EP1352263A2 - Radareinrichtung und verfahren zum unterdrücken von störungen einer radareinrichtung - Google Patents

Radareinrichtung und verfahren zum unterdrücken von störungen einer radareinrichtung

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EP1352263A2
EP1352263A2 EP01984725A EP01984725A EP1352263A2 EP 1352263 A2 EP1352263 A2 EP 1352263A2 EP 01984725 A EP01984725 A EP 01984725A EP 01984725 A EP01984725 A EP 01984725A EP 1352263 A2 EP1352263 A2 EP 1352263A2
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EP
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signal
radar device
code
pulses
zum
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Withdrawn
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EP01984725A
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Thomas Brosche
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Robert Bosch GmbH
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Robert Bosch GmbH
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Publication date
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    • G01S7/36—Means for anti-jamming, e.g. ECCM, i.e. electronic counter-counter measures

Definitions

  • the invention relates to a radar device with means for generating a carrier signal with a carrier frequency f ⁇ , means for generating pulses with a pulse repetition frequency f PW , means for dividing the carrier signal into a transmitting branch and a receiving branch, means for delaying the pulses, means
  • the invention further relates to a method for suppressing interference in a radar device, comprising the steps of generating a carrier signal with a carrier frequency f ⁇ , generating pulses with a pulse repetition frequency f P Splitting the carrier signal into a transmission branch and a reception branch, delaying the pulses, mixing the carrier signal in the reception branch with a reception signal and integrating the mixed signal,
  • Generic radar devices and methods are used, for example, for close-range sensors in motor vehicles. They serve, for example, to guarding or detecting objects in a blind spot of a motor vehicle.
  • FIG. 1 shows schematically the basic structure of a radar device of the prior art.
  • a carrier frequency f ⁇ is generated by a local oscillator (LO) 110. This carrier frequency is divided by a power divider 116 into a transmission branch and a reception branch.
  • a pulse repetition frequency f PW is provided by a pulse generator 112 for modulating the carrier frequency. This modulation takes place in the transmission branch with the switch 120, to which the carrier frequency is applied and which is switched with the pulse repetition frequency. The signal generated in this way is emitted by the transmission antenna 136. Modulation also takes place in the reception branch. However, for the purpose of this modulation, the pulses of the pulse repetition frequency are delayed by a delay device 118.
  • the carrier frequency f ⁇ is modulated by actuating the switch 122, to which the carrier frequency is also applied.
  • a reference signal S R is made available in the reception branch.
  • This reference signal is mixed in a mixer 124 with a received signal received via the receiving antenna 134.
  • the output signal of the mixer 124 is fed to an integration means 126, for example a low-pass filter and an amplifier.
  • the signal generated in this way is fed to a signal evaluation and control 138, preferably after analog-digital conversion.
  • the signal evaluation and control 138 now determines the delay of the delay device 118, these .DELTA.t between a value m i n and .DELTA.t max is varied.
  • the delay can be varied by a microcontroller or a digital signal processor. It is also conceivable that special hardware is used for this. If the transit time of the radar pulses, which generally corresponds to twice the transit time between the target and the antenna, coincides with the delay, the amplitude of the output signal of the mixer 124 becomes maximum. A correlation receiver is thus available, in which the target distance and the radial speed between target and antenna can be inferred from the delay set by controller 138.
  • FIG. 1 shows an example of only the formation of the in-phase (I) signal.
  • the quadrature (Q) signal is formed in an analogous manner by mixing with the carrier frequency which is phase-shifted by 90 °.
  • ambiguities can arise when determining target distances outside the uniqueness range of a pulsed radar device.
  • the ambiguity range lies with target distances r
  • n 1, 2, 3, ... and r> 0.
  • interference occurs due to several pulse radar sensors operating at the same time if the sensors operate within the range of another sensor. Disturbances or the detection of false targets can occur. A measured apparent signal delay or the corresponding distance to the apparent target depends on the position between the transmission and reception times of the respective sensors. If you consider sensors that are installed in different vehicles, for example, it can happen that the transmit and receive antennas of the different sensors face each other. In this case, the interference between the individual sensors can generally no longer be neglected.
  • the invention builds on the generic radar device in that means for modulating the carrier Signals are provided in the transmission branch with the delayed pulses and that means for changing the delay of the pulses are provided in accordance with a predetermined code.
  • the measurement space that is the period between the minimum delay .DELTA.t m i n and maximum delay .DELTA.t max, non-monotonic increasing or decreasing sense but in a certain order of the code.
  • Such sampling is comparable to a "random sampling" method.
  • the measured values can be ordered according to ascending or descending values for the respective delays ⁇ t, so that the measured values can subsequently be processed further in a conventional manner.
  • This "irregular" scanning is advantageous since the mutually interfering radar sensors are usually put into operation at different times, so that they also record the measurement values for generally different scanning intervals at a particular time. Due to the modulation of the carrier signal in the transmission branch, the time intervals between the radar pulses transmitted by the various sensors change constantly. Therefore, the measured distances to the apparent targets, which result from the mutual interference of the radar sensors, also change. As a result, the signal energy of the apparent targets is distributed over the measuring room, so that the distinction between apparent and real targets can be improved. In other words, the signals are decoupled between different sensors. If different radar sensors are used for the modulation of the transmission time for different radar sensors and thus different sequences for the scanning inter- valle, a further reduction in interference is possible. Since the time intervals between the sampling intervals and the respective previously transmitted pulses also change during the switchover between the respective scans, the signal energy becomes ambiguous targets with a distance r from the transmitter
  • the maximum frequency of the switchover depends on the integration time required for a target discovery. A switchover for each transmitted radar pulse would be ideal. This is possible if the individual pulses have sufficient signal energy or an adequate signal-to-noise ratio for the individual pulse detection.
  • Means for modulating the carrier signal in the receiving branch with a constant delay are preferably provided.
  • a constant delay can be sufficient, since the delay in the transmission branch allows a variation and thus a distance detection. It therefore only serves to ensure that the reference pulse is always delayed compared to the transmitted pulse.
  • the invention is particularly advantageous in that the means for generating a pulse repetition frequency f P have a PN code generator ("pseudo noise") and that Means for delaying the pulses have means for code shifting.
  • a PN code generator prseudo noise
  • Means for delaying the pulses have means for code shifting.
  • the delay of the modulation in the reference signal can be omitted.
  • Negative values for the "delay" (preview) of the modulation in the transmission signal can be calculated or set in advance using the discrete code shift.
  • the carrier frequency f ⁇ is preferably an integer multiple of the pulse repetition frequency f P. Under these circumstances, modulation can be implemented by an integer or a half-number code shift.
  • means are provided for cyclically changing the code. This is a suitable way to vary the changed code and thus to have an advantageous effect on the interference signal suppression. It can be particularly advantageous that means are provided for generating ASK-modulated ("amplitude shift keying") or PSK-modulated ("phase shift keying") signals. Such means lead to a further suppression of interference effects.
  • the invention is based on the generic method in that the carrier signal in the transmission branch is modulated with the delayed pulses and in that the delay in the pulses is changed in accordance with a predetermined code. In this way it is possible to scan the measuring space, ie the period between the minimum delay ⁇ t min and the maximum delay ⁇ t max , not monotonically increasing or decreasing but in a sequence determined by the code.
  • the carrier signal in the reception branch is preferably modulated with a constant delay.
  • a constant delay can be sufficient, since the delay in the transmission branch allows a variation and thus a distance detection. It therefore only serves to ensure that the reference pulse is always delayed compared to the transmitted pulse.
  • PN codes pseudo noise
  • the delay of the modulation in the reference signal can be omitted.
  • Negative values for the "delay" (preview) of the modulation in the transmission signal can be calculated or set in advance using the discrete code shift.
  • the carrier frequency f ⁇ is preferably an integer multiple of the pulse repetition frequency f Pw . Under these circumstances, modulation can be implemented by an integer or a half-number code shift.
  • the code is changed cyclically. This is a suitable possibility to vary the changed code and thus to have an advantageous effect on the interference signal suppression.
  • the invention is based on the surprising finding that suppression of interference by the transmission signals of other, in particular identical, radar sensors can be achieved by coding the transmission time on the transmitter side. Furthermore, the risk of overloading the I or Q channel can be reduced by the mutual interference of the radar sensors. Signals from targets with target distances in the ambiguity range can also be suppressed.
  • the method can also be used advantageously in radar systems which already use coded transmission signals or reference signals which have been generated, for example, with the aid of PN coding by phase or amplitude modulation. It should also be emphasized that the length of the interval required for integration or averaging, for example in PN coding, is not influenced. The cut-off frequency of a low-pass filter used for the integration can thus remain unchanged or can be selected with regard to an optimal value for the signal-to-noise ratio.
  • Figure 1 is a schematic representation of a radar device of the prior art
  • FIG. 2 is a schematic representation of a radar device according to the invention.
  • FIG. 3 shows a graphic representation of a signal amplitude to explain a sampling method
  • FIG. 4 is a schematic representation of a further radar device according to the invention.
  • FIG. 5 shows a schematic illustration of a further radar device according to the invention.
  • Figure 6 is a schematic representation of a further radar device according to the invention.
  • FIG. 2 shows a schematic illustration of a radar device according to the invention.
  • a local oscillator 10 is connected to a power divider 16. This power divider 16 is connected to a transmission branch. Part of the power of the local oscillator 10 is coupled out of the power divider 16 into the receiving branch.
  • a pulse generator 12 is also provided for generating the pulse repetition frequency fp W.
  • the output of the pulse generator is with an adjustable delay element 18 and connected to an adjustable or non-adjustable delay element 19.
  • the output of the adjustable delay element 18 actuates a switch 20 in the transmission branch for modulating the carrier signal.
  • the output signal of the adjustable or non-adjustable delay element 19 actuates a switch 22 in the receiving branch for modulating the carrier signal in the receiving branch and thus for providing a reference signal S R.
  • the signal modulated by the switch 20 in the transmission branch is emitted by the transmission antenna 36 and reflected on a target.
  • This signal is received by a receiving antenna 34 and mixed in a mixer 24 with the reference signal S R.
  • the mixed signal is then fed to a means 26 for integration, for example a low pass and amplifier.
  • the signal generated in this way is fed to a signal evaluation and control 38 on the input side, which controls the adjustable delay element 18 on the output side.
  • the transmission times can be varied by the adjustable delay element 18.
  • This fixed delay is useful because the reference pulse must always be delayed compared to the transmitted pulse.
  • Figure 2 shows an example of only the formation of the in-phase (I) signal.
  • the quadrature (Q) signal is formed by mixing with the Carrier frequency phase-shifted by 90 ° in an analog manner.
  • FIG. 3 shows how the measuring space .DELTA.t min ... .DELTA.t max is scanned in an exemplary manner, an amplitude A being plotted against the signal delay .DELTA.t. Parallel to the delay time axis, a distance axis is shown, which is a distance between the transmitter and the target in the range r m j. n ... r max shows.
  • the course of the amplitude A is divided into equidistant intervals, these being parameterized by way of example with the numbers 1 to 16. These digits indicate the order of the scan.
  • the I and Q output signals of the sensor are recorded at all intervals.
  • the sequence of the scanning and thus the value for the respectively set delay is determined by a suitable code. After the sampling, the measured values can be ordered according to ascending or descending values for ⁇ t. As a result, the measured values can then be processed in a conventional manner.
  • the advantageous effect of a scan can be explained by the fact that the various radar sensors are usually put into operation at different times. Therefore, at a certain point in time, they record the measured values for generally different sampling intervals. Since the time intervals between the radar pulses sent by the various sensors are constantly changing, the distances to the apparent targets are also changing. The signal energy of the apparent Targets are thus distributed over the measuring space ⁇ t m i n ... ⁇ t max , so that there is an advantageous distinction between apparent and real targets. The signal energy is also scattered from ambiguous targets within the measuring room.
  • FIG. 4 shows a further radar device according to the invention. Elements which correspond to those from FIG. 2 are identified by identical reference symbols.
  • the special feature of the embodiment according to FIG. 4 is that a PN code generator 13 is provided, the selection of the code being taken over by the signal evaluation and control 38. This code is supplied to a code delay 21 where that in certain of the controller 38 is delayed manner max in an interval between delta T m i n and delta T. The code is then fed to a modulator 23 in the transmission branch. The non-delayed code is transmitted to a modulator 25 in the receiving branch, which delivers the reference signal S R as an output signal.
  • the delay of the modulation in the reference signal can be omitted, since negative values for the "delay" (preview) of the modulation in the transmission signal can be calculated or set in advance using the discrete shift.
  • the in-phase (I) signal is shown in FIG.
  • the quadrature (Q) signal is formed in an analogous manner by mixing with the carrier frequency which is phase-shifted by 90 °.
  • FIG. 5 shows a further embodiment of a radar device according to the invention. Elements which 2 or 4 correspond to the same reference numerals.
  • the special feature of the radar device according to FIG. 5 is that the pulse repetition frequency f P is generated with the aid of a noise generator 15.
  • the output signal of the noise generator 15 can be filtered via a high-pass filter 17. The result is a delay in both the transmission times and the reception times with a delay time ⁇ t mod .
  • the radar device is tuned with an adjustable delay element 27, which controls the modulation of the carrier signal to generate the reference signal S R.
  • FIG. 5 allows an improved suppression of ambiguous targets compared to the radar device according to FIG. 2, since the phase position of the pulse repetition frequency f PW is changed from pulse to pulse.
  • a further advantage of this radar device is that the remaining signal evaluation corresponds to the state of the art according to FIG. 1, so that only minor modifications to the hardware need be made.
  • FIG. 5 only the formation of the in-phase (I) signal is shown as an example.
  • the quadrature (Q) signal is formed in an analogous manner by mixing with the carrier frequency which is phase-shifted by 90 °.
  • FIG. 6 shows a further embodiment of a radar device according to the invention.
  • a PN code generator 13 is provided, which supplies the pulse repetition frequency to a first means for code shifting 21 and a second means for code shifting 29. Both means 21, 29 for code shift are from the Control 38 set, which is also responsible for the selection of the PN code.
  • the modulation can be implemented, for example, by an integer or half-integer code shift. This can be changed, for example, for every period of the code used or for every measuring interval. 6, only the formation of the in-phase (I) signal is shown as an example. Again, the quadrature (Q) signal is formed by mixing with the carrier frequency, which is phase-shifted by 90 °, in an analogous manner.

Abstract

The invention relates to a radar device with means (10), for generating a carrier signal with a carrier frequency f>T<, means (12, 13, 15, 17), for the generation of pulses with a pulse repetition frequency f>PW<, means (16), for the division of the carrier signal into a transmitter branch and a receiver branch, means (18, 19, 21, 27, 29), for delaying the pulse, means (24), for the mixing of the carrier signal in the receiver branch with a received signal and means (26) for integrating the mixed signal. Means (20, 23), for modulating the carrier signal in the transmitter branch with the delayed pulse are provided and means for changing the delay of the pulse according to a given code are provided. The invention further relates to a method for suppressing interference in a radar device.

Description

Radareinrichtung und Verfahren zum Unterdrücken von Störungen einer Radareinrichtung
Die Erfindung betrifft eine Radareinrichtung mit Mitteln zum Erzeugen eines Trägersignals mit einer Trägerfrequenz fτ, Mitteln zum Erzeugen von Pulsen mit einer Pulswieder"- holfrequenz fPW, Mitteln zum Aufteilen des Trägersignals auf einen Sendezweig und einen Empfangszweig, Mitteln zum Verzögern der Pulse, Mitteln zum Mischen des Trägersignals in dem Empfangszweig mit einem Empfangssignal und Mitteln zum Integrieren des gemischten Signals. Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren zum Unterdrücken von Störungen einer Radareinrichtung mit den Schritten Erzeugen eines Trägersignals mit einer Trägerfrequenz fτ, Erzeugen von Pulsen mit einer Pulswiederholfrequenz fP , Aufteilen des Trägersignals auf einen Sendezweig und einen Empfangszweig, Verzögern der Pulse, Mischen des Trägersignals in dem Empfangszweig mit einem Empfangssignal und Integrieren des gemischten Signals,
Stand der Technik
Gattungsgemäße Radareinrichtungen und Verfahren werden beispielsweise für die Nahbereichssensorik in Kraftfahrzeugen verwendet. Sie dienen zum Beispiel der Unfallver- hütung oder der Detektion von Objekten in einem toten Winkel eines Kraftfahrzeuges.
Figur 1 zeigt schematisch den grundlegenden Aufbau einer Radareinrichtung des Standes der Technik. Von einem Lokaloszillator (LO) 110 wird eine Trägerfrequenz fτ erzeugt. Diese Trägerfrequenz wird durch einen Leistungsteiler 116 auf einen Sendezweig und einen Empfangszweig aufgeteilt. Neben der Trägerfrequenz fτ wird von einem Pulsgenerator 112 eine Pulswiederholfrequenz fPW zur Modulation der Trägerfrequenz bereitgestellt. Im Sendezweig erfolgt diese Modulation mit dem Schalter 120, an welchem die Trägerfrequenz anliegt und welcher mit der Pulswiederholfrequenz geschaltet wird. Das so erzeugte Signal wird von der Sendeantenne 136 abgestrahlt. Im Empfangszweig findet ebenfalls eine Modulation statt. Allerdings werden zum Zwecke dieser Modulation die Pulse der Pulswiederholfrequenz durch eine Verzögerungseinrichtung 118 verzögert. Mit diesen verzögerten Impulsen erfolgt die Modulation der Trägerfrequenz fτ durch Betätigen des Schalters 122, an welchem ebenfalls die Trägerfrequenz anliegt. Auf diese Weise wird in dem Empfangszweig ein Referenzsignal SR zur Verfügung gestellt. Dieses Referenzsignal wird in einem Mischer 124 mit einem über die Empfangsantenne 134 empfangenen Empfangssignal gemischt. Das Ausgangssignal des Mischers 124 wird einem Integrationsmittel 126 zugeführt, beispielsweise einem Tiefpassfilter und einem Verstärker. Das so erzeugte Signal wird einer Signalauswertung und Steuerung 138 zugeführt, vorzugsweise nach Ana- log-Digital-Wandlung. Die Signalauswertung und Steuerung 138 bestimmt nun die Verzögerung der Verzögerungseinrichtung 118, wobei diese zwischen einem Wert Δtmin und Δtmax variiert wird. Beispielsweise kann die Verzögerung durch einen Microcontroller oder einen digitalen Signalprozessor variiert werden. Es ist ebenfalls denkbar, dass eine spezielle Hardware hierfür verwendet wird. Stimmt nun die Laufzeit der Radarpulse, welche in der Regel der doppelten Laufzeit zwischen Ziel und Antenne entspricht, mit der Verzögerung überein, so wird die Amplitude des Ausgangssignals des Mischers 124 maximal. Somit steht ein Korrelationsempfänger zur Verfügung, bei dem aus der von der Steuerung 138 eingestellten Verzögerung auf den Zielabstand und die Radialgeschwindigkeit zwischen Ziel und Antenne geschlossen werden kann. Figur 1 stellt beispielhaft nur die Bildung des Inphase (I) -Signals dar. Die Bildung des Quadratur (Q) -Signals erfolgt durch Mischung mit der um 90° phasenverschobenen Trägerfrequenz in analoger Weise.
Grundsätzlich ist es erwünscht, Störsignale der unterschiedlichsten Ursachen zu unterdrücken. Es wurde bereits vorgeschlagen, eine zusätzliche Modulation des Mikrowellensignals zu nutzen, um die an den Zielen reflektierten Signalanteile von Störsignalen zu trennen. Durch derartige Verfahren werden insbesondere Störungen durch andere nichtcodierte Sender, beispielsweise Rundfunksender, be- ziehungsweise Rauschen unterdrückt.
Allerdings kann es bei der Bestimmung von Zielentfernungen außerhalb des Eindeutigkeitsbereichs einer gepulsten Radareinrichtung zu Mehrdeutigkeiten kommen. Der Mehrdeu- tigkeitsbereich liegt bei Zielentfernungen r mit
c/(2fPW) < r < Rmax mit fPW: Pulswiederholfrequenz c: Lichtgeschwindigkeit
Rmax^ Reichweite des Radars.
In dem Mehrdeutigkeitsbereich werden die folgenden Zielentfernungen gemessen:
r = r - nc / (2fpw
mit n = 1, 2, 3, ... und r > 0.
Außerdem kommt es zu Störungen aufgrund mehrerer gleichzeitig arbeitender Pulsradar-Sensoren, wenn die Sensoren innerhalb der Reichweite eines jeweils anderen Sensors arbeiten. Es kann zu Störungen beziehungsweise zur Detek- tion von Scheinzielen kommen. Eine gemessene scheinbare Signalverzögerung beziehungsweise die entsprechende Entfernung zum scheinbaren Ziel hängt von der Lage zwischen den Sende- und EmpfangsZeitpunkten der jeweiligen Senso- ren ab. Betrachtet man Sensoren, welche beispielsweise in verschiedenen Fahrzeugen installiert sind, so kann es vorkommen, dass sich die Sende- und Empfangsantennen der verschiedenen Sensoren gegenüberstehen. In diesem Fall ist die Störbeeinflussung zwischen den einzelnen Sensoren in der Regel nicht mehr zu vernachlässigen.
Vorteile der Erfindung
Die Erfindung baut auf der gattungsgemäßen Radareinrichtung dadurch auf, dass Mittel zum Modulieren des Träger- signals in dem Sendezweig mit den verzögerten Pulsen vorgesehen sind und dass Mittel zum Ändern der Verzögerung der Pulse entsprechend einem vorgegebenen Code vorgesehen sind. Auf diese Weise ist es möglich, den Messraum, das heißt den Zeitraum zwischen minimaler Verzögerung Δtmin und maximaler Verzögerung Δtmax, nicht monoton steigend beziehungsweise fallend sondern in einer von dem Code bestimmten Reihenfolge abzutasten. Eine derartige Abtastung ist vergleichbar mit einem "Random Sampling" Verfahren. Nach der Abtastung können die Messwerte nach aufsteigenden beziehungsweise absteigenden Werten für die jeweiligen Verzögerungen Δt geordnet werden, so dass nachfolgend eine herkömmliche Weiterverarbeitung der Messwerte erfolgen kann. Diese "unregelmäßige" Abtastung ist vorteil- haft, da die sich gegenseitig störenden Radarsensoren meist zu unterschiedlichen Zeitpunkten in Betrieb genommen werden, so dass diese auch zu einem jeweiligen Zeitpunkt die Messwerte für in der Regel unterschiedliche Abtastintervalle erfassen. Durch die Modulation des Träger- signals in dem Sendezweig ändern sich die zeitlichen Abstände zwischen den gesendeten Radarpulsen der verschiedenen Sensoren ständig. Daher verändern sich auch die gemessenen Entfernungen zu den scheinbaren Zielen, die durch die gegenseitige Störung der Radarsensoren entste- hen. Mithin wird die Signalenergie der scheinbaren Ziele über den Messraum verteilt, so dass die Unterscheidung zwischen scheinbaren und realen Zielen verbessert werden kann. Mit anderen Worten, man erreicht eine Entkopplung der Signale zwischen verschiedenen Sensoren. Verwendet man für die Modulation des Sendezeitpunkts bei verschiedenen RadarSensoren jeweils unterschiedliche Codes und somit unterschiedliche Reihenfolgen für die Abtastinter- valle, so ist eine weitere Verringerung der Störbeeinflussung möglich. Da sich auch die zeitlichen Abstände zwischen den Abtastintervallen und den jeweils vorher gesendeten Pulsen während der Umschaltung zwischen den je- weiligen Abtastungen ändern, wird die Signalenergie mehrdeutiger Ziele mit einem Abstand r vom Sender
c/(2fPW) < r < Rmax
innerhalb des Messraumes gestreut. Da diese Änderung des zeitlichen Abstands nur einmal pro Umschaltung erfolgt, ist es nützlich, möglichst häufig umzuschalten. Allerdings richtet sich die maximale Häufigkeit der Umschaltungen nach der für eine Zielentdeckung notwendigen Inte- grationszeit . Ideal wäre eine Umschaltung für jeden gesendeten Radarpuls. Dies ist dann möglich, wenn die Einzelpulse eine für die Einzelpulsdetektion ausreichende Signalenergie beziehungsweise ein ausreichendes Signal- Rausch-Verhältnis besitzen.
Vorzugsweise sind Mittel zum Modulieren des Trägersignals in dem Empfangszweig mit einer konstanten Verzögerung vorgesehen. Eine konstante Verzögerung kann ausreichend sein, da die Verzögerung im Sendezweig eine Variation und somit eine Abstandsdetektion gestattet. Sie dient somit mitunter lediglich dazu, sicherzustellen, dass der Referenzpuls gegenüber dem gesendeten Puls stets verzögert ist.
Die Erfindung ist besonders dadurch vorteilhaft, dass die Mittel zum Erzeugen einer Pulswiederholfrequenz fP einen PN-Codegenerator ("Pseudo Noise") aufweisen und dass die Mittel zum Verzögern der Pulse Mittel zur Codeverschiebung aufweisen. Bei einem Einsatz einer solchen diskreten Verschiebung eines PN-Code kann die Verzögerung der Modulation im Referenzsignal entfallen. Negative Werte für die "Verzögerung" (Vorschau) der Modulation im Sendesignal können mit Hilfe der diskreten Codeverschiebung vorausberechnet beziehungsweise eingestellt werden. Durch die Verwendung von PN-Codes ist es möglich das S/N- Verhältnis zu verbessern, da bei PN-Codes mit geeigneter Autokorrelationsfunktion mit erhöhter Pulswiederholfrequenz gearbeitet werden kann, ohne eine Verringerung der maximalen Reichweite des Radars herbeizuführen.
Es kann vorteilhaft sein, wenn Mittel zum Ändern der Sen- dezeitpunkte und der EmpfangsZeitpunkte vorgesehen sind. Insbesondere, wenn die Verzögerung durch Codeverschiebung erfolgt lassen sich im Sendezweig und im Empfangszweig verschiedene Modulationsprinzipien realisieren, wobei die Modulation mit den unterschiedlich verschobenen Codes er- folgen kann.
Vorzugsweise ist die Trägerfrequenz fψ ein ganzzahliges Vielfaches der Pulswiederholfrequenz fP . Unter diesen Umständen lässt sich eine Modulation durch eine ganzzah- lige oder eine halbzahlige Codeverschiebung realisieren.
Es kann vorteilhaft sein, wenn Mittel zum zyklischen Verändern des Code vorgesehen sind. Dies ist eine geeignete Möglichkeit, den veränderten Code zu variieren und somit vorteilhaft auf die Störsignalunterdrückung einzuwirken. Es kann besonders vorteilhaft sein, dass Mittel zum Erzeugen ASK-modulierter ("Amplitude Shift Keying") beziehungsweise PSK-modulierter ("Phase Shift Keying") Signale vorgesehen sind. Derartige Mittel führen zu einer weite- ren Unterdrückung von Störeffekten.
Ferner kann aus demselben Grund vorteilhaft sein, wenn Mittel zum Polarisieren der Signale vorgesehen sind.
Die Erfindung baut auf dem gattungsgemäßen Verfahren dadurch auf, dass das Trägersignal in dem Sendezweig mit den verzögerten Pulsen moduliert wird und dass die Verzögerung der Pulse entsprechend einem vorgegebenen Code verändert wird. Auf diese Weise ist es möglich, den Mess- räum, das heißt den Zeitraum zwischen minimaler Verzögerung Δtmin und maximaler Verzögerung Δtmax, nicht monoton steigend beziehungsweise fallend sondern in einer von dem Code bestimmten Reihenfolge abzutasten.
Vorzugsweise wird das Trägersignal in dem Empfangszweig mit einer konstanten Verzögerung moduliert. Eine konstante Verzögerung kann ausreichend sein, da die Verzögerung im Sendezweig eine Variation und somit eine Abstandsdetektion gestattet. Sie dient somit mitunter lediglich da- zu, sicherzustellen, dass der Referenzpuls gegenüber dem gesendeten Puls stets verzögert ist.
Ebenfalls kann es nützlich sein, wenn ein PN-Code ("Pseu- do Noise") erzeugt wird und wenn das Verzögern der Pulse durch Codeverschiebung erfolgt. Bei einem Einsatz einer solchen diskreten Verschiebung eines PN-Code kann die Verzögerung der Modulation im Referenzsignal entfallen. Negative Werte für die "Verzögerung" (Vorschau) der Modulation im Sendesignal können mit Hilfe der diskreten Codeverschiebung vorausberechnet beziehungsweise eingestellt werden. Durch die Verwendung von PN-Codes ist es möglich das S/N-Verhältnis zu verbessern, da bei PN-Codes mit geeigneter Autokorrelationsfunktion mit erhöhter Pulswiederholfrequenz gearbeitet werden kann, ohne eine Verringerung der maximalen Reichweite des Radars herbeizuführen.
Es kann nützlich sein wenn die Sendezeitpunkte und die EmpfangsZeitpunkte geändert werden. Insbesondere, wenn die Verzögerung durch Codeverschiebung erfolgt lassen sich im Sendezweig und im Empfangszweig verschiedene Mo- dulationsprinzipien realisieren, wobei die Modulation mit den unterschiedlich verschobenen Codes erfolgen kann.
Bevorzugt ist die Trägerfrequenz fτ ein ganzzahliges Vielfaches der Pulswiederholfrequenz fPw. Unter diesen Umständen lässt sich eine Modulation durch eine ganzzahlige oder eine halbzahlige Codeverschiebung realisieren.
Ebenfalls kann es vorteilhaft sein, wenn der Code zyklisch verändert wird. Dies ist eine geeignete Möglich- keit, den veränderten Code zu variieren und somit vorteilhaft auf die Störsignalunterdrückung einzuwirken.
Es kann nützlich sein, wenn ASK-modulierte ("Amplitude Shift Keying") beziehungsweise PSK-modulierte ("Phase Shift Keying") Signale erzeugt werden. Derartige Mittel führen zu einer weiteren Unterdrückung von Störeffekten. Aus demselben Grund kann es nützlich sein, wenn die Signale polarisiert werden.
Der Erfindung liegt die überraschende Erkenntnis zugrun- de, dass die Unterdrückung der Störbeeinflussung durch die Sendesignale anderer, insbesondere gleichartiger Radarsensoren, durch eine senderseitige Codierung des Sendezeitpunktes erreicht werden kann. Weiterhin kann die Gefahr einer Übersteuerung des I- beziehungsweise des Q- Kanals durch die gegenseitige Störung der Radarsensoren verringert werden. Ebenfalls können Signale von Zielen mit Zielentfernungen im Mehrdeutigkeitsbereich unterdrückt werden. Das Verfahren ist auch vorteilhaft bei Radarsystemen anwendbar, welche bereits codierte Sendesi- gnale beziehungsweise Referenzsignale verwenden, die beispielsweise mit Hilfe einer PN-Codierung durch Phasenbeziehungsweise Amplitudenmodulation erzeugt wurden. Ferner ist zu betonen, dass die Länge des zur Integration beziehungsweise zur Mittelwertbildung notwendigen Inter- valls, beispielsweise bei der PN-Codierung, nicht beein- flusst wird. Damit kann die Grenzfrequenz eines zur Integration verwendeten Tiefpasses unverändert bleiben beziehungsweise hinsichtlich eines optimalen Wertes für das Signal-Rausch-Verhältnis gewählt werden.
Zeichnungen
Die Erfindung wird nun mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen anhand bevorzugter Ausführungsformen beispielhaft erläutert. Dabei zeigt:
Figur 1 eine schematische Darstellung einer Radareinrichtung des Standes der Technik;
Figur 2 eine schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen Radareinrichtung;
Figur 3 eine graphische Darstellung einer Signalampli- tude zur Erläuterung eines Abtastverfahrens;
Figur 4 eine schematische Darstellung einer weiteren erfindungsgemäßen Radareinrichtung;
Figur 5 eine schematische Darstellung einer weiteren erfindungsgemäßen Radareinrichtung; und
Figur 6 eine schematische Darstellung einer weitern erfindungsgemäßen Radareinrichtung.
Beschreibung der Ausführungsbeispiele
Figur 2 zeigt eine schematische Darstellung einer erfin- dungsgemäßen Radareinrichtung. Ein Lokaloszillator 10 ist mit einem Leistungsteiler 16 verbunden. Dieser Leistungsteiler 16 steht mit einem Sendezweig in Verbindung. Ein Teil der Leistung des Lokaloszillators 10 wird von dem Leistungsteiler 16 in den Empfangszweig ausgekoppelt. Ferner ist ein Pulsgenerator 12 zum Erzeugen der Pulswiederholfrequenz fpW vorgesehen. Der Ausgang des Pulsgenerators ist mit einem einstellbaren Verzögerungsglied 18 und mit einem justierbaren oder nicht einstellbaren Verzögerungsglied 19 verbunden. Der Ausgang des einstellbaren Verzögerungsgliedes 18 betätigt einen Schalter 20 im Sendezweig zum Modulieren des Trägersignals. Das Aus- gangssignal des justierbaren oder nicht einstellbaren Verzögerungsglieds 19 betätigt einen Schalter 22 im Empfangszweig zum Modulieren des Trägersignals im Empfangszweig und damit zum Bereitstellen eines Referenzsignals SR. Das von dem Schalter 20 im Sendezweig modulierte Si- gnal wird von der Sendeantenne 36 ausgesendet und an einem Ziel reflektiert. Dieses Signal wird von einer Empfangsantenne 34 empfangen und in einem Mischer 24 mit dem Referenzsignal SR gemischt. Nachfolgend wird das gemischte Signal einem Mittel 26 zum Integrieren, beispielsweise einem Tiefpass und Verstärker zugeführt. Das so erzeugte Signal wird einer Signalauswertung und Steuerung 38 ein- gangsseitig zugeführt, welche ausgangsseitig das einstellbare Verzögerungsglied 18 steuert.
Folglich können mit der Radareinrichtung gemäß Figur 2 die Sendezeitpunkte durch das einstellbare Verzögerungsglied 18 variiert werden. Die Verzögerungen liegen in einem Bereich Δts = 0 s ... Δtmax - tmj..., wobei zu berücksichtigen ist, dass das nicht einstellbare Verzögerungs- glied 19 eine Verzögerung ΔtE = Δtmax zur Verfügung stellt. Diese feste Verzögerung ist nützlich, da der Referenzpuls gegenüber dem gesendeten Puls stets verzögert sein muss. Als Gesamtverzögerung ergibt sich somit Δt = ΔtE - Δts = Δtπάn ... Δtmax. Figur 2 stellt beispielhaft nur die Bildung des Inphase (I) -Signals dar. Die Bildung des Quadratur (Q) -Signals erfolgt durch Mischung mit der um 90° phasenverschobenen Trägerfrequenz in analoger Weise.
In Figur 3 ist dargestellt, wie der Messraum Δtmin ... Δtmax in beispielhafter Weise abgetastet wird, wobei eine Amplitude A gegen die Signalverzögerung Δt aufgetragen ist. Parallel zu der Verzögerungszeitachse wird eine Abstandsachse dargestellt, welche einen Abstand zwischen dem Sender und dem Ziel im Bereich rmj.n ... rmax zeigt. Der Verlauf der Amplitude A ist in äquidistante Intervalle unterteilt, wobei diese beispielhaft mit den Ziffern 1 bis 16 parameterisiert sind. Diese Ziffern geben die Reihenfolge der Abtastung an. In allen Intervallen werden jeweils die I- und Q-Ausgangssignale des Sensors erfasst. Die Reihenfolge der Abtastung und damit der Wert für die jeweils eingestellte Verzögerung wird durch einen geeigneten Code festgelegt. Nach der Abtastung können die Messwerte nach aufsteigenden beziehungsweise absteigenden Werten für Δt geordnet werden. Folglich können die Mess- werte dann in herkömmlicher Weise weiterverarbeitet werden.
Die vorteilhafte Wirkung einer Abtastung, wie sie beispielhaft in Figur 3 dargestellt ist, ist damit zu erklä- ren, dass die verschiedenen Radarsensoren meist zu unterschiedlichen Zeitpunkten in Betrieb genommen werden. Daher erfassen diese zu einem bestimmten Zeitpunkt die Messwerte für in der Regel unterschiedliche Abtastintervalle. Da sich nun die zeitlichen Abstände zwischen den gesendeten Radarpulsen der verschiedenen Sensoren ständig verändern, verändern sich auch die Entfernungen zu den scheinbaren Zielen. Die Signalenergie der scheinbaren Ziele wird somit über den Messraum Δtmin ... Δtmax verteilt, so dass es in vorteilhafter Weise zu einer Unterscheidung zwischen scheinbaren und realen Zielen kommt. Ebenfalls wird die Signalenergie von mehrdeutigen Zielen innerhalb des Messraums gestreut.
Figur 4 zeigt eine weitere erfindungsgemäße Radareinrichtung. Elemente, welche jenen aus Figur 2 entsprechen, sind mit identischen Bezugszeichen gekennzeichnet. Die Besonderheit an der Ausführungsform gemäß Figur 4 besteht darin, dass ein PN-Codegenerator 13 vorgesehen ist, wobei die Auswahl des Code von der Signalauswertung und Steuerung 38 übernommen wird. Dieser Code wird einer Codeverzögerung 21 zugeführt, wo dieser in von der Steuerung 38 bestimmter Weise in einem Intervall zwischen -Δtmin und -Δtmax verzögert wird. Der Code wird dann einem Modulator 23 im Sendezweig zugeführt. Der nicht verzögerte Code wird einem Modulator 25 im Empfangszweig übertragen, welcher als Ausgangssignal das Referenzsignal SR liefert. Bei einer Verwendung einer diskreten Verschiebung des PN- Code kann die Verzögerung der Modulation im Referenzsignal entfallen, da negative Werte für die "Verzögerung" (Vorschau) der Modulation im Sendesignal mit Hilfe der diskreten Verschiebung vorausberechnet beziehungsweise eingestellt werden können. Wiederum ist in Figur 4 nur die Bildung des Inphase (I) -Signals dargestellt. Die Bildung des Quadratur (Q) -Signals erfolgt durch Mischung mit der um 90° phasenverschobenen Trägerfrequenz in analoger Weise.
Figur 5 zeigt eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Radareinrichtung. Elemente, welche derjeni- gen aus Figur 2 beziehungsweise Figur 4 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet. Die Besonderheit der Radareinrichtung gemäß Figur 5 liegt darin, dass die Pulswiederholfrequenz fP mit Hilfe eines Rauschgene- rators 15 erzeugt wird. Um Frequenzen unterhalb der maximal zu verarbeitenden Dopplerfrequenz fmax zu unterdrük- ken, kann das Ausgangssignal des Rauschgenerators 15 über einen Hochpass 17 gefiltert werden. Im Ergebnis erhält man eine Verzögerung sowohl der Sendezeitpunkte als auch der EmpfangsZeitpunkte mit einer Verzögerungszeit Δtmod. Die Abstimmung der Radareinrichtung geschieht vorliegend mit einem einstellbaren Verzögerungsglied 27, welches die Modulation des Trägersignals zur Erzeugung des Referenzsignals SR steuert. Die Radareinrichtung gemäß Figur 5 gestattet gegenüber der Radareinrichtung gemäß Figur 2 eine verbesserte Unterdrückung mehrdeutiger Ziele, da die Phasenlage der Pulswiederholfrequenz fPW von Puls zu Puls verändert wird. Ein weiterer Vorteil dieser Radareinrichtung besteht darin, dass die restliche Signalauswertung dem Stand der Technik gemäß Figur 1 entspricht, so dass nur geringfügige Modifikationen der Hardware vorzunehmen sind. Auch in Figur 5 ist beispielhaft nur die Bildung des Inphase (I) -Signals dargestellt. Die Bildung des Quadratur (Q) -Signals erfolgt durch Mischung mit der um 90° phasenverschobenen Trägerfrequenz in analoger Weise.
Figur 6 zeigt eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Radareinrichtung. Hier ist wiederum ein PN- Codegenerator 13 vorgesehen, welcher die Pulswiederhol- frequenz einem ersten Mittel zur Codeverschiebung 21 und einem zweiten Mittel zur Codeverschiebung 29 zuführt. Beide Mittel 21, 29 zur Codeverschiebung werden von der Steuerung 38 eingestellt, welche ferner für die Auswahl des PN-Code zuständig ist. Die Ausgangssignale des Mittels 21 zur Codeverschiebung werden einem Modulator 23 im Sendezweig zugeführt, so dass eine Modulation des Träger- signals im Sendezweig mit einem um Δts = Δtm0d verschobenen Code erfolgt. Im Empfangszweig wird das Trägersignal in einem Modulator 25 mit einem Code moduliert, der um ΔtE = Δtmod + Δtmin ... Δtmax verzögert ist, so dass ein verzögertes Referenzsignal SR zur Verfügung gestellt wird. Geht man davon aus, dass die Trägerfrequenz ein ganzzahliges Vielfaches der Pulswiederholfrequenz ist, dann ist die Modulation zum Beispiel durch eine ganzzahlige oder halbzahlige Codeverschiebung realisierbar. Diese kann zum Beispiel bei jeder Periode des verwendeten Code oder für jedes Messintervall verändert werden. Auch bei der Radareinrichtung gemäß Figur 6 ist beispielhaft nur die Bildung des Inphase (I) -Signals dargestellt. Wiederum erfolgt die Bildung des Quadratur (Q) -Signals durch Mischung mit der um 90° phasenverschobenen Trägerfrequenz in analoger Weise.
Die vorhergehende Beschreibung der Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung dient nur zu illustrativen Zwecken und nicht zum Zwecke der Beschränkung der Er- findung. Im Rahmen der Erfindung sind verschiedene Änderungen und Modifikationen möglich, ohne den Umfang der Erfindung sowie ihre Äquivalente zu verlassen.

Claims

Ansprüche
1. Radareinrichtung mit
Mitteln (10) zum Erzeugen eines Trägersignals mit einer Trägerfrequenz fτ, - Mitteln (12, 13, 15, 17) zum Erzeugen von Pulsen mit einer Pulswiederholfrequenz fP,
Mitteln (16) zum Aufteilen des Trägersignals auf einen Sendezweig und einen Empfangszweig, Mitteln (18, 19, 21, 27, 29) zum Verzögern der Pulse, - Mitteln (24) zum Mischen des Trägersignals in dem Empfangszweig mit einem Empfangssignal und Mitteln (26) zum Integrieren des gemischten Signals, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel (20, 23) zum Modulieren des Trägersignals in dem Sendezweig mit den verzögerten Pulsen vorgesehen sind und dass Mittel zum Ändern der Verzögerung der Pulse entsprechend einem vorgegebenen Code vorgesehen sind.
2. Radareinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel (22) zum Modulieren des Trägersignals in dem Empfangszweig mit einer konstanten Verzögerung vorgesehen sind.
3. Radareinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Erzeugen einer Pulswiederholfrequenz fPW einen PN-Codegenerator (13) ("Pseudo Noi- se") aufweisen und dass die Mittel zum Verzögern der Pulse Mittel (21, 29) zur Codeverschiebung aufweisen.
4. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel zum Ändern der Sendezeitpunkte und der EmpfangsZeitpunkte vorgesehen sind.
5. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Trägerfrequenz fτ ein ganzzahliges Vielfaches der Pulswiederholfrequenz fP ist.
6. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel zum zyklischen Verändern des Code vorgesehen sind.
7. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel zum Erzeugen ASK-modulierter ("Amplitude Shift Keying") beziehungsweise PSK-modulierter ("Phase Shift Keying") Signale vorge- sehen sind.
8. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel zum Polarisieren der Signale vorgesehen sind.
Verfahren zum Unterdrücken von Störungen einer Radareinrichtung mit den Schritten Erzeugen eines Trägersignals mit einer Trägerfrequenz fϊ,
Erzeugen von Pulsen mit einer Pulswiederholfrequenz
- Aufteilen des Trägersignals auf einen Sendezweig und einen Empfangszweig,
Verzögern der Pulse,
Mischen des Trägersignals in dem Empfangszweig mit einem Empfangssignal und - Integrieren des gemischten Signals, dadurch gekennzeichnet, dass das Trägersignal in dem Sendezweig mit den verzögerten Pulsen moduliert wird und dass die Verzögerung der Pulse entsprechend einem vorgegebenen Code verändert wird.
10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Trägersignals in dem Empfangszweig mit einer konstanten Verzögerung moduliert wird.
11. Verfahren nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass ein PN-Code ("Pseudo Noise") erzeugt wird und dass das Verzögern der Pulse durch Codeverschiebung erfolgt.
12. Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Sendezeitpunkte und die Empfangszeitpunkte geändert werden.
13. Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel (15, 17) vorgesehen sind, mit welchen eine gleichzeitige Modulation im Sende- und Empfangszweig durch eine Phasen- oder Frequenzmodulation der Pulswiederholfrequenz erfolgt.
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Trägerfrequenz fτ ein ganzzahliges Vielfaches der Pulswiederholfrequenz fPW ist.
15. Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Code zyklisch verändert wird.
16. Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass ASK-modulierte ("Amplitude Shift Keying") beziehungsweise PSK-modulierte ("Phase Shift Keying") Signale erzeugt werden.
17. Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Signale polarisiert werden.
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