DE19646299A1 - Verfahren zur Decodierung von komplementären Codes - Google Patents

Verfahren zur Decodierung von komplementären Codes

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Description

Stand der Technik
Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zur Decodierung von Signalen eines Multiträger-Übertragungsverfahrens, die mit komplementären Codes codiert werden, nach der Gattung des Hauptanspruchs.
Sendesignale bei Multiträger-Übertragungsverfahren, wie sie z. B. aus dem für den digitalen Rundfunk verwendeten Orthogo­ nal Frequency Division Multiplexing (OFDM) bekannt sind, wei­ sen eine nicht konstante Einhüllende auf. Infolge der z. B. gaußförmigen Verteilung der Einhüllenden des Sendesignals müssen Sende- und Empfangsstufen für hohe Pegel ausgelegt werden. Die Schwankungen der Einhüllenden werden durch den sogenannten Crestfaktor, dem Verhältnis aus Spitzenleistung und mittlerer Leistung, beschrieben. Es kommen bei der OFDM- Übertragung lineare Sendeverstärker mit niedrigem Wirkungs­ grad zum Einsatz, um nichtlineare Verzerrungen der Signale zu vermeiden.
Aus der Veröffentlichung "Minimisation of the Peak-to-Mean Envelope Power Ration of Multicarrier Transmission Schemes by Block Coding", T.A. Wilkinson, A.E. Jones, Proc. IEEE Ve­ hicular Technology Conference S. 825-829, 1995, ist bekannt, daß der Crestfaktor des Signals mit komplementären Codes deutlich reduziert werden kann.
Vorteile der Erfindung
Das erfindungsgemäße Verfahren zur Decodierung mit den kenn­ zeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs enthält eine Vor­ schrift, nach der die Phasen des codierten Signals ausgewer­ tet und für die Berechnung der Phasen des ursprünglichen Si­ gnals herangezogen werden. Durch die Berechnung und Decodie­ rung von Phasen, also von "Polarkoordinaten" erhält man ei­ nen einfachen Lösungsweg, der wenige Rechenoperationen er­ fordert. Das Decodierverfahren arbeitet mit hoher Leistungs­ fähigkeit, wobei der Implementierungsaufwand entsprechend gering ist.
Weiterhin ist es vorteilhaft, daß zur Decodierung eine ge­ ringere Verstärkung erforderlich ist. Dies ist deshalb der Fall, weil aufgrund des reduzierten Crestfaktors die Sende­ verstärker höher ausgesteuert werden können, was den Wir­ kungsgrad erhöht. Die Sendeleistung ist daher bei gleichem Aufbau des Senders höher, so daß der Aufwand beim Empfänger zu reduzieren ist.
Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen des im Hauptanspruch angegebenen Verfahrens möglich.
Eine besonders einfache Decodierung verwendet eine gewichte­ te Summation der Phasenkomponente zur Bestimmung der ur­ sprünglichen Phasen. Das Verfahren kann durch die Gewichtung der Phasenkomponenten proportional zum Signal- Rauschverhältnis optimiert werden. In manchen Fällen ist es besser, die Gewichtung der Phasenkomponenten proportional zum Verhältnis der Gesamtleistung des Signals zur Leistung der Phasenkomponente zu wählen. Eine besonders einfache Sum­ mation erhält man, wenn man keine Gewichtung durchführt son­ dern alle Gewichtungsfaktoren zu eins setzt.
Eine Verbesserung der Decodierung kann dadurch erreicht wer­ den, daß für jede Teildecodierung die Phasenkomponente aus­ gewählt wird, welche das größte Gewicht aufweist. Eine Ver­ einfachung bezüglich der Anzahl der Rechenoperationen erhält man, indem die vernachlässigbaren Codesymbole durch Ver­ gleich deren Beträge mit einem vorgegebenen Schwellwert be­ stimmt werden.
Zeichnung
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher er­ läutert. Es zeigt Fig. 1 den schematischen Aufbau eines Multiträgersenders und Empfängers.
Beschreibung des Ausführungsbeispiels
Betrachtet wird im folgenden Beispiel ein Sendesignal eines Multiträgerverfahrens, das nach OFDM-Technik übertragen wird. Das für die Übertragung von digitalen Rundfunksignalen verwendete Verfahren verwendet eine differentielle 4-Phasen- Umtastung (DQPSK Differential Quadratur Phase Shift Keying). Da nicht die Phase selbst, sondern die Differenz zwei auf­ einanderfolgenden Phasen übertragen wird ergibt sich eine Phasendifferenzcodierung mit acht möglichen Trägerphasen. Um den Crestfaktor, das Verhältnis aus Spitzenleistung und mittlerer Leistung zu reduzieren, werden die unabhängigen Phasen (ϕν(i), ν = 1,. . . K, die in unserem Beispiel K = 4 betragen, auf N = 8 Phasen θµ(i), µ = 1, 2,. . . N, zum Zeitpunkt i mittels der Vorschrift abgebildet:
θ1(i) = ϕ1(i) + ϕ2(i) + ϕ3(i) + ϕ4(i)
θ2(i) = ϕ1(i) + ϕ3(i) + ϕ4(i)
θ3(i) = ϕ1(i) + ϕ2(i) + ϕ4(i)
θ4(i) = ϕ1(i) + ϕ4(i) + π
θ5(i) = ϕ1(i) + ϕ2(i) + ϕ3(i)
θ6(i) = ϕ1(i) + ϕ3(i)
θ7(i) = ϕ1(i) + ϕ2(i) + π
θ8(i) = ϕ1(i) (1)
Es wird eine M-stufige PSK Modulation zugrundegelegt, wo­ durch die informationstragenden Phasen durch
ϕν(i) = aν(i)2π/M, aν∈0,1. . . M-1, ν = 1, . . . K, gegeben sind, und aν(i) die durch log2(M) binären Informationssymbolen deter­ minierten, zugehörigen Signalpunkte darstellen. Damit wird ein Informationswort der Länge K auf ein Codewort der Länge N abgebildet. Das gesendete Codewort ist dementsprechend durch x(i) = (exp(θ1(i)), exp(θ2(i)),. . ., exp(θN(i)) gegeben. Das empfangene Codewort wird im folgenden mit
y(i) = (ρ1(i)exp(Φ1(i)), ρ2(i)exp(Φ2(i)), . . ., ρN(i)exp(ΦN(i)) bezeichnet, wobei der Fall einer realen (gestörten) Übertra­ gung durch einen zusätzlichen Amplitudenfaktor ρν(i)∈ R und durch Φν(i)≠θν(i) charakterisiert wird.
Im Fall einer idealen Übertragung (verzerrungsfreie Übertra­ gung) wird das gesendete Codewort fehlerfrei empfangen, d. h. y(i) = x(i). Aufgabe der Decodierung ist die Zurückgewinnung der informationstragenden Phasen ϕν(i). Hierzu werden nicht die empfangenen, komplexen Codesymbole xν(i) ∈ C verwendet, sondern vielmehr die zugehörigen Phasen (θ1(i), θ2(i), . . . θN(i)), wobei der konstante Term π in (1) allein zur Reduktion des Crestfaktors dient, und dementspre­ chend vor der Decodierung durch entsprechende Subtraktion wegfällt.
Die Decodierung basiert auf die Lösung des Gleichungssystems (1) nach bekannten Verfahren z. B. dem Austauschverfahren nach Stiefel. Hierbei genügt es, K der N Gleichungen heran­ zuziehen, da die restlichen K Gleichungen wie folgt von den anderen linear abhängig sind, d. h. sie liefern im Fall einer idealen Übertragung keine zusätzliche Information:
θ4(i) = -θ1(i) + θ2(i) + θ3(i)
θ6(i) = -θ1(i) + θ2(i) + θ5(i)
θ7(i) = -θ1(i) + θ3(i) + θ5(i)
θ8(i) = -2θ1(i) + θ2(i) + θ3(i) + θ5(i) (2)
Die resultierende Decodiervorschrift lautet:
ϕ1(i) = -2θ1(i) + θ2(i) + θ3(i) + θ5(i)
ϕ2(i) = θ1(i) - θ2(i)
ϕ3(i) = θ1(i) - θ3(i)
ϕ4(i) = θ1(i) - θ5(i) (3a)
oder
ϕ2(i) = θ1(i) - θ2(i)
ϕ3(i) = θ1(i) - θ3(i)
ϕ4(i) = θ1(i) - θ5(i)
ϕ1(i) = θ1(i) - ϕ2(i) - ϕ3(i) - ϕ4(i) (3b).
Für die Phasendifferenzen in (3) ergeben sich aus (2) und (1) infolge der linearen Abhängigkeit weiterhin die Identi­ täten:
θ1(i) - θ2(i) = θ3(i) - θ4(i) = θ5(i) - θ6(i) = θ7(i) - θ8(i)
θ1(i) - θ3(i) = θ2(i) - θ4(i) = θ5(i) - θ7(i) = θ6(i) - θ8(i)
θ1(i) - θ5(i) = θ2(i) - θ6(i) = θ3(i) - θ7(i) = θ4(i) - θ8(i)
θ1(i) - ϕ2(i) - ϕ3(i) - ϕ(4) = θ2(i) - ϕ3(i) - ϕ4(i) = θ3(i) - ϕ2(i) - ϕ4(i) = θ4(i) - ϕ4(i)
= θ5(i) - ϕ2(i) - ϕ3(i) = θ6(i) - ϕ3(i) = θ7(i) - ϕ2(i) = θ8(i) (4).
Im Fall einer realen (gestörten) Übertragung weichen die empfangenen Phasen von den gesendeten Phasen ab, d. h. Φν(i)≠θν(i). Dieses impliziert, daß die Identitäten (2) bzw. (4) nicht mehr gegeben sind, d. h. die im Idealfall linear abhängigen Phasen beinhalten zusätzliche Information (Diversityeffekt), welche zur Optimierung der Decodierung des komplementären Codes herangezogen werden können. Be­ trachtet man die Decodiervorschrift (3) im Zusammenhang mit (4), so ergibt sich durch entsprechende Kombination einzel­ ner Teilkomponenten (Phasendifferenzen) eine Vielzahl mögli­ cher Vorschriften zur Decodierung der empfangenen Phasen.
In Analogie zu bekannten Antennen-Diversityverfahren können die folgenden Strategien zur Decodierung angewandt werden:
  • - Maximum-ratio combining ist die gewichtete Summation der Teilkomponenten, wobei die Gewichtung proportional zum Si­ gnal-Rausch-Verhältnis (S/N-Verhältnis) der einzelnen Teil­ komponenten erfolgt. Anstatt des S/N-Verhältnisses kann auch die auf die Gesamtleistung aller Teilkomponenten bezogene Leistung der einzelnen Komponenten verwendet werden.
    mit
  • - Egual-gain combining ist die gewichtete Summation der Teilkomponenten, wobei der Gewichtungsfaktor 1 für alle Teilkomponenten beträgt.
  • - Selective combining: Es wird die Teilkomponente mit dem größten S/N-Verhältnis ausgewählt, wobei in der Praxis der Betrag anstatt des S/N-Verhältnis herangezogen wird. Die Auswahl der empfangenen, redundanten Codesymbole yν(i) kann nicht beliebig erfolgen, sondern es muß gewährleistet wer­ den, daß mindestens eine Teilkomponente pro individuelle Vorschrift zur Zurückgewinnung der Informationsphasen ϕν(i) vorhanden sein muß. Hierzu ist folgende Strategie denkbar:
    Für jede Teildecodiervorschrift wird die Teilkomponente aus­ gewählt, welche den größten Gewicht αν µ(i) bzw. αν(i) auf­ weist, wobei vereinfachend das Produkt ρν 2(i)ρµ 2(i) = - |yν(i)yµ*(i)|2, ν≠µ, bzw. ρν 2(i) = |yν(i)|2 betrachtet werden kann. Hierbei bezeichnet y* den komplex konjugierten Wert von y.
  • - Scanning diversity: Es wird die Teilkomponente gewählt, deren Betrag größer als eine bestimmte Schwelle ist. Diese Teilkomponente wird solange verwendet, bis deren Betrag die Schwelle unterschreitet. In diesem Fall wird eine neue Teil­ komponente bestimmt, welche die Auswahlbedingung erfüllt. Eine Vereinfachung bezüglich der Anzahl der Rechenoperatio­ nen erhält man, indem die vernachlässigbaren Codesymbole nicht durch Suche ausgewählt werden, sondern durch Vergleich deren Beträge mit einer bestimmten, vorgegebenen Schwelle. Die identifizierte Teilmenge wird solange bei der Decodie­ rung beibehalten, bis die Bedingung nicht mehr erfüllt ist.
Da (6) und (7) ein Mittelungsprozeß bezüglich der Phasenkom­ ponenten darstellt, müssen zusätzliche Maßnahmen getroffen werden, um das korrekte Ergebnis infolge der Phasenmehrdeu­ tigkeit zu erhalten.
Die Implementierung der obigen Decodiervorschriften kann z. B. mittels eines geeigneten digitalen Signalprozessors (DSP) erfolgen.
Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines OFDM- Senders und -Empfängers. Das Informationssymbol a gelangt in den Parallel/Seriell-Wandler 1 und von dort in den M- stufigen Phase Shift Keying PSK-Modulator 2. Dadurch wird aus dem Eingangssymbol a ein Signal gewonnen, das in Phasen­ lagen ϕ moduliert ist. Im Blockencoder 3 wird der komplemen­ täre Multi Phasencode auf das Signal aufgebracht. Der Block­ encoder bildet K unabhängige Phasen auf N Phasen ab, wobei die Coderate R = K + N beträgt. Die Realisierung erfolgt z. B. durch Matrixmultiplikation wie im Fall nicht systematischer Blockcodes. Es entsteht eine komplexe Signalfolge x der Län­ ge N in kathesischen Koordinaten. Ein schneller inverser Fouriertransformator IFFT 4 bereitet das Sendesignal 5 auf. In der Empfangseinheit wird das Sendesignal 5 empfangen und über den schnellen Fouriertransformator 6 FFT gewandelt. In der Einheit 7 erfolgt die Umwandlung der kartesischen Koor­ dinaten y in Polarkoordinaten, d. h. die Rückgewinnung der Phasen. Im Blockdecoder 8 wird das Signal entsprechend der Decodiervorschrift bearbeitet. Im Entscheider 9 durch Quan­ tisierung aus den decodierten Phasen das Informationssymbol a (i) zurückgewonnen und das Signal anschließend wieder par­ allel/seriell 10 gewandelt. Damit liegt das rekonstruierte Signal â vor.

Claims (7)

1. Verfahren zur Decodierung von Signalen eines Multiträgerüber­ tragungsverfahrens (OFDM), wobei die zu sendenden Informationen (ai) mit einem komplementären Multiphasen-Code codiert und abge­ sendet werden, dadurch gekennzeichnet, daß
  • - die Phasen (Φi) des empfangenen, codierten Signals (5) ausge­ wertet werden
  • - und aus diesen Phasen (Φi) die Phasen (ϕi) der erhaltenen, un­ codierten Informationen (ai) berechnet werden.
2. Verfahren zur Decodierung von Signalen nach Anspruch 1, da­ durch gekennzeichnet, daß die Phasen (ϕi) durch eine gewichtete Summation der Phasenkomponenten (Φi) in der linearen Beziehung ermittelt werden.
3. Verfahren zur Decodierung von Signalen nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtung der Phasenkompo­ nenten (Φi) proportional zum Signal/Rausch-Verhältnis der Pha­ senkomponenten erfolgt.
4. Verfahren zur Decodierung von Signalen nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtung der Phasenkompo­ nenten (Φi) proportional zum Verhältnis der Gesamtleitung des Signals zur Leistung der Phasenkomponente erfolgt.
5. Verfahren zur Decodierung von Signalen nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Gewichtungsfaktor für alle Phasenkomponenten (Φi) eins beträgt.
6. Verfahren zur Decodierung von Signalen nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendifferenz mit dem größ­ ten Signal/Rausch-Verhältnis zur Berechnung der Phasen (ϕi) her­ angezogen wird.
7. Verfahren zur Decodierung von Signalen nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendifferenz, deren Betrag einen bestimmten Schwellwert überschreitet, zur Berechnung der Phasen (ϕi) herangezogen wird.
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0822690A2 (de) * 1996-07-30 1998-02-04 Lucent Technologies Inc. Kodierung zur Verminderung des Verhältnisses von Spitzenleistung zur Durchschnittleistung in Mehrträgermodulationssystemen
US7079567B2 (en) 1996-07-30 2006-07-18 Agere Systems, Inc. Digital modulation system using extended code set
DE102005059566A1 (de) * 2005-12-13 2007-06-14 Brueninghaus Hydromatik Gmbh Vorrichtung und Verfahren zur zustandsabhängigen Wartung von hydrostatischen Verdrängereinheiten
US7787355B2 (en) 1998-04-08 2010-08-31 Agere Systems Inc. M-ary orthogonal keying system

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5862182A (en) * 1996-07-30 1999-01-19 Lucent Technologies Inc. OFDM digital communications system using complementary codes

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0822690A2 (de) * 1996-07-30 1998-02-04 Lucent Technologies Inc. Kodierung zur Verminderung des Verhältnisses von Spitzenleistung zur Durchschnittleistung in Mehrträgermodulationssystemen
EP0822690A3 (de) * 1996-07-30 2000-12-06 Lucent Technologies Inc. Kodierung zur Verminderung des Verhältnisses von Spitzenleistung zur Durchschnittleistung in Mehrträgermodulationssystemen
US7079567B2 (en) 1996-07-30 2006-07-18 Agere Systems, Inc. Digital modulation system using extended code set
US7583582B2 (en) 1996-07-30 2009-09-01 Agere Systems Inc. M-ary orthogonal keying system
US8514690B2 (en) 1996-07-30 2013-08-20 Lsi Corporation M-ary orthogonal keying system
US7787355B2 (en) 1998-04-08 2010-08-31 Agere Systems Inc. M-ary orthogonal keying system
DE102005059566A1 (de) * 2005-12-13 2007-06-14 Brueninghaus Hydromatik Gmbh Vorrichtung und Verfahren zur zustandsabhängigen Wartung von hydrostatischen Verdrängereinheiten
DE102005059566B4 (de) 2005-12-13 2022-04-21 Brueninghaus Hydromatik Gmbh Vorrichtung und Verfahren zur zustandsabhängigen Wartung von hydrostatischen Verdrängereinheiten

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