EP0324159A1 - Schliesszeitregelung für Brennkraftmaschine mit ausgelagerter Zündendstufe - Google Patents

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EP0324159A1
EP0324159A1 EP88121646A EP88121646A EP0324159A1 EP 0324159 A1 EP0324159 A1 EP 0324159A1 EP 88121646 A EP88121646 A EP 88121646A EP 88121646 A EP88121646 A EP 88121646A EP 0324159 A1 EP0324159 A1 EP 0324159A1
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EP
European Patent Office
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current
closing time
microcomputer
control
ignition coil
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EP88121646A
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English (en)
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Christoph Ing.grad. Dömland
Leicht Dipl.-Ing. Günter
Rainer Dipl.-Phys. Rodenheber
Ulrich Dipl.-Ing.(Fh) Friedrich
Lienhard Niemetz
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Conti Temic Microelectronic GmbH
Volkswagen AG
Original Assignee
Telefunken Electronic GmbH
Volkswagen AG
Temic Telefunken Microelectronic GmbH
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Publication date
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    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P3/00—Other installations
    • F02P3/02—Other installations having inductive energy storage, e.g. arrangements of induction coils
    • F02P3/04—Layout of circuits
    • F02P3/045—Layout of circuits for control of the dwell or anti dwell time
    • F02P3/0453—Opening or closing the primary coil circuit with semiconductor devices
    • F02P3/0456—Opening or closing the primary coil circuit with semiconductor devices using digital techniques
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P3/00—Other installations
    • F02P3/02—Other installations having inductive energy storage, e.g. arrangements of induction coils
    • F02P3/04—Layout of circuits
    • F02P3/0407—Opening or closing the primary coil circuit with electronic switching means
    • F02P3/0435—Opening or closing the primary coil circuit with electronic switching means with semiconductor devices
    • F02P3/0442—Opening or closing the primary coil circuit with electronic switching means with semiconductor devices using digital techniques
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P17/00—Testing of ignition installations, e.g. in combination with adjusting; Testing of ignition timing in compression-ignition engines
    • F02P17/12—Testing characteristics of the spark, ignition voltage or current

Definitions

  • the invention relates to a closing time control for internal combustion engines with an ignition output stage switching the ignition coil current and a microcomputer with its control stage, wherein on the control line connecting the ignition output stage and the control stage, the current flow in the primary winding of the ignition coil determines the level.
  • Modern engine control concepts today make use of the diverse possibilities of microcomputers, which, for example, allow the ignition angle and injection times to be controlled or regulated as a function of various parameters.
  • One of the goals is to optimize the engine operating status.
  • microcomputers are unable to cope with the extreme environmental conditions in a car engine compartment, such as heat, moisture and temperature changes, it was decided early on to accommodate the complex and sensitive electronic components inside the passenger compartment.
  • the necessary power drivers for the ignition coil and the injection valves were housed in the same housing.
  • so-called clocked power amplifiers were used, which among other things caused problems of interference immunity, since microcomputers and clocked power amplifiers did not always work together satisfactorily.
  • a known concept consists of an ignition transformer to which a power amplifier unit is attached directly. This power amplifier unit is connected to only 3 connections, namely the vehicle battery, the vehicle mass and the control center.
  • the microcomputer determines the ignition point t s and the point in time for the charging current t5 of the ignition coil. These times are stored, for example, in corresponding maps.
  • the time of the start of the charging current must therefore be set so that the desired ignition energy E p is available on the primary side of the ignition coil at the time of ignition t z .
  • the charging time (t z - t s ) should therefore not be too long in order not to cause unnecessary losses in the output stage, nor should it be too short, since otherwise the necessary ignition energy E p cannot be achieved.
  • the charging time (t z - t s ) is given a certain time reserve in order to also compensate for variations in the parameters of the components involved, also due to temperature dependencies, ie the ignition coil is assigned a longer charging time than necessary.
  • the invention has for its object to provide a device for closing time control, which enables control of the outsourced ignition output stage via a closed control loop, wherein as few connecting lines as possible should be present between the control unit of the microcomputer and the ignition output stage.
  • This object is achieved in a device of the type mentioned according to the invention in that this control line is used as the only connection between the ignition output stage and the control stage bidirectionally, in the sense of a control loop.
  • the main advantage of the closing time control according to the invention is the use of the control line connecting the output stage and the microcomputer as a return line. This results in a closed control loop, which means that the timing of the closing time is optimally controlled using the microcomputer. This results in a number of further advantages, namely a lower thermal load on the outsourced ignition output stage and a lower susceptibility to malfunctions due to the bidirectional use of the control line, which leads to less use of material, which also ensures the economy of the system.
  • the signal generated by the ignition output stage is preferably conducted on the control line to the microcomputer via its control stage. With the aid of this signal and the known ignition point, a correction value is calculated in the microcomputer for the point in time at which the charging time begins.
  • this signal is generated in such a way that when a defined threshold value is exceeded by the ignition coil current, the level on the control line that determines the closing time is lowered.
  • this signal leads to the ignition coil current exceeding the defined threshold value to a defined increase in the level determining the closing time.
  • the edge defined by the lowering or increasing is fed as an evaluation signal to the microcomputer via its control stage.
  • a first and a second threshold value are defined, the second threshold value being higher than the first. If the ignition coil current initially exceeds the first threshold, the level on the control line, which determines the closing time, is reduced by a defined amount, and then, after the second threshold value has been exceeded, the ignition coil current increases again to its original level. The edges defined by this lowering and subsequent increase in the level are fed to the microcomputer as evaluation signals. Since two signals are now available to the microcomputer for correcting the time at which the closing time is used, improved control is possible.
  • the reductions or increases in the levels determining the closing times are carried out either with the aid of a controlled voltage divider or with the aid of controlled inflows which drive their current into a load resistor.
  • the levels which determine the closing times are lowered or increased with the aid of an auxiliary pulse generated by differentiating a voltage jump which occurs when the current threshold value is reached.
  • the current rise time of the ignition coil current until the defined current threshold is reached in each period in which the ignition coil current reaches the current threshold is stored in the microcomputer.
  • a time correction can be formed from the time difference between the stored current rise time of the ignition coil current from the previous period and the current current rise time if the defined current threshold is not reached by the ignition coil current.
  • Ignition output stage 1 shows the basic circuit structure of the outsourced ignition output stage 1 and the control stage 3, the control stage 3 being connected on the one hand to the ignition output stage 1 via a control line 4 and on the other hand to the microcomputer 2 via two lines 4a and 4b Ignition output stage 1 has two further connections, namely the connection to the vehicle battery 5a and the connection to the vehicle ground 5b.
  • the following mode of operation of the closing time control according to FIG. 1 results: If the transistor T1 of the control stage 3, the emitter of which is at ground, is switched non-conductive via its base resistor R B1 , which is connected to the line 4b coming from the microcomputer 2, then the non-inverting input of the transistor is connected to the collector of the transistor T1 Comparator K1 to the voltage U STAB via a resistor R3.
  • This voltage U STAB represents the level U 1, E on the control line 4, as shown in the diagram in FIG. 4a. If the inverting input of the comparator K1 is at a trigger potential with the value U TR , which is smaller than U 1, E / 2, the drive current I, which the battery supplies via the battery connection 5a via the series resistor R V , into which the output of the comparator K1 connected base of the power Darlington stage T D flow.
  • the ignition coil current I PR begins to flow through these components, causing the Use time t s of the closing time or loading time is defined (see FIGS. 4a and b).
  • the ignition coil current I PR increases in a known manner exponentially over time until a voltage drops across the current sensor shunt R S , which is present at the non-inverting input of the comparator K2 corresponding reference voltage U Ref .
  • the comparator K2 Since the inverting input of the comparator K2 at the junction of the Darlington T D and the current sensor Hunts R is connected s, the comparator K2 begins a part of the drive current I to the ground potential derive, since the output of the comparator K2 connected to the base of the nursedarlington T D is. As a result, the Darlington stage T D changes from the switch mode to the active mode, as a result of which the further increase in the ignition coil current I PR is stopped and at the value is limited (see Figure 4b).
  • the potential U E at the non-inverting input of the comparator K 1 is reduced to a value which is less than the trigger threshold U TR (FIG. 4 a).
  • the comparator K 1 derives the drive current I completely to ground, as a result of which the power Darlington T D is converted to the non-conductive switching state. This generates a positive voltage pulse at the collector of the power Darlington T D on the primary side of the ignition coil, which is translated into a high voltage pulse on the secondary side.
  • the time t z thus represents the ignition time and the time period (t z -t s ) the loading or closing time.
  • Figures 4a and 4b illustrate the time course of the voltage at the noninverting input of the comparator K1 or the course of the Zündspulenstromes I PR, which is limited by the max already described above circuit means to the maximum ignition coil current I PR.
  • the inverting input of the comparator K3 is connected to the inverting input of the comparator K2, while the non-inverting input of the comparator K3 is connected on the one hand via the resistor R1 to the non-inverting input of the comparator K2 and on the other hand is connected to ground via the resistor R2.
  • These resistors R1 and R2, which represent a voltage divider, are dimensioned such that the output of the comparator K3 connected to the control line 4 via the resistor R4 is pulled to ground if the ignition coil current I PR reaches the threshold value reached.
  • the voltage divider formed from the two resistors R3 and R4 takes effect and causes a defined lowering of the level U 1, E to the value U 2, E (Fig. 4c). If these two resistors have the same resistance value, the level U 2, E present on the control line 4 is U 1, E / 2. Here but this level value U 2, E is greater than the trigger threshold voltage U TR , the power Darlington T D remains switched on until the transistor T 1 is switched on. This results in the temporal voltage profile U E present on the control line 4 according to the diagram in FIG. 4c.
  • the comparator K4 of the control stage 3, the non-inverting input of which is connected on the one hand to the voltage source U STAB via a resistor R5 and, on the other hand, is connected to ground via the resistor R, has the task of signal U E according to the diagram in FIG. 4c to provide switching information suitable for the microcomputer.
  • the inverting input of the comparator K4 lies directly on the control line 4, which, given suitable dimensioning of the voltage divider consisting of the resistors R5 and R6, for example if the voltage level U S3 with a value of 0.75 U 1 at the non-inverting input of the comparator K4 , E is set (see FIG.
  • a signal curve U A at the output of the comparator K4 results.
  • the voltage level U A at the output of the comparator K4 increases from 0 V to 5 V when the voltage level at the inverting input of the comparator K4 falls below the voltage threshold U S3 (see FIG. 4c).
  • the transistor T 1 also transitions the transistor T 2 from the blocked to the conductive state, as a result of which the output of the comparator K4 is pulled to ground, that is to say the voltage level of 5 V is reduced again to 0 V on line 4a .
  • the resistor R7 which connects the output of the comparator K4 to the 5 V voltage source, takes a level adaptation of U STAB to 5 V on line 4a, if the permitted input levels on the microcomputer 2 so require.
  • the output of the comparator K4 is also connected to the collector of the transistor T2, while the emitter of this transistor is at ground. Furthermore, the base resistance R B1 of the transistor T 1 is connected to the base resistance R B2 of the transistor T 2.
  • FIG. 5a shows an exemplary voltage curve from which the microcomputer 2 determines the rotational speed via the period T. Based on further current measurement data, the microcomputer then determines the start of the I PR charge t s and the ignition point t z .
  • the micro-computer 2 uses the high-low edge of the voltage signal as a reference mark, which always occurs when the mechanical state of the crankshaft of the engine has reached a defined point.
  • FIG. 5b shows a possible course of the ignition coil current I PR , the starting time of the closing time being identified by t s and the current threshold value defined above by I PR, S1 .
  • FIG. 5c shows the voltage curve U A on the input line 4a to the microcomputer 2 according to FIG. 1.
  • the time period t s is the target time between reaching the current threshold value I PR, S1 and the ignition Time t z , which is stored, for example, in a characteristic field as a function of the battery voltage U Batt and the speed in the microcomputer.
  • the time period t DI is the actual time assigned to the target time t DS , that is to say the duration of the high level of the voltage signal U A according to FIG. 5c. Since the ignition point t z is known to the microcomputer 2, only the low-high flank of the signal according to FIG. 5c is used for evaluation.
  • a signal derived by differentiating the H / L edge of the voltage curve U K3 according to FIG. 4e is sufficient to achieve a voltage curve U E according to FIG. 5d.
  • a signal U ' A according to FIG. 5e is derived at the output of the control stage 3, which signal is present on the connecting line 4a to the microcomputer 2 for evaluation.
  • FIG. 2 Another embodiment of the closing time control according to the invention is shown in FIG. 2.
  • the output stage of the microcomputer 2 provides a so-called inflow output which is switched via the switch S 1 of the control stage 3.
  • the circuit of FIG. 3 shows a particularly advantageous embodiment of the invention, according to which two current threshold values I PR, S1 and I PR, S2 are queried.
  • the resistor R2 according to FIG. 1 is divided into a voltage divider consisting of the resistors R21 and R22, and another resistor R11 and a further comparator K5 have been added.
  • the non-inverting input of the comparator K3 is connected to ground via the resistor R22, while the inverting input of this comparator is connected via the resistor R11 to both the current sensor shunt R s and the inverting input of the comparator K5.
  • the non-inverting input of the comparator K5 is connected to ground via the resistors R21 and R22, while the output of this comparator is connected to the inverting input of the comparator K3.
  • the circuit of the control stage 3 corresponds to that of Figure 1.
  • the current threshold I PR, S1 by the comparator K5, while the additional current threshold I PR, S2, the I PR is smaller than the current threshold S1, is interrogated by the comparator K3; compare Figure 4b. Reaches the ignition coil current I PR the first current threshold I PR, S2 , the output of the comparator K3 is pulled to ground potential, whereby the voltage divider formed from the resistors R3 and R4 takes effect, as has already been described above. As a result, the level U 1, E is reduced to the value U 2, E , as shown in FIG. 4g.

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Abstract

Zur Steuerung einer Brennkraftmaschine wird ein Mikrocomputer eingesetzt, wobei dieser in der Fahrgastzelle eines Kraftfahrzeuges untergebracht sein kann. Wenn die Leistungstreiber für die Zündspule bzw. die Einspritzventile zusammen mit dem Mikrocomputer in einem Gehäuse untergebracht werden, können sich sowohl thermische Probleme als auch Probleme der Störsicherheit ergeben. Deshalb wird die Zündendstufe zur Zündspule hin ausgelagert, wobei aber die ausgelagerte Endstufe mit möglichst wenig Leitungen mit der Mikrocomputer-Steuerzentrale verbunden werden soll. Die Erfindung betrifft eine Schließzeitregelung mit ausgelagerter Zündendstufe, wobei diese Zündendstufe mit dem Mikrocomputer durch eine Steuerleitung verbunden ist. Erfindungsgemäß stellt diese Steuerleitung die einzige Verbindung zwischen der ausgelagerten Zündendstufe und dem Mikrocomputer dar, und wird durch geeignete Verfahren bidirektional, im Sinne eines Regelkreises, genutzt. Hierdurch wird sowohl die Störsicherheit als auch die Wirtschaftlichkeit des Systems erhöht.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Schließzeitregelung für Brennkraftmaschinen mit einer den Zündspulenstrom schaltenden Zündendstufe und einem Mikrocomputer mit seiner Ansteuerstufe, wobei auf der die Zündendstufe und die Ansteuerstufe verbindenden Steuerleitung, die den Stromfluß in der Primärwicklung der Zündspule bestim­menden Pegel anliegen.
  • Moderne Motorsteuerungskonzepte bedienen sich heute der vielfältigen Möglichkeiten von Mikrocomputern, wo­durch beispielsweise Zündwinkel und Einspritzzeiten als Funktion verschiedener Paramater gesteuert bzw. ge­regelt werden können. Ziel ist es unter anderem eine Optimierung des Motorbetriebszustandes zu erreichen.
  • Da Mikrocomputer den extremen Umweltbedingungen in einem PKW-Motorraum, wie beispielsweise Hitze, Feuch­tigkeit und Temperaturwechsel, nicht gewachsen sind, ging man schon früh den Weg, die komplexen und empfind­lichen Elektronik-Baugruppen innerhalb der Fahrgast­zelle unterzubringen. Die erforderlichen Leistungs­treiber für die Zündspule bzw. die Einspritzventile wurden in demselben Gehäuse mit untergebracht. Um die Verlustleistung zu verringern, bediente man sich soge­nannter getakteter Endstufen, wodurch sich aber unter anderem Probleme der Störsicherheit ergaben, da Mikro­computer und getaktete Endstufe nicht immer zufrieden­stellend zusammenarbeiteten.
  • Aufgrund dieser Probleme zielen nun neuere Konzepte auf eine Dezentralisierung der Leistungstreiber zum je­weiligen Stellglied hin ab. Dabei sollen diese ausge­lagerten Endstufen eine gewisse "Intelligenz" besitzen und mit möglichst wenig Leitungen, unter anderem auch wegen der Störsicherheit, mit der Mikrocomputer-Steuer­zentrale verbunden werden, um wirtschaftlich zu sein.
  • Ein bekanntes Konzept besteht aus einem Zündtransfor­mator, an dem eine Leistungsendstufeneinheit direkt an­gebracht wird. Diese Endstufeneinheit wird mit nur 3 An­schlüssen verbunden, nämlich mit der Kfz-Batterie, der Fahrzeugmasse und der Ansteuerzentrale.
  • Aufgrund der aktuellen Meßdaten für Batteriespannung, Drehzahl und Saugrohrunterdruck bestimmt der Mikro­computer den Zündzeitpunkt ts und den Zeitpunkt für den Ladestrombeginn t₅ der Zündspule. Diese Zeiten sind z.B. in entsprechenden Kennfeldern abgespeichert. Als Bezugsmarke dient dem Mikrocomputer beispielsweise eine Spannungsflanke, die immer dann auftritt, wenn der mechanische Stand der Kurbelwelle einen definier­ten Punkt erreicht hat. Gewisse Schaltungsmittel sor­gen dafür, daß der Primärzündspulenstrom IPR auf den Wert IPR, max begrenzt wird, wodurch auf der Primär­seite der Zündspule eine Energie Ep mit dem konstanten Wert
    Ep = I²PR,max · Lp/2
    gespeichert wird (Lp = Induktivität der Primärspule). Steht der IPR, max-Wert zu lange an der Zündspule an, so entsteht in der Endstufe eine hohe Verlustleistung. Der Zeitpunkt des Ladestrombeginns muß also so gelegt werden, daß zum Zündzeitpunkt tz die gewünschte Zünd­energie Ep auf der Primärseite der Zündspule zur Ver­fügung steht. Die Ladezeit (tz - ts) sollte daher weder zu lang sein, um nicht unnötige Verluste in der Endstufe entstehen zu lassen, noch sollte sie zu kurz sein, da ansonsten die notwendige Zündenergie Ep nicht erreicht werden kann. In der Regel wird die Ladezeit (tz - ts) mit einer gewissen Zeitreserve beaufschlagt, um auch Streuungen der Parameter der beteiligten Bauelemente, auch aufgrund von Temperaturabhängigkeiten abzufangen, d.h., es wird der Zündspule eine längere Ladezeit als notwendig zugesprochen.
  • Auch bei dynamischen Änderungen, wie Abbremsen, Be­schleunigen, unrunder Leerlauf, kann eine Steuerung der Endstufe ungünstiges Verhalten aufweisen, indem ent­weder der maximale Zündspulenstrom IPR, max nicht er reicht wird, bzw. der maximale Zündspulenstrom IPR,max zu lange ansteht.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vor­richtung zur Schließzeitregelung anzugeben, die eine Steuerung der ausgelagerten Zündendstufe über einen geschlossenen Regelkreis ermöglicht, wobei zwischen der Ansteuereinheit des Mikrocomputers und der Zünd­endstufe möglichst wenig Verbindungsleitungen vorhan­den sein sollen.
  • Diese Aufgabe wird bei einer Vorrichtung der eingangs erwähnten Art nach der Erfindung dadurch gelöst, daß diese Steuerleitung als einzige Verbindung zwischen der Zündendstufe und der Ansteuerstufe bidirektional, im Sinne eines Regelkreises, genutzt wird.
  • Der wesentliche Vorteil der erfindungsgemäßen Schließ­zeitregelung besteht in der Verwendung der die End­stufe und den Mikrocomputer verbindenden Steuerleitung auch als Rückleitung. Auf diese Weise ergibt sich ein geschlossener Regelkreis, wodurch der Einsatzzeitpunkt der Schließzeit optimal mit Hilfe des Mikrocomputers geregelt wird. Hierdurch ergeben sich eine Reihe von weiteren Vorteilen, nämlich eine geringere Wärmebe­lastung der ausgelagerten Zündendstufe sowie eine ge­ringere Störanfälligkeit durch die bidirektionale Ver­wendung der Steuerleitung, wobei das zu einem geringe­ren Materialeinsatz führt, wodurch auch die Wirtschaft­lichkeit des Systems sichergestellt ist.
  • Bei der erfindungsgemäßen Schließzeitregelung wird vor­zugsweise das von der Zündendstufe erzeugte Signal auf der Steuerleitung zum Mikrocomputer über seine An­steuerstufe geführt. Im Mikrocomputer wird mit Hilfe dieses Signals und des bekannten Zündzeitpunktes ein Korrekturwert für den Einsatzzeitpunkt des Ladezeitbe­ginns berechnet.
  • Dieses Signal wird in einer bevorzugten Ausführungs­form der Erfindung so erzeugt, daß bei einer Über­schreitung eines definierten Schwellenwertes durch den Zündspulenstrom eine definierte Absenkung des auf der Steuerleitung stehenden, die Schließzeit bestimmenden Pegels erfolgt. Bei einer anderen vorteilhaften er­ findungsgemäßen Ausführung führt das Überschreiten des definierten Schwellenwertes durch den Zündspulenstrom zu einer definierten Erhöhung des die Schließzeit be­stimmenden Pegels. In beiden Fällen wird jeweils die durch die Absenkung bzw. Erhöhung definierte Flanke als Auswertesignal dem Mikrocomputer über seine An­steuerstufe zugeführt.
  • Bei einer besonders vorteilhaften erfindungsgemäßen Ausführung werden ein erster und ein zweiter Schwellen­wert definiert, wobei der zweite Schwellenwert höher ist als der erste. Wenn der Zündspulenstrom zunächst die erste Schwelle übersteigt, wird der auf der Steuer­leitung stehende, die Schließzeit bestimmende Pegel um einen definierten Betrag abgesenkt, um dann nach dem Überschreiten des zweiten Schwellenwertes durch den weiter ansteigenden Zündspulenstrom sein ursprüng­liches Niveau wieder anzunehmen. Die durch diese Ab­senkung und nachfolgende Erhöhung des Pegels definier­ten Flanken werden dem Mikrocomputer als Auswertesignale zugeführt. Da nun dem Mikrocomputer zwei Signale zur Korrektur des Einsatzzeitpunktes der Schließzeit zur Verfügung stehen, ist eine verbesserte Regelung möglich.
  • In einer Weiterbildung der Erfindung werden die Absen­kungen bzw. die Erhöhungen der die Schließzeiten bestim­menden Pegel entweder mit Hilfe von gesteuertem Spannungs­teiler oder mit Hilfe gesteuerter Einströmer, die ihren Strom in einen Arbeitswiderstand treiben, durchgeführt.
  • Gemäß einer anderen vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung erfolgt die Absenkung bzw. die Erhöhung der die Schließzeiten bestimmenden Pegel mit Hilfe eines durch Differentiation eines Spannungssprunges, welcher mit dem Erreichen des Stromschwellenwertes auftritt, erzeugten Hilfsimpulses.
  • Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausbildung der er­findungsgemäßen Schließzeitregelung wird die Stroman­stiegszeit des Zündspulenstromes bis zum Erreichen der definierten Stromschwelle in jeder Periode, in der der Zündspulenstrom die Stromschwelle erreicht, im Mikro­computer abgespeichert. Hierdurch kann gemäß einer wei­teren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung eine Zeitkorrektur aus der Zeitdifferenz zwischen der gespei­cherten Stromanstiegszeit des Zündspulenstromes aus der Vorperiode und der aktuellen Stromanstiegszeit gebildet werden, falls die definierte Stromschwelle durch den Zündspulenstrom nicht erreicht wird.
  • Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert.
  • Es zeigen:
    • Figur 1, 2 und 3 erfindungsgemäße Schließzeitregelungen,
    • Figur 4a-f Diagramme zur Wirkungsweise der erfindungs­gemäßen Schließzeitregelungen nach den Figuren 1, 2 und 3 und
    • Figur 5a-c Diagramme zur Wirkungweise des Regelalgo­rhythmusses der erfindungsgemäßen Schließzeitregelung nach Figur 1.
  • In der Figur 1 ist der prinzipielle Schaltungsaufbau der ausgelagerten Zündendstufe 1 und der Ansteuerstufe 3 dargestellt, wobei die Ansteuerstufe 3 einerseits über eine Steuerleitung 4 mit der Zündendstufe 1 ver­bunden ist und andererseits über zwei Leitungen 4a und 4b mit dem Mikrocomputer 2. Darüberhinaus weist die Zündendstufe 1 noch zwei weitere Anschlüsse auf, näm­lich den Anschluß zur Fahrzeugbatterie 5a und den An­schluß zur Fahrzeugmasse 5b.
  • Im Zusammenhang mit den Diagrammen der Figuren 4a - 4d ergibt sich die folgende Wirkungsweise der Schließzeit­regelung nach Figur 1:
    Wird der Transistor T1 der Ansteuerstufe 3, dessen Emitter auf Masse liegt, über seinen Basiswiderstand RB1, der mit der vom Mikrocomputer 2 kommenden Leitung 4b verbunden ist, nichtleitend geschaltet, so liegt an dem mit dem Kollektor des Transistors T1 verbundenen nicht invertierenden Eingang des Komparators K1 die Spannung USTAB über einen Widerstand R₃ an.
  • Diese Spannung USTAB stellt den Pegel U1,E auf der Steuerleitung 4 dar, wie es in dem Diagramm der Figur 4a gezeigt ist. Liegt der invertierende Eingang des Komparators K₁ auf einem Triggerpotential mit dem Wert UTR, der kleiner als U1,E /2 ist, so kann der Ansteuer­strom I, den die Batterie über den Batterieanschluß 5a über den Vorwiderstand RV liefert, in die mit dem Aus­gang des Komparators K₁ verbundene Basis der Leistungs­darlingtonstufe TD fließen. Da die Primärseite der Zündspule ZS einerseits mit der Batteriespannung UBatt und andererseits mit der Emitter-Kollektor-Strecke des Endstufentransistors der Darlingtonstufe TD und dem Stromfühlershunt Rs in Reihe geschaltet ist, beginnt der Zündspulenstrom IPR durch diese Bauelemente zu fließen, wodurch der Einsatzzeitpunkt ts der Schließ­zeit bzw. Ladezeit definiert ist (vergleiche Figuren 4a und b). Der Zündspulenstrom IPR nimmt in bekannter Weise exponentiell mit der Zeit so lange zu, bis an dem Strom­fühlershunt RS eine Spannung abfällt, die der an dem nicht invertierenden Eingang des Komparators K₂ anlie­ genden Referenzspannung URef entspricht. Weil der in­vertierende Eingang des Komparators K₂ an dem Verbin­dungspunkt der Darlingtonstufe TD und des Stromfühler­shunts Rs angeschlossen ist, beginnt der Komparator K₂ einen Teil des Ansteuerstromes I nach dem Massepo­tential abzuleiten, da der Ausgang des Komparators K₂ mit der Basis des Leistungsdarlington TD verbunden ist. Hierdurch geht die Darlingtonstufe TD aus dem Schalter­betrieb in den aktiven Betrieb über, wodurch der weitere Anstieg des Zündspulenstromes IPR gestoppt und auf den Wert
    Figure imgb0001
     begrenzt wird (vergleiche Figur 4b).
  • Wird der Transistor T₁ über die Leitung 4b zum Zeit­punkt tz vom Mikrocomputer 2 leitend geschaltet, so wird das Potential UE am nichtinvertierenden Eingang des Komparators K₁ auf einen Wert abgesenkt, der kleiner als die Triggerschwelle UTR ist (Fig. 4a). Dies führt dazu, daß der Komparator K₁ den Ansteuerstrom I voll­ständig nach Masse ableitet, wodurch der Leistungsdar­lington TD in den nichtleitenden Schaltzustand über­führt wird. Hierdurch wird ein positiver Spannungsimpuls am Kollektor des Leistungsdarlington TD auf der Primär­seite der Zündspule erzeugt, der in einen Hochspannungs­impuls auf deren Sekundärseite übersetzt wird. Der Zeitpunkt tz stellt also den Zündzeitpunkt dar und die Zeitspanne (tz-ts) die Lade- bzw. Schließzeit. Die Figuren 4a bzw. 4b stellen den zeitlichen Verlauf der Spannung am nichtinvertierenden Eingang des Komparators K₁ bzw. den Verlauf des Zündspulenstromes IPR dar, der durch die schon oben beschriebenen Schaltungsmittel auf den maximalen Zündspulenstrom IPR,max begrenzt wird.
  • Die bisher beschriebene Schaltung ist aus dem Stand der Technik bekannt.
  • Im folgenden werden die Schaltungsmittel sowie deren Funktionen angegeben, die zu der erfindungsgemäßen, bidirektionalen Nutzung der Steuerleitung 4 führen. In der ausgelagerten Endstufe 1 sind dies gemäß der Figur 1 die Widerstände R₁, R₂ und R₄ und der Komparator K₃ und in der Ansteuerstufe die Widerstände R₅, R₆, R₇ und RB2, der Transistor T₂ und der Komparator K₄.
  • Der invertierende Eingang des Komparators K₃ ist mit dem invertierenden Eingang des Komparators K₂ verbun­den, während der nichtinvertierende Eingang des Kompa­rators K₃ einerseits über den Widerstand R₁ mit dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators K₂ verbun­den ist und andererseits über den Widerstand R₂ mit Masse verbunden ist. Diese Widerstände R₁ und R₂, die einen Spannungsteiler darstellen, werden so dimensio­niert, daß der über den Widerstand R₄ mit der Steuerlei­tung 4 verbundene Ausgang des Komparators K₃ nach Masse gezogen wird, falls der Zündspulenstrom IPR den Schwel­lenwert
    Figure imgb0002
     erreicht. Hierbei liegt die Spannung US1 am Widerstand R₂ an.
  • Dann wird der aus den beiden Widerständen R₃ und R₄ ge­bildete Spannungsteiler wirksam und bewirkt eine defi­nierte Absenkung des Pegels U1,E auf den Wert U2,E (Fig. 4c). Falls diese beiden Widerstände den gleichen Widerstandswert aufweisen, beträgt der auf der Steuerlei­tung 4 anliegende Pegel U2,E den Wert U1,E/2. Da aber dieser Pegelwert U2,E größer als die Triggerschwellen­spannung UTR ist, bleibt der Leistungsdarlington TD weiterhin leitend geschaltet bis der Transistor T₁ leitend geschaltet wird. Hierdurch ergibt sich der auf der Steuerleitung 4 anliegende zeitliche Spannungsver­lauf UE gemäß des Diagrammes der Figur 4c.
  • Der Komparator K₄ der Ansteuerstufe 3, dessen nicht in­vertierender Eingang einerseits über einen Widerstand R₅ mit der Spannungsquelle USTAB verbunden ist und ande rerseits über den Widerstand R₆ mit Masse verbunden ist, hat die Aufgabe, aus dem Signal UE gemäß des Diagrammes nach Figur 4c eine für den Mikrocomputer geeignete Schaltinformation bereitzustellen. Der invertierende Eingang des Komparators K₄ liegt direkt an der Steuer­leitung 4, wodurch sich bei geeigneter Dimensionierung des aus den Widerständen R₅ und R₆ bestehenden Spannungs­teilers - beispielsweise wenn am nichtinvertierenden Eingang des Komparators K₄ der Spannungspegel US3 mit einem Wert von 0,75 U1,E eingestellt wird (siehe Fig. 4c) - unter Zuhilfenahme des Transistors T₂ und dessen Basis­widerstandes RB2 ein Signalverlauf UA am Ausgang des Komparators K₄ gemäß des Diagrammes nach Figur 4d ergibt. Hierbei erhöht sich der Spannungspegel UA am Ausgang des Komparators K₄ von 0 V auf 5 V, wenn der Spannungs­pegel am invertierenden Eingang des Komparators K₄ die Spannungsschwelle US3 unterschreitet (vergleiche Fig. 4c). Im Zündzeitpunkt tz wird mit dem Transistor T₁ auch der Transistor T₂ vom gesperrten in den leitenden Zustand überführt, wodurch der Ausgang des Komparators K₄ auf Masse gezogen wird, das heißt, der Spannungspe­gel von 5 V wird auf der Leitung 4a wieder auf 0 V ab­gesenkt.
  • Der Widerstand R₇, der den Ausgang des Komparators K₄ mit der 5 V-Spannungsquelle verbindet, nimmt eine Pegel­ anpassung von USTAB auf 5 V auf der Leitung 4a vor, falls dies die zulässigen Eingangspegel am Mikrocomputer 2 erfordern.
  • Der Ausgang des Komparators K₄ ist außerdem mit dem Kollektor des Transistors T₂ verbunden, während der Emitter dieses Transistors auf Masse liegt. Weiterhin ist der Basiswiderstand RB1 des Transistors T₁ mit dem Basiswiderstand RB2 des Transistors T₂ verbunden.
  • Das am Eingang, also auf der Leitung 4a, zum Mikrocompu­ter 2 stehende Signal gemäß Figur 4d muß nun von diesem ausgewertet werden, damit er dann mit Hilfe eines Regel­algorithmusses Korrekturwerte für den Ladezeitbeginn berechnen kann.
  • Im folgenden soll beispielhaft eine Auswertemöglichkeit eines Signals gemäß der Figur 4d mit Hilfe der Diagramme der Figuren 5a bis 5e beschrieben werden. Das Diagramm nach Figur 5a zeigt einen beispielhaften Spannungsver­lauf, aus dem der Mikrocomputer 2 über die Perioden­dauer T die Drehzahl bestimmt. Aufgrund weiterer aktuel­ler Meßdaten bestimmt der Mikrocomputer dann den IPR - Stromladebeginn ts sowie den Zündzeitpunkt tz. Hierbei dient dem Mikrocomputer 2 die High-Low-Flanke des Spannungssignals als Bezugsmarke, die immer dann auftritt, wenn der mechanische Stand der Kurbelwelle des Motors einen definierten Punkt erreicht hat. Das Diagramm der Figur 5b zeigt hierzu einen möglichen Verlauf des Zündspulenstromes IPR, wobei mit ts der Einsatzzeitpunkt der Schließzeit und mit IPR,S1 der oben definierte Stromschwellenwert gekennzeichnet ist. Die Figur 5c stellt den Spannungsverlauf UA auf der Eingangsleitung 4a zum Mikrocomputer 2 gemäß Figur 1 dar. Die Zeitdauer ts ist die Sollzeit zwischen dem Erreichen des Stromschwellenwertes IPR, S1 und dem Zünd­ zeitpunkt tz, die beispielsweise in einem Kennlinien­feld in Abhängigkeit der Batteriespannung UBatt und der Drehzahl im Mikrocomputer abgelegt ist. Die Zeitdauer tDIist die der Sollzeit tDS zugeordnete Ist-Zeit, also gleich der Dauer des High-Pegels des Spannungssig­nals UA gemäß Figur 5c. Da dem Mikrocomputer 2 der Zünd­zeitpunkt tz bekannt ist, wird von dem Signal gemäß der Figur 5c nur die Low-High-Flanke zur Auswertung herange­zogen.
  • Zunächst werden die aktuellen Werte der Batteriespan­nung und der Motordrehzahl erfaßt und aus dem entspre­chenden Kennfeld der zugeordnete tDS-Wert ermittelt und mit dem aus dem Signalverlauf UA berechneten aktuellen tDI-Wert verglichen. Falls der tDS-Wert größer ist als der tDI Wert, wenn also der Einsatzzeitpunkt der Schließ­zeit zu spät erfolgt, wie dies in der zweiten Periode des IPR-t-Diagrammes der Figur 5b dargestellt ist, er­gibt sich folgender Korrekturzeitwert t₁ (K₁ : Konstante):
    t₁ = (tDS-tDI) · K₁ > 0
  • Für die nachfolgende Periode ergibt sich hiermit ein korrigierter Einsatzpunkt ts,neu:
    ts,neu = ts,alt - t₁.
  • Falls jedoch der Beginn der Schließzeit zu früh er­folgt, das heißt wenn der tDS-Wert kleiner als der tDI-­Wert ist, ergibt sich folgender Korrekturzeitwert t₂:
    t₂ = (tDS - tDI) · K₂ < 0
    (K₂: Konstante) und daraus ergibt sich der neue Einsatz­ zeitpunkt ts,neu:
    ts,neu = ts,alt - t₂.
  • Nun kann auch der Fall eintreten, daß der Zünspulen­strom IPR nicht die Stromschwelle IPR,S1 erreicht. Dann bleibt aber auch das Ausgangsspannungssignal UA auf dem Low-Pegel, was die Unbestimmtheit der Zeitdauer tDI zur Folge hat. Der ts-Zeitpunkt könnte für die fol­gende Periode in diesem Fall weiter als notwendig vor­verlegt werden. Dies ist aber mit einer Erhöhung der Verlustleistung im Endstufentransistor TD verbunden, insbesondere für solche Zündspulenströme IPR, deren Endwerte sich knapp unterhalb des Stromschwellenwertes IPR,S1 befinden.
  • Eine qualitative Verbesserung ist in diesem Fall mög­lich, wenn die Zeitdauer ta,alt zwischen dem Einsatz­zeitpunkt der Schließzeit ts und dem Zeitpunkt tSR ge­mäß Figur 5b, bei dem der Zündspulenstrom IPR die Strom­schwelle IPR,S1 erreicht, aus den Vorperioden miter­faßt und im Mikrocomputer 2 abgespeichert wird. Eine Korrekturzeit kann damit abhängig gemacht werden vom Betrag der Abweichung
    IPR - IPR,S1 ·
  • Die Korrekturzeit t₃ ergibt sich somit zu
    t₃ = (ta,alt - (tz - ts)neu + tDS,neu) · K₃ > 0
    mit
    ta,alt = (tSR - ts)alt
    (K₃: Konstante). Damit ergibt sich für den Einsatzzeit­punkt der Schließzeit der nächsten Periode:
    ts,neu = ts,alt - t₃.
  • Wie bereits weiter oben erwähnt, kommt es bei dem be­schriebenen Auswertealgorithmus nur auf die Low-High-­Flanke des Signals der Figur 5c an. Dementsprechend reicht ein durch Differentiation der H/L-Flanke des Span­nungsverlaufes UK3 gemäß Figur 4e abgeleitetes Signal aus, um einen Spannungsverlauf UE gemäß Figur 5d zu er­reichen. Hiervon leitet sich dann am Ausgang der An­steuerstufe 3 ein Signal U′A gemäß der Figur 5e ab, das auf der Verbindungsleitung 4a zum Mikrocomputer 2 zur Auswertung ansteht.
  • Eine weitere erfindungsgemäße Ausführungsform der Schließ­zeitregelung zeigt die Figur 2. Hierbei stellt die Aus­gangsstufe des Mikrocomputers 2 einen sogenannten Ein­strömerausgang bereit, der über den Schalter S₁ der An­steuerstufe 3 geschaltet wird. Dieser Schalter S₁ ver­bindet die Spannungsquelle mit der Spannung USTAB mit dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators K₄, der außerdem auch mit der Steuerleitung 4 verbunden ist. Ist der Schalter S₁ geschlossen, so fließt der Strom I₁ von der Batterie in den Widerstand RE, der über Masse mit dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators K₁ verbunden ist. Demnach liegt an diesem Eingang des Komparators K₁ die Spannung:
    U1,E = I₁ · RE.
  • Falls das Triggersignal UTR am invertierenden Eingang des Komparators K₁ kleiner als der Spannungsabfall U1,E am Widerstand RE ist, beginnt der Zündspulenstrom IPR exponentiell anzusteigen bis er den Wert IPR,S1 er­ reicht (siehe Figur 4b). Dann wird der Ausgang des Komparators K₃ welcher über einen Widerstand R₁₀ mit der Batteriespannung UBatt verbunden ist, auf Massepoten­tial gezogen. Der entsprechende Spannungsverlauf zeigt die Figur 4e. Der Schalter S₂, der mit dem nichtinver­tierenden Eingang des Komparators K₁ verbunden ist, wird in Abhängigkeit von dem am Ausgang des Komparators K₃ anstehenden Potential UK3 so angesteuert, daß dieser Schalter immer nur dann geschlossen ist, wenn der Zünd­spulenstrom IPR größer als die Stromschwelle IPR,S1 ist. Für diesen Fall ergibt sich ein Spannungssignal UE ge­mäß der Figur 4f mit den Spannungspegeln:
    U1,E = I₁ · RE
    und
    U2,E = (I₁ + I₂) · RE.
  • Der Unterschied zwischen dieser erfindungsgemäßen Schaltung und der Schaltung nach Figur 1 besteht darin, daß in der ausgelagerten Endstufe 1 der Widerstand R₄ nach Figur 1 nun als Widerstand RE auf Masse gelegt ist und zusätzlich der Schalter S₂ und der Widerstand R₁₀ angeordnet ist. Die Ansteuerstufe 3 weist gegenüber derjenigen nach Figur 1 nur noch den Widerstand R₇ und den Komparator K₄ auf, wobei der invertierende Eingang des Komparators K₄ mit einer Vergleichsspannung US4, die über einen Spannungsteiler an USTAB realisiert sein kann, beaufschlagt ist und der mit der Steuerleitung 4 verbundene nichtinvertierende Eingang über den Schalter S₁ und den Einströmer I₁ an der Spannung USTAB anliegt.
  • Für die Aufbereitung eines Signals gemäß Figur 4f durch den Mikrocomputer 2 gilt entsprechend das für die Schal­tung nach Figur 1 beschriebene, das heißt, es ergibt sich ein auf der Leitung 4a zum Mikrocomputer 2 anlie­gendes Signal gemäß der Figur 4d.
  • Eine besonders vorteilhafte Ausführungsform der Erfin­dung zeigt die Schaltung nach Figur 3, wonach zwei Stromschwellenwerte IPR,S1 und IPR,S2 abgefragt werden. Hierbei ist in der Schaltung der ausgelagerten Endstufe 1 der Widerstand R₂ gemäß der Figur 1 in einen aus den Widerständen R₂₁ und R₂₂ bestehenden Spannungsteiler aufgeteilt, sowie ein weiterer Widerstand R₁₁ und ein weiterer Komparator K₅ hinzugefügt worden. Der nichtin­vertierende Eingang des Komparators K₃ liegt über dem Widerstand R₂₂ an Masse, während der invertierende Ein­gang dieses Komparators über den Widerstand R₁₁ sowohl mit dem Stromfühlershunt Rs als auch mit dem invertie­renden Eingang des Komparators K₅ verbunden ist. Der nichtinvertierende Eingang des Komparators K₅ ist über die Widerstände R₂₁ und R₂₂ mit Masse verbunden, während der Ausgangs dieses Komparators mit dem invertierenden Eingang des Komparators K₃ in Verbindung steht. Die Schaltung der Ansteuerstufe 3 stimmt mit derjenigen nach Figur 1 überein.
  • Die Stromschwelle IPR,S1 wird durch den Komparator K₅, während die zusätzliche Stromschwelle IPR,S2, die klei­ner als die Stromschwelle IPR,S1 ist, durch den Kompara­tor K₃ abgefragt wird; vergleiche hierzu Figur 4b. Erreicht der Zündspulenstrom IPR die erste Stromschwelle IPR,S2, so wird der Ausgang des Komparators K₃ nach Massepotential gezogen, wodurch der aus den Widerständen R₃ und R₄ gebildete Spannungsteiler wirksam wird, wie schon weiter oben beschrieben wurde. Dadurch wird der Pegel U1,E auf den Wert U2,E abgesenkt, wie in Figur 4g gezeigt ist. Wenn nun der Zündspulenstrom IPR auch die zweite Stromschwelle IPR,S1 erreicht, wird der Ausgang des Komparators K₅, bzw. der invertierende Eingang des Komparators K₃ nach Massepotential gezogen, wodurch der Ausgang des Komparators K₃ nicht mehr auf Masse liegt. Dies hat zur Folge, daß der Spannungspegel U2,E auf der Steuerleitung 4 gemäß Figur 4g wieder auf den Pegel U1,E zurückgeht. Am Ausgang des Komparators K₄ der An­steuerstufe 3 steht ein Spannungsverlauf UA gemäß der Abbildung 4h an. Bei diesem Signal beschreibt die posi­tive Flanke F1 das Erreichen der IPR,S2-Schwelle und die negative Flanke F2 das Erreichen der IPR,S1-Schwelle.
  • Diese beiden Flanken können nun im Mikrocomputer 2 für die Berechnung eines verbesserten Korrekturwertes für den Einsatzzeitpunkt der Schließzeit verwendet werden.

Claims (10)

1) Schließzeitregelung für Brennkraftmaschinen mit einer den Zündspulenstrom schaltenden Zündendstufe (1) und einem Mikrocomputer (2) mit seiner Ansteuerstufe (3), wobei auf der die Zündendstufe (1) und die Ansteuer­stufe (3) verbindenden Steuerleitung (4), die den Strom­fluß in der Primärwicklung der Zündspule bestimmenden Pegel anliegen, dadurch gekennzeichnet, daß diese Steuerleitung (4) als einzige Verbindung zwischen der Zündendstufe (1) und der Ansteuerstufe (3) bidirektio­nal, im Sinne eines Regelkreises, genutzt wird.
2) Schließzeitregelung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­zeichnet, daß das auf der Steuerleitung (4) von der Zündendstufe (1) zur Ansteuerstufe (3) gelangende Si­gnal mit Hilfe des Mikrocomputers (2) zur Bestimmung des Einsatzzeitpunktes (ts) für die Schließzeit ver­wendet wird.
3) Schließzeitregelung nach Anspruch 2, dadurch ge­kennzeichnet, daß ein Schwellenwert derart definiert wird, daß bei einer Überschreitung dieses Schwellenwer­tes durch den Zündspulenstrom eine definierte Absenkung des auf der Steuerleitung (4) stehenden, die Schließ­zeit bestimmenden Pegels erfolgt, und daß die durch diese Absenkung definierte Flanke als Auswertesignal dem Mikrocomputer (2) zur Verfügung steht.
4) Schließzeitregelung nach Anspruch 2, dadurch gekenn­zeichnet, daß ein Schwellenwert derart definiert wird, daß bei einer Überschreitung dieses Schwellenwertes durch den Zündspulenstrom eine definierte Erhöhung des auf der Steuerleitung (4) stehenden, die Schließzeit bestimmenden Pegels erfolgt, und daß die durch diese Erhöhung definierte Flanke als Auswertesignal dem Mikro­computer (2) zur Verfügung steht.
5) Schließzeitregelung nach Anspruch 2, dadurch gekenn­zeichnet, daß ein erster und ein zweiter Schwellen­wert derart definiert wird, daß der zweite Schwellen­wert höher liegt als der erste, und daß zunächst bei einer Überschreitung des ersten Schwellenwertes durch den Zündspulenstrom eine definierte Absenkung des auf der Steuerleitung (4) stehenden, die Schließzeit be­stimmenden Pegels erfolgt, und daß bei Überschreitung des zweiten Schwellenwertes durch den Zündspulenstrom diese Absenkung des Pegels wieder rückgängig gemacht wird, und daß die durch diese Absenkung bzw. Erhöhung des Pegels definierte Flanken als Auswertesignale dem Mikrocomputer (2) zur Verfügung stehen.
6) Schließzeitregelung nach einem der Ansprüche 3 - 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Absenkung bzw. Erhö­hung des die Schließzeit bestimmenden Pegels mit Hilfe eines gesteuerten Spannungsteilers erfolgt.
7) Schließzeitregelung nach einem der Ansprüche 3 - 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Absenkung bzw. Erhöhung des die Schließzeit bestimmenden Pegels mit Hilfe ge­steuerter Einströmer, die ihren Strom in einen Arbeits­widerstand treiben, erfolgt.
8) Schließzeitregelung nach einem der Ansprüche 3 - 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Absenkung bzw. Erhöhung des die Schließzeit bestimmenden Pegels mit Hilfe eines durch Differentiation eines Spannungssprunges, welcher mit dem Erreichen des Stromschwellenwertes auftritt, er­zeugten Hilfsimpulses erfolgt.
9) Schließzeitregelung nach Anspruch 3, dadurch gekenn­zeichnet, daß die Stromanstiegszeit des Zündspulen­stromes bis zum Erreichen der definierten Stromschwelle in jeder Periode, in der der Strom die Stromschwelle erreicht, abgespeichert wird.
10) Schließzeitregelung nach Anspruch 3 und 9, dadurch gekennzeichnet, daß beim Nichterreichen der Stromschwelle durch den Zündspulenstrom die Zeitkorrektur aus der Zeit­differenz zwischen der im Anspruch 9 definierten Strom­anstiegszeit der Vorperiode und der aktuellen Stroman­stiegszeit gebildet wird.
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