DK161355B - Interpolativ analog-digitalomsaetter til kredsloeb til taleoverfoering i en abonnentlinie - Google Patents

Description

DK 161355 B

Den foreliggende opfindelse angår en interpolativ analog-digitalomsætter, som indgår i en abonnent-liniekreds til taleoverføring i et telekommunikationssystem, i hvilken interpolative analog-digitalomsætter indkommende talesignaler 5 i analog form omsættes og behandles på digital form før overføring, og hvori omvendt de modtagne signaler behandles på digital form før genomsætning til analog form.

Kendte telekommunikationsapparater til at omsætte talesignaler til digital form med henblik på transmission 10 indbefatter en såkaldt abonnentliniekreds SLIC (Subscriber Line Interface Circuit) , som udfører en totråds-til-firtrådsomsætning og en liniefødning under anvendelse af transformerkoblet teknik og yderligere kredse til at udføre overvågning, prøvning og ringfunktioner, sendefilter og modtagefilter af 15 analog type og den CODEC (kodnings-dekodningskreds), som udfører den øjeblikkelige omsætning af de analoge signaler til digital PCM-signaler og PCM-signalerne tilbage til analoge signaler. Fabrikanter af integrerede kredse forsøger for tiden at erstatte de individuelle kredsløbskomponenter 20 med integrerede kredse, som frembringer de forskellige funktioner, som de udføres for tiden, dvs. en énkanalmonolitisk CODEC erstatter CODEC-funktionen, énkanalfiltre erstatter filterfunktionen og en monolitisk SLIC erstatter transformeren og de tilhørende komponenter. Eftersom kendte anløg var 25 baseret på en opbygning af anlægget, som udvikledes for et antal år siden, og som anvendte komponenter, der var tilgængelige på dette tidspunkt, kan en enkel udskiftning med komponenter, der anvender LSI-teknik, ikke udnytte denne teknik til dens fulde fordel.

30 Kendte anlæg udfører et antal funktioner, som kan opdeles i tre hovedkategorier. (1) Højspændings-analog mellemled til abonnentlinien, (2) behandling af talesignaler omfattende totråds til firtråds omsætning, filtrering og kodning, og (3) mellemled til den digitale omgivelse omfat-35 tende PCM-signalveje og styrelinier fra en processor eller styreenhed. Ved tilvejebringelse af et nyt anlæg er det

DK 161355B

2 rimeligt at inddele- det nye anlæg i overensstemmelse med disse tekniske områder. Det analoge mellemled til abonnentlinien kræver både høj strøm og høj spænding og udføres derfor bedst med bipolær højspændingsteknik. Bipolær højspændings-5 teknik har ikke stor pakningstæthed, hvorfor et sådant kredsløb skal være så enkelt som muligt. Signalbehandlingen og de digitale mellemleds funktioner kan begge udføres i lavspændingsteknik. Lavspændingsteknikken består af LSI-teknik med stor pakningstæthed, hvor n-kanal MOS er valgt af omkost-10 ningshensyn.

For øjeblikket består signalbehandlingen af analog totråds-til-firtråds omsætning efterfulgt af analog filtrering, analoge eksemplerings- og holdeoperationer og analog-til digital eller digital- til -analogomsætning. Kompres-15 sions-ekspanderingsfunktionerne udføres desuden i analog-til -digital og digital- til -analog omsætterne på analog måde. Eftersom n-kanal MOS er optimal for digitale funktioner, vil det være praktisk at basere et nyt anlæg på digital signalbehandling. Der har imidlertid været en vis modstand 20 hos konstruktører af sådanne anlæg til at anvende digitale filtre, eftersom sådanne kredsløbsorganer har komplekse strukturer, der kræver stor mængde materiale og har betydelig effektab.

For at virkeliggøre en digital filterstruktur kræves 25 en analog- til -digital og en digital- til -analogomsætter. Imidlertid kræves til udførelse af talesignalbehandlingen ved abonnentlinier analog- til -digital og digital- til-analog omsættere foruden analoge filtre, så der ikke er sket nogen skade ved at have sådanne omsættere. De anbringes 30 bare i andre dele af anlægget. Digitale filtre kræver desuden en stor mængde indledende grundudgifter. Der kræves både en aritmetisk behandlingsenhed, læselager (ROM) og lager med direkte tilgang (RAM) for at virkeliggøre filtret. Et meget enkelt filter kræver derfor næsten lige så meget siliciumma-35 teriale som et komplekst filter. Skønt de filtre, der kræves til abonnentliniefunktionerne, er komplekse filtre, er det

DK 161355 B

3 digitale filtre effektivt med hensyn til omkostninger sammenlignet med et analog filter.

Ved sammenligning af filteromkostningerne (baseret på siliciumarealet) med kompleksiteten (eller sværhedsgraden) 5 og den funktion som kræves af filteret, er det konstateret, at med filter af analog type øger omkostningerne lineært med kompleksiteten. I tilfældet med digitale filtre nedsættes omkostningerne ved yderligere at øge kompleksiteten imdidler-tid, selv om der betales en høj begyndelsesomkostning. En 10 grund til dette er, at digitale filtre kan multiplekse og tidsdele udstyret, hvilket analoge filtre ikke kan. Et digitalt filter behøver heller ikke nogen præcisionskomponenter, mens det analoge filter kræver et stort antal præcisionskomponenter (som eventuelt må trimmes og må have meget lav 15 drift) for at opfylde den specificerede ydeevne. Det digitale filter kan desuden gøres mere nøjagtigt alene ved at tilføje flere bit ved beregningen i datamaskinen.

Et andet problem ved at bruge digitale filtre til sådanne anvendelser har været effektudviklingen hidrørende 20 fra den store mængde aritmetisk signalbehandling. Typisk digitale filtre kræver multiplikatorer med høj hastighed som afgiver en stor del af effekten. Telekommunikationsanlæg kræver meget lav effektudvikling, og analoge filtre tenderer mod at udvikle lavere effekt end digitale filtre. Som følge 25 heraf har kendte udførelser anvendt analoge filtre i stedet for digitale filtre.

Med henvisning til fig. 2 på tegningen vises et skematisk blokdiagram over en forenklet udgave af en kendt interpolate indkoder af den type som anvendes til at virkeliggøre 30 den i fig. 1 viste analog-digitalomsætter 16. I den grundlæggende kodesløj fe anvendes negativ tilbagekobling til at gøre den gennemsnitlige forskel mellem den analoge indgang x(t) og dens kvantiserede repræsentation q(t) så lille som muligt. Forskellen mellem x(t) og q(t) integreres og adderes 35 til øjebliksværdien af forskellen mellem x(t) og q(t) ved hjælp af en integrationsforstærker 77, og resultatets polari-

DK 161355 B

4 tet detekteres af en komparator 78. Udgangen af komparatoren

78 er forbundet med en skiftestyrelogik 79, som anviser en forøgelse eller formindskelse i det kvantiserede signal q(t) som frembringes af en digital-analogomsaetter (DAC) 80. I

5 den foretrukne udførelsesform omfatter logikken 79 et 8-bit tovejs skifteregister, som arbejder som en digitalakkumulator fyldt med ettaller i bunden (den mindst betydende bit-LSB) og nuller foroven. Når registret fyldes med logiske ettaller, forøges kvantiseringsgraden.

10 Kvantiseringspolariteten overvåges også af logikken 79 og danne en udgang i form af en fortegnsbit SB på linien 81. Denne størrelse danner en udgang på linierne 78.

Yderligere detaljer og funktionsmæssige egenskaber for en kreds svarende til den som er vist kan findes i en 15 artikel af Bruce A. Wooley og James L. Henry med titlen "An integrated Per-Channel PCM Encoder Based On Interpolation", siderne 14-20 IEEE Journal of Solid State Cicuits bind SC 14, nr. 1, februar 1979.

Selv om den ovenfor beskrevne interpolative analog-20 digitalomsætter og andre beskrevne i den kendte teknik kan anvendes i et anlæg ifølge den foreliggende opfindelse, er sådanne omsættere behæftede med adskillige ulemper. Eftersom komparatorens udgang eksempleres ved frekvensen Fs (hvilket er meget større end det indgangsfrekvensområde der har inter-25 esse) og anvendes til at styre skifteregistret med henbilk på at bestemme en ny kvantiseret udgang, må DAC-udgangen ændres ved hver eksemplering eftersom en 1-bitkode kun tillader to tilstande, dvs. forøgelse eller formindskelse, og tillader ikke nogen tilstand, hvor digital-analogomsætterens 30 udgang forbliver konstant. Nærmere bestemt tillader skifteregisterstyringen kun at omsætterens indgange er 0, ± 00000001, ± 00000011, ± 00000111, ± 00001111, ± 00011111, ± 00111111, ± 01111111 eller ± 11111111. Som påpeget i Candy m.fl., "A Per-Channel A/D Converter Having 15-Segment μ-255 Compading" 35 siderne 33-42, IEEE Trans. On Communications, bind com-24, nr. 1, januar 1976, er disse koder blevet valgt for at svare

DK 161355 B

5 til 4/3 x slutpunkterne af μ -1 ovkodekar akt er i s t ikken, således at middelværdien af hvilke som helst to punkter = slutpunktet i en μ-lovkode. Skifteregistrets styrekreds tillader kun 17 niveauer i systemet, dvs. otte positive niveauer, otte nega-5 tive niveauer og nul. Tilbagekoblingssløjfen bevirker, at analog-digitalomsætteren forsøger at tvinge integratorudgan-gen mod nul, således at integralet af q(t) prøver at blive lig med integralet af x(t).

For indgangs jævnspændingssignaler med korrekt dæmpning 10 indstillet ved hjælp af modstanden R og kondensatoren C frembringer anlægget et mønster som det, der er vist i fig.

3a, som er en oscillering over tre niveauer omkring indgangssignalet. Forfatterne beskriver et 156 kHz anlæg, i hvilket 32 eksempleringsprøver effektivt middelværdidannes to trin 15 ad gangen. Hvert af de to trin middelværdidannes ved at tage den lavere værdi af de to aflæste og bortkaste skalleringsfaktoren 4/3. Hvis eksempelvis en aflæsning er 4/3 af slutpunktet n, er næste lavere aflæsning 2/3 af slutpunktet n, og middelværdien er slutpunktet n, som er samme kode som 20 den lavere aflæsning. Denne middelværdi nedsætter antallet af eksempleringsprøver til 16, og der dannes middelværdi af dem i en parallel 12-bit adderingskreds for at give et resultat med 12 bit. Opløsningen i adderingskredsen er en funktion af antallet af eksempleringsprøver (N), over hvilke der er 25 dannet middelværdi, samt af opløsningen i hver eksemplerings-prøve, dvs. log2N x opløsningen af en særskilt eksemplerings-prøve = resultatets opløsningsevne.

Kawahara m.fl. og andre har også beskrevet anvendelsen af et 512 kHz, hvori middelværdien kun dannes ned til 32 30 kHz. Alle disse anlæg udviser imidlertid flere problemer, hvis årsager nu skal diskuteres sammen med de forelåede løsninger ifølge den foreliggende opfindelse.

1. Frekvensafhængig forstærkning. Med hensyn til dette problem er eksempleringshasigheden og antallet af niveauer 35 i omsætteren de grundlæggende begrænsninger for anlægget.

Når indgangsfrekvensen forøges har anlægget større vanskelig- 6 DK Ί61355Β hed med at følge signalet som vist i figurerne 4a og 4b.

Som det fremgår af fig. 4a følger anlægget temmelig godt med ved 250 Hz. Når imidlertid frekvensen forøges til 4 kHz bliver det vanskeligere at følge signalet, hvilket er vist 5 i fig. 4b. For et signal som skal gå fra plus fuld skala til minus fuld skala kræves en tid (2M - 1) T, og den maksimale frekvens ved fuld amplitude som anlægget kan frembringe er FS/2(2M - 1). For 8-niveauanlægget er denne frekvens Fs/30. Nær disse frekvenser frembringes imidlertid fejl.

10 Selv ved lavere freksenser er signalforvrængningen betydende.

En frekvensafhængig forstærkning kan iagttages ved at måle analog-digitalomsætterens udgangskomposant ved indgangssignalfrekvensen, og resultatet for en 256 kHz eksempleringshastighed ved et 8-niveauanlæg er vist i fig. 5. Ved forøgelse 15 af eksempleringshastigheden til 512 kHz forbedres svaret ved lave frekvenser, men frekvensafhængige forstærkninger optræder stadig ved højere frekvenser. Dette kan forårsage mærkbare problemer i anlægget, hvis dette ikke korrigeres.

2. Jævnspændingssignaler begrænses som funktion af eksem-20 pieringshastigheden. Begrænset jævnspændingsopløsning skyldes forskellen mellem niveauerne og det antal eksempleringsprø-ver, hvorover der er dannet middelværdi. I det ovenfor beskrevne anlæg repræsenterer hvert andet niveau et niveau midt mellem to niveauer. 3-Niveauoscilleringsen i fig. 3a 25 kan erstattes med en 2-niveauoscillator ved Fs/2 som er vist i fig. 3b. De to niveauer er skilt fra hinanden efter forholdet 2:1 og opløsningen bestemmes af antallet af eksem-pleringsprøver, hvorover der er dannet middelværdi. I fremgangsmåden ifølge Candy m.fl. dannes der middelværdi over 30 16 eksempleringsprøver, således at signalopløsningen approk simativt er lig med en til 32 eller svarende til den opløsning der opnås ved at følge μ-lov eller A-lov praksis. En højere eksempleringshastighed dvs. 512 kHz ville muliggøre, at der kunne dannes middelværdi over dobbelt så mange eksem-35 pieringsprøver og ville muliggøre højere opløsning dvs.

1:64. Disse anlægs opløsning kan siges at være 1: (Fs/FU(j) ,

DK 161355B

7 hvor Fucj er udgangseksempleringsfrekvensen.

3. Det dynamiske område begrænses som funktion af eksem-pleringshasigheden. Et begrænset dynamikområde er et problem som svarer til problemet med begrænset opløsning. Dynamilom-5 rådet er forholdet mellem det laveste opløste niveau og det højeste. Det laveste opløste niveau er nær 0 og er X0 (FU{j/“

Fs), hvor X0 = udgangen for koden 00000001. Det højeste niveau er 2m · X0, hvor M er antallet af niveauer (positiv eller nega-10 tiv) i digital-analogomsætteren. Dynamikområdet er derfor 2m · Fs/Fua og kan forøges ved enten at forøge M eller Fs.

Hvis imidlertid M forøges uden at ændre Fs, aftager den frekvens, ved hvilken der opstår problemer med at følge signalet.

15 4. Begrænset højfrekvenssignalydeevne. Når højfrekvens signaler, der ikke kan følges, tilføres omsætteren, har udgangen tilbøjelighed til at falde ud og dreje 180" ud af fase med indgangen. Under visse omstændigheder kan selv signaler indenfor båndet (lavfrekvens) frembringes af den 20 tilstand, der ikke følger signalet, hvilke signaler er mindre end -30 dB under indgangsniveauet.

5. Signaler udenfor båndet frembringer signalkomposanter indenfor båndet. Det middelværdidannende digitale filter, som anvendes i det ovenfor beskrevne kredsløb, er ikke den 25 optimale konfiguration, eftersom det ikke helt bortfiltrerer alle signaler udenfor båndet og desuden kan bevirke foldning af signalet udenfor båndet ind i pasbåndet. Signaler udenfor båndet frembringes ikke kun af indgangssignaler udenfor båndet, men også af analog-digitalomsætterens omskiftefunk-30 tion ved den høje eksempleringsfrekvens på 256 kHz eller 512 kHz. Signaler mellem 4 og 8 kHz dæmpes ikke tilstrækkeligt og bliver foldet tilbage i pasbåndet (det antages at pasbåndet er beliggende mellem 0 og 3,4 kHz). Signaler nær 12 kHz bliver også foldet tilbage i pasbåndet med kun -13 35 dB's dæmpning. Det synes derfor som om denne analog-digital-omsætter behøver et forfilter med høj præcision for at være

DK 161355 B

8 nyttigt ved behandling af talebåndssignaler.

Analog-digitalomsættere frembringer signaler udenfor båndet i et område -20 til -50 dB under indgangsniveauet, og visse af disse signaler bliver foldet tilbage med mindre 5 en -30 dB's dæmpning og forøger støjen indenfor båndet. De kan også forøge anlæggets signal/støjforhold. Interpolatoren med 512 kHz indgangssignal og det middelværdidannende filter med 32 kHz udgangssignal har bedre ydeevne. Dette filter kræver en kompleks filtrering bagefter, men kan eliminere alt 10 bortset fra et enkelt forfilter. Signaler, som ligger indenfor båndet 32 til 36 kHz, 60 til 68 kHz, osv., foldes stadig direkte ind i pasbåndet og derfor kræves højere dæmpning indenfor disse bånd.

I den kendte interpolative analog-til-digitalomsætter, 15 som vist i fig. 2, tilvejebringes kun en toniveaukode til beregning af kvant i serings signal et q(t), eftersom styresignalet, som danner dette signal, er en 1-bit kode. Denne begrænsning ved den kendte omsætter undgås ved at indføre en yderligere komparator, som sammenligner fortegnene for det 20 indkommende og det kvantiserede signal, og som giver et styresignal til en logikkreds, hvorved tilvejebringes en 2-bit kode til digital-til-analogomsætteren, som frembringer kvantiseringssignalet. Ved denne 2-bit kode gives mulighed for fire tilstande i stedet for to tilstande. Dette medfører, 25 at indgangssignalet x(t) kan tillades at antage fire mulige nye tilstande, hvorved dynamikområdet og opløsningen i omsætteren forøges. Som følge heraf fås også forbedret følsomhed ved forøgelse af det indkommende signals frekvens.

Formålet med den foreliggende opfindelse er at angive 30 et forbedret analog- til -digitalomsætterkredsløb til anvendelse i talesignalbehandlingsdelene af telekommunikationsappa-ratet. Opfindelsen er ejendommelig ved det i den kendetegnende del af krav 1 -angivne.

Opfindelsen forklares i det følgende nærmere under 35 henvisning til tegningen, på hvilken fig. 1 er et blokdiagram, som viser opbygningen af 9

DK 161 o b 5 B

en talesignalbehandlingskreds i en abonnentlinie ifølge opfindelsen, fig. 2 er et blokdiagram, som skematisk viser en kendt interpolativ analog-til-digitalomsætter af en sådan 5 type, som anvendes i overensstemmelse med den foreliggende opfindelse.

fig. 3a og 3b viser 3-niveauinterpolation hhv. 2-niveauinterpolation ifølge den foreliggende opfindelse, fig. 4a og 4b viser virkemåden af analog-til-digital-10 omsætteren ifølge opfindelsen, fig. 5 er et diagram som viser den frekvensafhængige forstærkningskarakteristik for en analog-til-digitalomsætter, som anvender en omsætter af den i fig. 7 viste type, fig. 6 er et blokdiagram der viser en interpolativ 15 analog-til-digitalomsætter, som er modificeret i overensstemmelse med opfindelsen, fig. 7 viser en alternativ udførelsesform af en interpolativ analog-til-digitalomsætter ifølge opfindelsen, fig. 8 viser virkemåden af den i fig. 7 viste analog-20 til-digitalomsætter, fig. 9 er et diagram, der viser signal/støjforholdene for en adaptiv analog-til-digitalomsætter ifølge opfindelsen, fig. 10 er et blokdiagram, som skematisk viser et kredsløb til at modficere virkemåde af den i fig. 7 viste 25 omsætter, fig. 11 er et diagram, der viser virkemåden af en omsætter med og uden den i fig. 10 viste modificering, fig. 12 er et blokdiagram, som viser et digitalt dec imator filter, 30 fig. 13 viser en kredsløbsudførelse af det i fig. 12 viste filter.

Under henvisning til fig. 1 på tegningen er vist et blokdiagram af en talebehandlingskreds (SLAC) 10 til en abonnentlinie til anvendelse sammen med en abonnentliniemel-35 lemkreds (SLIC) 12. Alment består en SLAC af enheder, som danner en sendevej indeholdende et indgangsfilter 14, en

DK 161355 B

10 analog-digitalomsætter 16, digitale signalbehandlingskredse 18 og et senderegister 20. Modtagesignalvejen indeholder et modtageregister 22, en modtagesignalbehandlingskreds 24, en digital-analogomsætter 26 og et udgangsfilter 28. Desuden 5 indgår indgangs/udgangsstyreorganer 30 foruden yderligere styrekredse 32 og SLIC-styrekredse 34.

Nærmere angivet er indgangsfiltret 14 et enkelt såkaldt antifoldningsfilter ("anti-aliasing"), som anvendes til at forhindre signaler nær eksempleringsfrekvensen i at 10 blive foldet tilbage i talebåndet under senere decimeringstrin. Filtret 14 skal have mindst 10 dB dæmpning ved 508 kHz (hvis eksempleringsfrekvens Fs = 512 kHz). Dette opnås ved at anvende et filter med en enkelt pol beliggende ved 114 kHz. Forsinkelsen i dette filter er nominelt 1,4 mikro-15 sekunder.

Som det forklares i flere detaljer nedenfor er analog-til-digitalomsætteren 16 en interpolativ indkoder, som eksemplerer det indkommende analoge talesignal ved en forholdsvis høj eksempleringsfrekvens eksempelvis 512 kHz (eller 256 kHz) 20 og frembringer digitale ord med flere bit, hvilke ord repræsenterer signallamplituden ved hver eksemplering.

Analog-til-digitalomsætteren skaber hovedbidraget til anlæggets ydeevne og frembringer de fleste af fejlene i anlægget. Dens udførelse bestemmer signal/støjforholdet, 25 forstærkningssporingen, tomgangskanalstøjen, den harmoniske forvrængning, signalsvaret udenfor båndet, intermodulations-forvrængningen og kan begrænse frekvensgangen.

Signalbehandlingskredsen 18 på sendersiden indeholder et par lavpas decimeringsfiltre 40 og 42, et balancefilter 30 44, et sendefilter 46 til dæmpning og forvrængningskorrektion (ADC), en senderkreds 48 til forstærkningsregulering, et hovedsendefilter 50 og en digital kompressionskreds 52. Som nærmere forklaret nedenfor omdanner analog-digitalomsætteren 16 også nøjagtigt signaler, hvis frekvens ligger over 3,4 35 kHz, og derfor må sådanne signaler dæmpes med lavpasfiltre som i sædvanlige filteranlæg. Filtreringen opnås ifølge den

XI

DK 161355 B

foreliggende opfindelse ved hjælp af en seriekobling af lavpasfiltre omfattende sådanne som er vist ved 40, 42 hhv.

50. Lavpasdecimeringsfiltrene 40 og 42 er filtre til frekvensreducering. Senderfilteret 50 er ikke kun et lavpasfil-5 ter, men indeholder desuden en høj pasf ilterdel til at udføre en afvisning ved 60 Hz som normalt udføres som en del af anitfoldningsfiltreret i et telefonanlæg.

Digitale filtre kræver en stor del beregning, og jo højere frekvensen er desto mere beregningsarbejde kræves, 10 eftersom en højere beregningshastighed er påkrævet. Det er derfor vigtigt fra et økonomisk synspunkt at begrænse antallet af beregninger og at nedsætte eksempleringshastigheden så hurtigt som muligt. Derfor er funktionen af filtrene 40 og 42 at nedsætte eksempleringshatigheden.

15 Nærmere bestemt nedsætter filteret 40 eksemplerings hastigheden fra 512 kHz til 32 kHz ved at udføre en lavpas-filtrering. Dette filter må sikre, at ingen signaler over 32 kHz foldes tilbage ind i pasbåndet fra 0-3,4 kHz. Desuden skal filteret 40 have en båndpaskarakteristisk som er så 20 jævn som muligt. Det er ikke nødvendigt eller særligt kritisk at pasbåndskarakteristikken holdes absolut jævn eftersom denne kan kompenseres i yderligere digitale filterdele. En fordel ved at anvende digitale filtre er, at eftersom disse har eksakte og præcise karakteristikker, kan andre filtre 25 anvendes til at kompensere for virkningerne af et foregående filter. Ved anvendelse af et analogt filter er det meget svært at udnytte en efterfølgende filterdel til at ophæve virkningerne af en tidligere del, eftersom filtervariationen skyldes filterkomponenterne.

30 32 kHz udgangssignalet fra filteret 40 føres derefter til et andet lavpasdecimeringsfilter 42, som yderligere nedsætter frekvensen til 16 kHz. Dette filter må sikre, at der ikke findes nogen komposanter, som foldes tilbage i pasbåndet, og at der ved dets udgang ikke findes nogen kompo-35 santer, som kan repræsentere frekvenser større end 12,6 kHz, hvilket svarer til 16 kHz minus 3,4 kHz. Skønt disse

DK 161355 B

12 to filtre kan kombineres til én filter struktur i den foreliggende opfindelse er de opdelt i to med henblik på at frembringe 32 kHz og 16 kHz signalpunkter til anvendelse i andre kredsløbskomponenter.

5 Hvis filtrene 46 og 48 afkobles et øjeblik frembringer hovedsendefilteret 50 både lavpas- og højpasfiltreringsfunktioner. Lavpasfiltreringsfunktionen tilvej ébringer et lavpas-filter med en aftagende dæmpning ved 3,4 kHz til 4,6 kHz, hvilket er analogt med den funktion, som frembringer dette 10 filter dæmpningskorrektion for at kompensere for virkningerne af filtrene 40 og 42 og mulige virkninger forårsagede af forfilter 14. Filtrets højpasdel frembringer afvisning ved 60 kHz og afviser mulige lavfrekvenssignaler, som ikke ønskes transmitteret i et telefonanlæg. Udgangen af filteret 50 15 danner en lineær kode. Valget af en lineær kode kræves for at bevare såvel et godt signal/støjforhold i anlægget som for at tillade en enkel behandling af signalerne.

Den digitale kompressionskreds 52 anvender en digital algoritme til at omsætte den lineære kode til enten en μ-20 lov eller en A-lov kode, som kræves i visse telefonanlæg.

Hvis en udgang med lineær kode ønskes, kan denne blok afkobles i anlægget. Udgangen fra kompressionskredsen føres til et senderegister 20, som, når dette styres af styresignaler, transmitterer data til en telefonomskifter, der er forbundet 25 med sendeterminalen 53. De hidtil beskrevne funktionsenheder er til en vis måde analoge med de sædvanlige funktioner, der opnås ved hjælp af sendefiltret og analog-til-digitalom-sætteren i kendte kredsløb. I kendte kredse er forstærkningsreguleringsorganer hidtil blevet tilvejebragt foran anlæggets 30 sendeblok ved hjælp af en forstærker af en eller anden slags.

I den viste udførelsesform udføres forstærkningsfunktionen af forstærkningsreguleringskreds 48, som tilvejebringer forstærkning ved at multiplicere det digitale ord, som modtages fra decimatoren 42, med en digital konstant. Den digi-35 tale konstant kan programmeres af brugeren og kan programmeres nøjagtigt, således at forstærkningen har et meget stort

DK 161355 B

13 variationsområde som strækker sig fra +12 dB til praktisk talt minus uendelig, som bestemmes ved passende valg af forstærkningsstyringsord, som brugeren programmerer ind i kredsløbet.

5 Mens forstærkningen i kendte anlæg må programmeres ved hjælp af manuel indstilling af anlægget, er der i den foreliggende opfindelse, eftersom forstærkningen som vist i fig. 1 programmeres via en I/O bus 51, ingen fysiske komponenter at ændre og forstærkningen kan programmeres ved in-10 stalleringen under datamaskinens styring, hvilket i høj grad sparer omkostninger og tid for fabrikanten. Balancefiltret 44 anvendes til at frembringe en hybrid-balancefunktion, som vil blive nærmere beskrevet nedenfor.

Med henvisning til modtagevejen danner signalerne, 15 som modtages ved terminalen 55, indgangssignaler til modtageregisteret 22 og udgør derefter indgangssignaler til signalbehandlingskredsene. 24, som indeholder en digital ekspanderingskreds 54, et hovedmodtagefilter 56, et forstærkningsreguleringskredsløb 58, et modtagefilter 60 til dæmpning og 20 korrektion af modtagesignalernes forvrængning, et par lavpas-interpolationskredse 62 og 64 samt et impedansfilter 66. Ekspanderingskredsen 54 arbejder under indgangsprogramstyring ved 57 med henblik på at tage enten en μ-lov eller en A-lov kode og omsætte den til en 12 eller 13 bit lineær kode som 25 i sendedelen. Hvis styreordet viser, at indgangsordet er lineært, kan ekspanderingskredsen af kobles. Indgangseksemple-ringshastigheden for anlægget er 8 kHz.

Formålet med modtagevejen er at forenkle modtagefiltret, som for øjeblikket må filtrere en 8 kHz komposant 30 under anvendelse af lavpasfilterteknikken. Desuden må det nuværende modtagefilter kompensere for forvrængning som forårsages af for lav eksempieringshastighed. Denne forvrængning er kendt som sin X/X forvrængning og forårsager en tilsyneladende dæmpning af signaler, når signalfrekvensen 35 udgør en betydelig procentdel af eksempleringsfrekvensen.

Et 3,5 kHz signal i et 8 kHz eksempleringsnalæg har f.eks.

DK 161355 B

14 omkring 2 eller 2,4 dB dæmpning, som må korrigeres.

Filtrering udføres ifølge den foreliggende opfindelse under anvendelse af de tre filtre 56, 62 og 64. Hovedmodtage-filtret 56 er et lavpasfilter svarende til lavpaskomposanten 5 i filtret 50 og arbejder ved 16 kHz, medens højpasdelen i filteret 50 arbejder ved 8 kHz. Filtret 56 modtager et 8 kHz signal, men afgiver et 16 kHz signal på udgangen. Det må derfor have en betydelig dæmpning i båndet mellem 4,6 kHz og 8 kHz for at afvise eventuelle foldningsfrekvenser 10 og for at afvise den som følge af eksempleringshastigheden optrædende 8 kHz komposant. Sendefiltret 50 er både et lavpas og et højpasfilter, medens filtret 56 kun er et lavpasfilter.

Grunden til at der findes lav- og højpaskomposanter i sendefiltreret og kun en lavpaskomposant i modtagefilteret 15 er, at det i sendevejen er let at opfange 60 Hz signaler i USA og 50 Hz signaler i Europa, eftersom signalerne modtages fra en telefonlinie og sådanne linier strækker sig langs med stærkstrømledninger. Nogle af disse 50 eller 60 Hz signaler føres uheldigvis ind i telefonanlægget. Høj pasf ilterdelen 20 50 er udformet til at spærre for 60 Hz signalerne, og når der først er blevet spærret for signalerne og anlægget er af digital udformning, findes der ingen måde, hvorpå 60 Hz signalerne kan tilføres til efterfølgende digitale dele.

Som følge heraf er der ikke noget behov for et 60 Hz filter 25 i modtagevejen.

Udgangen af filteret 56 danner indgangen til en forstærkningsreguleringskreds 58 og derefter til et modtagefilter 60 til dæmpningskorrektion (ADC), hvilke filtre begge bliver beskrevet yderligere nedenfor.

30 Den første lavpasinterpolatorkreds 62 modtager et 16 kHz indgangssignal fra kredsen 58 og danner et 32 kHz udgangssignal. Den arbejder som et lavpasfilter, hvilket har til formål at dæmpe 16 kHz komposanten stærkt. Eftersom udgangen er ved 32 kHz indfører dette filter en 32 kHz kompo-35 sant.

Den anden lavpasinterpolatorkreds 64 er også et lav-

DK 161355 B

15 pasfilter, som ved sin udgang afgiver enten et 256 kHz (eller 128 kHz) signal i det foreliggende anlæg med henblik på at opnå lavpasfiltrering af 32 kHz komposanterne og med henblik på at indføre visse komposanter af mindre størrelse ved de 5 højere frekvenser. Filtrene 62 og 64 udfører hovedsagelig filtrering af de høje frekvenskomposanter. Hvis de ikke fuldstændigt jævne i pasbåndet kan en sådan opførsel i høj grad forudses og kan kompenseres ved hjælp af filtret 56, som idet foreliggende anlæg udfører denne funktion eftersom 10 filtrene 62 og 64 dæmper visse af signalerne i højfrekvensenden af pasbåndet dvs. omkring 2 eller 3 kHz. Derfor er filtret 56 forsynet med et kompensationsnetværk, som kompenserer for den af filtrene 62 og 64 frembragte dæmpning.

Udgangen af filteret 64 føres derefter til digitalis analogomsætteren 26, som omsætter signalerne til analog form og leder den gennem udgangsfilteret 28. I telefonanlæg må højfrekvenskomposanterne ligge mindst 28 dB under lavfrek-venskomposanterne. Med en eksempleringsfrekvens på 256 kHz er signalet 28 dB lavere end komposanten ved 3,4 kHz. Teore-20 tisk set behøves altså ikke noget efterfølgende filter eller udglatningsfilter. Imidlertid indgår filtret 28 i det foreliggende anlæg af sikkerhedsgrunde.

Eftersom den interpolative analog-til-digitalomsætter er et i høj grad overeksempleret anlæg, hvori den informa-25 tion, der har interesse, findes i et lavere frekvensbånd end ved anlæggets udgang, kræves digitale filtre som vist ved 40, 42, 46 og 50 i fig. 1 for at fjerne de højfrekvente fejlkomposanter, som dannes i omsætteren, med henblik på at danne middelværdi og udglatte de lave frekvenskomposanter 30 og foretage eventuel anden påkrævet lavfrekvensfiltrering.

Den digitale filtrering kan opnås ved hjælp af et stort antal opbygninger, som anvender begrænset impulssvar (FIR)-og/eller ubestemt impulssvar (IIR)-filtre til at virkeliggøre anlægget.

35 I kredsløbets foretrukne udførelsesform, der er vist i fig. 1 på tegningen, omfatter lavpasdecimatoren 40 et

DK 161355 B

16 FIR-filter med fire udtag og to FIR-filtre med tre udtag, hvorved det første nedsætter 512 kHz til 128 kHz, og det andet nedsætter 128 kHz signalet til 64 kHz og det tredje nedsætter 64 kHz signalet til 32 kHz. Den anden lavpasdecima-5 tor 42 er udført som et FIR-filter med frem udtag, hvilket filter nedsætter 32 kHz signalet til 16 kHz, idet sende-ADC-filtret er et FIR-filter med otte udtag. Sendefiltret 48 til forstærkningsregulering er et FIR-filter med otte udtag, og hovedsendefilteret 50 er et IIR-filter med tre udtag, 10 som indeholder to lavpasfiltre af kanonisk form og et højpasfilter af koblet form. Hovedsendefilteret nedsætter 16 kHz signalet til 8 kHz. Balancefilteret 44 er et FIR-filter med otte udtag.

Anlægget fører både det indkommende talesignal og en 15 del af det udgående (modtage) signal til indgangsfiltret 14.

Men eftersom det frembragte udgående signal er kendt ligesom den tid, der kræves for at det skal komme tilbage gennem anlægget, kan balancefilteret 44 anvendes til at frembringe et ophævesignal, som, når det adderes til sendevejen ved 20 45, ophæver retursignalet. Selv om liniekarakteristikken ikke er kendt til at begynde med er anlæggets karakteristik kendt. Imidelrtid kan brugeren bestemme liniekarakteristikken og programmere filteret 44 med henblik på at tilvejebringe korrekt balance, og eftersom filteret 44 er programmerbart 25 på digital form, kan en sådan ophævelse frembringes meget nøjagtigt.

Hovedmodtagefilteret 56 omfatter to kanoniske IIR-lav-pasfiltre, som forøger det modtagne signals frekvens fra 8 kHz til 16 kHz. Modtagefiltret 58 til forstærkningsregulering 30 består af et FIR-filter med et udtag, modtage-ADD-filtret 60 består af et FIR-filter med otte udtag, og lavpasinterpo-latoren 62 består af et FIR-filter med fem udtag, som forøger 16 kHz udgangssignalet fra filteret 60 til 32 kHz. Den anden lavpasinterpolator består af tre FIR-filtre med hver tre 35 udtag, hvilke filtre forøger 32 kHz signalet til 64 kHz, 128 kHz hhv. 512 kHz.

17 DK 1613 53 8

Impedansfilteret 66 er et FIR-filter med fire (eller otte) udtag, hvilket filter anvendes som tilpasning til liniekarakteristikken. Nærmere bestemt kan impedansfilteret 66 anvendes til at modificere anlægget indgangsimpedans set 5 fra anlæggets 2-trådsindgangsport. Filtret 66 fører effektivt spændingen, som frembringes ved indgangsporten, tilbage og ind til det indkommende signal. Hvis dette udføres med korrekt amplitude og polaritet, kan værdien af den effektive indgangsimpedans ændres med henblik på tilpasning til telefo-10 nliniens karakteristiske impedans. Styring af impedansen af filteret 66 gør det således muligt at spærre for ekko og at tilpasse forskellige indkommende linier. Ved at modificere indgangsimpedansen gøres anlæggets forstærkning imidlertid frekvensfølsom. Sende- og modtage-ADC-filtrene 46 hhv. 60 15 kan programmeres til at kompensere for en hvilken som helst sådan dæmpningsforvrængning, som frembringes ved anvendelse af filtret 66. Forstærkningsreguleringsfiltrene kan desuden anvendes til at tilføre indbyggede tab med henblik på eliminering af transmissionsproblemer såsom ringning og oscille-20 ring.

Prøvesløjfen 67 er tilvejebragt for at muliggøre afprøvning af enten kredsløbet eller linien og kan anvendes til at lette valget af koefficienter til forskellige filtre.

SLAC-kredsen omfatter også en mellemledskreds 32 til 25 seriestyring af en digital datamaskine og til programmering af et antal funktioner i kredsløbet. Mellemledskredsen har også en serie styrebus 33, som anvendes til at programmere sende- og styretidsslidserne for SLAC samt for at indstille sende og modtageforstærkningen af kredsløbet. Den har endvi-30 dere en effektsænkningsfunktion. Tidsindgangene omfatter en dataklok DCLK, en dataindgang DIN, en dataudgang DOUT og et såkaldt chip-select CS til seriemellemledskredsen, en hoved-klok MCLK til tidsstyring af ALU-kredsene, sende- og modtageklokker CLKX og CLKR, sende- ogmodtagerammesynkroniseringsim-35 pulser FSX og FSR og en tidslidsekreds TSC for mellemledet til PCM-anlægget. Tildeling af tidsslidser sker med hensyn

DK 161355 B

18 til rammesynkroniseringsimpulserne FS. Når sendevejen aktiveres, antager et udtag på tidssiidsekredsen (TSC) en lav tilstand med henblik på at drive et buffertrin med tre tilstande, hvis dette kræves i anlægget. PCM-buffertrin i sende-5 og modtagevejen har særskilte klokindgange for at kunne arbejde asynkront, men i de fleste anlæg anvendes fælles sende-og modtageklokker. Rammesynkroniseringsimpulserne er også særskilte for sending og modtagelse, men i de fleste anlæg anvendes en fælles impuls, og hvis der kræves forskellige 10 tidsslidser, kan dette indprogrammeres på styreindgangen for valg af tidsslidse.

Når seriestyrebussen 33 anvendes, indprogrammeres information om sende- og modtagetidssløjferne i kredsløbet for at bestemme, hvornår dette skal sende og modtage data, 15 koefficienterne til impedansfilteret 66, balancefilteret 44, sende-ADC-filtret 46 og modtage-ADC-filtret 60 programmeres alle med en byte ad gangen, hvorved koefficienterne til regulering af sende- og modtageforstærkningen også programmeres ind. Samtlige disse data kan udlæses på DOUT-linien i 20 bussen 33 i afhængighed af passende styring. Desuden kan kredsløbet programmeres til specielle konfigurationer ved at anvende bussen 33. Eksempelvis kan kredsløbet være udført til at arbejde med μ-lov, A-lov eller lineær kodning.

Endvidere kan de fire programmerbare filtre 44, 46, 25 60 og 66 indstilles til at udelukke værdier, dvs. impedans filteret 66 og balancefilteret 44 kan indstilles på 0 og de to ADC-filtre 46 og 60 kan indstilles på 1. Filtrene 48 og 58 til forstærkningsregulering har såkaldte standardværdier, som kan indstilles til 1. Filtret 58 til regulering af modta-30 geforstærkningen har også en anden standardværdi på 0 til at afbryde modtagevejen.

Prøvetilstanden indstilles ved at indprogrammere en kommando, som modificerer indgangen til de forskellige filtre, dvs. at udgangen af lavpasinterpolatoren 64 føres til 35 lavpasdecimatoren 40 med henblik på digitale sløjfetilbageføring, og til analog sløjfetilbageføring ledes udgangsværden

DK 161355 B

19 fra analog-til-digitalomsætteren 16 til digital-til-analogom-sætteren 26. Disse arbejdsoperationer udføres naturligvis under programstyring. En yderligere egenskab ved kredsløbet er, at der over udgangen til SLIC er anbragt en TTL-låsekreds 5 med hvilken udgangene kan programmeres via styreord på serie-mellemledsbpssen 33.

Med henvisning til fig. 6 på tegningen vises en forbedring af den i fig. 2 viste analog-til-digitalomsætter.

Selv om denne er noget forenklet i sin udformning, er den 10 del af kredsløbet, som ligger indenfor de punkterede linier 90, i det væsentlige samme kredsløb som er vist i fig. 2. Ifølge den foreliggende opfindelse er tilføjet en anden komparator 91, en flip-flop 92 og yderligere styrelogik 93 med henblik på at frembringe en 2-bit kode i stedet for den 15 1-bit kode, som frembringes af udførelseseksemplet i fig.

2, og en digital automatisk nulstillingskreds 94 er tilføjet for at addere en offsetspænding til forstærkeren 77.

Den yderligere komparator 91 anvendes til at ekseraple-re den øjeblikkelige forskel mellem indgangen x(t) og den 20 kvantiserede udgang q(t). Dæmpningsmodstanden R behøves ikke længere og vises kortsluttet ved hjælp af en linie 95.

Som følge heraf sammenligner den oprindelige komparator 78 kun integralet af delta-signalet (x(t)-q(t)). De to kompara-torsystemer har ingen over- eller undersving (udover et 25 niveau) og behøver ingen analog dæmpning.

Med kun en komparator var kun to nye tilstande mulige nemlig en forøgelse eller en formindskelse af den foregående værdi. Med to komparatorer er det muligt for x(t) at have fire mulige nye tilstande. De ekstra tilstande kan være en 30 forøgelse (eller en formindskelse) med et større (eller mindre) beløb eller være de samme. I det foreliggende anlæg bevirker den ekstra tilstand kun at udgangen forbliver konstant. Evnen til at forblive ved et særligt niveau sikrer, at anlægget for et jævnspændingsindgangssignal kommer til 35 at oscillere mellem de to niveauer, som omgiver indgangssignalet, og som ændres med eksempleringshastigheden. Dette er

DK 161355 B

20 en forbedring i sammenligning med anlægget med én komparator, der, som vist i fig. 3b, kun kan reduceres til en 2-niveauo-scillation med det halve eksempleringshastighed. Den anden komparator giver en effektiv fordobling af information (for 5 jævnspændingssignaler) og frembringer 6 dB større dynamikområde og 6 dB større opløsning uden nogen forøgelse i eksem-pleringshastigheden eller antallet af niveauer.

Den anden komparator tilvejebringer også et yderligere dynamikområde på 2,5 dB ved at tillade signalerne i digital-10 analogomsætteren 76 at være 2,5 dB lavere. Det ene kompara-torsystem kræver at det maksimale udgangssignal fra digital-analogomsætteren er 4/3 af det maksimale indgangsniveau, eftersom dette niveau repræsenteres ved oscillation i anlægget mellem 11111111 (Vinmax x 4/3) og 01111111 (Vinmax x 2/3).

15 Anlægget med to komparatorer kan holde udgangen ved 11111111 med henblik på at repræsentere Vinmax og det kan derfor, med samme skala indenfor området, udnytte niveauer som er 3/4 af niveauerne i anlægget med én komparator. Dette tillader 2,5 dB større dynamikområde. Imidlertid må den digitale 20 signalbehandling modificeres for at anlægget med to komparatorer skal kunne anvendes. Hver anden eksemplering kan ikke længere middelværdidannes ved at anvende den digitale hoved for den lavere udlæsning, og derfor må middelværden (eller en anden signalbehandlingsalgoritme) anvendes på 25 alle eksempleringerne.

Nulstillingskredsen 94 omfatter en digital-analogom-sætter 96 og et par 6-bit op- og nedtællere 97 og 98. Tællerne integrerer fortegnbitten for 8 kHz-signalet, som dannes i sendefiltret 50 foran dets høj pas filterdel og tilbagekobles 30 via forbindelsen 99. Hvis anlægget har offset, tæller tællerne 97 og 98 op eller ned indtil 6-bit koden (tegnbit plus frem informationsbit) føres ind i digital-analogomsætteren 96 og får denne til at danne et udgangsniveau, som er egnet som indgangsstørrelse til forstærkeren 70 til kompensering 35 for offset. Derefter forbliver antallet af plus og minus tegnbit det samme, og tælleren 97 kommer kun til at vippe

DK 161355 B

21 frem og tilbage. De lavere seks bit i tælleren 98 anvendes som dæmpningsbit med henblik på at nedsætte en hvilken som helst vippefrekvens til anlæggets pasbånd på en sådan måde, at hvis der optræder vipning, vil den have en lav frekvens 5 og blive bortfiltreret af et efterfølgende højpasfilter i sendefilteret 50.

En yderligere uafhængig forbedring af anlægget er vist i fig. 7 og anvender en tilpasningsmetode til at styre skifteforløbet med henblik på at tillade at flere niveauer 10 kan anvendes med det formål at opnå større dynamikområde men fjerne unødvendige niveauer for at forbedre frekvensgangen. Foruden komponenterne i det i fig. 6 viste udførelseseksempel omfatter dette udførelseseksempel et spidsværdiregister 100, en komparator 102, en subtraktionskreds 104 og 15 en komparator 106. Tilpasningsalgoritmen er baseret på den kendsgerning, at anlægget mister evnen til at følge signaler med stor amplitude når frekvensen vokser, fordi det har vanskelighed ved at følge signalet. Hovedproblemet opstår, når signalet går gennem nul, hvor kvantiseringskredsen har 20 mange lavniveausignaler, og indgangen ændres med sin maksimale hastighed. Dette er problemet, som er vist i fig. 7b.

Niveauerne nær nul indeholder begrænset information for veksel strøms signal er med stor amplitude, og hvis disse kan fjernes, aftager anlæggets nøjagtighed ikke mærkbart.

25 Tilpasningsalgoritmen detekterer spidsværdien under hver periode og fjerner et passende antal niveauer omkring nul for at tillade anlægget at følge indgangssignalet. Nærmere bestemt lagres spidsværdien af det kvantiserede signal i registeret 98 i spidsværdiregisteret 100, og den lagrede 30 spidsværdi sammenlignes med øjebliksværdien i komparatoren 102. Samtidig subtraheres øjebliksværdien fra spidsværdien ved hjælp af subtraktionskredsen 104, og forskellen sammenlignes med en referenceindgang til komparatoren 106 ved 108. Subtraktionskredsens udgang består imidlertid ikke kun 35 af forskellen mellem de to indgange, men er snarere forskellen mellem antallet af éttaller i hver af indgangene A og B.

DK 161355 B

22

Udgangssignalet som afgives af komparatoren 106 medfører en ændring af tegnbitten (SB). Når den kvantiserede værdi går mod nul, fjernes niveauerne omkring nul ved at hoppe over dem og ændre tegnbitten. Det niveau, ved hvilken 5 tegnbitten ændres, bestemmes af spidsniveauet. I den viste tilpasning findes fem niveauer under signalets spids (med mindre spidsniveauet er 00001111 eller lavere, i hvilket tilfælde tilpasningen går tilbage til normal operation) og den fjerner et antal forskellige niveauer afhængig af de ti 10 aktive niveauer, som fastholder indgangsamplituden.

Spidsværdien må kunne henfalde når signalniveauet ændres. Dette kan opnås på forskellige måder. Eksempelvis (a) ved at reducere et niveau ved hver nulgennemgang, (b) ved at reducere niveauet, hvis et bestemt niveau ikke er 15 nået i løbet af en fast tidsperiode (såsom 125 mikrosekunder i et PCM-anlæg med et slutudgangssignal med 8 kHz eksemple-ringshastighed), eller (c) ved at reducere dette ved en fast periodisk hastighed. Den udførelse der er anvendt i øjeblikket og er vist i fig. 7 reducere spidsniveauet ved 20 hver nulgennemgang. Denne tilpasningsteknik reducerer antallet af aktive niveauer fra 17 til 10, og den maksimale frekvens som kan følges vokser fra Fs/32 til Fs/18. Omkostningen ved dette er en meget lille forøgelse i signal/kvantiserings-støjen for vekselstrømssignaler. Den forøgede støj skyldes, 25 at niveauer nær nul er fjernet. Imidlertid repræsenterer de fjernede niveauer signaler, som er mindre end 1% af en tegnbølges periode, og formindskelsen af signal/støjforholdet er minimal.

Den frekvensafhængige forstærkningskaraktestik modifi-3 0 ceres også og forskydes mod højere frekvens med meget mindre virkning på lavfrekvenssignaler som vist i fig. 5. Figurerne 4b og 8 viser svaret på et 0 dB, 4 kHz-signal med hhv. uden tilpasning. Dette diagram giver et godt frekvenssvar uden forøgelse i eksempleringshastigheden og uden nogen virkelig 35 forværring i ydeevnen specielt dynamikområde, opløsning og signal/støj forhold.

DK 161355 B

23

Tilpasningsudformningen tillader at anlægget kan forøge sit dynamikområde uden ulemper for frekvensgangen. Den i fig. 2 viste digital-analogomsætter anvender 17 niveauer og har netop tilstrækkeligt dynamikområde og opløsning til 5 sin anvendelse. Det kan kun forøges ved at forøge eksemple-ringshastigheden og/eller ved at tilføje flere niveauer. At tilføje flere niveauer vil imidlertid kræve en højere eksem-pleringshastighed, fordi frekvensgangkaraktestikken eller ikke ville være acceptabel. Med den i fig. 7 viste tilpas-10 ningsudformning kan flere niveauer omkring nul tilføjes uden at frekvensgangen forværres, fordi disse kun anvendes til meget lave signaler.

Et anlæg som anvender en 10-bit digital-analogomsætter med 21 niveauer fra 0000000000 ± 1111111111 ville stadig 15 kun anvende de fem højeste niveauer som angivet ved spidsværdiregisteret og ville have et yderligere dynamikområde på 12 dB, eftersom det laveste niveau ville være Vinmin i stedet for Vinmax/256. De tilføjede niveauer ville være nær nul, fordi det maksimale niveau altid vil være lig med Vinmay 20 (eller 3/4 Vinmax hvis der kun anvendes én komparator). Antallet af niveauer nær nul, som kan tilføjes, er begrænset af anlæggets støj, og så længe der er den samme relative nøjagtighed for alle omsætterniveauer, er anlæggets ydeevne udvidet til at dække et yderligere dynamikområde på 12 dB.

25 Fig. 9 viser signal/støjforholdet for 17 niveau- og 21 niveauanlæg, som anvender tilpasningsalgoritmen.

Den ovenfor beskrevne tilpasningsalgoritme forbedre frekvensgangen og dynamikområdet ved en given eksemplerings-hastighed. Den bearbejder kun størrelsen af indgangssignalet 30 og opfører sig ens uafhængigt af frekvensen.

Der kan foretages en yderligere tilføjelse, som tillader anlægget at modificere tilpasningen baseret på indgangsfrekvensen. Denne tilføjelse detekterer om indgangsfrekvensen overskrider en frekvens for hvilken analog-til-digi-35 talomsætteren nøjagtigt kan følge indgangssignalet og modificere tilpasningen ved at fjerne flere niveauer omkring nul.

DK 161355 B

24

Dette forøger støjen for højfrekvente indgangssignaler, men tillader at indgangssignalet følges til højere frekvenser.

En modifikation som muliggør en sådan egenskab består i tilføjelsen af det i fig. 10 viste kredsløb til kredsløbet 5 i fig. 7. Dette kredsløb sammenligner indgangens tegnebit (der er frembragt ved hjælp af en komparator 110) med den kvantiserede tegnbit (fra digital-analogomsætteren 96) over en periode med 32 eksempleringer, som bestemmes af en 4-bit tæller 112. Hvis de er forskellige i mere end 50% af 10 eksempleringerne, følger anlægget ikke nøjagtigt indgangssignalet, og tilpasningen modificeres ved at fjerne flere niveauer. Dette anlæg tillader analog-digitalomsætteren at følge indgangssignalet ved først at anvende 10 aktive niveauer til 8, 6 og 4 som bestemt af 6-bittælleren 114, 2-bittæl-15 leren 116 og dekoderen 118. Se følgende tabel:

Qq Qq Tilpasningstilstand 0 0 anvender 10 niveauer 20 0 1 anvender 8 niveauer 1 0 anvender 6 niveauer 1 1 anvender 4 niveauer

Dette skaber overkrydsningspunkter nær Fs/18, Fs/14, 25 Fs/10 og Fs/6. Ovenover Fs/6 følger anlægget ikke længere med.

Anlægget kan også modificeres til ved start at anvende samtlige 17 (eller 21) niveauer og derefter fjerne niveauer, når det detekterer, at det ikke længere følger indgangssigna-30 let. Denne dynamiske ændrede tilpasning har en hurtig opbygningstid (32 eksempleringer), men må have en lang "henfalds" tid (frembragt af 6-bittælleren 114) for at forblive stabil.

Fig. 11 viser svaret på et 16 kHz-signal med og uden denne forbedring.

35 Et yderligere område for mulig forbedring ligger i den digitale signalbehandling af resultatet fra analog-til-digitalomsætteren. Candy m.fl. har beskrevet anvendelsen af

DK 161355 B

25 et middelværdidannende tilter til at nedsætte udgangsfrekvensen fra analog-digitalomsætteren, og Kuwahara m.fl. beskriver i "Interpolative PCM CODECS with Multiplexed Digital Filters" side 174, Proceedings 1980 IEEE International Solid-State 5 Circuits Conference, 14. februar 1980 anvendelsen af et middelværdidannende filter til at nedsætte udgangsfrekvensen til fire gange slutudgangens frekvens og derefter et IIR-filter til at filtrere de lavere frekvenser. Imidlertid mangler to væsentlige punkter i disse kendte udformninger.

10 Det første er, at eksempleringshastigheden nedsættes af decimatorfiltrene, og den vigtigste opgave for filtrene er at sikre, at de frekvenskomposanter, som er foldet tilbage i pasbåndet, bliver tilstrækkeligt dæmpede. Hvis komposanter-ne i pasbåndet har dæmpningsforvrængning, kan en sådan for-15 vrængning korrigeres i et filter ved eller nær den endelige eksempleringshastighed. Middelværdidannende filtre giver i virkeligheden ikke tilstrækkelig dæmpning for signaler udenfor båndet.

Det andet punkt er, at det decimatorfilter, som anven-20 des med analog-til-digitalomsætteren, skal tilvejebringe tilstrækkelig dæmpning for samtlige bånd med et område 2Fpass omkring alle foldningsfrekvenser. En måde at tilvejebringe denne egenskab, er at anbringe mange sendenuller ved samtlige foldningsfrekvenser. Et filter, der er i stand til at udføre 25 dette, er vist i fig. 12. Dette filter omfatter en aritmetisk processor 120, en koefficient -ROM 122, en tæller 124 og en adderings- og akkumuleringskreds 126. Filterligningen er . 22 Y O = — H ai Xi

30 256 i = O

Filtret nedsætter frekvensen til 2FS finax og tillader et slutdigitalfilter at udføre enhver signalformning. Dette filter omfatter en sammensætning af alle de decimatortrin, som er nødvendige for at nedsætte eksempleringshastigheden 35 til 16 kHz.

Dette filter tilvejebringer betydeligt bedre beskyttelse mod komposanter udenfor båndet end et middelværdidan-

DK 161355 B

26 nende filter og eliminerer behovet for samtlige bortset fra et enkelt enkeltpolfilter foran analog-digitalomsætteren. Filteret behandling også mere end N led ved en frekvensnedsættelse på N og tillader højere opløsning og større dynamik-5 område for samme analog-digitalomsætter. Ideen at behandle mere end N led i et frekvensnedsættende filter kræver, at filtret har en eller anden form for lager, men dette kan holdes på et minimum som angivet med det i fig. 13 viste udførelseseksempel. Dette udførelseseksempel tilvejebringer 10 et enkelt filtertrin med en udgang ved 16 kHz i stedet for det tidligere beskrevne kredsløb, som arbejder med et stort antal enkle filtre for at nedsætte eksempleringshastigheden ved hjælp af flere mellemliggende trin. Analog-digitalomsæt-terens udgangssignal anvendes som del af tre forskellige 15 summationer, som lagres i lageret. Endvidere bliver analog-digitalomsætterens udgangssignal multipliceret med tre forskellige konstanter og adderet til hver summation. Summationerne afsluttes ved forskellige tidspunkter, hvorved en ny summation påbegyndes.

20 Sammenfatningsvis kan en interpolativ analog-digital omsætter forbedres ved at anvende en hvilken som helst af tre uafhængige teknikker: (a) Ved at tilføje en anden kompa-rator til at give 6 dB (8,5 dB) yderligere dynamikområde og 6 dB højere opløsning ved en given eksempleringshastighed, 25 (b) ved at tilføje et tilpasningsskema til at tillade at signaler med høj frekvens bedre kan følges og så meget yderligere dynamikområde som er nødvendigt, kun begrænset af anlæggets støj, eller (c) ved at modificere frekvensnedsættelsesfilteret fra et middelværdidannende filter til et 30 filter som frembringer højere dæmpning omkring foldnings frekvenserne og et filter som behandler flere eksempleringer med henblik på at forbedre dynamikområdets opløsning og reducere støjen.

Claims (8)

1. Interpolativ analog-til-digitalomsætter til kredsløb til taloverføring i en abonnentlinie indbefattende: integratororganer (R,C,77) til at integrere forskellen mellem 5 et indkommende analogt signal x(t) og et kvantiseret signal q(t) til frembringelse af et integreret signal, første kompa-ratororganer (78) til at eksemplere det integrerede signal med en første eksempleringsfrekvens og til at danne første signaler med én datatilstand, når det integrerede signal er 10 positivt, og en anden datatilstand, når det integrerede signal er negativt, logikorganer (93) der ved påvirkning fra de første signaler frembringer et tegnbitsignal og skiftesignaler, skifteregisterorganer (98) der ved påvirkning fra skiftesignalerne frembringer en række binære ord med 15 flere bit, hvilke ord hver især har et forudbestemt antal bit og en størrelse, der er bestemt af nævnte skiftesignaler, digital-til-analogomsætterorganer (80) der ved påvirkning fra de binære ord og tegnbitsignaler omsætter de binære ord til de kvantiserede signaler q(t), idet de kvantiserede sig-20 naler q(t) er positive eller negative afhængig af datatilstanden for nævnte tegnbit, og digitalsignalbehandlingsorganer (fig. 12) til digitalt at filtrere rækken af binære ord og til at frembringe binære udgangssignaler med en frekvens på mindst to gange den højeste signalfrekvens i ind-25 gangssignalet x(t), kendetegnet ved, at indbefatte et andet komparatororgan (91) til at sammenligne indgangssignalet x(t) med det kvantiserede signal q(t) og til at eksemplere resultatet af sammenligningen ved den første eksempleringsfrekvens for at frembringe andre signaler med én data-30 tilstand, når indgangssignalet x(t) er større end det kvantiserede signal q(t) og en anden datatilstand, når indgangssignalet x(t) er mindre end det kvantiserede signal q(t), idet det logiske organ (93) aktiveres til frembringelse af et antal signaler, som indbefatter et tegnbitsignal, et venstre-35 skiftesignal, et højre-skiftesignal og et ikke-skiftesignal, og idet skifteregisterorganerne (98) påvirkes af venstre- DK 161355 B 28 skiftesignalet, højreskiftesignalet og ikke-skiftesignalet således, at rækken af binære ord med flere bit har en størrelse, som også bestemmes af ikke-skiftesignalet.

2. Analog-til-digitalomsætter ifølge krav 1, k e n-5 detegnet ved, at den omfatter yderligere organer (100) til at lagre spidsværdien af det binære ord, som er frembragt under hver periode for indgangssignalet x(t), et tredje komparatororgan (102) til at sammenligne spidsværdien med den foreliggende værdi af det binære ord og til at forøge 10 spidsværdien hver gang de foreliggende værdier overskrider spidsværdien, og tilpasningsorganer (104, 108) til at bestemme forskellen mellem spidsværdien og den foreliggende værdi for det binære ord og til at få tegnbit til at ændre tilstand, når forskellen overskrider et referenceniveau.

3. Analog-til-digitalomsætter ifølge krav 2, ken detegnet ved, at tilpasningsorganerne omfatter subtraktionslogik (104) til at subtrahere størrelsen af den foreliggende signalværdi fra spidsværdien til frembringelse af et differenssignal, og en komparator til at sammenligne 20 differenssignalet med et referencesignal og til at frembringe et tegnbitændringssignal til indgangen på logikorganerne med det formål at frembringe en tilstandsænding af nævnte tegnbit, hvorved anlæggets frekvensgang forbedres.

4. Analog-til-digitalomsætter ifølge krav 2 eller 25 3, kendetegnet ved, at den yderligere omfatter organer (110) til at bestemme fortegnet af indgangssignalet og til at sammenligne nævnte fortegn med fortegnet af hvert kvantiseret signal q(t) under en forudbestemt eksemplerings-periode og til at ændre værdien af nævnte referencesignal, 30 således at antallet af aktive signalniveauer i skifteregisterorganerne ændres på tilsvarende måde.

5. Analog-til-digitalomsætter ifølge krav 1-3 kendetegnet ved, at signalbehandlingsorganerne omfatter filterorganer (fig. 12), som har multiple transmissionsnul- 35 punkter ved alle signalfoldningsfrekvenser.

6. Analog-til-digitalomsætter ifølge krav 5, k e n- DK 161355 B 29 detegnet ved, at filterorganerne omfatter koefficientlagringsorganer (122), en aritmetisk behandlingskreds (120) til at muliplicere de binære ord med forudbestemte koefficienter lagrede i lagringsorganerne og adderings- og 5 akkumulatororganer (126) til at summere og lagre produkterne af multipliceringsoperationen.

7. Analog-til-digitalomsætter ifølge krav 5, kendetegnet ved, at den yderligere omfatter automatiske nulstillingsorganer (194) til at frembringe et kompenserende 10 offset-signal til indgangen på integratororganerne for at kompensere for offset i anlægget.

8. Analog-til-digitalomsætter ifølge krav 7, kendetegnet ved, at nulstillingsorganerne (94) omfatter tælleorganer til at integrere tegnbitten for et binært sig- 15 nal, der er frembragt af de signalbehandlende organer, og en digital-til-analogomsætter (96) til at omsætte udgangssignalet fra nævnte tælleorganer til analog form til tilvejebringelse af det kompenserende offset-signal.