JP2014502467A - 拡張された帯域幅を有する平面アンテナ - Google Patents

Abstract

本発明は、拡張された帯域幅を有する平面アンテナ（２０１）に関する。当該平面アンテナは、接地面（２１５）の上方に離れて配置された少なくとも１つの第１の導電素子（２１１）と、直交する２つの異なる伝搬モードを励起すべく構成された、前記少なくとも第１の導電素子を励起する手段とを含み、前記少なくとも第１の導電素子（２１１）が、２ＧＨｚに対して１０より大きい比透磁率を有する異方性材料の少なくとも１つの薄層を含む基板により実現される。本発明は、特に移動通信端末に適用される。

Description

本発明は拡張された帯域幅を有する平面アンテナに関する。これは特に移動通信端末に適用される。

本発明は、例えば、拡張された帯域幅を有するマイクロ波平面アンテナに適用される。

多くの機器、特に携帯電話は、柔軟で一体化が容易な構造のために、平面マイクロストリップ技術を採用したアンテナを使用している。

しかし、当該アンテナは、これらの機器に組み込むために、広帯域幅、大ゲイン、小寸法を有し、低コストである等、特定の基準を満たさなければならない。これらの基準は往々にして、特に帯域幅、高効率（大ゲイン）、および小寸法に関して同時に満たすことができない。特に、高効率を得るには、当該アンテナの帯域幅は一般に狭く、５％程度である。

アンテナの寸法を犠牲にして帯域幅を広げるための、アンテナの形状変更に基づくいくつかの技術が提案されている。他の技術は、損失性誘電基板の使用、放射素子へのスロットの挿入、近傍コンテキストの使用、および高インピーダンス面を有する材料の使用に依存する。

そのようなアンテナの例が、Ｊ． Ａｎｇｕｅｒａ他により２００４年に発表された論文「Ｓｔａｃｋｅｄ Ｈ−ｓｈａｐｅｄ ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ ｐａｔｃｈ ａｎｔｅｎｎａ」（Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ、９８３〜９９３頁）に記載されている。

上記論文には、接地面の上方に配置されていて同軸プローブにより基本モードで励起状される第１の放射素子、および第１の要素の上方に配置されていて、第１の放射素子内に電流が生じて第２の要素を励起させるように第１の放射素子により容量性結合により励起された第２の放射素子を含むパッチアンテナが記載されている。金属パッドは、導電層を互いに電気的に絶縁すべく誘電体として機能する空気の層により互いに分離された各種の層間の接続を可能にする。

上記論文において、２つの放射素子の大きさは同一ではなく、第２の放射素子は第１の放射素子より大きい。その結果、２つの異なる周波数帯域が生じる。

そのようなアンテナの帯域幅は従来の構造よりも広いが、アンテナの大きさが嵩張ることが短所である。このことから、この種のアンテナは、通信機器への一体化というニーズを満たすにはアンテナの厚さが比較的大きくなるため、一体化が極めて困難になる。

本発明の目的の一つは、従来技術の公知のアンテナに比べて帯域幅が広く同時に寸法が小さいアンテナを提案することにより、従来技術のアンテナの短所の全てまたはいくつかを軽減することである。

本発明の目的の一つは、効率の良い、換言すれば放射の効果が向上したアンテナを提案することである。

本発明の別の目的は、平坦化技術による薄層で作られ、同様にアンテナの配列または任意の通信システムに一体化可能なように寸法を小さくできるアンテナを提案することである。

本発明の別の目的は、デュアルモードアンテナ、換言すれば、簡単な給電／励起装置により得られる２つの近い共振周波数でアンテナ内を伝搬する電磁場の２つの偏波モードを有するアンテナを提案することである。

本発明の別の目的は、２つの互いに直交する偏波モードを有し、結果的に生じる電磁場の向きが周波数に応じて変化するアンテナを提案することである。

本発明の別の目的は、マイクロ波装置と正確に整合する入力インピーダンスを有するアンテナを提案することである。

本発明の別の目的は、大量生産に向いた低コスト且つ製造が簡単なアンテナを提案することである。

この目的のため、本発明の主題は、電磁波の発信または受信に適した平面アンテナであり、当該アンテナは、接地面の上方に離れて配置された少なくとも１つの第１の導電素子と、直交する２つの異なる伝搬モード（特に２つの共振モード）を励起すべく構成された、前記少なくとも第１の導電素子を励起する手段とを含み、前記少なくとも第１の導電素子が、２ＧＨｚに対して１０より大きい比透磁率を有する異方性材料の少なくとも１つの薄層を含む基板により実現されることを特徴とする。

本発明によるアンテナの一実施形態によれば、少なくとも１つのスロットが接地面に形成され、少なくとも１本の伝送線により前記少なくとも１つの第１の導電素子への電磁結合による給電を可能にし、前記少なくとも１つのスロットが、当該伝送線の方向と３０°〜６０°の範囲の第１の角度をなす方向に延在する第１の開口部により、および第１の開口部の方向と−３０°〜＋３０°の範囲の別の角度をなす方向に延在する第２の開口部により実現されることを特徴とする。

本発明によるアンテナの利点は、薄層異方性材料の存在および／または導電または放射素子のエッジおよびそれらの相互配置に関する開口部の配置により、アンテナの電磁場が、２つの別々だが近接して互いに直交する伝搬モードに従い強制的に伝搬されることにより、当該アンテナが公知のアンテナの帯域幅よりも広い帯域を１つだけ有し、アンテナの構造および寸法が複雑にならない、という事実にある。デュアルモードアンテナはこのように作成される。

当該平面アンテナの実施形態は、以下の特徴の１つ以上を含み得る。すなわち、
− 各開口部は、前記少なくとも１つの第１の導電素子の隅に近接して、前記隅から、電磁波長のほぼ３分の１に等しく、有利には波長のほぼ４分の１に等しい最大距離に配置された点を含む、
− 当該近位点は実質的に、前記隅と前記少なくとも１つの第１の導電素子の反対側の隅を結ぶ対角線上に配置されている、
− 前記少なくとも１本の伝送線が各開口部と、当該開口部が延在する方向に、３０°〜１５０°の範囲の角度で交差する、
− 前記少なくとも１つの第１の導電素子は、２つの直交方向（Ｘ、Ｙ）で異なる寸法を有している、
− 前記少なくとも第１の導電素子は、２ＧＨｚに対して１０より大きい比透磁率を有する異方性材料の少なくとも１つの薄層を含む基板により実現される、
− 基板は更に、２ＧＨｚに対して１０より大きい比透磁率を有する誘電性材料の少なくとも１つの薄層を含み得る、
− 基板は、異方性材料で作られた少なくとも１つの薄層と誘電性材料で作られた少なくとも１つの薄層が交互に重なり合った積層を含むことができ、薄層の厚さはλ／５００〜λ／３００の範囲にある、
− 前記少なくとも第１の導電素子は、２つの直交方向Ｘ、Ｙにおいて等しい、有利には電磁波長の半分に等しい寸法を有している、
−アンテナは、前記少なくとも第１の導電素子の上方に、中間層により離されて配置された少なくとも１つの第２の導電素子を含み得る、
− 前記少なくとも１つの第１の導電素子および前記少なくとも１つの第２の導電素子は同一寸法を有している、
− 開口部が一体化されて１つのスロットだけを形成し、前記少なくとも１本の伝送線は当該スロットに対向して配置されることにより、第１の開口部を介して、且つ第２の開口部を介して前記少なくとも１つの第１および１つの第２の導電素子との電磁結合が生じる、
− 前記単一スロットは「Ｌ」字形をなしており、伝送線は前記「Ｌ」字の隅に対向して配置されることにより、前記少なくとも導電素子の平面内で、「Ｌ」字の２軸の各々と３０°〜６０°の範囲の角度、有利には４５°の角度をなす。

これらの実施形態は、更に以下の利点をもたらす。すなわち、
− 発信または受信された電磁波長の３分の１、または実際には４分の１の距離に配置された２つの開口部を用いるか、または導電または放射素子のうち１つの隅に整列配置された「Ｌ」字形スロットを用いることにより、アンテナの電磁場の２つの伝搬モードを励起することが可能になる、
− 導電素子のうち１つに対し、比透磁率および特に２ＧＨｚに対して１０より大きい比誘電率が調整可能な多重交代異方性磁気誘電複合基板を用いることにより、平面アンテナの帯域幅を増大させると同時に、その小型化を図ることが可能になる、
− 導電素子のうち１つの隅に整列配置された「Ｌ」字形スロットを用いることにより、製造が簡単な給電／励起装置が構成され、所望の種類の偏波を維持するために、アンテナの電磁場の直交する２つの伝搬モードを励起させるには１つの入口だけを有していればよいことが可能になる、
− 放射または導電素子を接地面から電気的に絶縁することにより、垂直パッドがこれらの素子を接地面に接触させることが回避できるようになるため、平面アンテナの製造が簡単になると共に、アンテナの小型化にも寄与する、
− 電磁場の偏波を、周波数に応じて、０°〜９０°の範囲で変動し得る角度だけ回転させる。

他の特徴は、添付図面と合わせて、例示的に与えられる以下の非限定的な詳細説明を精査すれば明らかになろう。

本発明によるアンテナの第１の実施形態の透視図である。 本発明によるアンテナの第２の実施形態の透視図である。 本発明によるアンテナの第２の実施形態の断面図である。 アンテナの単一の方向に従う共振条件を変更するためのアンテナの導電素子の１つの形成に用いる異方性材料の複素透磁率の変化を周波数の関数として表す曲線である。 本発明によるアンテナの給電モードの例の簡略化された模式図である。 それぞれ、本発明によるアンテナの入力インピーダンスの実部および虚部である。 ３種類の異なるアンテナを表す簡略図であり、図７ａに示す第１の種類は従来技術で公知である。 図７ａ〜ｃに示すアンテナの種類について、反射係数を周波数の関数として表す曲線である。 図７ｃのアンテナの放射の有効性を周波数の関数として表す曲線である。 本発明によるアンテナ内を伝搬する電磁場の３つの各種切断面、および分布を表す図である。 電磁場の成分の軸率の変化を周波数の関数として示す。 切断面と電磁場の方向がなす角度αの変化を周波数の関数として示す。 アンテナの形状および当該アンテナのエッジに対するスロット（または開口部）の位置に応じた、本発明のアンテナの簡略化された模式図による例を示す。

表現の都合上、各図は、特に開口部の大きさだけでなく厚さに関しても原寸比率ではない。

本明細書の説明において、各図は、２つの直交する水平方向ＸとＹ、および垂直方向Ｙを含むＸＹＺ基準フレーム関して配置されており、「上」／「下」、「上方」／「下方」、「直上」／「直下」という用語は方向Ｚに関して定義されている。

以下の説明において．当業者に公知の特徴および機能については詳細に記述しない。

図１に、本発明によるアンテナの第１の実施形態を透視図で表す。

本発明のアンテナ１０１は、波長λ_Ｔに対応する動作周波数ｆ_Ｔで電磁波の発信および／または受信が可能なマイクロストリップ平面アンテナである。典型的には、周波数ｆ_Ｔは１００ＭＨｚ〜１００ＧＨｚの間、好適には１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの範囲にある。

平面アンテナ１０１は好適にはマイクロストリップ技術によるものであり、基本的に平面ＸＹ上方の半空間内で電磁波を発信する。ここで、発信／受信の主方向は平面ＸＹに垂直でＺ方向に一致する。

ここで、アンテナ１０１は、Ｚ方向において、基本的に水平面内に延在する各種の層の積層を含んでいる。

積層は、接地面１１５の上方に配置された第１の導電または放射素子１１１、または接地機能を有する基板を含んでいる。ここで述べる特定の場合において、第１の導電素子は、水平プレートの形状、好適には略矩形または略正方形であるが、後述のように更に別の幾何的形状を有し得る。

本実施形態において、第１の導電素子１１１は、電磁放射に露出した水平前面を有している。

第１の導電素子１１１と接地面１１５を電気的に絶縁するために、これら両者は、例えば厚さが５００〜７００ｍ程度である層に対応する高さｈの誘電層または基板１１６により分離されている。

本例において、基板１１６は、比誘電率が３．５５に等しく厚さが０．８ｍｍに等しい、ブランドＲＯＧＥＲＳ４００３として市販されているＲＯＧＥＲＳ型の誘電薄層とすることができる。接地面１１５は、銅製とすることができ、厚さが数マイクロメートル、例えば９μｍから数ｍｍの範囲とすることができる。

マイクロストリップ伝送線は、接地面１１５に設けられたスロット１２０を介して第１の導電または放射素子１１１に給電すべく接地面１１５の下に配置されている。

ここで、伝送線は、ＲＯＧＥＲＳ４００３型の基板に印刷されたマイクロストリップ線とすることができ、特性インピーダンスは５０オームに等しい。この線の寸法は、基板の厚さと誘電率に基づいて画定することができ、例えば幅が１．２ｍｍ、長さが６ｃｍとすることができる。

接地面１１５と伝送線１１７の間に、伝送線を当該平面の下に維持して後者から電気的に絶縁すべく、図示しない基板形成層を設けることも考えることができる。

接地面１１５は、放射素子１１１から伝送線１１７を絶縁してアンテナの放射パターンに対する寄生放射の干渉を制限するため、偏波が純粋になる。

公知の方法により、伝送線、電気パラメータ、およびアンテナを構成する様々な層の寸法およびスロットの大きさを用いてアンテナを最適化する。

本発明によれば、導電素子に対するスロット１２０の位置および形状は、後述のように、アンテナの性能、特にその帯域幅に影響を及ぼす。

本発明の第１の実施形態によれば、第１の導電または放射素子１１１は、透磁率および誘電率が共に調整可能な薄層異方性磁気誘電複合基板により実現される。

例えば欧州特許出願公開第２２０００５１号明細書開示された材料を本発明の枠組みの範囲内で用いて導線素子１１１の共振条件を変更することができる。

より具体的には、第１の導電素子は、関心対象である周波数帯、例えば２ＧＨｚの周波数に対して１０より大きい比透磁率を有する強磁性材料の少なくとも１個の層により実現され、当該層の厚さは当該強磁性材料の外皮厚より厳密に薄い。この厚さは、２５〜８０ｎｍ程度とすることができる。

当該強磁性材料層と接地面１１５の間に、当該層を接地面から電気的に絶縁すべく誘電層を設けることも考えることができる。

複合基板を、磁気および導電、誘電薄層の積層により実現することも可能である。当該積層は、層１１１により形成された導電層の共振条件を変更可能にする。

これらの層の磁気材料は、単独で用いることも反強磁性材料と組み合せた強磁性材料とすることもできる。

例えば、当該複合材料は、複数の細長い強磁性副層の第２の積層に自身が重ね合わされた絶縁細長副層に重ね合わされた複数の細長い強磁性副層の第１の積層を含んでいる。

細長い強磁性副層の積層は、例えば、第１の強磁性副層と誘電副層との界面を保証する第１の中間副層、強磁性副層、反強磁性副層、第２の強磁性副層、および第２の中間副層で構成され得る。

第１の中間副層は例えば、ルテニウム（Ｒｕ）、タンタル（Ｔａ）、またはプラチナ（Ｐｔ）で作られている。その厚さは１０ｎｍ未満とすることができる。

第１の強磁性副層の厚さは、強磁性材料の外皮厚の厚さより薄い、好適には当該外皮厚の半分または３分の１未満である。ここで、その厚さは１００ｎｍ未満、好適には５０または２５ｎｍ未満である。強磁性副層の厚さをそのように選択することにより、材料の磁気損失が抑制される。

典型的に、当該副層は、鉄および／またはコバルトおよび／またはニッケル合金で作られている。特に、ＦｅＣｏ鉄コバルト合金またはＦｅＣｏＢ合金であってよい。ここではＦｅ_６５Ｃｏ_３５合金である。

反強磁性副層は例えば、マンガン合金、特にマンガンおよびニッケル合金で作られている。例えば、ここでは、ニッケルマグネシウム合金Ｎｉ_５０Ｍｎ_５０である。反強磁性層の存在により、材料が自動偏波され、従って人工的な外部磁場の存在を必要としないように交換結合の生起が可能になる。

典型的に、当該副層の厚さは、１００ｎｍ未満、例えば５０ｎｍ未満である。

第２の強磁性副層は、例えば第１の強磁性副層と同一である。同様に、第２の中間副層は、例えば第１の副層と同一である。

絶縁副層は、例えば２または３ＧＨｚにおいて、比誘電率が１０より大きく、好適には関心対象の周波数帯において１００より大きい誘電性材料で作られている。当該副層は典型的には、ストロンチウム（Ｓｒ）およびチタン（Ｔｉ）の酸化物を用いて作られている。例えば、チタン酸ストロンチウム（ＳｒＴｉＯ_３）である。誘電副層の厚さは、１０μｍ未満または１μｍ未満である。一般に強磁性副層および反強磁性副層よりも厚い。

第２の積層は、例えば第１の積層と同一であるため、より詳細には記述しない。

本実施形態の変型例によれば、導電素子１１１および当該素子を接地面から分離する誘電層を、高透磁率の異方性磁気材料で作られた薄層と、高誘電率誘電性材料で作られた薄層を交互に重ねたもので代替することができる。

薄層の典型的な厚さはλ／３００〜λ／１００の範囲にあるのが有利であり、λはアンテナにより発信または受信された波長で、例えば数１０〜数１００ナノメートルである。

互い違いの積層の数は約１〜１０の間で変動し得る。

図２、３に示す第２の実施形態によれば、アンテナ２０１は、中間層２１２により分離された２つの導電素子２１１、２１３の積層、および当該積層を接地面２１５から分離する誘電層２１４を含んでいる。当該導電素子は、より効果的な放射に寄与する。

積層最上部の導電素子２１３は、例えば金を含み、電磁放射にさらされる水平前面を有している。その厚さは例えば２μｍである。

中間層２１２は二酸化ケイ素で作られ、その役割は２つの導電素子間の電気絶縁である。その厚さは本例では１μｍに等しいが、第１の導電素子２１１と第２の導電素子２１３の間隔は、所望のレベルのインピーダンス整合に応じてより大きくすることができる。

誘電層２１４は、基板、例えばガラスを含み得る。

導電素子２１１は第１の実施形態の導電素子と同一である。当該導電素子は、高導電率の導電材料で作られることも、または更に後述するように、透磁率と誘電率が共に調整可能な薄層異方性磁気誘電複合基板により実現することもできる。

この第２の実施形態の積層は、本例では、長さＬが３５ｍｍに等しく、幅Ｗも同じで高さＨが５００μｍに等しく、基板層２１６（本例では厚さが０．８ｍｍに等しい上述のＲＯＧＥＲＳ４００３型の基板）の上に接地面を形成する金属層２１５に配置された直角平行六面体を形成する。

更に後述するように、これらの寸法により、基本モードＴＭ_１００の場合のアンテナの共振周波数は２．１ＧＨｚである。

第１の実施形態と同様に、接地面２１５に設けられたスロット２２０を介してアンテナに給電すべくマイクロストリップ伝送線２１７（図３）が基板層２１６（図３）の下に配置されている。

ＳＭＡコネクタを用いて伝送線２１７の終端を介してアンテナに給電することができる。

導電または放射素子は例えば、導電率が１００Ｓ／ｍより大きい、好適には１０００Ｓ／ｍまたは１ＭＳ／ｍより大きい導電材料で作られている。ここで、共振素子１４の導電率は５ＭＳ／ｍ以上である。

拡張された帯域幅を有するアンテナを設計するために、２つの導電素子は金属製であり、自身のＸおよびＹ方向への寸法は等しくない。従って アンテナは、自身の寸法に非対称性を有すると言われる。

しかし、当該アンテナの寸法は（正方形のアンテナの場合）同一にすることもでき、金属製材料から導電素子２１３を、および異方性複合基板から導電元素２１１を製造することにより拡張された帯域幅を有することができる。

図４に、異方性磁気複合材料の複素透磁率をアンテナに給電する信号の周波数の関数として曲線で示す。第１の曲線４０１はアンテナの平面内の第１の軸に沿った透磁率の周波数の関数としての変化を表し、第２の曲線４０２は曲線４０１の第１の軸に垂直な軸に沿った材料の透磁率の周波数の関数としての変化を表し、２軸共に導電層の平面内にある。

薄層をなす材料の異方性が、上述の２軸に沿って異なる無線電気的特性が存在することで露わになることは明らかであり、第１の軸に沿った比透磁率が周波数２ＧＨｚで２００程度である一方、第２の軸に沿った比透磁率は１に近い。

従って、アンテナの導電層の一方を構成するのにそのような材料を用いることにより、同一の物理的長さを有する（２つの層が各々ＸおよびＹ方向に沿って等しい寸法を有する）が、帯域幅を広げるべく電気的長さが異なる、２つの重なり合った正方形の導電層（層２１１および層２１３。図２を参照するに、層２１１が接地面に最も近い導電素子２１１であり、層２１３が電磁波を受信する導電素子２１３である）を得ることが可能になる。電磁放射側にある導電または放射素子２１３が、導電素子２１１とは異なる寸法を有していてよいことに注意されたい。

更に上記から、異方性複合材料は、アンテナが小型であって一体性が高いというニーズを満たすといえる。

図５ａ、５ｂに、本発明によるアンテナの２つの給電モードを下側から見た様子を簡略化して模式的に示す。

これらの図を見易くするために、導電素子１１１または２１１だけを示す。

図５ａ、５ｂによれば、アンテナ５００は、４つのエッジを有するパッチの形式で導電素子５１１を含んでいるが、同図には当該エッジの１つだけを示す。

図５ａにおいて、結合による第１の給電モードを示す。

細長矩形の形状を有する第１の開口部５１２ａおよび第２の開口部５１２ｂが接地面５５１に設けられている。

第１の開口部５１２ａは、導電素子５１１の１つのエッジ５２０と３０°〜６０°の範囲の角度をなす方向に延在している。有利には、前記開口部５１２ａは、当該エッジと４５°の角度をなす。

第２の開口部５１２ｂは、第１の開口部の５１２ａの方向と−３０°〜＋３０の範囲の角度をなす方向に延在している。

好適には、２つの開口部は各々、導電素子５１１の隅５２２から電磁波長の３分の１または実際には４分の１に等しい最大距離に配置されている。これらは両方とも同一の隅の近傍にあることも、各々異なる隅の近傍にあることもできる。

２つの開口部５１２ａおよび５１２ｂは実質的に、導電素子２つの反対側の隅を結ぶ対角線上に配置されている。これらは同一対角線上にあり得、同一の隅の近傍にあることも、各々が互いに反対側の近傍にあることもできる。これらはまた、２つの異なる反対側の隅を結ぶ２本の異なる対角線上に、且つ放射または導電素子５１１の同一のエッジ５２０の近傍に配置することも、各々が導電素子５１１の２つの反対側のエッジの近傍でこれら２本の対角線上に配置することもできる。

２つの開口部はまた、導電素子５１１の隅５２２の近傍で交差して中点５１２ｃを形成することができる。

このように、アンテナ内で伝播される電磁場の２つの伝搬モードが強制される。

これら２つの開口部の配置は、接地面に設けられたこれらの開口部が導電素子の中心に向かって、またはアンテナにより発信または受信された電磁波長の半分に等しい距離に配置されている従来技術による開口部の配置とは反対であるため、単一の伝搬モードの、または２つの統合された伝搬モードが存在する場合はそれらの励起を生じさせる。

マイクロストリップ型の伝送線５０５が、導電素子５１１に給電すべく接地面５５１の下側に斜めに配置されている。当該線は、開口部が延在する方向と３０°〜１５０°の角度で各開口部と交差し、角度が９０°より大きく広がっているほど、より長い開口部が選択される。この長さは、放射素子の幅の６分の１〜２分の１の範囲とすることができる。

図５ｂに、第２の好適な給電の態様を示す。

２つの開口部は一体化されて、接地面５５１に形成されてパッチ５０１の隅５２２の近傍に配置される「Ｌ」字形スロット５０３を形成する。

伝送線５０５は、結合によりアンテナを励起して、直交する２つの別々の伝搬モードを生起させるように、パッチの下側に「Ｌ」字の各分岐５１３ａ，５１３ｂと約４５°の角度で斜めに配置されている。

伝送線５０５は、アンテナのインピーダンス整合を保証すべく、「Ｌ」字の角度のレベルでスロット５０３と交差して、無視できない長さにわたり張り出す。典型的に、この張し出しの長さはλ／２０より大きくすることができる。

伝送線５０５は、２つのモードの各々が充分に給電されるように、２つの分岐５１３ａ、５１３ｂの一方となす角度が４５°とは異なるが好適には３０°〜６０°の範囲で、スロット５０３と交差することができる。

従って、伝送線が、アンテナの平面に垂直且つ「Ｌ」字の外角と「Ｌ」字の内角の中点５１４を通る軸の回りをピボット回転した場合、各々の分岐５１３ａ、５１３ｂの長さは同時に４５°と異なる角度により生じたアンバランスを補償すべく適合されていなければならない。例えば、分岐５１３ａ、５１３ｂの一方と伝送線５０５がなす角度が減少した場合、当該分岐に起因する伝搬モードを向上させるべく当該分岐の長さを増大すべきである。

この第２の給電モードの利点は、伝送線５０５に導電素子５１１を励起させるために１つの励起入口しか必要でないという事実にある。これにより、給電／励起装置の製造が簡単になる。

本発明とは対照的に、互いに異なる２つのモードを励起するために、従来技術のアンテナは２つの励起ポートのいずれかを必要とし、各々のポートにより別々の伝送線が導電素子を励起させることができる。公知のアンテナは１本の伝送線だけを有していればよいこともあるが、この場合、２つのモードおよびより大きい給電回路を有するために２つの励起入口が必要である。

本発明によるアンテナの更に別の実施形態によれば、給電は同軸プローブとの接触により実行される。アンテナは、接地面上の基板の表面に配置された放射素子を含むことができる。同軸プローブの中核は好適には、アンテナの放射素子の第１の対称軸（但しその中心ではなく）に接続されている一方、第２の同軸プローブの中核は、２つの異なる直交モードを励起すべくアンテナの放射素子の第２の対称軸（但しその中心ではない）に接続されている。

本発明によるアンテナの給電の更に別のモードによれば、放射素子はマイクロストリップ線との接触により直接給電される。

本発明によるアンテナの給電の更に別のモードによれば、後者は、プローブ、マイクロストリップ線、または共振スロットの使用を含む異なる給電の手段の組合せを用いて給電される。

図６ａ、６ｂは各々、本発明によるアンテナの入力インピーダンスの実部のおよび虚部の周波数に応じた挙動を示す。

本発明のアンテナの高共振周波数を表す周波数２．１ＧＨｚの第１の共振６１１、および当該アンテナの低共振周波数を表す周波数２．０４ＧＨｚの第２の共振６１２が入力インピーダンスの実部を示す曲線６０１に見られる。

これら２つの低および高共振周波数は、いくつかのパラメータ、例えば導電素子の寸法、放射素子内を伝搬する電磁場の伝搬の２つの互いに直交して異なる基本モードを励起可能にするスロットの形状と位置により得られる。

本発明のアンテナの最適な動作は、これら全てのパラメータ間の最適な妥協から得られる。

スロットが矩形で放射素子の中央に向かって配置されている場合、単一のモードが励起されるか、またはいくつかの異なるモードが存在できるが一体化される。換言すれば、これら各種のモードの励起は制御されない。

図５ａ、５ｂに関して述べたような、自身の導電素子要素への給電モードを有するアンテナを設計する本発明の発想により、所望の伝搬モードを制御することが可能になる。

更に、導電素子の構成の寸法および組成により、２つの伝搬モードは、後述するように、動作周波数の１つの帯域だけを形成すべく互いに適切に配置された２つの異なる共振周波数を生成する。

図７ａ、７ｂおよび７ｃは、３種類の異なる平面アンテナを図示する。図７ｂおよび７ｃは本発明によるアンテナの簡略図を表す。Ｗ、Ｈ、Ｌ、Ｍｓは、導電素子の幅、長さ、高さであり、Ｍｓは電磁場の伝搬軸の一つである。

図７ａに示す従来技術から公知の第１の種類のアンテナは、正方形の導電素子７０１および実質的に当該素子の中心に向かって配置されて接地面に設けられた矩形のスロット７１１を含んでいる。

スロットは、アンテナが使用する中心波長の約４分の１に等しい長さ、および当該波長の約１０分の１に等しい幅を有している。アンテナに給電する伝送線は、アンテナの放射素子を励起すべくスロット７１１を切断する。直交する２つの伝搬モードが存在する場合、帯域幅が僅か約１％に等しくなるように一体化される（図８参照）。

図７ｂに示す本発明による第２の種類のアンテナの場合、導電素子は矩形をなし、スロットは放射素子７０２の隅７２２の近傍に配置された「Ｌ」字形スロット７１２である。

「Ｌ」字形スロット７１２は、放射素子の長さに平行な「Ｌ」字の第１の分岐７１２ａ、および第１の分岐７１２ａに垂直な「Ｌ」字７１２ｂの第２の分岐７１２ｂを含んでいる。

「Ｌ」字の隅７１２ｃは放射素子の隅７２２の近傍で、実質的に当該隅７２２と放射素子の対反対側の隅７２４を結ぶ対角線上に配置されている。

更に、第１の分岐７１２ａは、放射素子の２つの隣接する辺の長さの比Ｌ／Ｗにほぼ等しい比に従い、第２の分岐７１２ｂよりも長い。換言すれば、放射素子の分岐に垂直なアンテナの辺が長いほど、当該分岐の長さがより長く選択される。

本例では、アンテナ７０２は自身の導電層の１つに異方性材料を一切含んでいない。放射素子の寸法が非対称であることと、「Ｌ」字形スロット２つの分岐の寸法が等しくないこととが相まって、図８に示すように、周波数が近い直交する２つの別々の伝搬モードを生成し、従ってアンテナの−６ｄＢの帯域幅を広げることが可能になり、当該アンテナの−６ｄＢの帯域幅は約２．６％に等しい。

アンテナの隅７２２に近接する「Ｌ」字形スロットの点（本例では「Ｌ」字の外側の隅７１２ｃ）を放射素子７０２の中心の近くに移動させることができるが、２つの直交モードの周波数が一体化するまで互いに接近して２つのモードの周波数分離の有利な効果が失われないように、当該素子の前記隅から電磁波長の３分の１を超える距離までは遠ざからないことに注意されたい。

有利には、以下ではスロットの「中心点」と呼ぶ「Ｌ」字の外角と「Ｌ」字の内角との中点は、放射素子の２つの反対側の隅を結ぶ対角線上で電磁波長の４分の１にほぼ等しい距離に配置されている。

図７ｃに示す本発明による第３の種類のアンテナは、導電素子７０３の隅の近傍に配置された「Ｌ」字形スロット７１３を含む正方形の放射素子７０３を含んでいる。当該素子７０３の辺は電磁波長の約半分に等しい。

当該導電素子７０３は、異方性複合材料、例えば図１〜３に関して述べた材料の基板として実現されているため、放射素子の物理的な長さではなく、当該素子の平面内の方向における当該素子の電気的長さを変更することが可能になる。

電気的長さという用語は、物理的な長さを材料の有効透磁率と有効誘電率の積の二乗根で除算したものと理解されたい。

有効透磁率（または誘電率）は、特定の透磁率（または誘電率）との比が比透磁率（または誘電率）を与える量である。

換言すれば、図７ｂのように導電素子の物理的な長さを変更するのではなく、放射素子の１つに含まれる材料の有効透磁率がアンテナの平面内の各軸上で別々調整される。

材料の異方性特性を利用することにより、正方形および同様の寸法の導電素子の各々が異なる共振周波数をもたらし、アンテナの帯域幅が広がるように２つの周波数が互いに充分近づけられる。

従って、Ｌ字形スロットの分岐７１３ａ、７１３ｂの寸法、すなわちその垂直成分７１３ｂおよび水平成分７１３ａは、Ｌ字の分岐に対応する各方向への当該材料の透磁率の関数として、更に、導電素子の寸法、すなわちそれらの幅および長さの関数として選択される。

同様に、スロットの各要素７１３ａ、７１３ｂの寸法もまた、図５ａ、５ｂに関して上で述べたように、アンテナに向けて励起信号を導電させる伝送線の位置に依存する。

当該アンテナの−６ｄＢ帯域幅は約４．３％に等しい。

帯域幅の幅が、アンテナの２つの導電層２１１、２１３（図２参照）の（すなわち２つの放射素子の）間隔の調整、スロットまたはスロット群の寸法の選択、および異方性材料の透磁率の選択を介して調整可能であることに注意されたい。

第２および第３分の種類のアンテナの利点は、放射素子を励起するために各々１つの入口しか必要としないためアンテナの回路への一体化が容易になる点である。実際、追加的な回路なしに１本の伝送線が必要とされる。

これらのアンテナの別の利点は、電磁場の直交する２つの伝搬モードを励起するために単一の給電入口を用いることにより、２つの伝搬モードの間に位相シフトが生じない限り、直線的偏波を維持することが可能になる点である。

図１１ａ、１１ｂに更に示すこれらのアンテナの別の利点は、アンテナ内を伝搬する電磁場の偏波が、信号の周波数に応じて変化する点である。

第３の種類のアンテナの利点は、放射素子の電気的長さの変更に成功するためにその寸法を増大させる必要がもはやないため（図７ｂ参照）、材料の透磁率による２つの導電層の一方の電気的長さの減少がアンテナの小型化に寄与する点である。

更に、渦電流を除去するために２つの導電層間に薄い絶縁しか必要としないため、厚さが極めて薄い、従って寸法が小さいアンテナを得ることが可能になる。

その結果、目標とするアプリケーションに狭い帯域で充分な場合、アンテナの帯域幅を広げることを有利に用いてアンテナの物理的な長さを減らすことができる。

図８は、図７ａ、７ｂ、７ｃに示すアンテナの種類について、反射係数を周波数の関数として各種の曲線で表す。

第１の曲線８０１は、図７ａに示す第１の種類のアンテナのＳ１１と表記する反射係数の絶対値の変化を周波数の関数として表す。２つの伝搬モードが一体化された時点から単一の負のスパイク８１１が出現しており、伝搬条件はアンテナの２軸で同一である。

第２の曲線８０２は、図７ｂに示す第２の種類のアンテナの反射係数の絶対値の変化を周波数の関数として表す。当該第２の曲線８０２には２つの負のスパイク８２１、８２２が出現することに注意されたい。

第２のスパイク８２２とは分離された第１のスパイク８２１の出現は、アンテナの寸法の１つが長くなったことによるものである。これらのスパイク８２１、８２２の各々は電磁波の伝搬モードに対応する。従って直交する２つの伝搬モードが、図７ｂのアンテナの異なる物理的な寸法を考慮して、周波数において分離されている。

これら２つの別々の直交モードの出現により、−６ｄＢ帯域幅は、図７ａの第１のアンテナの場合よりも顕著に広い。

アンテナのパラメータ、例えばスロットの寸法、アンテナの寸法、２つの導電層間の間隔が、２つのモードの周波数が離れ過ぎないように選択されていることが必要であり、さもなければ帯域幅は２つのスパイク８２１、８２２に対応する２つの別々の部分に分割される。

第３の曲線８０３は、図７ｃに示す第３の種類のアンテナの反射係数の絶対値の変化を周波数の関数として表す。第２の曲線８０２と同様に、当該第３の曲線８０３に２つの負のスパイク８３１、８３２が出現することに注意されたい。

第２のスパイク８３２とは分離された第１のスパイク８３１の出現は、アンテナの方向における共振条件を変更する異方性磁気材料の使用に起因する。

当該異方性材料を用いることにより、直交する２つの伝搬モードは従って、周波数において分離されている。これら２つの別々の直交モードの出現により、当該第３のアンテナの−６ｄＢの帯域幅は依然として図７ｂの第２のアンテナ７０２の場合よりも広い。

しかし、この特定の場合において、導電素子に関する励起の位置（スロット、伝送線）により、スパイク８１１の値に関するスパイク８２２、８３２の値の減少が見られる。

２本の曲線８０２、８０３は、２ＧＨｚに近く、−６ｄＢである周波数周辺で平坦域を示す。当該平坦域は、導電または放射素子の組成および寸法、スロットおよび伝送線の相互配置並びに各々の幾何学的形状、および放射素子の１つの隅に対するスロットの配置等のパラメータを変化させることにより、−６ｄＢより低い値、例えば−１０ｄＢ（特定の通信標準の帯域幅の値に対応する）まで下げることができる。

本発明によるアンテナの性能を評価するために、図９に、図７ｃのアンテナの放射の効果を当該アンテナの励起信号の周波数の関数として表す曲線９０１を示す。図９のアンテナが、周波数に応じて強い不均衡を示すことが明らかである。異方性材料の導電率は、当該材料から作られた導電素子の品質に応じて異なる有効性が得られるため、アンテナの性能において重要な役割を果たす。

この有効性が、異方性材料により起動されないモードに対応する高共振周波数において極めて良いことに注意されたい。これはしかし、低共振周波数に向かうにつれて顕著でなくなる。これは、電磁場の時間経過に伴う変動より導電層で生じる渦電流に起因する材料の抵抗損失によるものである。

上で言明したように、本発明の、より具体的には伝送線用に単一の励起入口を備えた第２の実施形態によるアンテナの利点の一つは、本発明によるアンテナ内を伝搬する電磁場の偏波が、周波数の関数としての変化すると共に、０°〜９０°の範囲の角度に応じて変動するという事実にある。

従来技術において、２つの励起入口は、電磁場の２つの異なる偏波をもたらす。本発明により、すなわち偏波の励起入口および２つの直交モードを有することにより、回動偏波が得られることがわかる。

この現象を理解するために、図１０〜１２を説明する。

図１０ａ、１０ｂに、本発明のアンテナの３つの各種切断面、および当該アンテナ内を伝搬する電磁場の分布の簡略図を示す。

平面Ｐ１、Ｐ２およびＰ３は、偏波の変動を周波数の関数として強調する基準として定義される。平面Ｐ１がＸ方向の平面に一致し、平面Ｐ３がＹ方向の平面に一致し、平面Ｐ２はこれら２平面の間に配置されている。

より具体的には、電磁場が公知の極または円柱座標系で画定されている場合、平面Ｐ１とＰ２が両者の間で角度φに等しい角度を画定し、平面Ｐ３とＺ方向の平面が角度θに等しい角度を画定する。平面Ｐ１ではφ＝０°であり、平面Ｐ２ではφ＝４５°、平面Ｐ３ではφ＝９０°である。

電磁場、より具体的には当該電磁場の成分Ｅは２つの成分を有し、水平面に沿ったＥ_φは角度φを含み、垂直面に沿ったＥ_θは角度θを含んでいる。

本例で選択した電磁場の偏波のモードは直線偏波である。例えば楕円偏波または円偏波等、他の偏波も考えることができる。

平面Ｐ１内において異方性材料を含むアンテナ内を伝搬する電磁場の伝搬モードに対応するアンテナの低共振周波数が見られることに注意されたい。平面Ｐ３内において異方性材料の影響（一方向だけに介入する）を受けないアンテナ内を伝搬する電磁場の伝搬モードに対応するアンテナの高共振周波数が見られる。平面Ｐ２内において電磁場の２つの伝搬モードが共存する。

公知の方法で、楕円偏波の場合、当該楕円の短軸に対する当該楕円の長軸間の比である軸率が定義される。楕円偏波が直線偏波で近似される場合、この比は０または無限大に等しく、関与する軸に全て依存する。

図１１ａ〜１２ｂに、本発明によるアンテナ内を伝搬する電磁場の軸率の周波数の関数としての変化を示す。

アンテナの共振周波数が高い場合は平面Ｐ１の軸率が低く、次いでアンテナの共振周波数が低くなるにつれて増大することに注意されたい。

逆に、周波数が高共振周波数から低共振周波数へ減少するにつれて平面Ｐ３の軸率が少する。

平面Ｐ１およびＰ３の２つの軸率の間に共通の点が存在し、当該軸率がゼロである点に対応する。この点は、２つの成分Ｅ_θとＥ_φが等しい２つの周波数の間に存在する。当該共通点は角度φ＝４５°に対応している。

図１１ｂにおいて、ｆ_０では低共振周波数Ｅ_θがＥ_φより大きいため、本発明のアンテナの材料の異方性の影響が顕著であることに注意されたい。ｆ１ではＥ_θがＥ_φに等しく、材料の異方性は無関係である高共振周波数に対応しているｆ２の場合、Ｅ_θはＥ_φより小さくなる。

図１２ａ、１２ｂにおいて、角度αの変化を周波数の関数として示している。この角度αは、平面Ｐ１と電磁場Ｅの方向がなす角度、換言すれば電磁場の伝搬の方向に垂直な第１の軸１２１１およびアンテナ内を伝搬される信号の電電磁場の軸１２２１に沿ってにより定義される（図１２ｂ）。

図１２ａに、角度αの変化を周波数の関数として示すことにより、当該電磁場の偏波の変化を周波数の関数として示す。２．０４ＧＨｚに等しい低共振周波数ｆ_０において、角度αは約２０°に等しく、次いで角度αはｆ_１＝２，０７ＧＨｚで約４５°に、高共振周波数ｆ_２＝２．１ＧＨｚでほぼ９０°に増大することに注意されたい。

図１３ａ〜１３ｉに、本発明によるアンテナの実施形態の変型例を示す。これらの変型例は、図５ａ、５ｂおよび７ｂ、７ｃに関して部分的に記述されている。

ここで、アンテナ内を伝搬する電磁場の直交する２つの伝搬モードを励起するべく２つの異なる別々の開口部および２つの互いに直交する方向に沿って配置された２本の伝送線か、あるいは両方のモードを励起する単一の伝送線を有する単一スロットのいずれかが存在する。

２つの開口部が図１３ａに示すような単一の「Ｔ」字形スロットを、または分岐７１２ａ、７１３ａおよび７１２ｂ、７１３ｂが図７ｂ、７ｃに示すスロットの分岐に関して対称である図１３ｄに示すような「Ｌ」字形スロットを生成すべく互いに接近できることに発明者らは注目する。

また、図１３ｅに示すように、隣接する辺が導電素子の隅と整列している三角形のスロットを得ることが可能であることに注意されたい。

直交する２つの伝搬モードを励起させるべく、図１３ｈに示すような２つの開口部を必要とする円形の放射素子を用いることも可能である。しかし、発明者らは図１３ｂ、１３ｃ、１３ｆおよび１３ｇの構成が円形の放射素子に適用できることに注目する。

図１３ｉに示すような楕円形の放射素子の幾何学的形状により、直交モードの励起のために１つのスロットだけを有していればよいことが可能となる。実際に、ここで楕円は、２つの異なる寸法（長軸および短軸）を有しているため、２つの開口部の代わりに１つのスロットだけを有していればよいことが可能である。当該スロットは、本発明のスロットの位置に準拠していれば任意の幾何学的形状とすることができる。図１３ｉの例において、当該スロットは弧状である。

他の多くの実施形態が可能である。

各放射素子は多くの形状が可能である。例えば、ダイヤモンドまたはダイポールの形状をなす正方形または直交パッチであってよい。一般に、この形状は、当該放射素子の本質的部分が延在する平面に垂直な軸に関する対称軸を有している。

簡素化された実施形態において、放射素子１１１、２１１の第２の積層および誘電副層は省略されている。更に簡素化された実施形態において、導電または放射素子は、当該強磁性材料の外皮厚よりも厚さが薄い強磁性材料の単一の細長い副層からなる。

変型例として、誘電体として他の材料を用いてもよい。例えば、バリウム（Ｂａ）およびチタン（Ｔｉ）の酸化物、特にチタン酸バリウムＢａＴｉＯ_３、ハフニウム（Ｈｆ）の酸化物、特にＨｆＯ_２、またはタンタル（Ｔａ）の酸化物、特にＴａ_２Ｏ_５（強誘電性の）であってよい。上記にもかかわらず、例えばＢａＴｉＯ_３またはＳｒＴｉＯ_３等、より高い比誘電率（バリウムまたはハフニウムの酸化物の場合２または３ＧＨｚで１００対１０程度）を有する灰チタン石が好適である。

合金ＰｔＭｎまたはＩｒＭｎ、あるいはより一般的にマンガンを用いた任意の合金、また更には鉄、コバルト、ニッケルの酸化物等、他の材料もまた反強磁性層として利用可能である。

強磁性層として、合金ＣｏＦｅＢ、ＦｅＮおよびＣｏＦｅＮが好ましいが、他の材料、特に、鉄、コバルトおよびニッケルから選択された２元素または３元素を関連付けるあらゆる合金も可能である。これらの合金には、任意選択的に、例えばホウ素または窒素を添加してもよい。また、Ａｌ、Ｓｉ、Ｔａ、Ｈｆ、Ｚｒ等の他の元素に関連付けられていてもよい。

放射導体２１３は簡単な導線とすることができる。

更に、本発明による少なくとも２つのアンテナは、アンテナの放射の効果並びにゲインを向上させるべく任意の種類の通信システム用のアンテナの配列にグループ化することができる。

Claims (13)

1. 電磁波の発信または受信に適した平面アンテナ（２０１）であって、前記アンテナが、接地面（２１５）の上方に離れて配置された少なくとも１つの第１の導電素子（２１１、５１１）と、直交する２つの異なる伝搬モードを励起すべく構成された、前記少なくとも第１の導電素子を励起する手段（５０５、５６５、５７５、５８５、５８９）とを含む平面アンテナ（２０１）において、前記少なくとも第１の導電素子（２１１、５１１）が、２ＧＨｚに対して１０より大きい比透磁率を有する異方性材料の少なくとも１つの薄層を含む基板により実現されることを特徴とする平面アンテナ。
2. 前記基板が、２ＧＨｚに対して１０より大きい比透磁率を有する誘電性材料の少なくとも１つの薄層を含んでいる、請求項１に記載の平面アンテナ。
3. 前記基板が、異方性材料で作られた少なくとも１つの薄層と誘電性材料で作られた少なくとも１つの薄層が交互に重なり合った積層を含み、前記薄層の厚さがλ／３００〜λ／１００の範囲にある、請求項１または２に記載の平面アンテナ。
4. 前記少なくとも第１の導電素子（２１１）が、２つの直交方向（Ｘ、Ｙ）で等しい、有利には案内された電磁波長の半分に等しい寸法を有している、請求項１〜３のいずれか１項に記載の平面アンテナ。
5. 前記少なくとも１つの第１の導電素子（２１１、５１１、７０２）が、２つの直交方向（Ｘ、Ｙ）で異なる寸法を有している、請求項１〜４のいずれか１項に記載の平面アンテナ。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の平面アンテナにおいて、前記少なくとも第１の導電素子（２１１、５１１、７０２、７０３）の上方に、中間層（２１２）により離されて配置された少なくとも１つの第２の導電素子（２１３）を含んでいることを特徴とする平面アンテナ。
7. 前記少なくとも１つの第１の導電素子（２１１、５１１、７０２、７０３）および前記少なくとも１つの第２の導電素子（２１３）が同一寸法を有している、請求項６に記載の平面アンテナ。
8. 少なくとも１つのスロット（１２０、２２０）が前記接地面（１１５、２１５、５０１）に形成され、少なくとも１本の伝送線（１１７、２１７、５０５）により少なくとも１つの第１の導電素子（１１１、２１１）が電磁結合により給電されるべく構成されている請求項１〜７のいずれか１項に記載の平面アンテナにおいて、前記少なくとも１つのスロット（１２０、２２０）が、前記伝送線（５０５）と３０°〜６０°の範囲の角度をなす方向に延在する第１の開口部（５１２ａ、５１３ａ、７１２ａ、７１３ａ）により、および前記第１の開口部の方向と−３０°〜＋３０の範囲の別の角度をなす方向に延在する第２の開口部（５１２ｂ、５１３ｂ、７１２ｂ、７１３ｂ）により実現されることを特徴とする平面アンテナ。
9. 各開口部（５１２ａ、５１３ａ、７１２ａ、７１３ａ；５１２ｂ、５１３ｂ、７１２ｂ、７１３ｂ）が、前記少なくとも１つの第１の導電素子（１１１、２１１、５１１、７０２、７０３）の隅（５２２、７２２）に、前記隅から前記電磁波長３分の１に等しく、有利には前記電磁波長の４分の１に等しい最大距離に実質的に配置された近位点（５１２ｃ、７１２ｃ）を含んでいる、請求項８に記載の平面アンテナ。
10. 前記近位点（５１２ｃ、７１２ｃ）が実質的に、前記隅と前記少なくとも１つの第１の導電素子（１１１、２１１、５１１、７０２、７０３）の反対側の隅（５２４、７２４）を結ぶ対角線上に配置されている、請求項９に記載の平面アンテナ。
11. 前記少なくとも１本の伝送線（１１７、２１７、５０５）が各開口部と、前記開口部が延在する方向に、３０°〜１５０°の範囲の角度で交差する、請求項８〜１０のいずれか１項に記載の平面アンテナ。
12. 前記開口部（５１３ａ、７１２ａ、７１３ａ；５１３ｂ、７１２ｂ、７１３ｂ）が一体化されて、前記少なくとも１つの第１の導電素子の隅（５２２、７２２）に整列された１つのスロット（５１２、７１２、７１３）だけを形成し、前記少なくとも１本の伝送線（５０５）が前記スロットに対向して配置されることにより、前記第１の開口部（５１３ａ、７１２ａ、７１３ａ）を介して、且つ前記第２の開口部（５１３ｂ、７１２ｂ、７１３ｂ）を介して前記少なくとも１つの第１および１つの第２の導電素子（２１１、５１１、７０２、７０３；２１３）との電磁結合が生じる、請求項８〜１１のいずれか１項に記載の平面アンテナ。
13. 前記１つのスロットが「Ｌ」字（５１２、７１２、７１３）を形成し、前記伝送線（５０５）が前記「Ｌ」字の隅に対向して配置されていることにより、前記少なくとも導電素子（２１１、５１１、７０２、７０３；２１３）の平面内で、前記「Ｌ」字の２軸の各々と３０°〜６０°の範囲の角度をなし、有利には前記軸と４５°の角度をなす、請求項１２に記載の平面アンテナ。

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