EP0938796A1 - Verfahren zur decodierung von komplementären codes - Google Patents

Verfahren zur decodierung von komplementären codes

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EP0938796A1
EP0938796A1 EP97946738A EP97946738A EP0938796A1 EP 0938796 A1 EP0938796 A1 EP 0938796A1 EP 97946738 A EP97946738 A EP 97946738A EP 97946738 A EP97946738 A EP 97946738A EP 0938796 A1 EP0938796 A1 EP 0938796A1
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EP
European Patent Office
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phases
phase
signal
decoding
decoding signals
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EP97946738A
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Rodolfo Mann Pelz
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Robert Bosch GmbH
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Robert Bosch GmbH
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Publication date
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    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators

Definitions

  • the invention relates to a method for decoding signals of a multi-carrier transmission method, which are encoded with complementary codes, according to the preamble of the main claim.
  • OFDM Orthogonal Fequency Division Multiplexing
  • Transmission linear transmitters with low efficiency are used to avoid non-linear distortion of the signals.
  • the method according to the invention for decoding with the characterizing features of the main claim contains a regulation according to which the phases of the coded signal are evaluated and used for the calculation of the phases of the original signal.
  • the calculation and decoding of phases that is to say "polar coordinates" gives a simple solution which requires few arithmetic operations.
  • the decoding method works with high performance, the implementation effort being correspondingly low.
  • a particularly simple decoding uses a weighted summation of the phase component to determine the original phases.
  • the method can be optimized by weighting the phase components in proportion to the signal-to-noise ratio. In some cases it is better to choose the weighting of the phase components proportional to the ratio of the total power of the signal to the power of the phase component.
  • a particularly simple sum Mation is obtained if you do not carry out weighting but set all weighting factors to one.
  • An improvement in the decoding can be achieved by selecting the phase component which has the greatest weight for each partial decoding.
  • a simplification with regard to the number of arithmetic operations is obtained by determining the negligible code symbols by comparing their amounts with a predetermined threshold value.
  • FIG. 1 shows the schematic structure of a multi-carrier transmitter and receiver.
  • a transmission signal of a multi-carrier method is considered, which is transmitted using OFDM technology.
  • the method used for the transmission of digital radio signals uses differential 4-phase shift keying (DQPSK differential quadrature phase shift keying). Since it is not the phase itself, but the difference that is transmitted between two successive phases, there is a phase difference coding with eight possible carrier phases. In order to reduce the crest factor, the ratio of peak power to medium power, the independent
  • y (i) (P ⁇ (i) exp ( ⁇ _ (i)), p 2 (i) exp ( ⁇ 2 (i)), ..., p N (i) exp ( ⁇ N (i))), the case being a real one (disturbed) transmission is characterized by an additional amplitude factor p v (i) e R and by ⁇ v (i) ⁇ ⁇ v (i).
  • the task of decoding is to recover the information-carrying phases ⁇ p v (i).
  • the received complex code symbols x v (i) e C are not used, but rather the associated phases
  • the decoding is based on the solution of the system of equations (1) according to known methods e.g. the exchange procedure according to Stiefel. It is sufficient to use K of the N equations, since the remaining K equations are linearly dependent on the others as follows, i.e. in the case of an ideal transmission, they do not provide any additional information:
  • the resulting decoding rule is:
  • REPLACEMENT BUTT (RULE 26) the performance of the individual components related to the total performance of all sub-components is used
  • Equal-gain combining is the weighted summation of the sub-components, the weighting factor being 1 for all sub-components.
  • ⁇ 2 (o . [( ⁇ , (0- ⁇ 2 (' ' )) + ( ⁇ 3 (- 4 () + ( ⁇ 5 ⁇ - ⁇ 6 (0) + ( ⁇ 7 (- ⁇ 8 ( ) ]
  • y ⁇ * (i) l 2 / ⁇ ⁇ / or p v 2 (i)
  • y v (i) I 2 can be considered.
  • y * denotes the complex conjugate value of y.
  • the subcomponents are selected whose amount is greater than a certain threshold. This sub-component is used until its amount falls below the threshold. In this case, a new sub-component is determined that fulfills the selection condition.
  • a simplification with regard to the number of arithmetic operations is obtained by selecting the negligible code symbols not by searching, but by comparing their amounts with a specific, predetermined threshold. The identified subset is retained during decoding until the condition is no longer met.
  • decoding instructions can be implemented, for example, by means of a suitable digital signal processor (DSP).
  • DSP digital signal processor
  • Figure 1 shows a simplified block diagram of an OFDM transmitter and receiver.
  • the information symbol a arrives in the parallel / serial converter 1 and from there into the M-stage phase shift keying PSK modulator 2. This produces a signal from the input symbol a, which is modulated in phase positions ⁇ .
  • the complementary multi-phase code is applied to the signal.
  • the implementation takes place e.g. through matrix multiplication as in the case of non-systematic block codes.
  • a complex signal sequence x of length N arises in cathesic coordinates.
  • a fast inverse Fourier transformer IFFT 4 processes the transmission signal 5.
  • the transmission signal 5 is received in the receiving unit and converted via the fast Fourier transformer 6 FFT.
  • the Cartesian coordinates y are converted into polar coordinates, i.e. the recovery of the phases.
  • the signal is processed in block decoder 8 in accordance with the decoding specification.
  • the information symbol a (i) is recovered from the decoded phases by quantization, and the signal is then converted again in parallel / serial 10. The reconstructed signal is thus present.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

Es wird ein Verfahren zur Decodierung von Signalen eines Multiträgerverfahrens vorgeschlagen, die mit einem komplementären Multiphasencode moduliert werden, wobei die Phasen des empfangenen Signals ausgewertet und aus diesen Phasen die Phasen des uncodierten Signals berechnet werden, um so das ursprüngliche Signal zurückzugewinnen.

Description

Verfahren zur Decodierung von komplementären Codes
Stand der Technik
Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zur Decodierung von Signalen eines Multiträger-Übertrag ngsverfahrens, die mit komplementären Codes codiert werden, nach der Gattung des Hauptanspruchs.
Sendesignale bei Multiträger-Übertragungsverfahren, wie sie z.B. aus dem für den digitalen Rundfunk verwendeten Orthogonal Fequency Division Multiplexing (OFDM) bekannt sind, wei- sen eine nicht konstante Einhüllende auf. Infolge der z.B. gaußförmigen Verteilung der Einhüllenden des Sendesignals müssen Sende- und Empfangsstufen für hohe Pegel ausgelegt werden. Die Schwankungen der Einhüllenden werden durch den sogenannten Crestfaktor, dem Verhältnis aus Spitzenleistung und mittlerer Leistung, beschrieben. Es kommen bei der OFDM-
Übertragung lineare Sendeverstärker mit niedrigem Wirkungsgrad zum Einsatz, um nichtlineare Verzerrungen der Signale zu vermeiden.
Aus der Veröffentlichung "Minimisation of the Peak-to-Mean Envelope Power Ration of Multicarrier Transmission Schemeε by Block Coding", T.A. Wilkinson, A.E. Jones, Proc . IEEE Ve- hicular Technology Conference S. 825-829, 1995, ist bekannt, daß der Crestfaktor des Signals mit komplementären Codes deutlich reduziert werden kann.
Vorteile der Erfindung
Das erfindungsgemäße Verfahren zur Decodierung mit den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs enthält eine Vorschrift, nach der die Phasen des codierten Signals ausgewertet und für die Berechnung der Phasen des ursprünglichen Si- gnals herangezogen werden. Durch die Berechnung und Decodierung von Phasen, also von „Polarkoordinaten" erhält man einen einfachen Lösungsweg, der wenige Rechenoperationen erfordert. Das Decodierverfahren arbeitet mit hoher Leistungsfähigkeit, wobei der Implementierungsaufwand entsprechend gering ist.
Weiterhin ist es vorteilhaft, daß zur Decodierung eine geringere Verstärkung erforderlich ist. Dies ist deshalb der Fall, weil aufgrund des reduzierten Crestfaktors die Sende- verstärker höher ausgesteuert werden können, was den Wir- kungsgrad erhöht. Die Sendeleistung ist daher bei gleichem Aufbau des Senders höher, so daß der Aufwand beim Empfänger zu reduzieren ist.
Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen des im Hauptanspruch angegebenen Verfahrens möglich.
Eine besonders einfache Decodierung verwendet eine gewichte- te Summation der Phasenkomponente zur Bestimmung der ur- sprünglichen Phasen. Das Verfahren kann durch die Gewichtung der Phasenkomponenten proportional zum Signal- Rauschverhältnis optimiert werden. In machen Fällen ist es besser, die Gewichtung der Phasenkomponenten proportional zum Verhältnis der Gesamtleistung des Signals zur Leistung der Phasenkomponente zu wählen. Eine besonders einfache Sum- mation erhält man, wenn man keine Gewichtung durchführt sondern alle Gewichtungsfaktoren zu eins setzt.
Eine Verbesserung der Decodierung kann dadurch erreicht wer- den, daß für jede Teildecodierung die Phasenkomponente ausgewählt wird, welche das größte Gewicht aufweist. Eine Vereinfachung bezüglich der Anzahl der Rechenoperationen erhält man, indem die vernächlässigbaren Codesymbole durch Vergleich deren Beträge mit einem vorgegebenen Schwellwert be- stimmt werden.
Zeichnung
Ein Ausführunσsbeiεpiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigt Figur 1 den schematischen Aufbau eines Multiträgersenders und Empfängers.
Beschreibung des Ausführungsbeispiels
Betrachtet wird im folgenden Beispiel ein Sendesignal eines Multitragerverfahrens, das nach OFDM-Technik übertragen wird. Das für die Übertragung von digitalen Rundfunksignalen verwendete Verfahren verwendet eine differentielle 4-Phasen- Umtastung (DQPSK Differential Quadratur Phase Shift Keying) . Da nicht die Phase selbst, sondern die Differenz zwei aufeinanderfolgenden Phasen übertragen wird ergibt sich eine Phasendifferenzcodierung mit acht möglichen Trägerphasen. Um den Crestfaktor, das Verhältnis aus Spitzenleistung und mittlerer Leistung zu reduzieren, werden die unabhängigen
Phasen φv (i) , v=l, ...K, die in unserem Beispiel K=4 betragen, auf N=8 Phasen θμ (i) , μ=l, 2 , ...N, zum Zeitpunkt i mittels der Vorschrift abgebildet: θ,( ) = φ1( +φ2( +φ3( +φ4(0 θ2(/) = φ,( )+φ3( )+φ4( θ3( = φ,(0+φ2 φ4 ') θ4( = ψjC +φ^ +π
(1) θ5( = φ1( )+φ2( +φ3( ) θ6( = φ,( +φ3( θ7( ) = φ,( )+φ2( )-π θ8( = φ,(
Es wird eine M-stufige PSK Modulation zugrundegelegt, wodurch die informationstragenden Phasen durch φv(i) =av(i) 2π/M, ave"ι 0, 1...M-l^, v=l,...K, gegeben sind, und av(i) die durch log2 (M) binären Informationssymbolen determinierten, zugehörigen Signalpunkte darstellen. Damit wird ein Informationswort der Länge K auf ein Codewort der Länge N abgebildet. Das gesendete Codewort ist dementsprechend durch x(i) = (exp (θ1 (i) ) , exp (θ (i) ) , . • • , exp(θN(i))) gegeben. Das empfangene Codewort wird im folgenden mit y(i) = (Pι (i)exp(φι_ (i) ) , p2 (i)exp(φ2(i) ) , ... , pN (i) exp (φN(i) ) ) bezeichnet, wobei der Fall einer realen (gestörten) Übertragung durch einen zusätzlichen Amplitudenfaktor pv(i)e R und durch φv(i)≠θv(i) charakterisiert wird.
Im Fall einer idealen Übertragung (verzerrungsfreie Übertragung) wird das gesendete Codewort fehlerfrei empfangen, d.h. y(i)=x(i). Aufgabe der Decodierung ist die Zurückgewinnung der informationstragenden Phasen <pv(i). Hierzu werden nicht die empfangenen, komplexen Codesymbole xv(i) e C verwendet, sondern vielmehr die zugehörigen Phasen
(Θ-L (i) , θ2 (i) , • • .θN(i) ) , wobei der konstante Term π in (1) allein zur Reduktion des Crestfaktors dient, und dementspre-
ERSATZBLÄΪT(REGEL 26) chend vor der Decodierung durch entsprechende Subtraktion wegfällt .
Die Decodierung basiert auf die Lösung des Gleichungssystems (1) nach bekannten Verfahren z.B. dem Austauschverfahren nach Stiefel. Hierbei genügt es, K der N Gleichungen heranzuziehen, da die restlichen K Gleichungen wie folgt von den anderen linear abhängig sind, d.h. sie liefern im Fall einer idealen Übertragung keine zusätzliche Information:
θ4() = -θ,( +θ2(0+θ3( e6 = -Θ,( +Θ2( -Θ5(
(2) θ7( = -θ,(0+θ3(0+θ5(0 θ8(ι) = -2θ,(0+θ2(/)+θ3(/)-θ5(ι)
Die resultierende Decodiervorschrift lautet :
φ,( = -2θ,( +θ2()+θ3( +θ5( φ2( = θ,(/)-θ2(/)
(3a) φ4(0 = θ,( )-θ5(/)
oder
φ2(0 = Θ, ( ) -Θ2(O
9,(0 = θ,(0-φ2(0-φ3(0-φ4(0 •
ERSATZBUTT (REGEL 26) Für die Phasendifferenzen in (3) ergeben sich aus (2) und (1) infolge der linearen Abhängigkeit weiterhin die Identitäten:
θ,(0-θ2 (0 = θ3 ()-θ4(0 = θ5(0-θ6(0 = θ7(0-θ8(0 θ,(0-θ3(0 = θ2 (0-θ4 (0 = θ5(0-θ7(0 = θ6(0-θ8(0) θ,(0-θ5 (0 = θ2 (0-θ6 (0 = θ3(0-θ7(0 = θ4(0-θ8(0 (4) θ,(0-φ2 (0-φ3 (0-φ(4) = θ2 (/)-φ3(0-φ(0 = θ3(0-φ,(0-φ4(0 = θ4(ι φ4(0
= θ5 (0-φ2 (0-φ3 (0 = θ6 (0-φ3(0 = θ7(0-φ2(0 = θ8(0.
Im Fall einer realen (gestörten) Übertragung weichen die empfangenen Phasen von den gesendeten Phasen ab, d.h. φv(i)≠θv(i). Dieses impliziert, daß die Identitäten (2) bzw. (4) nicht mehr gegeben sind, d.h. die im Idealfall linear abhängigen Phasen beinhalten zusätzliche Information
(Diversityeffekt) , welche zur Optimierung der Decodierung des komplementären Codes herangezogen werden können. Betrachtet man die Decodiervorschrift (3) im Zusammenhang mit (4) , so ergibt sich durch entsprechende Kombination einzel- ner Teilkomponenten (Phasendifferenzen) eine Vielzahl möglicher Vorschriften zur Decodierung der empfangenen Phasen.
In Analogie zu bekannten Antennen-Diversityverfahren können die folgenden Strategien zur Decodierung angewandt werden:
- Maximum-ratio combining ist die gewichtete Summation der Teilkomponenten, wobei die Gewichtung proportional zum Signal-Rausch-Verhältnis (S/N-Verhältnis) der einzelnen Teilkomponenten erfolgt. Anstatt des S/N-Verhältnis kann auch
ERSATZBUTT(REGEL 26) die auf die Gesamtleistung aller Teilkomponenten bezogene Leistung der einzelnen Komponenten verwendet werden.
Φ3(0 = α13(')(Φ1(0-φ3( )+o24(0(Φ2(0-φ4(0)+ 57(0(Φ5(0-φ7(0) +α68(0(Φ6( -φ8(0) Φ4(0 = α15( (Φ1(0-φ5(0) +α26(0(Φ2ω-φ6(0) +α37(0(Φ3(0-φ7(0)+α48(0(Φ4 -)-φ8ω)
Φ,(0 = ,(0(Φ1 (0-φ2 (0-φ3 (0-φ4 '))+α2 (0(Φ2 (0-φ3 ( -φ4 (0)+α3 ( (Φ3( -φ2 ( -φ4 ()) + +α4(0(φ4(0-φ4 ')) +α5(Φ5(0-φ2(0-φ3(0) + 6(0(Φ6(0-φ3( ) + 7(0(Φ7 (0"Φ2 (0) + +α8 (0Φ8(0 • (5) mit
2 α (i) = PvO) Λ'V ' ' (6b)
- Equal-gain combining ist die gewichtete Summation der Teilkomponenten, wobei der Gewichtungsfaktor 1 für alle Teilkomponenten beträgt.
Φ2(o = .[(Φ,(0-Φ2(''))+(Φ3( - 4( )+(Φ5ω-Φ6(0)+(Φ7( -Φ8 ( )]
Φ3(o +CΦβ j-Φgω)]
Φ4(O = .[(Φ1 ( -Φ5 ( )+(Φ2( -Φ6 ( )+(Φ3 ( -Φ7 '))+(Φ4( -Φ8 ( )] (7)
φ, (0 = i[(φ , (0 -Φ2( -Φ3( -Φ4( ) + (Φ 2 (0 -Φ3 (0 -Φ4( ) + (Φ 3« -Φ2( -<M ) + o
+(Φ4(0-Φ4(0) +(Φ5(0-φ2ω-φ3( ) +(Φ6(0-Φ3 ( ) +(Φ7 (0-Φ2W) +Φ8 (')] - - Selective combining: Es wird die Teilkomponente mit den größten S/N-Verhältnis ausgewählt, wobei in der Praxis der Betrag anstatt des S/N-Verhältnis herangezogen wird. Die Auswahl der empfangenen, redundanten Codesymbole yv(i) kann nicht beliebig erfolgen, sondern es muß gewährleistet werden, daß mindestens eine Teilkomponente pro individuelle Vorschrift zur Zurückgewinnung der Informationsphasen φv(i) vorhanden sein muß. Hierzu ist folgende Strategie denkbar:
Für jede Teildecodiervorschrift wird die Teilkomponente ausgewählt, welche den größten Gewicht αv„(i) bzw. αv(i) aufweist, wobei vereinfachend das Produkt pv 2 (i) p„2 (i) =- lyv(i)yμ* (i)l 2/ ≠μ/ bzw. pv 2 (i) =| yv (i) I 2 betrachtet werden kann. Hierbei bezeichnet y* den komplex konjugierten Wert von y.
- Scanning diversity: Es wird die Teilkomponenten gewählt, deren Betrag größer als eine bestimmte Schwelle ist. Diese Teilkomponente wird solange verwendet, bis deren Betrag die Schwelle unterschreitet. In diesem Fall wird eine neue Teilkomponente bestimmt, welche die Auswahlbedingung erfüllt. Eine Vereinfachung bezüglich der Anzahl der Rechenoperationen erhält man, indem die vernachlässigbaren Codesymbole nicht durch Suche ausgewählt werden, sondern durch Vergleich deren Beträge mit einer bestimmten, vorgegebenen Schwelle. Die identifizierte Teilmenge wird solange bei der Decodierung beibehalten, bis die Bedingung nicht mehr erfüllt ist.
Da (6) und (7) ein Mittelungεprozeß bezüglich der Phasenkom- ponenten darstellt, müssen zusätzliche Maßnahmmen getroffen werden, um das korrekte Ergebnis infolge der Phasenmehrdeutigkeit zu erhalten. Die Implementierung der obigen Decodiervorschriften kann z.B. mittels eines geeigneten digitalen Signalprozessors (DSP) erfolgen.
Figur 1 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines OFDM- Senders und -Empfängers. Das Informationssymbol a gelangt in den Parallel/Seriell-Wandler 1 und von dort in den M- stufigen Phase Shift Keying PSK-Modulator 2. Dadurch wird aus dem Eingangssymbol a ein Signal gewonnen, das in Phasen- lagen φ moduliert ist. Im Blockencoder 3 wird der komplementäre Multi Phasencode auf das Signal aufgebracht. Der Elock- encoder bildet K unabhängige Phasen auf N Phasen ab, wobei die Coderate R=K+N beträgt. Die Realisierung erfolgt z.B. durch Matrixmultiplikation wie im Fall nicht systematischer Blockcodes. Es entsteht eine komplexe Signalfolge x der Länge N in kathesischen Koordinaten. Ein schneller inverser Fouriertransformator IFFT 4 bereitet das Sendesignal 5 auf. In der Empfangseinheit wird das Sendesignal 5 empfangen und über den schnellen Fouriertransformator 6 FFT gewandelt. In der Einheit 7 erfolgt die Umwandlung der kartesischen Koordinaten y in Polarkoordinaten, d.h. die Rückgewinnung der Phasen. Im Blockdecoder 8 wird das Signal entsprechend der Decodiervorschrift bearbeitet. Im Entεcheider 9 durch Quantisierung aus den decodierten Phasen das Informationssymbol a (i) zurückgewonnen und das Signal anschließend wieder parallel/seriell 10 gewandelt .Damit liegt das rekonstruierte Signal ä vor.

Claims

Ansprüche
1. Verfahren zur Decodierung von Signalen eines Multiträgerüber- tragungsverfahrens (OFDM) , wobei die zu sendenden Informationen ( aL) mit einem komplementären Multiphasen-Code codiert und abgesendet werden, dadurch gekennzeichnet, daß
- die Phasen (φi) des empfangenen, codierten Signals (5) ausgewertet werden
- und aus diesen Phasen (φ die Phasen (φ ) der erhaltenen, un- codierten Informationen (aL) berechnet werden.
2. Verfahren zur Decodierung von Signalen nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasen (φi) durch eine gewichtete Summation der Phasenkomponenten (φi) in der linaren Beziehung ermittelt werden.
3. Verfahren zur Decodierung von Signalen nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtung der Phasenkompo- nenten (φi) proportional zum Signal/Rausch-Verhältnis der Pha- senkomponenten erfolgt.
4. Verf hren zur Decodierung von Signalen nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtung der Phasenkompo- nenten (φ proportional zum Verhältnis der Gesamtleitung des Signals zur Leistung der Phasenkomponente erfolgt.
5. Verfahren zur Decodierung von Signalen nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Gewichtungsfaktor für alle
Phaεenkomponenten (φL) eins beträgt.
6. Verfahren zur Decodierung von Signalen nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendifferenz mit dem grδß- ten Signal/Rausch-Verhältnis zur Berechnung der Phasen (φx) herangezogen wird.
7. Verfahren zur Decodierung von Signalen nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendifferenz, deren Betrag einen bestimmten Schwellwert überschreitet, zur Berechnung der Phasen (φ herangezogen wird.
EP97946738A 1996-11-11 1997-10-22 Verfahren zur decodierung von komplementären codes Withdrawn EP0938796A1 (de)

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