EP1358506A1 - Radareinrichtung und verfahren zum codieren einer radareinrichtung - Google Patents

Radareinrichtung und verfahren zum codieren einer radareinrichtung

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EP1358506A1
EP1358506A1 EP01984726A EP01984726A EP1358506A1 EP 1358506 A1 EP1358506 A1 EP 1358506A1 EP 01984726 A EP01984726 A EP 01984726A EP 01984726 A EP01984726 A EP 01984726A EP 1358506 A1 EP1358506 A1 EP 1358506A1
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EP
European Patent Office
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code
signal
modulation
phase
radar device
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP01984726A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Siegbert Steinlechner
Thomas Brosche
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP1358506A1 publication Critical patent/EP1358506A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • G01S7/023—Interference mitigation, e.g. reducing or avoiding non-intentional interference with other HF-transmitters, base station transmitters for mobile communication or other radar systems, e.g. using electro-magnetic interference [EMI] reduction techniques
    • G01S7/0235—Avoidance by time multiplex

Definitions

  • the invention relates to a radar device with means for generating a code, means for modulating a transmission signal in a transmission branch with the code, means for delaying the code, means for modulating a signal in a reception branch with the delayed code and means for mixing a reference signal with a reception signal.
  • the invention further relates to a method for coding a radar device comprising the steps of: generating a code, modulating a transmission signal in a transmission branch with the code, delaying the code, modulating a signal in a reception branch with the delayed code and mixing a reference signal with a Received signal.
  • radar devices there are numerous applications for radar devices in the most varied fields of technology. For example, the use of radar sensors is possible for short-range sensors in motor vehicles. Basically, radar devices emit electromagnetic waves from a transmitting antenna. If these electromagnetic waves hit an obstacle, they are reflected and received again by another or the same antenna after the reflection. The received signals are then sent to signal processing and signal evaluation.
  • radar sensors are used in motor vehicles for measuring the distance to targets and / or the relative speed with respect to such targets outside the motor vehicle.
  • vehicles that are driving in front or parked can be considered as targets.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a radar device with a correlation receiver of the prior art.
  • a transmitter 300 is caused by a pulse generation 302 to emit a transmission signal 306 via an antenna 304.
  • the transmission signal 306 strikes a target object 308, where it is reflected.
  • the receive signal 310 is received by the antenna 312.
  • This antenna 312 can be identical to the antenna 304.
  • the special feature of the correlation receiver is that the receiver 314 receives a reference signal 320 from the pulse generation 302.
  • the received signals 310 received by the receiver 314 are mixed in the receiver 314 with the reference signal 320.
  • the correlation can be based on the time delay from sending to to receive the radar impulses, for example, the distance of a target object.
  • interference signals which originate, for example, from other transmission antennas, from signal components reflected at the targets.
  • Interference is generated, for example, by other radar sensors, transmitters, consumers on the vehicle electrical system, cell phones or by noise.
  • Methods are already known which use an additional modulation of signals in order to separate interference signals from signal components reflected at targets.
  • PN coding pseudo-noise coding
  • Coding is intended to minimize such interference, with the signal-to-noise ratio ("signal / noise" S / N) in the output signal of the radar device in particular being increased.
  • Such an increase in the S / N ratio makes it possible either to recognize targets with a smaller reflection cross section or to reduce the pulse peak power at constant S / N.
  • the advantages of recognizing targets with a smaller reflective cross-section are, for example, that a motor vehicle not only recognizes a motor vehicle driving in front, but is also more likely to recognize pedestrians or cyclists.
  • the reduction in the pulse peak power has the consequence that less interference is caused by other systems, for example by radio relay systems; in this context, reducing the peak pulse power makes it easier for the sensors to be approved by the responsible regulatory authorities.
  • the invention is based on the radar device of the prior art by modulating one of the signals by means of amplitude modulation (ASK; "Amplitude Shift Keying") and modulating the other signal by means of phase modulation (PSK; " Phase Shift Keying ").
  • ASK amplitude modulation
  • PSK phase modulation
  • S / N ratio an improvement in the S / N ratio is achieved.
  • targets with a significantly smaller reflection cross section can be identified than was possible with radar devices of the prior art with pure BPSK ("Binary Phase Shift Keying") or amplitude modulation. It is also possible to reduce the peak pulse power with a constant S / N ratio.
  • the code is a pseudo-noise code (PN code).
  • PN code pseudo-noise code
  • the transmission signal is preferably modulated by amplitude modulation, and the signal in the reception branch is modulated by phase modulation.
  • the use of an amplitude modulation ASK in the transmission branch leads to an improvement in the S / N ratio compared to pure phase modulation PSK.
  • the average transmission power drops approx. 3 dB compared to phase modulation PSK in the transmission branch.
  • the modulation of the transmission signal takes place by phase modulation and that the modulation of the signal in the reception branch takes place by amplitude modulation.
  • the first embodiment is advantageous if the means for mixing the reference signal with the received signal output an output signal to a low-pass filter.
  • the output signal of the mixer is integrated with the low pass, so that a suitable signal is available for further processing.
  • Digital means for controlling the delay are preferably provided in the first embodiment.
  • Such digital means for example a microcontroller or a digital signal processor, are able to delay both the pulse repetition frequency and the PN code in a suitable manner, so that the signals in the receiving branch experience the required correlation.
  • circuit means are provided for controlling the delay.
  • circuit means are provided for controlling the delay.
  • the means for generating and delaying an n-bit PN code are preferred realized as an n-bit counter with combinatorial connection of the counter outputs.
  • An n-bit shift register provides several outputs, the same PN code being provided at each output with a different time delay. It is thus possible in a simple manner to provide any code delays by means of a corresponding combinatorial combination of the weighted outputs.
  • the reception branch is divided into a number of channels which use a plurality of PN codes for modulation, and if a number of low-pass filters are provided for further processing of the modulated signals.
  • the radar device can be expanded for the evaluation of other signals which have been sent by other radar sensors and modulated with other PN codes.
  • the first embodiment it is particularly advantageous if means for blanking out phase transitions are provided. Since the phase change is not instantaneous in the real setup, errors occur after the signal is integrated. However, if the phase-modulated signal is blanked out during the transition between the different phase positions, these errors can be minimized.
  • the bandwidth of the amplitude spectrum increases. This improves the ability to separate between different targets with the same pulse repetition frequency, but with a smaller step size for shifting the PN code is required. Alternatively, the pulse width can be increased with almost unchanged spatial resolution, separability, step size and bandwidth.
  • a means for blanking out phase transitions preferably has a means for pulse shaping and a switch, the switch being arranged in series with a means for phase modulation.
  • the order of the means for phase modulation and the switch is arbitrary. It is also conceivable that the blanking is between the receiving antenna and the mixer or between the mixer and the subsequent low pass.
  • the phase modulation can also be between the receiving antenna and the mixer.
  • a suitable time window for blanking is generated by the pulse shaping.
  • the invention is based on the fact that the modulation of at least one of the signals is carried out by a phase modulation (PSK; "Phase Shift Keying") and that means for blanking out phase transitions are provided. Since the phase change is not instantaneous in the real setup, errors occur after the signal is integrated. However, if the phase-modulated signal is blanked out during the transition period between the different phase positions, these errors can be minimized.
  • PSK Phase Shift Keying
  • the bandwidth of the amplitude spectrum increases. This improves the ability to separate between different targets with the same pulse repetition frequency, whereby however, a smaller step size is required for shifting the PN code.
  • the pulse width can be increased with almost unchanged spatial resolution, separability, step size and bandwidth.
  • the second embodiment of the radar device according to the invention is particularly advantageous if the code is a pseudo-noise code (PN code).
  • PN code pseudo-noise code
  • a means for blanking out phase transitions preferably has a means for pulse shaping and a switch, the switch being arranged in series with a means for phase modulation.
  • the order of the means for phase modulation and the switch is arbitrary. It is also conceivable that the blanking is between the receiving antenna and the mixer or between the mixer and the subsequent low pass. The phase modulation can also be between the receiving antenna and the mixer. A suitable time window for blanking is generated by the pulse shaping.
  • the transmission signal is preferably modulated by amplitude modulation, and the signal in the reception branch is modulated by phase modulation.
  • the use of an amplitude modulation ASK in the transmission branch leads to an improvement in the S / N ratio compared to pure pha- PSK modulation.
  • the average transmission power drops by around 3 dB.
  • the modulation of the transmission signal is carried out by phase modulation and that the modulation of the signal in the reception branch is carried out by amplitude modulation.
  • the second embodiment is advantageous if the means for mixing the reference signal with the received signal output an output signal to a low-pass filter.
  • the output signal of the mixer is integrated with the low pass, so that a suitable signal is available for further processing.
  • Digital means for controlling the delay are preferably provided in the second embodiment.
  • Such digital means for example a microcontroller or a digital signal processor, are able to delay both the pulse repetition frequency and the PN code in a suitable manner, so that the signals in the receiving branch experience the required correlation.
  • circuit means are provided for controlling the delay.
  • circuit means are provided for controlling the delay.
  • the means for generating and delaying an n-bit PN code are in the second embodiment realized as an n-bit counter with combinatorial connection of the counter outputs.
  • An n-bit shift register provides several outputs, the same PN code being provided at each output with a different time delay. It is thus possible in a simple manner to provide any code delays by means of a corresponding combinatorial combination of the weighted outputs.
  • the reception branch is divided into a plurality of channels which use a plurality of PN codes for modulation, and if a plurality of low-pass filters are provided for further processing of the modulated signals.
  • the radar device can be expanded for the evaluation of other signals which have been sent by other radar sensors and modulated with other PN codes.
  • the invention is based on the prior art method in that one of the signals is modulated by amplitude modulation (ASK; "amplitude shift keying") and in that the other signal is modulated by phase modulation (PSK ; "Phase Shift Keying”).
  • ASK amplitude modulation
  • PSK phase modulation
  • the code is preferably a pseudo-noise code (PN code).
  • PN code pseudo-noise code
  • the transmission signal is preferably modulated by amplitude modulation
  • the signal in the reception branch is modulated by phase modulation.
  • the use of an amplitude modulation ASK in the transmission branch leads to an improvement in the S / N ratio compared to pure phase modulation PSK.
  • the average transmission power drops by around 3 dB.
  • the transmission signal is modulated by phase modulation and that the signal in the reception branch is modulated by amplitude modulation.
  • the mixed signal is preferably output to a low-pass filter.
  • the output signal of the mixer is integrated with the low pass, so that a suitable signal is available for further processing.
  • Digital means for example a microcontroller or a digital signal processor, are able to delay both the pulse repetition frequency and the PN code in a suitable manner so that the signals in the receiving branch experience the required correlation.
  • the delay is controlled by circuit means in the first embodiment of the method.
  • circuit means in addition to controlling the delay with digital means, it is also possible to use hardware to implement the delay.
  • an n-bit PN code is preferably generated and delayed by an n-bit counter with a combinatorial combination of the counter outputs.
  • An n-bit shift register provides several outputs, the same PN code being provided at each output with a different time delay. It is thus possible in a simple manner to provide any code delays by means of a corresponding combinatorial combination of the weighted outputs.
  • the invention can be particularly advantageous in that, in the first embodiment of the method, the reception branch is divided into a plurality of channels, which use a plurality of PN codes for modulation, and in that the modulated signals are further processed by a number of low-pass filters. In this way, the radar device can be expanded for the evaluation of other signals which have been sent by other radar sensors and modulated with other PN codes.
  • the bandwidth of the amplitude spectrum increases. This improves the ability to separate between different targets with the same pulse repetition frequency, although a smaller step size is required for shifting the PN code.
  • the pulse width can also be increased with almost unchanged spatial resolution, separability, step size and bandwidth.
  • the first embodiment of the method is particularly advantageous in that a means for blanking out phase transitions has a means for pulse shaping and a switch, the switch being arranged in series with a means for modulating.
  • the order of the means for phase modulation and the switch is arbitrary. It is also conceivable that the blanking is between the receiving antenna and the mixer or between the mixer and the subsequent low pass.
  • the phase modulation can also be between the receiving antenna and the mixer.
  • a suitable time window for blanking is generated by the pulse shaping.
  • the invention is based on the prior art method in that at least one of the signals is modulated by phase modulation (PSK; "phase shift keying") and in that phase transitions are blanked out.
  • PSK phase modulation
  • phase change Since the phase change is not instantaneous in the real setup, errors occur after the signal is integrated. However, if the phase-modulated signal is blanked out during the transition period between the different phase positions, these errors can be minimized.
  • the bandwidth of the amplitude spectrum increases. This improves the ability to separate between different targets with the same pulse repetition frequency, although a smaller step size is required for shifting the PN code.
  • the pulse width can be increased with almost unchanged spatial resolution, separability, step size and bandwidth.
  • the code is a pseudo-noise code (PN code).
  • PN code pseudo-noise code
  • the second embodiment of the method is particularly advantageous in that a means for blanking out phase transitions has a means for pulse shaping and a switch, the switch being arranged in series with a means for modulating.
  • the order of Means for phase modulation and the switch is arbitrary. It is also conceivable that the blanking is between the receiving antenna and the mixer or between the mixer and the subsequent low pass. The phase modulation can also be between the receiving antenna and the mixer. A suitable time window for blanking is generated by the pulse shaping.
  • the transmission signal is preferably modulated by amplitude modulation
  • the signal in the reception branch is modulated by phase modulation.
  • the use of an amplitude modulation ASK in the transmission branch leads to an improvement in the S / N ratio compared to pure phase modulation PSK.
  • the average transmission power drops by around 3 dB.
  • the transmission signal is modulated by phase modulation and that the signal in the reception branch is modulated by amplitude modulation.
  • the mixed signal is preferably output to a low pass.
  • the output signal of the mixer is integrated with the low pass, so that a suitable signal is available for further processing.
  • Digital means for example a microcontroller or a digital signal processor, are able to delay both the pulse repetition frequency and the PN code in a suitable manner, so that the signals in the receiving branch experience the required correlation.
  • the delay is controlled by circuit means in the second embodiment of the method.
  • circuit means in addition to controlling the delay with digital means, it is also possible to use hardware to implement the delay.
  • an n-bit PN code is preferably generated and delayed by an n-bit counter with a combinatorial combination of the counter outputs.
  • An n-bit shift register provides several outputs, with the same PN code being provided at each output with a different time delay. It is thus possible in a simple manner to provide any code delays by means of a corresponding combinatorial combination of the weighted outputs.
  • the second embodiment of the method can be particularly advantageous in that the reception branch is divided into a plurality of channels, which use a plurality of PN codes for modulation, and in that the modulated signals are further processed by a number of low-pass filters. In this way, the radar device can be expanded for the evaluation of other signals which Sensors were sent and modulated with other PN codes.
  • the invention is based on the surprising finding that an improvement in the S / N ratio and the quality of the target acquisition can be achieved by a combination of the amplitude modulation ASK and the phase modulation PSK. With the blanking of the phase transitions, errors due to the instant switching of the phase transitions can be minimized.
  • the use of a discrete code shift allows a linear scanning of the measuring room. The accuracy of this scanning mainly depends on the accuracy of the pulse repetition frequency, which can be set very precisely.
  • the digital circuits for code generation and code shift as well as the switches and mixers can be easily integrated, for example in a "monolithic microwave integrated circuit" (MMIC).
  • MMIC monolithic microwave integrated circuit
  • FIG. 1 is a block diagram of a radar device of the prior art
  • FIG. 3 shows an autocorrelation function of a PN code over different value ranges
  • FIG. 4 shows sections of a PN code and of signals modulated with the PN code
  • FIG. 5 autocorrelation functions of signals modulated in different ways
  • Figure 6 is a schematic representation of an embodiment of a radar device according to the invention.
  • Figure 7 is a schematic representation of a PSK circuit with blanking of phase transitions
  • FIG. 8 shows a schematic illustration of a further embodiment of a radar device according to the invention.
  • FIG. 9 shows a schematic illustration of a further embodiment of a radar device according to the invention.
  • Figure 10 is a schematic representation of a device for generating and shifting a PN code
  • FIG. 11 shows a schematic illustration of a further embodiment of a radar device according to the invention
  • FIG. 12 shows a schematic representation of a circuit for evaluating transmission signals from a plurality of radar sensors
  • FIG. 13 shows a schematic representation of a further circuit for evaluating transmission signals from a plurality of radar sensors
  • FIG. 14 shows a schematic illustration for the generation of derived PN codes
  • Figure 15 assignments of sensors in a motor vehicle with different codes.
  • Figure 2 shows sections of PN codes.
  • a PN code is shown depending on the parameter v.
  • Such PN codes and their shift are used in the context of the present invention to improve the S / N ratio and the ratio of useful signal to Doppler leak signal , Basically, such an improvement can be achieved by increasing the pulse repetition frequency f PW .
  • the maximum pulse repetition rate is limited by the range of the radar:
  • the pulse peak power P t can also be reduced while maintaining the S / N ratio at an increased pulse repetition frequency f P , where P t is proportional to the reciprocal of the pulse repetition rate.
  • a section of an 8-bit PN code selected as an example is shown. If the code used has a suitable autocorrelation function (AKF), the range for distance measurement can be increased by coding the signal.
  • AMF autocorrelation function
  • the autocorrelation function of the PN code represents the result after a multiplication of the PN code with itself and subsequent summation as a function of the shift of the code by v cycles.
  • the condition is on the area of uniqueness
  • the transmit signal of the radar sensor is created by modulating the carrier frequency fo generated with a local oscillator (LO) with the corresponding PN code.
  • LO local oscillator
  • different types of modulation are available, for example PSK, QPSK, ASK, FSK and MSK.
  • the present invention relates to the types of modulation ASK and PSK and to a PSK modulation with blanking of phase transitions.
  • a section of an 8-bit PN code is shown in the upper part of FIG.
  • the middle part shows a signal ASK amplitude-modulated with the PN code.
  • the lower part shows a signal PSK ⁇ phase-modulated with the PN code, the phase transitions being blanked out.
  • transition times occur between the on and off state of the signal with ASK and PSK modulation. These were taken into account in the modeling of the example shown in FIG. 4 with a duration of, for example, 100 ps for the transition between 0 ° and 180 °.
  • PSK modulation of the carrier frequency fo is expedient. The phase position of f 0 is shifted with a PSK modulation between 0 ° and 180 °.
  • FIG. 5 shows examples of autocorrelation functions for different scenarios.
  • the upper part of FIG. 5 shows the autocorrelation function of the ASK-modulated signal.
  • the middle part shows an auto-correlation function of the phase-modulated signal PSK, the phase transitions not being blanked out.
  • the lower part shows a phase modulation of the signal PSK A with blanking of the phase transitions.
  • ⁇ «2 results for the example shown in FIG. 5.
  • PSK modulation without blanking out the phase transitions ⁇ « 10 results and with PSK A modulation with blanking out of the phase transitions, ⁇ «255 results a much better detection of the maximum or more effective interference signal suppression is achieved by blanking.
  • FIG. 6 shows a schematic representation of an embodiment of a radar device according to the invention.
  • the schematic representation is greatly simplified. In particular, only the in-phase (I) channel is shown and the quadrature (Q) channel has been omitted, although in principle this can be constructed identically.
  • the radar device comprises a clock generator 10 for generating a pulse repetition frequency PRF.
  • the pulse repetition frequency is fed to a PN generator 12.
  • a local oscillator 14 (LO) is also provided, which generates a carrier frequency fo of, for example, 24 GHz.
  • the carrier frequency is fed from the local oscillator 14 to a 3 dB power divider 16.
  • the power divider supplies a transmission branch via a first phase modulator 18.
  • the phase modulator 18 is shown here schematically as Switch shown.
  • the power divider 16 supplies a receiving branch via a second phase modulator 20, which can also be implemented as a mixer.
  • the outputs of the phase modulators 18, 20 are each connected to switches 22, 24 for blanking out the phase transitions.
  • the output of the switch 22 in the transmission branch supplies the transmission signal.
  • the output of the switch 24 in the receiving branch is connected to a mixer 26.
  • the mixer receives the received signal.
  • the output of the mixer 26 is connected to a low-pass filter 28, which supplies the in-phase (I) signal as an output signal.
  • a microcontroller or a digital signal processor 30 is also provided, which controls a delay 32. This delay serves to delay both the pulse repetition frequency and the PN code in the receiving branch.
  • the pulse repetition frequency in the receiving branch is given to pulse shaping 36 via the delay 32, which switches 24 for blanking the phase transitions in the receiving branch switch.
  • the PN code is used directly for phase modulation in the transmission branch by switching the switch 18 for phase modulation.
  • the PN code is passed to the switch 20 for phase modulation with a delay.
  • the reception branch ends in a reception antenna 38; the transmission branch ends in a transmission antenna 48.
  • the radar device according to FIG. 6 operates as follows.
  • the local oscillator 14 generates a carrier frequency which is fed to the transmission branch via the power divider 16.
  • the carrier frequency is phase modulated by the phase modulator 18.
  • the phase modulation is carried out by the PN code, which is generated by the PN generator 12.
  • the phase-modulated signal is passed from the phase modulator 18 to a switch 22 for blanking out the phase transitions.
  • This switch is actuated by an output signal of pulse shaping 34, which generates a time window for blanking as a function of pulse repetition frequency 10.
  • the pulse repetition frequency 10 is therefore responsible for the undelayed establishment of a time window for the pulse shaping 34 and for the instantaneous provision of the PN code for the phase modulation 18.
  • the output signal of the power divider 16 is also phase-modulated in the phase modulator 20.
  • phase modulator 20 The output signal of phase modulator 20 is supplied to switch 24 for blanking, switch 24 being actuated by an output signal from pulse shaping 36.
  • This pulse shaping 36 is controlled with a delay by the pulse repetition frequency.
  • the phase modulator 20 is also switched by a delayed PN code.
  • the order of the phase switches 18, 20 and the respective switches for blanking 22, 24 is arbitrary.
  • the blanking can also be located between receiving antenna 38 and mixer 26 or between mixer, mixer 26 and low pass 28.
  • the phase modulation can also be located between receiving antenna 38 and mixer 26.
  • the pulse is formed at the pulse repetition frequency at time t PRF (t).
  • the phase position is switched in the transmission branch with the non-shifted PN code PN (n).
  • the pulse is formed with a delayed pulse repetition frequency PRF (t-T P (v mod0.5)).
  • the phase position is switched in the receiving branch with a delayed PN code PN (n-int (2v) / 2).
  • FIG. 9 A further simplification is shown in FIG. 9.
  • This arrangement shows a radar device according to FIG. 6, but the special case f P ⁇ f PW , u is shown, wherein f PW, u ⁇
  • the half-numbered shift of the PN code is also omitted here. If another code is used, the autocorrelation function of which has a "peak" with a larger width, then f P w, 0f fpru and ⁇ v max increase accordingly.
  • FIG. 10 A possible embodiment of the circuit for generating the desired PN sequence and the PN sequence shifted to it is shown schematically in FIG. 10.
  • the PN coder is implemented with the aid of an n-bit shift register whose outputs Q ⁇ EXOR via suitable linkages to the inputs D ⁇ are connected and provides an n-bit counter is with special counting sequence.
  • the same PN code is obtained at each output Qx with a different time delay.
  • the actual code shift is carried out by the EXOR links 52 between the outputs Q. This can be described as a parity checker (od parity "1"; even parity "0").
  • the assignment of the weights gi is either calculated with the aid of the digital signal processor or the microcontroller 30 or generated by a further suitable PN shift register.
  • the count of the PN coder is decoded 60.
  • a takeover pulse (clock input at latch 50) is generated for the code shift v set by the digital signal processor.
  • the weights g ⁇ are thus updated after each frame run of the PN code.
  • FIG. 11 shows a further schematic illustration of an embodiment of a radar device according to the invention, in which case an amplitude modulation ASK 18a is combined with a phase modulation PSK 20.
  • ASK 18a amplitude modulation
  • PSK 20 phase modulation
  • the special case f P > f PW , o is shown, ie an inversion 40 is sufficient for blanking out the phase transitions.
  • the present combination of ASK and PSK is also possible for the designs according to FIGS. 6 and 9. If PSK is used in the transmission branch and ASK in the reception branch, the average transmission power increases by approx. 3 dB with the same S / N ratio.
  • the method used (pure PSK or a combination of PSK and ASK) can be expanded for the evaluation of the signals sent by other radar sensors and each modulated with a different code PNi.
  • FIG. 12 shows an example in which the transmission signals of several radar sensors with PSK are evaluated in the reception branch.
  • Two mixers 42, 44 are used, each of the mixers being responsible for mixing the received signal with one of the phases involved.
  • the outputs of the mixers 42, 44 are each assigned to the phase modulators 20 0 , 20 ⁇ , 20 2 leads where the phase position is switched.
  • pulse shaping 36 takes place in front of mixers 42, 44.
  • the output signals of the switches 20 0 , 20 ⁇ , 20 2 for switching the phase position are supplied to the low-pass filters TP 0 , TPi, TP 2, not shown.
  • PN codes PNi or PN 2 By coding the signals from the neighboring sensors with different PN codes PNi or PN 2 , interference between the different channels is avoided. Only three channels are shown in FIG. 12, although the arrangement can be expanded to a larger number of channels. Also only the generation of the I signals is shown, the Q signals being obtained analogously with an f 0 phase-shifted by 0
  • FIG. 13 comparable to FIG. 12, a block diagram for the implementation of the evaluation of the transmission signals of several radar sensors is shown, although ASK is used in the reception branch.
  • the mixer 46 mixes the carrier frequency f 0 with the received signal and outputs the mixed signal for the amplitude modulation to the switches 20a 0 , 20a ⁇ and 20a 2 .
  • There an amplitude modulation is carried out by the different PN codes PN, PNi and PN 2 . Because it is the receive branch, a delayed PN code is used.
  • the output signals of switches 20a 0 , 20a ⁇ and 20a 2 are routed to low-pass filters TP 0 , TPi and TP 2 , not shown.
  • FIG. 14 shows a circuit principle for the generation of derived codes with an ideal cross-correlation function (KKF) and the codes delayed by v entire clocks, a counter 54 and a subtractor 56 being provided
  • FIG. 14 shows the part of the circuit for generating the derived codes.
  • FIG. 15 shows an exemplary assignment of sensors 58 in a motor vehicle for three (top) and four (un- ten) different codes. If you select code pairs with a suitable cross-correlation function (KKF is as small as possible), then it is possible to decouple different radar sensors (eg from different vehicles) from one another. A lower susceptibility to interference between different PN-coded radar sensors 58 is achieved.
  • KF cross-correlation function
  • PN codes In addition to the PN codes, there are other binary codes e.g. Gold Codes, Quadratic-Residue Sequences, Pseudo-Random Sequences and Complementary Sequences or ternary codes etc. with similar properties are known.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Radareinrichtung mit Mitteln (12) zum Erzeugen eines Code, Mitteln (18) zum Modulieren eines Sendesignals in einem Sendezweig mit dem Code, Mitteln (32) zum Verzögern des Code, Mitteln (20) zum Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten Code und Mitteln (26) zum Mischen eines Referenzsignals mit einem Empfangssignal, wobei die Modulation eines der Signale durch eine Amplitudenmodulation (ASK; "Amplitude Shift Keying") erfolgt und die Modulation des anderen Signals durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt. Ferner wird eine Radareinrichtung vorgeschlagen, bei der eine Austastung von Phasenübergängen vorgesehen ist. Die Erfindung betrifft ebenfalls Verfahren, die vorteilhaft mit den erfindungsgemäßen Radareinrichtungen ausführbar sind.

Description

Radareinrichtung und Verfahren zum Codieren einer Radareinrichtung
Die Erfindung betrifft eine Radareinrichtung mit Mitteln zum Erzeugen eines Code, Mitteln zum Modulieren eines Sendesignals in einem Sendezweig mit dem Code, Mitteln zum Verzögern des Code, Mitteln zum Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten Code und Mitteln zum Mischen eines Referenzsignals mit einem Empfangssignal. Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren zum Codieren einer Radareinrichtung mit den Schritten: Erzeugen eines Code, Modulieren eines Sendesignals in einem Sendezweig mit dem Code, Verzögern des Code, Modulie- ren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten Code und Mischen eines Referenzsignals mit einem Empfangssignal .
Stand der Technik
Für Radareinrichtungen gibt es zahlreiche Anwendungen auf den verschiedensten Gebieten der Technik. Beispielsweise ist für die Nahbereichssensorik in Kraftfahrzeugen der Einsatz von Radar-Sensoren möglich. Grundsätzlich werden bei Radareinrichtungen elektromagnetische Wellen von einer Sendeantenne abgestrahlt. Treffen diese elektromagnetischen Wellen auf ein Hindernis, so werden sie reflektiert und nach der Reflexion von einer anderen oder derselben Antenne wieder empfangen. Nachfolgend werden die empfangenen Signale einer Signalverarbeitung und Signalauswertung zugeführt.
Beispielsweise werden in Kraftfahrzeugen Radar-Sensoren für die Messung des Abstands zu Zielen und/oder der Relativgeschwindigkeit bezüglich solcher Ziele außerhalb des Kraftfahrzeuges eingesetzt. Als Ziele kommen zum Beispiel vorausfahrende oder parkende Kraftfahrzeuge in Frage.
Figur 1 zeigt eine schematische Darstellung einer Radareinrichtung mit einem Korrelationsempfänger des Standes der Technik. Ein Sender 300 wird durch eine Pulserzeugung 302 veranlasst, über eine Antenne 304 ein Sendesignal 306 abzustrahlen. Das Sendesignal 306 trifft auf ein Zielob- jekt 308, wo es reflektiert wird. Das Empfangssignal 310 wird von der Antenne 312 empfangen. Diese Antenne 312 kann mit der Antenne 304 identisch sein. Nach dem Empfang des Empfangssignals 310 durch die Antenne 312 wird dieses dem Empfänger 314 übermittelt und nachfolgend über eine Einheit 316 mit Tiefpass und Analog/Digital-Wandlung einer Signalauswertung 318 zugeführt. Die Besonderheit bei dem Korrelationsempfänger besteht darin, dass der Empfänger 314 von der Pulserzeugung 302 ein Referenzsignal 320 erhält. Die von dem Empfänger 314 empfangenen Empfangs- signale 310 werden in dem Empfänger 314 mit dem Referenzsignal 320 gemischt. Durch die Korrelation kann auf der Grundlage der zeitlichen Verzögerung vom Aussenden bis zum Empfangen der Radarimpulse beispielsweise auf die Entfernung eines Zielobjektes geschlossen werden.
Grundsätzlich ist es erwünscht, Störsignale, welche bei- spielsweise von anderen Sendeantennen herrühren, von an den Zielen reflektierten Signalanteilen zu trennen. Störungen werden zum Beispiel durch andere Radar-Sensoren, Sender, Verbraucher am Bordnetz des Kraftfahrzeuges, Handys oder durch Rauschen erzeugt. Es sind bereits Verfah- ren bekannt, die eine zusätzliche Modulation von Signalen nutzen, um Störsignale von an Zielen reflektierten Signalanteilen zu trennen. Ebenfalls wurde bereits vorgeschlagen, zur Störsignalunterdrückung eine Pseudo-Noise- Codierung (PN-Codierung) zu verwenden. Durch Codierung soll erreicht werden, derartige Störungen zu minimieren, wobei insbesondere das Signal-Rausch-Verhältnis ("si- gnal/noise" S/N) im Ausgangssignal der Radareinrichtung erhöht werden soll. Durch eine solche Erhöhung , des S/N- Verhältnisses wird es ermöglicht, entweder Ziele mit ge- ringerem Rückstrahlquerschnitt zu erkennen oder die Pulsspitzenleistung bei konstanten S/N zu verringern. Die Vorteile, Ziele mit geringerem Rückstrahlquerschnitt zu erkennen bestehen beispielsweise darin, dass von einem Kraftfahrzeug nicht nur ein vorausfahrendes Kraftfahrzeug erkannt wird, sondern mit größerer Wahrscheinlichkeit auch Fußgänger beziehungsweise Radfahrer. Das Verringern der Pulsspitzenleistung hat zur Folge, dass geringere Störungen anderer Systeme zum Beispiel von Richtfunkanlagen bewirkt werden; in diesem Zusammenhang erleichtert die Verringerung der Pulsspitzenleistung die Genehmigung der Sensoren bei den zuständigen Regulierungsbehörden. Vorteile der Erfindung
Die Erfindung baut gemäß einer ersten Ausführungsform auf der Radareinrichtung des Standes der Technik dadurch auf, dass die Modulation eines der Signale durch eine Amplitudenmodulation (ASK; "Amplitude Shift Keying") erfolgt und dass die Modulation des anderen Signals durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt. Auf diese Weise erreicht man eine Verbesserung des S/N- Verhältnisses. Hierdurch können Ziele mit einem deutlich geringeren Rückstrahlquerschnitt erkannt werden, als dies bei Radareinrichtungen des Standes der Technik mit reiner BPSK- ("Binary Phase Shift Keying") oder Amplitudenmodu- lation möglich war. Ferner ist es möglich bei konstantem S/N-Verhältnis die Pulsspitzenleistung zu verringern.
Besonders vorteilhaft ist bei der ersten Ausführungsform, wenn der Code ein Pseudo-Noise-Code (PN-Code) ist. Die Verwendung von PN-Codes zur Störsignalunterdrückung wurde in der Literatur umfassend beschrieben, so dass die Erfindung unter Verwendung von PN-Codes besonders gut realisierbar ist.
Vorzugsweise erfolgt die Modulation des Sendesignals bei der ersten Ausführungsform durch Amplitudenmodulation, und die Modulation des Signals in dem Empfangszweig erfolgt durch Phasenmodulation. Durch die Verwendung einer Amplitudenmodulation ASK im Sendezweig kommt es zu einer Verbesserung des S/N-Verhältnisses gegenüber reiner Phasenmodulation PSK. Die mittlere Sendeleistung sinkt um ca. 3 dB gegenüber einer Phasenmodulation PSK im Sendezweig.
Ebenfalls kann es bei der ersten Ausführungsform bevor- zugt sein, dass die Modulation des Sendesignals durch Phasenmodulation erfolgt und dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Amplitudenmodulation erfolgt.
Die erste Ausführungsform ist vorteilhaft, wenn die Mittel zum Mischen des Referenzsignals mit dem Empfangssignal ein Ausgangssignal an einen Tiefpass ausgeben. Mit dem Tiefpass wird das Ausgangssignal des Mischers integriert, so dass ein geeignetes Signal für die weitere Verarbeitung zur Verfügung steht.
Vorzugsweise sind bei der ersten Ausführungsform digitale Mittel zum Steuern der Verzögerung vorgesehen. Derartige digitale Mittel, beispielsweise ein Microcontroller oder ein digitaler Signalprozessor, sind in der Lage, sowohl die Pulswiederholfrequenz als auch den PN-Code in einer geeigneten Weise zu verzögern, so dass die Signale im Empfangszweig die erforderliche Korrelation erfahren.
Es kann bei der ersten Ausführungsform aber auch vorteilhaft sein, wenn Schaltungsmittel zum Steuern der Verzögerung vorgesehen sind. Neben dem Steuern der Verzögerung mit digitalen Mitteln ist es also auch möglich Hardware zur Realisierung der Verzögerung einzusetzen.
Vorzugsweise sind bei der ersten Ausführungsform die Mittel zum Erzeugen und zum Verzögern eines n-Bit-PN-Code als n-Bit-Zähler mit kombinatorischer Verknüpfung der Zählerausgänge realisiert. Ein n-Bit-Schieberegister stellt mehrere Ausgänge zur Verfügung, wobei an jedem Ausgang der gleiche PN-Code mit einer jeweils unterschiedlichen zeitlichen Verzögerung zur Verfügung gestellt wird. Somit ist es in einfacher Weise möglich, durch eine entsprechende kombinatorische Verknüpfung der gewichteten Ausgänge beliebige Codeverzögerungen zur Verfügung zu stellen.
Es kann bei der ersten Ausführungsform ferner vorteilhaft sein, wenn der Empfangszweig in mehrere Kanäle aufgeteilt ist, welche zum Modulieren mehrere PN-Codes verwenden, und wenn zum Weiterverarbeiten der modulierten Signale mehrere Tiefpässe vorgesehen sind. Hierdurch lässt sich die Radareinrichtung für die Auswertung anderer Signale erweitern, welche von anderen Radar-Sensoren gesendet und mit anderen PN-Codes moduliert wurden.
Besonders vorteilhaft ist bei der ersten Ausführungsform, wenn Mittel zum Austasten von Phasenübergängen vorgesehen sind. Da die Umschaltung der Phasenlage im realen Aufbau nicht instantan erfolgt, entstehen nach der Integration des Signals Fehler. Wird jedoch das phasenmodulierte Si- gnal während der Übergangszeit zwischen den verschiedenen Phasenlagen ausgetastet, so kann man diese Fehler minimieren. Bei der erfindungsgemäßen Kombination einer Amplitudenmodulation und einer Phasenmodulation vergrößert sich die Bandbreite des Amplitudenspektrums. Dies verbes- sert die Trennfähigkeit zwischen unterschiedlichen Zielen bei gleicher Pulswiederholfrequenz, wobei jedoch eine kleinere Schrittweite für die Verschiebung des PN-Code erforderlich ist. Alternativ kann auch die Pulsbreite bei nahezu unveränderter Ortsauflösung, Trennfähigkeit, Schrittweite und Bandbreite erhöht werden.
Bevorzugt weist bei der ersten Ausführungsform ein Mittel zum Austasten von Phasenübergängen ein Mittel zur Pulsformung und einen Schalter auf, wobei der Schalter seriell zu einem Mittel zur Phasenmodulation angeordnet ist. Die Reihenfolge der Mittel zur Phasenmodulation und dem Schalter ist beliebig. Es ist ebenfalls denkbar, dass sich die Austastung zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer oder zwischen dem Mischer und dem nachfolgenden Tiefpass befindet. Die Phasenmodulation kann sich auch zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer befinden. Durch die Pulsformung wird ein geeignetes zeitliches Fenster für die Austastung erzeugt.
Die Erfindung baut gemäß einer zweiten Ausführungsform der Radarvorrichtung des Standes der Technik dadurch auf, dass die Modulation von mindestens einem der Signale durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt und dass Mittel zum Austasten von Phasenübergängen vorgesehen sind. Da die Umschaltung der Phasenlage im realen Aufbau nicht instantan erfolgt, entstehen nach der Integration des Signals Fehler. Wird jedoch das phasenmodulierte Signal während der Übergangszeit zwischen den verschiedenen Phasenlagen ausgetastet, so kann man diese Fehler minimieren. Bei der erfindungsgemäßen Kombination einer Amplitudenmodulation und einer Phasenmodulation vergrößert sich die Bandbreite des Amplitudenspektrums. Dies verbessert die Trennfähigkeit zwischen unterschiedlichen Zielen bei gleicher Pulswiederholfrequenz, wobei jedoch eine kleinere Schrittweite für die Verschiebung des PN-Code erforderlich ist. Alternativ kann auch die Pulsbreite bei nahezu unveränderter Ortsauflösung, Trennfähigkeit, Schrittweite und Bandbreite erhöht werden.
Die zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Radareinrichtung ist besonders vorteilhaft, wenn der Code ein Pseudo-Noise-Code (PN-Code) ist. Die Verwendung von PN- Codes zur Störsignalunterdrückung wurde in der Literatur umfassend beschrieben, so dass die Erfindung unter Verwendung von PN-Codes besonders gut realisierbar ist.
Bevorzugt weist bei der zweite Ausführungsform ein Mittel zum Austasten von Phasenübergängen ein Mittel zur Puls- formung und einen Schalter auf, wobei der Schalter seriell zu einem Mittel zur Phasenmodulation angeordnet ist. Die Reihenfolge der Mittel zur Phasenmodulation und dem Schalter ist beliebig. Es ist ebenfalls denkbar, dass sich die Austastung zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer oder zwischen dem Mischer und dem nachfolgenden Tiefpass befindet. Die Phasenmodulation kann sich auch zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer befinden. Durch die Pulsformung wird ein geeignetes zeitliches Fenster für die Austastung erzeugt.
Vorzugsweise erfolgt bei der zweiten Ausführungsform die Modulation des Sendesignals durch Amplitudenmodulation, und die Modulation des Signals in dem Empfangszweig erfolgt durch Phasenmodulation. Durch die Verwendung einer Amplitudenmodulation ASK im Sendezweig kommt es zu einer Verbesserung des S/N-Verhältnisses gegenüber reiner Pha- senmodulation PSK. Die mittlere Sendeleistung sinkt um circa 3 dB.
Ebenfalls kann es bei der zweiten Ausführungsform bevor- zugt sein, dass die Modulation des Sendesignals durch Phasenmodulation erfolgt und dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Amplitudenmodulation erfolgt.
Die zweite Ausführungsform ist vorteilhaft, wenn die Mittel zum Mischen des Referenzsignals mit dem Empfangssignal ein Ausgangssignal an einen Tiefpass ausgeben. Mit dem Tiefpass wird das Ausgangssignal des Mischers integriert, so dass ein geeignetes Signal für die weitere Verarbeitung zur Verfügung steht.
Vorzugsweise sind bei der zweiten Ausführungsform digitale Mittel zum Steuern der Verzögerung vorgesehen. Derartige digitale Mittel, beispielsweise ein Microcontroller oder ein digitaler Signalprozessor, sind in der Lage, sowohl die Pulswiederholfrequenz als auch den PN-Code in einer geeigneten Weise zu verzögern, so dass die Signale im Empfangszweig die erforderliche Korrelation erfahren.
Es kann aber bei der zweiten Ausführungsform auch vorteilhaft sein, wenn Schaltungsmittel zum Steuern der Verzögerung vorgesehen sind. Neben dem Steuern der Verzögerung mit digitalen Mitteln ist es also auch möglich Hardware zur Realisierung der Verzögerung einzusetzen.
Vorzugsweise sind die Mittel zum Erzeugen und zum Verzögern eines n-Bit-PN-Code bei der zweiten Ausführungsform als n-Bit-Zähler mit kombinatorischer Verknüpfung der Zählerausgänge realisiert. Ein n-Bit-Schieberegister stellt mehrere Ausgänge zur Verfügung, wobei an jedem Ausgang der gleiche PN-Code mit einer jeweils unterschiedlichen zeitlichen Verzögerung zur Verfügung gestellt wird. Somit ist es in einfacher Weise möglich, durch eine entsprechende kombinatorische Verknüpfung der gewichteten Ausgänge beliebige Codeverzögerungen zur Verfügung zu stellen.
Es kann bei der zweiten Ausführungsform ferner vorteilhaft sein, wenn der Empfangszweig in mehrere Kanäle aufgeteilt ist, welche zum Modulieren mehrere PN-Codes verwenden, und wenn zum Weiterverarbeiten der modulierten Signale mehrere Tiefpässe vorgesehen sind. Hierdurch lässt sich die Radareinrichtung für die Auswertung anderer Signale erweitern, welche von anderen Radar-Sensoren gesendet und mit anderen PN-Codes moduliert wurden.
Die Erfindung baut gemäß der ersten Ausführungsform auf dem Verfahren des Standes der Technik dadurch auf, dass die Modulation eines der Signale durch eine Amplitudenmodulation (ASK; "Amplitude Shift Keying") erfolgt und dass die Modulation des anderen Signals durch eine Phasenmodu- lation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt. Auf diese Weise erreicht man eine Verbesserung des S/N- Verhältnisses. Hierdurch können Ziele mit einem deutlich geringeren Rückstrahlquerschnitt erkannt werden, als dies bei Radareinrichtungen des Standes der Technik mit reiner Amplitudenmodulation möglich war. Ferner ist es möglich bei konstantem S/N-Verhältnis die Pulsspitzenleistung zu verringern. Vorzugsweise ist bei der ersten Ausführungsform des Verfahrens der Code ein Pseudo-Noise-Code (PN-Code) . Die Verwendung von PN-Codes zur Störsignalunterdrückung wurde in der Literatur umfassend beschrieben, so dass die Erfindung unter Verwendung von PN-Codes besonders gut realisierbar ist.
Bevorzugt erfolgt bei der ersten Ausführungsform des Ver- fahrens die Modulation des Sendesignals durch Amplitudenmodulation, und die Modulation des Signals in dem Empfangszweig erfolgt durch Phasenmodulation. Durch die Verwendung einer Amplitudenmodulation ASK im Sendezweig kommt es zu einer Verbesserung des S/N-Verhältnisses ge- genüber reiner Phasenmodulation PSK. Die mittlere Sendeleistung sinkt um circa 3 dB.
Es kann aber auch von Vorteil sein, dass bei der ersten Ausführungsform des Verfahrens die Modulation des Sende- signals durch Phasenmodulation erfolgt und dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Amplitudenmodulation erfolgt.
Vorzugsweise wird bei der ersten Ausführungsform des Ver- fahrens das gemischte Signal an einen Tiefpass ausgeben wird. Mit dem Tiefpass wird das Ausgangssignal des Mischers integriert, so dass ein geeignetes Signal für die weitere Verarbeitung zur Verfügung steht.
Es ist von Vorteil, wenn bei der ersten Ausführungsform des Verfahrens die Verzögerung digital gesteuert wird. Digitale Mittel, beispielsweise ein Microcontroller oder ein digitaler Signalprozessor, sind in der Lage, sowohl die Pulswiederholfrequenz als auch den PN-Code in einer geeigneten Weise zu verzögern, so dass die Signale im Empfangszweig die erforderliche Korrelation erfahren.
Es kann aber auch nützlich sein, wenn bei der ersten Ausführungsform des Verfahrens die Verzögerung durch Schaltungsmittel gesteuert wird. Neben dem Steuern der Verzögerung mit digitalen Mitteln ist es also auch möglich Hardware zur Realisierung der Verzögerung einzusetzen.
Vorzugsweise wird bei der ersten Ausführungsform des Verfahrens ein n-Bit-PN-Code durch einen n-Bit-Zähler mit kombinatorischer Verknüpfung der Zählerausgänge erzeugt und verzögert. Ein n-Bit-Schieberegister stellt mehrere Ausgänge zur Verfügung, wobei an jedem Ausgang der gleiche PN-Code mit einer jeweils unterschiedlichen zeitlichen Verzögerung zur Verfügung gestellt wird. Somit ist es in einfacher Weise möglich, durch eine entsprechende kombinatorische Verknüpfung der gewichteten Ausgänge beliebige Codeverzögerungen zur Verfügung zu stellen.
Die Erfindung kann besonders dadurch vorteilhaft sein, dass bei der ersten Ausführungsform des Verfahrens der Empfangszweig in mehrere Kanäle aufgeteilt ist, welche zum Modulieren mehrere PN-Codes verwenden, und dass die modulierten Signale durch mehrere Tiefpässe weiterverarbeitet werden. Hierdurch lässt sich die Radareinrichtung für die Auswertung anderer Signale erweitern, welche von anderen Radar-Sensoren gesendet und mit anderen PN-Codes moduliert wurden. Besonders vorteilhaft ist bei der ersten Ausführungsform des Verfahrens, wenn Phasenübergänge ausgetastet werden. Da die Umschaltung der Phasenlage im realen Aufbau nicht instantan erfolgt, entstehen nach der Integration des Si- gnals Fehler. Wird jedoch das phasenmodulierte Signal während der Übergangszeit zwischen den verschiedenen Phasenlagen ausgetastet, so kann man diese Fehler minimieren. Bei der erfindungsgemäßen Kombination einer Amplitudenmodulation und einer Phasenmodulation vergrößert sich die Bandbreite des Amplitudenspektrums. Dies verbessert die Trennfähigkeit zwischen unterschiedlichen Zielen bei gleicher Pulswiederholfrequenz, wobei jedoch eine kleinere Schrittweite für die Verschiebung des PN-Code erforderlich ist. Alternativ kann auch die Pulsbreite bei na- hezu unveränderter Ortsauflösung, Trennfähigkeit, Schrittweite und Bandbreite erhöht werden.
Die ersten Ausführungsform des Verfahrens ist besonders dadurch vorteilhaft, dass ein Mittel zum Austasten von Phasenübergängen ein Mittel zur Pulsformung und einen Schalter aufweist, wobei der Schalter seriell zu einem Mittel zum Modulieren angeordnet ist. Die Reihenfolge der Mittel zur Phasenmodulation und dem Schalter ist beliebig. Es ist ebenfalls denkbar, dass sich die Austastung zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer oder zwischen dem Mischer und dem nachfolgenden Tiefpass befindet. Die Phasenmodulation kann sich auch zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer befinden. Durch die Pulsformung wird ein geeignetes zeitliches Fenster für die Austastung erzeugt. Die Erfindung baut gemäß einer zweiten Ausführungsform auf dem Verfahren des Standes der Technik dadurch auf, dass die Modulation von mindestens einem der Signale durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt und dass Phasenübergänge ausgetastet werden. Da die Umschaltung der Phasenlage im realen Aufbau nicht in- stantan erfolgt, entstehen nach der Integration des Signals Fehler. Wird jedoch das phasenmodulierte Signal während der Übergangszeit zwischen den verschiedenen Pha- senlagen ausgetastet, so kann man diese Fehler minimieren. Bei der erfindungsgemäßen Kombination einer Amplitudenmodulation und einer Phasenmodulation vergrößert sich die Bandbreite des Amplitudenspektrums. Dies verbessert die Trennfähigkeit zwischen unterschiedlichen Zielen bei gleicher Pulswiederholfrequenz, wobei jedoch eine kleinere Schrittweite für die Verschiebung des PN-Code erforderlich ist. Alternativ kann auch die Pulsbreite bei nahezu unveränderter Ortsauflösung, Trennfähigkeit, Schrittweite und Bandbreite erhöht werden.
Besonders vorteilhaft ist bei der zweiten Ausführungsform des Verfahrens, wenn der Code ein Pseudo-Noise-Code (PN- Code) ist. Die Verwendung von PN-Codes zur Störsignalunterdrückung wurde in der Literatur umfassend beschrieben, so dass die Erfindung unter Verwendung von PN-Codes besonders gut realisierbar ist.
Die zweite Ausführungsform des Verfahrens ist besonders dadurch vorteilhaft, dass ein Mittel zum Austasten von Phasenübergängen ein Mittel zur Pulsformung und einen Schalter aufweist, wobei der Schalter seriell zu einem Mittel zum Modulieren angeordnet ist. Die Reihenfolge der Mittel zur Phasenmodulation und dem Schalter ist beliebig. Es ist ebenfalls denkbar, dass sich die Austastung zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer oder zwischen dem Mischer und dem nachfolgenden Tiefpass befin- det . Die Phasenmodulation kann sich auch zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer befinden. Durch die Pulsformung wird ein geeignetes zeitliches Fenster für die Austastung erzeugt.
Bevorzugt erfolgt bei der zweiten Ausführungsform des Verfahrens die Modulation des Sendesignals durch Amplitudenmodulation, und die Modulation des Signals in dem Empfangszweig erfolgt durch Phasenmodulation. Durch die Verwendung einer Amplitudenmodulation ASK im Sendezweig kommt es zu einer Verbesserung des S/N-Verhältnisses gegenüber reiner Phasenmodulation PSK. Die mittlere Sendeleistung sinkt um circa 3 dB.
Es kann aber auch von Vorteil sein, dass bei der zweiten Ausführungsform des Verfahrens die Modulation des Sendesignals durch Phasenmodulation erfolgt und dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Amplitudenmodulation erfolgt.
Vorzugsweise wird bei der zweiten Ausführungsform des Verfahrens das gemischte Signal an einen Tiefpass ausgeben. Mit dem Tiefpass wird das Ausgangssignal des Mischers integriert, so dass ein geeignetes Signal für die weitere Verarbeitung zur Verfügung steht.
Es ist von Vorteil, wenn bei der zweiten Ausführungsform des Verfahrens die Verzögerung digital gesteuert wird. Digitale Mittel, beispielsweise ein Microcontroller oder ein digitaler Signalprozessor, sind in der Lage, sowohl die Pulswiederholfrequenz als auch den PN-Code in einer geeigneten Weise zu verzögern, so dass die Signale im Empfangszweig die erforderliche Korrelation erfahren.
Es kann aber auch nützlich sein, wenn bei der zweiten Ausführungsform des Verfahrens die Verzögerung durch Schaltungsmittel gesteuert wird. Neben dem Steuern der Verzögerung mit digitalen Mitteln ist es also auch möglich Hardware zur Realisierung der Verzögerung einzusetzen.
Vorzugsweise wird bei der zweiten Ausführungsform des Verfahrens ein n-Bit-PN-Code durch einen n-Bit-Zähler mit kombinatorischer Verknüpfung der Zählerausgänge erzeugt und verzögert. Ein n-Bit-Schieberegister stellt mehrere Ausgänge zur Verfügung, wobei an jedem Ausgang der gleiche PN-Code mit einer jeweils unterschiedlichen zeitli- chen Verzögerung zur Verfügung gestellt wird. Somit ist es in einfacher Weise möglich, durch eine entsprechende kombinatorische Verknüpfung der gewichteten Ausgänge beliebige Codeverzögerungen zur Verfügung zu stellen.
Die zweite Ausführungsform des Verfahrens kann besonders dadurch vorteilhaft sein, dass der Empfangszweig in mehrere Kanäle aufgeteilt ist, welche zum Modulieren mehrere PN-Codes verwenden, und dass die modulierten Signale durch mehrere Tiefpässe weiterverarbeitet werden. Hier- durch lässt sich die Radareinrichtung für die Auswertung anderer Signale erweitern, welche von anderen Radar- Sensoren gesendet und mit anderen PN-Codes moduliert wurden.
Der Erfindung liegt die überraschende Erkenntnis zugrun- de, dass durch eine Kombination der Amplitudenmodulation ASK und der Phasenmodulation PSK eine Verbesserung des S/N-Verhältnisses sowie der Qualität der Zielerfassung erreicht werden kann. Mit Hilfe einer Austastung der Phasenübergänge lassen sich Fehler aufgrund nicht instanta- ner Umschaltung der Phasenübergänge minimieren. Durch den Einsatz einer, diskreten Codeverschiebung wird eine lineare Abtastung des Messraums gestattet. Die Genauigkeit dieser Abtastung hängt hauptsächlich von der Genauigkeit der Pulswiederholfrequenz ab, welche sehr genau einstell- bar ist. Die digitalen Schaltungen zur Codeerzeugung und zur Codeverschiebung sowie die Schalter und Mischer sind gut integrierbar, beispielsweise in einem "monolithic microwave integrated circuit" (MMIC) .
Zeichnungen
Die Erfindung wird nun mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen anhand bevorzugter Ausführungsformen bei- spielhaft erläutert.
Dabei zeigt:
Figur 1 ein Blockschaltbild einer Radareinrichtung des Standes der Technik;
Figur 2 Ausschnitte aus PN-Codes; Figur 3 eine Autokorrelationsfunktion eines PN-Codes über verschiedene Wertebereiche;
Figur 4 Ausschnitte eines PN-Codes und von mit dem PN- Code modulierten Signalen;
Figur 5 Autokorrelationsfunktionen von auf verschiedene Weise modulierten Signalen;
Figur 6 eine schematische Darstellung einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Radareinrichtung;
Figur 7 eine schematische Darstellung einer PSK- Schaltung mit Austastung von Phasenübergängen;
Figur 8 eine schematische Darstellung einer weiteren Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Radar- einrichtung;
Figur 9 eine schematische Darstellung einer weiteren Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Radareinrichtung;
Figur 10 eine schematische Darstellung einer Vorrichtung zum Erzeugen und zum Verschieben eines PN-Code;
Figur 11 eine schematische Darstellung einer weiteren Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Radareinrichtung; Figur 12 eine schematische Darstellung einer Schaltung zur Auswertung von Sendesignalen mehrerer Radar-Sensoren;
Figur 13 eine schematische Darstellung einer weiteren Schaltung zur Auswertung von Sendesignalen mehrerer Radar-Sensoren;
Figur 14 eine schematische Darstellung zur Erzeugung ab- geleiteter PN-Codes; und
Figur 15 Belegungen von Sensoren in einem Kraftfahrzeug mit verschiedenen Codes.
Beschreibung der Ausführungsbeispiele
Figur 2 zeigt Ausschnitte von PN-Codes. In dem oberen Teil von Figur 2 ist ein PN-Code in Abhängigkeit des Pa- rameters v dargestellt. Der untere Teil von Figur 2 zeigt denselben PN-Code mit einer Verschiebung um v = 2. Derartige PN-Codes und deren Verschiebung werden im Rahmen der vorliegenden Erfindung zur Verbesserung des S/N- Verhältnisses und des Verhältnisses von Nutzsignal zu Doppler-Lecksignal verwendet. Grundsätzlich erreicht man eine solche Verbesserung durch die Erhöhung der Pulswiederholfrequenz fPW. Allerdings ist die maximale Pulswiederholfrequenz durch die Reichweite des Radars begrenzt:
fpw,max
2Rmax
mit fp fmaxϊ maximale Pulswiederholfrequenz c: Lichtgeschwindigkeit Rmax= Reichweite des Radars.
Ziele mit Entfernungen, die jenseits von Rmax liegen, wer- den nicht erkannt. Wird die Pulswiederholfrequenz erhöht, so ist die Messung für Zielentfernungen zwischen C/ (2fPW) und Rmaχ nicht mehr eindeutig. Im Rahmen der vorliegenden Erfindung gelingt es jedoch, das S/N-Verhältnis durch eine Erhöhung der Pulswiederholfrequenz zu erreichen, da durch den Einsatz einer PN-Codierung die Pulswiederholfrequenz erhöht werden kann, ohne die Eindeutigkeit der Entfernungsmessung zu gefährden. Der Grund für die Verbesserung des S/N-Verhältnisses durch Erhöhung der Pulswiederholfrequenz liegt darin, dass bei unveränderter Übertragungsfunktion des verwendeten Tiefpasses im Empfangssignal über eine größere Anzahl von Pulsen integriert wird. Erhöht man die Pulswiederholfrequenz beispielsweise um einen Faktor m, so ergibt sich bei kohärenter Integration ein um m erhöhtes S/N-Verhältnis. Be- trägt das S/N-Verhältnis demnach vor der Erhöhung der Pulswiederholfrequenz (S/N)n, so beträgt es nach der Erhöhung der Pulswiederholfrequenz m(S/N)n. Ist jedoch das ursprüngliche S/N-Verhältnis bei der Integration von n Pulsen (S/N)n ausreichend, so kann auch die Pulsspitzen- leistung Pt unter Beibehaltung des S/N-Verhältnisses bei erhöhter Pulswiederholfrequenz fP erniedrigt werden, wobei Pt proportional zum Kehrwert der Pulswiederholfrequenz ist. Im oberen Teil von Fig. 2 ist ein Ausschnitt eines beispielhaft ausgewählten 8-Bit-PN-Codes darge- stellt. Besitzt der verwendete Code eine geeignete Autokorrelationsfunktion (AKF) , so kann hierdurch der Eindeu- tigkeitsbereich für die Entfernungsmessung durch die Codierung des Signals vergrößert werden.
In Figur 3 sind die Zusammenhänge bezüglich der Autokor- relationsfunktionen näher erläutert. Im oberen Teil von Figur 3 ist die Autokorrelationsfunktion eines 8-Bit-PN- Codes über den Wertebereich von v = 1 bis v = 255 dargestellt. Grundsätzlich stellt die Autokorrelationsfunktion des PN-Codes das Ergebnis nach einer Multiplikation des PN-Codes mit sich selbst und nachfolgender Summation in Abhängigkeit von der Verschiebung des Code um v Takte dar. Im unteren Teil von Figur 3 ist ein Ausschnitt der Autokorrelationsfunktion eines beispielhaft ausgewählten 8-Bit-PN-Code über Verschiebungen von 0 bis 6 Takten dar- gestellt. Wird nun zwischen dem Empfangs- und dem Referenzsignal eine relative Verschiebung von 0 Sekunden eingestellt, so erhält man für einen 8-Bit-PN-Code den maximalen Wert der Autokorrelationsfunktion, welcher 28-l = 255 beträgt. Erhöht man den Wert der Verschiebung, so verringert sich der Wert der Autokorrelationsfunktion. Ab einer Verschiebung von v > 1 erhält man in dem in Figur 3 dargestellten Beispiel einen Wert von -1. Dieses deutlich ausgeprägte Maximum der Autokorrelationsfunktion eines ausgewählten PN-Codes bei v = 0 ermöglicht eine genaue Messung der zeitlichen Verzögerung des empfangenen Signals und damit eine eindeutige Bestimmung der Zielentfernung.
Bei einer Schrittweite der Verschiebung von Δv < 0,5 er- hält man eine ausreichende Auflösung der Autokorrelationsfunktion für eine Interpolation des Maximums. Aufgrund der Periodizität der Autokorrelationsfunktion erstreckt sich der Eindeutigkeitsbereich dieses Codes von v = 0 bis Vax = N - 1. Abhängig von der Taktfrequenz, mit der die einzelnen Chips auf das Radarsignal moduliert werden, kann man dem "Peak" der Autokorrelationsfunktion eine räumliche Ausdehnung zuordnen. Für einen Code mit einer Rahmenlänge (Periode) von N Chips und einer Chip- Taktfrequenz oder Pulswiederholfrequenz fP ergibt sich ein räumlicher Eindeutigkeitsbereich, welcher von 0 bis Rein reicht, wobei
(N - l)c
Rein
2f, PW
An den Eindeutigkeitsbereich ist die Bedingung
zu stellen. Ansonsten läge für die Zielentfernungen, welche zwischen R&±n und Rmax liegen, ein mehrdeutiger Messwert von
r ~ nRein
mit n = 0, 1, ... und r > 0
vor.
Für die Überwachung des für den Radar-Sensor instrumentierten Bereichs von 0 bis Rinst wäre dann eine maximale Codeverschiebung von 2RinstfPW vinst =
Takten notwendig.
In Figur 4 sind prinzipielle Modulationsarten einer Trä- gerfrequenz dargestellt. Das Sendesignal des Radar- Sensors entsteht durch Modulation der mit einem Lokaloszillator (LO) erzeugten Trägerfrequenz fo mit dem entsprechenden PN-Code. Grundsätzlich stehen verschiedene Modulationsarten zur Verfügung, zum Beispiel PSK, QPSK, ASK, FSK und MSK. Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Modulationsarten ASK und PSK sowie auf eine PSK- Modulation mit Austastung von Phasenübergängen. Im oberen Teil von Figur 4 ist ein Ausschnitt eines 8-Bit-PN-Code dargestellt. Der mittlere Teil zeigt ein mit dem PN-Code amplitudenmoduliertes Signal ASK. Der untere Teil zeigt ein mit dem PN-Code phasenmoduliertes Signal PSKÄ, wobei die Phasenübergänge ausgetastet sind.
Im realen Aufbau des Sensors entstehen Übergangszeiten zwischen dem Ein- bzw. Aus-Zustand des Signals bei ASK- und PSK-Modulation. Diese sind bei der Modellierung des in Figur 4 dargestellten Beispiels mit einer Dauer von zum Beispiel 100 ps für den Übergang zwischen 0° und 180° berücksichtigt worden. Die Trägerf equenz muss bei PSK ein ganzzahliges Vielfaches der Pulswiederholfrequenz beziehungsweise der Chip-Taktfrequenz sein. Um eine optimale Störsignalunterdrückung zu erreichen, ist es notwendig, dass man nach einer Integration der Autokorrelationsfunktion über einen oder mehrere Rahmen bei v = 0 ei- nen möglichst großen Wert erhält. Bei Codeverschiebungen zwischen v = 1 bis zur maximal genutzten Codeverschiebung Vinst sollen möglichst geringe Werte auftreten. Zweckmäßig ist in diesem Zusammenhang eine PSK-Modulation der Trägerfrequenz fo. Die Phasenlage von f0 wird bei einer PSK- Modulation zwischen 0° und 180° umgetastet.
Da die Umschaltung der Phasenlage im realen Aufbau nicht instantan erfolgt, entstehen nach der Integration des Signals Fehler. Hierdurch wird das Verhältnis δ zwischen der Amplitude bei v = 0 und der maximalen Amplitude bei v > 1 verringert. Wird das PSK-modulierte Signal während der Übergangszeit zwischen verschiedenen Phasenlagen ausgetastet, wie es in Figur 4 unten dargestellt ist, so kann man diesen Fehler minimieren.
In Figur 5 sind Beispiele von Autokorrelationsfunktionen für verschiedene Szenarien dargestellt. Der obere Teil von Figur 5 zeigt die Autokorrelationsfunktion des ASK- modulierten Signals. Der mittlere Teil zeigt eine Auto- korrelationsfunktion des phasenmodulierten Signals PSK, wobei die Phasenübergänge nicht ausgetastet sind. Der untere Teil zeigt eine Phasenmodulation des Signals PSKA mit Austastung der Phasenübergänge. Bei einer ASK- Modulation ergibt sich für das in Figur 5 dargestellte Beispiel δ « 2. Bei einer PSK-Modulation ohne Austastung der Phasenübergänge ergibt sich δ « 10 und bei einer PSKA-Modulation mit Austastung der Phasenübergänge ergibt sich δ « 255. Somit wird durch die Austastung eine wesentlich bessere Detektion des Maximums beziehungsweise eine effektivere Störsignalunterdrückung erreicht. Durch die Kombination von ASK und PSK, wobei ASK im Sendezweig und PSK im Empfangszweig verwendet wird oder umgekehrt, geht δ theoretisch gegen unendlich. Dies bedeutet, dass die Autokorrelationsfunktion für v > 1 Null ist. Bei einer Amplitudenmodulation ASK im Sendezweig und bei einer Phasenmodulation PSK im Empfangszweig sinkt die mittlere Sendeleistung um circa 3 dB. Durch die Austastung der Phasenübergänge verringert sich die Breite des Maximums der Autokorrelationsfunktion, beziehungsweise die Bandbreite des Amplitudenspektrums wird vergrößert. Dies verbessert die Trennfähigkeit zwischen unterschiedlichen Zielen bei gleicher Taktfrequenz fPW, wobei jedoch eine kleinere Schrittweite für die Codeverschiebung Δv erforderlich ist. Alternativ kann auch die Pulsbreite τ bei ungefähr gleichbleibender Ortsauflösung, Trennfähigkeit, Schrittweite und Bandbreite erhöht werden.
Figur 6 zeigt eine schematische Darstellung einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Radareinrichtung. Die schematische Darstellung ist stark vereinfacht. Insbesondere ist nur der Inphase (I) -Kanal dargestellt, und der Quadratur (Q) -Kanal wurde fortgelassen, wobei dieser jedoch prinzipiell identisch aufgebaut sein kann. Die Radareinrichtung umfasst einen Taktgeber 10 zum Erzeugen einer Pulswiederholfrequenz PRF. Die Pulswiederholfrequenz wird einem PN-Generator 12 zugeführt. Weiterhin ist ein Lokaloszillator 14 (LO) vorgesehen, welcher eine Trägerfrequenz fo von beispielsweise 24 GHz erzeugt. Die Trägerfrequenz wird von dem Lokaloszillator 14 einem 3 dB-Leistungsteiler 16 zugeführt. Der Leistungsteiler versorgt über einen ersten Phasenmodulator 18 einen Sendezweig. Der Phasenmodulator 18 ist hier schematisch als Schalter dargestellt. Beispielsweise kann er als Mischer realisiert sein. Ferner versorgt der Leistungsteiler 16 über einen zweiten Phasenmodulator 20, welcher ebenfalls als Mischer realisiert sein kann, einen Empfangszweig. Die Ausgänge der Phasenmodulatoren 18, 20 sind jeweils mit Schaltern 22, 24 zum Austasten der Phasenübergänge verbunden. Der Ausgang des Schalters 22 im Sendezweig liefert das Sendesignal. Der Ausgang des Schalters 24 im Empfangszweig ist mit einem Mischer 26 verbunden. Diesem Mischer 26 wird neben dem Ausgangssignal des Schalters 24 das Empfangssignal eingegeben. Der Ausgang des Mischers 26 ist mit einem Tiefpass 28 verbunden, welcher das In- phase (I) -Signal als Ausgangssignal liefert. Ferner ist ein Microcontroller beziehungsweise ein digitaler Signal- prozessor 30 vorgesehen, welcher eine Verzögerung 32 steuert. Diese Verzögerung dient der Verzögerung sowohl der Pulswiederholfrequenz als auch des PN-Code im Empfangszweig. Während im Sendezweig die Pulswiederholfre- ■ quenz direkt auf eine Pulsformung 34 gegeben wird, deren Ausgangssignal den Schalter zum Austasten 22 der Phasenübergänge im Sendezweig schaltet, wird die Pulswiederholfrequenz im Empfangszweig über die Verzögerung 32 auf eine Pulsformung 36 gegeben, welche den Schalter 24 zum Austasten der Phasenübergänge im Empfangszweig schaltet. Ferner dient der PN-Code direkt zur Phasenmodulation im Sendezweig, indem er den Schalter 18 zur Phasenmodulation schaltet. Im Empfangszweig wird der PN-Code verzögert auf den Schalter 20 zur Phasenmodulation geführt. Der Empfangszweig endet in einer Empfangsantenne 38; der Sende- zweig endet in einer Sendeantenne 48. Die Radareinrichtung gemäß Figur 6 arbeitet wie folgt. Der Lokaloszillator 14 erzeugt eine Trägerfrequenz, welche über den Leistungsteiler 16 dem Sendezweig zugeführt wird. Ein Teil der Leistung der Trägerfrequenz wird dem Empfangszweig als Referenzsignal zugeführt. In dem Sendezweig wird die Trägerfrequenz durch den Phasenmodulator 18 phasenmoduliert. Die Phasenmodulation erfolgt durch den PN-Code, welcher von dem PN-Generator 12 erzeugt wird. Das phasenmodulierte Signal wird von dem Phasenmo- dulator 18 auf einen Schalter 22 zum Austasten der Phasenübergänge geführt. Dieser Schalter wird von einem Ausgangssignal der Pulsformung 34 betätigt, welcher ein Zeitfenster für die Austastung in Abhängigkeit der Pulswiederholfrequenz 10 erzeugt. Die Pulswiederholfrequenz 10 ist somit für die unverzögerte Festlegung eines Zeitfensters für die Pulsformung 34 als auch für die unverzögerte Bereitstellung des PN-Codes für die Phasenmodulation 18 verantwortlich. Im Empfangszweig wird das Ausgangssignal des Leistungsteilers 16 ebenfalls in dem Phasenmo- dulator 20 phasenmoduliert. Das Ausgangssignal des Phasenmodulators 20 wird dem Schalter 24 zum Austasten zugeführt, wobei der Schalter 24 von einem Ausgangssignal der Pulsformung 36 betätigt wird. Diese Pulsformung 36 wird von der Pulswiederholfrequenz verzögert gesteuert. Eben- falls wird der Phasenmodulator 20 von einem verzögerten PN-Code geschaltet.
Grundsätzlich ist die Reihenfolge der Phasenumschalter 18, 20 und der jeweiligen Schalter zum Austasten 22, 24 beliebig. Die Austastung kann sich auch zwischen Empfangsantenne 38 und Mischer 26 oder zwischen Mischer Mischer 26 und Tiefpass 28 befinden. Die Phasenmodulation kann sich auch zwischen Empfangsantenne 38 und Mischer 26 befinden.
Die Verhältnisse im Hinblick auf die Codeverschiebung im Empfangszweig werden anhand von Figur 7 näher erläutert. Im Sendezweig (TX) erfolgt die Pulsformung mit der Pulswiederholfrequenz zum Zeitpunkt t PRF(t). Die Umschaltung der Phasenlage erfolgt im Sendezweig mit dem unverschobe- nen PN-Code PN(n). Im Empfangszweig (RX) erfolgt die Pulsformung mit verzögerter Pulswiederholfrequenz PRF(t- TP (v mod0,5)). Die Umschaltung der Phasenlage erfolgt im Empfangszweig mit einem verzögerten PN-Code PN(n- int(2v)/2). Die Codeverschiebung v im Empfangszweig (RX) wird bei dieser Schaltung in einen halbzahligen Anteil (int(2v)/2 = 0; 0,5; 1; 1,5; ...) und den Rest (v mod(0,5)) bei modulo-Division von v mit aufgeteilt.
Eine vereinfachte Anordnung ist für eine Chip- Taktfrequenz fPW möglich, welche größer oder gleich dem Kehrwert der Pulsbreite τ ist (fPW > fPW,D « 1/τ) . Eine solche Anordnung ist in Figur 8 dargestellt. Komponenten, welche denjenigen in Figur 6 entsprechen, sind in den anderen Figuren mit gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet. Die Austastung für den Empfangszweig muss nur noch zwi- sehen v = 0 und v = i≤ umgeschaltet werden, was einer Invertierung 40 entspricht.
Eine weitere Vereinfachung ist in Figur 9 dargestellt. Diese Anordnung zeigt eine Radareinrichtung entsprechend Figur 6, wobei jedoch der Sonderfall fP < fPW,u gezeigt ist, wobei fPW,u ≤
2R inst
Hier entfällt auch die halbzahlige Verschiebung des PN- Code. Verwendet man einen anderen Code, dessen Autokorrelationsfunktion einen "Peak" mit größerer Breite auf- weist, so erhöhen sich fPw,0f fpru und Δvmax entsprechend.
Eine mögliche Ausführung der Schaltung zur Erzeugung der gewünschten PN-Folge und der jeweils dazu verschobenen PN-Folge ist in Figur 10 schematisch dargestellt. Der PN- Coder wird mit Hilfe eines n-Bit-Schieberegisters, dessen Ausgänge Q± über geeignete EXOR-Verknüpfungen mit den Eingängen D± verbunden sind, realisiert und stellt einen n-Bit-Zähler mit spezieller Zählfolge dar.
An jedem Ausgang Qx erhält man den gleichen PN-Code mit einer jeweils unterschiedlichen zeitlichen Verzögerung. Eine ganzzahlige Codeverschiebung bewirkt man durch die Belegung der Gewichte (gl r g2 ..., gn) mit "0" bzw. "1". Mit g0 = 1 erreicht man eine zusätzliche Verschiebung um Δv = durch Invertierung des Ausgabetaktes. Die eigentliche Codeverschiebung wird durch die EXOR-Verknüpfungen 52 zwischen den Ausgängen Q durchgeführt. Diese kann man als Paritätsprüfer (ungerade Parität "1"; gerade Parität "0") beschreiben. Die Belegung der Gewichte gi wird ent- weder mit Hilfe des digitalen Signalprozessors beziehungsweise des Microcontrollers 30 berechnet oder durch ein weiteres passendes PN-Schieberegister erzeugt.
Da es für eine möglichst hohe Störsignalunterdrückung notwendig ist, die Umschaltung der Codeverschiebung je- weils bei der gleichen Belegung von Qi vorzunehmen, wird der Zählerstand des PN-Coders decodiert 60. Bei jedem Rahmendurchlauf wird ein Übernahmeimpuls (Takteingang am Latch 50) für die vom digitalen Signalprozessor einge- stellte Codeverschiebung v erzeugt. Die Gewichte g± werden so nach jedem Rahmendurchlauf des PN-Codes aktualisiert.
Figur 11 zeigt eine weitere schematische Darstellung ei- ner Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Radareinrichtung, wobei hier eine Amplitudenmodulation ASK 18a mit einer Phasenmodulation PSK 20 kombiniert wird. Wiederum ist der Sonderfall fP > fPW,o dargestellt, das heißt eine Invertierung 40 ist für die Austastung der Phasenübergän- ge ausreichend. Die vorliegende Kombination von ASK und PSK ist auch für die Ausführungen entsprechend den Figuren 6 und 9 möglich. Verwendet man PSK im Sendezweig und ASK im Empfangszweig, so erhöht sich die mittlere Sendeleistung um ca. 3 dB bei gleichem S/N-Verhältnis.
Das verwendete Verfahren (reine PSK oder eine Kombination aus PSK und ASK) lässt sich für die Auswertung der von anderen Radar-Sensoren gesendeten und mit jeweils einem anderen Code PNi modulierten Signale erweitern.
In Figur 12 ist ein Beispiel dargestellt, bei dem eine Auswertung der Sendesignale mehrerer Radar-Sensoren mit PSK im Empfangszweig erfolgt. Es wird mit zwei Mischern 42, 44 gearbeitet, wobei jeder der Mischer für die Mi- schung des Empfangssignals mit einer der beteiligten Phasen verantwortlich ist. Die Ausgänge der Mischer 42, 44 werden jeweils den Phasenmodulatoren 200, 20χ, 202 zuge- führt, wo eine Umschaltung der Phasenlage erfolgt. Die Pulsformung 36 findet in diesem Fall vor den Mischern 42, 44 statt. Die Ausgangssignale der Schalter 200, 20ι, 202 zum Umschalten der Phasenlage werden den nicht darge- stellten Tiefpässen TP0, TPi, TP2 zugeführt. Indem die Signale der Nachbarsensoren mit unterschiedlichen PN-Codes PNi beziehungsweise PN2 codiert werden, wird eine Störung der verschiedenen Kanäle untereinander vermieden. In Figur 12 sind nur drei Kanäle dargestellt, wobei al- lerdings die Anordnung auf eine größere Anzahl von Kanälen erweiterbar ist. Ebenfalls ist nur die Erzeugung der I-Signale dargestellt, wobei die Q-Signale analog mit einem um 90° phasenverschobenen f0 erhalten werden.
In Figur 13 ist, vergleichbar mit Figur 12, ein Blockschaltbild für die Realisierung der Auswertung der Sendesignale mehrerer Radar-Sensoren dargestellt, wobei allerdings ASK im Empfangszweig verwendet wird. Der Mischer 46 mischt die Trägerfrequenz f0 mit dem Empfangssignal und gibt das gemischte Signal zur Amplitudenmodulation an die Schalter 20a0, 20aχ und 20a2 aus. Dort wird eine Amplitudenmodulation durch die unterschiedlichen PN-Codes PN, PNi und PN2 durchgeführt. Da es sich um den Empfangszweig handelt, wird ein verzögerter PN-Code verwendet. Die Aus- gangssignale der Schalter 20a0, 20aχ und 20a2 werden auf nicht dargestellte Tiefpässe TP0, TPi und TP2 geführt. Wiederum ist nur die Erzeugung der I-Signale dargestellt, wobei die Q-Signale analog mit einem um 90° phasenverschobenen f0 erhalten werden. Auch lässt sich diese Schaltung wiederum auf eine größere Anzahl von Kanälen erweitern. In Figur 14 ist ein Schaltungsprinzip für die Erzeugung von abgeleiteten Codes mit einer idealen Kreuzkorrelationsfunktion (KKF) und den jeweils um v ganze Takte verzögerten Codes dargestellt, wobei ein Zähler 54 und ein Subtrahierer vorgesehen 56 sind
Eine ideale Entkopplung (AKF = 0) für eine geringere Anzahl von Radar-Sensoren erhält man durch zyklische Invertierung der einzelnen Chips (Figur 14) beziehungsweise von Chipgruppen aus einem Ausgangscode PN(n). Für die Ableitung des 1. Codes PNχ(n) gilt:
PNι(n) = (-l)nPN(n); n = 0, 1, ... , 2N - 1.
Allgemein gilt für alle aus PN (n) abgeleiteten Codes PNi(n) :
PNi(n) = (_i) «∞den fe- (PN(n); n = 0, 1, ... , 2 - 1.
Diese Codes sind insbesondere für den Einsatz von mehreren Radar-Sensoren an einem KFZ geeignet. Sie bewirken eine verringerte Störung der Sensoren untereinander. Bei jeder Ableitung i verdoppelt sich die Rahmenlänge des neuen Codes und beträgt dann 21N. Da die einzelnen Chips über mindestens eine Rahmenlänge integriert werden müssen, sollte die obere Grenzfrequenz des zur Integration verwendeten Tiefpasses dann jeweils um den Faktor 21 erniedrigt werden. Figur 14 zeigt den Teil der Schaltung zur Erzeugung der abgeleiteten Codes.
Figur 15 zeigt eine beispielhafte Belegung von Sensoren 58 in einem Kraftfahrzeug bei drei (oben) und vier (un- ten) verschiedenen Codes. Wählt man Codepaare mit geeigneter Kreuzkorrelationsfunktion (KKF ist möglichst klein) aus, dann ist es möglich, verschiedene Radar-Sensoren (z.B. von unterschiedlichen KFZ) voneinander zu entkop- peln. Man erreicht eine geringere Störanfälligkeit zwischen verschiedenen PN-codierten Radar-Sensoren 58.
Neben den PN-Codes sind noch andere binäre Codes z.B. Gold Codes, Quadratic-Residue Sequences, Pseudo-Random Sequences und Complementary Sequences oder auch ternäre Codes usw. mit ähnlichen Eigenschaften bekannt.
Die vorhergehende Beschreibung der Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung dient nur zu illustrati- ven Zwecken und nicht zum Zwecke der Beschränkung der Erfindung. Im Rahmen der Erfindung sind verschiedene Änderungen und Modifikationen möglich, ohne den Umfang der Erfindung sowie ihre Äquivalente zu verlassen.

Claims

Ansprüche
1. Radareinrichtung mit
Mitteln (12) zum Erzeugen eines Code,
Mitteln (18) zum Modulieren eines Sendesignals in ei- nem Sendezweig mit dem Code,
Mitteln (32) zum Verzögern des Code,
Mitteln (20) zum Modulieren eines Signals in einem
Empfangszweig mit dem verzögerten Code und
Mitteln (26, 42, 44, 46) zum Mischen eines Referenz- signals mit einem Empfangssignal, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulation eines der Signale durch eine Amplitudenmodulation (ASK; "Amplitude Shift Keying") erfolgt und - dass die Modulation des anderen Signals durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt.
2. Radareinrichtung mit
Mitteln (12) zum Erzeugen eines Code, - Mitteln (18) zum Modulieren eines Sendesignals in einem Sendezweig mit dem Code, Mitteln (32) zum Verzögern des Code,
Mitteln (20) zum Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten Code und - Mitteln (26, 42, 44, 46) zum Mischen eines Referenzsignals mit einem Empfangssignal, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulation von mindestens einem der Signale durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt und dass Mittel (22, 24, 34, 36) zum Austasten von Pha- senübergängen vorgesehen sind.
3. Radareinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Mittel zum Austasten von Phasenübergängen ein Mittel (34, 36) zur Pulsformung und einen Schalter (22, 24) aufweist, wobei der Schalter (22, 24) seriell zu einem Mittel (18, 20) zum Modulieren angeordnet ist.
4. Radareinrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Code ein Pseu- do-Noise-Code (PN-Code) ist.
5. Radareinrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, - dass die Modulation des Sendesignals durch Amplitudenmodulation erfolgt und dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Phasenmodulation erfolgt.
6. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulation des Sendesignals durch Phasenmodulation erfolgt und dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Amplitudenmodulation erfolgt.
7. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (26) zum Mischen des Referenzsignals mit dem Empfangssignal ein Ausgangssignal an einen Tiefpass (28) ausgeben.
8. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass digitale Mittel (30) zum Steuern der Verzögerung vorgesehen sind.
9. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass Schaltungsmittel zum Steuern der Verzögerung vorgesehen sind.
10. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü- ehe 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Erzeugen und zum Verzögern eines n-Bit-PN-Code als n-Bit- Zähler mit kombinatorischer Verknüpfung der Zählerausgänge (Figur 10) realisiert sind.
11. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfangszweig in mehrere Kanäle aufgeteilt ist, welche zum Modulieren mehrere PN-Codes verwenden, und - dass zum Weiterverarbeiten der modulierten Signale mehrere Tiefpässe (TP0, TPi, TP2) vorgesehen sind.
12. Verfahren zum Codieren einer Radareinrichtung mit den Schritten - Erzeugen eines Code,
Modulieren eines Sendesignals in einem Sendezweig mit dem Code, Verzögern des Code,
Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten Code und,
Mischen eines Referenzsignals mit einem Empfangs- signal, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulation eines der Signale durch eine Amplitudenmodulation (ASK; "Amplitude Shift Keying") erfolgt und dass die Modulation des anderen Signals durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt.
13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass Phasenübergänge ausgetastet werden.
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, dass ein Mittel zum Austasten von Phasenübergängen ein Mittel (34, 36) zur Pulsformung und einen Schalter (22, 24) aufweist, wobei der Schalter seriell zu einem Mittel (18, 20) zum Modulieren angeordnet ist.
15. Verfahren zum Codieren einer Radareinrichtung mit den
Schritten
Erzeugen eines PN-Code, - Modulieren eines Sendesignals in einem Sendezweig mit dem Code,
Verzögern des Code,
Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten Code und - Mischen eines Referenzsignals mit einem Empfangssignal, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulation von mindestens einem der Signale durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt und dass Phasenübergänge ausgetastet werden.
16. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass ein Mittel zum Austasten von Phasenübergängen ein Mittel (34, 36) zur Pulsformung und einen Schalter (22, 24) aufweist, wobei der Schalter (22, 24) seriell zu ei- nem Mittel (18, 20) zum Modulieren angeordnet ist.
17. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche 12 bis
16, dadurch gekennzeichnet, dass der Code ein Pseudo- Noise-Code (PN-Code) ist.
18. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche 12 bis
17, dadurch gekennzeichnet,
- dass die Modulation des Sendesignals durch Amplitudenmodulation erfolgt und - dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Phasenmodulation erfolgt.
19. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche 12 bis
18, dadurch gekennzeichnet, - dass die Modulation des Sendesignals durch Phasenmodulation erfolgt und dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Amplitudenmodulation erfolgt.
20. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche 12 bis
19, dadurch gekennzeichnet, dass das gemischte Signal an einen Tiefpass (28) ausgeben wird.
21. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche 12 bis
20, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerung digital gesteuert wird.
22. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche 12 bis
21, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerung durch Schaltungsmittel gesteuert wird.
23. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche 12 bis
22, dadurch gekennzeichnet, dass ein n-Bit-PN-Code durch einen n-Bit-Zähler mit kombinatorischer Verknüpfung der Zählerausgänge (Figur 10) erzeugt und verzögert wird.
24. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche 12 bis
23, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfangszweig in mehrere Kanäle aufgeteilt ist, welche zum Modulieren mehrere PN-Codes verwenden, und - dass die modulierten Signale durch mehrere Tiefpässe (TP0, TPi, TP2) weiterverarbeitet werden.
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