EP0714151B1 - Antenne large bande monopôle en technologie imprimée uniplanaire et dispositif d'émission et/ou de réception incorporant une telle antenne - Google Patents

Antenne large bande monopôle en technologie imprimée uniplanaire et dispositif d'émission et/ou de réception incorporant une telle antenne Download PDF

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EP0714151B1
EP0714151B1 EP95460040A EP95460040A EP0714151B1 EP 0714151 B1 EP0714151 B1 EP 0714151B1 EP 95460040 A EP95460040 A EP 95460040A EP 95460040 A EP95460040 A EP 95460040A EP 0714151 B1 EP0714151 B1 EP 0714151B1
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EP
European Patent Office
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antenna
radiating
antenna according
feeder
strand
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EP95460040A
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Patrice Brachat
Christian Sabatier
Roger Behe
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Orange SA
Original Assignee
France Telecom SA
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Publication date
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/10—Resonant slot antennas
    • H01Q13/106—Microstrip slot antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/12—Supports; Mounting means
    • H01Q1/22—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles
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    • H01Q1/241—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM
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    • H01Q1/243—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM specially adapted for hand-held use with built-in antennas
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    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/0421—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with a shorting wall or a shorting pin at one end of the element
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    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
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    • H01Q9/0457—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means electromagnetically coupled to the feed line
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    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole
    • H01Q9/42—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole with folded element, the folded parts being spaced apart a small fraction of the operating wavelength

Definitions

  • the field of the invention is that of radio transmissions. More specifically, the invention relates to transmit and / or receive antennas, in particular for smaller equipment, such as portable devices.
  • the invention thus applies, in particular, to radiocommunication systems with mobiles.
  • the extension of radiocommunication networks with land mobile requires the development of portable autonomous stations having the dual functionality for transmitting and receiving microwave signals. These stations must therefore include an integrated antenna.
  • These antennas are generally in the form of a radiating element installed outside a metal case, for example of rectangular shape, constituting the shielding of one or more electronic cards ensuring in particular modulation and demodulation functions of microwave signals, in transmission and in reception respectively.
  • a first known type of antenna is the half-wave doublet, that is to say a doublet of length ⁇ / 2, with ⁇ the operating wavelength.
  • the half-wave doublet which generally consists of line elements two-wire (i.e. conductive cylindrical rods) supplied by a line power supply, has relatively broadband performance, which makes it usable in many applications.
  • balun traditionally presents itself as a transformer involving localized or distributed impedances, and allowing, when placed between an element radiating symmetrical and an asymmetrical power line, making the currents symmetrical on the radiating structure.
  • balun has the disadvantage major to require always a delicate development.
  • the half-wave doublets with cylindrical rods have difficult mechanical handling and too much space important (although reduced), the minimum length of the antenna being imposed by the length of the main strands, about ⁇ / 2.
  • a second type of antenna even more compact than the half-wave doublet, therefore has been designed.
  • This is the inverted F antenna, which consists of a conductive element horizontal rectangular and a vertical rectangular conductive element.
  • the element vertical ensures a short circuit function on the horizontal element, by connecting one of its ends to a ground plane.
  • this antenna has very dispersive characteristics in frequency, and therefore, consequently, a very low bandwidth, and for example of in the range of 2 to 3%. This is due to the fact that this antenna structure behaves much like a ⁇ / 4 resonator.
  • the bandwidth of an antenna is here defined as the frequency band on which the Stationary Wave Ratio (R.O.S) is less than 2. This last parameter represents the ability of the antenna to transmit the active power supplied to it, this which is most critical for small antennas.
  • This quantity is directly related to the input impedance of the antenna, which must be adapted to the impedance of the transmission line carrying the microwave signal to send and / or receive.
  • this impedance remains substantially constant (i.e. the R.O.S remains lower at 2, an R.O.S. equal to 1 corresponding to a perfect adaptation) over a large band of frequency.
  • a bandwidth of 2 to 3% as obtained using an F-antenna is generally insufficient.
  • document US 4,825,220 describes a radiating element comprising a dipole integrated into a "balun" structure.
  • the ground plane of the line of unbalanced micro ribbon transmission is divided by a central slot so as to form a balanced transmission line acting with the slot located between part of the arms of the dipole formed.
  • the ground plane is used as such on a part of the microstrip supply line.
  • the invention particularly aims to overcome the drawbacks of the various known types of antenna, including those of half-wave dipoles and F-shaped antennas reversed.
  • an objective of the invention is to provide an antenna small footprint with a large pass.
  • the invention has in particular aims to provide such an antenna, whose bandwidth is at least of the order from 20 to 30% and having a reduced bulk especially in relation to an antenna in inverted F.
  • the invention also aims to provide a self-symmetrized antenna, and does not therefore requiring no balun.
  • the invention also aims to provide such an antenna, which can operate over a wide range of input impedances, and in particular for input impedances between 10 and 200 Ohms.
  • the antenna of the invention is therefore produced in printed technology, which allows considerable space savings and much easier mechanical maintenance.
  • the main surface of the conductive deposit constituting a plane of ground for the supply line, ensures that the supply is autosymmetrized.
  • the antenna according to the invention does not require the joint use of a balun.
  • the supply line feeds the radiating strand through the slit coupling.
  • the antenna according to the invention is based in particular on a new adaptation and inventive of the inverted F antenna. Indeed, the two-dimensional configuration of the inverted F antenna was projected in a single plane containing the entire antenna. In in other words, the radiating strand and the ground plane are no longer in two planes separate parallels, but in the same plane. Compared to the inverted F antenna, the antenna of the invention is therefore much more compact since it overcomes the height h between the radiating strand (or horizontal conducting element) and the ground plane.
  • the antenna of the invention has a much wider bandwidth than that of an inverted F antenna. This is explained in particular by the fact that for the inverted F antenna, the radiating strand is located just above the ground plane and forms with this a cavity which is very selective in frequency (generally 2 to 3% of bandwidth). On the other hand, in the case of the invention, the ground plane and the strand radiating are located in the same plane, so the cavity effect is much less marked. This achieves bandwidths close to 25%, and simultaneously cover the transmit band and the receive band.
  • said supply line and said coupling slot are cross at a point called cross point, said supply line having a end portion, or series stub, extending beyond said crossing point of a first adaptable length, and said coupling slot having a portion end, or parallel stub, extending beyond said crossing point by one second adaptable length.
  • At least one of the elements belonging to the group comprising said radiating strand, said main surface, and said coupling slot is shaped substantially rectangular.
  • said conductive deposit comprises at least two strands radiant, the longitudinal space between each of said radiating strands and said main surface forming a separate coupling slot.
  • the antenna comprises at least two feed lines, each of said radiating strands cooperating with one of said supply lines.
  • said radiating strand has at least one bend, so that said radiating strand extends at least partially along at least two sides of said main surface.
  • the overall size of the antenna is limited since the minimum antenna dimension is no longer linked to the total length of the radiating strand but only along the sides of the main surface of the conductive deposit.
  • said radiating strand has a variable width. So, the bandwidth of the antenna is increased.
  • said radiating strand exhibits at least one offset on the at least one of the longitudinal edges and / or at least one light on its surface.
  • the light on the surface of the radiating strand is for example a slot.
  • the antenna comprises also a ground plane placed at a predetermined distance from said line Power.
  • ground plane is without radiating element, it makes it possible to remove the stray radiation from the power line and get radiation in a half space only
  • said ground plane is a conductive deposit of same shape as that located on the second face of said substrate plate, comprising a main surface and at least one radiating strand.
  • the ground plane makes it possible to obtain a symmetrical radiation of each side of the antenna.
  • said supply line has an impedance substantially between 10 Ohms and 200 Ohms.
  • the length of said radiating strand is substantially understood between ⁇ / 8 and ⁇ / 4, ⁇ being the wavelength of said microwave signals.
  • the invention also relates to a device for transmitting and / or receiving microwave signals, comprising at least one antenna as described above.
  • the invention therefore relates to a reduced-size antenna with wide bandwidth.
  • This antenna is in particular intended to equip portable devices, and for example transmitters / receivers of radiocommunication networks with land mobiles.
  • FIGS. 1A and 1B which are respectively a top view and a view of side, illustrate a first embodiment of the invention.
  • the antenna comprises a substrate plate 1 (not shown in FIG. 1), a supply line 2 and a conductive deposit 3.
  • the supply line 2 is located on a first face (the lower face by example) of the substrate plate 1. This is for example a microstrip line.
  • the conductive deposit 3, for example of copper, is located on a second face (the upper side for example) of the substrate plate 1 and can decompose (fictitiously, since it is in practice made in one piece) in three parts: a main surface 4, an intermediate part 5 and a radiating strand 6.
  • the main surface 4 (rectangular in this example) of the conductive deposit 3 constitutes a ground plan for the supply line 2 located on the other side of the substrate plate 1.
  • the antenna therefore generates symmetrical currents on the strand radiating 6.
  • the antenna of the invention is autosymmetrized.
  • the radiating strand 6 is rectangular and has a first end connected to the main surface 4 of the conductive deposit 3 by the intermediate part 5, and a second free end extending partially along one side of the surface main 4 of the driver depot 3.
  • the length of the radiating strand 6 is close to ⁇ / 4, with ⁇ the wavelength the antenna.
  • the antenna of the invention which is planar and whose maximum length is ⁇ / 4, has a smaller footprint than that of a dipole of length ⁇ / 2 or else than that of an inverted F antenna of length ⁇ / 4 but whose radiating strand is spaced a height h from the ground plane.
  • the antenna of the invention not only has a very small footprint but also a large bandwidth. Indeed, the main surface 4 of the depot conductor 3 behaves like a ground plane, especially with respect to the line supply 2 and the coupling slot 7, and very little vis-à-vis the radiating strand 6, this which greatly reduces the selectivity of the antenna. In addition, the cavity effect (and therefore the antenna selectivity) is much less marked than for an inverted F antenna since the ground plane (that is to say the main surface 4 of the conductive deposit 3) and the radiating strand 6 are located in the same plane.
  • the antenna according to the invention has a bandwidth of 20 to 30% and can be easily incorporated inside an ultra-light portable handset.
  • the longitudinal space between the radiating strand 6 and the main surface 4 of the conductive deposit 3 forms a coupling slot 7 through which the supply line 2 supplies the radiating strand 6.
  • the coupling slot 7 is also rectangular.
  • FIG 2 is a partial detailed view of the antenna shown in Figure 1A.
  • the antenna of the invention includes a serial stub and a parallel stub. These series and parallel stubs allow adaptation of the antenna according to the known principle of double stub adaptation, on a wide frequency band.
  • FIG. 3 presents a variation curve, as a function of the frequency, of the standing wave ratio (or ROS) for an example of antenna according to the first mode of embodiment of FIGS. 1A and 2.
  • This curve is used to calculate the bandwidth [f1, f2], defined here as the frequency band for which the ROS remains below 2.
  • This bandwidth can also expressed as a percentage, obtained by dividing the width (f2, f1) of the bandwidth by the central frequency f3 of this band.
  • the antenna according to the invention therefore has a bandwidth wide enough to simultaneously cover the transmission band and the transmission band reception.
  • Figure 4 presents a variation curve, in a Smith chart, of the input impedance for the previous antenna example.
  • the antenna is not, in this example, perfectly optimized. Indeed, better centering of the loop relative to the center of the abacus Smith would increase the performance of the antenna.
  • the impedance of the power line carrying the HF signal to was set at 50 ⁇ , but this value does not constitute a characteristic decisive, because the input impedance of the antenna according to the invention can take any value between 10 and 200 ⁇ .
  • FIG. 5 presents a top view of a second embodiment of the antenna according to the invention.
  • This second embodiment differs from the first in that that the radiating strand 6 has an elbow 51 and extends along two sides of the main surface 4 of the conductive deposit 3.
  • the overall size of the antenna is further reduced. If the length of radiating strand 6 is equal to ⁇ / 4, we can, by creating a elbow 51 at mid-length, reach dimensions close to ⁇ / 8. It is clear that the elbow 51 is not necessarily in the center of the radiating strand 6, or else that the radiating strand 6 may include more than one bend, so as to extend along more than two sides of the main surface 4.
  • FIG. 6 presents a top view of a third embodiment of the antenna according to the invention.
  • This third embodiment differs from the first in that the radiating strand 6 has a variable width over its length. This width variable, when chosen appropriately, increases bandwidth of the antenna.
  • the radiating strand 6 has a recess 61, 62 on each of its longitudinal edges. It should be noted that in other embodiments, the radiating strand 6 may have a slit in the middle, or have several recesses on each of its longitudinal edges, or present one or more recesses on only one of its longitudinal edges.
  • FIG. 7 shows a top view of a fourth embodiment of the antenna according to the invention.
  • the antenna comprises several radiating strands 6 A , 6 B , 6 C , 6 D (four in this example).
  • Each radiating strand 6 A , 6 B , 6 C , 6 D is connected to the main surface 4 by an intermediate part 5 A , 5 B , 5 C , 5 D , and each longitudinal space comprised between a radiating strand 6 A , 6 B , 6 C , 6 D and the main surface 4 forms a separate coupling slot 6 A , 6 B , 6 C , 6 D.
  • the radiating strands 6 A , 6 B , 6 C , 6 D may or may not be identical.
  • a single supply line can supply all the radiating strands 6 A , 6 B , 6 C , 6 D , or else several supply lines can be used.
  • a single supply line can supply all the radiating strands 6 A , 6 B , 6 C , 6 D , or else several supply lines can be used.
  • the antenna comprises means 71 for shaping the HF signals received from a main supply line (not shown) and to be transmitted on the various secondary supply lines 2 A , 2 B , 2 C , 2 D associated with the different radiating strands 6 A , 6 B , 6 C , 6 D.
  • the elements (dividers, phase shifters) constituting the means 71 for shaping signals can be produced by different lengths of supply lines, by hybrid rings, or by any other solution known to those skilled in the art profession and performing the desired function.
  • the antenna may for example include another ground plane, placed at a predetermined distance from the supply line and separated from it by air or by a dielectric.
  • the antenna comprises the successive layers following: a ground plane, a dielectric, a supply line, a plate substrate and a conductive deposit.
  • the role of the additional ground plane is for example remove stray radiation from the power line and obtain a radiation in half a space only.
  • the additional ground plane is produced under form of a conductive deposit also comprising a main surface and a strand radiating associated with a slit. In this case, we obtain a symmetrical radiation of each side of the antenna.
  • a strand radiating can have a variable width and extend on two sides of the surface main of the driver's depot.
  • the invention also relates to any device for transmitting and / or receiving microwave signals equipped with an antenna according to the invention.
  • Possibly, such device can comprise several antennas, and in particular a transmitting antenna and a receiving antenna.

Description

Le domaine de l'invention est celui des transmissions hertziennes. Plus précisément, l'invention concerne les antennes d'émission et/ou de réception, notamment pour les équipements de taille réduite, tels que les appareils portables.
L'invention s'applique ainsi, en particulier, aux systèmes de radiocommunication avec des mobiles. En effet, l'extension des réseaux de radiocommunication avec des mobiles terrestres impose la mise au point de stations autonomes portables possédant la double fonctionnalité d'émission et de réception de signaux hyperfréquences. Ces stations doivent donc comprendre une antenne intégrée.
Les fréquences actuellement mises en oeuvre pour ces applications (de l'ordre de 2 GHz), ainsi que différentes contraintes liées à l'ergonomie et à l'esthétisme des combinés (intégration de l'antenne dans le dessin de l'appareil, facilité de stockage et d'utilisation, fragilité des antennes de grande taille, ...) conduisent à l'utilisation d'antennes de dimensions très réduites. On connaít ainsi plusieurs types d'antennes, dont les dimensions sont inférieures à la longueur d'onde du signal hyperfréquence.
Ces antennes se présentent en général sous la forme d'un élément rayonnant implanté à l'extérieur d'un boítier métallique, par exemple de forme parallélépipédique, constituant le blindage d'une ou plusieurs cartes électroniques assurant notamment des fonctions de modulation et de démodulation des signaux hyperfréquences, en émission et en réception respectivement.
Un premier type d'antenne connu est le doublet demi-onde, c'est-à-dire un doublet de longueur λ/2, avec λ la longueur d'onde de fonctionnement.
Le doublet demi-onde, qui est généralement constitué d'éléments de lignes bifilaires (c'est-à-dire de tiges cylindriques conductrices) alimentés par une ligne d'alimentation, présente des performances relativement large-bande, ce qui le rend utilisable dans de nombreuses applications.
Toutefois, plusieurs inconvénients sont liés à son utilisation. En effet, les lignes d'alimentation (par exemple des lignes coaxiales) sont généralement dissymétriques, alors que les éléments rayonnants sont symétriques. Par conséquent, afin que le rayonnement du doublet demi-onde soit acceptable, il convient d'utiliser un symétriseur. Un symétriseur se présente traditionnellement comme un transformateur faisant intervenir des impédances localisées ou distribuées, et permettant, lorsqu'il est placé entre un élément rayonnant symétrique et une ligne d'alimentation dissymétrique, de rendre les courants symétriques sur la structure rayonnante. Un tel symétriseur présente l'inconvénient majeur de nécessiter une mise au point toujours délicate.
On connaít également des doublets demi-onde qui sont autosymétrisés, de façon à pouvoir être utilisés sans symétriseur. Toutefois, du fait de l'utilisation de tiges cylindriques conductrices, une telle caractéristique d'autosymétrie ne peut être obtenue qu'au prix d'une complexité accrue de la structure de l'antenne.
Enfin, d'une façon générale, les doublets demi-onde à tiges cylindriques présentent un maniement mécanique difficile ainsi qu'un encombrement encore trop important (bien que réduit), la longueur minimale de l'antenne étant imposée par la longueur des brins principaux, soit environ λ/2.
Comme précisé auparavant, la réduction de l'encombrement est devenu un objectif essentiel pour les concepteurs d'antennes.
Un second type d'antenne, encore plus compact que le doublet demi-onde, a donc été conçu. Il s'agit de l'antenne en F inversé, qui est constituée d'un élément conducteur rectangulaire horizontal et d'un élément conducteur rectangulaire vertical. L'élément vertical assure une fonction de court-circuit sur l'élément horizontal, en reliant l'une de ses extrémités à un plan de masse. La longueur de l'élément horizontal est généralement L = λ/4. En d'autres termes, l'élément horizontal est placé dans un plan parallèle au plan de masse et à une hauteur h de celui-ci.
Ainsi, pour des fréquences de l'ordre de 2 GHz, ces dimensions sont de l'ordre de quelques centimètres. L'antenne obtenue est donc d'encombrement très réduit (sa longueur minimale est λ/4 au lieu de λ/2 pour le doublet demi-onde).
En revanche, cette antenne présente des caractéristiques très dispersives en fréquence, et donc, en conséquence, une bande passante très faible, et par exemple de l'ordre de 2 à 3 %. Cela est dû au fait que cette structure d'antenne se comporte sensiblement comme un résonateur λ/4.
La bande passante d'une antenne est ici définie comme la bande de fréquence sur laquelle le Rapport d'Onde Stationnaire (R.O.S) est inférieur à 2. Ce dernier paramètre représente l'aptitude de l'antenne à transmettre la puissance active qui lui est fournie, ce qui est le plus critique pour les antennes de taille réduite.
Cette grandeur est directement liée à l'impédance d'entrée de l'antenne, qui doit être adaptée à l'impédance de la ligne de transmission véhiculant le signal hyperfréquence à émettre et/ou à recevoir. Pour un fonctionnement optimal de l'antenne, il est nécessaire que cette impédance reste sensiblement constante (c'est-à-dire que le R.O.S reste inférieur à 2, un R.O.S. égal à 1 correspondant à une adaptation parfaite) sur un grande bande de fréquence. Une bande passante de 2 à 3 % telle qu'obtenue à l'aide d'une antenne en F inversée est généralement insuffisante.
Par ailleurs, le document US 4 825 220 décrit un élément rayonnant comprenant un dipôle intégré à une structure « balun ». Le plan de masse de la ligne de transmission micro ruban non équilibrée est divisé par une fente centrale de manière à former une ligne de transmission équilibrée agissant avec la fente située entre une partie des bras du dipôle formé. Le plan de masse est utilisé comme tel sur une partie de la ligne d'alimentation microruban.
L'invention a notamment pour objectif de pallier les inconvénients des différents types connus d'antenne, et notamment ceux des doublets demi-onde et des antennes en F inversé.
Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une antenne d'encombrement réduit présentant une large passante. Ainsi, l'invention a notamment pour objectif de fournir une telle antenne, dont la bande passante est au moins de l'ordre de 20 à 30 % et présentant un encombrement réduit notamment par rapport à une antenne en F inversé.
L'invention a également pour objectif de fournir une antenne autosymétrisée, et ne nécessitant donc aucun symétriseur.
L'invention a encore pour objectif de fournir une telle antenne, qui puisse fonctionner sur une grande plage d'impédances d'entrée, et en particulier pour des impédances d'entrée comprises entre 10 et 200 Ohms.
Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaítront par la suite, sont atteints selon l'invention à l'aide d'une antenne d'émission et/ou de réception de signaux hyperfréquences décrite par la revendication 1.
L'antenne de l'invention est donc réalisée en technologie imprimée, ce qui permet un gain de place considérable et un maintien mécanique beaucoup plus aisé.
Par ailleurs, la surface principale du dépôt conducteur, en constituant un plan de masse pour la ligne d'alimentation, assure que l'alimentation est autosymétrisée. En d'autres termes, l'antenne selon l'invention ne nécessite pas l'utilisation conjointe d'un symétriseur.
La ligne d'alimentation alimente le brin rayonnant par l'intermédiaire de la fente de couplage.
L'antenne selon l'invention repose notamment sur une adaptation nouvelle et inventive de l'antenne en F inversé. En effet, la configuration bidimensionnelle de l'antenne en F inversé a été projetée dans un plan unique contenant toute l'antenne. En d'autres termes, le brin rayonnant et le plan de masse ne sont plus dans deux plans parallèles distincts, mais dans un même plan. Par rapport à l'antenne en F inversé, l'antenne de l'invention est donc beaucoup plus compacte puisque l'on s'affranchit de la hauteur h entre le brin rayonnant (ou élément conducteur horizontal) et le plan de masse.
De plus, l'antenne de l'invention possède une bande passante beaucoup plus large que celle d'une antenne en F inversé. Ceci s'explique en particulier par le fait que pour l'antenne en F inversé, le brin rayonnant est situé juste au dessus du plan de masse et forme avec celui-ci une cavité qui est très sélective en fréquence (généralement 2 à 3 % de bande passante). Par contre, dans le cas de l'invention, le plan de masse et le brin rayonnant sont situés dans un même plan, de sorte que l'effet de cavité est beaucoup moins marqué. Ceci permet d'atteindre des largeurs de bande proches de 25 %, et de couvrir simultanément la bande d'émission et la bande de réception.
Avantageusement, ladite ligne d'alimentation et ladite fente de couplage se croisent en un point appelé point de croisement, ladite ligne d'alimentation présentant une portion d'extrémité, ou stub série, s'étendant au-delà dudit point de croisement d'une première longueur adaptable, et ladite fente de couplage présentant une portion d'extrémité, ou stub parallèle, s'étendant au-delà dudit point de croisement d'une seconde longueur adaptable.
Ainsi, il est possible de mettre en oeuvre le principe connu de l'adaptation double stubs (série et parallèle). Un choix convenable de ces stubs série et parallèle, et éventuellement d'autres paramètres (largeur du brin rayonnant, largeur de la fente de couplage, épaisseur de la partie de liaison de dépôt conducteur reliant le brin rayonnant à la surface principale, position de la ligne d'alimentation par rapport à la partie de liaison de dépôt conducteur) permet d'adapter l'antenne sur une large bande passante.
Préférentiellement, au moins un des éléments appartenant au groupe comprenant ledit brin rayonnant, ladite surface principale, et ladite fente de couplage, est de forme sensiblement rectangulaire.
De façon avantageuse, ledit dépôt conducteur comprend au moins deux brins rayonnants, l'espace longitudinal compris entre chacun desdits brins rayonnants et ladite surface principale formant une fente de couplage distincte.
Ainsi, on peut obtenir :
  • une diversité de polarisation, en associant la ligne d'alimentation à un diviseur;
  • une polarisation circulaire, en associant la ligne d'alimentation à des diviseurs et des déphaseurs.
Avantageusement, l'antenne comprend au moins deux lignes d'alimentation, chacun desdits brins rayonnants coopérant avec une desdites lignes d'alimentation.
De cette façon, on peut obtenir une antenne multibande duplexée.
Préférentiellement, ledit brin rayonnant présente au moins un coude, de façon que ledit brin rayonnant s'étende au moins partiellement le long d'au moins deux côtés de ladite surface principale.
De cette façon, on limite l'encombrement global de l'antenne puisque la dimension minimale de l'antenne n'est plus liée à la longueur totale brin rayonnant mais seulement à la longueur des côtés de la surface principale du dépôt conducteur.
De façon préférentielle, ledit brin rayonnant présente une largeur variable. Ainsi, on augmente la bande passante de l'antenne.
Avantageusement, ledit brin rayonnant présente au moins un décrochement sur au moins un des bords longitudinaux et/ou au moins une lumière sur sa surface. La lumière sur la surface du brin rayonnant est par exemple une fente.
Dans un mode de réalisation avantageux de l'invention, l'antenne comprend également un plan de masse placé à une distance prédéterminée de ladite ligne d'alimentation.
Si le plan de masse est sans élément rayonnant, il permet de supprimer le rayonnement parasite de la ligne d'alimentation et d'obtenir un rayonnement dans un demi-espace uniquement
Selon une variante avantageuse, ledit plan de masse est un dépôt conducteur de même forme que celui situé sur la seconde face de ladite plaque de substrat, comprenant une surface principale et au moins un brin rayonnant.
Dans ce cas, le plan de masse permet d'obtenir un rayonnement symétrique de chaque côté de l'antenne.
Préférentiellement, ladite ligne d'alimentation présente une impédance sensiblement comprise entre 10 Ohms et 200 Ohms.
De façon avantageuse, la longueur dudit brin rayonnant est sensiblement comprise entre λ/8 et λ/4, λ étant la longueur d'onde desdits signaux hyperfréquences.
L'invention concerne également un dispositif d'émission et/ou de réception de signaux hyperfréquences, comprenant au moins une antenne telle que décrite ci-dessus.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaítront à la lecture de la description suivante de plusieurs modes de réalisation préférentiels de l'invention, donnés à titre d'exemple indicatif et non limitatif, et des dessins annexés, dans lesquels :
  • les figures 1A et 1B présentent chacune une vue, respectivement de dessus et de côté, d'un premier mode de réalisation d'une antenne selon l'invention ;
  • la figure 2 est une vue détaillée partielle de l'antenne présentée sur la figure 1A ;
  • la figure 3 présente une courbe de variation, en fonction de la fréquence, du rapport d'onde stationnaire pour un exemple d'antenne selon l'invention ;
  • la figure 4 est un diagramme de Smith présentant la courbe d'impédance correspondant à un exemple d'antenne selon l'invention ;
  • les figures 5, 6 et 7 présentent chacune une vue de dessus d'un mode de réalisation distinct (second, troisième et quatrième respectivement) d'une antenne selon l'invention.
L'invention concerne donc une antenne de taille réduite à large bande passante. Cette antenne est notamment destinée à équiper des appareils portables, et par exemple des émetteurs/récepteurs de réseaux de radiocommunication avec des mobiles terrestres.
Les figures 1A et 1B, qui sont respectivement une vue de dessus et une vue de côté, illustrent un premier mode de réalisation de l'invention.
Dans ce mode de réalisation, l'antenne comprend une plaque de substrat 1 (non représentée sur la figure 1), une ligne d'alimentation 2 et un dépôt conducteur 3.
La plaque de substrat 1 est par exemple un substrat faible perte Duroïd du type verre téflon présentant une permittivité relative εr = 2,2 et une épaisseur réduite de 0,76 mm.
La ligne d'alimentation 2 est située sur une première face (la face inférieure par exemple) de la plaque de substrat 1. Il s'agit par exemple d'une ligne microruban.
Le dépôt conducteur 3, par exemple de cuivre, est situé sur une seconde face (la face supérieure par exemple) de la plaque de substrat 1 et peut se décomposer (fictivement, puisqu'il est en pratique réalisé d'une seule pièce) en trois parties : une surface principale 4, une partie intermédiaire 5 et un brin rayonnant 6.
La surface principale 4 (rectangulaire dans cet exemple) du dépôt conducteur 3 constitue un plan de masse pour la ligne d'alimentation 2 située sur l'autre face de la plaque de substrat 1. L'antenne génère donc des courants symétriques sur le brin rayonnant 6. En d'autres termes, l'antenne de l'invention est autosymétrisée.
Dans cet exemple, le brin rayonnant 6 est rectangulaire et possède une première extrémité reliée à la surface principale 4 du dépôt conducteur 3 par la partie intermédiaire 5, et une seconde extrémité libre s'étendant partiellement le long d'un côté de la surface principale 4 du dépôt conducteur 3.
La longueur du brin rayonnant 6 est proche de λ / 4, avec λ la longueur d'onde de fonctionnement de l'antenne.
Ainsi, l'antenne de l'invention, qui est plane et dont la longueur maximale est λ/4, présente un encombrement plus faible que celui d'un dipôle de longueur λ/2 ou encore que celui d'une antenne en F inversé de longueur λ /4 mais dont le brin rayonnant est espacé d'une hauteur h du plan de masse.
L'antenne de l'invention présente non seulement un très faible encombrement mais également une large bande passante. En effet, la surface principale 4 du dépôt conducteur 3 se comporte comme un plan de masse surtout vis-à-vis de la ligne d'alimentation 2 et de la fente de couplage 7, et très peu vis-à-vis du brin rayonnant 6, ce qui diminue fortement la sélectivité de l'antenne. De plus, l'effet de cavité (et donc la sélectivité de l'antenne) est beaucoup moins marqué que pour une antenne en F inversé puisque le plan de masse (c'est-à-dire la surface principale 4 du dépôt conducteur 3) et le brin rayonnant 6 sont situés dans un même plan.
D'une façon générale, l'antenne selon l'invention présente une bande passante de 20 à 30 % et peut être aisément incorporée à l'intérieur d'un combiné portable ultra-léger.
L'espace longitudinal compris entre le brin rayonnant 6 et la surface principale 4 du dépôt conducteur 3 forme une fente de couplage 7 par l'intermédiaire de laquelle la ligne d'alimentation 2 alimente le brin rayonnant 6.
Dans l'exemple présenté sur la figure 1A, la fente de couplage 7 est également rectangulaire.
La figure 2 est une vue détaillée partielle de l'antenne présentée sur la figure 1A.
Afin de mettre au point l'antenne et d'ajuster sa largeur de bande en particulier, plusieurs paramètres peuvent être modifiés, et notamment :
  • la longueur l1 d'un stub série, le stub série étant la portion d'extrémité de la ligne d'alimentation 2 qui dépasse du point de croisement 9 entre la ligne d'alimentation 2 et la fente de couplage 7 ;
  • la longueur l2 d'un stub parallèle, le stub parallèle étant la portion d'extrémité de la fente de couplage 7 qui dépasse du point de croisement 9 ;
  • la largeur e1 du brin rayonnant 6 ;
  • la profondeur p de la fente de couplage 7 ;
  • la largeur g de la fente de couplage 7 ;
  • l'épaisseur e2 de la partie intermédiaire 5 reliant le brin rayonnant 6 la surface principale 4 ;
  • la distance ep entre la ligne d'alimentation 2 et la partie intermédiaire 5.
Ainsi, bien que réalisée en technologie imprimée, l'antenne de l'invention comprend un stub série et un stub parallèle. Ces stubs série et parallèle permettent l'adaptation de l'antenne selon le principe connu de l'adaptation double stub, sur une large bande de fréquences.
La figure 3 présente une courbe de variation, en fonction de la fréquence, du rapport d'onde stationnaire (ou ROS) pour un exemple d'antenne selon le premier mode de réalisation des figures 1A et 2.
Dans cet exemple, les paramètres de l'antenne possèdent les valeurs suivantes :
  • l1 = 13 mm ;
  • l2 = 22,6 mm ;
  • e1 = 5 mm ;
  • e2 = 6 mm ;
  • g = 5 mm ;
  • ep = 1,65 mm ;
  • p = 24,25 mm.
Cette courbe permet de calculer la bande passante [f1, f2], définie ici comme la bande de fréquences pour laquelle le ROS reste inférieur à 2. Cette bande passante peut également s'exprimer en pourcentage, obtenu par division de la largeur (f2, f1) de la bande passante par la fréquence centrale f3 de cette bande.
Dans l'exemple précité, la bande passante est sensiblement comprise entre f1 = 1,823 GHz et f2 = 2,333 GHz.
Avec une fréquence centrale f3 = 2,078 GHz, cette bande passante est environ égale à 25 %. L'antenne selon l'invention possède donc une bande passante suffisamment large pour couvrir simultanément la bande d'émission et la bande de réception.
La figure 4 présente une courbe de variation, dans un abaque de Smith, de l'impédance d'entrée pour l'exemple précédent d'antenne. On rapelle que s'il existe une boucle autour du centre de l'abaque (qui est le point d'adaptation parfaite par rapport à une ligne d'alimentation 50 Ω), ceci garantit une faible dispersion en fréquence et traduit l'efficacité de l'adaptation.
Il est à noter toutefois que l'antenne n'est pas, dans cet exemple, parfaitement optimisée. En effet, un meilleur centrage de la boucle par rapport au centre de l'abaque de Smith permettrait d'accroítre les performances de l'antenne.
Dans cet exemple, l'impédance de la ligne d'alimentation véhiculant le signal HF à émettre a été fixée à 50 Ω, mais cette valeur ne constitue pas une caractéristique déterminante, car l'impédance d'entrée de l'antenne selon l'invention peut prendre n'importe quelle valeur comprise entre 10 et 200 Ω.
La figure 5 présente une vue de dessus d'un second mode de réalisation de l'antenne selon l'invention. Ce second mode de réalisation se différencie du premier en ce que le brin rayonnant 6 comporte un coude 51 et s'étend le long de deux côtés de la surface principale 4 du dépôt conducteur 3. Ainsi, l'encombrement global de l'antenne est encore réduit. Si la longueur de brin rayonnant 6 est égale à λ/4, on peut, en créant un coude 51 à mi-longueur, atteindre des dimensions proches de λ/8. Il est clair que le coude 51 n'est pas forcément au centre du brin rayonnant 6, ou encore que le brin rayonnant 6 peut comprendre plus d'un coude, de façon à s'étendre le long de plus de deux côtés de la surface principale 4.
La figure 6 présente une vue de dessus d'un troisième mode de réalisation de l'antenne selon l'invention. Ce troisième mode de réalisation se différencie du premier en ce que le brin rayonnant 6 possède une largeur variable sur sa longueur. Cette largeur variable, lorsqu'elle est choisie convenablement, permet d'augmenter la bande passante de l'antenne. Dans l'exemple présenté sur la figure 6, le brin rayonnant 6 présente un décrochement 61, 62 sur chacun de ses bords longitudinaux. Il est à noter que dans d'autres modes de réalisation, le brin rayonnant 6 peut présenter une fente en son milieu, ou présenter plusieurs décrochements sur chacun de ses bords longitudinaux, ou encore présenter un ou plusieurs décrochements sur un seul de ses bords longitudinaux.
La figure 7 présente une vue de dessus d'un quatrième mode de réalisation de l'antenne selon l'invention. Dans ce quatrième mode de réalisation, l'antenne comporte plusieurs brins rayonnants 6A, 6B, 6C, 6D (quatre dans cet exemple). Chaque brin rayonnant 6A, 6B, 6C, 6D est relié à la surface principale 4 par une partie intermédiaire 5A, 5B, 5C, 5D, et chaque espace longitudinal compris entre un brin rayonnant 6A, 6B, 6C, 6D et la surface principale 4 forme une fente de couplage distincte 6A, 6B, 6C, 6D.
Selon les applications, les brins rayonnants 6A, 6B, 6C, 6D peuvent être identiques ou non.
De même, une ligne d'alimentation unique peut alimenter tous les brins rayonnants 6A, 6B, 6C, 6D, ou bien plusieurs lignes d'alimentation peuvent être utilisées. Ainsi, en accroissant le nombre de lignes d'alimentation et en associant chacun des brins rayonnant à une ligne d'alimentation distincte, on peut obtenir une antenne multibande duplexée.
Dans l'exemple présenté sur la figure 7,, l'antenne comprend des moyens 71 de mise en forme des signaux HF reçus d'une ligne d'alimentation principale (non représentée) et devant être transmis sur les différentes lignes d'alimentation secondaires 2A, 2B, 2C, 2D associées aux différents brins rayonnants 6A, 6B, 6C, 6D.
Ces moyens 71 permettent d'obtenir :
  • soit de la diversité de polarisation linéaire, si les moyens 71 comprennent un diviseur ;
  • soit de la polarisation circulaire, si les moyens 71 comprennent des diviseurs et des déphaseurs.
Les éléments (diviseurs, déphaseurs) constituant les moyens 71 de mise en forme des signaux peuvent être réalisés par des longueurs de lignes d'alimentation différentes, par des anneaux hybrides, ou encore par toute autre solution connue de l'homme du métier et réalisant la fonction désirée.
Il est clair que de nombreux autres modes de réalisation de l'invention peuvent être envisagés. L'antenne peut par exemple comprendre un autre plan de masse, placé à une distance prédéterminée de la ligne d'alimentation et séparé de celle-ci par de l'air ou par un diélectrique. Dans ce dernier cas, l'antenne comprend les couches successives suivantes : un plan de masse, un diélectrique, une ligne d'alimentation, une plaque de substrat et un dépôt conducteur. Le rôle du plan de masse supplémentaire est par exemple de supprimer le rayonnement parasite de la ligne d'alimentation et d'obtenir un rayonnement dans un demi-espace uniquement.
On peut également prévoir que le plan de masse supplémentaire soit réalisé sous forme d'un dépôt conducteur comprenant également une surface principale et un brin rayonnant associé à une fente. Dans ce cas, on obtient un rayonnement symétrique de chaque côté de l'antenne.
Les caractéristiques des différents modes de réalisation présentés ci-dessus peuvent également être combinées de multiples façons, afin de fournir encore d'autres modes de réalisation de l'antenne de l'invention. Ainsi, à titre d'exemple, un brin rayonnant peut présenter une largeur variable et s'étendre sur deux côtés de la surface principale du dépôt conducteur.
L'invention concerne également tout dispositif d'émission et/ou de réception de signaux hyperfréquences équipé d'une antenne selon l'invention. Eventuellement, un tel dispositif peut comprendre plusieurs antennes, et en particulier une antenne d'émission et une antenne de réception.

Claims (13)

  1. Antenne d'émission et/ou de réception de signaux hyperfréquences, comprenant:
    une plaque de substrat (1);
    au moins une ligne d'alimentation (2 ; 2A à 2D) située sur une première face de ladite plaque de substrat ;
    un dépôt conducteur (3) déposé sur une seconde face, opposée à ladite première face, de ladite plaque de substrat (1) de façon à définir :
    une surface principale (4) formant plan de masse pour ladite ligne d'alimentation (2 ; 2A à 2D) ;
    au moins un brin rayonnant (6 ; 6A à 6D) comprenant une première extrémité reliée à ladite surface principale (4) et une seconde extrémité libre s'étendant au moins partiellement le long d'au moins un côté de ladite surface principale (4) ;
    caracterisée en ce qu'un espace longitudinal entre chacun desdits brins rayonnants (6 ; 6A à 6D) et ladite surface principale (4) forme fente de couplage (7 ; 7A à 7D) avec une ligne d'alimentation.
  2. Antenne selon la revendication 1, caractérisée en ce que ladite ligne d'alimentation (2 ; 2A à 2D) et ladite fente de couplage (7 ; 7A à 7D) se croisent en un point appelé point de croisement,
    en ce que ladite ligne d'alimentation (2 ; 2A à 2D) présente une portion d'extrémité, ou stub série, s'étendant au-delà dudit point de croisement d'une première longueur adaptable,
    et en ce que ladite fente de couplage (7 ; 7A à 7D) présente une portion d'extrémité, ou stub parallèle, s'étendant au-delà dudit point de croisement d'une seconde longueur adaptable.
  3. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisée en ce qu'au moins un des éléments appartenant au groupe comprenant ledit brin rayonnant (6 ; 6A à 6D) , ladite surface principale (4), et ladite fente de couplage (7 ; 7A à 7D) , est de forme sensiblement rectangulaire.
  4. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisée en ce que ledit dépôt conducteur (3) comprend au moins deux brins rayonnants (6A à 6D), l'espace longitudinal compris entre chacun desdits brins rayonnants et ladite surface principale formant une fente de couplage distincte (7A à 7D).
  5. Antenne selon la revendication 4, caractérisée en ce qu'elle comprend au moins deux lignes d'alimentation (2A à 2D), chacun desdits brins rayonnants (6A à 6D) coopérant avec une desdites lignes d'alimentation.
  6. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisée en ce que ledit brin rayonnant (6 ; 6A à 6D) présente au moins un coude (51), de façon que ledit brin rayonnant s'étende au moins partiellement le long d'au moins deux côtés de ladite surface principale (41).
  7. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisée en ce que ledit brin rayonnant (6 ; 6A à 6D) présente une largeur variable.
  8. Antenne selon la revendication 7, caractérisée en ce que ledit brin rayonnant (6 ; 6A à 6D) présente au moins un décrochement (61, 62) sur au moins un des bords longitudinaux et/ou au moins une lumière, par example une fente sur sa surface.
  9. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisée en ce qu'elle comprend également un plan de masse supplémentaire superposé à une distance prédéterminée de ladite ligne d'alimentation, ledit plan de masse supplémentaire ne formant pas d'élément rayonnant et permettant d'obtenir un rayonnement de l'antenne dans un demi-espace uniquement.
  10. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisée en ce qu'elle comprend également un plan de masse supplémentaire superposé à une distance prédéterminée de ladite ligne d'alimentation, ledit plan de masse supplémentaire étant un dépôt conducteur de même forme que celui situé sur la seconde face de ladite plaque de substrat, comprenant une surface principale et au moins un brin rayonnant, ledit plan de masse supplémentaire permettant d'obtenir un rayonnement de l'antenne symétrique de chaque côté de l'antenne.
  11. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, caractérisée en ce que ladite ligne d'alimentation (2 ; 2A à 2D) présente une impédance d'entrée sensiblement comprise entre 10 Ohms et 200 Ohms.
  12. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 11, caractérisée en ce que la longueur dudit brin rayonnant (6 ; 6A à 6D) est sensiblement comprise entre λ/8 et λ/4, λ étant la longueur d'onde desdits signaux hyperfréquences.
  13. Dispositif d'émission et/ou de réception de signaux hyperfréquences, caractérisé en ce qu'il comprend au moins une antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 12.
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