EP2643886A1 - Antenne planaire a bande passante elargie - Google Patents

Antenne planaire a bande passante elargie

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EP2643886A1
EP2643886A1 EP11787860.3A EP11787860A EP2643886A1 EP 2643886 A1 EP2643886 A1 EP 2643886A1 EP 11787860 A EP11787860 A EP 11787860A EP 2643886 A1 EP2643886 A1 EP 2643886A1
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EP
European Patent Office
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antenna
conductive element
planar antenna
antenna according
conductive
Prior art date
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Application number
EP11787860.3A
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German (de)
English (en)
Other versions
EP2643886B1 (fr
Inventor
François GRANGE
Christophe Delaveaud
Bernard Viala
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Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Original Assignee
Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
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Publication date
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Publication of EP2643886B1 publication Critical patent/EP2643886B1/fr
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/0428—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna radiating a circular polarised wave
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/045—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means
    • H01Q9/0457—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means electromagnetically coupled to the feed line

Definitions

  • the present invention relates to a planar antenna with an enlarged bandwidth. It applies in particular to mobile communication terminals.
  • the invention applies, for example, to microwave planar antennas with an enlarged bandwidth.
  • this antenna must meet certain criteria such as having a wide bandwidth, a high gain, a small footprint and it is low cost to integrate in these devices. These criteria often can not be met at the same time, especially for bandwidth, good performance (high gain) and reduced footprint. In particular, to have a good performance, the bandwidth of this antenna is generally low, of the order of 5%.
  • a patch antenna comprising a first radiating element disposed above a ground plane and excited in its fundamental mode by a coaxial probe, and a second radiating element disposed above the first element and excited by the first radiating element by capacitive coupling so that the currents blooming in the first radiating element and excite to their all the second element.
  • Metal studs allow the connection between the different layers separated from each other by a layer of air making office of dielectric to electrically isolate the conductive layers from each other.
  • the two radiating elements do not have the same size, the second radiating element is larger than the first radiating element. This results in a creation of two separate frequency bands.
  • One of the aims of the invention is to overcome all or part of the disadvantages of antennas of the state of the art by proposing an antenna which has both an enlarged bandwidth and a smaller footprint compared to antennas known in the art prior.
  • An object of the invention is to provide an antenna which has a good performance, ie an improved radiation efficiency.
  • Another object of the invention is to provide a thin-film antenna in planar technology also reducing its size so as to integrate it into an antenna network or any communication system.
  • Another object of the invention is to provide a dual-mode antenna, in other words two modes of polarization of the electromagnetic field propagating in the antenna, with two close resonance frequencies obtained by means of a simple power supply / excitation device.
  • Another object of the invention is to propose an antenna with the two polarization modes orthogonal to each other, whose resulting orientation of the electromagnetic field changes as a function of frequency.
  • Another object of the invention is to propose an antenna having an input impedance compatible with a correct adaptation to the microwave devices.
  • the invention relates to a planar antenna adapted to transmit or receive an electromagnetic wave, the antenna comprising at least a first conductive element disposed above a ground plane and separated from the latter, means for excitation of said at least first conductive element configured to excite two distinct orthogonal propagation modes (in particular two resonant modes), characterized in that said at least first conductive element is formed by a substrate comprising at least one thin layer of a material anisotropic with relative permeability greater than 10 for 2 GHz.
  • At least one slot formed in the ground plane and allowing said at least a first conductive element to be electromagnetically coupled by at least one transmission line characterized in that said at least one slot is formed by a first opening extending in a direction forming a first angle of between 30 ° and 60 ° with the direction of the transmission line, and by a second opening extending in a direction direction forming a second angle between -30 ° and + 30 ° with the direction of the first opening.
  • An advantage of an antenna according to the invention lies in the fact that by virtue of the presence of an anisotropic material in a thin layer and / or at the arrangement of the openings with respect to an edge of the conducting or radiating element and their arrangement between them, it forces the electromagnetic field in the antenna to propagate in two orthogonal modes of propagation between them, separate and close, causing the antenna to have a single and single band wider in relation to the bandwidth of the antennas known, without complicating the structure and size of the antenna. This creates a dual mode antenna (or dual mode in English).
  • each aperture comprises a point proximal to a corner of said at least one first conductive element situated at a maximum distance from said wedge substantially equal to one-third of the length of the electromagnetic wave, advantageously substantially equal to a quarter of this length; the proximal point is situated substantially on the diagonal connecting said corner to the opposite corner of said at least one first conductive element;
  • said at least one transmission line crosses each opening at an angle of between 30 ° and 150 ° with the direction in which the opening extends;
  • said at least one first conductive element has different dimensions in two orthogonal directions (X, Y);
  • said at least first conductive element is made of a substrate comprising at least one thin layer of anisotropic material with relative permeability greater than 10 at 2 GHz;
  • the substrate may furthermore comprise at least one thin layer of a dielectric material with relative permittivity greater than 10 at 2 GHz;
  • the substrate may comprise a stack of at least one thin layer of anisotropic material and at least one thin layer of alternating dielectric material, the thickness of the thin layer being situated between ⁇ / 500 at ⁇ / 300;
  • said at least first conductive element has equal dimensions in two orthogonal directions X, Y, advantageously equal to half the length of the electromagnetic wave;
  • the antenna may comprise at least one second conductive element situated above said at least first conductive element and separated from the latter by an intermediate layer;
  • said at least one first conductive element and said at least one second conductive element have the same dimensions
  • the openings are brought together to form a single slot, and said at least one transmission line is arranged facing this slot so as to produce an electromagnetic coupling, through the first opening and through the second opening, with said at least first and second conductive elements;
  • said single slot forms an "L” and the transmission line is arranged opposite the corner of said "L” to form, in the plane of said at least one conductive element, an angle of between 30 ° and 60 ° with each of the two axes of the "L", advantageously an angle of 45 °.
  • the use of the two openings at positions one-third to one-quarter of the length of the electromagnetic wave emitted or received, or the use of the "L" slot in the alignment of a corner one of the conductive or radiating elements makes it possible to excite two modes of propagation of the electromagnetic field of the antenna;
  • the use, for one of the conductive elements, of a multi-alternating anisotropic magneto-dielectric composite substrate with adjustable relative permeability and permittivity, in particular greater than 10 for 2 GHz, makes it possible to increase the bandwidth of the planar antenna; while contributing to its miniaturization;
  • FIGS. 2 and 3 are a perspective and sectional representation respectively of a second embodiment of the antenna according to the invention.
  • FIG. 4 curves representing the evolution as a function of frequency, the complex permeability of an anisotropic material used; to form one of the conductive elements of the antenna to modify the resonance conditions in a single direction of the antenna;
  • FIGS. 5a, 5b a simplified schematic representation of examples of modes of supply of an antenna according to the invention
  • FIGS. 6a and 6b respectively the real part and the imaginary part of the input impedance of an antenna according to the invention
  • FIGS. 7a, 7b and 7c simplified diagrams representing three different types of antenna, the first type of FIG. 7a being known from the prior art;
  • FIG. 8 curves representing the reflection coefficient as a function of frequency, for the types of antenna represented in FIGS. 7a, 7b, 7c;
  • FIG. 9 a curve representing the radiation efficiency of the antenna of FIG. 7c as a function of frequency
  • FIGS. 10a and 10b representative diagrams of three different section planes and the distribution of the electromagnetic field propagating in the antenna according to the invention
  • FIGS. 12a and 12b the evolution of the angle alpha between a section plane and a direction of the electromagnetic field as a function of the frequency
  • FIGS. 13a to 13i examples according to simplified diagrams of the antenna of the invention, according to the geometry of the antenna and the position of the slot (or openings) with respect to an edge of the antenna.
  • FIG. 1 a first embodiment of an antenna according to the present invention is shown in a perspective view.
  • the antenna 101 of the invention is a micro-ribbon planar antenna, able to emit and / or receive electromagnetic waves at a working frequency fj corresponding to a wavelength ⁇ ⁇ .
  • the frequency fj is between 100 MHz and 100 GHz and preferably between 1 GHz and 10 GHz.
  • the planar antenna 101 preferably in micro-ribbon technology, emits essentially electromagnetic waves in the half-space above the XY plane.
  • the main transmit / receive direction is perpendicular to the XY plane and coincides with the Z direction.
  • the antenna 101 comprises a stack, in the Z direction, of different layers extending essentially in a horizontal plane.
  • the stack comprises a first conductive or radiating element 1 1 1 disposed above a ground plane 1 15, or a substrate whose function is ground.
  • the first conductive element is in the form of a horizontal plate, preferably substantially rectangular or substantially square, but may have other geometries as will be seen later.
  • the first conductive element 11 1 has a horizontal front face exposed to electromagnetic radiation.
  • the latter two are separated by a dielectric layer or a substrate 1 16 with a height h corresponding to the thickness of this layer, which is, for example, the order of 500 to 700 ⁇ .
  • the substrate 1 16 may be in the example a dielectric thin film of the ROGERS type marketed under the trade name ROGERS 4003 of relative permittivity equal to 3.55 and of a thickness equal to 0.8 mm.
  • the ground plane 1 15 may be made of copper and may have a thickness of several micrometers, for example, from 9 ⁇ to several mm.
  • a micro-ribbon transmission line is placed below the ground plane 1 to feed the first conductive or radiating element 1 1 1 through a slot 120 made in the ground plane 1 15.
  • the transmission line may be a micro ribbon line printed on a ROGERS 4003 type substrate and with a characteristic impedance of 50 ohms.
  • the dimensions of this line can be determined from the thickness and the permittivity of the substrate, for example, they can be of width of 1, 2 mm and length of 6cm.
  • a substrate layer may be provided between the ground plane 1 and the transmission line 1 17 to maintain it below this plane and to electrically isolate it from the latter.
  • the ground plane 1 isolates the transmission line 1 17 from the radiator 1 1 1 and limits the interference of the parasitic radiation on the radiation pattern of the antenna thereby providing polarization purity.
  • the transmission line, the electrical parameters and the dimensions of the various layers composing the antenna as well as the size of the slot are used to optimize the antenna.
  • the position of the slot 120 with respect to the conductive element and its shape have an effect on the performance of the antenna, in particular its bandwidth, as will be seen below.
  • the first conductive or radiating element 1 1 1 is produced by a thin-layer anisotropic magneto-dielectric composite substrate with adjustable permeability and permittivity.
  • EP2200051 The material disclosed in the European patent application published under the number EP2200051 may, for example, be used in the context of the present invention to modify the resonance conditions of the conductive element 1 1 1.
  • the first conductive element is formed by at least one layer of ferromagnetic material whose relative permeability is greater than 10 in the frequency band of interest, for example, for a frequency of 2 GHz, and whose thickness is strictly lower than the skin thickness of this ferromagnetic material.
  • This thickness can be of the order of 25 to 80 nm.
  • a dielectric layer may be provided between this layer of ferromagnetic material and the ground plane 1 to electrically isolate this layer of the ground plane. It is also possible that the composite substrate is made by a stack of thin dielectric layers, magnetic and conductive. This stack makes it possible to modify the resonance conditions of the conductive layer formed by the layer 1 1 1.
  • the material of the magnetic layers may be a ferromagnetic material used alone or coupled to an antiferromagnetic material.
  • this composite material comprises a first stack of several ferromagnetic fine sub-layers superimposed on a thin insulating sub-layer itself superimposed on a second stack of several ferromagnetic fine sub-layers.
  • the stack of ferromagnetic thin sublayers may be composed of, for example, a first intermediate sublayer providing the interface between a first ferromagnetic sublayer and a dielectric sub-layer, of a ferromagnetic sublayer, an antiferromagnetic sub-layer, a second ferromagnetic sub-layer, and a second intermediate sub-layer.
  • the first intermediate sublayer is for example made of ruthenium (Ru), tantalum (Ta) or platinum (Pt). Its thickness may be less than 10 nm.
  • the first ferromagnetic sublayer has a thickness less than the skin thickness of the ferromagnetic material and preferably less than half or one third of this skin thickness. Here, its thickness is less than 100 nm and preferably less than 50 or 25 nm. Such a choice of the thickness of the ferromagnetic sublayer limits the magnetic losses of the material.
  • this underlayer is made of an alloy of iron and / or cobalt and / or nickel. It may especially be a Cobalt FeCo iron alloy or a FeCoB alloy. Here, it is a Fe6sCo35-
  • the antiferromagnetic sub-layer is for example made in a manganese alloy and in particular in a manganese and nickel alloy.
  • a manganese and nickel alloy for example, here, it is a Nikel magnesium Ni 5 oMn 5 o alloy.
  • the presence of the antiferromagnetic layer makes it possible to create an exchange coupling so that the material is self-polarized and does not therefore require the presence of an artificial external magnetic field.
  • this sub-layer is less than
  • the second ferromagnetic sublayer is for example identical to the first ferromagnetic sublayer.
  • the second intermediate sublayer is for example identical to the first sub-layer.
  • the insulating underlayer is made of a dielectric material having a relative permittivity greater than 10 and, preferably, greater than 100 in the frequency band of interest, for example at 2 or 3 GHz.
  • This sublayer is typically made using a strontium (Sr) oxide and titanium (Ti).
  • strontium (Sr) oxide and titanium (Ti) For example, it is titanium strontium (SrTiO 3 ).
  • the thickness of the dielectric underlayer is less than 10 ⁇ or 1 ⁇ . It is generally thicker than ferromagnetic and antiferromagnetic sublayers.
  • the second stack is for example identical to the first stack and will not be described in more detail.
  • the conductive element 1 1 1 and the dielectric layer separating this element from the ground plane can be replaced by an alternation of thin layers of anisotropic magnetic material with high permeability and thin layers of dielectric material. with high permittivity.
  • the typical thickness of the thin layers is advantageously between ⁇ / 300 and ⁇ / 100, where ⁇ is the length of the wave emitted or received by the antenna, for example from a few tens to hundreds of nanometers.
  • the antenna 201 comprises a stack of two conductive elements 21 1 and 213 separated by an intermediate layer 212 and a dielectric layer 214 separating this stack of the ground plane 215. This conductive element contributes to radiate more effectively.
  • the conductive element 213 of the top of the stack is for example made of gold and has a horizontal front face exposed to electromagnetic radiation. Its thickness is for example 2 ⁇ .
  • the intermediate layer 212 is made of silicon dioxide and acts as an electrical insulation between the two conductive elements. Its thickness is equal to 1 ⁇ in the example, but the spacing between the first conductive element 21 1 and the second conductive element 213 may be greater, depending on the desired impedance matching level.
  • the dielectric layer 214 may comprise a substrate, for example glass.
  • the conductive element 21 1 is identical to the conductive element of the first embodiment.
  • This conductive element may be made of conductive material of high conductivity or may be produced by a thin-film anisotropic magneto-dielectric composite substrate with adjustable permeability and permittivity, as will be seen below.
  • the stack of this second embodiment forms, in the example, a rectangular parallelepiped of length L equal to 35 mm, of identical width W, of height H equal to 500 ⁇ , and disposed on the metal layer 215 forming the plane of mass surmounting a substrate layer 216 - in the example a ROGERS 4003 type substrate mentioned above with a thickness equal to 0.8 mm.
  • 0 o is 2.1 GHz.
  • a micro-ribbon transmission line 217 (FIG. 3) is placed beneath the substrate layer 216 (FIG. 3) to feed the antenna through a slot 220 made in the plan of mass 215.
  • An SMA connector may be used to power the antenna via the end of the transmission line 217.
  • the conductive or radiating elements are for example made of a conductive material whose conductivity is greater than 100 S / m and, preferably, greater than 1000 S / m or 1 MS / m.
  • the conductivity of the resonant elements 14 is greater than or equal to 5 MS / m.
  • the two conductive elements are metallic, and their dimensions in the X and Y directions are unequal. It is said that the antenna then has an asymmetry in its dimensions.
  • this antenna can remain identical (for a square antenna) and have an enlarged bandwidth by making the conductive element 213 of a metallic material and the conductive element 21 1 into an anisotropic composite substrate.
  • FIG. 4 illustrates, by curves, the complex permeability of the anisotropic magnetic composite material as a function of the frequency of the signal feeding the antenna.
  • the first curve 401 represents the change as a function of the frequency of the permeability along a first axis in the plane of the antenna and the second curve 402 represents the change as a function of the frequency of the permeability of the material along an orthogonal axis the first axis of the curve 401, the two axes being in the plane of the conductive layer.
  • the anisotropic character of the material in thin layers results in the presence of different radioelectric properties along the two aforementioned axes, the relative permeability along the first axis being of the order of 200 at a frequency of 2 GHz, while is close to the unit along the second axis.
  • the use of such a material to form one of the conductive layers of the antenna makes it possible to obtain two superposed conductive layers (layer 21 1 and layer 213, see FIG. conductive element 21 1 which is closest to the ground plane and layer 213 is the conductive element 213 which receives the electromagnetic wave) which have equal physical lengths (two layers each having dimensions along the X directions and Y are equal) but have different electrical lengths, so as to widen the bandwidth. It should be noted that the conductive or radiating element 213 on the electromagnetic radiation side may have different dimensions than the conductive element 21 1.
  • anisotropic composite material satisfies the needs of compactness and high integration of the antenna.
  • FIGS 5a and 5b show schematically simplified two modes of supply of an antenna according to the invention, seen from below.
  • the antenna 500 comprises a conductive element 51 1 in the form of a patch having four edges of which only one of the edges is referenced in these figures.
  • a first coupling power mode is shown.
  • a first opening 512a and a second opening 512b of fine rectangular shape are formed in the ground plane 551.
  • the first opening 512a extends in a direction forming an angle of between 30 ° and 60 ° with one of the edges 520 of the conductive element 51 1.
  • said opening 512a forms an angle of 45 ° with this edge.
  • the second opening 512b extends in a direction forming an angle between -30 ° and + 30 ° with the direction of the first opening 512a.
  • the two openings are each located at a maximum distance, equal to one third or even one quarter of the length of the electromagnetic wave, of a wedge 522 of the conductive element 51 1. They can both be close to the same corner, or each close to a different corner.
  • the two openings 512a and 512b are located substantially on the diagonal connecting two opposite corners of the conductive element. They can be on the same diagonal and close to the same corner, or each close to an opposite side to the other. They can also be located on two different diagonals connecting two opposite opposite corners and close to the same edge 520 of the radiating or conductive element 51 1, or each disposed on these two diagonals close to two opposite edges of the conductive element 51 1.
  • the two openings can also cross and form a midpoint 512c close to a corner 522 of the conductive element 51 1.
  • a transmission line 505 of micro-ribbon type is disposed obliquely under the ground plane 551 to supply the conductive element 51 1. This line crosses each opening at an angle between 30 ° and 150 ° with the direction in which the opening extends, the opening being chosen longer as the angle moves away from the value of 90 °. This length may be in the range of 1/6 to 1 ⁇ 2 of the width of the radiating element.
  • the two apertures are brought together and form an L-shaped slit 503 formed in the ground plane 551 and placed near a corner 522 of the patch 501.
  • the transmission line 505 is arranged obliquely under the patch, at an angle of approximately 45 ° with each of the branches 513a, 513b of the "L", so as to excite the antenna by coupling and cause the two orthogonal modes of propagation separated.
  • the transmission line 505 crosses and protrudes, of considerable length, the slot 503 at the angle of the "L", so as to ensure the impedance matching of the antenna.
  • this exceeding of the length may be greater than ⁇ / 20.
  • the transmission line 505 may intersect the slot 503 at an angle other than 45 °, but preferably in a range of 30 ° to 60 ° with one of the two branches 513a, 513b, so that each of the two modes be sufficiently powered.
  • the length of each of the branches 513a, 513b must be adjusted to compensate for the imbalance caused by the angle other than 45 °. For example, if the angle between one of the branches 513a, 513b and the transmission line 505 decreases, the length of this branch should be increased so as to reinforce the mode of propagation due to this branch.
  • An advantage of this second power mode lies in the fact that only one excitation port is needed to bring the line of transmission 505 to excite the conductive element 51 1. As a result, there is a simple power supply / excitation device to be realized.
  • the antenna of the state of the art needs, to excite two modes different from each other, or two excitation ports, each of the ports allows a separate transmission line to bring the excitation to the conductive element.
  • the known antenna may have only one transmission line, but in this case, two excitation accesses are necessary to have two modes, and a more bulky power supply circuit.
  • the supply is made by contact with a coaxial probe.
  • the antenna may comprise a radiating element placed on the surface of a substrate surmounting a ground plane.
  • the central core of a coaxial probe is preferably connected to a first axis of symmetry of the radiating element of the antenna (but not at its center), while the central core of a second coaxial probe is connected to a second axis of symmetry of the radiating element of the antenna (but not at its center) so as to excite two different orthogonal modes.
  • the radiating element being directly powered by contact with microstrip lines.
  • an antenna is fed using a combination of different feed means, among which the use of probes, microstrip lines, or resonant slot.
  • FIGS. 6a and 6b respectively the behavior as a function of the frequency of the real part and the imaginary part of the input impedance of an antenna according to the invention.
  • the two propagation modes will generate two different resonant frequencies suitably positioned relative to each other to form a single operating frequency band, as will be seen below.
  • FIGS. 7a, 7b and 7c show, in diagrams, three different types of planar antenna, FIGS. 7b and 7c showing simplified antenna diagrams according to the invention.
  • W, H, L, Ms are the widths, lengths, heights of the conductive element and Ms one of the axes of propagation of the electromagnetic field
  • the first type of antenna illustrated in FIG. 7a and known from the prior art, comprises a conductive element 701 of square shape and a rectangular slot 71 1 placed substantially towards the center of this element and made in the ground plane.
  • the slot has a length approximately equal to a quarter of the central wavelength of use of the antenna, and a width equal to about one tenth of this wavelength.
  • the transmission line feeding the antenna cuts the slot 71 1, so as to excite the radiating elements of the antenna.
  • the two orthogonal modes of propagation, if they exist, are then confused, so that the bandwidth is only equal to 1% (see Figure 8).
  • the conductive element has a rectangular shape and the slot is an "L" slot 712 placed near a corner 722 of the radiating element 702. .
  • the "L” slot 712 comprises a first branch 712a of the "L” parallel to the length of the radiating element and a second branch 712b of the "L” 712b perpendicular to the first branch 712a.
  • the corner 712c of the "L" is placed near a corner 722 of the radiating element, substantially on the diagonal connecting this corner 722 to the opposite corner 724 of the radiating element.
  • first branch 712a is longer than the second branch 712b, in a ratio substantially equal to the ratio of length L / W between two adjacent sides of the radiating element.
  • the antenna 702 does not include anisotropic material in one of its conductive layers; the asymmetric dimensions of the radiating element, coupled to the unequal dimensions of the two branches of the "L" slot, make it possible to create two orthogonal propagation modes that are separate and close in frequency, as illustrated in FIG. 8, and thus to extend the bandwidth to -6 dB of the antenna, the bandwidth at -6 dB of this antenna being approximately equal to 2.6%.
  • the point of the "L" slot that is proximal to the corner 722 of the antenna (in the example, the outer corner 712c of the "L") can be moved closer to the center of the element radiating 702, without however moving away from said corner of this element by a distance greater than one-third of the length of the electromagnetic wave, otherwise the two orthogonal modes will become closer in frequency until they become confused, and thus lose the beneficial effect of the frequency separation of the two modes.
  • the midpoint between the outer corner of the "L” and the inside corner of the “L”, hereinafter referred to as the "middle point" of the slot is located on the diagonal connecting two opposite corners of the radiating element and at a distance approximately equal to a quarter of the length of the electromagnetic wave.
  • the third type of antenna according to the invention illustrated in FIG. 7c, comprises a square-shaped radiating element 703 comprising an "L" slot 713 placed near a corner of the conductive element 703. The side of this element 703 is approximately equal to half the length of the electromagnetic wave.
  • This conductive element 703 is made of a substrate of an anisotropic composite material, for example the material described with reference to FIGS. 1 to 3, making it possible to modify, not the physical length of the radiating element, but the electrical length of this element. according to a direction in the plane of this element.
  • electrical length is meant the physical length divided by the square root of the product of the effective permeability with the effective permittivity of the material.
  • Permeability is a magnitude that is such that its relationship to specific permeability (or permittivity) gives relative permeability (or permittivity).
  • the effective permeability of the material included in one of the radiating elements is adjusted separately on each of the axes in the plane of the element. 'antenna.
  • each of the conductive elements of square shape and of the same dimensions leads to a different resonant frequency, the two frequencies being sufficiently close together for the bandwidth of the antenna to be widened.
  • the dimensions of the branches 713a, 713b of the slot L are chosen as a function of the permeability of the material in each of the directions corresponding to the branches of the L, and also according to the dimensions of the conductive elements, that is to say their width and length.
  • the dimensions of each of the components 713a, 713b of the slot also depends on the position of the transmission line driving the excitation signal to the antenna, as explained above with reference to Figures 5a and 5b.
  • the bandwidth at -6 dB of this antenna is approximately equal to
  • the width of the bandwidth can be adjusted by adjusting the spacing between the two conductive layers 21 1, 213 (see Fig. 2) of the antenna (i.e. the two radiating elements), the choice of the dimensions of the slot or slits and the choice of the permeability of the anisotropic material.
  • An advantage of the second and third type of antenna is that they each require only one access to excite the radiating elements, which facilitates the integration of the antenna in a circuit; indeed, a single transmission line, without additional circuitry is required.
  • Another advantage of these antennas is that the use of a single power supply to excite two orthogonal modes of propagation of the electromagnetic field makes it possible to maintain rectilinear polarization insofar as no phase shift is introduced between the two. propagation modes.
  • FIGS. 11a and 11b Another advantage of these antennas, illustrated below in FIGS. 11a and 11b, is that the polarization of the electromagnetic field propagating in the antenna changes as a function of the frequency of the signal.
  • An advantage of the third type of antenna is that the reduction of the electrical length of one of the two conductive layers, thanks to the permeability of the material, contributes to the miniaturization of the antenna because it is no longer necessary to increase a dimension (see Figure 7b) to change the electrical length of a radiating element.
  • FIG. 8 represents, via different curves, the reflection coefficient as a function of frequency, for the types of antenna represented in FIGS. 7a, 7b, 7c.
  • a first curve 801 represents the evolution as a function of the frequency of the modulus of the reflection coefficient, denoted Su, of the first type of antenna represented in FIG. 7a.
  • a single negative peak 81 1 appears because the two modes of propagation are merged; the propagation conditions being identical on both axes of the antenna.
  • a second curve 802 represents the change as a function of the frequency of the modulus of the reflection coefficient of the second type of antenna represented in FIG. 7b. This second curve 802 shows that two negative peaks 821, 822 appear.
  • the appearance of the first peak 821, separately from the second peak 822, is due to the elongation of one of the dimensions of the antenna.
  • Each of these peaks 821, 822 corresponds to a propagation mode of the electromagnetic wave; two orthogonal propagation modes are therefore frequency-separated, because of the different physical dimensions of the antenna of FIG. 7b.
  • the parameters of the antenna such as, for example, the dimensions of the slot, the dimensions of the antenna, the spacing between the two conductive layers, are chosen so that the two modes are not too far apart. frequency, otherwise the bandwidth is split into two disjoint parts corresponding to the two peaks 821, 822.
  • a third curve 803 represents the evolution as a function of the frequency of the modulus of the reflection coefficient of the third type of antenna represented in FIG. 7c. As on the second curve 802, it is found on this third curve 803 that two negative peaks 831, 832 appear.
  • the appearance of the first peak 831, separately from the second peak 832, is due to the use of an anisotropic magnetic material modifying the resonance conditions in a direction of the antenna. Two orthogonal propagation modes are therefore separated in frequency, thanks to the use of this anisotropic material. With the appearance of these two separate orthogonal modes, the bandwidth at -6 dB for this third antenna is even wider than for the second antenna 702 of Figure 7b.
  • the two curves 802 and 803 have a plateau approximately around a frequency close to 2 GHz and which is at -6 dB. This plateau can be lowered to values below -6 dB, for example at -10 dB (corresponding to the value of the bandwidth for certain communication standards), by playing on the parameters such as the composition and the dimensions of the conductive elements. or radiating, the provisions of the slot and the transmission line between them and their respective geometry, and the disposition of the slot relative to a corner of one of the radiating elements.
  • FIG. 9 shows a curve 901 representing the radiation efficiency of the antenna of FIG. 7c as a function of the frequency of the excitation signal of this antenna.
  • the antenna of Figure 9 reveals a strong disparity as a function of frequency.
  • the conductivity of the anisotropic material plays an important role in the performance of the antenna, since depending on the quality of the conductive element produced by this material, a different efficiency is obtained.
  • one of the advantages of the invention lies in the fact that the polarization of the electromagnetic field is propagating in the antenna according to the invention changes according to the frequency and varies at an angle ranging from 0 ° to 90 °.
  • FIGs 10a and 10b show simplified diagrams representative of three different cutting planes of the antenna of the invention and the distribution of the electromagnetic field propagating in this antenna.
  • the planes P1, P2 and P3 are defined as references to highlight the polarization variations as a function of frequency. They are such that the plane P1 coincides with the plane of the direction X, the plane P3 coinciding with the plane of the direction Y, the plane P2 being situated between the two.
  • the planes P1 and P2 define between them an angle equal to the angle ⁇ and the plane P3 and the plane of the direction Z define an angle equal to angle ⁇ .
  • the electromagnetic field more particularly the component E of this field has two components, one ⁇ ⁇ along the horizontal plane comprising the angle ⁇ and ⁇ ⁇ is along the vertical plane comprising the angle ⁇ .
  • the polarization mode of the electromagnetic field chosen in this example is the rectilinear polarization.
  • Other polarizations may be envisaged, such as elliptical polarization or circular polarization, for example.
  • the plane P1 we find the low resonance frequency of the antenna corresponding to the propagation mode of the electromagnetic field propagating in the antenna provided with the anisotropic material.
  • the plane P3 we find the high resonance frequency of the antenna corresponding to the mode of propagation of the field propagating in the antenna without the influence of the anisotropic material (which intervenes only on a single direction).
  • the two modes of propagation of the field coexist.
  • an axial ratio is defined which is, for an elliptical polarization, the ratio between the major axis of the ellipse on the minor axis of this ellipse. If one approximates the elliptic polarization by a rectilinear polarization, this ratio is worth either 0 or infinity all depends on the axis on which one is placed.
  • FIGS. 11a to 12b show the evolution as a function of the frequency of the axial ratio of the electromagnetic field propagating in the antenna according to the invention.
  • the axial ratio for the plane P1 is low for the high resonance frequency of the antenna and then increases as one approaches the low resonance frequency of the antenna.
  • the ratio for plane P3 decreases as the frequency decreases from the high resonance frequency to the low resonant frequency.
  • a common point exists between the two axial ratios of the planes P1 and P3 and corresponds to a point for which this ratio is zero. This point is located between the two frequencies, where the two components ⁇ ⁇ and ⁇ ⁇ are equal. This common point corresponds to an angle ⁇ 45 °.
  • Figures 12a and 12b show the evolution of the angle alpha as a function of frequency.
  • This angle alpha is defined by the angle between the plane P1 and the direction of the field E, in other words according to a first axis 121 1 orthogonal to the direction of propagation of the field and the axis 1221 of the electromagnetic field of the signal propagated in the antenna (FIG. 12b).
  • FIGS. 13a to 13i show variants of the embodiments of the antenna according to the invention. These variants have been partly described in relation to FIGS. 5a, 5b and 7b and 7c.
  • the two openings can come together to make a single "T” slot, as shown in Figure 13a, or an "L” slot, as shown in Figure 13d, but whose branches 712a, 713a and 712b and 713b are symmetrical with respect to the branches of the slot illustrated in FIGS. 7b and 7c.
  • a geometry of the elliptical radiating element as illustrated in FIG. 13i makes it possible to have only one slot for the excitation of the orthogonal modes. Indeed, here the ellipse has two distinct dimensions (a major axis and a small axis), so it is possible to have only one slot instead of two openings.
  • This slot can have any geometry, provided to respect the position of the slot according to the invention. In the example of Figure 13i, this slot has the shape of an arc.
  • each radiating element may be a square pellet, orthogonal, diamond-shaped or a dipole.
  • this shape has an axis of symmetry with respect to an axis orthogonal to the plane in which the essential of this radiating element extends.
  • the second stack and the dielectric underlayer of the radiating element 11 1, 21 1 are omitted.
  • the conductive or radiating element consists of a single thin sublayer of ferromagnetic material whose thickness is less than the skin thickness of this ferromagnetic material.
  • the dielectric may be an oxide of barium (Ba) and titanium (Ti), in particular barium titanium BaTiO 3 , hafnium oxide (Hf), in particular HfO 2 , or tantalum (Ta), especially Ta 2 O 5 (ferroelectric).
  • Perovskites are preferred, such as BaTiO 3 or SrTiO 3 for example, which have a higher relative permittivity (of the order of 100 versus 10 for barium or hafnium oxides at 2 or 3 GHz).
  • antiferromagnetic layer such as a PtMn or IrMn alloy and more generally any manganese-based alloy or iron oxides or cobalt or nickel.
  • the alloys CoFeB, FeN and CoFeN will be preferred, but other materials are possible, especially all the alloys combining two or three of the elements chosen from iron, cobalt and nickel. These alloys may optionally be doped, for example boron or nitrogen. They may also be associated with other elements such as Al, Si, Ta, Hf, Zr.
  • the radiating conductor 213 may be a single wire.
  • At least two antennas according to the invention can be grouped together in an antenna array for any type of communication system to increase the efficiency of the radiation as well as the gain of the antenna.

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Abstract

La présente invention concerne une antenne planaire (201) à bande passante élargie. Cette antenne planaire comprend au moins un premier élément conducteur (211) disposé au dessus d'un plan de masse (215) et séparé de ce dernier, des moyens d'excitation dudit au moins premier élément conducteur configurés pour exciter deux modes résonants orthogonaux distincts, caractérisée en ce que ledit au moins premier élément conducteur (211) est réalisé par un substrat comportant au moins une couche mince d'un matériau anisotrope à perméabilité relative supérieure à 10 pour 2 GHz. L'invention s'applique notamment aux terminaux de communications mobiles.

Description

ANTENNE PLANAIRE A BANDE PASSANTE ELARGIE
La présente invention concerne une antenne planaire à bande passante élargie. Elle s'applique notamment aux terminaux de communications mobiles.
L'invention s'applique, par exemple, pour des antennes planaires hyperfréquences à bande passante élargie.
De nombreux appareils, notamment les téléphones portables, utilisent une antenne en technologie micro ruban planaire pour leur structure souple et facilement intégrable.
Cependant, cette antenne doit répondre à certains critères tels qu'avoir une bande passante large, un fort gain, un encombrement réduit et qu'elle soit à faible coût pour l'intégrer dans ces appareils. Ces critères souvent ne peuvent pas être respectés en même temps, notamment pour la bande passante, le bon rendement (fort gain) et l'encombrement réduit. En particulier, pour avoir un bon rendement, la bande passante de cette antenne est généralement faible, de l'ordre de 5%.
Plusieurs techniques basées sur la modification de la géométrie de l'antenne ont été proposées pour élargir la bande passante au détriment de l'encombrement de l'antenne. D'autres techniques reposent sur l'utilisation de substrats diélectriques à perte, l'insertion de fentes sur l'élément rayonnant, l'utilisation du contexte proche, et l'utilisation de matériaux ayant des surfaces à haute impédance.
Un exemple d'une telle antenne est donné par l'article « Stacked H-shaped microstrip patch antenna », publié en 2004 dans Antennas and Propagation, IEEE Transactions, pages 983 à 993, de J. Anguera et al.
Dans cet article, il est décrit une antenne patch, comprenant un premier élément rayonnant disposé au dessus d'un plan de masse et excité sur son mode fondamental par une sonde coaxiale, et un deuxième élément rayonnant disposé au dessus du premier élément et excité par le premier élément rayonnant par couplage capacitif de sorte que les courants s'épanouissant dans le premier élément rayonnant et excitent à leur tout le deuxième élément. Des plots métalliques permettent la connexion entre les différentes couches séparées entre elles par une couche d'air faisant office de diélectrique pour isoler électriquement les couches conductrices l'une de l'autre.
Dans cet article, les deux éléments rayonnants n'ont pas la même taille, le deuxième élément rayonnant est plus grand que le premier élément rayonnant. Il en résulte une création de deux bandes de fréquences séparées.
La bande passante d'une telle antenne est augmentée par rapport à une structure classique mais au détriment de la taille de cette antenne qui est volumineuse. Il en résulte que ce type d'antennes est très difficilement intégrable car on obtient une épaisseur de l'antenne relativement grande pour les besoins de l'intégration dans un objet communiquant.
Un des buts de l'invention est de pallier tout ou partie des inconvénients des antennes de l'état de la technique en proposant une antenne qui présente à la fois une bande passante élargie et un encombrement moindre par rapport aux antennes connues de l'art antérieur.
Un objet de l'invention est de proposer une antenne qui a un bon rendement, autrement dit une efficacité de rayonnement améliorée.
Un autre objet de l'invention est de proposer une antenne en couches minces en technologie planaire réduisant aussi son encombrement de manière à pouvoir l'intégrer dans un réseau d'antennes ou tout système de communication.
Un autre objet de l'invention est de proposer une antenne bi- mode, autrement dit deux modes de polarisation du champ électromagnétique se propageant dans l'antenne, avec deux fréquences de résonance proches obtenues grâce à un dispositif d'alimentation/excitation simple.
Un autre objet de l'invention est de proposer une antenne avec les deux modes de polarisation orthogonaux entre eux, dont l'orientation résultante du champ électromagnétique évolue en fonction de la fréquence.
Un autre objet de l'invention est de proposer une antenne ayant une impédance d'entrée compatible avec une adaptation correcte aux dispositifs hyperfréquences.
Un autre objet de l'invention est de proposer une antenne simple de réalisation et à faible coût favorable à une production industrielle en masse. A cet effet, l'invention a pour objet une antenne planaire adaptée à transmettre ou recevoir une onde électromagnétique, l'antenne comprenant au moins un premier élément conducteur disposé au dessus d'un plan de masse et séparé de ce dernier, des moyens d'excitation dudit au moins premier élément conducteur configurés pour exciter deux modes de propagation (en particulier deux modes résonants) orthogonaux distincts, caractérisée en ce que ledit au moins premier élément conducteur est réalisé par un substrat comportant au moins une couche mince d'un matériau anisotrope à perméabilité relative supérieure à 10 pour 2 GHz.
Selon un mode de réalisation de l'antenne selon l'invention, au moins une fente formée dans le plan de masse et permettant au dit au moins un premier élément conducteur d'être alimenté par couplage électromagnétique par au moins une ligne de transmission, caractérisée en ce que ladite au moins une fente est réalisée par une première ouverture s'étendant selon une direction formant un premier angle compris entre 30° et 60° avec la direction de la ligne de transmission, et par une deuxième ouverture s'étendant selon une direction formant un deuxième angle compris entre -30° à +30° avec la direction de la première ouverture.
Un avantage d'une antenne selon l'invention réside dans le fait que grâce à la présence d'un matériau anisotrope en couche mince et/ou à la disposition des ouvertures par rapport à un bord de l'élément conducteur ou rayonnant et à leur disposition entre elles, on force le champ électromagnétique dans l'antenne à se propager selon deux modes de propagation orthogonaux entre eux, distincts et proches, amenant l'antenne à avoir une seule et unique bande plus élargie par rapport à la bande passante des antennes connues, sans complexifier la structure et l'encombrement de l'antenne. On crée ainsi une antenne bi-mode (ou dual mode en anglais).
Les modes de réalisation de cette antenne planaire peuvent comporter une ou plusieurs des caractéristiques suivantes :
- chaque ouverture comprend un point proximal à un coin dudit au moins un premier élément conducteur situé à une distance maximale dudit coin sensiblement égale au tiers de la longueur de l'onde électromagnétique, avantageusement sensiblement égale au quart de cette longueur ; - le point proximal est situé sensiblement sur la diagonale reliant ledit coin au coin opposé dudit au moins un premier élément conducteur ;
- ladite au moins une ligne de transmission croise chaque ouverture avec un angle compris entre 30° et 150° avec la direction dans laquelle s'étend l'ouverture ;
- ledit au moins un premier élément conducteur présente des dimensions différentes selon deux directions orthogonales (X, Y) ;
- ledit au moins premier élément conducteur est réalisé par un substrat comportant au moins une couche mince d'un matériau anisotrope à perméabilité relative supérieure à 10 pour 2 GHz ;
- le substrat peut comprendre en outre au moins une couche mince d'un matériau diélectrique à permittivité relative supérieure à 10 pour 2 GHz ;
- le substrat peut comprendre un empilement d'au moins une couche mince en matériau anisotrope et d'au moins une couche mince en matériau diélectrique alternées, l'épaisseur de la couche mince étant située entre λ/500 à λ/300 ;
- ledit au moins premier élément conducteur présente des dimensions égales selon deux directions orthogonales X, Y, avantageusement égales à la moitié de la longueur de l'onde électromagnétique ;
- l'antenne peut comprendre au moins un deuxième élément conducteur situé au dessus dudit au moins premier élément conducteur et séparé de ce dernier par une couche intermédiaire ;
- ledit au moins un premier élément conducteur et ledit au moins un deuxième élément conducteur ont les mêmes dimensions ;
- les ouvertures sont rapprochées pour ne former qu'une seule fente, et ladite au moins une ligne de transmission est disposée en regard de cette fente de manière à produire un couplage électromagnétique, à travers la première ouverture et à travers la deuxième ouverture, avec lesdits au moins un premier et un deuxième éléments conducteurs ;
- ladite seule fente forme un « L >> et la ligne de transmission est disposée en regard du coin dudit « L >> pour former, dans le plan desdits au moins éléments conducteurs, un angle compris entre 30° et 60° avec chacun des deux axes du « L », avantageusement un angle de 45°. Ces modes de réalisation présentent en outre les avantages suivants :
- l'utilisation des deux ouvertures à des positions situées au tiers, voire au quart de la longueur de l'onde électromagnétique émise ou reçue, ou l'utilisation de la fente en « L >> dans l'alignement d'un coin d'un des éléments conducteurs ou rayonnants, permet d'exciter deux modes de propagation du champ électromagnétique de l'antenne ;
- l'utilisation, pour un des éléments conducteurs, d'un substrat composite magnéto-diélectrique anisotrope multi-alternances à perméabilité et permittivité relatives réglables, en particulier supérieures à 10 pour 2GHz, permet d'accroître la bande passante de l'antenne planaire tout en contribuant à sa miniaturisation ;
- l'utilisation d'une fente en « L >> dans l'alignement d'un coin d'un des éléments conducteurs constitue un dispositif d'alimentation/excitation simple de réalisation et permet de n'avoir qu'un seul accès pour exciter les deux modes de propagation orthogonaux du champ électromagnétique dans l'antenne afin de maintenir un type de polarisation voulu ;
- isoler électriquement les éléments rayonnants ou conducteurs du plan de masse permet d'éviter de réaliser des plots verticaux reliant ces éléments au plan de masse ce qui simplifie la fabrication de l'antenne planaire et contribue également à la miniaturisation de l'antenne ;
- faire tourner la polarisation du champ électromagnétique en fonction de la fréquence d'un angle pouvant aller de 0° à 90°. D'autres caractéristiques apparaîtront à la lecture de la description détaillée donnée à titre d'exemple et non limitative qui suit faite en regard de dessins annexés qui représentent :
- la figure 1 , une représentation en perspective d'un premier mode de réalisation d'une antenne selon l'invention ;
- les figures 2 et 3 sont une représentation en perspective et en coupe respectivement d'un deuxième mode de réalisation de l'antenne selon l'invention ;
- la figure 4, des courbes représentant l'évolution en fonction de la fréquence, la perméabilité complexe d'un matériau anisotrope utilisé pour former un des éléments conducteurs de l'antenne pour modifier les conditions de résonance selon une seule direction de l'antenne ;
- les figures 5a, 5b, une représentation schématique simplifiée d'exemples de modes d'alimentation d'une antenne selon l'invention ; - les figures 6a et 6b, respectivement la partie réelle et la partie imaginaire de l'impédance d'entrée d'une antenne selon l'invention ;
- les figures 7a, 7b et 7c, des schémas simplifiés représentant trois types d'antenne différents, le premier type de la figure 7a étant connu de l'art antérieur ;
- la figure 8, des courbes représentant le coefficient de réflexion en fonction de la fréquence, pour les types d'antenne représentés en figures 7a, 7b, 7c ;
- la figure 9, une courbe représentant l'efficacité de rayonnement de l'antenne de la figure 7c en fonction de la fréquence ;
- les figures 10a et 10b, des schémas représentatifs de trois différents plans de coupe et de la distribution du champ électromagnétique se propageant dans l'antenne selon l'invention ;
- les figures 1 1 a et 1 1 b, l'évolution du rapport axial des composantes du champ électromagnétique en fonction de la fréquence ;
- les figures 12a et 12b, l'évolution de l'angle alpha entre un plan de coupe et une direction du champ électromagnétique en fonction de la fréquence
- les figures 13a à 13i, des exemples selon des schémas simplifiés de l'antenne de l'invention, selon la géométrie de l'antenne et la position de la fente (ou des ouvertures) par rapport à un bord de l'antenne.
Pour des commodités de représentation, les figures ne sont pas à l'échelle notamment en ce qui concerne les épaisseurs ainsi que les tailles des ouvertures.
Dans cette description, les figures sont orientées par rapport à un repère XYZ comportant deux directions horizontales orthogonales X et Y et une direction verticale Y. Les termes « haut >> / « bas », au-dessus >> / « au- dessous », « sur >> / « sous >> sont définis par rapport à cette direction Z.
Dans la suite de la description, les caractéristiques et les fonctions bien connues de l'homme du métier ne sont pas décrites en détail. Dans la figure 1 , un premier mode de réalisation d'une antenne selon la présente invention est représenté selon une vue en perspective.
L'antenne 101 de l'invention est une antenne planaire micro ruban, apte à émettre et/ou à recevoir des ondes électromagnétiques à une fréquence de travail fj correspondant à une longueur d'onde λτ. Typiquement, la fréquence fj est comprise entre 100 MHz et 100 GHz et, de préférence, entre 1 GHz et 10 GHz.
L'antenne planaire 101 , de préférence en technologie micro ruban, émet essentiellement des ondes électromagnétiques dans le demi-espace supérieur au plan XY. Ici, la direction principale d'émission/réception est perpendiculaire au plan XY et confondue avec la direction Z.
Ici, l'antenne 101 comprend un empilement, selon la direction Z, de différentes couches s'étendant essentiellement dans un plan horizontal.
L'empilement comporte un premier élément conducteur ou rayonnant 1 1 1 disposé au dessus d'un plan de masse 1 15, ou un substrat ayant pour fonction la masse. Dans le cas particulier décrit ici, le premier élément conducteur se présente sous la forme d'une plaque horizontale, de préférence sensiblement rectangulaire ou sensiblement carrée, mais peut avoir d'autres géométries comme on le verra plus loin.
Dans ce mode de réalisation, le premier élément conducteur 1 1 1 présente une face avant horizontale exposée aux rayonnements électromagnétiques.
Pour isoler électriquement le premier élément conducteur 1 1 1 et le plan de masse 1 15, ces deux derniers sont séparés par une couche diélectrique ou un substrat 1 16 d'une hauteur h correspondant à l'épaisseur de cette couche qui est par exemple de l'ordre de 500 à 700 μιη.
Le substrat 1 16 peut être dans l'exemple une couche mince diélectrique de type ROGERS commercialisé sous la marque ROGERS 4003 de permittivité relative égale à 3.55 et d'épaisseur égale à 0.8 mm. Le plan de masse 1 15 peut être réalisé en cuivre et peut avoir une épaisseur de plusieurs micromètres, par exemple, de 9 μιη à plusieurs mm.
Une ligne de transmission micro ruban est placée en dessous du plan de masse 1 15 pour alimenter le premier élément conducteur ou rayonnant 1 1 1 à travers une fente 120 pratiquée dans le plan de masse 1 15. Ici, la ligne de transmission peut être une ligne micro ruban imprimée sur un substrat du type ROGERS 4003 et d'impédance caractéristique égale à 50 ohms. Les dimensions de cette ligne peuvent être déterminées à partir de l'épaisseur et la permittivité du substrat, par exemple, elles peuvent être de largeur de 1 ,2 mm et de longueur de 6cm.
Une couche formant substrat, non représentée, peut être prévue entre le plan de masse 1 15 et la ligne de transmission 1 17 pour la maintenir au dessous de ce plan et de l'isoler électriquement de ce dernier.
Le plan de masse 1 15 isole la ligne de transmission 1 17 de l'élément rayonnant 1 1 1 et limite l'interférence du rayonnement parasite sur le diagramme de rayonnement de l'antenne offrant ainsi une pureté de polarisation.
De manière connue, la ligne de transmission, les paramètres électriques et les dimensions des différentes couches composant l'antenne ainsi que la taille de la fente sont utilisés pour optimiser l'antenne.
Selon l'invention, la position de la fente 120 par rapport à l'élément conducteur ainsi que sa forme ont une incidence sur les performances de l'antenne, en particulier sa bande passante, comme on le verra plus loin.
Selon le premier mode de réalisation de l'invention, le premier élément conducteur ou rayonnant 1 1 1 est réalisé par un substrat composite magnéto-diélectrique anisotrope en couche mince et à perméabilité et permittivité réglables.
Le matériau divulgué dans la demande de brevet européen publiée sous le numéro EP2200051 peut, par exemple, être utilisé dans le cadre de la présente invention pour modifier les conditions de résonance de l'élément conducteur 1 1 1 .
Plus particulièrement, le premier élément conducteur est réalisé par au moins une couche en matériau ferromagnétique dont la perméabilité relative est supérieure à 10 dans la bande de fréquence d'intérêt, par exemple, pour une fréquence de 2 GHz, et dont l'épaisseur est strictement inférieure à l'épaisseur de peau de ce matériau ferromagnétique. Cette épaisseur peut être de l'ordre de 25 à 80 nm.
Une couche diélectrique peut être prévue entre cette couche en matériau ferromagnétique et le plan de masse 1 15 pour isoler électriquement cette couche du plan de masse. Il est également possible que le substrat composite soit réalisé par un empilement de couches minces diélectriques, magnétiques et conductrices. Cet empilement permet de modifier les conditions de résonance de la couche conductrice formée par la couche 1 1 1 .
Le matériau des couches magnétique peut être un matériau ferromagnétique utilisé seul ou couplé à un matériau antiferromagnétique.
Par exemple, ce matériau composite comprend un premier empilement de plusieurs sous-couches fines ferromagnétiques superposé sur une sous-couche fine isolante elle-même superposée sur un deuxième empilement de plusieurs sous-couches fines ferromagnétiques.
L'empilement de sous-couches fines ferromagnétiques peut être composé, par exemple, d'une première sous-couche intermédiaire assurant l'interface entre une première sous-couche ferromagnétique et une sous- couche diélectrique, d'une sous-couche ferromagnétique, d'une sous-couche antiferromagnétique, d'une deuxième sous-couche ferromagnétique, et d'une deuxième sous-couche intermédiaire.
La première sous-couche intermédiaire est par exemple réalisée en ruthénium (Ru), en tantale (Ta) ou en platine (Pt). Son épaisseur peut être inférieure à 10 nm.
La première sous-couche ferromagnétique présente une épaisseur inférieure à l'épaisseur de peau du matériau ferromagnétique et, de préférence, inférieure à la moitié ou au tiers de cette épaisseur de peau. Ici, son épaisseur est inférieure à 100 nm et, de préférence, inférieure à 50 ou 25 nm. Un tel choix de l'épaisseur de la sous-couche ferromagnétique limite les pertes magnétiques du matériau.
Typiquement, cette sous-couche est réalisée dans un alliage de fer et/ou de cobalt et/ou de nickel. Il peut notamment s'agir d'un alliage fer Cobalt FeCo ou d'un alliage FeCoB. Ici, il s'agit d'un alliage Fe6sCo35-
La sous-couche antiferromagnétique est par exemple réalisée dans un alliage de manganèse et notamment dans un alliage de manganèse et de nickel. Par exemple, ici, il s'agit d'un alliage Nikel Magnésium Ni5oMn5o. La présence de la couche antiferromagnétique permet de créer un couplage d'échange afin que le matériau soit autopolarisé et ne nécessite donc pas pour cela la présence d'un champ magnétique extérieur artificiel.
Typiquement, l'épaisseur de cette sous-couche est inférieure à
100 nm et, par exemple, inférieure à 50 nm. La deuxième sous-couche ferromagnétique est par exemple identique à la première sous-couche ferromagnétique. De même, la deuxième sous-couche intermédiaire est par exemple identique à la première sous-couche.
La sous-couche isolante est réalisée dans un matériau diélectrique présentant une permittivité relative supérieure à 10 et, de préférence, supérieure à 100 dans la bande de fréquences d'intérêt, par exemple à 2 ou 3 GHz. Cette sous-couche est typiquement réalisée à l'aide d'un oxyde de strontium (Sr) et de titane (Ti). Par exemple, il s'agit de titane de strontium (SrTiO3). L'épaisseur de la sous-couche diélectrique est inférieure à 10 μηι ou 1 μιη. Elle est généralement plus épaisse que les sous-couches ferromagnétiques et antiferromagnétique.
Le deuxième empilement est par exemple identique au premier empilement et ne sera donc pas décrit plus en détail.
Selon une variante de ce mode de réalisation, l'élément conducteur 1 1 1 et la couche diélectrique séparant cet élément du plan de masse peuvent être remplacées par une alternance de couches minces en matériau magnétique anisotrope à forte perméabilité et de couches minces en matériau diélectrique à forte permittivité.
L'épaisseur typique des couches minces est avantageusement située entre λ/300 et λ/100, λ étant la longueur de l'onde émise ou reçue par l'antenne, par exemple, de quelques dizaines à centaines de nanomètres.
Le nombre d'alternances peut approximativement varier de 1 à 10. Selon un deuxième mode de réalisation illustré sur les figures 2 et 3, l'antenne 201 comprend un empilement de deux éléments conducteurs 21 1 et 213 séparés par une couche intermédiaire 212 et une couche diélectrique 214 séparant cet empilement du plan de masse 215. Cet élément conducteur contribue à rayonner plus efficacement.
L'élément conducteur 213 du dessus de l'empilement est par exemple constitué d'or et présente une face avant horizontale exposée aux rayonnements électromagnétiques. Son épaisseur est par exemple de 2 μιη.
La couche intermédiaire 212 est réalisée en dioxyde de silicium et a pour rôle une isolation électrique entre les deux éléments conducteurs. Son épaisseur est égale à 1 μιη dans l'exemple, mais l'espacement entre le premier élément conducteur 21 1 et le deuxième élément conducteur 213 peut être plus important, selon le niveau d'adaptation d'impédance souhaité. La couche diélectrique 214 peut comprendre un substrat, par exemple du verre.
L'élément conducteur 21 1 est identique à l'élément conducteur du premier mode de réalisation. Cet élément conducteur peut être réalisé en matériau conducteur de conductivité élevée ou peut être réalisé par un substrat composite magnéto-diélectrique anisotrope en couche mince et à perméabilité et permittivité réglables, comme on le verra plus loin.
L'empilement de ce deuxième mode de réalisation forme, dans l'exemple, un parallélépipède rectangle de longueur L égale à 35 mm, de largeur W identique, de hauteur H égale à 500 μιη, et disposé sur la couche métallique 215 formant le plan de masse surmontant une couche de substrat 216 — dans l'exemple un substrat de type ROGERS 4003 précité d'épaisseur égale à 0,8 mm.
Comme on le verra plus loin, avec ces dimensions la fréquence de résonance de l'antenne pour le mode fondamental TM-|0o est de 2.1 GHz.
De la même manière que dans le premier mode de réalisation, une ligne de transmission micro ruban 217 (figure 3) est placée au-dessous de la couche de substrat 216 (figure 3) pour alimenter l'antenne à travers une fente 220 pratiquée dans le plan de masse 215.
Un connecteur SMA peut être utilisé pour alimenter l'antenne via l'extrémité de la ligne de transmission 217.
Les éléments conducteurs ou rayonnants sont par exemple réalisés dans un matériau conducteur dont la conductivité est supérieure à 100 S/m et, de préférence, supérieure à 1000 S/m ou 1 MS/m. Ici, la conductivité des éléments résonnants 14 est supérieure ou égale à 5 MS/m.
Pour concevoir une antenne à bande passante élargie, les deux éléments conducteurs sont métalliques, et leurs dimensions suivant les directions X et Y sont inégales. On dit que l'antenne présente alors une dissymétrie dans ses dimensions.
Cependant, les dimensions de cette antenne peuvent demeurer identiques (pour une antenne carrée) et avoir une bande passante élargie en réalisant l'élément conducteur 213 en un matériau métallique et l'élément conducteur 21 1 en un substrat composite anisotrope.
La figure 4 illustre, par des courbes, la perméabilité complexe du matériau composite magnétique anisotrope en fonction de la fréquence du signal alimentant l'antenne. La première courbe 401 représente l'évolution en fonction de la fréquence de la perméabilité selon un premier axe dans le plan de l'antenne et la deuxième courbe 402 représente l'évolution en fonction de la fréquence de la perméabilité du matériau selon un axe orthogonal au premier axe de la courbe 401 , les deux axes étant dans le plan de la couche conductrice.
Il apparaît que le caractère anisotrope du matériau en couches minces se traduit par la présence de propriétés radioélectriques différentes selon les deux axes précités, la perméabilité relative selon le premier axe étant de l'ordre de 200 à une fréquence de 2GHz, tandis qu'elle est proche de l'unité selon le deuxième axe.
Par conséquent, l'utilisation d'un tel matériau pour constituer l'une des couches conductrices de l'antenne permet d'obtenir deux couches conductrices superposées (couche 21 1 et couche 213, cf. figure 2 où la couche 21 1 est l'élément conducteur 21 1 qui est le plus proche du plan de masse et la couche 213 est l'élément conducteur 213 qui reçoit l'onde électromagnétique) carrées qui ont des longueurs physiques égales (deux couches dont chacune présentant des dimensions selon les directions X et Y sont égales) mais ont des longueurs électriques différentes, de manière à élargir la bande passante. Il est à noter que l'élément conducteur ou rayonnant 213 du côté du rayonnement électromagnétique peut avoir des dimensions différentes que l'élément conducteur 21 1 .
De plus, il en résulte que le matériau composite anisotrope satisfait aux besoins d'une compacité et d'une intégration élevée de l'antenne.
Les figures 5a et 5b représentent de manière schématique simplifiée deux modes d'alimentation d'une antenne selon l'invention, vus du dessous.
Pour faciliter la lecture de ces figures, seul l'élément conducteur 1 1 1 ou 21 1 est représenté.
Selon les figures 5a et 5b, l'antenne 500 comprend un élément conducteur 51 1 en forme d'un patch présentant quatre bords dont seul un des bords est référencé sur ces figures. Sur la figure 5a, un premier mode d'alimentation par couplage est représenté.
Une première ouverture 512a et une deuxième ouverture 512b de forme rectangulaires fines sont pratiquées dans le plan de masse 551 .
La première ouverture 512a s'étend dans une direction formant un angle compris entre 30° et 60° avec un des bords 520 de l'élément conducteur 51 1 . Avantageusement, ladite ouverture 512a forme un angle de 45° avec ce bord.
La deuxième ouverture 512b s'étend dans une direction formant un angle compris entre -30° et +30° avec la direction de la première ouverture 512a.
De manière préférentielle, les deux ouvertures sont situées chacune à une distance maximale, égale au tiers voire au quart de la longueur de l'onde électromagnétique, d'un coin 522 de l'élément conducteur 51 1 . Elles peuvent être toutes les deux proches d'un même coin, ou chacune proche d'un coin différent.
Les deux ouvertures 512a et 512b sont situées sensiblement sur la diagonale reliant deux coins opposés de l'élément conducteur. Elles peuvent être sur la même diagonale et proches d'un même coin, ou chacune proche d'un côté opposé à l'autre. Elles peuvent également se situer sur deux diagonales différentes reliant deux coins opposés différents et proches d'un même bord 520 de l'élément rayonnant ou conducteur 51 1 , ou chacune disposée sur ces deux diagonales proche de deux bords opposés de l'élément conducteur 51 1 .
Les deux ouvertures peuvent également se croiser et former un point médian 512c proche d'un coin 522 de l'élément conducteur 51 1 .
De cette manière, on force deux modes de propagation d'un champ électromagnétique à se propager dans l'antenne.
La disposition de ces deux ouvertures est contraire à la disposition des ouvertures selon l'état de la technique dans lequel ces ouvertures pratiquées dans le plan de masse sont situées vers le centre de l'élément conducteur ou à une distance égale à la moitié de la longueur de l'onde électromagnétique émise ou reçue par l'antenne, ce qui entraîne une excitation d'un seul mode de propagation ou, s'ils existent, de deux modes de propagation confondus. Une ligne de transmission 505 de type micro ruban est disposée en biais sous le plan de masse 551 pour alimenter l'élément conducteur 51 1 . Cette ligne croise chaque ouverture selon un angle compris entre 30° et 150° avec la direction dans laquelle s'étend l'ouverture, l'ouverture étant choisie plus longue à mesure que l'angle s'éloigne de la valeur de 90°. Cette longueur peut être situé dans un intervalle de entre 1 /6 à ½ de la largeur de l'élément rayonnant.
Sur la figure 5b, un deuxième mode d'alimentation préféré est représenté.
Les deux ouvertures sont rapprochées et forment une fente 503 en forme de « L >> pratiquée dans le plan de masse 551 et placée près d'un coin 522 du patch 501 .
La ligne de transmission 505 est disposée en biais sous le patch, selon un angle d'environ 45° avec chacune des branches 513a ,513b du « L », de manière à exciter l'antenne par couplage et provoquer les deux modes orthogonaux de propagation séparés.
La ligne de transmission 505 croise et dépasse, d'une longueur non négligeable, la fente 503 au niveau de l'angle du « L », de manière à assurer l'adaptation en impédance de l'antenne. Typiquement, ce dépassement de la longueur peut être supérieur à λ/20.
La ligne de transmission 505 peut croiser la fente 503 avec un angle différent de 45°, mais de préférence dans une plage de 30° à 60° avec l'une des deux branches 513a, 513b, de manière à ce que chacun des deux modes soit suffisamment alimenté.
Ainsi, si l'on pivote la ligne de transmission autour d'un axe orthogonal au plan de l'antenne et passant par un point médian 514 entre l'angle extérieur du « L >> et l'angle intérieur du « L », on doit dans le même temps adapter la longueur de chacune des branches 513a, 513b pour compenser le déséquilibre engendré par l'angle différent de 45°. Par exemple, si l'angle entre l'une des branches 513a, 513b et la ligne de transmission 505 diminue, il convient d'augmenter la longueur de cette branche, de manière à renforcer le mode de propagation dû à cette branche.
Un avantage de ce deuxième mode d'alimentation réside dans le fait qu'on n'a besoin que d'un seul accès d'excitation pour amener la ligne de transmission 505 à exciter l'élément conducteur 51 1 . Il en résulte qu'on a un dispositif d'alimentation/d'excitation simple à réaliser.
Contrairement à l'invention, l'antenne de l'état de la technique a besoin, pour exciter deux modes différents l'un de l'autre, soit de deux ports d'excitation, chacun des ports permet à une ligne de transmission distincte d'amener l'excitation à l'élément conducteur. L'antenne connue peut n'avoir qu'une seule ligne de transmission, mais dans ce cas, deux accès d'excitation sont nécessaires pour avoir deux modes, et un circuit d'alimentation plus encombrant.
Selon encore un autre mode de réalisation de l'antenne selon l'invention, l'alimentation est effectuée par contact avec une sonde coaxiale. L'antenne peut comprendre un élément rayonnant placé en surface d'un substrat surmontant un plan de masse. L'âme centrale d'une sonde coaxiale est préférablement connectée sur un premier axe de symétrie de l'élément rayonnant de l'antenne (mais pas en son centre), tandis que l'âme centrale d'une deuxième sonde coaxiale est connectée sur un deuxième axe de symétrie de l'élément rayonnant de l'antenne (mais pas en son centre) de manière à exciter deux modes orthogonaux différents.
Selon encore un autre mode d'alimentation d'une antenne selon l'invention, l'élément rayonnant étant directement alimenté par contact avec des lignes microruban.
Selon encore un autre mode d'alimentation d'une antenne selon l'invention, celle-ci est alimentée en utilisant une combinaison de moyens d'alimentation différents, parmi lesquels l'utilisation de sondes, lignes microruban, ou fente résonnante.
Les figures 6a et 6b, respectivement le comportement en fonction de la fréquence de la partie réelle et la partie imaginaire de l'impédance d'entrée d'une antenne selon l'invention.
On observe sur la courbe 601 montrant la partie réelle de l'impédance d'entrée une première résonnance 61 1 à la fréquence de 2,1 GHz représentant la fréquence de résonance haute de l'antenne de l'invention et une seconde résonnance 612 à une fréquence de 2,04 GHz représentant la fréquence de résonance basse de cette antenne.
Ces deux fréquences de résonances basse et haute sont obtenues grâce à plusieurs paramètres, par exemple, les dimensions des éléments conducteurs, la forme et la position de la fente permettant d'exciter deux modes de propagation fondamentaux orthogonaux entre eux et distincts du champ électromagnétique se propageant dans les éléments rayonnants.
Le fonctionnement optimal de l'antenne de l'invention est obtenu par le meilleur compromis entre tous ces paramètres.
Lorsque la fente est rectangulaire et est située vers le milieu des éléments rayonnants, un seul mode est excité, ou plusieurs différents modes peuvent exister mais sont confondus. En d'autres termes, on ne contrôle pas l'excitation de ces différents modes.
L'idée de l'invention de concevoir une antenne avec des modes d'alimentation des éléments conducteurs la composant, tels que décrits en relation aux figures 5a et 5b permet de contrôler les modes de propagation que l'on souhaite.
De plus, grâce au dimensionnement et à la composition des éléments conducteurs, les deux modes de propagation vont générer deux fréquences de résonance différentes convenablement positionnée l'une par rapport à l'autre pour ne former qu'une seule bande de fréquences de fonctionnement, comme on le verra ci-après.
Les figures 7a, 7b et 7c représentent, par des schémas, trois types d'antenne planaire différents, les figures 7b et 7c représentant des schémas simplifiés d'antenne selon l'invention. W, H, L, Ms sont les largeurs, longueurs, hauteurs de l'élément conducteur et Ms un des axes de propagation du champ électromagnétique
Le premier type d'antenne, illustré en figure 7a et connu de l'art antérieur, comprend un élément conducteur 701 de forme carrée et une fente rectangulaire 71 1 placée sensiblement vers le centre de cet élément et pratiquée dans le plan de masse.
La fente a une longueur environ égale à un quart de la longueur d'onde centrale d'utilisation de l'antenne, et une largeur égale à environ un dixième de cette longueur d'onde. La ligne de transmission alimentant l'antenne coupe la fente 71 1 , de manière à exciter les éléments rayonnants de l'antenne. Les deux modes orthogonaux de propagation, s'ils existent sont alors confondus, de sorte que la bande passante n'est environ égale qu'à 1 % (cf. figure 8).
Pour le deuxième type d'antenne selon l'invention, illustré en figure 7b, l'élément conducteur a une forme rectangulaire et la fente est une fente en « L >> 712 placée près d'un coin 722 de l'élément rayonnant 702.
La fente en « L >> 712 comprend une première branche 712a du « L >> parallèle à la longueur de l'élément rayonnant et une deuxième branche 712b du « L >> 712b perpendiculaire à la première branche 712a.
Le coin 712c du « L >> est placé près d'un coin 722 de l'élément rayonnant, sensiblement sur la diagonale reliant ce coin 722 au coin opposé 724 de l'élément rayonnant.
En outre, la première branche 712a est plus longue que la deuxième branche 712b, selon un rapport sensiblement égal au rapport de longueur L/W entre deux côtés adjacents de l'élément rayonnant. Autrement dit, plus le côté de l'antenne perpendiculaire à une branche de l'élément rayonnant est long, plus la longueur de cette branche est choisie grande.
Dans cet exemple, l'antenne 702 ne comprend pas de matériau anisotrope dans l'une de ses couches conductrices ; les dimensions asymétriques de l'élément rayonnant, couplées aux dimensions inégales des deux branches de la fente en « L >> permet de créer deux modes orthogonaux de propagation séparés et proches en fréquence, comme l'illustre la figure 8, et ainsi d'élargir la bande passante à -6 dB de l'antenne, la bande passante à -6dB de cette antenne étant environ égale à 2,6%.
Il est à noter que le point de la fente en « L >> qui est proximal au coin 722 de l'antenne (dans l'exemple, le coin extérieur 712c du « L >>) peut être rapprochée du centre de l'élément rayonnant 702, sans toutefois s'éloigner dudit coin de cet élément d'une distance supérieure à un tiers de longueur de l'onde électromagnétique, sous peine de voir les deux modes orthogonaux se rapprocher en fréquence jusqu'à se confondre, et ainsi perdre l'effet bénéfique de la séparation en fréquence des deux modes.
Avantageusement, le point médian entre l'angle extérieur du « L >> et l'angle intérieur du « L », dénommé ci-après « point milieu >> de la fente, est situé sur la diagonale reliant deux coins opposés de l'élément rayonnant et à une distance approximativement égale à un quart de la longueur de l'onde électromagnétique. Le troisième type d'antenne selon l'invention, illustré en figure 7c, comprend un élément rayonnant 703 de forme carrée comprenant une fente en « L >> 713 placée près d'un coin de l'élément conducteur 703. Le côté de cet élément 703 est approximativement égal à la moitié de la longueur de l'onde électromagnétique.
Cet élément conducteur 703 est réalisé en substrat d'un matériau composite anisotrope, par exemple le matériau décrit en relation aux figures 1 à 3, permettant de modifier, non pas la longueur physique de l'élément rayonnant, mais la longueur électrique de cet élément selon une direction dans le plan de cet élément.
Par longueur électrique, on entend la longueur physique divisée par la racine carrée du produit de la perméabilité effective avec la permittivité effective du matériau.
La perméabilité (ou la permittivité) effective est une grandeur qui est telle que son rapport avec la perméabilité (ou la permittivité) spécifique donne la perméabilité (ou permittivité) relative.
En d'autres termes, au lieu de modifier la longueur physique de l'élément conducteur, comme en figure 7b, on ajuste la perméabilité effective du matériau compris dans l'un des éléments rayonnants, séparément sur chacun des axes dans le plan de l'antenne.
Grâce à l'utilisation des propriétés d'anisotropie du matériau, chacun des éléments conducteurs de forme carré et de même dimensions conduit à une fréquence de résonance différente, les deux fréquences étant suffisamment rapprochées pour que la bande passante de l'antenne soit élargie.
Aussi, les dimensions des branches 713a, 713b de la fente en L, c'est-à-dire de sa composante verticale 713b et horizontale 713a, sont choisies en fonction de la perméabilité du matériau dans chacune des directions correspondant aux branches du L, et également en fonction des dimensions des éléments conducteurs, c'est-à-dire leur largeur et leur longueur. De même, les dimensions de chacune des composantes 713a, 713b de la fente dépend également de la position de la ligne de transmission conduisant le signal d'excitation vers l'antenne, comme expliqué plus haut en regard des figures 5a et 5b.
La bande passante à -6dB de cette antenne est environ égale à
4,3%.
Il est à noter que la largeur de la bande passante peut être ajustée via le réglage de l'espacement entre les deux couches conductrices 21 1 , 213 (cf. fig. 2) de l'antenne (c'est-à-dire entre les deux éléments rayonnants), le choix des dimensions de la ou des fentes et du choix de la perméabilité du matériau anisotrope.
Un avantage des deuxième et troisième type d'antenne est qu'ils ne nécessitent chacun qu'un seul accès pour exciter les éléments rayonnants, ce qui facilite l'intégration de l'antenne dans un circuit ; en effet, une seule ligne de transmission, sans circuiterie supplémentaire est requise.
Un autre avantage de ces antennes, est que l'utilisation d'un seul accès d'alimentation pour exciter deux modes orthogonaux de propagation du champ électromagnétique, permet de maintenir une polarisation rectiligne dans la mesure où aucun déphasage n'est introduit entre les deux modes de propagation.
Un autre avantage de ces antennes, illustré plus loin en figures 1 1 a et 1 1 b, est que la polarisation du champ électromagnétique qui se propage dans l'antenne évolue en fonction de la fréquence du signal.
Un avantage du troisième type d'antenne est que la réduction de la longueur électrique de l'une des deux couches conductrices, grâce à la perméabilité du matériau, contribue à la miniaturisation de l'antenne car il n'est plus nécessaire d'en augmenter une dimension (cf. figure 7b) pour parvenir à modifier la longueur électrique d'un élément rayonnant.
De plus, seule une faible épaisseur d'isolation est nécessaire entre les deux couches conductrices pour supprimer les courants de Foucault, ce qui permet d'obtenir une antenne de très faible épaisseur, donc un encombrement réduit.
Corollairement, l'élargissement de la bande passante de l'antenne peut avantageusement être utilisé pour réduire la longueur physique de l'antenne lorsqu'une bande étroite suffit pour l'application visée. La figure 8 représente, via différentes courbes, le coefficient de réflexion en fonction de la fréquence, pour les types d'antenne représentés en figures 7a, 7b, 7c.
Une première courbe 801 représente l'évolution en fonction de la fréquence du module du coefficient de réflexion, noté Su , du premier type d'antenne représenté en figure 7a. Un seul pic négatif 81 1 apparaît car les deux modes de propagations sont confondus ; les conditions de propagation étant identiques sur les deux axes de l'antenne.
Une deuxième courbe 802 représente l'évolution en fonction de la fréquence du module du coefficient de réflexion du deuxième type d'antenne représenté en figure 7b. On constate sur cette deuxième courbe 802, que deux pics négatifs 821 , 822 apparaissent.
L'apparition du premier pic 821 , de manière séparée du deuxième pic 822, est due à l'allongement de l'une des dimensions de l'antenne. Chacun de ces pics 821 , 822 correspond à un mode de propagation de l'onde électromagnétique ; deux modes de propagation orthogonaux sont donc séparés en fréquence, du fait des dimensions physiques différentes de l'antenne de la figure 7b.
Grâce à l'apparition de ces deux modes orthogonaux séparés, la bande passante à -6dB est nettement plus large que pour la première antenne de la figure 7a.
Il faut que les paramètres de l'antenne tels que, par exemple, les dimensions de la fente, les dimensions de l'antenne, l'espacement entre les deux couches conductrices, soient choisis pour que les deux modes ne soient pas trop éloignés en fréquence, sinon la bande passante est scindée en deux parties disjointes correspondant aux deux pics 821 , 822.
Une troisième courbe 803 représente l'évolution en fonction de la fréquence du module du coefficient de réflexion du troisième type d'antenne représenté en figure 7c. Comme sur la deuxième courbe 802, on constate sur cette troisième courbe 803, que deux pics négatifs 831 , 832 apparaissent.
L'apparition du premier pic 831 , de manière séparée du deuxième pic 832, est due à l'utilisation d'un matériau magnétique anisotrope modifiant les conditions de résonance dans une direction de l'antenne. Deux modes de propagation orthogonaux sont donc séparés en fréquence, grâce à l'utilisation de ce matériau anisotrope. Grâce à l'apparition de ces deux modes orthogonaux séparés, la bande passante à -6dB pour cette troisième antenne est encore plus large que pour la deuxième antenne 702 de la figure 7b.
Cependant, dans ce cas particulier, on note une diminution de la valeur des pics 822, 832 par rapport à la valeur du pic 81 1 due à la position de l'excitation (fente, ligne de transmission) par rapport aux éléments conducteurs.
Les deux courbes 802 et 803 présentent un plateau approximativement autour d'une fréquence proche de 2 GHz et qui est à -6 dB. Ce plateau peut être abaissé vers des valeurs inférieures à -6dB, par exemple à -10 dB (correspondant à la valeur de la bande passante pour certains standards de communication), en jouant sur les paramètres tels que la composition et les dimensions des éléments conducteurs ou rayonnants, les dispositions de la fente et de la ligne de transmission entre elles ainsi que leur géométrie respective, et la disposition de la fente par rapport à un coin d'un des éléments rayonnants. Pour évaluer les performances de l'antenne selon l'invention, la figure 9 montre une courbe 901 représentant l'efficacité de rayonnement de l'antenne de la figure 7c en fonction de la fréquence du signal d'excitation de cette antenne. Il apparaît que l'antenne de la figure 9 révèle une forte disparité en fonction de la fréquence. La conductivité du matériau anisotrope joue un rôle important sur les performances de l'antenne, puisqu'en fonction de la qualité de l'élément conducteur réalisé par ce matériau, une efficacité différente est obtenue.
On note que l'efficacité est très bonne à la fréquence de résonance haute qui correspond au mode non sollicité par le matériau anisotrope. Elle est cependant moins importante quand on va vers la fréquence de résonance basse. Ceci est dû aux pertes ohmiques du matériau dues aux courants de Foucault créés dans la couche conductrice par la variation au cours du temps du champ électromagnétique. Comme annoncé plus haut, un des avantages de l'invention, plus particulièrement l'antenne selon le deuxième mode de réalisation pourvu d'un seul accès d'excitation pour la ligne de transmission, réside dans le fait que la polarisation du champ électromagnétique se propageant dans l'antenne selon l'invention évolue en fonction de la fréquence et varie selon un angle allant de 0° à 90°.
Dans l'état de la technique, deux accès d'excitation conduisent à deux polarisations distinctes du champ électromagnétique. On se rend compte que grâce à l'invention, à savoir avoir un accès d'excitation et deux modes de polarisation orthogonaux, on obtient une polarisation tournante.
Pour comprendre ce phénomène, nous allons décrire les figures
10 à 12.
Les figures 10a et 10b représentent des schémas simplifiés représentatifs de trois différents plans de coupe de l'antenne de l'invention et de la distribution du champ électromagnétique se propageant dans cette antenne.
Les plans P1 , P2 et P3 sont définis comme références pour mettre en évidence les variations de la polarisation en fonction de la fréquence. Ils sont tels que le plan P1 coïncide avec le plan de la direction X, le plan P3 coïncidant avec le plan de la direction Y, le plan P2 étant situé entre les deux.
Plus particulièrement, lorsque le champ électromagnétique est défini en coordonnées polaires ou cylindriques connus, les plans P1 et P2 définissent entre eux un angle égal à l'angle φ et le plan P3 et le plan de la direction Z définissent un angle égal à l'angle Θ. Le plan P1 est tel que φ=0°, pour le plan P2 φ =45° et pour le plan P3, φ =90°.
Le champ électromagnétique, plus particulièrement la composante E de ce champ a deux composantes, l'une Εφ suivant le plan horizontal comprenant l'angle φ et Εθ est suivant le plan vertical comprenant l'angle Θ.
Le mode de polarisation du champ électromagnétique choisi dans cet exemple est la polarisation rectiligne. D'autres polarisations peuvent être envisagées, telle qu'une polarisation elliptique ou une polarisation circulaire, par exemple.
Il est à noter que dans le plan P1 , on retrouve la fréquence de résonance basse de l'antenne correspondant au mode de propagation du champ électromagnétique se propageant dans l'antenne pourvue du matériau anisotrope. Dans le plan P3, on retrouve la fréquence de résonance haute de l'antenne correspondant au mode de propagation du champ se propageant dans l'antenne sans l'influence du matériau anisotrope (qui n'intervient que sur une seule direction). Dans le plan P2, les deux modes de propagation du champ coexistent.
De manière connue, on définit un rapport axial qui est, pour une polarisation elliptique, le rapport entre le grand axe de l'ellipse sur le petit axe de cette ellipse. Si on approxime la polarisation elliptique par une polarisation rectiligne, ce rapport vaut soit 0 soit l'infini tout dépend de l'axe sur lequel on se place.
Les figures 1 1 a à 12b montrent l'évolution en fonction de la fréquence du rapport axial du champ électromagnétique se propageant dans l'antenne selon l'invention.
On constate que le rapport axial pour le plan P1 est bas pour la fréquence de résonance haute de l'antenne puis augmente au fur et à mesure que l'on s'approche de la fréquence de résonance basse de l'antenne.
A l'inverse, le rapport pour le plan P3, diminue lorsque la fréquence diminue de la fréquence de résonance haute à la fréquence de résonance basse.
Un point commun existe entre les deux rapports axiaux des plans P1 et P3 et correspond à un point pour lequel ce rapport est nul. Ce point est situé entre les deux fréquences, où les deux composantes Εθ et Εφ sont égales. Ce point commun correspond à un angle φ =45°.
Sur la figure 1 1 b, on constate que pour f0, fréquence de résonance basse Εθ est supérieur Εφ; de sorte qu'on remarque l'influence du caractère anisotrope du matériau sur l'antenne de l'invention. Pour f-| Εθ est égal à Εφ , et pour f2, correspondant à la fréquence de résonance haute, pour laquelle le caractère anisotrope du matériau n'intervient pas, on a Εθ inférieur à Εφ.
Sur les figures 12a et 12b, on a représenté l'évolution de l'angle alpha en fonction de la fréquence. Cet angle alpha est défini par l'angle entre le plan P1 et la direction du champ E, en d'autres termes selon un premier axe 121 1 orthogonal à la direction de propagation du champ et l'axe 1221 du champ électromagnétique du signal propagé dans l'antenne (figure 12b).
La figure 12a illustre l'évolution de la polarisation de ce champ en fonction de la fréquence, en montrant l'évolution de l'angle alpha en fonction de la fréquence. On constate qu'à la fréquence de résonance basse fo égale à 2,04 GHz, l'angle alpha est environ égal à 20°, puis l'angle alpha augmente à environ 45° à f-|=2,07GHz et quasiment 90° à la fréquence de résonance haute f2=2,1 GHz.
Les figures 13a à 13i représentent des variantes des modes de réalisation de l'antenne selon l'invention. Ces variantes ont été en partie décrites en relation aux figures 5a, 5b et 7b et 7c.
Ici, soit on a deux ouvertures séparées distinctes et deux lignes de transmission disposées selon deux directions orthogonales entre elles pour exciter les deux modes de propagation orthogonaux du champ électromagnétique se propageant dans l'antenne, soit on a une seule fente avec une seule ligne de transmission excitant les deux modes.
Notons que les deux ouvertures peuvent se rapprocher pour réaliser une seule fente en « T », comme illustré sur la figure 13a, ou une fente en « L », comme illustré sur la figure 13d, mais dont les branches 712a, 713a et 712b et 713b sont symétriques par rapport aux branches de la fente illustrée sur les figures 7b et 7c.
On peut également noter qu'il est possible d'obtenir une fente en forme de triangle comme illustrée sur la figure 13e dont les côtés adjacents sont dans l'alignement d'un coin de l'élément conducteur.
II est aussi possible d'utiliser un élément rayonnant de forme circulaire pour lequel deux ouvertures sont nécessaires pour avoir l'excitation des deux modes de propagation orthogonaux, tel qu'illustré sur la figure 13h. Notons cependant, que les configurations des figures 13b, 13c, 13f et 13g peuvent s'appliquer pour l'élément rayonnant circulaire.
Une géométrie de l'élément rayonnant en ellipse comme illustré sur la figure 13i permet de n'avoir qu'une seule fente pour l'excitation des modes orthogonaux. En effet, ici l'ellipse présente deux dimensions distinctes (un grand axe et un petit axe), il est donc possible de n'avoir qu'une seule fente au lieu de deux ouvertures. Cette fente peut avoir n'importe quelle géométrie, à condition de respecter la position de la fente selon l'invention. Dans l'exemple de la figure 13i, cette fente a la forme d'un arc.
De nombreux autres modes de réalisation sont possibles. De nombreuses formes sont possibles pour chaque élément rayonnant. Par exemple, il peut s'agir d'une pastille carrée, orthogonale, en forme de diamant ou d'un dipôle. Généralement, cette forme présente un axe de symétrie par rapport à un axe orthogonal au plan dans lequel s'étend l'essentiel de cet élément rayonnant.
Dans un mode de réalisation simplifié, le deuxième empilement et la sous-couche diélectrique de l'élément rayonnant 1 1 1 , 21 1 sont omis. Dans un mode de réalisation encore plus simplifié, l'élément conducteur ou rayonnant est constitué d'une seule sous-couche fine en matériau ferromagnétique dont l'épaisseur est inférieure à l'épaisseur de peau de ce matériau ferromagnétique.
En variante, d'autres matériaux peuvent être utilisés comme diélectrique. Par exemple, il peut s'agir d'un oxyde de baryum (Ba) et de titane (Ti), notamment du titane de baryum BaTiO3, d'un oxyde de hafnium (Hf), notamment du HfO2, ou de tantale (Ta), notamment du Ta2O5 (ferroélectrique). On préférera néanmoins les pérovskites comme BaTiO3 ou SrTiO3 par exemple qui présentent une permittivité relative plus élevée (de l'ordre de 100 contre 10 pour les oxydes de baryum ou d' hafnium à 2 ou 3 GHz).
D'autres matériaux sont également possibles pour la couche antiferromagnétique comme un alliage PtMn ou IrMn et plus généralement tout alliage à base de manganèse ou encore les oxydes de fer ou de cobalt ou de nickel.
Pour la couche ferromagnétique, on privilégiera les alliages CoFeB, FeN et CoFeN, mais d'autres matériaux sont possibles, notamment tous les alliages associant deux ou trois des éléments choisis parmi le fer, le cobalt et le nickel. Ces alliages pourront éventuellement être dopés, par exemple en bore ou en azote. Ils pourront également être associés à d'autres éléments comme Al, Si, Ta, Hf, Zr.
Le conducteur rayonnant 213 peut être un simple fil.
Par ailleurs, au moins deux antennes selon l'invention peuvent être regroupées dans un réseau d'antennes pour tout type de système de communication pour augmenter l'efficacité du rayonnement ainsi que le gain de l'antenne.

Claims

REVENDICATIONS
Antenne planaire (201 ) adaptée à transmettre ou recevoir une onde électromagnétique, ladite antenne comprenant au moins un premier élément conducteur (21 1 , 51 1 ) disposé au dessus d'un plan de masse (215) et séparé de ce dernier, des moyens d'excitation (505, 565, 575, 585, 589) dudit au moins premier élément conducteur configurés pour exciter deux modes de propagation orthogonaux distincts, caractérisée en ce que ledit au moins premier élément conducteur (21 1 , 51 1 ) est réalisé par un substrat comportant au moins une couche mince d'un matériau anisotrope à perméabilité relative supérieure à 10 pour 2 GHz.
Antenne planaire selon la revendication 1 , dans laquelle le substrat comprend au moins une couche mince d'un matériau diélectrique à permittivité relative supérieure à 10 pour 2 GHz.
Antenne planaire selon la revendication 1 ou 2, dans laquelle le substrat comprend un empilement d'au moins une couche mince en matériau anisotrope et d'au moins une couche mince en matériau diélectrique alternées, l'épaisseur desdites au moins couches minces étant située entre λ/300 à λ/100.
Antenne planaire selon l'une des revendications 1 à 3, dans laquelle ledit au moins premier élément conducteur (21 1 ) présente des dimensions égales selon deux directions orthogonales (X, Y), avantageusement égales à la moitié de la longueur de l'onde électromagnétique guidée.
Antenne planaire selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans laquelle ledit au moins un premier élément conducteur (21 1 , 51 1 , 702) présente des dimensions différentes selon deux directions orthogonales (X, Y). Antenne planaire selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisée en ce qu'elle comporte au moins un deuxième élément conducteur (213) situé au dessus dudit au moins premier élément conducteur (21 1 , 51 1 , 702, 703) et séparé de ce dernier par une couche intermédiaire (212).
Antenne planaire selon la revendication 6, dans laquelle ledit au moins un premier élément conducteur (21 1 , 51 1 , 702, 703) et ledit au moins un deuxième élément conducteur (213) ont les mêmes dimensions.
8. Antenne planaire selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans laquelle au moins une fente (120, 220) est formée dans ledit plan de masse (1 15, 215, 501 ) et configurée pour que au moins un premier élément conducteur (1 1 1 , 21 1 ) soit alimenté par couplage électromagnétique par au moins une ligne de transmission (1 17, 217, 505), caractérisée en ce que ladite au moins une fente (120, 220) est réalisée par une première ouverture (512a, 513a, 712a, 713a) s'étendant dans une direction formant un angle compris entre 30° et 60° avec la ligne de transmission (505), et par une deuxième ouverture (512b, 513b, 712b, 713b) s'étendant selon une direction formant un deuxième angle compris entre -30° et +30 ° avec la direction de ladite première ouverture.
9. Antenne planaire selon la revendication 8, dans laquelle chaque ouverture (512a, 513a, 712a, 713a ; 512b, 513b, 712b, 713b) comprend un point proximal (512c, 712c) à un coin (522, 722) dudit au moins un premier élément conducteur (1 1 1 , 21 1 , 51 1 , 702, 703) situé sensiblement à une distance maximale dudit coin égale au tiers de la longueur de l'onde électromagnétique, avantageusement égale au quart de cette longueur de l'onde électromagnétique.
10. Antenne planaire selon la revendication 9, dans laquelle le point proximal (512c, 712c) est situé sensiblement sur la diagonale reliant ledit coin au coin opposé (524, 724) dudit au moins un premier élément conducteur (1 1 1 , 21 1 , 51 1 , 702, 703).
1 1 . Antenne planaire selon l'une quelconque des revendications 8 à 10, dans laquelle ladite au moins une ligne de transmission (1 17, 217, 505) croise chaque ouverture avec un angle compris entre 30° et 150° avec la direction dans laquelle s'étend l'ouverture.
12. Antenne planaire selon l'une des revendications 8 à 1 1 , dans laquelle les ouvertures (513a, 712a, 713a ; 513b, 712b, 713b) sont rapprochées pour ne former qu'une seule fente (512, 712, 713) dans l'alignement d'un coin (522, 722) dudit au moins un premier élément conducteur, et ladite au moins une ligne de transmission (505) est disposée en regard de cette fente de manière à produire un couplage électromagnétique, à travers la première ouverture (513a, 712a, 713a) et à travers la deuxième ouverture (513b, 712b, 713b), avec lesdits au moins un premier et un deuxième éléments conducteurs (21 1 , 51 1 , 702, 703 ; 213).
13. Antenne planaire selon la revendication 12, dans laquelle ladite seule fente forme un « L >> (512, 712, 713) et la ligne de transmission (505) est disposée en regard du coin dudit « L >> pour former, dans le plan desdits au moins éléments conducteurs (21 1 , 51 1 , 702, 703 ; 213), un angle compris entre 30° et 60° avec chacun des deux axes du « L », avantageusement formant un angle de 45° avec ces axes.
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