器的设定，进而Q1再次接通。如也在上面的电路中，设有附加的计时器Tmr，所述计时器在触发器长时间地处于未设定的状态下之后设定所述触发器进而确保“启动”。

图25示出具有三个输出端的扼流圈降压变换器的另一实施方案。相对于根据图10c的电路，现在替代在电路的输出端中的一个处地，借助于分流器Rs在电流分配网络的共同的馈电接口处进行电流测量。电流测量装置Imea通过差分放大器来实现，所述差分放大器提供与测量电流Icm成比例的并且与地线相关联的测量信号，因为信号Im2相应于分流器Rs之上的相当加强的并且与地相关的电压降。Rs上的电压降的时间上的平均值相符于全部LED电流的总和的时间上的平均值。为了调节器能够提供输出电流的时间上的平均值，存在低通滤波器LP。如在根据图10c中示出的电路，比较器Cmp1用于检测电流补偿的扼流圈Lcm1和Lcm2的退磁。根据图22、23和24的电路能够用作为调节电路。

图26示出具有两个输出端的扼流圈升压转换器。在此，自身的升压转换器由存储扼流圈L1、开关晶体管Q1和二极管D1或D2组成。如在上面描述的降压转换器，即使在升压转换器中也能够对两个输出电流中的一个或者对流入到电流分配网络的馈电端子中的电流进行调节。在此处所观察的电路中，对输出电流中的一个进行调节。附加地，下级的电流调节回路能够应用在“电流模式控制”方面，所述电流模式控制使用借助于电阻Rq来测取的开关电流来进行调节。

电流补偿的扼流圈Ls1和Ls2的可有利地使用在扼流圈降压转换器中的漏电感在升压转换器中是不期望的，因为所述漏电感在晶体管Q1断开的情况下引起高的电压尖峰：Ls1和Ls2避免在晶体管断开的时间点时在输出回路中的电流从0阶跃到经过L1的扼流圈电流的电流值的相应一半。因此，可设有缓冲器网络，这限制开关电压。所述缓冲器网络能够耗散地以与Q1并联的RDC网络的形式构成，或者作为用于晶体管电压的可选的箝位回路由Ld和D3组成并且是非耗散的。所示出的箝位回路在Q1断开之后直接将开关电压限制于通过Ld和L1形成的变压器的变压比以及输入电压中得出的数值上。Ld和L1应当尽可能良好地相互磁耦合。如果假定输入电压为10V并且Ld由是L1的两倍线圈匝数的线圈构成，那么晶体管电压被限制于两倍的输入电压的数值、即20V，因为二极管D3然后开始导通并且将在晶体管上的电压电平固定。

相反于降压转换器，至少只要漏电感小到可忽略，在升压转换器中就不存在不连续和连续运行方面的限制。与工作模式无关，在Q1接通期间使电流补偿的扼流圈消磁，因此，经过电流补偿的扼流圈的电流变为零，并且由于两个二极管D1和D2后续地截止，所述状态一直保持至Q1下次断开。

因此，在升压转换器中不需要上面描述的调节电路，因为即使转换器在关于扼流圈L1的连续运行中工作，由于拓扑结构而总是确保，电流分配网络在断续的运行中工作，进而总是在网络中得到电流补偿扼流圈的退磁。

如在降压变换器中，也在扼流圈逆转换器中需要相应的监控装置或者调节器，使得可靠地确保电流补偿的扼流圈的退磁。图27示出这种转换器，所述转换器如上面描述的升压转换器而包含用于晶体管电压的——由Ld和D3组成的——可选的箝位回路。

为了检测扼流圈的退磁而能够使用不同的电路变量。此外，可进行经过L1的电流的电流测量或者流入到电流分配网络中的电流的电流测量。也能够借助于两个电压测量来检测二极管D1和D2截止。也能够将附加的第三绕组施加到电流补偿的扼流圈中的每个上并且然后评估，所有这些电压变为零。替选地，也能够评估在开关晶体管之上的电压。根据通过箝位回路确定的原始的高的数值之后，在退磁阶段期间，在开关上的电压下降到由两个输出电压的值的平均值和输入电压之和，以便然后一旦全部扼流圈退磁就再次下降到输入电压。开关电压的所述第二下降同样能够用于检测。

然而在根据图27的实施方案中，应用用于检测的另一可能性：为此，应用在扼流圈Ld之上的电压，因为所述电压下降到零点，所以全部扼流圈退磁并且从该时间点起开关Q1能够再次接通。类似于根据图22至24的上述调节电路，相应的调节电路也能够构成用于逆转换器。

下面的附图考虑在多个支路中的电流平衡的另一变型形式。通过电容器、交流电流源或交流电压源以及两个反向互联的、反向导通的整流器电路的串联电路实现电流平衡，所述整流器电路分别包含一个或多个串联的发光二极管。所述电路装置中的每个提供两个参考共同的电势（例如地电势）的“发光二极管输出端”。只要需要多于两个“发光二极管输出端”，就能够应用多个所述电路装置。

图28a和28b示出所述电路装置的实施方案。在两个附图中，示出电路类型VVD和CD。电路类型VVD基于电压加倍电路，并且电路类型CD基于简单的电流平滑电路。

图28c至28e示出根据图28a的电路的工作原理。因此，为了简化阐述而假定全部器件是理想的，即尤其二极管表现为理想开关。

在此，源Q作为电流源工作。如果由源Q提供正电流Ii，那么图28c示出对于功能而言相关的器件：电流Ii流过二极管D11，然后电流分配到C11和R1上，以便经由为了更简单地理解而绘出的接地连接部M、二极管D22和电容器C0而流回至源。负载R2在所述时间范围期间通过电容器C2供应。电流Ii>0的强度仅对于负载电路I1具有影响，然而不影响I2。

如果电流Ii不流过源Q，那么图28d示出，负载R1或R2由相关联的电容C1或C2来供电。因为电容器电压V1和V2是正值，所以相应的电容器电压分配在两个二极管D11和D12或者D21和D22之上并且全部二极管截止。

图28e相应地示出在源Q提供负电流的情况下的相关器件。在此，两个整流器的表现正好相反：对于Q而言现在有效地仅存在GR2，相反GR1不可见。电流强度Ii<0仅对于负载电流I2具有影响，然而对于I1没有影响。

由于电容器C0，直流电流不能够流过源或者Ii不具有直流分量，因为电容器C0作用为阻塞电容器或者平衡电容器。因为Ii电流的正值分量最终确定负载电流Ii（因为D12的Ii的正值分量被截止，所以所述正值分量必须流过D11，并且因为直流电流不能够流过C1，所以Ii的正值分量的时间上的平均值必须同样等于I1的时间上的平均值）并且Ii的负值分量确定负载电流I2，所以负载电流I1和I2的时间上的平均值必须是相同大小的。因此，以相同的电流驱动两个负载R1和R2（电流平衡）。

图28f例如示出根据图28a的电路的电流和电压变化。在此，为了简单性而假定矩形的电流变化曲线。为了阐明，假定2:1的占空比。

对于在图的下半部中示出的所出现的电压而言，除了假定理想的器件之外，还假定理想地平滑负载电流，这以无限大的电容C1和C2为前提，使得输出电压V1和V2不具有波度。此外，假定不出现具有Ii=0的时间范围。假定两个不同大的、具有R1=3欧姆并且R2=4欧姆的负载。因此，得出输出电压V1=I1＊R1=2＊3=6V并且V2=I2＊R2=2＊4=4V，以及V12、V22、V0和Vi的所示出的时间上的变化曲线。

如果考虑网格{地-D12-Q-C0-D22-地}，那么必须满足下面的网格公式：

V12（t）=Vi（t）+V0（t）+V22（t）。

从图28f中得出，所述网格公式在任意时间点满足进而对于虚线绘出的时间上的平均值（以上横线标识）也满足。

有利地，通过变压器的次级绕组形成交流电流源或者交流电压源，因为这是产生无电势源的尤其简单的可能性。

图28g示出在反向截止的整流器GR1和正向截止的整流器GR2与单一的电压输出端（VD电路类型）并联的情况下，用于在电压供应路径中通过在电容器C0上的出现的直流电压V0对两个负载电流I1和I2进行平衡的电路装置的原理图。电容器C0抑制在供应电流Ii中的直流分量。因为Vi是纯的交流电压源，所以在交流电压源Vi上的电压和在电容器C0上的电压之和能够包含直流分量。所述分量相应于两个整流器GR1和GR2的实际电压差。因为一个整流器正向截止并且另一整流器反向截止，所以每个整流器分别供应有交流电流Ii的半波。通过电压Vi+V0的直流分量也能够允许在两个工作支路中的不同的功率，使得在两个支路中的电流能够一样大。如果例如第一工作支路中的电流I11平均大于第二工作支路中的电流I21，那么电容器C0放电并且电压V0下降，使得电压V1也下降并且同时电压V2的绝对值上升，这反作用于不同的电流通量进而平衡电流大小。

图28k示出在反向截止的和正向截止的整流器与单一的电压输出端（VD电路类型）并联的情况下，用于通过在电容器C0上的出现的直流电压V0对两个负载电流I1和I2进行平衡的电路装置的原理图，其中所述电容器连接在电压源和参考电势之间。所述电路装置的工作原理与根据图28g的电路装置的工作原理相同。在此，仅将在另一部位处的电容器C0接入电流路径中，但是这不影响作用方式。

图28h示出对于Ii>0的情况，根据图28k的相位电路图，图28i示出对于Ii=0的情况，根据图28k的相位电路图，并且图28j示出对于Ii<0的情况，根据图28k的相位电路图。通过线路断开来表示相应截止的二极管，按规定示出相应导通的二极管。在Ii=0的情况下，通过另一线路中断来表示电压源。

如果需要多于两个发光二极管支路，那么有利地使用：

a）在初级侧串联的多个变压器，所述变压器尤其在负载或者发光二极管极度不同的情况下具有尽可能理想的特性，

b）具有多个次级绕组的变压器和尤其在负载或者发光二极管极度不同的情况下的附加的电流补偿的扼流圈，所述电流补偿的扼流圈使次级电流相互平衡，

c）a）点和b）点的组合。

在初级侧，变压器通过常规功率电子电路之一来激励，所述功率电子电路例如是半桥转换器、全桥转换器、推挽转换器或者E级转换器。有利地，其在此为软开关的电路，所述软开关的电路利用ZVS或者ZCS原理。

将多个电感性的器件（变压器、电流补偿的扼流圈或者所述元件的组合）集成到一个器件中由于可能降低设备的结构尺寸和在其制造、检测和筹备中的复杂性而显得是尤其有利的。此外尤其在电路类型CD中，同样随之集成所需要的电感（例如图2b中的L1、L2）（例如连同所需要的变压器一起集成）。也可以将平衡电容器（例如C0）与磁性器件一起例如以LTCC技术集成在可能单片集成的器件中并且能够根据对于产品（例如汽车应用）的要求和应用实现不同的体积和成本降低。

整流器开关能够构成为同步整流器，尤其能够将总归存在于电路中的变压器用于激励同步整流器的半导体开关。

图29a、29b、29c和29d和图30a、30b、30c和30d示出如下电路结构，在所述电路结构中在所有情况下ZVS驱动的半桥对多个发光二级管或发光二极管支路供应相同的电流。根据设计方案能够存在电容Cr2。在图29a、29b、29c和29d中，根据上面a）点列举而应用多个变压器，相反，附图30a、30b、30c和30d分别说明根据b）点的电路。根据图29a、30a的电路基于电路类型VVD（类似于图28a），而根据图29b、30b的电路基于电路类型CD（类似于图28b）。图29c和30c示出基于类似于图28k的电路类型VD，而图29d示出混合形式，其中两个连接到变压器Tr1、……、Tr3的次级绕组上的整流器的每个组分别根据上面描述的电路类型之一工作，变压器TR1组根据电路类型CD工作，变压器TR2组根据电路类型VVD工作并且变压器TR3组根据电路类型VD工作。在图30d中，情况类似于图29d，仅应用具有初级绕组和三个次级绕组的共同的变压器，其中第一次级绕组的组（从上方数起）根据电路类型CD工作，第二次级绕组的组根据电路类型VVD工作，并且第三次级绕组的组根据电路类型VD工作。

在全部附图中，发光二极管或者发光二极管芯片作为整流器GR的负载示出，所述负载随阴极接地。不必一定是这种情况，即也能够在相应地进行电路匹配的情况下将阳极接地。这尤其当所应用的LED的壳体分别与LED芯片的阳极连接时能够是有利的，因为然后全部LED壳体能够置于与地电连接的共同的冷却体上，这引起对发光二极管进行尤其良好的冷却。

图31示出一种电路结构，其中使用具有两个次级绕组的变压器的、用于驱动4个发光二极管输出端，其相当于上面列举的b）点。借助于电流补偿的扼流圈Tr12，确保两个次级电流的平衡。为了对LED调光，以PWM信号对电子开关S11至S41进行激励。下面的表格1中示出在开关占空度为0%或100%的情况下的情况。

f=50kHz的函数发生器用作为信号源Q。电阻R1至R4用于电流测量，然而对于实际运转而言是不需要的。应用下面的器件：

Tr1：变压器1:1:1，Lp=Ls1=Ls2=1mH，fres=750kHz，RDC<1R0

Tr12：电路补偿的扼流圈EPCOS B82721-K2701-N20，2×10mH，2×0R60类型RDC

全部二极管：SS34（3A、40V、肖特基二极管）

白色的发光二极管

全部电容：10μF、25V、X7R、TDK

R1……R4：10R，1%，0805

图32示出根据图31的电路的“前部”部分，当然，现在将E级转换器用作为发生器。所述E级转换器具有如下优点，即仅需要唯一的功率晶体管Q1并且此外以ZVS（零电压开关）驱动所述功率晶体管。相对于借助其他的电路拓扑结构而需要极其高的开关尖峰电压的E级转换器的通常的缺点，所述缺点在此被削弱，因为整流器或者发光二极管由于其非线性的性能而引起漏极漂移（Drain-Schwingung）的平化，使得能够应用具有更小的最大允许漏极电压的晶体管，相比对于可作为比较的欧姆负载而言所期待的最大允许漏极电压。

在表格1中示出的测量值也能够借助所述源类似地测量。应用下述器件：

Q1：IRFR10

DQ：未装配（当将MOSFET用作为Q1时是可选的，因为然后在未装配的情况下承担体二极管功能；当Q1是双极性晶体管或者IGBT时是强制需要的）

RG：10R，1%，0805

CR：1nF，100V

CS：10uF，25V，X7R，TDK

被桥接的发光二极管    测量值

下面的附图考虑电流平衡的第三变型形式。

在所述实施形式中，也提出借助于DC/DC转换器准并联地驱动多个发光二极管和/或多个LED支路，其中流过发光二极管的电流的电流强度是近似相同的。仅必须对发光二极管中的或者发光二极管的支路中的电流进行调节。转换器具有电流分配网络，所述电流分配网络在根据图1的原则上的布线中包含一个或多个电流补偿的扼流圈。为了能够保证电流分布网络的期望的工作原理而提出，借助电容器扩展电流分配网络，使得从电流补偿的扼流圈和电容器中得出谐振单元，如这在图34至36中示出。附加的电容器抑制经过电流补偿的扼流圈的直流电流通量，使得仅交流电流流过电流补偿的扼流圈，这至少在电流每次过零点时实现扼流圈的完全的退磁，这对于所述扼流圈的工作原理而言是重要的。

如果经过电流补偿的扼流圈的全部绕组的电流周期地返回零点，那么这引起对光二极管电流进行期望的良好的平衡，因为电流补偿的扼流圈因此在电流分配网络中以期望的方式作用。电流补偿的扼流圈的工作原理基于扼流圈的每个绕组具有极其高的阻抗。由于在两个绕组中的相应的电流通量，在芯中的所生成的磁通量相互抵消进而高的阻抗相互抵消。因此，对于电流补偿的扼流圈的良好功能而言，需要绕组的高的电感值，因此通常使用没有气隙的、由高可渗的磁性材料制成的芯，这引起相对较小的保护电流。因此，为了避免由于持久的直流电流所引起的电流补偿的扼流圈的磁性芯的饱和，在本发明的范围内实现两个绕组的周期性的电流自由度。

只要存在或者产生——如已经提及——总是再次返回零点的周期性的电流通量，那么尤其能应用借助电流补偿的扼流圈进行至今所描述的电流平衡。借助极其多的开关的功率电子电路能够产生这种电流通量。因此，在至今为止的附图中示出的交流电流源能够通过任意的逆变器来实现。整流器紧随所述逆变器，以便对发光二极管供应具有尽可能小的波度的直流电流。

图33示出具有电流补偿的扼流圈Lcm的这种原理的转换器装置作为能够理解为直流电压转换器的电流分布网络。已知多种多样的直流电压转换器，其基于升压型和/或降压型转换器设计，所述直流电压转换器能够借助用于驱动发光二极管的电流分配网络来修改。

根据本发明应用不具有经过电流补偿的扼流圈的直流电流路径的转换器结构，即图1中的电流Icm1和Icm2的算术平均值由于在电路方面的措施而为零。尤其分别与电流补偿的扼流圈的三个端子中的一个串联的至少两个电容用作为抑制直流电流的器件。也就是说，根据本发明的实现方案具有作为转换器的组成部分的图34中示出的方案A）至C）。

图34中示出的谐振单元包括至少两个电容器，在此，所述谐振单元能够是逆变器或整流器的一部分并且除了抑制直流电流的功能之外还能够承担所属的逆变器或者整流器中的其他功能。在半桥逆变器中，电容器能够具有谐振电容器的任务。在不平衡的倍加器或级联电路类型的整流器中，所述电容器是输入电容器或者说振荡柱

的第一电容器。

图34中的方案A）至C）的结合在图35中示出，其中电流补偿的扼流圈通过由两个固定耦合的（具有耦合系数为一的）电感Lt1和Lt2以及两个漏电感Ls1和Ls2示出。两个电容器C1至C3中的一个——如上面已经详述——能够被取消，而没有由此通过电流补偿的扼流圈的两个绕组影响固有的无直流电流性。所述无直流电流性也不能够被其他的、能任意地接入电路中的电容器影响。因此，图35还示出可选的电容器Cr（虚线），所述电容例如以接地连接的方式示出。所述电容器有利地是谐振电容器，所述谐振电容器连同漏电感Ls1和Ls2一起作用并且例如能够用于在转换器之内的软开关。

只要不损害无直流电流性，就允许谐振单元（也称作“构件块”）的其他的变形方案。因此，除了附加的电容器之外，也能够将任意的器件与电流补偿的扼流圈的绕组和电容器串联。特别地，只要转换器具有多于两个输出端，一个或多个其他的电流补偿的扼流圈的绕组的串联电路就是有意义的。图36示出极其普通的构件块的对于实际而言重要的情况。

图37示出根据图2的电路，所述电路同样包含谐振单元结构。所述谐振单元结构被指出以用于阐述并且标有附图标记CCC1。由于根据图3和5的电路基于相同的电路原理，所述电路也包含相应的配置。

包含这种配置的转换器的其他实例除了图8d中说明的半桥转换器之外也是图8e中说明的E级转换器。

图38示出将电流补偿的扼流圈的漏电感用作为谐振电感的ZVS半桥转换器。

下面的附图考虑对具有多重谐振的单元转换器的多个发光二极管支路进行电流平衡的另一变型形式。

图39a、39b和39c示出降压型变换器或者降压转换器（图39a）、升压型变换器或者升压转换器（图39b）和Cuk转换器（图39c）。后者能够相反于前两个转换器而产生输出电压，所述输出电压的绝对值能够小于或者大于其瞬时输入电压。全部三个拓扑结构属于单开关直流电压转换器的组。分别示出其硬开关的变型形式，所述变型形式的逆变器开关根据已知的脉冲宽度调制方法来激励。未示出的分别是激励逆变器开关Q1或S1的细节和调节器结构的细节，所述调节器结构反馈确定的输出变量以用于激励逆变器。指出了电流测量电阻RS。

此外，以虚线的方式指出下述位置（C1、Lcm1、C11），在所述位置处必须添加三个谐振元件，以便将上述硬开关的基本拓扑结构改变成其双零电压开关（Double ZVS双零电压）多重谐振等价。等价是因为多重谐振的降压转换器仅能够降压，多重谐振的升压转换器仅能够升压并且多重谐振的Cuk转换器刚好能够升压和降压。尤其当存在不可避免的漏电感和同时需要高的效率、高的结构密度以及良好的电磁兼容性时，这种电路尤其是有意义的：漏电感形成谐振回路的调谐到工作频率上的电感性组件。

每个电流补偿的扼流圈也具有未补偿的泄漏分量，本发明基于该事实。为了改进用于多个发光二极管支路的根据图39c的电路装置而能在下述位置处接入电流补偿的扼流圈，在所述位置处作为用于零电压开关的前提的Cuk转换器需要电感，即例如在电感Lcm1的位置处。

根据本发明，至少一个电流补偿的扼流圈的漏电感用于产生谐振回路，所述谐振回路允许以软开关的方式驱动转换器电路之内的功率开关。

提出借助于仅具有一个逆变器的转换器准并联地驱动多个发光二极管和/或多个发光二极管支路，并且其中全部发光二极管被相同的电流经流过。仅必须调节发光二极管中的或者发光二极管支路中的电流。

在此，上述共同的逆变器基本上由仅一个电子功率开关和至少一个存储电感组成。功率开关能够包含不受控制的反并联的二极管（反向二极管），并且借助于特定的频率变化的和状态相关的PWM来激励。在此，上述电流补偿的扼流圈明确地不能够被视为是存储电感。因此，全部六个已知的单开关直流电压转换器能够视为基本的转换器拓扑结构，即降压变换器、升压变换器、扼流圈逆变换器、Cuk变换器、Zeta变换器和SEPIC变换器。

根据本发明的多个整流器包含与所设置的发光二极管支路同样多的二极管。因此，在N个发光二极管支路中能够找出刚好N个整流器二极管。已经提及的存储电感的数量在降压的、升压的、或者扼流圈逆拓扑结构中同样正好为N，在Cuk的、SEPIC的或者Zeta的拓扑结构中为N+1。所述存储电感的电感值在所考虑的多重输出转换器中大致相同。相对于这些特定的单开关直流电压转换器，例如具有输入或输出纹波电流补偿的所述单开关直流电压转换器，在此处所提出的固有电流平衡的多重输出转换器中不应当将所述存储电感与其他存储电感中的一个耦合。

不同于上述实施形式，全部在此提出的转换器在其全部支路中工作在“双ZVS多重谐振传导模式”中。在所述工作方式方面有利的是，全部所参与的整流器二极管的全部开关边沿的谐振软开关以及逆变器开关的接通边沿的谐振软开关。此外，在具有用于对发光二极管馈电的电流输出端（降压、Cuk和Zeta）的三个转换器中取消此外常用的输出滤波器电容器，这尤其简化可能的上级照明系统的可调节性。

上面已经阐明的谐振单元在此也是关键的。在N个所设置的固有电流平衡的输出端中，谐振单元除了至少一个电流补偿的扼流圈之外包括至少N个与电流补偿的扼流圈的端子串联的电容器。

根据本发明，总是在下述位置处接入电流补偿的扼流圈：在将硬开关的CCM单开关转换器转换成多重谐振的双ZVS单开关转换器的情况下在所述位置连接附加的谐振电感。在所述附加的谐振电感的左侧或右侧所需要的串联电容器或者已经存在于所设置的转换器拓扑结构中，或者所述串联电容器像分别与N个整流器二极管中的一个并联的N个谐振电容器一样重新接入。当也不直接可见时，电流补偿的扼流圈的串联电路也存在于所述配置中。所述新的N个“整流器电容”的电容值分别大致是相同的。最后，为所谓的逆变器电容的另一谐振电容器仍与逆变器开关并联。所述逆变器电容器和全部N个整流器电容器的总和之间的电容值比形成用于所述多重谐振的转换器的重要的设计标准。

在用于N个电流平衡的输出端的所考虑的变换器拓扑结构之内的N个整流器二极管中，如上面已经描述的，总是存在至少N个存储电感。附加地，总是相应地应用多个阻塞电容器或滤波电容器，所述阻塞电容器或滤波电容器然后能够在每个支路上不同地充电到不同的输出电压上。因为相应的输出电压反应在相关联的整流器二极管的截止电压中，所以除了无直流电流性（Freiheit）之外，在每个输出支路上能够单独地对不相关的电容充电，由于至少N个无关的存储电感引起的“交流电压相关的弹性”是多重谐振的单开关直流电压转换器中的固有的电流平衡的第二基本前提。因为类似于整流器二极管，每个支路的在所述存储电感上的电压能够是不同的，所以所述存储电感应当如上面已经提及的既不相互耦合也不与可能存在的输入存储电感耦合。

得出软开关的转换器，在所述软开关的转换器中对开关S和二极管以软开关的方式驱动，优选对两者以零电压开关的方式驱动。这引起损失降低、尤其是开关损失降低、显著更小的电磁干扰，并且由于所需要的更小的EMV滤波器而引起所关注的电路的总效率更高。由于强烈降低的开关损失，所述转换器能够以更高的开关频率来驱动，这再次引起能量存储器、即扼流圈和电容器的结构尺寸降低进而实现具有更小结构体积的转换器。相对于形成输出基础的脉冲宽度调制的转换器，多重谐振的转换器不以恒定的频率而是以可变化的频率驱动以调节输出功率，这在此有助于改进其EMV。

图40示出如上面描述的扩展的多重谐振的Cuk转换器，在此，以谐振元件C1、C11和C21扩展根据图39c的电路，所述谐振元件与零电压开关的开关S和二极管D10和D20并联。用于谐振回路的参与软开关的电感构成为两个漏电感Ls1和Ls2形式的电流补偿的扼流圈。阻塞电容器C10和C20与Lcm1一起形成谐振单元。下面的表格示出示例的变量大小以及运行数据，其与根据图3的电流和电压变化相对应：

Cuk转换器的工作数据

根据从1988年已知的单开关直流电压转换器理论，当将所述转换单元相同地度量并且同样地激励S1时，在Cuk转换器的所谓的转换单元（由S1、D1、C1、Lcm1、D10、C11、D20、C21组成）的内部中的全部电流时间变化曲线和电压时间变化曲线以及外部变量与扼流圈逆转换器、SEPIC转换器或Zeta转换器的这些变化曲线和变量近似相同。因此，能够省去这三个其他的拓扑结构（见图42、43和48）的单独度量和仿真。

所述转换器理论也实现，在所述转换器单元相同地度量并且在所述转换器单元中的时间变化曲线近似相同的情况下计算纯降压型转换器或者纯升压型转换器的外部变量。下面的表格示出所谓的“单元相同的”升压和降压转换器的相应的结果。然而在此，在LED电流更高并且输入电压更高的情况下，降压器的输出电压相符于Cuk转换器的输出电压。在多重谐振的升压器中将输入电压和平均的LED电流与Cuk转换器的输入电压和平均的LED电流统一，当然这种升压器因此在其输出端处产生平均24V的电压。

工作数据 降压器 多重谐振

工作数据 升压器 多重谐振

图42示出具有两个固有平衡的输出端的多重谐振的SEPIC转换器。图43示出相应的多重谐振的Zeta转换器。为此，相应的电容与全部开关并联（即晶体管和二极管），使得连同电流补偿的扼流圈的漏电感一起得出具有用于软开关的相应的谐振回路的谐振单元。

图44示出具有在输出端处的硬开关的整流器二极管的E级转换器。所述整流器二极管同样通过接入相应并联的电容转换成根据图45的相应的多重谐振的E级转换器。

值得注意的是所述图45与图40的类似性：唯一可见的区别是整流器二极管的极性。相对于Cuk转换器，在E级转换器中，逆变器电容C1和在此准确地由谐振单元组成的整流器之前的谐振匹配网络已经是永远固定的电路组成部分，因此，从近似理想的正弦电流中进行整流，这当然能够在两种极性中进行。不可见的是，在E级转换器中电容C10和C20与在Cuk转换器中相比显然具有更小的电容值，因为所述电容在前者中确实应当作用为谐振元件，在后者中“仅”用作为阻塞电容器。

图46示出多重谐振的、固有的电流平衡的降压转换器或者降压型变换器，图47示出相应的升压转换器或者升压型变换器，最后图48示出相应的扼流圈逆转换器。

图49示出以树形连接的三个电流补偿的扼流圈组成的、具有4个固有的电流平衡的输出端的多重谐振的Cuk转换器。电流负载以所示出的方式在Lcm1……Lcm3之间取平均值，然而，两个中间的输出支路无论如何与两个外部的输出支路相比“可见”更多的串联电感。这能够通过分别短接点C和D以及点E和F并且通过取消G和C之间的以及H和F之间的两个连接来消除。因此，当然能够注意到，Lcm1与两个连接在下游的电流补偿的扼流圈Lcm2和Lcm3相比面对加倍的电流负载。在图50中示出具有三个输出端和三个电流补偿的扼流圈的平衡的环形电路的多重谐振的Cuk转换器，在图51中最后示出具有两个输出端和三个电流补偿的扼流圈的多重谐振的Cuk转换器，所述电流补偿的扼流圈接线成，使得输出端1和2之间的电流以3:5的比例分配。在此需要注意的是，三个电流补偿的扼流圈Lcm1、Lcm2和Lcm3的电流负载为4:2:1的比例。电容C11和C21之间的比例必须同样为3:5，阻塞电容器C10和C20的电容值之间的比例能够为3:5，所述滤波电感L10和L20之间的比例相反地能够为5:3。然而，在不通过其他附图说明的情况下适用的是，这种复杂的平衡电路也能够相互组合，并且所述平衡电路同样能够转而使用在图42和48的其他的拓扑结构上。

图52中示出扼流圈逆转换器的隔离的变型形式，所述扼流圈逆转换器是多重谐振的、固有电流平衡的回扫变换器。图53a和53b示出相应的Cuk转换器，图54a和54b示出隔离的多重谐振的Zeta转换器，并且图55最后示出SEPIC变换器的相应的形式，不言而喻的是，在所述拓扑结构中分别也可以故意存在不平衡的输出端和/或根据图49至51的多于两个输出端。故意地忽视通常视作为隔离的降压型变换器的前向变换器，因为所述前向变换器由于其附加的二极管而更可是“四分之一桥”类型的，升压型变换器和降压型变换器在其基本形式中不能够隔离。在其他四个拓扑结构中，隔离变压器和电流补偿的扼流圈的漏电感在其作为谐振电感的作用中相加。由此，缓和所述多重谐振转换器的原则上的问题、所述问题即“自然”得出的漏电感通常过小。在需要大的平均变压比的情况下，隔离变压器中的线圈匝数比能够不等于1:1。

根据图53a和53b的Cuk转换器由于其拓扑结构的平衡性占据下述特殊位置：所述Cuk转换器仅能够通过将其阻塞电容器C10、C20分开成初级侧的C9和次级侧的C’10、C’20并且通过刚好在所述新出现的节点处接入变压器T1来隔离。因此，也仅在Cuk转换器中在其隔离形式中新增添两个组件C9和T1。当然，T1也仅在那里需要纯交流电流。理论上，SEPIC和Zeta能够以完全一样的方式隔离。但是在SEPIC中，然后出现由变压器次级绕组、阻塞电容器和存储线圈组成的回路。从其作用起，这种电路“退化”成双绕组存储线圈和在初级侧的再次结合的阻塞电容器。在Zeta中出现类似的情况，仅初级侧和次级侧被交换。因此，在图54和55中仅示出所述简化的拓扑结构，并且隔离变压器承担所源自于的原始拓扑结构的存储线圈的命名。

原则上，在全部四个拓扑结构中分别存在三种隔离方案，分别从输入端起观察：如果首先出现电流补偿的扼流圈，那么每个输出端分别需要一个独立的隔离变压器；那么示出根据图52和55的回扫转换器和SEPIC转换器。如果在例如根据Cuk和Zeta示出的隔离线之后才出现电流补偿的扼流圈，那么一个共同的隔离变压器就足够，在共同的次级电极的情况下具有根据图53a和54a的次级绕组，在完全隔离的情况下具有每个根据图53b和54b的输出端各一个独立的次级绕组。

Claims (8)

1.用于驱动至少两个半导体光源的电路装置，具有：

-电能转换器（L1，Q1，S1，D1），所述电能转换器具有至少一个开关（Q1，S1），其中所述电能转换器（L1，Q1，S1，D1）输出脉动的直流电压或者交流电压；

-至少两个驱动支路，所述驱动支路中的每一个具有单向截止的或者短路的整流器，所述整流器具有输入端子、输出端子和参考电势，其中每个整流器包含正好一个整流器二极管（D10，D20），其中所述驱动支路与所述电能转换器（L1，Q1，S1，D1）耦合；

-至少一个电流补偿的扼流圈（Lcm1），其中所述电流补偿的扼流圈（Lcm1）连接在所述开关（S1）和所述至少两个整流器之间，

-至少两个半导体光源（D11，D21），所述半导体光源各自连接在所属的所述整流器的输出端子和所述整流器的参考电势之间，

其中所述电能转换器（L1，Q1，S1，D1）设计为具有谐振单元（C1，Ls1，C11，Ls2，C21）的谐振转换器，其中谐振电容器（C1，C11，C21，C31，C41）与转换器拓扑结构所包括的开关中的每个并联并且与所述转换器拓扑结构所包括的整流器二极管中的每个并联，并且其中所述电流补偿的扼流圈（Lcm1）的漏电感（Ls1，Ls2）用作为所述谐振单元（C1，Ls1，C11，Ls2，C21）的谐振电感（Ls1，Ls2）。

2.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，借助所述电流补偿的扼流圈（Lcm1）的漏电感（Ls1，Ls2），所述谐振单元（C1，Ls1，C11，Ls2，C21）：每当所述开关（Q1，S1）不导通并且同时所述整流器二极管（D10，D20）中的至少一个导通时形成经由所述整流器二极管闭合的串联谐振回路；每当所述整流器二极管不导通并且同时所述开关导通时，从所述整流器的角度看形成并联谐振回路；每当所参与的所述开关和所述整流器二极管中的至少一个不导通时，形成所述串联谐振回路和所述并联谐振回路的混合；并且每当开关（Q1，S1）和整流器二极管（D10，D20）导通时，形成纯的电流时间积分器。

3.根据权利要求2所述的电路装置，其特征在于，所述谐振单元具有至少一个电容（C1，C11，C21），所述至少一个电容与所述参考电势连接。

4.根据权利要求1或3所述的电路装置，其特征在于，所述电能转换器是E级转换器。

5.根据权利要求1、2或3所述的电路装置，其特征在于，所述电能转换器是降压型变换器、升压型变换器、扼流圈逆转换器、Cuk变换器、SEPIC变换器或Zeta变换器。

6.根据权利要求1、2或3所述的电路装置，其特征在于，所述电能转换器是扼流圈逆转换器、SEPIC变换器或Zeta变换器，所述电能转换器的相应的内部的转换电感（L1，L10，L20）通过变压器（L1，L10，L20）来替代，并且所述电能转换器的漏电感用作为谐振电感并且就其效果而言加到至少一个所述电流补偿的扼流圈（Lcm1）的所述漏电感上。

7.根据权利要求1、2或3所述的电路装置，其特征在于，所述电能转换器是Cuk变换器或者E级转换器，所述电能转换器的内部的转换器串联电容（C10，C20）通过串联的附加的电容（C9）来扩展，并且所述电容之间的节点（C9-C’10，C9-C’20）被断开，其中在断开处装入变压器（T1），并且所述电能转换器的漏电感用作为谐振电感并且就其效果而言加到至少一个所述电流补偿的扼流圈（Lcm1）的所述漏电感上。

8.根据权利要求8或9所述的电路装置，其特征在于，所述变压器（T1，L1，L10，L20）具有与所述电路装置所包含的驱动支路一样多的次级绕组，使得各个所述驱动支路的所述参考电势不相互连接，并且使得连带地利用至少一个所述电流补偿的扼流圈（Lcm1）的在所述变压器的绕组之间的隔离效果。

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