EP2127104A1 - Verfahren und vorrichtung zur signalverarbeitung - Google Patents

Verfahren und vorrichtung zur signalverarbeitung

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Publication number
EP2127104A1
EP2127104A1 EP08707903A EP08707903A EP2127104A1 EP 2127104 A1 EP2127104 A1 EP 2127104A1 EP 08707903 A EP08707903 A EP 08707903A EP 08707903 A EP08707903 A EP 08707903A EP 2127104 A1 EP2127104 A1 EP 2127104A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
frequency
radio
signals
intermediate frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP08707903A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Bernd Burchardt
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales DIS AIS Deutschland GmbH
Original Assignee
Cinterion Wireless Modules GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Cinterion Wireless Modules GmbH filed Critical Cinterion Wireless Modules GmbH
Publication of EP2127104A1 publication Critical patent/EP2127104A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
    • H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes

Definitions

  • the invention relates to a method and apparatus for signal processing of simultaneously on at least two different frequencies Hochfrequenzskafre ⁇ radio signals received.
  • a conventional radio receiver known as a superheterodyne receiver which finds application in mobile radio technology, filters and amplifies the first through an antenna are received, ⁇ genes modulated high-frequency radio signal. Then, in a mixer, the received high-frequency radio signal is mixed with the signal of a local oscillator.
  • the local oscillator ⁇ frequency is set according to a fixed rule. With the so-called "Direct Conversion Receiver", the mixing or local oscillator frequency is set to the expected or fixed reception frequency.
  • the setting of the local oscillator frequency is frequency-offset in receivers with an intermediate frequency, so that the desired intermediate frequency results from the mixing process.
  • the frequency of reception is to be understood as the frequency range which a component of the radio receiver transmits or to which the component is tuned.
  • the output signal of the mixer is the mixed product of radio signal and local oscillator signal.
  • intermediate frequency The aforementioned difference frequencies from control and reverse are referred to below as intermediate frequency. It is important in this context that the information or modulation impressed on the radio-frequency radio signal is also contained in the intermediate-frequency signal.
  • the output signal of the mixer is in turn further filtered (intermediate frequency bandpass filter) and amplified.
  • the actual message content of the radio signal is separated from the carrier signal in a demodulator.
  • the message content for to the delegation ⁇ supply is embedded in a frame structure of the data stream, data elements for error correction in the transfer direction (forward error correction / forward error correction FEC) or to generate a repeat request provided, with opening extended / end labeling of certain data groups or contains synchronization indicator also known as Midambeln.
  • Sophisticated algorithms resort to the recovery of the message content during the separation of the payload data from the data stream within the program flow in the digital signal processor.
  • These described corrective measures or synchronization information depend on the radio standard used and are specified in a specification for the respective transmission standard.
  • multiple receiver trains consisting of the previously mentioned modules for each receiver path are set up today and multiple analog / digital converters with corresponding algorithms running side by side in the digital signal processor are processed further.
  • these receive paths formed in parallel can also be combined at specific points via a multiplexer and further processed and evaluated in a sequential method with temporal resolution.
  • the object is related to the method according to the invention by a method for signal processing of a first radio signal, which is formed by modulation of a first signal, wel ⁇ ches a previously known first parameter to a first high frequency carrier, and a second radio signal, which by modulating a second signal which comprises a previously known second parameter is formed on a second high-frequency carrier , wherein both radio signals have a different Hochfrequenzong ⁇ frequency and are received simultaneously, with the aid of a common local oscillator both Funkksigna- Ie be converted into a common intermediate frequency and first and second signal components in the intermediate frequency at least partially overlap and thus bil ⁇ a signal, wherein by a subsequent signal evaluation using the previously known first and second parameters in the sum signal two of each other un dependent partial signals are obtained, which are then fed to a further separate signal processing.
  • the inventive method and the device according to the invention is with less circuit complexity in a simultaneous reception of several high-frequency
  • Radio signals to be received increases the total data rate, that is, it can be dispensed with separate reception paths in the device respect ⁇ Lich of the two received radio signals, thereby reducing the construction cost of the apparatus.
  • the first and second preparatory known parameters respectively to a predetermined bit pattern in a bit stream ⁇ nercher are traceable.
  • the method for signal processing in radio receivers operating in accordance with agreed radio standards can be applied by using training, adjustment, start or stop sequences contained in bursts as parameters.
  • the first and the second previously known parameter is a previously known phase, frequency, amplitude, quadrature amplitude and / or spread spectrum modulation.
  • the signal evaluation is achieved by different sampling rates. This can the method known to those skilled in the digitization and
  • the mixing process with the first and second radio signal is mapped into a common rule Zvi ⁇ frequency takes place by means of a harmonic mixer.
  • the intermediate frequency initially achieved is again subjected to a frequency conversion before a signal evaluation. This allows gradual, even when more than two radio signals are received, all received radio signals to a plurality of frequency conversions are superimposed in the intermediate frequency, wherein the sum signal formed in the intermediate frequency, then a signal is subjected ⁇ evaluation.
  • FIG. 1 shows an inventive device FE and the inventive method for signal processing, with which the data rate to be received is increased.
  • the OF INVENTION ⁇ to the invention method of radio signals received in the device FE be processed simultaneously on at least two radio frequency carrier frequencies.
  • the device FE comprises the following essential components of the invention: An antenna A, to which the high-frequency received signals are fed, a high-frequency filter and amplifier HFFUV connected to the antenna A.
  • a mixer M connected to the high frequency filter and amplifier HFFUV, which in turn is connected to a local oscillator LO.
  • An intermediate frequency filter and amplifier ZFFUV connected to the mixer M.
  • An evaluation unit AE comprising the following components: An analog / digital converter ADC connected to the intermediate frequency filter and amplifier ZFFUV and a digital signal processor DSP connected to the analog / digital converter ADC.
  • a first radio signal FS1 is received via the antenna A and supplied to the high-frequency filter and amplifier HFFUV.
  • the first radio signal is a FSL from a transmitter (not constitute ⁇ provided) derived first signal Sl, which comprises a post ⁇ directed content, aeration generally is characterized as a useful signal, wherein the first signal Sl in the transmitter to a ERS radio frequency carrier HFT1 is modulated.
  • the first radio signal FS1 comprises a first parameter P1 previously known to the device FE, whose evaluation in the device FE will be described below.
  • the first radio signal fSL is represented by a dotted rectangle are maintained as components of the first radio frequency carrier HfTL, the first signal Sl and the prior art first parameter Pl ent ⁇ in what is represented by the clamp.
  • a second radio signal FS2 is simultaneously with the first
  • the second radio signal FS2 is a from a transmitter (not Darge ⁇ asserted) derived second signal S2, which also includes a message content, generally referred to as the useful signal, the second signal S2 is modulated in the transmitter on a second RF carrier HFT2, whose high-frequency carrier frequency however, different from that of the first radio frequency carrier HFT1.
  • the second radio signal FS2 comprises a second parameter P2, previously known to the device FE, whose evaluation in the device FE will be described below.
  • the second radio signal FS2 is represented by a dashed rectangle in which the second radio frequency carrier HFT2, the second signal S2 and the previously known second parameter P2 are contained as components, which is represented by the bracket. Since the first and the second radio signal FSL, FS2 have different Frequen ⁇ zen, they do not influence each other as they pass through high frequency filter and amplifier HFFUV. This is represented by the selected representation with non-overlapping dotted and dashed rectangles. Depending on the frequency spacing of the radio signals FS1, FS2, it may be necessary to provide separate high-frequency filters and amplifiers for the respective radio signals.
  • both radio signals FSL, FS2 the mixer M will now be supplied and converted to another Fre ⁇ frequency range by means of the local oscillator signal.
  • the oscillator frequency of the local oscillator LO is chosen such that the mixing results of different input frequencies do not overlap, the erfindungsommetli ⁇ che point that the oscillator frequency of the local oscillator LO is chosen exactly so that the mixing results from the radio signals FSL and FS2 at least partially überla ⁇ like.
  • This choice of local oscillator frequency is contrary to the prior art in which signal overlays are avoided. In the context of the invention, however, this choice is deliberately made in order to reduce bandwidth in the intermediate frequency, or to ⁇ come out without multiple trained receiver trains and at the same time to increase the total transmission data rate.
  • the local oscillator LO is set exactly in the middle between the two radio signals FSL, FS2.
  • both conversion results would then fall by the local oscillator LO and mixers M in a fully overlapping Swissfre acid sequence in which one from the control location and the two ⁇ te comes from the inverted position.
  • the respective data streams could be separated again by the band differentiations, since the radio signal originating from the Kehrlage is konju ⁇ giert complex present in the intermediate frequency.
  • the combination of the high-frequency carrier frequencies of the first and second radio signals FS1, FS2 with the Oscilloscope generates Gate frequency of the local oscillator LO sum and Differenzfre ⁇ frequencies.
  • the high-frequency carrier frequency of the first radio signal FSl 955.6 MHz and that of the second Funkksig ⁇ nals FS2 955.0 MHz amount.
  • the radio signal definitions of the GSM radio technology are borrowed.
  • Each radio signal FS1, FS2 has a signal band width of 0.2 MHz.
  • the oscillator frequency of the local oscillator LO is selected to be 955.35 MHz.
  • a first difference frequency of 0.25 MHz is now formed.
  • a second difference frequency of -0.35 MHz now arises. Since there are no non-ferrous gativen frequencies, the minus sign is deleted and thus taken into account that the obtained frequenzkonver ⁇ formatted signal after the conversion is complex conjugate before ⁇ .
  • the receivers in the case of further mixed products are designed in such a way that no signal power is taken off at these mixing frequencies.
  • the first signal component SAl is again drawn as dotted rectangle and the second signal component SA2 as ge ⁇ stricheltes rectangle.
  • the two signal components SA1, SA2 overlap, which is represented by a dashed / dotted rectangle in FIG.
  • the sum signal SS which is symbolized in the upper part by the gepunk ⁇ chain line, in the middle part by the dashed polka dot ⁇ th line and in the lower part by the dashed line, further the known first and second parameters comprises the message content Pl, P2, what is shown in the figure 1 by the bracket in the label.
  • the sum signal SS is then fed to the evaluation unit AE.
  • the evaluation unit AE then two independent sub-signals TSl, TS2 can be obtained again based on the previously known first and second parameters Pl, P2, which are then fed to a further separate signal processing.
  • a digital arithmetic unit such as the digital signal processor DSP
  • further amplifiers or filters are located within the intermediate frequency stages, which process the signal before conversion.
  • Procedures and algorithms run in the digital signal processor DSP and, knowing the previously known parameters P1 and P2, recover the respective transmitted data streams from the sampled values.
  • the signal components SA1 and SA2 interfere with their center frequencies at 0.25 MHz and 0.35 MHz. Since the radio signals fsl and FS2 are attached to a fixed channel spacing according to the used radio standard, and the oscillation frequency of the local oscillator LO within the radio receiver FE is known, the Mittenfrequen ⁇ zen of the signal components SAl and calculated SA2 can.
  • the separation into two independent sub-signals TS1, TS2 can be carried out in addition to the previously mentioned phase and amplitude modulation also for all other known modulation methods.
  • the quadrature amplitude, frequency and / or spread spectrum modulation are additionally mentioned here.
  • the partially overlapping partial signals TS1, TS2 are supplied to the analog / digital converter ADC.
  • the separation take place (not shown) due to different Ab ⁇ gating rates.
  • Partial signals TS1, TS2 due to existing in the supplied overlapping ⁇ penden signal predetermined bit patterns, which represent the previously known first and second parameters Pl, P2.
  • the type of separation is particularly advantageously applicable in standardized mobile radio systems, such as GSM, in which fixed bit patterns (training sequences, midambles), eg for error detection or synchronization, are present within a signal sequence (burst). Based on this specified bit pattern the superimposed signal can be decomposed in TS2 comprises two independent partial signals TSI, what is shown in Fi gur ⁇ 1 by a dotted rectangle separated from the dashed rectangle. Since the previously known first and second parameters P1, P2 have already been evaluated, they are no longer shown in FIG. 1 in the digital signal processor DSP.
  • both these known parameters Pl, P2 are available to the entire system of the radio receiver FE still available and can be used later again for a further stabilization of the process or amaschinesop ⁇ optimization.
  • DSP digital signal processor
  • Kom ⁇ components of the apparatus FE align themselves, for example via a bus system to, in which the partial signals TSl, TS2 are supplied to a further separate signal processing, for example, is performed there, the conversion in audio ⁇ or image data.
  • the inventive method and the inventive ago ⁇ direction FE are also applicable if more than the initially described two radio signals FSL received FS2 simultaneously. If, for example, four radio signals are received simultaneously on four different radio frequency carriers, the oscillator frequency of the local oscillator LO can be selected such that it lies between the second highest radio frequency carrier and the third highest radio frequency carrier relative to the height of the radio frequency carrier. In this choice of oscillator frequency arise in the intermediate frequency sum signals in which superimpose the two of the local oscillator frequency ⁇ closer radio signals in the intermediate frequency to a first combination of signal components (first sum signal) and the two of the local oscillator frequency farther away radio signals are also in the Intermediate frequency superimpose to a second combination of signal components (second sum signal).
  • the invention is not limited to the specific embodiment, but includes other not explicitly evidenced ⁇ te modifications, as long as the core of the invention, namely to use a method of frequency conversion, in which at least two radio frequency carrier frequencies received radio signals converted into an overlapping intermediate frequency be and then separated in the evaluation unit AE in different data streams.
  • This selection causes the intermediate frequency in a lower band width is occupied ⁇ compared to a choice of non-overlapping frequency components between or the sum of bandwidths operating in parallel receiving systems.
  • the signal components SAI, SA2 in the intermediate frequency can therefore already be the result of frequency conversion of a harmonious reception mixer which converts the radio signals FSL, FS2 over different harmonic a local oscillator signal ⁇ .
  • frequency transformations can also take place in other frequency ranges.
  • the intermediate frequency can be scanned directly or subharmonically or mixed again. It would also be possible to carry out the evaluation via a 6-port receiver.
  • the named components may have different names or be grouped into larger components. In particular, the transfer to software algorithms and their evaluation should be included in the invention.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung (FE) zur Signalverarbeitung eines ersten Funksignals (FS1), welches durch Modulation eines ersten Signals (S1), welches einen vorbekannten ersten Parameter (P1) umfasst, auf einen ersten Hochfrequenzträger (HFT1) gebildet wird, und eines zweiten Funksignals (FS2), welches durch Modulation eines zweiten Signals (S2), welches einen vorbekannten zweiten Parameter (P2) umfasst, auf einen zweiten Hochfrequenzträger (HFT2) gebildet wird, wobei beide Funksignale (FS1, FS2) eine unterschiedliche Hochfrequenzträgerfrequenz besitzen und gleichzeitig empfangen werden, wobei mit Hilfe eines gemeinsamen Lokaloszillators (LO) beide Funksignale (FS1, FS2) in eine gemeinsame Zwischenfrequenz (ZF) konvertiert werden und sich erste und zweite Signalanteile (SA1, SA2) in der Zwischenfrequenz (ZF) zumindest teilweise überlagern und so ein Summensignal (SS) bilden, wobei durch eine anschliessende Signalauswertung anhand des vorbekannten ersten und zweiten Parameters (P1, P2) im Summensignal (SS) zwei voneinander unabhängige Teilsignale (TS1, TS2) gewonnen werden, die dann einer weiteren voneinander getrennten Signalverarbeitung zugeführt werden. Mit diesem Verfahren bzw. mit dieser Vorrichtung (FE) kann mit geringerem schaltungstechnischem Aufwand und damit kostenoptimiert die zu empfangene Datenrate erhöht werden.

Description

Beschreibung
Verfahren und Vorrichtung zur Signalverarbeitung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine entsprechende Vorrichtung zur Signalverarbeitung von gleichzeitig auf mindestens zwei voneinander verschiedenen Hochfrequenzträgerfre¬ quenzen empfangenen Funksignalen.
Ein konventioneller Funkempfänger, auch als Überlagerungsempfänger bekannt, der in der Mobilfunktechnik Anwendung findet, filtert und verstärkt zunächst das über eine Antenne empfan¬ gene modulierte hochfrequente Funksignal. Danach wird in ei- nem Mischer das empfangene hochfrequente Funksignal mit dem Signal eines Lokaloszillators gemischt. Die Lokaloszillator¬ frequenz wird entsprechend einer festgelegten Vorschrift eingestellt. Bei den sog. „Direct Conversion Receiver" wird die Misch- oder Lokaloszillatorfrequenz auf die erwartete bzw. festgelegte Empfangsfrequenz eingestellt.
Hingegen erfolgt die Einstellung der Lokaloszillatorfrequenz bei Empfängern mit einer Zwischenfrequenz frequenzversetzt, so dass sich durch den Mischprozess die gewünschte Zwischen- frequenz ergibt.
Unter Empfangsfrequenz soll im Weiteren derjenige Frequenzbereich verstanden werden, den eine Komponente des Funkempfängers durchlässt bzw. auf den die Komponente abgestimmt ist. Das Ausgangssignal des Mischers ist das Mischprodukt aus Funksignal und Lokaloszillatorsignal.
Für die weitere Betrachtung soll der in der Nachrichtentechnik übliche Ansatz gewählt werden, dass die Zwischenfrequenz aus der Abbildung „Empfangsfrequenz Minus Lokaloszillatorfre- quenz" für den Empfang in der Regellage (oder auch als oberes
Seitenband bezeichnet) und aus der Abbildung „Lokaloszilla¬ torfrequenz Minus Empfangsfrequenz" für das Spiegelband (auch als unteres Seitenband bezeichnet) in der Kehrlage gebildet wird. Die Bezeichnung Kehrlage rührt aus der Tatsache, dass die Frequenzanteile in der Zwischenfrequenz, die aus der Fre¬ quenzkonversion des Spiegelbandes rühren und höherfrequenter sind, im Hochfrequenzkanal weiter ab von der Lokaloszillatorfrequenz in Richtung tieferer Frequenzen liegen.
Es entstehen bei genauerer Betrachtung auch weitere Signalanteile mit weiteren Frequenzen durch Summen- und Differenzbildung, z.B. auch bei harmonischen Mischprodukten oder - kombinationen, die in der Regel schaltungstechnisch derart abgeschlossen sind, dass bei Frequenzen dieser Mischprodukte keinerlei Leistung entnommen wird und maximaler Empfangswirkungsgrad bei den gewünschten Frequenzbändern zu Verfügung steht. Eine tiefergehende Betrachtung erfolgt an dieser Stel¬ le nicht weiter.
Die vorbenannten Differenzfrequenzen aus Regel- und Kehrlage werden im Weiteren als Zwischenfrequenz bezeichnet. Wichtig in diesem Zusammenhang ist, dass im Zwischenfrequenzsignal weiterhin die dem hochfrequenten Funksignal aufgeprägte In- formation bzw. Modulation enthalten ist.
Das Ausgangssignal des Mischers wird im Weiteren wiederum ge¬ filtert (Zwischenfrequenzbandfilter) und verstärkt. Im nachfolgenden Empfangsprozess wird der eigentliche Nachrichtenin- halt des Funksignals in einem Demodulator vom Trägersignal getrennt .
Häufig geschieht dies durch eine Signalauswertung von „Inpha- se-Anteilen" (I) und dazu orthogonal stehenden „Quadratur- Anteilen" (Q) mit jeweiliger nachfolgender A/D-Wandlung. In der Praxis erfolgt eine Filterung entweder im Hochfrequenzka¬ nal vor der Empfangsmischung oder in der Zwischenfrequenz, um Hochfrequenzsignale nur aus einem der Empfangsbänder (Regel¬ oder Kehrlage) zu empfangen.
Zur weiteren Verarbeitung der Zwischenfrequenzsignale erfolgt eine Signalabtastung mittels eines Analog-/Digitalwandlers und anschließender Verrechnung der Abtastwerte in einem Digitalen Signalprozessor. Anhand entsprechender Algorithmen ge- winnt man schließlich auf diese Art und Weise das ursprüngli¬ che Amplituden- und Phasendiagramm im Empfänger zurück, welches während des Modulationsprozesses im Sender zugrunde lag. Je nach Modulations- und Codiertechnik repräsentieren die Zustände nach Amplitude und Phasenlage unterschiedliche Bitmus- ter des zu übertragenen Bitstroms der den Nachrichteninhalt, z.B. zur Ansteuerung von Lautsprechern, Bildschirmen etc., trägt. Gewöhnlich ist der Nachrichteninhalt für die Übertra¬ gung in eine Rahmenstruktur des Datenstroms eingebettet, mit Datenelementen zur Fehlerkorrektur in Übertragungsrichtung (Vorwärtsfehlerkorrektur / forward error correction FEC) oder zur Generierung einer Wiederholungsanforderung versehen, mit Anfang-/Endekennzeichnung bestimmter Datengruppen erweitert oder enthält Synchronisationskennzeichen, auch als Midambeln bekannt. Ausgeklügelte Algorithmen greifen zur Rückgewinnung des Nachrichteninhaltes während der Trennung der Nutzdaten vom Datenstrom innerhalb des Programmablaufs im Digitalen Signalprozessor. Diese beschriebenen Korrekturmaßnahmen oder Synchronisationsinformationen hängen vom angewendeten Funkstandard ab und sind in einer Spezifikation zu dem jeweiligen Übertragungsstandard vereinbart. Diese Vereinbarungen sind offenbart und somit bekannt. Dementsprechend wird mit Hilfe der vorangestellten Vereinbarung der Übertragungsstandard erkannt und der Nachrichteninhalt aus dem Datenstrom extra¬ hiert . Für den gleichzeitigen Empfang auf unterschiedlichen Frequenzen werden heute mehrfache Empfängerzüge bestehend aus den bereits vorbenannten Bausteinen für jeden Empfängerpfad aufgebaut und mehrfachen Analog-/Digitalwandlern mit entspre- chenden nebeneinander laufenden Algorithmen im Digitalen Signalprozessor weiter verarbeitet. Alternativ können auch diese parallel ausgebildeten Empfangspfade an bestimmten Stellen über einen Multiplexer zusammengefasst und in einem sequentiellen Verfahren zeitlich aufgelöst weiterverarbeitet und ausgewertet werden.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Signalverarbeitung anzugeben, mit der mit geringerem schaltungstechnischem Aufwand ein gleich- zeitiger Empfang mehrerer hochfrequenter Funksignale ermöglicht wird und durch den gleichzeitigen Empfang schließlich die zu empfangene Datenrate erhöht werden kann.
Die Aufgabe wird das Verfahren betreffend erfindungsgemäß durch ein Verfahren zur Signalverarbeitung eines ersten Funksignals, welches durch Modulation eines ersten Signals, wel¬ ches einen vorbekannten ersten Parameter umfasst, auf einen ersten Hochfrequenzträger gebildet wird, und eines zweiten Funksignals, welches durch Modulation eines zweiten Signals, welches einen vorbekannten zweiten Parameter umfasst, auf einen zweiten Hochfrequenzträger gebildet wird, gelöst, wobei beide Funksignale eine unterschiedliche Hochfrequenzträger¬ frequenz besitzen und gleichzeitig empfangen werden, wobei mit Hilfe eines gemeinsamen Lokaloszillators beide Funksigna- Ie in eine gemeinsame Zwischenfrequenz konvertiert werden und sich erste und zweite Signalanteile in der Zwischenfrequenz zumindest teilweise überlagern und so ein Summensignal bil¬ den, wobei durch eine anschließende Signalauswertung anhand des vorbekannten ersten und zweiten Parameters im Summensig- nal zwei voneinander unabhängige Teilsignale gewonnen werden, die dann einer weiteren voneinander getrennten Signalverarbeitung zugeführt werden.
Die Aufgabe wird die Vorrichtung betreffend erfindungsgemäß durch eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Patentansprüche gelöst.
Durch das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsgemäße Vorrichtung wird mit geringerem schaltungstechnischem Aufwand bei einem gleichzeitigen Empfang mehrerer hochfrequenter
Funksignale die zu empfangene Gesamtdatenrate erhöht, d.h. es kann auf separate Empfangspfade in der Vorrichtung hinsicht¬ lich der beiden empfangenen Funksignale verzichtet werden, was die Baukosten der Vorrichtung verringert.
Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen .
In vorteilhafter Weise sind der erste und der zweite vorbe- kannte Parameter jeweils auf ein festgelegtes Bitmuster in¬ nerhalb eines Bitstroms rückführbar. Dadurch kann das Verfahren zur Signalverarbeitung in Funkempfängern, die gemäß vereinbarter Funkstandards arbeiten, unter Nutzung von in Signalfolgen (Bursts) enthaltenen Trainings-, Abgleich-, Start- oder Stopsequenzen als Parameter, angewendet werden.
In weiterhin vorteilhafter Weise ist der erste und der zweite vorbekannte Parameter eine vorbekannte Phasen-, Frequenz-, Amplituden-, Quadraturamplituden- und / oder Bandspreizmodu- lation. Dadurch können von dem Fachmann bekannte Techniken zur Veränderung von Nutzsignalen vor der Übertragung für die Belange des erfindungsgemäßen Verfahrens angewendet werden.
In weiterhin vorteilhafter Weise wird die Signalauswertung durch unterschiedliche Abtastungsraten erzielt. Dadurch kann das dem Fachmann bekannte Verfahren zur Digitalisierung und
Trennung von analogen Signalen unterschiedlicher Frequenz herangezogen werden.
In weiterhin vorteilhafter Weise erfolgt der Mischprozess mit dem das erste und zweite Funksignal in eine gemeinsame Zwi¬ schenfrequenz abgebildet wird, mittels eines harmonischen Mischers . Dadurch können dem Fachmann bekannte Techniken zur Frequenzumsetzung von Signalen für die Belange des erfin- dungsgemäßen Verfahrens angewendet werden.
In weiterhin vorteilhafter Weise werden mehr als zwei Funksignale gleichzeitig empfangen und anschließend verarbeitet. Dadurch kann mit geringerem schaltungstechnischem Aufwand be- züglich der Signalverarbeitung die zu empfangene Datenrate weiter erhöht werden, d.h. es kann auf weitere separate Emp¬ fangspfade in der Vorrichtung hinsichtlich der beiden empfangenen Funksignale verzichtet werden, was die Baukosten der Vorrichtung zusätzlich verringert.
In weiterhin vorteilhafter Weise wird die zunächst erzielte Zwischenfrequenz vor einer Signalauswertung erneut einer Frequenzkonversion unterworfen. Dadurch können schrittweise, auch wenn mehr als zwei Funksignale empfangen werden, alle empfangenen Funksignale nach mehreren Frequenzkonversionen sich in der Zwischenfrequenz überlagern, wobei das in der Zwischenfrequenz gebildete Summensignal, dann einer Signal¬ auswertung unterzogen wird.
Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung, welche in Verbindung mit der beigefügten Zeichnung die Erfindung an Hand von einem Ausführungsbeispiel er¬ läutert .
Dabei zeigt in schematischer Darstellung die FIG 1 eine erfindungsgemäße Vorrichtung FE und das erfin¬ dungsgemäße Verfahren zur Signalverarbeitung.
Die Figur 1 zeigt eine erfindungsgemäße Vorrichtung FE und das erfindungsgemäße Verfahren zur Signalverarbeitung, mit dem die zu empfangene Datenrate erhöht wird. In dem erfin¬ dungsgemäßen Verfahren werden gleichzeitig auf mindestens zwei Hochfrequenzträgerfrequenzen empfangene Funksignale in der Vorrichtung FE verarbeitet.
Die Vorrichtung FE umfasst folgende erfindungswesentliche Komponenten: Eine Antenne A, an dem die hochfrequenten Empfangssignale eingespeist werden, einen mit der Antenne A ver- bundenen Hochfrequenzfilter und -Verstärker HFFUV. Einen mit dem Hochfrequenzfilter und -Verstärker HFFUV verbundenen Mischer M, der seinerseits mit einem Lokaloszillator LO verbunden ist. Einen mit dem Mischer M verbundenen Zwischenfre- quenzfilter und -Verstärker ZFFUV. Eine Auswerteeinheit AE, die folgende Komponenten umfasst: Einen mit dem Zwischenfre- quenzfilter und -Verstärker ZFFUV verbundenen Analog/Digital- Wandler ADC und einen mit dem Analog/Digital-Wandler ADC verbundenen Digitalen Signalprozessor DSP.
Werden Funksignale über die Antenne A empfangen, durchlaufen die Funksignale diverse Verarbeitungsschritte in den aufge¬ zählten Komponenten, wobei die Verarbeitungsrichtung durch die Pfeilrichtung wiedergegeben ist.
Ein erstes Funksignal FSl wird über die Antenne A empfangen und dem Hochfrequenzfilter und -Verstärker HFFUV zugeführt. Das erste Funksignal FSl ist ein von einem Sender (nicht dar¬ gestellt) stammendes erstes Signal Sl, welches einen Nach¬ richteninhalt umfasst, im Allgemeinen auch als Nutzsignal be- zeichnet, wobei das erste Signal Sl im Sender auf einen ers- ten Hochfrequenzträger HFTl aufmoduliert wird. Das erste Funksignal FSl umfasst einen der Vorrichtung FE vorbekannten ersten Parameter Pl, dessen Auswertung in der Vorrichtung FE im Weiteren beschrieben wird. In der Figur 1 wird das erste Funksignal FSl durch ein gepunktetes Rechteck dargestellt, in dem als Bestandteile der erste Hochfrequenzträger HFTl, das erste Signal Sl und der vorbekannte erste Parameter Pl ent¬ halten sind, was durch die Klammer dargestellt wird.
Ein zweites Funksignal FS2 wird gleichzeitig mit dem ersten
Funksignal FSl über die Antenne A empfangen und ebenfalls dem Hochfrequenzfilter und -Verstärker HFFUV zugeführt. Das zweite Funksignal FS2 ist ein von einem Sender (nicht darge¬ stellt) stammendes zweites Signal S2, welches ebenfalls einen Nachrichteninhalt umfasst, im Allgemeinen auch als Nutzsignal bezeichnet, wobei das zweite Signal S2 im Sender auf einen zweiten Hochfrequenzträger HFT2 aufmoduliert wird, dessen Hochfrequenzträgerfrequenz jedoch von der des ersten Hochfrequenzträgers HFTl verschieden ist. Das zweite Funksignal FS2 umfasst einen der Vorrichtung FE vorbekannten zweiten Parameter P2, dessen Auswertung in der Vorrichtung FE im Weiteren beschrieben wird. In der Figur 1 wird das zweite Funksignal FS2 durch ein gestricheltes Rechteck dargestellt, in dem als Bestandteile der zweite Hochfrequenzträger HFT2, das zweite Signal S2 und der vorbekannte zweite Parameter P2 enthalten sind, was durch die Klammer dargestellt wird. Da das erste und das zweite Funksignal FSl, FS2 unterschiedliche Frequen¬ zen besitzen, beeinflussen sie sich gegenseitig nicht beim Durchlauf durch Hochfrequenzfilter und -Verstärker HFFUV. Dies ist durch die gewählte Darstellung mit jeweils nicht ü- berlappenden gepunkteten und gestrichelten Rechtecken dargestellt. Abhängig vom Frequenzabstand der Funksignale FSl, FS2 kann es erforderlich sein, für die jeweiligen Funksignale getrennte Hochfrequenzfilter und -Verstärker vorzusehen.
Beide Funksignale FSl, FS2 werden nun dem Mischer M zugeführt und mittels des Lokaloszillatorsignals in einen anderen Fre¬ quenzbereich konvertiert. Während im Stand der Technik die Oszillatorfrequenz des Lokaloszillators LO derart gewählt wird, dass sich die Mischergebnisse unterschiedlicher Ein- gangsfrequenzen nicht überlagern, ist der erfindungswesentli¬ che Punkt, dass die Oszillatorfrequenz des Lokaloszillators LO genau so gewählt wird, dass die Mischergebnisse aus den Funksignalen FSl und FS2 sich mindestens teilweise überla¬ gern. Diese Wahl der Lokaloszillatorfrequenz widerspricht dem Stand der Technik, in dem Signalüberlagerungen vermieden werden. Im Rahmen der Erfindung wird diese Wahl jedoch bewusst getroffen, um Bandbreite in der Zwischenfrequenz zu reduzieren, bzw. um ohne mehrfach ausgebildete Empfängerzüge auszu¬ kommen und gleichzeitig die Gesamtübertragungsdatenrate zu erhöhen.
Auch soll mit dieser Erfindung der Spezialfall erfasst werden, dass der Lokaloszillator LO exakt in der Mitte zwischen beiden Funksignalen FSl, FS2 eingestellt wird. Zwar würden dann beide Konversionsergebnisse durch den Lokaloszillator LO und Mischer M in eine vollständig überlappende Zwischenfre¬ quenz fallen, bei denen eines aus der Regellage und das zwei¬ te aus der Kehrlage stammt. Die jeweiligen Datenströme ließen sich jedoch durch die Bandunterscheidungen wieder voneinander trennen, da das Funksignal aus der Kehrlage stammend konju¬ giert komplex in der Zwischenfrequenz vorliegt.
Wie bereits im Abschnitt zum Stand der Technik beschrieben, entstehen durch die Mischung der Hochfrequenzträgerfrequenzen des ersten und zweiten Funksignals FSl, FS2 mit der Oszilla- torfrequenz des Lokaloszillators LO Summen- und Differenzfre¬ quenzen. Beispielhaft soll die Hochfrequenzträgerfrequenz des ersten Funksignals FSl 955,6 MHz und die des zweiten Funksig¬ nals FS2 955,0 MHz betragen. Für die nachfolgende Erläuterung seien die Funksignaldefinitionen der GSM-Funktechnologie entliehen. Jedes Funksignal FSl, FS2 besitzt eine Signalband¬ breite von 0,2 MHz. Die Oszillatorfrequenz des Lokaloszillators LO wird zu 955,35 MHz gewählt. Durch Mischung der Hoch¬ frequenzträgerfrequenz des ersten Funksignals FSl mit der Os- zillatorfrequenz des Lokaloszillators LO wird nun eine erste Differenzfrequenz von 0,25 MHz gebildet. Durch Mischung der Hochfrequenzträgerfrequenz des zweiten Funksignals FS2 mit der Oszillatorfrequenz des Lokaloszillators LO entsteht nun eine zweite Differenzfrequenz von -0,35 MHz. Da es keine ne- gativen Frequenzen gibt, wird das Minuszeichen gestrichen und dadurch berücksichtigt, dass das erhaltene frequenzkonver¬ tierte Signal nach der Konversion konjugiert-komplex vor¬ liegt .
Wie bereits weiter oben beschrieben sind die Empfänger bei weiteren Mischprodukten derart ausgebildet, dass bei diesen Mischfrequenzen keine Signalleistung entnommen wird.
Aus dem herabgemischten ersten und zweiten Funksignal FSl, FS2 entstehen im Zwischenfrequenzfilter und -Verstärker ZFFUV ein erster Signalanteil SAl bei 0,25 MHz und ein zweiter Sig¬ nalanteil SA2 bei 0,35 MHz, die sich in der Zwischenfrequenz überlagern. Aufgrund der Signalbandbreiten der Funksignale FSl, FS2, reichen die herabgemischten Bandbreiten beim ersten Signalanteil SAl von (0,25 +/- 0,1) MHz und beim zweiten Sig¬ nalanteil SA2 von (0,35 +/- 0,1) MHz. Im Bereich 0,25 bis 0,35 MHz überlappen sich die benannten Signalteile.
Anhand dieses zur Veranschaulichung gewählten Beispiels, das keinerlei Einschränkung der Allgemeinheit bildet, wird deut- lieh, dass die gesamte Bandbreite (von 0,15 MHz bis 0,45 MHz) in der Zwischenfrequenz mit einer Breite von 0,3 MHz kleiner ist als die Summe beider Bandreiten der Funksignale FSl, FS2, was zu 0,4 MHz führen würde.
In der Figur 1 ist der erste Signalanteil SAl wiederum als gepunktetes Rechteck und der zweite Signalanteil SA2 als ge¬ stricheltes Rechteck gezeichnet. Die beiden Signalanteile SAl, SA2 überlagern sich, was durch ein gestri- chelt/gepunktetes Rechteck in der Figur 1 dargestellt wird.
Das Summensignal SS, welches im oberen Teil durch die gepunk¬ tete Linie, im mittleren Teil durch die gestrichelt gepunkte¬ te Linie und im unteren Teil durch die gestrichelte Linie symbolisiert wird, umfasst als Nachrichteninhalt weiterhin die vorbekannten ersten und zweiten Parameter Pl, P2, was in der Figur 1 durch die Klammer in der Beschriftung dargestellt wird.
Das Summensignal SS wird anschließend der Auswerteeinheit AE zugeführt. In der Auswerteeinheit AE können dann anhand des vorbekannten ersten und zweiten Parameters Pl, P2 wieder zwei voneinander unabhängige Teilsignale TSl, TS2 gewonnen werden, die dann einer weiteren voneinander getrennten Signalverarbeitung zugeführt werden.
Dazu erfolgt eine Abtastung oder Analog-/Digitalwandlung des Zwischenfrequenzsignals, um in einem digitalen Rechenwerk, z.B. dem Digitalen Signalprozessor DSP, weiter verarbeitet zu werden. Gegebenenfalls befinden sich innerhalb der Zwischen- frequenzstufen weitere Verstärker oder Filter, die das Signal vor der Wandlung aufbereiten. Diese zusätzlichen Komponenten seien zwar an dieser Stelle benannt, jedoch in Fig. 1 nicht explizit aufgezeichnet. Ebenso ist es möglich bestimmte Signalpfade doppelt auszufüh¬ ren, wobei sich die Signale in den Pfaden durch ihr Vorzeichen unterscheiden und eine Gleichspannungswertkompensation erlauben. Ferner sind innerhalb der Zwischenfrequenzstufen die Inphase- und Quadratur-Anteile zu benennen, die in ge¬ trennten Pfaden verarbeitet werden. Die in Figur 1 gezeigten Pfeile drücken somit den Signalfluss schematisch aus.
Im Digitalen Signalprozessor DSP laufen Prozeduren und Algo- rithmen, die unter Kenntnis der vorbekannten Parameter Pl und P2 aus den Abtastwerten die jeweiligen übertragenen Datenströme zurück gewinnen. Wie in dem vorstehend aufgeführten Beispiel aufgezeigt, überlagern sich die Signalanteile SAl und SA2 mit ihren Mittenfrequenzen bei 0,25 MHz und 0,35 MHz. Da die Funksignale FSl und FS2 entsprechend des verwendeten Funkstandards an ein festgelegtes Kanalraster gebunden sind und die Oszillatorfrequenz des Lokaloszillators LO innerhalb des Funkempfängers FE bekannt ist, können die Mittenfrequen¬ zen der Signalanteile SAl und SA2 berechnet werden. Mit der Kenntnis über diese Mittenfrequenzen ist es nun möglich sowohl die Abtast- oder A/D-Wandler-Frequenz festzulegen, um den bei der Modulationstechnik gemäß des Funkstandards verwendeten Phasen- bzw. Amplitudenhub zu ermitteln und daraus den Bitstrom zu rekonstruieren, welcher zuvor während des Mo- dulationsprozesses im Sender zugrunde lag.
Die Trennung in zwei voneinander unabhängige Teilsignale TSl, TS2 kann neben der zuvor benannten Phasen- und Amplitudenmodulation auch für alle weiteren bekannten Modulationsverfah- ren ausgeführt werden. Beispielhaft sind hier zusätzlich die Quadraturamplituden-, Frequenz-, und / oder Bandspreizmodulation genannt.
Die sich teilweise überlagernden Teilsignale TSl, TS2 werden dem Analog/Digital-Wandler ADC zugeführt. Hier könnte bereits die Trennung (nicht gezeigt) aufgrund unterschiedlicher Ab¬ tastungsraten erfolgen.
Im Analog/Digital-Wandler ADC überlagern sich teilweise noch stets beide Teilsignals TSl, TS2, was durch das gepunktet / gestrichelte Rechteck dargestellt werden soll. Auch sind die vorbekannten ersten und zweiten Parameter Pl, P2 noch stets in den ersten und zweiten Teilsignalen TSl, TS2 vorhanden, was durch die Darstellung von Pl, P2 in Klammern gezeigt wird.
Die Abtastwerte oder Wandlerergebnisse des Ana- log/Digital-Wandlers ADC mit den sich überlagernden Teilsig¬ nalen TSl, TS2 werden dem Digitalen Signalprozessor DSP zuge- führt. Hier erfolgt die Trennung in voneinander unabhängige
Teilsignale TSl, TS2 aufgrund von in dem zugeführten überlap¬ penden Signal vorhandenen festgelegten Bitmustern, welche den vorbekannten ersten und zweiten Parameter Pl, P2 darstellen. Die Art der Trennung ist insbesondere vorteilhaft in standar- disierten Mobilfunksystemen, wie dem GSM, anwendbar, bei denen innerhalb einer Signalfolge (Burst) festgelegte Bitmuster (Trainingssequenzen, Midambeln) z.B. zur Fehlererkennung oder Synchronisation vorhanden sind. Anhand dieser festgelegten Bitmuster kann das überlagerte Signal in zwei voneinander un- abhängige Teilsignale TSl, TS2 zerlegt werden, was in der Fi¬ gur 1 durch ein vom gepunkteten Rechteck getrenntes gestricheltes Rechteck dargestellt wird. Da jetzt die vorbekannten ersten und zweiten Parameter Pl, P2 bereits ausgewertet sind, werden sie nicht mehr in der Figur 1 im Digitalen Signalpro- zessor DSP gezeigt. Diese beiden vorbekannten Parameter Pl, P2 stehen jedoch dem Gesamtsystem des Funkempfängers FE weiterhin zur Verfügung und können später noch einmal für eine weitere Stabilisierung des Verfahrens oder eine Verfahrensop¬ timierung herangezogen werden. An den Digitalen Signalprozessor DSP schließen sich, beispielsweise über ein Bussystem, weitere (nicht gezeigte) Kom¬ ponenten der Vorrichtung FE an, in denen die Teilsignale TSl, TS2 einer weiteren voneinander getrennten Signalverarbeitung zugeführt werden, z.B. erfolgt dort die Umsetzung in Audio¬ oder Bilddaten.
Das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsgemäße Vor¬ richtung FE sind auch dann anwendbar, wenn mehr als die zu- nächst beschriebenen zwei Funksignale FSl, FS2 gleichzeitig empfangen werden. Werden beispielsweise vier Funksignale auf vier verschiedenen Hochfrequenzträgern gleichzeitig empfangen, kann die Oszillatorfrequenz des Lokaloszillators LO so gewählt werden, dass sie bezogen auf die Höhe der Hochfre- quenzträger zwischen dem zweithöchsten Hochfrequenzträger und dritthöchsten Hochfrequenzträger liegt. Bei dieser Wahl der Oszillatorfrequenz entstehen in der Zwischenfrequenz Summensignale, bei denen sich die beiden der Lokaloszillatorfre¬ quenz näher liegenden Funksignale in der Zwischenfrequenz zu einer ersten Kombination aus Signalanteilen (erstes Summensignal) überlagern und die beiden der Lokaloszillatorfrequenz weiter ab liegenden Funksignale sich ebenfalls in der Zwischenfrequenz zu einer zweiten Kombination aus Signalanteilen (zweites Summensignal) überlagern. Durch geeignete Festlegung der Hochfrequenzträgerfrequenzen der vier Funksignale kann sichergestellt werden, dass sich das erste Summensignal und das zweite Summensignal nicht überlagern. Entweder erfolgt nun eine getrennte Weiterverarbeitung der beiden Summensignale oder unter Anwendung einer weiteren Frequenzkonversion ei- ne Umsetzung in ein weiteres Zwischenfrequenzband, so dass sich anschließend aus dem ersten und zweiten Summensignal ein Signalgemisch aus allen vier Signalanteilen ergibt. Alternativ zu einer Frequenzumsetzung mit Hilfe eines Mischers ist auch eine entsprechende Signalverarbeitung durch gezielt ein- gesetzte Abtastelemente in einem Analog-/Digitalwandler mög- lieh. Diese Verfahren der Unterabtastung sind aus dem Stand der Technik bekannt .
Die Erfindung ist nicht auf das spezielle Ausführungsbeispiel beschränkt, sondern schließt weitere nicht explizit offenbar¬ te Abwandlungen mit ein, solange von dem Kern der Erfindung, nämlich ein Verfahren der Frequenzumsetzung einzusetzen, bei dem mindestens zwei auf Hochfrequenzträgerfrequenzen empfangene Funksignale in eine sich überlappende Zwischenfrequenz umgesetzt werden und anschließend in der Auswerteeinheit AE in unterschiedliche Datenströme getrennt werden. Diese Wahl bewirkt, dass in der Zwischenfrequenz eine geringere Band¬ breite belegt wird, verglichen zu einer Wahl von nicht überlappenden Zwischenfrequenzanteilen oder der Summe von Band- breiten parallel arbeitender Empfangssysteme.
Die Signalanteile SAl, SA2 in der Zwischenfrequenz können daher auch bereits das Ergebnis einer Frequenzumsetzung eines harmonischen Empfangsmischers sein, der die Funksignale FSl, FS2 über unterschiedliche harmonische eines Lokaloszillator¬ signals umsetzt.
Des Weiteren ist dem Fachmann auch bekannt, dass in Zwischenschritten des Verfahrens Frequenztransformationen auch in an- dere Frequenzbereiche erfolgen können. Zur Auswertung kann die Zwischenfrequenz direkt oder subharmonisch abgetastet o- der noch einmal herabgemischt werden. Auch wäre es denkbar die Auswertung über einen 6-Tor Empfänger zu vollziehen. Die genannten Komponenten können andere Namen besitzen oder zu größeren Komponenten zusammengefasst sein. Insbesondere soll die Überführung in Software-Algorithmen und deren Auswertung mit von der Erfindung umfasst sein.
Es sind dem Fachmann eine Vielzahl von schaltungstechnischen und softwaretechnischen Ausgestaltungen der Erfindung be- kannt, deren detaillierte Beschreibung den Rahmen sprengen würde .

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Signalverarbeitung eines ersten Funksignals (FSl), welches durch Modulation eines ersten Signals (Sl), welches einen vorbekannten ersten Parameter (Pl) um- fasst, auf einen ersten Hochfrequenzträger (HFTl) gebildet wird, und eines zweiten Funksignals (FS2), welches durch Mo¬ dulation eines zweiten Signals (S2), welches einen vorbekannten zweiten Parameter (P2) umfasst, auf einen zweiten Hoch- frequenzträger (HFT2) gebildet wird, wobei beide Funksignale (FSl, FS2) eine unterschiedliche Hochfrequenzträgerfrequenz besitzen und gleichzeitig empfangen werden, wobei mit Hilfe eines gemeinsamen Lokaloszillators (LO) beide Funksignale (FSl, FS2) in eine gemeinsame Zwischenfrequenz (ZF) konver- tiert werden und sich erste und zweite Signalanteile (SAl,
SA2 ) in der Zwischenfrequenz (ZF) zumindest teilweise überlagern und so ein Summensignal (SS) bilden, wobei durch eine anschließende Signalauswertung anhand des vorbekannten ersten und zweiten Parameters (Pl, P2) im Summensignal (SS) zwei voneinander unabhängige Teilsignale (TSl, TS2) gewonnen wer¬ den, die dann einer weiteren voneinander getrennten Signalverarbeitung zugeführt werden.
2. Verfahren zur Signalverarbeitung gemäß Patentanspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der erste und der zweite vorbekannte Parameter (Pl, P2) je¬ weils ein festgelegtes Bitmuster innerhalb eines Bitstroms ist .
3. Verfahren gemäß Patentanspruch 1 oder 2, bei dem der erste und der zweite vorbekannte Parameter (Pl, P2) eine vor¬ bekannte Phasen-, Frequenz-, Amplituden-, Quadraturamplituden- und / oder Bandspreizmodulation ist.
4. Verfahren gemäß Patentanspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Signalauswertung durch unterschiedliche Abtastungsraten erzielt wird.
5. Verfahren nach einem der vorstehenden Patentansprüche, bei denen der Mischprozess das erste und zweite Funksignal (FSl, FS2) in eine gemeinsame Zwischenfrequenz abzubilden mittels eines harmonischen Mischers erfolgt.
6. Verfahren nach einem der vorstehenden Patentansprüche, bei dem mehr als zwei Funksignale gleichzeitig empfangen und anschließend verarbeitet werden.
7. Verfahren nach Patentanspruch 6, bei dem die zunächst erzielte Zwischenfrequenz vor einer Signalauswertung erneut einer Frequenzkonversion unterworfen wird.
8. Vorrichtung (FE) zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorstehenden Patentansprüche.
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