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Die
Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines Radarsystems
gemäß dem Oberbegriff des
Patentanspruchs 1.
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Im
Stand der Technik sind Verfahren zum Betreiben eines Radarsystems
bekannt. Z. B. wird in der
EP1028323
A2 ein Verfahren für
Luftfahrzeuge vorgestellt, dass die unerwünschte Detektion von Bodenzielen
hervorgerufen durch die Nebenkeulen des Radarstrahls unterdrückt. Dazu
werden sich wiederholende Pulsfolgen ausgesendet, die jeweils eine erste
und eine zweite Anzahl von Impulsen aufweisen, deren Trägerfrequenzen
jeweils eine vorbestimmte Differenz Df zueinander aufweisen. Die
nach Reflektion an einem Objekt empfangenen Signale werden im Hinblick
auf die Impulslaufzeit und die Dopplerverschiebung ausgewertet um
die unerwünschten
Bodenziele zu erkennen und auszublenden. Für die Auswertung wird jedes
empfangene Impuls-Signal mit der dem jeweiligen Entfernungsbereich
korrespondierenden Sendefrequenz heruntergemischt.
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In
der Patentschrift
US
5357253A wird ein Verfahren für geologische Messungen mit
einem Radarsystem vorgestellt. Um auch schwache Signale aus tiefer
gelegenen Erdschichten detektieren zu können, muss das starke Signal
aus dem direkten Empfangspfad zwischen Sender und Empfänger effizient
unterdrückt
werden. Dazu ist eine duale Empfangsantenneneinheit vorgesehen,
die genau diese Signale durch eine automatische Anpassung der frequenzabhängigen Antennengewinnfunktion
unterdrückt.
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Ein
weiteres Verfahren zum Betreiben eines Radarsystems ist aus der
DE 44 33 790 A1 bekannt. Bei
diesem bekannten Verfahren werden Sendepulse unterschiedlicher Trägerfrequenz
von einem Radarsystem zeitsequentiell in einen Beobachtungsraum
abgestrahlt und Empfangpulse, die durch Reflexion der Sendepulse
an im Beobachtungsraum befindlichen Reflexionsobjekten entstehen,
vom Radarsystem detektiert und zur weiteren Verarbeitung mit einem Überlagerungssignal
in ein Zwischenfrequenzsignal mit vorgegebener Zwischenfrequenz umgesetzt.
Die weitere Verarbeitung erfolgt dabei mit dem Ziel, die Entfernung
zum Reflexionsobjekt oder zu den Reflexionsobjekten zu ermitteln.
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Als
nachteilig erweist sich hierbei, daß die Frequenz des Überlagerungssignals
und somit auch die Zwischenfrequenz aufgrund von Störungen,
insbesondere aufgrund von Temperaturänderungen, schwanken kann,
was eine Verfälschung
der Meßergebnisse
zur Folge hat.
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Der
Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff
des Patentanspruchs 1 anzugeben, das die Ermittlung der Entfernung
zu mindestens einem im Beobachtungsbereich befindlichen Reflexionsobjekt
und/oder der Geschwindigkeit, insbesondere der Relativgeschwindigkeit,
mindestens eines im Beobachtungsbereich befindlichen Reflexionsobjekts
mit hoher Genauigkeit ermöglicht.
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Die
Aufgabe wird durch die Merkmale im Patentanspruch 1 gelöst. Vorteilhafte
Ausgestaltungen oder Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
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Beim
erfindungsgemäßen Verfahren
werden Sendepulse mit jeweils vorgegebener Trägerfrequenz zeitsequentiell
mit einer vorgegebenen Pulswiederholrate in einen Beobachtungsraum
abgestrahlt und Reflexionspulse, die durch Reflexion der Sendepulse
an einem oder mehreren im Beobachtungsraum befindlichen Reflexionsobjekten
entstehen, ausgewertet. Dabei werden die Reflexionspulse oder Teile
davon in Sendepausen detektiert und in ein Zwischenfrequenzsignal
vorgegebener Zwischenfrequenz umgesetzt. Zudem wird die Zwischenfrequenz
auf einen Sollwert geregelt, so daß betriebsbedingte Schwankungen
der Zwischenfrequenz kompensiert werden. Hierzu ist es erforderlich, eine
Messung durchzuführen,
bei der ein Istwert der Zwischenfrequenz als ihr momentaner tatsächlicher Wert
ermittelt wird. Erfindungsgemäß wird dieser
Istwert durch eine Spektralanalyse zweier Abtastsignale ermittelt.
Dabei wird das Zwischenfrequenzsignal zur Erzeugung der Abtastsignale
in zwei parallelen Signalzweigen mit der Pulswiederholrate abgetastet, wobei
die Abtastungen in dem einen Signalzweig zeitversetzt gegenüber den
Abtastungen in dem anderen Signalzweig erfolgen und der Zeitversatz
einer Zeitdauer von einer viertel Periode des Sollwerts der Zwischenfrequenz,
d. h. bezogen auf den Sollwert der Zwischenfrequenz, einer Phasenverschiebung von
90° entspricht.
Man erhält
daher ein Inphase-Signal und ein Quadraturphase-Signal als Abtastsignale.
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In
einer vorteilhaften Ausgestaltung des Verfahrens werden bei der
Durchführung
der Spektralanalyse die Frequenzspektren der Abtastsignale jeweils
durch eine Zeit-Frequenz-Transformation,
vorzugsweise jeweils durch eine schnelle Fourier-Transformation (FFT), ermittelt und
es wird der Phasenunterschied zwischen diesen Frequenzspektren als Maß der Zwischenfrequenz
ermittelt. Dabei wird vorzugsweise der Phasenunterschied zwischen
einander entsprechenden Frequenzlinien gleicher Frequenz, die in
den ermittelten Frequenzspektren auftreten, als Phasenunterschied
zwischen den Frequenzspektren ermittelt.
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In
einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des Verfahrens werden
die Abtastsignale zu einem komplexen Abtastsignal mit dem einen
Abtastsignal als Realteil und dem anderen Abtastsignal als Imaginärteil zusammengefaßt und es
wird das Frequenzspektrum dieses komplexen Abtastsignals, vorzugsweise
durch eine komplexe schnelle Fourier-Transformation ermittelt. Aus
diesem Frequenzspektrum werden eine Hauptlinie, die aufgrund der
Reflexion der Sendepulse an einem Reflexionsobjekt entsteht, und
eine dazugehörige
Spiegellinie detektiert und das Verhältnis der Amplitude der Hauptlinie
zur Amplitude der zugehörigen
Spiegellinie als Maß des
Istwerts der Zwischenfrequenz ermittelt.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
eignet sich bestens zum Betreiben von Abstandswarnsystemen in Kraftfahrzeugen,
mit denen Abstandsdaten und/oder Geschwindigkeitsdaten von Reflexionsobjekten,
insbesondere von anderen Fahrzeugen, Personen oder sonstigen Hindernissen,
ermittelt werden.
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen und von Figuren
näher erläutert. Es
zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild eines Radarsystems für Kraftfahrzeuge,
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2 Zeitdiagramme
von Sende- und Reflexionspulse, die vom Radarsystems aus 1 ausgesendet
bzw. detektiert werden,
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3 Frequenzspektren
von zwei mit dem Radarsystem aus 1 erzeugten
Abtastsignalen,
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4 das
Leistungsverhältnis
zweier Frequenzlinien aus dem Frequenzspektrum eines mit dem Radarsystem
aus 1 erzeugten komplexen Abtastsignals.
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Das
in 1 gezeigte Radarsystem wird in Kraftfahrzeugen
als Abstandswarnsystem eingesetzt, mit dem Abstandsdaten und ggf.
Geschwindigkeitsdaten, insbesondere Relativgeschwindigkeitsdaten,
von Reflexionsobjekten, d. h. von vorausfahrenden, entgegenkommenden
oder nachfolgenden Fahrzeugen, Personen und sonstigen Hindernissen, ermittelt
werden. Diese Daten sollen für
sämtliche
in einem Beobachtungsraum befindlichen Reflexionsobjekte gleichzeitig,
eindeutig und mit hoher Auflösung
ermittelt werden. Der gewünschte
Entfernungseindeutigkeitsbereich beträgt beispielsweise 150 m, die
Entfernungsauflösung
1 m und die gewünschte Geschwindigkeitsauflösung 1 m/s.
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Gemäß 1 weist
das Radarsystem zur Ermittlung dieser Daten eine Sende-Empfangs-Einheit 1,
eine Signalverarbeitungseinheit 2 und eine Steuereinheit 3 auf.
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Die
Sende-Empfangs-Einheit 1 umfaßt ihrerseits eine Antenneneinheit 11,
eine Schaltungseinheit mit einer Sendeseite 1a und einer
Empfangsseite 1b sowie einen steuerbaren Oszillator 13.
Die Antenneneinheit 11 umfaßt dabei mehrere Antennen 111, 112, 113,
die jeweils sowohl für
den Sende- als auch für
den Empfangsbetrieb vorgesehen sind und die in unterschiedliche
Richtungen ausgerichtet sind, so daß mit ihnen in sukzessiven
Meßvorgängen jeweils ein
Winkelabschnitt des Beobachtungsraums erfaßt wird. Die Antenneneinheit 11 umfaßt ferner
einen Antennenschalter 114 zur Selektion der jeweiligen
Antenne 111 bzw. 112 bzw. 113, wobei
jede der Antennen 111, 112, 113 für jeweils
einen Meßvorgang
und den jeweils zugehörigen
Winkelabschnitt selektiert wird. Das Umschalten des Antennenschalters 114 erfolgt
dabei in Abhängigkeit
der Zeitdauer eines Meßvorgangs.
Die Sende-Empfangs-Einheit 1 umfaßt ferner
eine HF-Schalteinheit 12 mit zwei HF-Schaltern – dem Sende-Empfangsschalter 121 und
dem LO-Schalter 122 – mit
denen zwischen der Sendeseite 1a und Empfangsseite 1b,
d. h. zwischen dem Sendebetrieb und dem Empfangsbetrieb umgeschaltet
werden kann. Der Sende-Empfangs-Schalter 121 und der LO-Schalter 122 befinden
sich im Sendebetrieb in der linken Stellung und im Empfangbetriebs
in der rechten Stellung. Die Sende-Empfangs-Einheit 1 umfaßt des weiteren
auf der Empfangsseite 1b einen Mischer 14 zur
Frequenzumsetzung der im Empfangsbetrieb empfangenen Signale.
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Die
Signalverarbeitungseinheit 2 weist einen bandbegrenzenden
Vorverstärker 21,
eine beispielsweise als Digitalsignalprozessor ausgeführten Digitalsignalverarbeitungseinheit 22 und
mit einem Inphase-Zweig und einem Quadraturphase-Zweig zwei parallele
Signalzweige auf. Über
diese beiden parallelen Signalzweige, die ihrerseits jeweils ein
Abtast-Halte-Glied 230 bzw. 231, jeweils einen
als Antialias-Filter wirkenden Integrator 250 bzw. 251 und
jeweils einen Analog-Digital-Wandler 260 bzw. 261 aufweisen,
ist der Vorverstärker 21 mit
der Digitalsignalverarbeitungseinheit 22 verbunden.
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Die
Steuereinheit 3, ist zur Ansteuerung des Sende-Empfangs-Schalter 121 und
des LO-Schalter 122 der HF-Schalteinheit 12, zur
Modulation des Oszillators 13 sowie zur Ansteuerung der
Abtast-Halte-Glieder 230, 231 und der Analog-Digitalwandler 260, 261 vorgesehen.
Sie wird zur Synchronisation der Sende-Empfangs-Einheit 1 und
der Signalverarbeitungseinheit 2 von der Digitalverarbeitungseinheit 22 angesteuert.
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2 zeigt
die prinzipielle Signalfolge der von einer selektierten Antenne 111 bzw. 112 bzw. 113 während eines
Meßvorgangs
abgestrahlten Sendepulse ST1,1, ST2,1 ... STn,m und
die daraufhin von einem oder mehreren Reflexionsobjekten zurück reflektierten
Reflexionspulse SR1,1, SR1,2 ...
SRn,m. Während
eines ersten Sendeabschnitts TT1,1 wird
ein Oszillatorsignal So, das von dem beispielsweise als VCO ausgebildeten
Oszillator 13 erzeugt wird, auf der Sendeseite 1a der
Sende-Empfangs-Einheit 1 über die HF-Schalter 122, 121 und
den Antennenschalter 114 an die ausgewählte Antenne 111 bzw. 112 bzw. 113 abgegeben,
welche daraufhin den Sendepuls ST1,1 mit
der Frequenz des Oszillatorsignals So als Trägerfrequenz abstrahlt. Die
Trägerfrequenz
wird dabei während
des Sendeabschnitts TT1,1 konstantgehalten.
Aus dem Sendepuls ST1,1 entsteht durch Reflexion
der Reflexionspuls SR1,1. In dem auf den
Sendeabschnitt TT1,1 folgenden Empfangsabschnitts
TR1,1 wird dann derjenige Teil des Reflexionspulses
SR1,1, der während dieses Zeitabschnitts
TR1,1 an die ausgewählte Antenne 111 bzw. 112 bzw. 113 ankommt,
detektiert und über
den Antennenschalter 114 und den Sende-Empfangsschalter 121 auf
der Empfangsseite 1b der Sende-Empfangs-Einheit 1 dem
Mischer 14 zugeführt
und durch diesen als Mischsignal SM in eine
Zwischenfrequenzebene mit für
alle Reflexionspulse einheitlicher Zwischenfrequenz fZF von
beispielsweise 10 MHz umgesetzt. Der Mischer 14 wird hierzu über den
LO-Schalter 122 durch den Oszillator 13 angesteuert,
dessen Frequenz mit dem Umschalten des LO-Schalters 122 entsprechend
der gewünschten
Zwischenfrequenz fZF umgeschaltet wird.
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Die
nächsten
Sendepulse ST1,2, ... STn,m werden
in gleicher Weise generiert und folgen mit einer vorgegebenen Pulswiederholzeit
TP, beispielsweise im Abstand von 2 μs. Wesentlich
ist, daß die
Sendepulse ST1,1, ... STn,m jeweils
eine konstante Trägerfrequenz
aufweisen, wobei aber unterschiedliche Sendepulse auch unterschiedliche
Trägerfrequenzen aufweisen
können.
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Die
Ermittlung der Entfernungsdaten und ggf. der Geschwindigkeitsdaten
der Reflexionsobjekte erfolgt in mindestens einer Meßphase TM, die zyklisch wiederholt wird. Die Sende-Empfangs-Einheit 1 wird
dabei in jeder Meßphase
mehrfach zwischen Sende- und Empfangsbetrieb umgeschaltet, so daß eine Meßphase TM mehrere Sendeabschnitte TT1,1, TT1,2, ... TTn,m und
mehrere Empfangsabschnitte TR1,1, TR1,2, TRn,m umfaßt und somit
mehrere Reflexionspulse SR1,1, SR1,2, ... SRn,m pro
Meßphase
ausgewertet werden. Die Trägerfrequenz
der Sendepulse ST1,1, ST1,2,
... STn,m wird während einer Meßphase TM in den Sendepausen durch entsprechende
Steuerung des Oszillators 13 zwischen einer vorgegebenen
Anzahl n von verschiedenen gleichmäßig voneinander beabstandeten
Trägerfrequenzwerten
innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbands von beispielsweise 150 MHz
umgeschaltet. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel werden beispielsweise
während
einer Meßphase
n = 256 verschiedene Trägerfrequenzwerte
erzeugt, indem die Trägerfrequenz
aus gehend von einem unteren Frequenzwert von 76,5 GHz in 255 gleichen
Frequenzstufen Δf
von 570 kHz bis zu einem oberen Frequenzwert inkrementiert wird,
wobei jeweils eine vorgegebene Anzahl m von aufeinanderfolgenden
Sendepulsen ST1,1, ... ST1,m,
beispielsweise m = 5 Sendepulse, als Pulsfolge mit gleicher Trägerfrequenz
ausgesendet werden. Alternativ oder zusätzlich kann auch eine Meßphase vorgesehen
sein, bei der die Trägerfrequenz
ausgehend vom oberen Frequenzwert in den gleichen Frequenzstufen Δf bis zum
unteren Frequenzwert dekrementiert wird, wo bei wiederum jeweils
die vorgegebene Anzahl m von Sendepulsen mit gleicher Trägerfrequenz
ausgesendet werden. Denkbar ist es weiterhin, die Reihenfolge der
Trägerfrequenzwerte
nach einer bestimmten Vorschrift vorzugeben und diese vorgegebene
Reihenfolge bei der nachfolgenden Signalverarbeitung zu berücksichtigen.
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Von
der Signalverarbeitungseinheit 2 wird das vom Mischer 14 abgegebene
Mischsignal SM weiterverarbeitet und durch
eine Spektralanalyse hinsichtlich Frequenzverschiebung und/oder
Phasenverschiebung ausgewertet. Das vom Mischer 14 abgegebene
Mischsignal SM wird dabei vom bandbegrenzenden
Vorverstärker 21,
dessen Bandbreite beispielsweise von 2 MHz bis 18 MHz reicht, verstärkt und
gleichzeitig gefiltert, so daß Spiegelanteile und
Rauschanteile aus dem Mischsignal SM unterdrückt werden.
Am Ausgang des Vorverstärkers 21 wird
somit ein Zwischenfrequenzsignal SZF abgegeben,
das dem von der jeweiligen Antenne 111 bzw. 112 bzw. 113 detektierten
Signalanteil der Reflexionspulse entspricht. Um die Einkopplung
von Störsignalen
zur vermeiden, empfiehlt es sich, den Vorverstärker 21 während des
Sendebetriebs über
die Steuereinheit 3 zu deaktivieren.
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Das
Zwischenfrequenzsignal SZF wird den Abtast-Halte-Gliedern 230, 231 zugeführt und
von diesen zeitversetzt mit der Pulswiederholrate fP = 1/TP, beispielsweise mit fP =
500 kHz abgetastet. Das heißt,
das Zwischenfrequenzsignal SZF wird in jedem Empfangsabschnitt
TR1,1, TR1,2, ...
TRn,m einer Meßphase einmal von dem einen
Abtast-Halte-Glied 230 und einmal um eine zusätzliche
Zeitdauer Td verzögert vom anderen Abtast-Halte-Glied 231 abgetastet.
Für diese
Zeitdauer Td gilt die Beziehung Td = TZF/4, wobei
TZF für
die Periode des Sollwerts der Zwischenfrequenz fZF steht,
d. h. die Zeitdauer Td entspricht, bezogen
auf den Sollwert der Zwischenfrequenz fZF,
einer Phasenverschiebung von 90°.
Aus dem Zwischenfrequenzsignal SZF wird
somit durch Quadraturabtastung ein Inphase-Signal SI und
ein Quadraturphase-Signal
SQ erzeugt, die jeweils am Ausgang eines
der Abtast-Halte-Glieder 230 bzw. 231 als Abtastsignal
abgegeben werden. Die Abtastsignale SI, SQ werden dann jeweils in einem der Integratoren 250 bzw. 251 integriert
und nachdem sämtliche
von aufeinanderfolgenden Sendepulsen gleicher Trägerfrequenz herrührenden
Signalanteile der Abtastsignale SI, SQ integriert wurden, von den Analog-Digital-Wandlern 260 bzw. 261 in
digitale Datenreihen DI bzw. DQ gewandelt,
welche im folgenden als Inphase-Datenreihe DI bzw.
Quadraturphase-Datenreihe DQ bezeichnet
werden. Die Analog-Digital-Wandler 260, 261 tasten
die Ausgangssignale SI1, SQ1 der
Integratoren 250, 251 somit mit einer Abtastfrequenz
fs ab, die um einen vorgegebenen Faktor
kleiner als die Pulswiederholrate fP ist,
wobei dieser vorgegebene Faktor gleich der Anzahl m der aufeinanderfolgenden Sendepulse
gleicher Trägerfrequenz
ist. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel
mit m = 5 aufeinanderfolgenden Sendepulsen gleicher Trägerfrequenz
und einer Pulswiederholrate fP = 500 kHz
erhält
man somit fs = 100 kHz als Abtastfrequenz
fs der Analog-Digital-Wandler 260, 261.
Diese Frequenz ist gleichzeitig auch die Grenzfrequenz der Integratoren 250, 252.
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Die
Anzahl der Datenwerte, die man in einer Meßphase für jede der Datenreihen DI, DQ erhält, ist gleich
der Anzahl n der möglichen
Frequenzwerte der Zwischenfrequenz fZF,
im vorliegenden Ausführungsbeispiel
also gleich 256.
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Aus
den Datenreihen DI, DQ wird
dann der Istwert der Zwischenfrequenz fZF ermittelt.
Die Kenntnis dieses Istwerts ist erforderlich, um die Zwischenfrequenz
fZF durch entsprechende Ansteuerung des Oszillators 13 auf
ihren vorgegebenen Sollwert zu regeln.
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Die
Ermittlung des Istwerts der Zwischenfrequenz fZF kann
dabei auf mehrere Arten erfolgen. So werden in einer ersten Ausgestaltung
des Verfahrens die Frequenzspektren der Abtastsignale SI,
SQ ermittelt, indem die Frequenzspektren
der diesen Signalen entsprechenden Datenreihen DI bzw.
DQ jeweils durch eine schnelle Fourier-Transformation
(FFT) berechnet werden. Die Fourier-Transformation wird dabei über sämtliche
während
einer Meßphase
aufgenommenen Datenwerte der Datenreihen DI,
DQ durchgeführt, wobei die Datenreihen
DI, DQ vor der Berechnung
der Spektren in herkömmlicher
Weise mit einer Gewichtungsfunktion, beispielsweise mit einer Hanning-Fensterfunktion,
gewichtet werden. 3 zeigt als Beispiele zwei Frequenzspektren,
die man auf diese Weise für
die Datenreihen DI, DQ erhält. Es handelt
sich hierbei um Betragsquadrat-Frequenzgänge, d. h. um Leistungsspektren.
Das Leistungsspektrum PI stellt dabei das
Frequenzspektrum der Inphase- Datenreihe
DI und das Leistungsspektrum PQ das
Frequenzspektrum der Quadraturphase-Datenreihe DQ dar.
Die Frequenzspektren PI, PQ weisen
n Frequenzlinien auf, die im Bereich von 0 Hz bis zur Abtastfrequenz
fs der Analog-Digital-Wandler 260, 261 gleichmäßig verteilt
sind. Die Frequenzspektren PI, PQ sind zudem spiegelsymmetrisch zur Frequenz
fs/2. Man erkennt in den Frequenzspektren PI, PQ somit ausgeprägte Frequenzlinien
L1I, L2I, L1Q, L2Q als Hauptlinien
und zugehörige
Frequenzlinien L1I*, L2I*,
L1Q*, L2Q* als Spiegellinien.
Die beiden Hauptlinien L1I, L1Q gleicher
Frequenz und die zugehörigen
Spiegellinien L1I*, L1Q*
entstehen dabei durch Reflexion der Sendepulse an einem Reflexionsobjekt;
entsprechend entstehen die beiden anderen ebenfalls gleichfrequenten
Hauptlinien L2I, L2Q und
die zugehörigen
Spiegellinien L2I*, L2Q*
durch Reflexion der Sendepulse an einem weiteren Reflexionsobjekt.
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Der
Istwert der Zwischenfrequenz fZF wird aus
dem Phasenunterschied φd zwischen den Frequenzspektren PI, PQ berechnet.
Dabei geht man davon aus, daß die
sich aus dem Rauschen hervorhebenden Signalanteile der Frequenzspektren
PI, PQ aufgrund
des Verschiebungssatzes der Fourier-Transformation gegeneinander
in der Phase um einen von der Zeitdauer Td abhängigen Wert φd verschoben sind. Gemäß dem Verschiebungssatz der Fourier-Transformation
gilt nämlich
für eine
beliebige Zeitfunktion m(t) und die zugehörige um die Zeitdauer Td verzögerte
Zeitfunktion m(t + Td) die Beziehung F{m(t + Td)} = exp(j2πfTd)·F{m(t)},wobei
F{m(t)} für
die Fourier-Transformation der Zeitfunktion m(t) steht, F{m(t +
Td)} für
die Fourier-Transformation der Zeitfunktion m(t + Td)
steht und f für
die Frequenz steht, die sich im vorliegenden Fall aus der Zwischenfrequenz
fZF und einer zu detektierenden Nutzfrequenz
fNutz zusammensetzt. Die Nutzfrequenz fNutz ist dabei gleich der Frequenzverschiebung
zwischen der Trägerfrequenz
der Sendepulse und der Trägerfrequenz
der entsprechenden Reflexionspulse. Sie resultiert aus der Relativbewegung
zwischen den Reflexionsobjekten und dem Radarsystem und ist kleiner als
die Abtastfrequenz fs der Analog-Digital-Wandler 260, 261.
Da die Abtastfrequenz fs ihrerseits wesentlich
kleiner als die Zwischenfrequenz fZF ist,
kann die Frequenz f in guter Näherung
der Zwischenfrequenz fZF gleichgesetzt werden.
Die obigen Gleichung ändert
sich dann in F{m(t + Td)}
= exp(j2πfZFTd)·F{m(t)},wobei
der Beitrag 2πfZFTd der Phasenverschiebung φd der Frequenzspektren entspricht. Die Zwischenfrequenz
fZF läßt sich
dann auf einfache Weise mit der Gleichung fZF = φd/(2π·Td)aus dem Phasenunterschied φd zwischen den Frequenzspektren und der vorgegebenen
Zeitdauer Td berechnen.
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Da
es sich bei den im vorliegenden Ausführungsbeispiel durchgeführten Abtastungen
um Unterabtastungen handelt, erhält
man selbst für
geringe Zeitdauern Td von beispielsweise
25 ns Phasenunterschiede φd, die ausreichend groß sind, um mit hoher Genauigkeit
ermittelt zu werden.
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Der
Phasenunterschied φd läßt sich
aus den Phasenlagen jedes sich aus dem Rauschen hervorhebenden Linienpaars
gleicher Frequenz berechnen. Beispielsweise wird Phasenunterschied φd als Phasendifferenz zwischen den Frequenzlinien
L1I, L1Q und/oder
als Phasendifferenz zwischen den Frequenzlinien L2I,
L2Q berechnet, wobei bei der Auswertung
mehrerer Linienpaare die ermittelten Phasendifferenzen durch arithmetische
Mittelung gemittelt werden.
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In
den Frequenzspektren PI, PQ können, beispielsweise
bei dicht nebeneinander liegenden Reflexionsobjekten, Frequenzlinien
auftreten, die sich ganz oder teilweise überlagern. Die Phasendifferenzmessung
wird durch derartige benachbarte Frequenzlinien nicht beeinflußt. Wegen
der hohen Korrelation der Abtastsignale SI,
SQ spielt es auch keine Rolle, ob die Reflexionsobjekte
sich bewegen und mehrere Reflexionsobjekte gleichzeitig und/oder
in unterschiedlichen Entfernungen auftreten. Allein das Signal-Rausch-Verhältnis bestimmt
die Genauigkeit der Messung, weil die Rauschsignalanteile im Gegensatz
zu den von Reflexionen herrührenden
Signalanteilen zu den Abtastzeitpunkten nicht korreliert sind.
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Aus
den Frequenzspektren PI, PQ lassen
sich die Abstands- und Geschwindigkeitsdaten der Reflexionsobjekte
berechnen. Aufgrund der zweikanaligen Signalverarbeitung in einen
Inphase- und Quadraturphasezweig verdoppelt sich der Eindeutigkeitsbereich
der Meßergebnisse
gegenüber
einer einkanaligen Abtastung auf den Bereich bis zur Abtastfrequenz
fs. Vorteilhafterweise werden dabei aus
den ermittelten Frequenzspektren PI, PQ und der bekannten Abweichung zwischen dem
Istwert und dem Sollwert der Zwischenfrequenz fZF diejenigen
Frequenzspektren berechnet, die man erhalten hätte, wenn der Istwert der Zwischenfrequenz
fZF mit ihrem Sollwert übereinstimmen würde, d.
h. der Einfluß einer
fehlerhaften Zwischenfrequenz fZF wird kompensiert.
Die so korrigieren Frequenzspektren werden dann der Ermittlung der
Abstands- und ggf. der Geschwindigkeitsdaten der Reflexionsobjekte
zugrundegelegt.
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Alternativ
kann der Istwert der Zwischenfrequenz fZF aber
auch ermittelt werden, indem die beiden Datenreihen DI,
DQ zu einer komplexen Datenreihe mit der
Inphase-Datenreihe DI als Realteil und der Quadratur-Datenreihe
DQ als Imaginärteil zusammengefaßt werden
und für
diese komplexe Datenreihe durch eine komplexe schnelle Fourier-Transformation
das zugehörige
Frequenzspektrum ermittelt wird. Als Frequenzspektrum erhält man dann
ein Leistungsspektrum, das analog zu den in 3 gezeigten
Frequenzspektren PI bzw. PQ,
von den Reflexionsobjekten herrührende
Hauptlinien aufweist, das jedoch nur dann zu den Hauptlinien jeweils
zugehörige
Spiegellinien aufweist, wenn der Istwert der Zwischenfrequenz fZF von ihrem Sollwert abweicht. Das Verhältnis der
Amplitude einer Hauptlinie zur Amplitude der zugehörigen Spiegellinie
ist dabei ein Maß der
Abweichung zwischen Ist- und Sollwert der Zwischenfrequenz fZF.
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In 4 ist
der prinzipielle Verlauf des Verhältnisses der Amplitude P(L)
einer Hauptlinie L zur Amplitude P(L*) der zugehörigen Spiegellinie L* in Abhängigkeit
des auf des Sollwert normierten Istwerts der Zwischenfrequenz dargestellt.
Diesen Verlauf erhält
man beispielsweise für
einen Sollwert der Zwischenfrequenz fZF von
10 MHz. Durch Ermittlung der Amplitude einer Hauptlinie und der
Amplitude der zugehörigen
Spiegellinie aus dem Frequenzspektrum der komplexen Datenreihe läßt sich
dann aus dem in 4 gezeigten Diagramm der Istwert
der Zwischenfrequenz ohne weiteres berechnen.
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Der
besondere Vorteil der vorgeschlagenen Verfahren liegt darin, daß durch
eine Spektralanalyse der Abtastsignalen SI,
SQ – diese
entsprechen den Datenreihen DI, DQ – sowohl
der Istwert der Zwischenfrequenz fZF ermittelt
wird, der dann der Regelung der Zwischenfrequenz zugrundegelegt
wird, als auch die Entfernungsdaten und ggf. die Geschwindigkeitsdaten
der Reflexionsobjekte ermittelt werden.