JP2004518141A - レーダ装置，及びレーダ装置をコード化する方法 - Google Patents

Abstract

本発明は，コードを生成する手段（１２），送信路内の送信信号をコードで変調する手段（１８），コードを遅延させる手段（３２），受信路内の信号を遅延されたコードで変調する手段（２０）及び基準信号を受信信号と混合する手段（２６）を有するレーダ装置に関するものであって，その場合に信号のうちの１つの信号の変調は，振幅変調（ＡＳＫ；Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）によって行われ，他の信号の変調は位相変調（ＰＳＫ；Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）によって行われる。さらに，位相ジャンプのブランキングが設けられる，レーダ装置が提案される。本発明は，同様に，本発明にかかるレーダ装置によって効果的に実施可能な方法に関する。
【選択図】図６

Description

【０００１】
本発明は，コードを生成する手段，送信路内の送信信号をコードによって変調する手段，コードを遅延させる手段，受信路内の信号を遅延されたコードによって変調する手段及び基準信号を受信信号と混合する手段を有する，レーダ装置に関する。本発明は，さらに，次のステップを有するレーダ装置をコード化する方法に関する：コードの生成，コードによる送信路内の送信信号の変調，コードの遅延，遅延されたコードによる受信路内の信号の変調及び基準信号を受信信号と混合。
【０００２】
従来の技術
レーダ装置について，技術の様々な領域上に複数の利用が存在している。例えば車両内の近傍領域センサ技術のために，レーダセンサを使用することが可能である。
【０００３】
原則的に，レーダ装置においては，送信アンテナから電磁波が放射される。この電磁波が障害物に当たった場合には，その電磁波は反射されて，反射後に他のアンテナ又は同一のアンテナによって再び受信される。次に，受信された信号は信号処理と信号評価へ供給される。
【０００４】
例えば，車両内でレーダセンサは，車両外部の目標に対する距離及び／又はかかる目標に関する相対速度を測定するために使用される。目標として，例えば先行車両あるいは駐車車両が考慮の対象となる。
【０００５】
図１は，従来技術の相関受信機を有するレーダ装置を概略的に示している。送信機３００は，パルス生成器３０２によって，アンテナ３０４を介して送信信号３０６を放射するように促される。送信信号３０６は，目標対象３０８に当たって，そこで反射される。受信信号３１０は，アンテナ３１２によって受信される。このアンテナ３１２は，アンテナ３０４と同一であってもよい。アンテナ３１２によって受信信号３１０が受信された後に，この受信信号は受信機３１４へ伝達されて，次にローパスとアナログ／デジタル変換を有するユニット３１６を介して信号評価３１８へ供給される。相関受信機における特殊性は，受信機３１４がパルス生成器３０２から基準信号３２０を得ることにある。受信機３１４によって受信された受信信号３１０は，受信機３１４内で基準信号３２０と混合される。相関によって，レーダパルスの送信から受信までの時間的な遅延に基づいて，例えば目標対象の距離を推定することができる。
【０００６】
原則的に，例えば他の送信アンテナからもたらされた干渉信号を，目標から反射された信号成分から分離することが好ましい。干渉は，例えば他のレーダセンサ，送信機，車両の車両電気系統における負荷，ハンディ器具によって，あるいはノイズによって形成される。既に，干渉信号を目標で反射された信号成分から分離するために，信号の付加的な変調を利用する方法が知られている。同様に既に，干渉信号抑圧のために擬似ノイズ信号コード化（ＰＮ−コーディング）を使用することが，提案されている。コード化によって，かかる干渉を減少させようとし，その場合に特にレーダ装置の出力信号内の信号−ノイズ−比（”ｓｉｇｎａｌ／ｎｏｉｓｅ”Ｓ／Ｎ）を高めようとしている。Ｓ／Ｎ比をこのように上昇させることによって，より小さいリターンビーム断面を有する目標を認識すること，あるいは一定のＳ／Ｎ比においてパルスピーク出力を減少させることが，可能になる。より小さいリターンビーム断面を有する目標を認識することの利点は，例えば車両から先行車両だけでなく，より大きい確率で歩行者あるいは自転車に乗った人も認識されることにある。パルスピーク出力の減少の結果，例えば指向無線設備からの，他のシステムのより少ない干渉がもたらされる。これに関連して，パルスピーク出力の減少は，所轄の規制官庁におけるセンサの許認可を容易にする。
【０００７】
発明の利点
本発明は，第１の実施例によれば，従来技術のレーダ装置に基づいて，信号のうちの１つの信号の変調が振幅変調（ＡＳＫ；Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）によって行われ，他の信号の変調は位相変調（ＰＳＫ；Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）によって行われることによって，構成されている。このようにして，Ｓ／Ｎ−比の改良が達成される。それによって，純粋なＢＰＳＫ−（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）又は振幅変調を有する従来技術のレーダセンサにおいて可能であるよりも，ずっと小さいリターンビーム断面を有する目標を認識することができる。さらに，一定のＳ／Ｎ−比において，パルスピーク出力を減少させることが可能である。
【０００８】
特に好ましいのは，第１の実施形態において，コードが擬似ノイズコード（ＰＮ−コード）である場合である。干渉信号抑圧のためにＰＮ−コードを使用することは，文献に広範に記載されているので，本発明はＰＮ−コードの使用の元で，特に良好に実現できる。
【０００９】
好ましくは第１の実施形態において，送信信号の変調は振幅変調によって行われ，受信路内の信号の変調は，位相変調によって行われる。送信路内で振幅変調ＡＳＫを使用することによって，純粋な位相変調ＰＳＫに対してＳ／Ｎ−比の改良がもたらされる。平均の送信出力は，送信路内の位相変調ＰＳＫに比較して，約３ｄＢ低下する。
【００１０】
同様に，第２の実施形態においては，送信信号の変調は位相変調によって行われ，受信路内の信号の変調は振幅変調によって行われると効果的であることができる。
【００１１】
第１の実施形態は，基準信号を受信信号と混合する手段が，出力信号をローパスへ出力すると，効果的である。ローパスによってミキサの出力信号が積分されるので，以降の処理のために好適な信号が提供される。
【００１２】
好ましくは，第１の実施形態において，遅延を制御するためにデジタル手段が設けられている。かかるデジタル手段，例えばマイクロコントローラ又はデジタルの信号プロセッサは，パルス反復周波数もＰＮ−コードも好適な方法で遅延させることができるので，受信路内の信号は必要な相関を受ける。
【００１３】
第１の実施形態においては，しかし，遅延を制御するために切換え手段が設けられていると，効果的な場合もある。従ってデジタル手段による遅延の制御の他に，遅延を実現するハードウェアを使用することも可能である。
【００１４】
好ましくは第１の実施形態において，ｎ−ビット−ＰＮ−コードを生成して遅延させる手段は，カウンタ出力のコンビネータ結合を有するｎ−ビット−カウンタとして実現されている。ｎ−ビット−シフトレジスタは，複数の出力を有しており，その場合に各出力において，各々異なる時間的遅延を有する同一のＰＮ−コードが提供される。従って簡単な方法で，重み付けされた出力を適当にコンビネータ結合することによって，任意のコード遅延を提供することができる。
【００１５】
第１の実施形態においては，さらに，受信路が，変調するために複数のＰＮ−コードを使用する，複数のチャネルに分割されており，かつ変調された信号をさらに処理するために複数のローパスが設けられていると効果的であることができる。それによってレーダ装置は，他のレーダセンサから送信されて，他のＰＮ−コードによって変調されている，他の信号を評価するように拡張される。
【００１６】
特に，第１の実施形態において，位相ジャンプをブランキングするための手段が設けられていると，効果的である。実際の構造においては位相位置の切換えは即座には実行されないので，信号の積分後にエラーが生じる。しかし，各位相位置間の位相ジャンプの間に変調された信号がブランキングされる場合には，このエラーは最小限に抑えられる。本発明にかかる振幅変調と位相変調の組合わせにおいては，振幅スペクトルの帯域幅は増大する。これが，等しいパルス反復周波数における様々な目標間の分離能力を改良するが，その場合にＰＮ−コードのシフトのためには，より小さいステップ幅が必要となる。あるいは，ほとんど変わらない場所解像度，分離能力，ステップ幅及び帯域幅において，パルス幅を増大させることもできる。
【００１７】
好ましくは，第１の実施形態において，位相ジャンプをブランキングする手段は，パルス成形する手段とスイッチとを有しており，その場合にスイッチは，位相変調する手段に対して直列に配置されている。位相変調する手段とスイッチの順序は，任意である。同様に，ブランキングを受信アンテナとミキサとの間，あるいはミキサと後段のローパスとの間に設けることもできる。位相変調は，受信アンテナとミキサとの間に設けることもできる。パルス成形によって，ブランキングのために好適な時間ウィンドウが形成される。
【００１８】
本発明は，従来技術のレーダ装置の第２の実施形態によれば，信号のうちの少なくとも１つの信号の変調が位相変調（ＰＳＫ；Ｐｈａｓｅｎ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）によって行われ，位相ジャンプをブランキングする手段が設けられていることによって，構成される。実際の構造においては位相位置の切換えは即座には実行されないので，信号の積分後にエラーが生じる。しかし，各位相位置間のジャンプ時間の間，位相変調された信号がブランキングされる場合には，このエラーは最小限に抑えられる。本発明にかかる，振幅変調と位相変調との組合わせにおいては，振幅スペクトルの帯域幅が増大する。これが，等しいパルス反復周波数における様々な目標間の分離能力を改良するが，その場合にＰＮ−コードのシフトのためには，より小さいステップ幅が必要である。あるいは，ほとんど変化しない場所解像度，分離能力，ステップ幅及び帯域幅において，パルス幅を増大させることもできる。
【００１９】
本発明にかかるレーダ装置の第２の実施形態において，コードが擬似ノイズコード（ＰＮ−コード）であると，効果的である。干渉信号抑圧のためにＰＮ−コードを使用することは，文献に広範に記載されているので，本発明は，ＰＮ−コードの使用の元で特に良好に実現可能である。
【００２０】
好ましくは，第２の実施形態において，位相ジャンプをブランキングする手段は，パルス成形する手段とスイッチとを有しており，その場合にスイッチは位相変調する手段に対して直列に配置されている。位相変調する手段とスイッチの順序は，任意である。同様に，ブランキングを受信アンテナとミキサとの間，あるいはミキサと後段のローパスとの間に設けることもできる。位相変調は，受信アンテナとミキサとの間に設けることもできる。パルス成形によって，ブランキングに好適な時間ウィンドウが形成される。
【００２１】
好ましくは，第２の実施形態において，送信信号の変調は振幅変調によって，そして受信路内の信号の変調は位相変調によって行われる。送信路内で振幅変調ＡＳＫを使用することによって，純粋な位相変調ＰＳＫに対してＳ／Ｎ−比の改良がもたらされる。平均の送信出力は，約３ｄＢ低下する。
【００２２】
同様に，第２の実施形態においては，送信信号の変調が位相変調によって行われ，受信路内の信号の変調が振幅変調によって行われると，効果的であることができる。
【００２３】
第２の実施形態においては，基準信号を受信信号と混合する手段が出力信号をローパスへ出力すると，効果的である。ローパスによって，ミキサの出力信号は積分されるので，以降の処理のために好適な信号が提供される。
【００２４】
好ましくは第２の実施形態において，遅延を制御するためにデジタル手段が設けられている。かかるデジタル手段，例えばマイクロコントローラ又はデジタルの信号プロセッサは，パルス反復周波数もＰＮ−コードも好適な方法で遅延させることができるので，受信路内の信号は必要な相関を受ける。
【００２５】
しかし，第２の実施形態においては，遅延を制御するために切換え手段が設けられていると，効果的であることができる。従ってデジタル手段による遅延の制御の他に，遅延を実現するためにハードウェアを使用することも可能である。
【００２６】
好ましくは，ｎ−ビット−ＰＮ−コードを生成して遅延させる手段は，第２の実施形態においては，カウンタ出力のコンビネータ結合を有するｎ−ビット−カウンタとして実現されている。ｎ−ビット−シフトレジスタは，複数の出力を有しており，その場合に各出力に，各々異なる時間遅延を有する同一のＰＮ−コードが提供される。従って簡単な方法で，重み付けされた出力の好適なコンビネータ結合によって，任意のコード遅延を提供することが可能となる。
【００２７】
第２の実施形態においては，さらに，受信路が，変調のために複数のＰＮ−コードを使用する，複数のチャネルに分割されており，かつ変調された信号をさらに処理するために複数のローパスが設けられていると，効果的であることができる。それによって，レーダ装置は，他のレーダセンサから送信されて，他のＰＮ−コードで変調されている他の信号を評価するために拡張される。
【００２８】
本発明は，従来技術の方法に基づく第１の実施形態に従って，信号のうちの１つの信号の変調が振幅変調（ＡＳＫ；Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）によって行われ，かつ他の信号の変調は位相変調（ＰＳＫ；Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）によって行われることによって，構成される。このようにして，Ｓ／Ｎ−比の改良が得られる。それによって，純粋な振幅変調を有する従来技術のレーダ装置において可能であるよりも，ずっと小さいリターンビーム断面を有する目標を認識することができる。さらに，一定のＳ／Ｎ−比において，パルスピーク出力を減少させることが可能である。
【００２９】
好ましくは方法の第１の実施形態において，コードは，擬似ノイズコード（Ｐｓｅｕｄｏ−Ｎｏｉｓｅ−Ｃｏｄｅ；ＰＮ−コード）である。干渉信号抑圧のためにＰＮ−コードを使用することは，文献に広範に記載されているので，本発明は，ＰＮ−コードの使用の元で特に良好に実現できる。
【００３０】
好ましくは，方法の第１の実施形態において，送信信号の変調は振幅変調によって，そして受信路内の信号の変調は位相変調によって行われる。送信路内で振幅変調ＡＳＫを使用することによって，純粋な位相変調に対してＳ／Ｎ−比の改良がもたらされる。平均の送信出力は，約３ｄＢ低下する。
【００３１】
しかしまた，方法の第１の実施形態において，送信信号の変調は位相変調によって行われ，受信路内の信号の変調が振幅変調によって行われると，効果的であることもできる。
【００３２】
好ましくは方法の第１の実施形態において，混合された信号はローパスへ出力される。ローパスによって，ミキサの出力信号が積分されるので，以降の処理のために好適な信号が提供される。
【００３３】
方法の第１の実施形態において，遅延がデジタルで制御されると，効果的である。デジタル手段，例えばマイクロコントローラ又はデジタルの信号プロセッサは，パルス反復周波数もＰＮ−コードも好適な方法で遅延させることができるので，受信路内の信号は必要な相関を受ける。
【００３４】
しかしまた，方法の第１の実施形態において，遅延が切換え手段によって制御されると，効果的であることもできる。従ってデジタル手段による遅延の制御の他に，遅延を実現するためにハードウェアを使用することも可能である。
【００３５】
好ましくは方法の第１の実施形態において，ｎ−ビット−ＰＮ−コードは，カウンタ出力のコンビネータ結合を有するｎ−ビット−カウンタによって生成され，かつ遅延される。ｎ−ビット−シフトレジスタは，複数の出力を有しており，その場合に各出力に，各々異なる時間遅延を有する同一のＰＮ−コードが提供される。従って簡単な方法で，重み付けされた出力の好適なコンビネータ結合によって，任意のコード遅延を提供することが可能である。
【００３６】
本発明は，特に，方法の第１の実施形態において，受信路が，変調のために複数のＰＮ−コードを使用する，複数のチャネルに分割されており，かつ変調された信号が複数のローパスによってさらに処理されると，効果的であることができる。それによってレーダ装置は，他のレーダセンサから送信されて，他のＰＮ−コードによって変調されている他の信号を評価するために拡張される。
【００３７】
方法の第１の実施形態において，位相ジャンプがブランキングされると，特に効果的である。実際の構造における位相位置の切換えは，即座には実行されないので，信号の積分後にエラーが生じる。しかし，各位相位置間の移行時間の間に変調された信号がブランキングされる場合には，このエラーを最小限に抑えることができる。本発明によれば，振幅変調と位相変調を組み合わせる場合には，振幅スペクトルの帯域幅が増大する。これは，同一のパルス反復周波数において様々な目標間の分離能力を改良するが，その場合に，ＰＮ−コードのシフトのためにはより小さいステップ幅が必要である。あるいは，ほとんど変わらない場所解像度，分離能力，ステップ幅及び帯域幅においてパルス幅を増大させることもできる。
【００３８】
方法の第１の実施形態は，位相ジャンプをブランキングする手段がパルス成形する手段とスイッチとを有しており，その場合にスイッチは位相変調する手段に対して直列に配置されていることによって，特に効果的である。位相変調する手段とスイッチの順序は，任意である。同様に，ブランキングを受信アンテナとミキサとの間，あるいはミキサと後段のローパスとの間に設けることもできる。位相変調は，受信アンテナとミキサとの間に設けることもできる。パルス成形によって，ブランキングに好適な時間ウィンドウが形成される。
【００３９】
本発明は，第２の実施形態によれば，従来技術の方法に基づいて，信号の少なくとも１つの信号の変調が位相変調（ＰＳＫ；Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）によって行われ，位相ジャンプがブランキングされることによって，構成される。実際の構造における位相位置の切換えは，即座には実行されないので，信号の積分後にエラーが生じる。しかし，各位相位置間の移行時間の間位相変調された信号がブランキングされる場合には，このエラーを最小限に抑えることができる。本発明によれば，振幅変調と位相変調とを組み合わせる場合には，振幅スペクトルの帯域幅が増大する。これは，等しいパルス反復周波数において様々な目標間の分離能力を改良するが，その場合にＰＮ−コードのシフトのためにより小さいステップ幅が必要とされる。あるいは，ほとんど変わらない場所解像度，分離能力，ステップ幅及び帯域幅においてパルス幅を増大させることができる。
【００４０】
方法の第２の実施形態において，コードが擬似ノイズコード（ＰＮ−コード）であると，特に効果的である。干渉信号抑圧のためのＰＮ−コードの使用は，文献に広範に記載されているので，本発明は，ＰＮ−コードの使用の元で特に良好に実現可能である。
【００４１】
方法の第２の実施形態は，位相ジャンプをブランキングする手段が，パルス成形する手段とスイッチとを有しており，その場合にスイッチは変調する手段に対して直列に配置されていることによって，特に効果的である。位相変調する手段とスイッチの順序は，任意である。同様に，ブランキングを受信アンテナとミキサとの間，あるいはミキサと後段のローパスとの間に設けることもできる。位相変調は，受信アンテナとミキサとの間に設けることもできる。パルス成形によって，ブランキングに好適な時間ウィンドウが形成される。
【００４２】
好ましくは，方法の第２の実施形態において，送信信号の変調は振幅変調によって，そして受信路内の信号の変調は位相変調によって行われる。送信路内で振幅変調ＡＳＫを使用することによって，純粋な位相変調ＰＳＫに比較して，Ｓ／Ｎ−比の改良がもたらされる。平均の送信出力は，約３ｄＢ低下する。
【００４３】
しかしまた，方法の第２の実施形態において，送信信号の変調が位相変調によって行われ，受信路内の信号の変調が振幅変調によって行われることが，効果的であることができる。
【００４４】
好ましくは方法の第２の実施形態において，混合された信号はローパスへ出力される。ローパスによってミキサの出力信号が積分されるので，以降の処理に好適な信号が提供される。
【００４５】
方法の第２の実施形態において，遅延がデジタルで制御されると，効果的である。デジタル手段，例えばマイクロコントローラ又はデジタルの信号プロセッサは，パルス反復周波数もＰＮ−コードも好適な方法で遅延させることができるので，受信路内の信号は必要な相関を受ける。
【００４６】
しかしまた，方法の第２の実施形態において，遅延が切換え手段によって制御されると，効果的であることができる。従ってデジタル手段による遅延の制御の他に，遅延を実現するためにハードウェアを使用することも可能である。
【００４７】
好ましくは方法の第２の実施形態において，ｎ−ビット−ＰＮ−コードは，カウンタ出力のコンビネータ結合を有するｎ−ビット−カウンタによって生成され，かつ遅延される。ｎ−ビット−シフトレジスタは複数の出力を有しており，その場合に各出力において各々異なる時間的遅延を有する同一のＰＮ−コードが提供される。従って簡単な方法で，重み付けされた出力を適当にコンビネータ結合することによって，任意のコード遅延を提供することができる。
【００４８】
方法の第２の実施形態は，受信路が，変調するために複数のＰＮ−コードを使用する，複数のチャネルに分割されており，かつ変調された信号が複数のローパスによってさらに処理されることにより，特に効果的であることができる。それによってレーダ装置が，他のレーダセンサから送信され，かつ他のＰＮ−コードによって変調された，他の信号を評価するために拡張される。
【００４９】
本発明は，振幅変調ＡＳＫと位相変調ＰＳＫを組み合わせることによって，Ｓ／Ｎ−比及び目標検出の品質の改良を達成することができる，という驚くべき認識に基づいている。位相ジャンプのブランキングによって，位相ジャンプの切換えが即座には実行されないことに基づくエラーが最小限に抑えられる。ディスクリートなコードシフトの使用によって，測定空間の線形の検出が可能となる。この検出精度は，主としてパルス反復周波数の精度に依存しており，それは極めて正確に調節可能である。コード生成するため，及びコードシフトするためのデジタルの回路及びスイッチとミキサは，例えば「モノリシックマイクロウェーブ集積回路（ＭＭＩＣ）」に，良好に集積可能である。
【００５０】
実施例の説明
図２は，ＰＮ−コードの一部を示している。図２の上方の部分においては，ＰＮ−コードはパラメータｖに従って示されている。図２の下方の部分は，同じＰＮ−コードをｖ＝２だけシフトさせて示している。かかるＰＮ−コードとそのシフトは，本発明の範囲内において，Ｓ／Ｎ比及びドップラー漏れ信号に対する有効信号の比を改良するために使用される。原則的にかかる改良は，パルス反復周波数ｆＰＷの増大によって得られる。もちろん，最大のパルス反復周波数は，レーダの到達距離によって制限される：
ｆＰＷ，ｍａｘ＝ｃ／２Ｒｍａｘ
但し，ｆＰＷ，ｍａｘ：最大のパルス反復周波数
ｃ：光速度
Ｒｍａｘ：レーダの到達距離
【００５１】
Ｒｍａｘの向う側にある距離を有する目標は，認識されない。パルス反復周波数が増大されると，ｃ／（２ｆＰＷ）とＲｍａｘの間の目標距離についての測定は，もはや一義的ではなくなる。しかし，本発明の範囲内で，パルス反復周波数の増大によってＳ／Ｎ比に達することに成功した。というのは，ＰＮ−コード化を使用することによって，距離測定の一義性を危うくすることなしに，パルス反復周波数を増大させることができるからである。パルス反復周波数の増大によるＳ／Ｎ比の改良の理由は，使用されるローパスフィルタの伝送関数が変化しない場合に，受信信号内でより大きい数のパルスにわたって積分されることにある。パルス反復周波数を，例えば係数ｍだけ増大した場合には，コヒーレントな積分においてｍだけ増大されたＳ／Ｎ比が生じる。従って，パルス反復周波数の増大前のＳ／Ｎ比が（Ｓ／Ｎ）ｎである場合に，パルス反復周波数の増大後にそれはｍ（Ｓ／Ｎ）ｎとなる。しかし，ｎパルスを積分する場合に元のＳ／Ｎ比（Ｓ／Ｎ）ｎが十分である場合には，増大されたパルス反復周波数ｆＰＷにおいてＳ／Ｎ比を維持しながら，パルスピーク出力Ｐｔも低下させることができ，その場合にＰｔはパルス反復周波数の逆数に比例する。図２の上方の部分には，例として選択された８−ビット−ＰＮ−コードの一部が示されている。使用されるコードが，好適な自己相関関数（ＡＫＦ）を有する場合には，それによって距離測定のための一義性領域を信号のコード化によって増大させることができる。
【００５２】
図３において，自己相関関数に関する関係が詳細に説明されている。図３の上方の部分には，８−ビット−ＰＮ−コードの自己相関関数がｖ＝１からｖ＝２５５の値領域にわたって示されている。原則的に，ＰＮ−コードの自己相関関数は，ＰＮ−コードを，ｖクロックだけコードをシフトすることに従ってそれ自体及び後続の総和によって乗算した後の結果を示している。図３の下方の部分には，例として選択された８−ビット−ＰＮ−コードの自己相関関数が０から６クロックのシフトにわたって示されている。受信信号と基準信号との間で０秒の相対シフトが調節された場合には，８−ビット−ＰＮ−コードについて，２^８−１＝２５５の，自己相関関数の最大値が得られる。シフトの値を増大させた場合には，自己相関関数の値は減少する。ｖ≧１のシフトから，図３に示す例において，−１の値が得られる。ｖ＝０において選択されたＰＮ−コードの自己相関関数の，このようにはっきりと示される最大値は，受信された信号の時間的な遅延の正確な測定と，それに伴って目標距離の一義的な決定を可能にする。
【００５３】
Δｖ≦０．５のシフトのステップ幅においては，最大値の補間のための自己相関関数の十分な解像度が得られる。自己相関関数の周期性に基づいて，このコードの一義性領域は，ｖ＝０からＶｍａｘ＝Ｎ−１まで延びている。それによって個々のチップがレーダ信号に変調される，そのクロック周波数に従って，自己相関関数の「ピーク」に空間的な拡がりを対応づけることができる。Ｎチップのフレーム長さ（周期）とチップ周波数又はパルス反復周波数ｆＰＷとを有するコードについて，０からＲｅｉｎに達する空間的な一義性領域が得られ，その場合に
Ｒｅｉｎ＝（Ｎ−１）ｃ／２ｆＰＷ
【００５４】
一義性領域に，条件
Ｒｅｉｎ≧Ｒｍａｘ
がつけられる。そうでない場合には，ＲｅｉｎとＲｍａｘとの間にある目標距離について，
ｒ’＝ｒ＝ｎＲｅｉｎ
但し，ｎ＝０，１，…及びｒ’≧０，
の多義的な測定値が存在することになる。
【００５５】
その場合には，レーダセンサのために機器設定された，０からＲｉｎｓｔの領域を監視するために，
Ｖｉｎｓｔ＝２ＲｉｎｓｔｆＰＷ／ｃ
クロックの最大のコードシフトが必要となる。
【００５６】
図４には，キャリア周波数の原理的な変調方法が示されている。レーダセンサの送信信号は，ローカル発振器（ＬＯ）によって形成されたキャリア周波数ｆ０を好適なＰＮ−コードで変調することによって得られる。原則的には，各種変調方法，例えばＰＳＫ，ＱＰＳＫ，ＡＳＫ，ＲＳＫ及びＭＳＫが提供される。本発明は，変調方法ＡＳＫとＰＳＫ及び位相ジャンプのブランキングを有するＰＳＫ−変調に関する。図４の上方の部分には，８−ビット−ＰＮ−コードの一部が示されている。中央の部分は，ＰＮ−コードによって振幅変調された信号ＡＳＫの一部を示している。下方の部分は，ＰＮ−コードによって位相変調された信号ＰＳＫＡを示しており，その場合に位相ジャンプはブランキングされている。
【００５７】
センサの実際の構造においては，ＡＳＫ−変調とＰＳＫ−変調における信号のオン状態あるいはオフ状態の間に移行時間が生じる。これは，図４に示す例のモデリングにおいては，０°と１８０°の間の移行について例えば１００ｐｓの期間で考慮されている。キャリア周波数は，ＰＳＫにおいては，パルス反復周波数あるいはチップクロック周波数の整数倍でなければならない。最適な干渉信号抑圧を得るためには，自己相関関数をｖ＝０において１つ又は複数のフレームにわたって積分した後に，できるだけ大きい値を得ることが必要である。ｖ＝１から最大利用されるコードシフトＶｉｎｓｔまでの間のコードシフトにおいて，できるだけ小さい値が発生しなければならない。これに関連して，キャリア周波数ｆ０のＰＳＫ−変調が効果的である。ｆ０の位相位置は，ＰＳＫ−変調においては０°と１８０°の間でシフトキーイングされる。
【００５８】
実際の構造における位相位置の切換えは，即座には実行されないので，信号の積分後にエラーが発生する。それによってｖ＝０における振幅とｖ＞１における最大振幅との間の比δは，減少される。ＰＳＫ−変調された信号が，各位相位置の間の移行時間の間ブランキングされる場合には，図４の下方に示すように，このエラーを最小限にすることができる。
【００５９】
図５には，各種背景について，自己相関関数の例が示されている。図５の上方の部分は，ＡＳＫ−変調された信号の自己相関関数を示している。中央の部分は，位相変調された信号ＰＳＫの自己相関関数を示しており，その場合に位相ジャンプはブランキングされていない。下方の部分は，位相ジャンプのブランキングを有する信号の位相変調ＰＳＫＡを示している。ＡＳＫ−変調においては，図５に示す例についてδ≒２が生じる。位相ジャンプのブランキングなしのＰＳＫ−変調においては，δ≒１０が生じ，位相ジャンプのブランキングを有するＰＳＫＡ−変調においては，δ≒２５５が生じる。従ってブランキングによって最大値のずっと良好な検出，あるいはより効果的な干渉信号抑圧が達成される。
【００６０】
ＡＳＫとＰＳＫを組み合わせることによって（その場合にＡＳＫは送信路で，ＰＳＫは受信路で，あるいはその逆で使用される），δは理論的には無限へ向かう。これは，ｖ＞１については自己相関関数がゼロであることを，意味している。送信路における振幅変調ＡＳＫと受信路における位相変調ＰＳＫにおいては，平均の送信出力は約３ｄＢだけ低下する。位相ジャンプをブランキングすることによって，自己相関関数の最大値の幅は減少し，あるいは振幅スペクトルの帯域幅は増大される。これが，同一のクロック周波数ｆＰＷにおいて様々な目標間の分離能力を改良するが，その場合にコードシフトΔｖのためにより小さいステップ幅が必要である。あるいは，ほとんど変わらない場所解像度，分離能力，ステップ幅お及び帯域幅においてパルス幅τを増大させることもできる。
【００６１】
図６は，本発明にかかるレーダ装置の実施形態を概略的に示している。概略的な図示は，著しく簡略化されている。特に，位相内（Ｉ）−チャネルのみが図示されており，直角（Ｑ）−チャネルは省略されており，その場合にこれは原理的には同一に構築することができる。レーダ装置は，パルス反復周波数ＰＲＦを形成するためのクロック発生器１０を有している。パルス反復周波数は，ＰＮ−ジェネレータ１２へ供給される。さらに，ローカル発振器１４（ＬＯ）が設けられており，それは例えば２４ＧＨのキャリア周波数ｆ０を生成する。キャリア周波数は，ローカル発振器１４によって３ｄＢ−出力分割器１６に供給される。出力分割器は，第１の位相変調器１８を介して送信路に出力を供給する。位相変調器１８は，ここでは概略的にスイッチとして示されている。例えば，ミキサとして実現することができる。さらに，出力分割器１６は，同様にミキサとして形成することのできる，第２の位相変調器２０を介して受信路へ出力を供給する。位相変調器１８，２０の出力は，各々位相ジャンプをブランキングするためのスイッチ２２，２４と接続されている。送信路内のスイッチ２２の出力は，送信信号を供給する。受信路内のスイッチ２４の出力は，ミキサ２６と接続されている。このミキサ２６には，スイッチ２４の出力信号の他に，受信信号も入力される。ミキサ２６の出力は，ローパスフィルタ２８と接続されており，そのローパスフィルタは出力信号として位相内（Ｉ）−信号を供給する。さらに，マイクロコントローラあるいはデジタルの信号プロセッサ３０が設けられており，それが遅延素子３２を制御する。この遅延素子は，パルス反復周波数の遅延にも，受信路内のＰＮ−コードの遅延にも用いられる。送信路内ではパルス反復周波数は直接パルス成形器３４へ与えられ，そのパルス成形器の出力信号が送信路内の位相ジャンプをブランキングするためのスイッチ２２を接続し，受信路内のパルス反復周波数は遅延素子３２を介してパルス成形器３６へ与えられ，そのパルス成形器は受信路内の位相ジャンプをブランキングするためのスイッチ２４を接続する。さらに，ＰＮ−コードは，それが位相変調のためのスイッチ１８を接続することによって，直接送信路内の位相変調に用いられる。受信路内では，ＰＮ−コードは遅延されて，位相変調のためのスイッチ２０へ案内される。受信路は，受信アンテナ３８内で終了している。送信路は，送信アンテナ４８内で終了している。
【００６２】
図６に示すレーダ装置は，次のように作動する。ローカル発振器１４がキャリア周波数を生成し，そのキャリア周波数は出力分割器１６を介して送信路へ供給される。キャリア周波数の出力の一部は，基準信号として受信路に供給される。送信路内では，キャリア周波数は位相変調器１８によって位相変調される。位相変調は，ＰＮ−ジェネレータ１２によって生成されるＰＮ−コードによって行われる。位相変調された信号は，位相変調器１８から，位相ジャンプをブランキングするためのスイッチ２２へ案内される。このスイッチは，パルス成形器３４の出力信号によって操作され，そのパルス成形器はパルス反復周波数１０に従ってブランキングするための時間ウィンドウを形成する。従ってパルス反復周波数１０は，パルス成形器３４のために時間ウィンドウを遅延されずに決定するためにも，位相変調器１８のためにＰＮ−コードを遅延されずに準備するためにも責任を有する。受信路内では出力分割器１６の出力信号が，同様に位相変調器２０内で位相変調される。位相変調器２０の出力信号は，ブランキングするためのスイッチ２４へ案内され，その場合にスイッチ２４はパルス成形器３６の出力信号によって操作される。このパルス成形器３６は，パルス反復周波数によって遅延されて制御される。同様に，位相変調器２０は遅延されたＰＮ−コードによって接続される。
【００６３】
原則的に，位相切換え器１８，２０とブランキングするための各々のスイッチ２２，２４の順序は，任意である。ブランキングは，受信アンテナ３８とミキサ２６との間，又はミキサ２６とローパス２８との間に設けることもできる。位相変調は，受信アンテナ３８とミキサ２６との間に設けることもできる。
【００６４】
受信路内のコードシフトに関する状況を，図７を用いて詳細に説明する。送信路（ＴＸ）内では，時点ｔＰＲＦ（ｔ）でパルス反復周波数によるパルス成形が行われる。位相位置の切換えは，送信路内ではシフトされないＰＮ−コードＰＮ（ｎ）によって行われる。受信路（ＲＸ）内では，パルス成形は遅延されたパルス反復周波数ＰＲＥ（ｔ−ＴＰＷ（ｖｍｏｄ０，５）によって行われる。位相位置の切換えは，受信路内では遅延されたＰＮ−コードＰＮ（ｎ−ｉｎｔ（２ｖ）／２）によって行われる。受信路（ＲＸ）内のコードシフトｖは，この回路においては，ｖを１／２でモジュロ分割する場合に，半数の割合（ｉｎｔ（２ｖ）／２＝０；０．５；１；１．５；…）と残り（ｖｍｏｄ（０，５）に分割される。
【００６５】
パルス幅τの逆数より大きいか，あるいはそれと等しい（ｆＰＷ≧ｆＰＷ，０≒１／τ）チップ−クロック周波数のためには，最も簡略化された配置が可能である。かかる配置が，図８に示されている。図６に示す構成要素に相当する構成要素は，他の図において同一の参照符号で示されている。受信路のためのブランキングは，さらにｖ＝０とｖ＝１／２との間で切り換えればよく，それが反転４０に相当する。
【００６６】
他の簡略化が，図９に示されている。この配置は，図６に示すレーダ装置に相当するが，特殊場合ｆＰＷ≦ｆＰＷ，ｕが示されており，その場合に
ｆＰＷ，ｕ≦ｃ／２Ｒｉｎｓｔ
である。
【００６７】
ここではＰＮ−コードの半数のシフトも省略されている。その自己相関関数が，より大きい幅を備えた「ピーク」を有する，他のコードを使用する場合には，ｆＰＷ，ｏとΔＶｍａｘがそれに応じて増大する。
【００６８】
所望のＰＮ−列と各々それに対してシフトされたＰＮ−列を生成するための回路の可能な形態が，図１０に概略的に示されている。ＰＮ−コーダーは，その出力Ｑｉが好適なＥＸＯＲ−結合を介して入力Ｄｉと接続されている，ｎ−ビット−シフトレジスタによって実現され，かつ特殊な数列を有するｎ−ビット−カウンタを表している。
【００６９】
各出力Ｑｉにおいて，各々異なる時間的遅延を有する等しいＰＮ−コードが得られる。整数のコードシフトは，重み（ｇ１，ｇ２，…，ｇｎ）に「０」あるいは「１」を割り当てることによってもたらされる。ｇ０＝１によって，出力クロックの反転によりΔｖ＝１／２だけ付加的なシフトが得られる。本来のコードシフトは，出力Ｑｉ間のＥＸＯＲ−結合５２によって実施される。これは，パリティチェッカー（奇数のパリティ「１」；偶数のパリティ「０」）として説明することができる。重みｇｉを割り当てることは，デジタルの信号プロセッサあるいはマイクロコントローラ３０によって計算され，あるいは他の好適なＰＮ−シフトレジスタによって形成される。
【００７０】
できるだけ高い干渉信号抑圧のためには，コードシフトの切換えを各々Ｑｉの同一の割当てにおいて行うことが必要であるので，ＰＮ−コーダーのカウンタ状態がコード化される６０。各フレーム通過において，デジタルの信号プロセッサにより調節されたコードシフトｖのために，引受けパルス（ラッチ５０のクロック入力）が生成される。従って重みｇｉは，ＰＮ−コードの各フレーム通過後に更新される。
【００７１】
図１１は，本発明にかかるレーダ装置の実施形態の他の概略的な図示であって，その場合にここでは，振幅変調ＡＳＫ１８ａが位相変調ＰＳＫ２０と組み合わされる。ここでも特殊場合ｆＰＷ≧ｆＰＷ，ｏが示されており，即ち反転４０は位相ジャンプのブランキングのために十分である。ＡＳＫとＰＳＫのこの組合わせは，図６と９に示す形態のためにも可能である。送信路内でＰＳＫを，そして受信路内でＡＳＫを使用する場合には，同じＳ／Ｎ−比において，平均の送信出力が約３ｄＢ上昇する。
【００７２】
使用される方法（純粋なＰＫＳ又はＰＳＫとＡＳＫの組合わせ）は，他のレーダセンサから送信されて，各々他のコードＰＮｉによって変調された信号を評価するために拡張される。
【００７３】
図１２には，例が示されており，その例においては複数のレーダセンサの送信信号の評価は，受信路内のＰＫＳによって行われる。２つのミキサ４２，４４によって処理され，その場合にミキサの各々は，受信信号を関与している位相の１つとミキシングする責任を有している。ミキサ４２，４４の出力は，各々位相変調器２０_０，２０_１，２０_２へ供給されて，そこで位相位置の切換えが行われる。パルス成形３６は，この場合はミキサ４２，４４の前で行われる。位相位置を切り換えるためのスイッチ２０_０，２０_１，２０_２の出力信号は，図示されていないローパスＴＰ０，ＴＰ１，ＴＰ２へ供給される。隣接センサの信号が異なるＰＮ−コードＰＮ１あるいはＰＮ２でコード化されることによって，各種チャネルの互いに対する干渉が防止される。
【００７４】
図１２には３つのチャネルのみが図示されており，その場合にもちろん，配置はより大きい数のチャネルへ拡大することができる。同様にＩ−信号の生成のみが示されており，その場合にＱ−信号は９０°位相シフトされたｆ０によって同様に得られる。
【００７５】
図１２と比較し得る図１３には，複数のレーダセンサの送信信号の評価を実施するためのブロック回路図が示されており，その場合にもちろんＡＳＫは受信路内で使用される。ミキサ４６はキャリア周波数ｆ０を受信信号と混合し，混合された信号を振幅変調のためにスイッチ２０ａ０，２０ａ１及び２０ａ２へ出力する。そこで様々なＰＮ−コードＰＮ，ＰＮ１及びＰＮ２によって振幅変調が実施される。これは受信路であるので，遅延されたＰＮ−コードが使用される。スイッチ２０ａ０，２０ａ１及び２０ａ２の出力信号は，図示されていないローパスＴＰ０，ＴＰ１及びＴＰ２へ供給される。ここでもＩ−信号の生成のみが示されており，その場合にＱ−信号は９０°位相シフトされたｆ０によって同様に得られる。この回路も，より大きい数のチャネルへ拡大することができる。
【００７６】
図１４には，理想的なクロス相関関数（ＫＫＦ）とｖ全クロックだけ遅延されたコードとを有する誘導されたコードを生成するための回路原理が示されており，その場合にカウンタ５４と引き算器５６が設けられている。
【００７７】
より少ない数のレーダセンサのための理想的な分離（ＡＫＦ＝０）は，個々のチップ（図１４）あるいは出力コードＰＮ（ｎ）のチップグループのサイクリックな反転によって得られる。第１のコードＰＮ（ｎ）の誘導について：，
ＰＮ_１（ｎ）＝（−１）^ｎＰＮ（ｎ）；ｎ＝０，１，・・・，２Ｎ−１．
が成立する。
【００７８】
当然ながら，ＰＮ（ｎ）から誘導された全てのコードＰＮ_ｉ（ｎ）について，

（ＰＮ（ｎ）；ｎ＝０，１，・・・，２^ｉＮ−１．）
が成立する。
【００７９】
これらのコードは，特に，車両において複数のレーダセンサを使用するのに好適である。それらは，センサの互いに対する減少された干渉をもたらす。各誘導ｉにおいて新しいコードのフレーム長さは倍増し，その場合に２^ｉＮとなる。個々のチップは，少なくとも１つのフレーム長さにわたって積分されなければならないので，積分に使用されるローパスの上方の限界周波数は，各々係数２^ｉだけ低くされる。図１４は，誘導されたコードを生成するための回路の一部を示している。
【００８０】
図１５は，異なるコードが３つ（上方）と４つ（下方）の場合に，車両内のセンサの割当ての例を示している。好適なクロス相関関数（ＫＫＦはできるかぎり小さい）を有するコードペアを選択する場合には，各種レーダセンサ（例えば異なるＫＦＺの）を互いから分離することが可能である。各種ＰＮ−コード化されたレーダセンサ５８間でより少ない干渉発生が得られる。
【００８１】
ＰＮ−コードの他に，同様な特性を有する他のバイナリコード，例えばゴールドコード，二次残余シーケンス，擬似ランダムシーケンス及び相補シーケンス又はターナリコードなども知られている。
【００８２】
本発明にかかる実施例の上述した説明は，単に説明に役立てるために用いられるものであって，本発明を制限するためではない。本発明の範囲内で，発明の範囲及びその等価性を逸脱することなく，種々の変更と修正が可能である。
【図面の簡単な説明】
図面
本発明を，添付図面を参照し，好ましい実施形態を用いて例で説明する。
【図１】
従来技術のレーダ装置のブロック回路図である。
【図２】
ＰＮ−コードの一部を示している。
【図３】
種々の値領域にわたるＰＮ−コードの自己相関関数を示している。
【図４】
ＰＮ−コードとＰＮ−コードで変調された信号の一部を示している。
【図５】
各種方法で変調された信号の自己相関関数を示している。
【図６】
本発明にかかるレーダ装置の実施形態を概略的に示している。
【図７】
位相ジャンプのブランキングを有するＰＳＫ−回路を概略的に示している。
【図８】
本発明にかかるレーダ装置の他の実施形態を概略的に示している。
【図９】
本発明にかかるレーダ装置の他の実施形態を概略的に示している。
【図１０】
ＰＮ−コードを生成してシフトするための装置を概略的に示している。
【図１１】
本発明にかかるレーダ装置の他の実施形態を概略的に示している。
【図１２】
複数のレーダセンサの送信信号を評価する回路を概略的に示している。
【図１３】
複数のレーダセンサの送信信号を評価する他の回路を概略的に示している。
【図１４】
誘導されたＰＮ−コードを生成する回路を概略的に示している。
【図１５】
車両内のセンサに各種コードが割り当てられていることを示している。

Claims (24)

1. −コードを生成する手段（１２）と，
   −送信路内の送信信号をコードで変調するための手段（１８）と，
   −コードを遅延させる手段（３２）と，
   −受信路内の信号を遅延されたコードで変調するための手段（２０）と，
   −基準信号を受信信号と混合するための手段（２６，４２，４４，４６）と，を有する，レーダ装置において，
   −信号のうちの１つの信号の変調が，振幅変調（ＡＳＫ；Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）によって行われ，かつ
   −他の信号の変調は，位相変調（ＰＳＫ；Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）によって行われる，ことを特徴とするレーダ装置。
2. −コードを生成する手段（１２）と，
   −送信路内の送信信号をコードで変調する手段（１８）と，
   −コードを遅延させる手段（３２）と，
   −受信路内の信号を遅延されたコードで変調する手段（２０）と，
   −基準信号を受信信号と混合する手段（２６，４２，４４，４６）と，
   を有するレーダ装置において，
   −前記各信号のうちの少なくとも１つの信号の変調は，位相変調（ＰＳＫ；Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）によって行われ，かつ
   −位相ジャンプをブランキングする手段（２２，２４，３４，３６）が設けられている，ことを特徴とするレーダ装置。
3. 前記位相ジャンプをブランキングする手段は，パルス成形する手段（３４，３６）とスイッチ（２２，２４）とを有しており，
   その場合に，前記スイッチ（２２，２４）は，前記変調する手段（１８，２０）に対して直列に配置されている，
   ことを特徴とする請求項２に記載のレーダ装置。
4. 前記コードは，擬似ノイズコード（Ｐｓｅｕｄｏ−Ｎｏｉｓｅ−Ｃｏｄｅ）（ＰＮ−コード）である，ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のレーダ装置。
5. −前記送信信号の変調は，振幅変調によって行われ，かつ
   −前記受信路内の信号の変調は，位相変調によって行われる，
   ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のレーダ装置。
6. −前記送信信号の変調は，位相変調によって行われ，かつ
   −前記受信路内の信号の変調は，振幅変調によって行われる，
   ことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載のレーダ装置。
7. 前記基準信号に受信信号を混合する手段（２６）は，出力信号をローパス（２８）へ出力する，ことを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載のレーダ装置。
8. 前記遅延を制御するためのデジタル手段が設けられている，ことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載のレーダ装置。
9. 前記遅延を制御するための切換え手段が設けられている，ことを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載のレーダ装置。
10. ｎ−ビット−ＰＮ−コードを生成して遅延させる手段が，カウンタ出力のコンビネータ結合を有するｎ−ビットカウンタ（図１０）として実現されている，ことを特徴とする請求項１から９のいずれか１項に記載のレーダ装置。
11. −前記受信路は，変調するために複数のＰＮ−コードを使用する，複数のチャネルに分割されており，かつ
    −前記変調された信号をさらに処理するために，複数のローパス（ＴＰ０，ＴＰ１，ＴＰ２）が設けられている，
    ことを特徴とする請求項１から１０のいずれか１項に記載のレーダセンサ。
12. 次のステップ：
    −コードの生成；
    −受信路内の送信信号をコードで変調；
    −コードの遅延；
    −受信路内の信号を，遅延されたコードで変調；及び
    −基準信号を受信信号と混合；
    の各ステップを有する，レーダ装置をコード化する方法において，
    −前記各信号のうちの１つの信号の変調が，振幅変調（ＡＳＫ；Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）によって行われ，かつ
    −他の信号の変調は，位相変調（ＰＳＫ；Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）によって行われる，
    ことを特徴とするレーダ装置をコード化する方法。
13. 位相ジャンプが，ブランキングされる，ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
14. 前記位相ジャンプをブランキングする手段は，パルス成形する手段（３４，３６）とスイッチ（２２，２４）とを有しており，その場合にスイッチは変調する手段（１８，２０）に対して直列に配置されている，ことを特徴とする請求項１２又は１３に記載の方法。
15. 次のステップ：
    −ＰＮ−コードの生成；
    −送信路内の送信信号をコードで変調；
    −コードの遅延；
    −受信路内の信号を遅延されたコードで変調；及び
    −基準信号を受信信号と混合；
    の各ステップを有する，レーダ装置をコード化する方法において，
    −前記各信号のうちの少なくとも１つの信号の変調が，位相変調（ＰＳＫ；Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）によって行われ，かつ
    −位相ジャンプがブランキングされる，
    ことを特徴とするレーダ装置をコード化する方法。
16. 前記位相ジャンプをブランキングする手段は，パルス成形する手段（３４，３６）とスイッチ（２２，２４）とを有しており，
    その場合に，スイッチ（２２，２４）は変調する手段（１８，２０）に対して直列に配置されている，
    ことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
17. 前記コードは，擬似ノイズコード（Ｐｓｅｕｄｏ−Ｎｏｉｓｅ−Ｃｏｄｅ；ＰＮ−コード）である，ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
18. −前記送信信号の変調は，振幅変調によって行われ，かつ
    −前記受信路内の信号の変調は，位相変調によって行われる，ことを特徴とする請求項１２から１７のいずれか１項に記載の方法。
19. −前記送信信号の変調は，位相変調によって行われ，かつ
    −前記受信路内の信号の変調は，振幅変調によって行われる，
    ことを特徴とする請求項１２から１８のいずれか１項に記載の方法。
20. 前記混合された信号が，ローパス（２８）へ出力される，ことを特徴とする請求項１２から１９のいずれか１項に記載の方法。
21. 前記遅延は，デジタル制御される，ことを特徴とする請求項１２から２０のいずれか１項に記載の方法。
22. 前記遅延は，切換え手段によって制御される，ことを特徴とする請求項１２から２１のいずれか１項に記載の方法。
23. ｎ−ビット−ＰＮ−コードは，カウンタ出力のコンビネータ結合を有するｎ−ビットカウンタ（図１０）によって生成され，かつ遅延される，ことを特徴とする請求項１２から２２のいずれか１項に記載の方法。
24. −前記受信路は，変調するために複数のＰＮ−コードを使用する，複数のチャネルに分割されており，かつ
    −前記変調された信号は，複数のローパス（ＴＰ０，ＴＰ１，ＴＰ２）によってさらに処理される，ことを特徴とする請求項１２から２３のいずれか１項に記載の方法。