JP5226185B2 - 探知測距装置 - Google Patents

Description

本発明は、目標物を探知してその個数や位置等を検出する複数の探知測距装置が存在する環境下で、他の装置からの干渉信号を除去して、自装置が探知すべき目標物を安定して同定するための技術に関する。

従来の車載用途等に用いられるレーダ装置では、構成の簡単さからプローブ信号としてＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave ）形式を用いる場合が多い。
図２５は、このような車載用のＦＭＣＷレーダ装置の構成例を示している。図２５のＦＭＣＷレーダ装置１２は、車両Ｄに搭載されており、受信アンテナ３１、受信部（ＲＸ）３２、増幅部３３、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部３４、送信アンテナ３５、送信部（ＴＸ）３６、および発振部３７を備える。

受信部３２は、低雑音増幅器４１およびミキサ４２を含み、増幅部３３は、中間周波数増幅器（ＩＦＡ）４３およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）４４を含む。送信部３６は、高出力増幅器４６、分岐部（ＨＹＢ）４５、および無線周波数発振器（ＲＦ−ＯＳＣ）４７を含み、発振部３７は、ベースバンド発振器（ＢＢ−ＯＳＣ）４８を含む。

ベースバンド発振器４８は、クロック信号ＣＬＫから、例えば三角波を生成して送信部３６に出力する。送信部３６の無線周波数発振器４７は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）等であり、三角波により周波数変調された送信信号を生成する。分岐部４５は、その送信信号を高出力増幅器４６とミキサ４２に出力する。送信アンテナ３５は、高出力増幅器４６によって増幅された送信波を送信する。送信アンテナ３５から送信された信号は、目標物となる他の車両Ｕにより反射されて、受信アンテナ３１により受信される。

低雑音増幅器４１は、受信信号を増幅し、ミキサ４２は、受信信号と送信信号の一部をミキシングすることで、ビート信号を生成する。中間周波数増幅器４３は、ビート信号を増幅し、ローパスフィルタ４４は、増幅されたビート信号から高周波成分を取り除き、ベースバンド信号を生成する。高速フーリエ変換部３４は、ベースバンド信号の高速フーリエ変換を行い、車両Ｕまでの距離ｒと車両Ｕの相対速度ｖ等の情報を出力する。

下記の特許文献１は、発振源としてガンダイオードを用いたマイクロ波レーダ装置における干渉を回避するためのシステムに関する。
特開平０６−１６０５１２号公報

上述した従来のＦＭＣＷレーダ装置には、次のような問題がある。
レーダ装置のような自律性の探知測距装置は、自己の発信する信号のみを拠り所にして目標物を探知し、その距離等の緒元を測定する必要がある。したがって、対向車が存在する場合のように、観測空間内に同様な他の装置が存在する場合、自己の観測帯域に他者のプローブ信号による干渉成分が混入し、目標物の識別が困難になる。

例えば、図２５の車両Ｕが対向車や前方を走行する車等であり、ＦＭＣＷレーダ装置１２と同様のレーダ装置１１を搭載している場合、受信アンテナ３１は、車両Ｕにより反射されたレーダ装置１２からのプローブ信号とともに、レーダ装置１１の送信アンテナ２１から送信された信号も併せて受信する。したがって、ベースバンド信号には車両Ｕからの送信信号による干渉成分が混入することになる。

もちろん、何らかの手段で他者のプローブ信号に関する情報が得られれば、干渉成分を除去することは必ずしも不可能ではない。しかし、様々な形式の装置が混在するような状況では、装置構成や信号処理のコストが大きくなり、能力の低いＣＰＵ（中央処理装置）による制御で高速応答を要求される車載レーダ装置等のアプリケーションでは、致命的な欠点となる。

また、探知測距装置は自己の発信するプローブ信号のエコーを用いて距離を測定するが、その受信電力は目標物までの距離の４乗に比例して減衰するのに対して、干渉信号源からの受信電力は距離の２乗に比例して減衰するに過ぎない。すなわち、一般に、干渉信号のパワーレベルは必要な信号のパワーレベルに比べてはるかに大きく、何の対策も施さなければ、必要な信号は干渉信号でマスクされてしまう可能性が高い。

本発明の課題は、レーダ装置のような探知測距装置において、簡単な構成で、目標物からのエコー信号が干渉信号によりマスクされるのを防止することである。

図１は、本発明の第１および第２の探知測距装置の原理図である。図１の探知測距装置は、生成手段１０１、送信センサ手段１０２、受信センサ手段１０３、抽出手段１０４、干渉検出手段１０５、および制御手段１０６を備える。

第１の探知測距装置において、生成手段１０１は、変調信号によりキャリア信号を変調して、目標物の位置を検出するためのプローブ信号を生成する。送信センサ手段１０２は、プローブ信号を放射する。受信センサ手段１０３は、目標物により反射されたプローブ信号をエコー信号として受信する。抽出手段１０４は、エコー信号から目標物の距離情報を抽出する。

干渉検出手段１０５は、受信センサ手段１０３が受信した信号から、エコー信号以外の干渉信号の存在を検出し、検出信号を出力する。制御手段１０６は、干渉検出手段１０５から検出信号を受け取ったとき、変調信号のパラメータを変更する。このとき、制御手段１０６は、変調信号のパラメータとして、変調信号の初期時刻、位相、および周期の少なくとも１つ以上を変更する。

干渉検出手段１０５は、例えば、受信信号に含まれる干渉信号のパワーレベルをモニタすることにより、干渉信号の有無を判定し、干渉信号の存在を検出すると検出信号を制御手段１０６に出力する。これを受けて、制御手段１０６は、変調信号の初期時刻、位相、または周期を変更する。

これにより、変更後の変調信号を用いて新たなプローブ信号が生成されて放射され、そのエコー信号が新たに受信される。後述するように、変調信号の初期時刻等を変更することで、干渉信号によりマスクされていたエコー信号を観測できるようになり、新たなエコー信号から目標物の距離情報が抽出される。

第２の探知測距装置において、生成手段１０１は、キャリア信号を生成する電圧（若しくは電流）制御発振手段を含み、変調信号によりキャリア信号を変調して、目標物の位置を検出するためのプローブ信号を生成する。送信センサ手段１０２は、プローブ信号を放射する。受信センサ手段１０３は、目標物により反射されたプローブ信号をエコー信号として受信する。抽出手段１０４は、エコー信号から目標物の距離情報を抽出する。

干渉検出手段１０５は、受信センサ手段１０３が受信した信号から、エコー信号以外の干渉信号の存在を検出し、検出信号を出力する。制御手段１０６は、干渉検出手段１０５から検出信号を受け取ったとき、キャリア信号のパラメータを変更する。このとき、制御手段１０６は、キャリア信号のパラメータとして、キャリア信号の中心周波数および変調帯域幅の少なくとも１つ以上を変更する。

キャリア信号の中心周波数等を変更することで、第１の探知測距装置と同様に、干渉信号によりマスクされていたエコー信号を観測できるようになり、新たなエコー信号から目標物の距離情報が抽出される。

生成手段１０１は、例えば、後述する図１３〜図１５、図２１、および図２２のＦＭＣＷレーダ装置における、ベースバンド発振器および無線周波数発振器に対応する。送信センサ手段１０２および受信センサ手段１０３は、例えば、送信アンテナおよび受信アンテナにそれぞれ対応し、抽出手段１０４は、例えば、受信系のミキサおよび干渉検出部の一部に対応する。干渉検出手段１０５および制御手段１０６は、例えば、干渉検出部および制御部にそれぞれ対応する。

本発明によれば、レーダ装置のような探知測距装置からプローブ信号が放射され、受信信号中にエコー信号とともに干渉信号が混入したとき、キャリア信号または変調信号のパラメータを変更するだけで、エコー信号がマスクされるのを防止することができる。

以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態を詳細に説明する。
図２５に示したように、ＦＭＣＷレーダ装置１１および１２をそれぞれ搭載した車両ＵおよびＤが路上を走行しており、車両Ｄが車両Ｕを探知しようとしている状況を想定する。なお、以下の説明では、車両ＤおよびＵに由来する信号やパラメータに上添え字^D および^U を付けて区別する。

まず、車両Ｄ側について考える。ベースバンド発振器４８から出力される基本周期Ｔ_m ^Dなる三角波ｖ_m ^D（ｔ）（変調信号）によって、無線周波数発振器４７に対して周波数変調を掛けると、無線周波数発振器４７の周波数変移ｆ_m ^D（ｔ）は、図２に示すようになる。図２において、Δω^D は片側最大角周波数変移（変調帯域幅に対応）を表す。また、ｆ_m ^D（ｔ）を積分して得られる位相推移ｈ^D （ｔ）は、図３に示すようになる。ｆ_m ^D（ｔ）およびｈ^D （ｔ）の１周期分の波形は、それぞれ次式で表される。

また、これらの波形は明らかにＴ_m ^Dなる周期を持つので、結局、分岐部（ＨＹＢ）４５への入力信号ｖ^D （ｔ）は、次式で表される。

ただし、ｖ_c ^D（ｔ）は無変調の場合の無線周波数発振器４７の出力信号（キャリア信号）を表し、ｖ_S ^D（ｔ）は等価低域系表現における変調成分を表し、ω_c ^Dは無線周波数発振器４７の中心角周波数（キャリア周波数に対応）を表す。ｈ_n ^Dはｅｘｐ［ｊｈ^D （ｔ）］のフーリエ展開係数を表し、ω_m ^D＝２π／Ｔ_m ^Dである。

図４は、（３）式を用いた送信信号ｖ^D （ｔ）のスペクトルの計算例を示している。図４の横軸は周波数インデクスを表し、縦軸はパワーを表す。周波数インデクス０の位置４０２がω_c ^Dに対応しており、その両側の位置４０１および４０３がそれぞれ−Δω^D およびΔω^D に対応している。

次に、車両Ｕが車両Ｄから視線距離ｒの位置を相対速度ｖで運動しているものとすると、Ｄ−Ｕ間の往復の遅延時間をτとし、相対速度ｖに基づくドップラー周波数シフトをω_ｄ として、以下のような受信信号ｖ^D （ｔ；τ）およびベースバンド信号ｖ_B ^D（ｔ）が得られる。なお、簡単のため、回路や伝搬による利得や損失は無視している。

ここで、車両Ｕから中心周波数ω_c ^U、変調周期Ｔ_m ^U、および片側最大角周波数変移Δω^U なるパラメータを持つＦＭＣＷプローブ信号が車両Ｄに向かって放射されてきたものとすると、車両Ｄのベースバンド信号ｖ_B ^D（ｔ）には、次式で表される干渉信号ｖ_B ^I（ｔ）が混入する。

ただし、ｈ^D とｈ^U は独立であるから、これらの位相推移の初期時刻の差をΔＴとしており、また本発明に於いてキャリア信号の初期時刻の差は、本質的な影響を及ぼさないので割愛している。このとき、（５）式で表されるエコー信号ｖ_B ^D（ｔ）の着信電力はｒ⁴ に反比例して減衰するのに対し、（６）式で表される干渉信号ｖ_B ^I（ｔ）のそれはｒ² にして反比例して減衰する。したがって、何の対策も施さない場合、ｖ_B ^D（ｔ）がｖ_B ^I（ｔ）でマスクされてしまい、車両Ｄによる車両Ｕの検知は困難となる。

一般に、レーダ装置等の探知測距装置は、目標物に関する緒元の測定を周波数ドメイン上で行うため、必要な信号成分ｖ_B ^DのスペクトルＶ_B ^Dと、干渉成分ｖ_B ^IのスペクトルＶ_B ^Iとの相対的な位置を把握する必要がある。このとき、重要となるのが各々のスペクトルの中心周波数と占有帯域であるが、前者については、Ｖ_B ^Dの中心角周波数がω＝０（ω_d ＝０の場合）となり、Ｖ_B ^Iの中心角周波数がω_c ^D−ω_c ^U（≡Δω_c ）となることは明らかである。

一方、後者を支配するのはＦＭＣＷ方式による位相推移であり、Ｖ_B ^Dはｈ^D（ｔ）−ｈ^D （ｔ−τ）によって定められ、Ｖ_B ^Iはｈ^D（ｔ）−ｈ^U （ｔ−ΔＴ−τ／２）によって定められる。

ここで、Ｖ_B ^Dについては、ｖ_B ^Dが周期Ｔ_m ^Dを持つことには変わりがないため、その具体的な値は（３）式と同様に、次式のフーリエ展開係数ｖ_B,n ^Dで与えられる。

しかしながら、τの大きさに応じてｖ_B,n ^Dの被積分関数と積分範囲とが変化するため、基本周期［−Ｔ_m ^D／２，Ｔ_m ^D／２］を図５に示すように４分割して、各領域について具体的な計算を行うことが望ましい。煩雑さを避けるため、添え字のＢおよびＤを割愛して、領域５０１および５０２についての係数ｖ_B,n ^Dの計算結果を示すと、次のようになる。なお、領域５０３および５０４についての計算結果も、下記と同様である。

領域５０１（ＣおよびＳはFresnel 積分）：

領域５０２：

（８）式〜（１２）式はＶ_B ^Dについての解析表現であるが、τ→ΔＴ＋τ／２とすれば、Δω^D ＝Δω^U 、Ｔ_m ^D＝Ｔ_m ^Uなる場合におけるＶ_B ^Iを表現している。そして、目標探知に用いるＶ_B ^Dについては、τが十分小さいため、領域５０２および５０４からの寄与が大きくなり、周波数ドメインでは、

なる位置に線スペクトルとして現れることが分かる。この場合は、もちろん、Δω_c ＝０である。
一方、干渉成分であるＶ_B ^Iについては、Δω^D ＝Δω^U 、Ｔ_m ^D＝Ｔ_m ^Uなる特別な場合でさえ、ΔＴの大きさが不明であるため、領域５０１からの寄与も正しく反映させた（９）式等と合わせて計算しなければならない。しかし、これは積分範囲にΔＴを含んだFresnel 積分であるから（図４参照）、Ｖ_B ^Iは、周波数ドメインではΔω_c を中心として、ΔＴで定まる占有帯域幅を持つスペクトルとして現れることが分かる。本発明では、この原理に基づき、受信信号に干渉成分が含まれていた場合、Δω_c や変調入力ｖ_m ^D（ｔ）の初期時刻を調整することで、その干渉成分をＶ_B ^Dの観測帯域外に移動させる。

さて、本発明による調整方法の定量的な解析結果は、具体的な変調信号を与えて上述したような計算を行うことで得られるが、Δω^D ≠Δω^U またはＴ_m ^D≠Ｔ_m ^Uなる場合、ΔＴの値によって被積分関数と積分範囲との関係が複雑に変化するため、一般的な解析式を構築するのは困難である。ただし、このような条件下でも動作原理自体は変わらないので、一例として、Δω^D ＝Δω^U （＝Δω）なる場合について、シミュレーションを用いて本発明による調整方法の定性的な性質を明確にする。

まず、図６は、Ｔ_m ^D＝Ｔ_m ^U（＝Ｔ_m ）かつΔＴ＝Ｔ_m ／２なる場合の干渉成分の瞬時周波数推移と占有帯域幅の関係を示している。実線６０１および破線６０２は、それぞれ車両Ｄおよび車両Ｕの周波数推移を表し、一点鎖線６０３は干渉成分（ＵとＤの差分）の周波数推移を表す。この場合、干渉成分の占有帯域は［−２Δω，２Δω］なる範囲となり、車両Ｄの周波数帯域のおよそ２倍の帯域（４Δω）を覆うことが分かる。

図７は、各パラメータにΔω＝２π×５０ＭＨｚ、Δω_c ＝２π×１００ＭＨｚ、Ｔ_m ＝１ｍｓｅｃ、ＳＮ（信号雑音比）＝２０ｄＢなる値を設定して計算した場合の、ベースバンド信号のスペクトルを示している。スペクトル７０１は干渉なしの場合のスペクトルＶ_B ^Dに相当し、スペクトル７０２は干渉成分のスペクトルＶ_B ^Iに相当する。この場合、極めてレベルの高い干渉成分がＶ_B ^Dの検出すべき信号７０３の近傍の帯域内に混入し、ノイズフロアが上昇することが分かる。

次に、図８は、Ｔ_m ^D＝Ｔ_m ^U（＝Ｔ_m ）かつΔＴ＝Ｔ_m ／４なる場合の干渉成分の瞬時周波数推移と占有帯域幅の関係を示している。実線８０１および破線８０２は、それぞれ車両Ｄおよび車両Ｕの周波数推移を表し、一点鎖線８０３は干渉成分の周波数推移を表す。この場合、干渉成分の占有帯域は［−Δω，Δω］となるが、各時間区間に由来するスペクトルは、区間［−Ｔ_m ／４，０］および［Ｔ_m ／４，Ｔ_m ／２］についてはFresnel 積分で与えられ、区間［−Ｔ_m ／２，−Ｔ_m ／４］および［０，Ｔ_m ／４］についてはδ関数で与えられる。

図９は、各パラメータに図７と同じ値を設定して計算した場合の、ベースバンド信号のスペクトルを示している。スペクトル９０１は干渉なしの場合のスペクトルＶ_B ^Dに相当し、スペクトル９０２は干渉成分のスペクトルＶ_B ^Iに相当する。図７と比較すると、スペクトルＶ_B ^Iの帯域が狭まったことに加えて、Δω_c の効果により、Ｖ_B ^Dの検出すべき信号９０３の近傍の帯域には干渉成分の混入がないことが分かる。

システムの線形性がよい場合、本発明の最も単純な実装方法はΔω_c ＞Δω^D ＋Δω^U と設定することである。しかし、車載用途等に用いられるレーダ装置は通常数１００ＭＨｚの帯域幅を持っており、狭い領域内に多数のレーダ装置が密集した場合、十分に大きなΔω_c を確保できない状況が想定される。このような場合や、システムの線形性が悪くスペクトルが広がるような場合には、単純な実装方法だけで定められた帯域内の装置間干渉を回避するのは困難をきたすことが予想される。

そこで、レベルの大きな干渉成分が観測された場合、図７に示したように、車両Ｄのレーダ装置における変調入力ｖ_m ^D（ｔ）の初期時刻を適当にシフトすることで、干渉成分を観測帯域外に追い出せばよい。もちろん、追い出す方向は直流（ＤＣ）側でも構わない。

次に、図１０から図１２までを参照しながら、Δω^D ＝Δω^U ＝ΔωかつＴ_m ^D≠Ｔ_m ^Uなる場合における適用例について説明する。
図１０は、Ｔ_m ^D＝Ｔ_m ＝２Ｔ_m ^UかつΔＴ＝Ｔ_m ^U／２なる場合の干渉成分の瞬時周波数推移と占有帯域幅の関係を示している。実線１００１および破線１００２は、それぞれ車両Ｄおよび車両Ｕの周波数推移を表し、一点鎖線１００３は干渉成分の周波数推移を表す。この場合、干渉成分の占有帯域は［−Δω，２Δω］となる。

図１１は、各パラメータに図７と同じ値を設定して計算した場合の、ベースバンド信号のスペクトルを示している。スペクトル１１０１は干渉なしの場合のスペクトルＶ_B ^Dに相当し、スペクトル１１０２は干渉成分のスペクトルＶ_B ^Iに相当する。図７と比較すると、スペクトルＶ_B ^Iの帯域が狭まったことに加えて、Ｖ_B ^Dの検出すべき信号１１０３の近傍の帯域内には干渉成分の混入がないことが分かる。

図１２は、Ｔ_m ^D＝Ｔ_m ＝８Ｔ_m ^Uと設定し、各パラメータに図７と同じ値を設定して計算した場合の、ベースバンド信号のスペクトルを示している。スペクトル１２０１は干渉なしの場合のスペクトルＶ_B ^Dに相当し、スペクトル１２０２および１２０３は、それぞれΔＴ＝Ｔ_m ^U／４およびΔＴ＝Ｔ_m ^U／２なる場合の干渉成分のスペクトルＶ_B ^Iに相当する。ΔＴの値を変化させることで、干渉成分のスペクトルＶ_B ^Iの帯域が移動することが分かる。

次に、図１３から図２４までを参照しながら、このような調整方法を実装した探知測距装置の構成と動作について具体的に説明する。
図１３は、干渉検出部を備えた車載用のＦＭＣＷレーダ装置の構成例を示している。図１３のＦＭＣＷレーダ装置は、受信アンテナ１３０１、送信アンテナ１３０２、送受信部１３０３、干渉検出部１３０４、制御部１３０５、無線周波数発振器１３０６、およびベースバンド発振器１３０７を備える。送受信部１３０３は、低雑音増幅器１３１１、ミキサ１３１２、高出力増幅器１３１３、および分岐部（ＨＹＢ）１３１４を含む。制御部１３０５は、例えば、ＣＰＵ（中央処理装置）とメモリからなる。

ベースバンド発振器１３０７は、例えば、ファンクションジェネレータであり、三角波を生成して無線周波数発振器１３０６に出力する。無線周波数発振器１３０６は、例えば、電圧制御発振器（ＶＣＯ）であり、三角波により周波数変調された送信信号を生成して、送受信部１３０３に出力する。

送受信部１３０３の分岐部１３１４は、送信信号を高出力増幅器１３１３とミキサ１３１２に出力し、高出力増幅器１３１３は、送信信号を増幅して送信アンテナ１３０２に出力する。送信アンテナ１３０２から送信された信号は、目標物となる他の車両により反射されて、受信アンテナ１３０１により受信される。低雑音増幅器１３１１は、受信信号を増幅し、ミキサ１３１２は、受信信号と送信信号の一部をミキシングすることで、ビート信号を生成する。

干渉検出部１３０４は、例えば、図２５の増幅部３３と同様に、中間周波数増幅器およびローパスフィルタを含み、ビート信号からベースバンド信号を生成する。このベースバンド信号は後段の高速フーリエ変換部（不図示）に転送され、ベースバンド信号から目標物までの距離ｒと相対速度ｖ等の情報が抽出される。

このとき、干渉検出部１３０４は、ベースバンド信号のパワーレベルをモニタして干渉信号の有無を判定し、干渉信号の存在を示す検出信号を制御部１３０５に出力する。干渉信号の有無は、例えば、ベースバンド信号のパワーレベルの最大値を所定の閾値と比較することで判定される。観測帯域内にレベルの高い干渉成分が混入してきた場合、ベースバンド信号では、その成分が図７のようなノイズフロアの上昇として現れたり、ピークとして現れたりする。したがって、パワーレベルの最大値が閾値を超えることになる。

制御部１３０５は、干渉検出部１３０４から検出信号を受け取ると、無線周波数発振器１３０６および／またはベースバンド発振器１３０７に制御信号を出力して、無線周波数発振器１３０６のキャリア周波数および／またはベースバンド発振器１３０７の変調信号の初期時刻を変更する。あるいは、ベースバンド発振器１３０７の変調信号の周期Ｔ_m を変更してもよい。

キャリア周波数を変更すれば、無線周波数発振器１３０６の干渉信号に対するオフセットであるΔω_c が変化し、変調信号の初期時刻を変更すれば、ベースバンド発振器１３０７の変調信号と干渉源の変調信号における初期時刻の差（位相）ΔＴが変化する。これにより、検出対象となる目標物に対応するスペクトルのピークを周波数ドメイン上で同じ位置に維持したまま、干渉成分を観測帯域から追い出すことができる。

図１４は、干渉検出部を備えたＦＭＣＷレーダ装置の別の構成例を示している。図１４のＦＭＣＷレーダ装置は、図１３の構成に可変遅延器１４０１を追加した構成を有する。
この場合、制御部１３０５は、干渉検出部１３０４から検出信号を受け取ると、無線周波数発振器１３０６および／または可変遅延器１４０１に制御信号を出力して、無線周波数発振器１３０６のキャリア周波数および／または可変遅延器１４０１の遅延量を変更する。可変遅延器１４０１の遅延量を変更することで、ベースバンド発振器１３０７の変調信号と干渉源の変調信号における初期時刻の差（位相）ΔＴが変更される。

なお、可変遅延器１４０１の代わりに可変位相器（フェーズシフタ）を用いて、変調信号の位相を直接変更するようにしてもよい。
図１５は、干渉検出部以外に電力モニタを備えたＦＭＣＷレーダ装置の構成例を示している。図１５のＦＭＣＷレーダ装置は、図１３の構成において送受信部１３０３を送受信部１５０１に変更した構成を有する。送受信部１５０１は、送受信部１３０３の構成に、分岐部１５１１、電力モニタ１５１２、および減衰器（ＡＴＴ）１５１３を追加した構成を有する。

分岐部１５１１は、受信アンテナ１３０１からの受信信号を低雑音増幅器１３１１と電力モニタ１５１２に出力し、電力モニタ１５１２は、キャリア周波数帯域で受信電力をモニタし、その受信電力を示すモニタ信号を制御部１３０５に出力する。減衰器１５１３は、高出力増幅器１３１３からの送信信号を減衰させて送信アンテナ１３０２に出力する。

制御部１３０５は、電力モニタ１５１２からのモニタ信号を受け取り、干渉信号に由来する過大な受信電力が観測された場合、減衰器１５１３に制御信号を出力して、送信信号の放射レベルを減衰させる。このように、受信電力に応じて送信信号の放射レベルを制御することで、干渉信号の存在を確認することができる。

制御部１３０５は、例えば、受信電力が所定の閾値を超えた場合に過大な受信電力が観測されたと判断し、送信信号の放射レベルを低下させる制御信号を出力する。このとき、干渉検出部１３０４からの検出信号が途切れなければ、干渉信号が確かに存在すると判断し、無線周波数発振器１３０６および／またはベースバンド発振器１３０７に対して図１３と同様の制御を行う。

一方、干渉検出部１３０４からの検出信号が途切れれば、干渉検出部１３０４が検出した信号は干渉信号ではなくエコー信号であると判断して、無線周波数発振器１３０６および／またはベースバンド発振器１３０７に対する制御を行わない。

その後、制御部１３０５は、送信信号の放射レベルを元のレベルに戻して、送受信部１５０１を通常の動作に復帰させる。このような制御を行うことで、過大な入力による受信系への悪影響を避けつつ、干渉成分を効果的に観測帯域から追い出すことができる。

なお、減衰器１５１３の代わりにスイッチを設けて、スイッチをオフにすることで送信信号を停止する制御を行ってもよい。
また、電力モニタからのモニタ信号を用いて周波数に対する干渉電力の低減率を測定し、無線周波数発振器１３０６および／またはベースバンド発振器１３０７のパラメータを逐次的に変化させることも可能である。この場合、制御部１３０５は、時刻ｔにおける受信電力をメモリに格納しておき、この値を一定時間間隔毎に比較することで、干渉電力の低減率を測定する。あるいは、送信信号の放射レベルを低下させる前後における、ベースバンド信号のパワーレベルを干渉検出部１３０４から受け取ることで、干渉電力の低減率を測定することもできる。

ところで、図１３〜図１５の構成では、干渉検出部１３０４をミキサ１３１２の後段に設けているが、一般的には、受信系の信号経路上の任意の位置に設けることができる。例えば、受信アンテナ１３０１と低雑音増幅器１３１１の間に干渉検出部１３０４を設ければ、無線周波数帯域において干渉信号を検出することができる。また、高速フーリエ変換部（不図示）の後段に干渉検出部１３０４を設けてもよい。

ドップラー周波数シフトω_ｄ やシステムの非線形効果も考慮すると、Δω_c ＞Δω^D ＋Δω^U なる関係が満たされていれば干渉成分の混入は起こらないので、キャリア周波数を、周波数ホッピングのシーケンスによってランダムに変動させることも有効である。変調信号のパラメータ（初期時刻、位相、周期Ｔ_m ^D）および変調帯域幅Δω^D についても同様なことが言える。

この場合、制御部１３０５は、キャリア周波数、変調信号のパラメータ等を適当なランダム系列に沿ってホッピングさせることで、干渉発生の確率を低減させる。なお、パラメータのいくつかを組み合わせて一意的に符号化して、メモリに格納しておき、その中の一組をランダムに選択して制御に用いてもよい。また、十分な観測時間が確保できる場合、例えば構内でレーダ装置を運用する様な場合、パラメータの組み合わせ系列をニューラルネットワークや遺伝アルゴリズム等を用いて更新しても良い。

図１６は、図１３〜図１５の構成において各パラメータを協調的に変化させるパラメータ変更処理のフローチャートである。制御部１３０５は、まず、干渉源となる装置のパラメータが取得可能か否かをチェックする（ステップ１６０１）。

ここで、干渉源となる装置は、例えば、他の車両に搭載されたＦＭＣＷレーダ装置であり、そのパラメータに関する情報は、後述するような方法でレーダ信号を介して取得される。あるいは、通常の車々間通信や、路上中継器／管制センタ等のインフラを利用して取得してもよい。

干渉源のパラメータが取得可能であれば、事前に定められた条件に従い、取得された干渉源のパラメータを用いて自装置のパラメータを変更する（ステップ１６０２）。ここでは、例えば、Δω_c ＞Δω^D ＋Δω^U が成り立つように、自装置のキャリア周波数または変調帯域幅が変更される。

そして、干渉成分が十分抑圧されたか否かをチェックする（ステップ１６０３）。干渉検出部１３０４から検出信号が出力されなくなれば、干渉成分が十分抑圧されたものと判断して、処理を終了する。

ステップ１６０１において干渉源のパラメータが取得不可能である場合、および、ステップ１６０３において干渉成分が抑圧されない場合は、次に、干渉信号の帯域に対してキャリア周波数のオフセットが十分確保できるか否かをチェックする（ステップ１６０４）。

キャリア周波数のオフセットが十分確保できれば、自装置のキャリア周波数を変更し（ステップ１６０５）、干渉成分が十分抑圧されたか否かをチェックする（ステップ１６０６）。干渉成分が十分抑圧されれば、処理を終了する。

ステップ１６０４においてキャリア周波数のオフセットが十分確保できない場合、および、ステップ１６０６において干渉成分が抑圧されない場合は、次に、干渉源の速度、距離情報と受信信号の全帯域情報が取得可能か否かをチェックする（ステップ１６０７）。

それらの情報が取得可能であれば、干渉信号をリカバーし、これを受信信号から差し引き（ステップ１６０８）、干渉成分が十分抑圧されたか否かをチェックする（ステップ１６０９）。干渉成分が十分抑圧されれば、処理を終了する。

ステップ１６０７において干渉源の速度、距離情報と受信信号の全帯域情報が取得不可能である場合、および、ステップ１６０９において干渉成分が抑圧されない場合は、自装置の変調信号の初期時刻または位相を変更し（ステップ１６１０）、干渉成分が十分抑圧されたか否かをチェックする（ステップ１６１１）。干渉成分が十分抑圧されれば、処理を終了する。ステップ１６１１において干渉成分が抑圧されない場合は、自装置の変調帯域幅および／または変調信号の周期を変更し(ステップ１６１２)、干渉成分が十分抑圧されたか否かをチェックする（ステップ１６０９）。干渉成分が十分抑圧されれば、処理を終了し、ステップ１６０９において干渉成分が抑圧されない場合は、再調整のためにステップ１６１０の処理を繰り返す。

なお、ステップ１６０９、１６１０、１６１１、１６１２から成る一連の処理は、図１６に示すように、ステップ１６１０とステップ１６１２の処理を個別に行っても良いし、例えば干渉成分の電力等を尺度とし、最小二乗法等のアルゴリズムを用いて、同時に複数のパラメータを変更しても良い。

次に、各パラメータに関する情報をレーダ信号に含ませることで、ＦＭＣＷレーダ装置間でパラメータ情報を伝送する方法について説明する。パラメータ情報は、変調信号自体に乗せてもよく、キャリア信号に乗せてもよい。このようなパラメータ情報の交換を行うことで、同じ調整方法を実装したＦＭＣＷレーダ装置間での干渉が特定しやすくなり、レスポンスが向上する。

例えば、プローブ信号の帯域外にサブチャネルを設け、パラメータ情報をサブチャネルにより伝送することが可能である。このサブチャネルを送受信部の動作帯域内に設定すれば、２つのチャネルでＦＭＣＷレーダ装置のアンテナを共用することができる。また、アンテナをフラクタル構造とし、分岐部とサブチャネル用の送受信部を追加して、サブチャネルを別のキャリア周波数を中心とした帯域に設定してもよい。

図１７から図２０までは、フラクタル構造のアンテナの例を示している。図１７のアンテナは、バイナリツリーのフラクタル構造を有し、図１８のアンテナは、Cantor bars のフラクタル構造を有する。図１９のアンテナは、Sierpinski curveのフラクタル構造を有し、図２０のアンテナは、Sierpinski gasket のフラクタル構造を有する。

このような構造によれば、適当な供給点（feeding point ）から入出力を分岐することにより、複数の周波数で共振点を持つアンテナを構成できる。また、適切な設計を行えば、比較的狭い面積で効率の高いアンテナを実現できる。なお、素子アンテナ（element antenna ）の形状は特に問わず、ライン状でも、パッチ状でも、或いはスロット状でも構わない。特に、図１９や図２０の例では、カーブで囲まれている領域がパッチやスロットアンテナになっていても構わない。

図２１は、フラクタル構造のアンテナを用いたＦＭＣＷレーダ装置の構成例を示している。図２１のＦＭＣＷレーダ装置は、受信アンテナ２１０１、送信アンテナ２１０２、デマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）２１０３、マルチプレクサ（ＭＵＸ）２１０４、スイッチ２１１９、低雑音増幅器２１０６、２１０７、高出力増幅器２１０８、２１０９、ミキサ２１１０、２１１１、分岐部（ＨＹＢ）２１１２、２１１３、２１１４、周波数逓倍器２１１５、干渉検出部２１１６、無線周波数発振器２１１７、制御部２１１８、可変遅延器２１２０、データ生成器２１２１、およびベースバンド発振器２１２２を備える。

受信アンテナ２１０１および送信アンテナ２１０２は、上述したようなフラクタル構造を有し、複数の周波数で共振点を持つ。制御部２１１８は、例えば、ＣＰＵとメモリからなる。干渉検出部２１１６、無線周波数発振器２１１７、可変遅延器２１２０、およびベースバンド発振器２１２２の動作は、図１４の干渉検出部１３０４、無線周波数発振器１３０６、可変遅延器１４０１、およびベースバンド発振器１３０７の動作と同様である。

データ生成器２１２１は、自装置のパラメータ情報を含むデータ信号を生成する。制御部２１１８は、スイッチ２１１９を切り替えることで、データ生成器２１２１またはベースバンド発振器２１２２のいずれかの出力信号を、変調信号として無線周波数発振器２１１７に入力する。データ生成器２１２１とベースバンド発振器２１２２とで無線周波数発振器２１１７を共用しているため、プローブ信号の変調方式はステップド周波数変調となり、データ信号の変調方式はＡＳＫ（ＰＳＫ）等となる。

高出力増幅器２１０９および分岐部２１１２、２１１４は、メインチャネルの送信部を構成し、高出力増幅器２１０８、分岐部２１１３、および周波数逓倍器２１１５は、サブチャネルの送信部を構成する。周波数逓倍器２１１５は、制御部２１１８からの制御信号に基づいて、無線周波数発振器２１１７の出力信号の周波数をＮ倍にして出力する。マルチプレクサ２１０４は、メインチャネルとサブチャネルの送信信号を多重化して送信アンテナ２１０２に出力する。

低雑音増幅器２１０７およびミキサ２１１０は、メインチャネルの受信部を構成し、低雑音増幅器２１０６およびミキサ２１１１は、サブチャネルの受信部を構成する。デマルチプレクサ２１０３は、メインチャネルとサブチャネルの受信信号を分離して出力する。

干渉検出部２１１６は、メインチャネルまたはサブチャネルの受信部から出力されるビート信号を用いてベースバンド信号を生成し、干渉信号を検出する。そして、サブチャネルのベースバンド信号から他の装置のパラメータ情報を抽出して、制御部２１１８に出力する。制御部２１１８は、受け取ったパラメータ情報を用いて、干渉成分が抑圧されるように自装置のパラメータを変更する。

なお、周波数逓倍器２１１５の代わりに分周器を用いてもよい。また、時分割が完全に行われる場合は、デマルチプレクサ２１０３およびマルチプレクサ２１０４の代わりに分岐部を用いてもよい。ただし、受信アンテナ２１０１と低雑音増幅器２１０６、２１０７の間、および、送信アンテナ２１０２と高出力増幅器２１０８、２１０９の間には、所要の整合回路が含まれているものとする。

図２２は、フラクタル構造のアンテナを用いた別のＦＭＣＷレーダ装置の構成例を示している。図２２のＦＭＣＷレーダ装置は、受信アンテナ２１０１、送信アンテナ２１０２、低雑音増幅器２２０１、高出力増幅器２２０２、データ生成器２２０３、ミキサ２２０４、２２０５、２２０６、デマルチプレクサ２２０７、分岐部２２０８、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２２０９、２２１０、干渉検出部２１１６、無線周波数発振器２１１７、制御部２１１８、可変遅延器２１２０、およびベースバンド発振器２１２２を備える。

受信アンテナ２１０１、送信アンテナ２１０２、干渉検出部２１１６、無線周波数発振器２１１７、可変遅延器２１２０、およびベースバンド発振器２１２２の動作は、図２１の場合と同様である。

データ生成器２２０３は、制御部２１１８からの制御信号に基づいて、ミキサ２２０４および２２０６にデータ信号を出力する。ミキサ２２０６は、無線周波数発振器２１１７の出力信号とデータ信号をミキシングすることで送信号を生成し、高出力増幅器２２０２に出力する。

ミキサ２２０５は、低雑音増幅器２２０１からの受信信号と無線周波数発振器２１１７の出力信号の一部をミキシングすることで、ビート信号を生成する。デマルチプレクサ２２０７は、ビート信号を２つに分離して、ミキサ２２０４とローパスフィルタ２２１０に出力する。ミキサ２２０４は、デマルチプレクサ２２０７の出力信号とデータ信号をミキシングして、ローパスフィルタ２２０９に出力する。

図２１または図２２の構成によれば、ＦＭＣＷレーダ装置のパラメータを第２の変調信号としてプローブ信号に重畳して送信することができる。また、他のＦＭＣＷレーダ装置から受信した信号の復調時に、その装置のパラメータを抽出することで、図１６に示したように、他のＦＭＣＷレーダ装置からの干渉信号の識別と自装置のパラメータ変更が容易になる。

次に、一意性の高い固有番号に基づいて、設定すべきパラメータを選択する方法について説明する。この方法では、パラメータの複数の組み合わせをあらかじめメモリに格納しておき、干渉信号が検出されたときに、所定の固有番号に基づいてその中の一組を選択し、その組のパラメータを変更後のパラメータとして用いる。

図２３は、運転手等が所有する携帯電話の電話番号を用いてパラメータを選択する方法を示している。この例では、電話番号の最後尾８桁を２桁ずつ４つの部分に分割し、それぞれの部分に対して、キャリア周波数、変調帯域幅、変調信号の周期、および変調信号の初期時刻（位相）が割り当てられる。メモリに格納された各パラメータにも２桁の識別番号を割り当てておく。そして、干渉信号を検出した各車両のＦＭＣＷレーダ装置は、４つのパラメータの値を、運転手等の電話番号に対応する組み合わせに変更する。

変調帯域幅や変調信号の周期は、ＦＭＣＷレーダの分解能等に直結するので、１桁の番号で識別してもよい。また、各数字を１０進数のままで分割するのではなく、Ｎ進数に変換してから分割してもよい。

図２４は、電話番号と位置情報を併用してパラメータを選択する方法を示している。この方法では、図２３に示したように、電話番号にそれぞれのパラメータを割り当てておき、さらにＧＰＳ（Global Positioning System ）等で取得した適当な時刻における自装置（車両）の位置情報に応じて、パラメータの組み合わせをダイナミックに変更する。

具体的には、電話番号の最後尾８桁と位置情報を示す８桁の番号の論理積を計算し、得られた８桁の識別番号に基づき、パラメータの組み合わせを選択する。
図２３または図２４のパラメータ選択方法によれば、各車両のＦＭＣＷレーダ装置が一意性の高い固有番号に基づいてパラメータを選択するため、車両間での干渉発生の確率が低減する。携帯電話の電話番号の代わりに、運転手の指紋のような個人識別情報を符号化して得られる番号や、車両番号、起動用キーのＲＦＩＤ（Radio Frequency Identification）番号等を用いてもよい。

以上説明した実施形態ではＦＭＣＷレーダ装置を用いているが、探知測距装置としては、モノパルスレーダ装置やアレイレーダ装置のような他のレーダ装置、ソナー装置等を用いることも可能である。例えば、探知測距装置としてソナー装置を用いた場合は、アンテナを、音波を送受信する音波センサ（圧電素子）に置き換え、無線周波数発振器をソナー用発振器に置き換えればよい。

また、送信信号の変調方式としては、周波数変調以外にも、位相変調、振幅変調、符号変調等の他の方式を用いることができる。この場合、図１６のパラメータ変更処理に加えて、変調方式を協調的に変更する制御を行ってもよい。

さらに、探知測距装置の用途は車載用には限られず、これを航空機、船舶等の他の移動体に搭載して使用することも可能である。この場合、プローブ信号はアンテナ等のセンサから、目標物の存在する媒体内（空中、水中等）に放射される。

（付記１） 変調信号によりキャリア信号を変調して、目標物の位置を検出するためのプローブ信号を生成する生成手段と、
前記プローブ信号を放射する送信センサ手段と、
前記目標物により反射されたプローブ信号をエコー信号として受信する受信センサ手段と、
前記エコー信号から前記目標物の距離情報を抽出する抽出手段と
前記受信センサ手段が受信した信号から、前記エコー信号以外の干渉信号の存在を検出し、検出信号を出力する干渉検出手段と、
前記干渉検出手段から前記検出信号を受け取ったとき、前記変調信号のパラメータを変更する制御手段と
を備えることを特徴とする探知測距装置。
（付記２） 前記制御手段は、前記変調信号のパラメータとして、該変調信号の初期時刻、位相、および周期の少なくとも１つ以上を変更することを特徴とする付記１記載の探知測距装置。
（付記３） 前記制御手段は、前記検出信号を受け取ったとき、前記キャリア信号のパラメータをさらに変更することを特徴とする付記１または２記載の探知測距装置。
（付記４） 前記制御手段は、前記キャリア信号のパラメータとして、該キャリア信号の中心周波数および変調帯域幅の少なくとも１つ以上を変更することを特徴とする付記３記載の探知測距装置。
（付記５） 前記制御手段は、前記検出信号を受け取ったとき、前記キャリア信号の変調方式をさらに変更することを特徴とする付記１または３記載の探知測距装置。
（付記６） 前記受信センサ手段は、干渉源となる他の探知測距装置におけるパラメータ情報を含む信号を受信し、前記抽出手段は、受信した信号から該パラメータ情報を抽出し、前記制御手段は、抽出されたパラメータ情報を用いて、干渉が抑圧されるように前記変調信号またはキャリア信号のパラメータを変更することを特徴とする付記１または３記載の探知測距装置。
（付記７） 前記受信センサ手段は、前記他の探知測距装置におけるプローブ信号の帯域外に設けられたサブチャネルを介して、前記パラメータ情報を含む信号を受信することを特徴とする付記６記載の探知測距装置。
（付記８） 前記受信センサ手段が受信した信号の受信電力をモニタして、前記制御手段に出力する電力モニタ手段と、前記プローブ信号の放射レベルを削減する削減手段をさらに備え、前記制御手段は、該電力モニタ手段により過大な受信電力が観測されたとき、該削減手段を制御して該プローブ信号の放射レベルを削減し、前記干渉検出手段からの前記検出信号が途切れなければ、前記変調信号またはキャリア信号のパラメータを変更することを特徴とする付記１または３記載の探知測距装置。
（付記９） 前記制御手段は、前記電力モニタ手段により観測された受信電力から干渉電力の低減率を測定し、前記変調信号またはキャリア信号のパラメータを逐次的に変化させることを特徴とする付記８記載の探知測距装置。
（付記１０） 前記制御手段は、ホッピングシーケンスに従って、前記変調信号またはキャリア信号のパラメータをランダムに変動させることを特徴とする付記１または３記載の探知測距装置。
（付記１１） 前記制御手段は、前記変調信号またはキャリア信号のパラメータの複数の組み合わせを保持し、所定の固有番号に基づいて該複数の組み合わせの中の一組を選択し、選択した一組のパラメータを変更後のパラメータとして用いることを特徴とする付記１または３記載の探知測距装置。
（付記１２） 前記制御手段は、前記所定の固有番号と位置情報とに基づいて、前記複数の組み合わせの中の一組を選択すること特徴とする付記１１記載の探知測距装置。
（付記１３） キャリア信号を生成する電圧若しくは電流制御発振手段を含み、変調信号により該キャリア信号を変調して、目標物の位置を検出するためのプローブ信号を生成する生成手段と、
前記プローブ信号を放射する送信センサ手段と、
前記目標物により反射されたプローブ信号をエコー信号として受信する受信センサ手段と、
前記エコー信号から前記目標物の距離情報を抽出する抽出手段と
前記受信センサ手段が受信した信号から、前記エコー信号以外の干渉信号の存在を検出する干渉検出手段と、
前記干渉信号が検出されたとき、前記キャリア信号のパラメータを変更する制御手段と
を備えることを特徴とする探知測距装置。
（付記１４） 前記受信センサ手段は、干渉源となる他の探知測距装置におけるパラメータ情報を含む信号を受信し、前記抽出手段は、受信した信号から該パラメータ情報を抽出し、前記制御手段は、抽出されたパラメータ情報を用いて、干渉が抑圧されるように前記キャリア信号のパラメータを変更することを特徴とする付記１３記載の探知測距装置。
（付記１５） 前記受信センサ手段が受信した信号の受信電力をモニタして、前記制御手段に出力する電力モニタ手段と、前記プローブ信号の放射レベルを削減する削減手段をさらに備え、前記制御手段は、該電力モニタ手段により過大な受信電力が観測されたとき、該削減手段を制御して該プローブ信号の放射レベルを削減し、前記干渉検出手段からの前記検出信号が途切れなければ、前記キャリア信号のパラメータを変更することを特徴とする付記１３記載の探知測距装置。
（付記１６） 前記制御手段は、ホッピングシーケンスに従って、前記キャリア信号のパラメータをランダムに変動させることを特徴とする付記１３記載の探知測距装置。

本発明の探知測距装置の原理図である。 変調入力による周波数変移を示す図である。 変調入力による位相推移を示す図である。 送信信号のスペクトルを示す図である。 ベースバンドスペクトルの計算方法を示す図である。 干渉成分の第１の周波数推移を示す図である。 干渉成分によるノイズフロアの上昇を示す図である。 干渉成分の第２の周波数推移を示す図である。 干渉成分の第１の調整結果を示す図である。 干渉成分の第３の周波数推移を示す図である。 干渉成分の第２の調整結果を示す図である。 干渉成分の第３の調整結果を示す図である。 第１のＦＭＣＷレーダ装置の構成図である。 第２のＦＭＣＷレーダ装置の構成図である。 第３のＦＭＣＷレーダ装置の構成図である。 パラメータ変更処理のフローチャートである。 第１のフラクタル構造を示す図である。 第２のフラクタル構造を示す図である。 第３のフラクタル構造を示す図である。 第４のフラクタル構造を示す図である。 第４のＦＭＣＷレーダ装置の構成図である。 第５のＦＭＣＷレーダ装置の構成図である。 第１の固有番号を示す図である。 第２の固有番号を示す図である。 従来のＦＭＣＷレーダ装置の構成図である。

符号の説明

１１、１２ ＦＭＣＷレーダ装置
２１、３５、１３０２、２１０１ 送信アンテナ
３１、１３０１、２１０２ 受信アンテナ
３２ 受信部
３３ 増幅部
３４ 高速フーリエ変換部
３６ 送信部
３７ 発振部
４１、１３１１、２１０６、２１０７、２２０１ 低雑音増幅器
４２、１３１２、２１１０、２１１１、２２０４、２２０５、２２０６ ミキサ
４３ 中間周波数増幅器
４４、２２０９、２２１０ ローパスフィルタ
４５、１３１４、１５１１、２１１２、２１１３、２１１４、２２０８ 分岐部
４６、１３１３、２１０８、２１０９、２２０２ 高出力増幅器
４７、１３０６、２１１７ 無線周波数発振器
４８、１３０７、２１２２ ベースバンド発振器
１０１ 生成手段
１０２ 送信センサ手段
１０３ 受信センサ手段
１０４ 抽出手段
１０５ 干渉検出手段
１０６ 制御手段
４０１、４０２、４０３ 位置
５０１、５０２、５０３、５０４ 領域
６０１、８０１、１００１ 実線
６０２、８０２、１００２ 破線
６０３、８０３、１００３ 一点鎖線
７０１、７０２、９０１、９０２、１１０１、１１０２、１２０１、１２０２、１２０３ スペクトル
７０３、９０３、１１０３ 観測信号と近傍帯域
１３０３、１５０１ 送受信部
１３０４、２１１６ 干渉検出部
１３０５、２１１８ 制御部
１４０１、２１２０ 可変遅延器
１５１２ 電力モニタ
１５１３ 減衰器
２１０３、２２０７ デマルチプレクサ
２１０４ マルチプレクサ
２１１９ スイッチ
２１１５ 周波数逓倍器
２１２１、２２０３ データ生成器
Ｄ、Ｕ 車両

Claims (5)

1. 変調信号によりキャリア信号を変調して、目標物の位置を検出するためのプローブ信号を生成する生成手段と、
   前記プローブ信号を放射する送信センサ手段と、
   前記目標物により反射されたプローブ信号をエコー信号として受信する受信センサ手段と、
   前記エコー信号から前記目標物の距離情報を抽出する抽出手段と、
   前記受信センサ手段が受信した信号から、前記エコー信号以外の干渉信号の存在を検出し、検出信号を出力する干渉検出手段と、
   前記干渉検出手段から前記検出信号を受け取ったとき、前記変調信号の初期時刻若しくは位相の少なくとも１つ以上を変更する制御手段と
   を備えることを特徴とする探知測距装置。
2. 前記制御手段は、前記検出信号を受け取ったとき、前記キャリア信号のパラメータをさらに変更することを特徴とする請求項１記載の探知測距装置。
3. 前記受信センサ手段は、干渉源となる他の探知測距装置におけるパラメータ情報を含む信号を受信し、前記抽出手段は、受信した信号から該パラメータ情報を抽出し、前記制御手段は、抽出されたパラメータ情報を用いて、干渉が抑圧されるように前記変調信号の初期時刻若しくは位相の少なくとも１つ以上、または前記キャリア信号のパラメータを変更することを特徴とする請求項１または２記載の探知測距装置。
4. 前記受信センサ手段が受信した信号の受信電力をモニタして、前記制御手段に出力する電力モニタ手段と、前記プローブ信号の放射レベルを削減する削減手段をさらに備え、前記制御手段は、該電力モニタ手段により過大な受信電力が観測されたとき、該削減手段を制御して該プローブ信号の放射レベルを削減し、前記干渉検出手段からの前記検出信号が途切れなければ、前記変調信号の初期時刻若しくは位相の少なくとも１つ以上、または前記キャリア信号のパラメータを変更することを特徴とする請求項１または２記載の探知測距装置。
5. キャリア信号を生成する電圧若しくは電流制御発振手段を含み、変調信号により該キャリア信号を変調して、目標物の位置を検出するためのプローブ信号を生成する生成手段と、
   前記プローブ信号を放射する送信センサ手段と、
   前記目標物により反射されたプローブ信号をエコー信号として受信する受信センサ手段と、
   前記エコー信号から前記目標物の距離情報を抽出する抽出手段と、
   前記受信センサ手段が受信した信号から、前記エコー信号以外の干渉信号の存在を検出する干渉検出手段と、
   前記干渉信号が検出されたとき、前記キャリア信号の変調帯域幅を変更する制御手段と
   を備えることを特徴とする探知測距装置。