FI72238C - Interpolativ analog-digitalomvandlare. - Google Patents

Description

1 72238

Interpoloiva analogia/digitaalimuunnin

Esillä oleva keksintö liittyy yleisesti digitaalisiin teleliikennejärjestelmien laitteisiin ja erityisesti 5 uuteen tilaajalinjan äänisignaalin käsittelypiiriin, jossa analogiset äänisignaalit muutetaan digitaaliseen muotoon ja käsitellään digitaalisessa muodossa ennen siirtoa ja vastaavasti vastaanotetut signaalit käsitellään digitaalisessa muodossa ennen muuttamista analogiseen muotoon.

10 Tekniikan tason mukaisiin teleliikennelaitteisiin äänisignaalien muuttamiseksi digitaaliseen muotoon siirtoa varten kuuluu tyypillisesti tilaajalinjän liitäntäpiiri (subscriber line interface circuit, SLIC) joka suorittaa muunnon kaksijohtimesta nelijohtimiseen muotoon ja linjan 15 syöttötoiminnan käyttäen muuntajakytkettyjä menetelmiä ja lisäpiiristöä valvontatestin ja soittotoimintojen hoitamiseksi, analogisien siirto -ja vastaanottosuotimia ja koo-dinvaihtajaa (CODEC) joka tekee analogiasignaalien varsinaisen muunnoksen digitaaliseen pulssikoodimoduloituun 20 (PCM) muotoon ja PCM signaalien muunnon takaisin analogia-signaaleiksi. Integroitujen piirien valmistajat yrittävät nykyisin korvata nämä yksittäiset piirikomponentit integroiduilla piireillä, jotka suorittavat nämä monet toiminnat, kuten ne nykyisin suoritetaan; toisin sanoen, yksi-25 kanavainen monoliittinen CODEC korvaa CODEC toiminnan, yksikanavaiset suotimet korvaavat suodatustoiminnan ja monoliittinen SLIC korvaa muuntajan ja siihen liittyvät laitteet. Koska tekniikan tason mukaiset järjestelmät perustuivat järjestelmäarkkitehtuurille, joka oli kehittynyt 30 useita vuosia sitten ja hyödynsi komponentteja, jotka olivat saatavissa siihen aikaan , ei pelkkä LSI (large scale integration = suurimittainen integraatio) komponenttien sijottaminen aikaisempien tilalle käytä tätä tekniikkaa täysin hyväkseen.

_ - TT' ~ ____ 2 72238

Tekniikan tason mukaiset järjestelmät suorittavat joukon toimintoja, jotka voidaan jakaa kolmeen pääryhmään.

(1) analoginen suurjänniteliitintä tilaajalinjaan, (2) äänisignaalin käsittely mukaanlukien muunto kaksijohti-5 mesta nelijohtimiseen muotoon, suodatus ja koodaus, ja (3) liitäntä digitaaliseen ympäristöön sisältäen PCM signaalitiet ja ohjauslinjan suorittamisesta tai ohjaimesta. Muodostettaessa uutta järjestelmää on järkevää jakaa tämä uusi järjestelmä näiden teknologioiden mukaan.

10 Analoginen liitäntä tilaajalinjaan vaatii sekä suurvirta - että suurjännitelaitteet ja siten se on parhaiten toteutettavissa bipolaarisella suurjännitetekniikalla. Suur-jännitebipolaariteknologiat eivät ole tiheitä teknologioita ja siksi tämä laite tulisi pitää niin yksinkertaisena 15 kuin mahdollista. Signaalikäsittely ja digitaaliset lii-täntätoiminnat voidaan molemmat toteuttaa pienjännitetek-niikalla. Pienjännitetekniikat onsuurtiheyksisiä LSI teknologioita pakollisena kustannustekijänä n-kanava MOS (metal oxide semiconductor = metallioksidipuolijohde).

20 Nykyisin signaalienkäsittely on analogisen muutok sen kaksijohtimesta nelijohtimiseen muotoon muodossa, jota seuraa analoginen suodatus, analogiset näytteenotto ja -pito toiminnat ja analogia/digitaali tai digitaali/ana-logia muunnos. Yhdistämistoiminnot suoritetaan myös ana-25 logia/digitaali- ja digitaali/analogiamuuntimissa analogisella tavalla. Koska n-kanava MOS on optimaalinen digitaalisille toiminnoille osoittautuisi käytännölliseksi perustaa uusi järjestelmä digitaaliselle signaalinkäsittelylle. Kuitenkin suunnittelijoiden keskuudessa on tä-30 hän asti ollu haluttomuutta käyttää digitaalisia suotimia, koska tällaiset laitteet ovat monimutkaisia rakenteita, jotka vaativat suuren määrän laitteita ja kuluttavat oleellisen määrän tehoa.

Digitaalisen suodinrakenteen toteuttamiseksi vaa-35 ditaan analogia/digitaali- ja digitaa 1i/analogiamuuntimet.

3 72238

Kuitenkin tilaajalinjän äänisignaalin käsittelytoiminnoissa analogia/digitaali- ja digitaali/analogiamuunti-met vaaditaan yhdessä analogisten suotimien kanssa niin, että näistä muuntimista ei aiheudu lisäkustannuksia.

5 Ne vain sijoitetaan järjestelmän eri osiin. Digitaaliset suotimet vaativat myös merkittävän määrän alustavaa ohjelmajohtoista toimintaa ulossyötössä. Aritmeettinen käsittely-yksikkö, lukumuisti (ROM = read only memory) ja suorasaantimuisti (RAM = randon access memory) 10 vaaditaan kaikki suotimen toteutukseen. Sen johdosta hyvin yksinkertainen suodin vaatii lähes yhtä paljon piilait-teita kuin monimutkainen suodin. Vaikka tilaajalinjän toimintojen vaatimet suotimet ovat monimutkaisia suotimia, digitaalinen suodin on kustannuksiinsa nähden tehokas 15 verrattuna analogiseen suotimeen.

Verrattaessa suotimien kustannuksia (perustuen pii-palan pinta-alaan) suhteessa monimutkaisuuteen (tai vaikeusasteeseen) ja suotimelta vaadittavaan toimintaan on havaittu, että analogisilla suotimilla kustannukset nousevat 20 lineaarisessa suhteessa monimutkaisuuteen. Kuitenkin digitaalisten suodatinten tapauksessa, vaikka on maksettava korkeat alkukustannukset lisäkompleksisuuden kustannukset vähenevät suuresti. Yksi syy tähän on, että digitaaliset suotimet voivat yhteiskäyttää ja aikajakaa laitteita, mitä 25 analogiset suotimet eivät voi. Digitaaliset suotimet eivät myöskään vaadi tarkkuuskomponentteja, kun analogiasuotimet sitävastoin vaativat suuren määrän tarkkuuskomponentteja (jotka voidaan joutua virittämään ja joilla täytyy olla hyvin alhainen viruma), jotta täytettäisiin toistovaatimuk-30 set. Digitaalinen suodin voi olla myös tarkempi vain lisäämällä bittejä laskentatiehen.

Toinen ongelma käytettäessä digitaalisia suotimia tällaisiin käyttötarkoituksiin on suuren artimeettisen käsittelymäärän aiheuttama tehohäviö. Tyypilliset digitaaliset __ - Γ~ __ 4 72238 suotimet vaativat suurinopeuksisia kertojia, jotka kuluttavat paljon tehoa. Tästä seurauksena tekniikan tason mukaisissa sovellutuksissa on historiallisesti käytetty analogisia suotimia pikemmin kuin digitaalisia suotimia.

5 Esillä olevan keksinnön ensisijainen tarkoitus on muodostaa uusi tilaajalinjän äänisignaalin käsittelypiiri, jossa koko signaalin käsittely suoritetaan sen jälkeen, kun sisääntulevat äänisignaalit on muutettu digitaaliseen muotoon.

10 Toinen esillä olevan keksinnön kohde on muodostaa parannettu analogia/digitaali muuntopiiristä käytettäväksi teleliikennelaitteiden äänisignaalin käsittelyosissa.

Esillä olevan keksinnön vielä yksi kohde on muodostaa parannettuja digitaalisia suodatustekniikoita käytettä-15 väksi teleliikennelaitteiden signaalinkäsittelyosissa.

Keksinnön mukaiselle interpoloivalle analogia/digi-taalimuuntimelle on pääasiassa tunnusomaista se mitä on esitetty oheisen patenttivaatimuksen 1 tunnusmerkkiosassa.

Ne lukuisat edut, jotka saavutetaan esillä olevan 20 keksinnön avulla, tulevat epäilemättä selviksi alan anunat-timiehille heidän luettuaan seuraavan yksityiskohtaisen edullisten suoritusmuotojen kuvauksen, jotka suoritusmuodot on esitetty piirustusten lukuisissa kuvioissa.

Piirustuksissa: 25 kuvio 1 on lohkokaavio, joka esittää esillä olevan keksinnön mukaisen tilaajanlinjän äänisignaalin käsittely-piirin j är j estelmäarkkitehtuuria, kuvio 2 on FIR-suodinta esittävä piirikaavio, kuviot 3 ja 4 esittävät kahden IIR-suodintyypin 30 piirikaaviota, kuvio 5 on lohkokaavio, joka esittää kaaviollisesti tekniikan tason mukaista interpoloivaa analogia/digitaali-muunninta, 5 72238 joka on sitä tyyppiä, jota käytetään esillä olevassa keksinnössä , kuviot 6 (a) ja 6 (b) esittävät vastaavasti kolmi tasoista interpolaatiota ja kaksitasoista interpolaatiota 5 esillä olevan keksinnön mukaisesti, kuviot 7 (a) ja 7 (b) esittävät esillä olevan keksinnön mukaisten laitteiden toimintaa, kuvio 8 on kaaviokuva, joka esittää taajuusriippu-vaista analogia/digitaalimuuntimen vahvistuskarakteristi-10 kaakäytettäessä kuviossa 10 esitetyn tyyppistä muunninta, kuvio 9 on kaaviokuva, joka esittää interpoloivaa A/D-muunninta muunnettuna esillä olevan keksinnön mukaisesti , kuvio 10 esittää interpoloivan A/D-muuntimen vaih-15 toehtoista suoritusmuotoa esillä olevan keksinnön mukaisesti, kuvio 11 esittää kuviossa 10 esitetyn A/D-muuntimen toimintaa, kuvio 12 on kaaviokuva, joka esittää adaptiivisen A/D-muuntimen signaalikohinasuhteita esillä olevan keksinnön 20 mukaisesti, kuvio 13 on lohkokuvio, joka esittää kaaviollisesti piiriä kuviossa 10 esitetyn muuntimen toiminnan modifioi-miseksi, kuvio 14 on kaaviokuva, joka esittää muuntimen toi-25 mintaa ilman kuviossa 13 esitettyä modifikaatiota sekä sen kanssa, kuvio 15 on lohkokaavio, joka esittää digitaalista desimaattorisuodinta esillä olevan keksinnön mukaisesti, kuvio 16 esittää kuviossa 15 esitetyn suotimen laite-30 sovellusta, kuvio 17 on logiikkakaavio, joka esittää FlR-suotimen sovellusta esillä olevan keksinnön mukaisesti, kuvio 18 on logiikkakaavio, joka esittää kaaviollisesti 23 väliotolla varustetun FIR-suotimen sovellutusta esillä 35 olevan keksinnön mukaisesti, 6 72238 kuvio 19 on logiikkakaavio, joka sisältää kaa-viollisesti rinnakkaisen summaussuotimen sovellutusta esillä olevan keksinnön mukaisesti, kuvio 20 logiikkakaavio, joka esittää kaaviolli-5 sesti yhdistävän logiikkatoteutuksen kolmiväliotteisesta FIR-suotimesta esillä olevan keksinnön mukaisesti, kuvio 21 on lohkokaavio, joka esittää kaaviollisesti viisiväliottoisen FIR-suotimen, joka käyttää ROM hakulaitetta, ja 10 kuvio 22 on lohkokaavio, joka esittää kaaviolli sesti kahdeksanväliottoisen FIR-suotimen toteutuksen, jossa käytetään ROM hakua.

Piirustusten kuviossa 1 on esitetty lohkokaaviona tilaajalinjän äänisignaalin käsittelypiiri (SLAC) 10 käy-15 tettäväksi yhdessä tilaajalinjan liitäntäpiirin (SLIC) 12 kanssa, mistä on esitetty esimerkki US-patenttihakemuksessa, jätetty ja joka on esillä olevan hakemuksen hakijan nimissä. Yleisesti SLAC koostuu välineistä siirtolinjan muodostamiseksi, johon kuuluu sisääntulosuodin 14, analogia/digitaali-20 muunnin 16, digitaalinen signaalien käsittelypiiristö 18 ja siirtorekisteri 20. Vastaanottava signaalitie sisältää vastaanottorekistorin 22, vastaanotetun signaalin käsitte-lypiirin 24, digitaali/analogiamuuntimen 26 ja ulostulo-suotimen 28. Lisäksi siihen sisältyy myös sisääntulon / 25 ulostulon ohjauselimet 30 yhdessä ylimääräisen järjestelmän ohjauspiiristön 32 ja SLAC ohjauspiiristön 34 kanssa.

Tarkemmin sisääntulosuodin 14 on yksinkertainen vieras-tumisen estävä ("anti-aliasing") suodin jota käytetään estämään lähellä näytteenottotasoa olevien signaalien siirtyminen 30 takaisin äänikaistalle myöhempien desimaaliasteiden aikana.

Suotimella 14 tulisi olla vähintään 10 dB vaimennus 508 kHzrllä (jos Fg= 512 kHz). Tämä voidaan toteuttaa käyttäen yksina-paista suodinta, joka on sijoitettu 114 kHxrin taajuuteen.

Viive tässä suotimessa on nimellisesti 1,4 us.

35 Kuten alla yksityiskohtaisemmin selvitetään A/D muunnin 16 on interpoloiva kooderi, joka ottaa näytteitä sisääntulevasta

II

7 72238 (ääni) signaalistista suhteellisen korkealla näytteenottotaajuudella, kuten 512 kHz (tai 256 kHz) ja kehittää moni-bittisiä digitaalisanoja, jotka edustavat kunkin näytteen signaaliamplitudia.

5 A/D muunnin on pääasiallinen osatekijä järjestelmän toimintaan ja se luo useimmat virheet järjestelmässä. Sen toiminta määrä signaalikohinasuhteen, vahvistuksen seurannan, joutokanavakohinan, harmonisen särön kaistan ulkopuolisen signaalivasteen, keskinäismodulaatiosärön ja voi rajoittaa 10 taajuusvastetta.

Siirtosignaalin käsittelypiiriin 18 kuuluu alipäästÖ-desimaatiosuotimia 40 ja 42, tasapainosuodin 44, siirtovai-mentuman särökorjaus (ADC) suodin 46, siirtovahvistuksen säätöpiiri 48, pääsiirtosuodin 50 ja digitaalinen supistin-15 piiri 52. Kuten alla edelleen selitetään, A/D-muunnin 16 muuntaa myös tarkasti signaalit, jotka ovat yli 3,4 kHz, ja siksi tällaisia signaaleja täytyy vaimentaa alipäästösuoti-milla, kuten traditionaalisessa suodinjärjestelmässä. Suodatus toteutetaan esillä olevan keksinnön mukaisesti sarjalla 20 alipäästösuotimia, joihin sisältyy vastaavasti viitenumeroilla 40, 42 ja 50 merkityt. Alipäästödesimaatiosuotimet 40 ja 42 ovat taajuudenlaskusuotimia. Siirtosuodin 50 ei ole ainoastaan alipäästösuodin vaan lisäksi sisältää ylipääs-tösuodinalueen 60 jakson poiston suorittamiseksi, mikä nor-25 maalisti suoritetaan ei taittavan suotimen osana puhelinjärjestelmässä.

Digitaaliset suotimet vaativat suuren määrän laskentaa ja mitä korkeampi on taajuus sitä enemmän laskentaa vaaditaan, koska vaaditaan laskennan korkeampaa tasoa. Tämän vuoksi 30 on tärkeää taloudelliselta kannalta vähentää laskentojen lukumäärää ja näytteenottotasoa niin nopeasti kuin mahdollista. Vastaavasti suotimien 40 ja 42 tehtävänä on laskea näytteenottotasoa. Erityisesti suodin 40 laskee näytteenottotasoa 512 kHz:stä 32 kHz:iin suorittamalla alipäästösuoda-35 tuksen. Tämän suotimen täytyy varmistaa, että signaaleja 8 72238 yli 32 kHz ei siirry takaisin päästökaistalle 0-3,4 kHz. Lisäksi suotimella 40 tulisi olla päästökaistakarakteristi-kat joka on niin tasainen kuin mahdollista. Ei ole tarpeen eikä myöskään erityisen kriittistä, että päästökaistakarak-5 teriska pidetään ehdottoman tasaisena erityisesti, koska tämä voidaan kompensoida ylimääräisillä digitaalisilla suodin vyöhykkeillä .

Yksi digitaalisten suodinten käytön etu on, että koska niillä on täysin tarkat karakteristikat, toisia suo-10 timia voidaan käyttää kompensoimaan edeltävän suotimen vaikutukset. Käytettäessä analogista suodinta on hyvin vaikea käyttää peräkkäistä suodatinlohkoa kumoamaan aikaisemman lohkon vaikutukset, koska esiintyy suodatusvaihteluita suodinten komponenttien johdosta.

15 Suotimen 40 32 kHz ulostulosignaali syötetään seu- raavaksi toiseen alipäästödesimaatiosuotimeen 42, joka edelleen laskee taajuuden 16 kHz:iin. Tämän suotimen täytyy varmistaa että päästökaistalle ei siirry takaisin komponentteja ja että sen ulostulossa ei ole komponentteja jotka edus-20 taisivat taajuutta yli 12,6 kHz, mikä on 16 kHz miinus 3,4 kHz. Vaikka nämä kaksi suodinta voitaisiin yhdistää yhdeksi suodinrakenteeksi esilläolevassa keksinnössä ne on tehollisesti jaettu kahteen 32 kHz ja 16 kHz signaalipisteiden muodostamiseksi käytettäväksi muissa piirikomponenteissa.

25 Ohitettaessa suotimet 46 ja 48 hetkeksi pääsiirtosuo- din 50 muodostaa sekä alipäästö- että ylipäästösuodatustoi-minnat. Alipäästösuodatustoiminta muodostaa alipäästösuoti-men, jonka rajataajuus on 3,4-4,6 kHz, mikä on analoginen tekniikan tason mukaisten järjestelmien analogisten suoti-30 mien kanssa. Lisäksi tämä suodin muodostaa vaimentumakor-jauksen suotimien 40 ja 42 vaikutusten ja kaikkien esisuo-timen 14 aiheuttamien vaikutusten kompensoimiseksi. Tämän suotimen ylipäästöalue muodostaa 60 kHz rajoituksen ja rajoittaa kaikki matalataajuiset signaalit, jotka eivät ole 35 haluttuja siirrettäviksi puhelinjärjestelmässä. Suotimen 50 9 72238 ulostulo on lineaarikoodi. Lineaarikoodin valinta vaaditaan pitämään yllä hyvä signaalikohinasuhde järjestelmässä sekä mahdollistamaan signaalien helppo käsittely.

Digitaalinen supistin 52 käyttää digitaalista algo-5 ritmia lineaarisen koodin muuttamiseksi joko ^-lain tai A-lain koodiksi, joka vaaditaan joissakin puhelinjärjestelmissä. Jos halutaan lineraarikoodiulostuloa, tämä lohko voidaan ohittaa järjestelmässä. Supistimen ulostulo syötetään siirtorekisteripiiriin 20, joka järjestelmän ohjaussignaa-10 lien sisääntulon 21 reen ohjaama siirtää tiedon puhelinvalit-semineen, joka on liitetty siirtoterminaaliin 50. Tähän mennessä kuvatut toiminnalliset yksiköt ovat jossain määrin analogisia tavanomaisten toimintojen kanssa, joita suorittavat tekniikan tason mukaisten piirien siirtosuodin ja A/D-15 muunnin. Perinteisesti vahvistuksensovitusvälineet on muodostettu järjestelmän siirtolohkon eteen jonkinalisen vahvistimen avulla. Esitetyssä suoritusmuodossa vahvistustoiminta suoritetaan vahvistuksensäätöpiirillä 48, joka muodostaa vahvistuksen kertomalla desimaattorista 42 vastaanottamansa 20 digitaalisen sanan digitaalisella vakiolla. Digitaalinen vakio on käyttäjän ohjelmoitavissa ja se voidaan ohjelmoida tarkasti siten, että vahvistuksella on hyvin laaja vaihtelu-alue ulottuen arvosta +12 dB oleellisesti arvoon - ääretön asti, joka määrätään sopivalla vahvistuksensäätösanojen va-25 linnalla, jotka käyttäjä ohjelmoi laitteeseen.

Kun tekniikan tason mukaisissa järjestelmissä vahvistus sitävastoin täytyy ohjelmoida joillakin järjestelmän maunaalisilla sovituksilla, esillä olevassa keksinnössä, koska vahvistus ohjelmoidaan sisääntulo/ulostulo ohjausväy-30 Iän 51 kautta, ei vaihdeta komponentteja ja vahvistus voidaan ohjelmoida asennuksessa tietokoneiden alaisena, mikä säästää suuresti valmistajan kustannuksia ja aikaa. Tasa-painosuodinta 44 käytetään aikaansaamaan transhybridi tasa-painotoiminto, kuten edelleen kuvataan alla.

10 7 2 2 3 8

Viitaten nyt vastaanottoreittiin liittimeen 55 vastaanotetut signaalit syötetään vastaanottorekisterin 22 sisääntuloon ja syötetään sitten käsittelypiiristön 24 sisääntuloon, johon piiristöön kuuluu digitaalinen laajennin 5 54, päävastaanottosuodin 56, vahvistuksensäätöpiiri 58, vastaanottovaimennussärön korjaussuodin 60, pari alipäästö-interpolaatiopiirejä 62 ja 64 ja impedanssisuodin 66

Laajennin 54 toimii ohjelmaohjaussisääntulon 57:ään alaisuudessa joko /-i-lain tai A-lain koodin ottamiseksi ja 10 sen muuttamiseksi 12 tai 13 bitin lineaarikoodiksi, kuten siirtolohkossa. Jos ohjaussana indikoi, että sisääntulo-sana on lineaarinen, laajennin voidaan ohittaa. Järjestelmän sisääntulonäytteenottotaso on 8 kHz.

Vastaanottoreitin tarkoitus on yksinkertaistaa vas-15 taanottosuodinta, jonka nykyisin täytyy suodattaa 8 kHz komponentti käyttäen alipäästösuodatustekniikkaa. Lisäksi esillä olevan vastaanottosuodattimen täytyy kompensoida alhaisen näytteenottotason aiheuttama särö. Tämä särö tunnetaan sin X/X särönä ja se aiheuttaa ilmeisen signaalien 20 vaimentuman kun signaalitaajuus nousee merkittävään prosenttiosuuteen näytteenottotasosta. Esim. 3,5 kHz signaalilla on 8 kHz näytteennottojärjestelmässä noin 2-2,5 dB vaimentuma, joka täytyy korjata.

Esillä olevan keksinnön mukaisesti tavoite on kaksi-25 tahoinen. Ensiksi käytetään suodatustekniikoita lisäämään näytteenottotasoa ja määräämään kaikki pisteet, jotka ovat tarpeen huomattavasti korkeamman näytteenottotason saavuttamiseksi, ts. 256 kHz (tai 128 kHz) näytteenottotason saavuttamiseksi. Korkeammalla näyteenottotasolla on kaksi-30 tahoinen etu. Ensiksi sin X/X särö vähenee merkittävästi tosiasiassa se vähenee pisteeseen, missä se on niin pieni, että sitä ei ole tarpeen korjata, ja toiseksi ainoa komponentti, muut kuin äänikaistan komponentit alle 4 kHz, joka on läsnä, on näytteenottokomponentti.

35 Kun näytteenottokomponentti on hyvin korkealla taa juudella kuten 256 kHz (tai 128 kHz) tämän komponentin koko 11 7 2238 on hyvin paljon vähentynyt ja se on paljon helpompi suodattaa, koska vastaanottosuotimen 56 täytyy olla tasainen äänikaistan signaaleille ja sillä täytyy olla paljon vaimentumaa näytteenottotasolla. Mitä korkeampi näyt-5 teenottotaso on, sitä helppompi suodin on suunnitella, koska suotimen päästökaistalla ja estokaistalla on suurempi ero.

Suodatus suoritetaan esillä olevan keksinnön mukaisesti käyttämällä kolmea suodinta 56,62 ja 64. Päävastaan-10 ottosuodin 56 on alipäästölaite, joka on samanlainen kuin suotimen 50 alipäästökomponentti ja sen taajuus on 16 kHz, kun suotimen 50 ylipäästökomponentin taajuus sitävastoin on 8 kHz. Suodin 56 vastaanottaa 8 kHz signaalin, mutta syöttää ulos 16 kHz signaalin. Sillä täytyy siksi olla 15 merkittävä määrä vaimentumaa kaistalla 4,6-8 kHz, jotta poistetaan kaikki näytteenottotason aiheuttamat heijastuneet taajudet ja poistetaan 8 kHz komponentti, joka on läsnä näytteenottotason johdosta. Kun siirtosuodin 50 sitävastoin on sekä alipäästö- että ylipäästösuodin, on suodin 56 20 vain alipäästösuodin.

Syy alipäästö- ja ylipäästökomponentteihin siirto-piirissä ja vain alipäätösuodatukseen vastaanottosuotimessa on, että siirtoreitillä, koska signaali vastaanotetaan puhelinlinjasta ja tällaiset linjat tyypillisesti kulkevat voi-25 malinjojen sivulla, hyvin helposti siirtyy linjaan 60 Hz signaaleja USA:ssa ja 50 Hz signaaleja Euroopassa. Osa tästä signaalista valitettavasti siirtyy puhelinjärjestelmään. Ylipäästösuodinlohko 50 on suunniteltu estämään 60 Hz signaalit ja kun signaalit on poistettu ja järjestelmä on di-30 gitaalisessa muodossa 60 Hz signaalit eivät millään tavoin pääse siirtymään seuraaviin digitaalisiin lohkoihin. Lopputuloksena vastaanottotiellä ei tarvita 60 Hz suodinta.

Suotimen 56 ulostulo syötetään vahvistuksensäätö-piiriin 58 ja sitten vastaanottovaimentuman korjaussuoti-35 meen (ADC) 60, joita molempia kuvataan enemmän alla.

12 722 38

Ensimmäinen alipäästöinterpolaatiosuodin 62 vastaanottaa 16 kHz sisääntulosignaalin piiristä 58 ja kehittää 32 kHz ulostussignaalin. Se toimii kuten alipäästö-suodin, jonka tarkoitus on vaimentaa voimakkaasti 16 kHz 5 komponenttia. Koska ulostulo on 32 kHz tämä suodin johtaa 32 kHz komponentin.

Toinen alipäästöinterpolaatiopiiri 64 on myös ali-päästösuodin, joka syöttää joko 256 kHz (tai 128 kHz) ulostulosignaalin esillä olevassa järjestelmässä 32 kHz kompo-10 nenttien alipäästösuodatuksen aikaansaamiseksi ja joiden niin tasoltaan alhaisempien komponenttien johtamiseksi korkeammilla taajuuksilla. Suotimet 62 ja 64 liittyvät pääasiassa korkeataajuisten komponenttien suodatukseen. Jos ne eivät ole täysin tasaisia päästökaistalla, tällainen 15 toiminta on tarkasti ennustettavissa ja se voidaan kompensoida suotimella 56, minkä se tekee esillä olevassa järjestelmässä, koska suotimet 62 ja 64 vaimentavat joitakin signaaleista päästökaistan yläpään alueella ts. 2 tai 3 kHz alueella. Vastaavasti suodin 56 on varustettu kompen-20 saatioverkostolla, joka kompensoi suotimien 62 ja 64 aiheuttaman vaimentuman.

Suotimen 64 ulostulo syötetään sitten D/A-muunti-meen 26, joka muuttaa signaalit analogiamuotoon ja siirtää ne ulostulosuotimen 28 läpi. Puhelinjärjestelmissä suur-25 taajuuskomponenttien täytyy olla vähintään 28 dB alempana kuin pientaajuuskomponentit. 256 kHz näytteenottotasolla signaali on 28 dB matalampi kuin 3,4 kHz komponentti.

Siten ei teoreettisesti vaadita jälki- tai pehmennyssuodinta. Kuitenkin esillä olevaan järjestelmään on sisällytetty 30 suodin 28 turvallisuussyistä.

Digitaaliset suotimet ovat monimutkaisia aritmeettisia suorittimia, jotka toteuttavat perussuodatusyhtälön.

Yi = a. + a. Z ^ + a„ Z ^ + . . . a Z n 35 _0-1--2---_n- xi (1) 13 72238 missä X^ edustaa sisääntulonäytteitä ja edustaa ulos-tulonäytteitä.

Piirustusten kuviossa 2 8-väliottoinen FIR-suodin, jota joskus nimitetään poikittais -tai epärekursiiviseksi 5 suotimeksi, on esitetty kaaviollisesti ja siihen sisältyy seitsemän muisti- tai viiveyksikköä, kahdeksan kerto- ja 69 ja seitsemän summainyksikköä 70. Kuten on ymmärrettävää, tämä piiri muodostaa suotimen, jonka muoto on esitetty kaavalla 10 YQ = Aq XQ + Αλ X_1 + Ä2 X_2 + ... A? X? (2) missä Aq ...A^ edustaa välisisäänmenokertoimia kertojiin 69 ja Xq...X_7 edustaa X:n esillä olevia ja viivytettyjä arvoja, jotka on kerrottava vastaavilla väliottokertoi-15 millä. Esitetty 8:n väliotteinen laite on epätavallinen stabiili siinä että sillä ei ole lainkaan takaisinkytkentää ja ulostusarvo on vain aikaisempien sisääntuloarvojen sarjan funktio.

Kuviossa 3 on esitetty kanoninen HR-suodin, jota 20 joskus nimitetään toisen kertaluvun rekursiiviseksi suotimeksi, ja johon sisältyy kaksi viiveyksikköä 71, neljä summainyksikköä 72 ja neljä kertojayksikköä 73. Tätä piiriä voidaan käyttää kaaviollisesti esittämään suodinta, jolla on yhtälö.

25 Y0 = X0 + A0 X-1 + A-2 X + V-l + BlX-2 (3) ja joka soveltuu käytettäväksi alipäästösuotimena. Yleisesti tämä suodin on paljon tehokkaampi kuin FIR-suodin (vain kaksi muistiyksikköä), se saavuttaa nopeammin raja-30 arvonsa, jne.

Kuviossa 4 on kaaviollisesti asetettu kytkentämuo-toinen IIR-suodin. Laite soveltuu käytettäväksi ylipäästö-suotimena, joka toteuttaa yhtälön 35 Yo = xo + <Aa - V X"-1 +Ao x'-1 (4) 14 722 38 missä X1 = X0 + ®1χ41 ~Box'-l ja 5 χό' = V-i * V-i'

Huomaa, että tämä suodin sisältää kaksi viiveyksikköä 74, kuusi kertojaa 75 ja viisi summainta 76.

Suotimella voidaan katsoa olevan äärellisen impuls-sivasteen (FIR = finite impulse response), jos kaavassa (1) jokainen = 0 ja muutoin sillä katsotaan olevan ääretön impulssivaste (IIR=infinite impulse response). IIR-suotimet pyrkivät olemaan tehokkaampia siinä että tietty suodinkarakteristika voidaan toteuttaa vähemmillä ker- ,c toimilla. Perussuureet suotimia tarkasteltaessa ovat ker-15 tolaskujen ja summausten lukumäärä sekuntia kohden, muistin määrä, joka vaaditaan varastoimaan sisääntulo- ja ulostulo-näytteet (RAM) ja kokonaismuisti, joka vaaditaan varastoimaan kertoimet (ROM).

Maksimitehon saavuttamiseksi suotimia tulisi käyttää 20 niin alhaisella näytteenottotasolla kuin mahdollista. Tämä väittämä pätee sekä FIR-että IIR-suotimille. IIR-elimet vaativat enemmän kertoimia suotimen toteuttamiseen kun näyt-teenottotaso nousee. Tosiasiassa kertoimien lukumäärä likimain kaksinkertaistuu kun näytteenottotaso kaksinkertais-25 tuu. Siten, kun näytteenottotaso kasvaa RAM:n ja ROM:n määrä lisääntyy lineaarisesti ja artimeettinen taso lisääntyy näytteenottotason neliössä (mitä korkeampi matemaattinen taso sitä suurempi laskentojen lukumäärä. IIR-suotimet eivät vaadi enempää kertoimia kun näytteenottotaso nousee, ^ mutta ne vaativat suurempia sanoja niin, että laskenta kestää kauemmin (käyttäen sarja/rinnan kertojia) ja laskenta-taso nousee näytteenottotason mukana.

Sopiva rakenteellinen valinta näyttää olevan yrittää laskea järjestelmän näytteenottotasoa käyttäen alipäästö-35 suodinta, jonka estokaista alkaa huomattavasti alemmasta 15 72238 taajuudesta kuin Fs/2. Esim., jos alipäästösuodin poistaa kaikki komponentit alle F /16 silloin suotimen ulostuloa

S

voidaan kuvata järjestelmällä, jonka näytteenottotaso on F /8 ts. 2 x F /16. Tämä näytteenottotason lasku saavute-s s 5 taan käyttämällä suotimen joka kahdeksatta ulostuloa ja jättämällä seitsemän muuta pois. Huomaa, että interpoloi-vassa A/D-muuntimessa tieto kerätään 32-64 kertaisena kiinnostuksen kohteen taajuudella niin, että suodin, joka vaaditaan rajoittamaan signaali taajuuteen F /16 on yhä varsin 10 yksinkertainen. Puhelinsovellutuksessa näytteenottotaso voidaan laskea 512 kHz:stä 32 kHz:iin alipäästösuotimella, jonka estokaista alkaa 16 kHz:stä. Koska päästökaista päättyy 3,4 kHz:iin, tämä suodin on paljon yksinkertaisempi kuin suodin, joka vaaditaan suorittamaan varsinainen alipäästö-15 suodatus (sillä on 4,6 kHz:n estokaista).

Alipäästösuodin on tehokkaimmin toteutettavissa FIR-suotimena. Tämä johtopäätös perustuu seuraaviin syihin. Ali-päästön näytteenottoalentimena (desimaattorina) käytetyn IIR-suotimen täytyy toimia näytteenottotasolla, laskea tu-20 lokset alkuperäisellä näytteenottotasolla ja sitten poistaa 7 kahdeksasta tuloksesta. Kaikki tulokset täytyy laskea, koska kukin tulos vaaditaan seuraavan tuloksen laskemiseen. Alipäästösuodin voi kuitenkin olla toisen kertaluvun suodin, mutta se vaatii 5 kerrointa tai 5 kertojaa ja 5 summainta 25 joka 4./( s tai kertolaskutason 2,5 MHz ja summaustason 2 MHz. FIR-suotimen tarvitsee laskea vain joka kahdeksas tulos. Sen ei tarvitse laskea seitsemää käyttämätöntä tulosta, koska niitä ei tarvita seuraavien näytteiden laskennassa. 20 kertoiminen suodin voidaan siten toteuttaa 20 kertolaskulla 30 ja 10 summauksella 32 kHz:11a. Kerrontataajuus on laskettu 1,28 kHz:iin ja summaustaso on 1,20 kHz. Lisäksi voidaan osoittaa, että vaaditun muistin määrä on vastaava ja FIR-suodin voidaan toteuttaa yksinkertaisella sarjasummainraken-teella laitteiston säästämiseksi.

ie 72238

Monimutkaisin toiminta digitaalisissa suotimissa on kertominen. Kertojat voivat vaatia suuren määrän laitteistoa toteutukseensa ja ne voivat kuluttaa merkittävästi tehoa. Kuten on merkitty yllä, desimaatiosuodin vaatii hyvin 5 korkeita kertojatasoja 1,2 MHz - 2,25 MHz. Kertominen suoritetaan normaalisti täysin rinnakkaisessa yhdistämispii-rissä, joka vaatii suunnattoman määrän laitteistoa, tai sarja/rinnan toiminnalla summauksella ja sivuttaissiirrol-la. Sarja/rinnan kertoja vaatii N bitin siirtorekisterin, 10 N + M bitin summaimen ja N kellojaksoa N x M kertolaskun suorittamiseksi. Kuitenkin kumpikaan näistä lähestymistavoista ei ole hyvä valinta LSI suorittimelle.

Yhtä lupaavaa tekniikkaa kutsutaan lyhytsana optimoinniksi (short word optimization). Käyttämällä tätä tek-15 nilkkaa ykkösien määrä minimoidaan kertoimessa ja kertominen vaatii vain yhteenlaskuja kun yksi ykkönen on läsnä. Esimerkiksi siirtorekisterillä ja 12 bitin kertoimella, joka sisältää vain 3 ykköstä, kertominen voidaan suorittaa kolmessa kellojaksossa jättämällä huomiotta kaikki summauk-20 set, joissa nollia ilmenee kertoimessa. Kertoimien yksin-kertaistamistekniikat ovat varsin monimutkaisia ja vaativat joiltakin osin kompromissejä suotimessa (tämä voidaan kompensoida lisäämällä sen monimutkaisuutta). FIR-suotimet, joilla on useampia kertoimia, näyttävät olevan vähemmän 25 herkkiä kertoimien yksinkertaistamiselle, vaikka matalaherk-kyyksistä analogiasuotimista suunnitelluilla IIR-suotimilla voi myös olla hyvä epäherkkyys kerroinyksinkertaistukselle.

Koska interpoloiva A/D-muunnin on näytteenottotasol-taan voimakkaasti ylimitoitettu järjestelmä, jossa infor-30 maatio on alhaisemmalla taajuuskaistalla kuin järjestelmän ulostulo, digitaalisia suotimia, kuten ne, jotka on esitetty viitenumeroilla 40, 42, 46 ja 50 kuviossa 1, vaaditaan pois-

II

17 72238 tamaan suurtaajuiset virhekomponentit, jotka ovat syntyneet muuntimessa, matalataajuisten signaalikomponenttien keskiarvoistamiseksi ja pehmentämiseksi ja tekemään mikä tahansa muu vaadittu matalataajuinen suodatus. Digitaa-5 linen suodatus voidaan toteuttaa useilla eri rakenteilla, jotka käyttävät äärellisen impulssivasteen (FIR) ja / tai äärettömän impulssivasteen (IIR) suotimia järjestelmän toteuttamiseksi.

Laitteen edullisessa suoritusmuodossa, joka on esi-10 tetty yleisesti piirustusten kuviossa 1, alipäästödesimaat-tori 40 koostuu neljän välioton FlR-suotimesta ja kahdesta kolmen välioton FIR-suotimesta, joista ensimmäinen pienentää 512 kHz signaalin 128 kHzriin ja toinen laskee 128 kHz signaalin 64 kHz:iin ja kolmas pienentää 64 kHz signaalin 15 32 kHz:iin. - Toinen alipäästödesimaattori 42 on muodostettu 5 - väliottoiseksi FIR-suotimeksi, joka laskee 32 kHz signaalin 16 kHz:iin, ADC siirtosuodin 46 on 8-väliottoinen FIR suodin. Siirtovahvistuksen sovitussuodin 48 on yksivä-liottoinen FIR-suodin ja pääsiirtosuodin 50 on kolmiväli-20 ottoinen IIR-suodinelin, johon sisältyy kaksi kanonisen muodon alipäästösuodinta ja yksi kytketyn muodon ylipäästö-suodin. Pääsiirtosuodin laskee 16 kHz signaalin 8 kHz:iin. Tasapainosuodin 44 on 8 väliottoinen FIR-suodin.

Järjestelmä sallii sekä sisääntulevan äänisignaalin 25 että osan ulostulevasta (vastaanotto) signaalista virrata suotimen 14 sisääntuloon. Mutta, koska kehitetty ulostulosignaali on tunnettu samoinkuin aika, joka vaaditaan sen tulemisen uudelleen järjestelmän läpi, tasapainosuodinta 44 voidaan käyttää kehittämään kumoava signaali, joka summat-30 tuna siirtoreitille pisteeseen 45 kumoaa palaavan signaalin. Lisäksi, vaikka linjan karakteristikoita ei alun perin tunneta, järjestelmän karakteristikat tunnetaan. Käyttäjä voi kuitenkin määrätä Iinjakarakteristikan ja ohjelmoida suotimen 44 aikaansaaman sopivan taspainon, ja koska suodin 35 44 on ohjelmoitavissa digitaalisessa muodossa tällainen kumoaminen voidaan suorittaa hyvin tarkasti.

ie 722 38 Päävastaanottosuodin 56 sisältää kaksi kanonista IIR-alipäästösuodinta, jotka kasvattavat vastaanotetun signaalin 8 kHzrstä 16 kHz:iin. Vastaanottovahvistuksen säätösuodin 58 on yksiväliottoinen FXR-suodin.

5 ADC vastaanottosuodin 60 on 8-väliottoinen FIR- suodin ja alipäästöinterpolaattori 62 on 5-väliottoinen FIR-suodin, joka kasvattaa 16 kHz suotimen 60 ulostulosignaalin 32 kHz:iin. Toinen alipäästöinterpolaattori on muodostettu kolmesta 3-väliotteisesta FIR-suotimesta, 10 jotka vastaavasti kasvattavat 32 kHz signaalin 64 kHz:iin, 128 kHz:iin ja 512 kHz:iin.

Impedanssisuodin 66 on 4 (tai 8)-väliottoinen FIR suodin, jota käytetään sovittamaan Iinjakarakteristikat. Erityisesti impedanssisuodinta 66 voidaan käyttää muutta-15 maan järjestelmän sisääntuloimpedanssia, nähtynä johtimesta järjestelmän sisääntuloportista. Suodin 66 syöttää tehollisesti sisääntuloportilla kehitetyn jännitteen takaisin si-sääntulevaan signaaliin. Jos toimitaan sopivalla amplitudilla ja napaisuudella tehollisen sisääntuloimpedanssin 20 arvo voidaan muuttaa sopimaan yhteen puhelinlinjan karakteristisen impedanssin kanssa. Suotimen 66 impedanssin ohjaus tekee siten mahdolliseksi kumota kaiut ja sovittaa eri sisääntulolinjät. Sisääntuloimpedanssin muuttaminen tekee kuitenkin järjestelmän vahvistuksesta taajuusherkän.

25 Mutta siirto- ja vastaanotto-ADC suotimet 46 ja 60 voidaan ohjelmoida kompensoimaan kaikki tällaiset vaimentumasäröt, jotka aiheutuvat suotimen 66 käytöstä. Vahvistuksensäätö-suotimia voidaan käyttää lisäämään häviöitä siirto-ongelmien, kuten soimisen ja värähtelyn, eliminoimiseksi.

30 Testisilmukka 67 on muodostettu joko laitteen tai linjan testauksen mahdollistamiseksi ja sitä voidaan käyttää mahdollistamaan eri suodinten kertoimien valinta.

SLAC sisältää myös sarjaohjausliitännän 32 digitaaliselle ohjaustietokoneelle funktiojoukon ohjelmoimiseksi 35 laitteeseen. Liitännässä on sarjaohjausväylä 33, jota käytetään ohjelmoimaan siirto- ja ohjausaikavälit SLAC:lie 19 72238 sekä asettamaan laitteen siirto -ja vastaanottovahvistus. Sillä on myös sammutustoiminta. Ajoitussisääntulot sisältävät tietokellon DCLK, tietosisäänmenon DIN, tietoulos-tulon DOUT, ja sirunvalinnan CS sarjaliitäntää varten, 5 kantakellon MCLK ALU:jen aikaohjausta varten, siirto -ja vastaanottokellot CLKX ja CLKR, siirron -ja vastaanoton kehystahtipulssit FSX ja FSR ja aikavälivalitsimen TSC liitäntää PCM järjestelmään varten. Aikavälisijoitukset ovat verrannolliset kehystahtipulsseihin FS. Kun siirto-10 reitti tulee aktiiviseksi, yksiaikavälivalitsinulostulo (TSC) lasketaan alas ohjaamaan kolmitilaista puskuria, jos se vaaditaan järjestelmässä. Siirto - ja vastaanotto PCM puskureilla on erilliset kellosisääntulot jotta ne voivat toimia epäsynkronisesti, mutta useimmissa järjestelmissä 15 siirto- ja vastaanottokellot ovat yhteiset. Kehystahtipulssit ovat myös erilliset siirtoa ja vastaanottoa varten, mutta useimmissa järjestelmissä käytetään yhteistä pulssia, ja jos vaaditaan eri aikavälit, tämä voidaan ohjelmoida yhteen aikavälin valintaohjausisääntuloon.

20 Käyttämällä sarjaohjausväylää 33 siirto ja vastaan otto aikaväli-informaatio ohjelmoidaan laitteeseen sen määräämiseksi, milloin siirretään ja vastaanotetaan tieto, kertoimet impedanssisuotimelle 66, tasapainosuodin 44, ADC siir-tosuodin 46 ja ADC vastaanottosuodin 60 ohjelmoidaan vaikka 25 yksi tavu kerrallaan ja myös siirron ja vastaanoton vahvis-tuksensäätökertoimet ohjelmoidaan. Kaikki tämä tieto voidaan lukea takaisin ulos väylän 33 DOUT linjasta sopivalla ohjauksella. Lisäksi laite voidaan ohjelmoida erityisiin rakenteisiin käyttäen väylää 33. Esimerkiksi laite voidaan 30 rakentaa käyttämään^t^-lakia, A-lakia tai lineaarikoodia.

Lisäksi neljä ohjelmoitavaa suodinta 44, 46, 60 ja 66 voidaan kaikki asettaa olettamaan arvoja ts, impedanssi-suodin 66 ja tasapainosuodin 44 voidaan asettaa nollaan ja kaksi adc suodinta 46 ja 60 voidaan asettaa ykköseen.

35 Vahvistuksensäätösuotimilla 48 ja 58 on oletusarvoja, jotka voidaan asettaa ykköseen. Vastaanottovahvistuksen 20 722 38 säätösuotimella 58 on myös toinen oletusarvo arvoltaan nolla vastaanottotien katkaisemiseksi.

Testitilanne asetetaan ohjelmoimalla sisään komento, joka muuttaa sisääntuloja useisiin suotimiin, ts.

5 alipäästöinterpolaattorin 64 ulostulo syötetään alipääs-tödesimaattoriin 40 digitaalista silmukkatakaisinkyt-kentää varten ja analogista silmukkatakaisinkytkentää varten, A/D-muuntimen 16 ulostulo syötetään D/A-muunti-meen 26. Nämä toiminnat suoritetaan tietysti ohjelma-10 ohjauksen alaisena. Laitteen lisäpiirre on että ulostuloihin SLICiiin on muodostettu TTL kytkin, jonka avulla ulostulot ovat ohjelmoitavissa ohjaussanojen kautta sar-jaliitäntäväylällä 33.

Viitaten nyt piirustusten kuvioon 5 siinä esitetään 15 kaaviollinen lohkokaavio, joka esittää yksinkertaistettuna versiota tekniikan tason mukaisesta interpoloivasta koo-derista, jonka tyyppistä on käytetty toteuttamaan kuviossa 1 esitetty A/D-muunnin 16. Peruskoodaussilmukassa käytetään negatiivistä takaisinkytkentää minimoimaan keski-20 määräinen ero analogiasisääntulon x(t) ja sen kvantisoidun toisinnon g(t) välillä. x(t):n ja g(t):n välinen ero integroidaan ja summataan x(t):n ja g(t):n väliseen hetkelliseen eroon integroitavassa vahvistimessa 77 ja tuloksen napaisuus havaitaan komparaattorilla 78. Komparaattorin 25 78 ulostulo syötetään siirtoohjauslogiikkaan 79, joka ohjaa lisäyksen tai laskun kvantisoituun signaaliin g(t), jonka on kehittänyt digitaali/analogia muunnin (DAC) 80. Edullisessa suoritusmuodossa logiikka 79 sisältää 8 bitin kaksisuuntaisen siirtorekisterin, joka toimii digitaalisena 30 akkuna, joka täyttää ykkösillä pohjasta (viimeinen merkitsevä bitti = last signifivant bit = LSB) ja nollilla ylhäältä. Kun rekisteri täytetään loogisilla ykkösillä kvantisoinnin taso lisääntyy. Kvantisoinnin napaisuutta valvotaan myös logiikalla 79 ja se muodostaa ulostulon 35 merkkibitin SB muodossa linjalle 81. Taso syötetään ulos linjoille 78.

2i 722 38

Esitetyn piirin kanssa samanlaisen piirin lisäys-yksityiskohtia ja toimintakarakteristikoita voidaan löytää Bruce A. Wooleyn ja James L. Henryn artikkelista otsikoltaan "An Integrated Per-Channel PCM Encoder Based On Interpolation (integroitu interpolaatioon perustuva ka-5 navakohtainen PCM-kooderi) IEEE Journal of Solid - State Circuits, vo. sc. 14, No 1. Helmikuu 1979 sivut 14-20.

Vaikka yllä kuvattua interpoloivaa A/D-muunninta ja muitakin tekniikan tasoon kuuluvia laitteita voidaan käyttää esillä olevan keksinnön mukaisessa järjestelmässä, 10 tällaiset suotimet kärsivät useista haitoista. Koska kom-paraatorin ulostulosta otetaan näytteet taajuudella Fg (joka on paljon suurempi kuin kiinnostava sisääntulo-taajuusalue) ja sitä käytetään ohjaamaan siirtorekisteriä määräämään uusi kvantisoitu ulostulo, DAC ulostulon täytyy 15 muuttua jokaisella näytteellä koska 1 bittinen koodi sallii vain kaksi tilaa ts. nousun ja laskun ja ei salli tilaa, jossa DAC ulostulo pysyy vakiona. Erityisesti siirtorekis-teriohjaus sallii vain DAC ulostulojen olevan 0, + 00000001, +00000011, + 00000111, + 00001111, +00011111, +00111111, 20 01111111 tai +11111111. Kuten on esitetty Candy et.al.sn artikkelissa "A Per- Channel A/D Converter Having 15-segment -255 Companding" IEEE Trans, on Communications, Vol.com.-24 No. 1 Tammikuu 1976 sivut 33-42, nämä koodit on valittu vastaamaan 4/3 kertaa /^--lakikielien karakte-25 ristikoiden päätepisteitä niin, että minkä tahansa kahden pisteen keskiarvo on /4--lakikielen päätepiste. Siirtorekis-teriohjain sallii vain 17 tasoa järjestelmässä ts. 8 posi tiivista tasoa, 8 negatiivista tasoa ja 0-tason. Takaisin-kytkentäsilmukka saa A/D-muuntimen yrittämään integraatto-30 rin ulostulon pakottamista kohti nollaa niin, että g(t):n integraali yrittää lähentyä x(t):n integraalia.

Tasavirtasisääntulosignaaleille sopivalla vaimennuksella, joka on sovitettu vastuksella R ja kondensaattorilla C, järjestelmä kehittää kuvion jollainen on esitetty 22 7 2 2 3 8 kuviossa 6(a), joka on kolmitasoinen värähtely sisääntu-losignaalin ympärillä. Tekijät kuvaavat 256 kHz järjestelmää, jossa 32 näytettä on tehollisesti keskiar-voistettu kaksi porrasta kerrallaan. Molemmat kaksi lu-5 kuaskelta keskiarvoistetaan ottamalla alempi kahdesta lukemasta ja pudottamalla 4/3 asteikkotekijä. Esimerkiksi, jos yksi lukema on 4/3 päätepisteestä n seuraava alhaisempi lukema on 2/3 päätepisteestä n ja keskiarvo on päätepiste n, mikä on sama koodi kuin alhaisempi lukema. Tämä keski-10 arvo vähentää näytteiden lukumäärää 16:een ja ne keskiarvoistetaan 12 bitin rinnakkaisummaimessa 12 bitin tuloksen saamiseksi. Erottelutarkkuus summaimessa on keskiarvois-tettujen näytteiden lukumäärän (N) funktio ja kunkin näytteen erottelutarkkuus ts. lc^ N yksittäisen näytteen erot-15 telutarkkuus = tuloksen erottelutarkkuus.

Kawahara et ai., jäljempänä, ja muut ovat myös kuvanneet 512 kHz järjestelmän käyttöä, jossa keskiarvoistus on suoritettu vain 32 kHz:iin asti. Kuitenkin kaikilla järjestelmillä on useita ongelmia, joiden syitä nyt esitellään 20 yhdessä esillä olevan keksinnön mukaisten ratkaisujen kanssa.

1. Taajuusriippuvainen vahvistus. Tämän ongelman suhteen näytteenottotaso ja tasojen lukumäärä muuntimessa on järjestelmän perusrajoitukset. Kun sisääntulotaajuus kasvaa järjestelmällä on enemmän vaivaa jäljittää signaali, 25 kuten on esitetty kuvioissa 7(a) ja 7 (b). Kuten havaitaan kuviossa 7(a) järjestelmä jäljittää kyllin hyvin 250 Hz. Kuitenkin kun taajuus nousee 4 kHz:iin jäljitys turmeltuu, kuten on kuvattu kuviossa 7(b). Signaalin kulku täydestä + asteikosta täyteen - asteikkoon ottaa ajan (2M-1) T ja 30 maksimitaajuus täydellä amplitudilla, jonka järjestelmä voi kehittää on F /a (2M-1). 8 tasoiselle järjestelmälle 5 tämä on Fs/30. Kuitenkin lähellä näitä taajuuksia syntyy virheitä. Jopa alemmilla taajuuksilla signaalisärö on merkittävä. Taajuusriippuvainen vahvistus voidaan havaita 35 mittaamalla A/D-muuntimen ulostulokomponentti sisääntulo- 23 722 38 signaalin taajuudella ja tulokset 256 kHz näytteenotto-tasolle ja 8 tason järjestelmälle on esitetty kuviossa 8. Näytteenottotason lisäys 512 kHz:iin parantaa vastetta matalilla taajuuksilla, mutta taajuusriippuvaisia vahvis-5 tuksia esiintyy yhä korkeammilla taajuuksilla. Tämä voi aiheuttaa merkittäviä ongelmia järjestelmässä, jos sitä ei korjata.

2. Tasavirtasignaalit ovat rajoitettuja näytteenottotason funktiona. Rajoitettu tasavirtaerottelutark- 10 kuus johtuu tasojen välisestä erosta ja keskiarvoistettu-jen näytteiden lukumäärästä. Yllä kuvatussa järjestelmässä joka toinen taso edustaa kahden tason puolivälissä olevaa tasoa. Kolmitasoinen värähtely kuviossa 6(a) voidaan korvata kaksitasoisella oskillaattorilla taajuudella 15 F /a, kuten on esitetty kuviossa 6(b). Nämä kaksi tasoa

P

erillään toisistaan suhteessa 2:1 ja erottelutarkkuus määräytyy keskiarvoistettujen näytteiden lukumäärästä.

Candy et ai.:n yllä esitetyssä selvityksessä 16 näytettä on keskiarvoistettu niin, että signaalin erottelutarkkuus 20 on likimain yksi 32. osa tai vastaava erottelutarkkuudesta, joka saavutetaan seurattaessa/^-lakia tai A-lakia. Korkeampi näytteenottotaso, ts. 512 kHz sallisi kaksi kertaa niin monen näytteen keskiarvoistamisen ja sallisi paremman erottelutarkkuuden ts. 1:64. Näiden järjestelmien 25 erottelutarkkuuden voidaan sanoa olevan 1:(F /Fout) missä s

Fout on ulostulon näytteenoottotaso.

3. Dynaaminen alue on rajoitettu näytteenottotason funktiona. Rajoitettu dynaaminen alue on ongelma, joka on samanlainen kuin rajoitettu erottelutaso. Dynaaminen 30 alue on pienimmän erottelun tason suhde suurimpaan. Pienin eroteltu taso on lähellä nollaa ja on x (F ), missä x J O S o

vastaa ulostuloa koodilla 00000001. Suurin taso on M

2 x missä M on DAC:n tasojen lukumäärä (positiivisten

® M

tai negatiivisten). Dynaaminen alue on sen tähden 2 F /F

m p S OHl

J D

ja sitä voidaan lisätä joko lisäämällä M:ää ja Fg:ää.

24 72238

Kuitenkin, jos F :ää lisätään muuttamalla F ^:tä,

J s sD

taajuus, jossa seurantaongelmia ilmenee, laskee.

4. Rajoitettu suurtaajuussignaalien käsittely-kyky. Kun muuntimeen syötetään suurtaajuussignaaleja, 5 joita ei voida seurata ulostulo pyrkii luhistumaan ja siirtymään 180° pois vaiheesta sisääntulon suhteen. Joissakin olosuhteissa syntyy myös kaistan sisäpuolisia (mata-lataajuisia) signaaleja seuraamattoman moodin johdosta, joka on vähemmän kuin -30dB sisääntulotason alapuolella.

10 5. Kaistan ulkopuoliset signaalit kehittävät kaistasignaalikomponentteja. Keskiarvoistava digitalisuo-din, jota käytetään yllä kuvatussa piirissä ei ole optimi-rakenne, koska se ei riittävästi suodata pois kaikkia kaistan ulkopuolisia signaaleja ja voi aiheuttaa kaistan ulkopuo-15 listen signaalien siirtymistä päästökaistalle. Kaistan ulkopuolisia signaaleja ei synny vain kaistan ulkopuolisista sisääntulosignaaleista vaan myös A/D-kytkennästä korkealla 250 kHz:n tai 512 kHz:n näytteenottotasolla. Signaaleja 4 kHz:n ja 8 kHz:n välillä ei vaimenneta riit-20 tävästi ja ne siirtyvät takaisin päästökaistalle (olettaen päästökaistaksi 0-3,4 kH z). Signaalit lähellä 12 kHz siirtyvät myös takaisin päästökaistalle vain -13 dB:n vaimentumalla. Sen johdosta näyttää, että tämä A/D muunnin vaatisi tarkkuusesisuotimen, jotta sitä voitaisiin käyttää 25 äänikaistan signaalien käsittelyyn.

A/D-muunninkehittää kaistan ulkopuolisia signaaleja alueella -20...-50 dB sisääntulotason alapuolella ja jotkut näistä signaaleista siirtyvät takaisin pienemmällä kuin -30 dB vaimentumalla ja lisäävät kaistakohinaa. Ne voivat myös 30 lisätä järjestelmän signaalikohinasuhdetta. Interpolaatto-rilla, jossa on 512 kHz:n sisääntulolla ja 32 kHz:n ulostulolla varustettu keskiarvoistava suodin, on parempi toisto. Tämä suodin vaatii monimutkaista suodatusta jälkikäteen, mutta voi eliminoida kaikki paitsi yksinkertaisen esisuoti-35 men. Kaistoihin 32-36 kHz, 60-68 kHz jne. osuvat signaalit siirtyvät yhä suoraan päästökaistaan ja lisävaimennusta on toivottava näissä kaistoissa.

Il 25 72238

Viitaten nyt piirustusten kuvioon 9 siinä on esitetty kuviossa 5 esitetyn A/D-muuntimen parannus. Vaikkakin jonkin verran yksinkertaistetussa muodossa katkoviivojen 90 sisään suljettu piirin osa on oleellisesti sama piiri kuin 5 on esitetty kuviossa 5. Esillä olevan keksinnön mukaisesti toinen komparaattori 91, kiikku 92 ja lisäohjauslogiikka 93 on lisätty kehittämään kahden bitin koodi eikä 1 bitin koodi, joka kehitettiin kuvion 2 suoritusmuodolla, ja digitaalinen automaattisesti nollautuva piiri 94 on lisätty lisäämään 10 siirrosjännitettä vahvistimelle 77.

Lisäkomparaattoria 91 käytetään ottamaan näyte hetkellisestä erosta sisääntulon x(t) ja kvantisoidun ulostulon g(t) välillä. Vaimennusvastusta R ei enää tarvita ja se on esitetty oikosuljettuna johdolla 95. Tuloksena alkuperäinen 15 komparaattori 78 vertaa vain deltasignaalin x(t) - q(t) integraalia. Kahdella komparaattorin järjestelmällä ei ole ylitystä eikä alitusta (yhden tason yli) ja se ei tarvitse analogista vaimennusta.

Yhdellä komparaattorilla vain kaksi uutta tilaa oli 20 mahdollisia - lisäys tai vähennys aikaisemmasta arvosta. Kahdella komparaattorilla on mahdollista saada q(t):hen neljä mahdollista uutta tilaa. Ylimääräisiä tiloja voidaan lisätä (tai vähentää) suuremmalla (tai pienemmällä) määrällä tai niiden määrä voidaan pitää samana. Esillä olevassa jär-25 jestelmässä ainoa ylimääräinen tila aikaansaa ulostulon pysymisen vakiona. Kyky säilyä tietyllä tasolla varmistaa, että tasavirtasisääntulolla järjestelmä värähtelee niiden kahden tilan välillä, jotka rajoittavat sisääntuloa muuttuen näytteenottotasolla. Tämä on parannus yhden komparaattorin 30 järjestelmän suhteen, joka kuten on esitetty kuviossa 6(b) voidaan redusoida vain kaksitasoiseksi värähtelyksi puolella näytteenottotasolla. Toinen komparaattori antaa tehollisen tiedon kaksinkertaistumisen (tasavirtasignaaleille) ja aikaansaa 6 dB lisää erottelukykyä ilman lisäystä näytteenot-35 totasossa tai tasojen lukumäärässä.

26 722 38

Toinen komparaattori muodostaa myös ylimääräistä 2,5 dB dynaamiseen alueeseen sallimalla signaalien DAC:ssa 80 olla 2,5 dB matalampia. Yhden komparaattorin järjestelmä vaatii, että DAC: n maksimiulostulo on 4/3 maksimisisäänmeno- 5 tasosta, koska tämä taso aikaansaadaan järjestelmällä joka värähtelee tasojen 11111111 (Vin x 4/3) ja 01111111 max (Vin__„ x 2/3) välillä. Kahden komparaattorin järjestelmä ΓΠαΧ voi pitää ulostulon tasolla 11111111 Vin :n tason edusta-miseksi ja siten samalla täyden asteikon alueella sei voi 10 käyttää tasoja, jotka ovat 3/4 yhden komparaattorin järjestelmän tasoista. Tämä sallii 2,5 dB laajemman dynaamisen alueen. Digitaalista signaalikäsittelyä täytyy kuitenkin muuntaa käyttämään kahden komparaattorinjärjestelmää. Enää ei joka toista näytettä voi keksiarvoistaa käyttämällä alem-15 man lukeman digitaalista koodia ja sen johdosta keskiarvoa (tai muuta signaalinkäsittelyalgotritmia) täytyy käyttää kaikkiin näytteisiin.

Automaattisesti nollautuva piiri 94 sisältää DAC:n 96 ja parin 6 bitin ylös/alas laskureita 97 ja 98. Laskurit 20 integroivat 8 kHz:n merkkibitin, joka on kehitetty siirto-suotimessa 50 sen ylipäästösuodinalueen edessä ja syötetty takaisin johtimen 99 kautta. Jos järjestelmässä on poikkeamaa. laskuri 97 ja 98 laskee ylös tai alas kunnes DACrhen syötetty kuuden bitin koodi (merkkibitti plus viisi taso-25 bittiä) saa sen kehittämään ulostulotason, joka on sopiva syötettäväksi vahvistimeen 70 kompensoimaan poikkeamaa.

Tämän jälkeen plus ja miinus bittien lukumäärä säilyy samana ja laskuri 97 vain askeltaa edestakaisin. Alinna kuutta bittiä laskurissa 98 käytetään vaimennusbitteinä minkä ta-30 hansa askelluksen taajuuden laskemiseksi järjestelmän pääs-tökaistan alapuolella siten, että jos mikä hyvänsä askellus on olemassa, se on matalataajuinen ja voidaan suodattaa pois seuraavalla siirtosuotimen 50 ylipäästösuotimella.

Toinen riippumaton parannus järjestelmään on esitet-35 ty kuviossa 10 ja siis yhdessä adaptiivista siirtoprosessin ohjausmenetelmää useampien tasojen käytön sallimiseksi laajemman dynaamisen alueen saavuttamiseksi mutta tarpeettomien

II

27 7 2 2 3 8 tasojen poistamiseksi taajuusvasteen parantamiseksi.

Kuviossa 9 esitetyn suoritusmuodon komponenttien lisäksi tähän suoritusmuotoon kuuluu huippuarvorekisteri 100, komparaattori 102, vähennin 104 ja komparaattori 106.

5 Adaptiivinen algoritmi perustuu tosiasialle, että järjestelmä menettää suuramplitudisten signaalien seurannan, kun taajuus kasvaa koska sillä on vaikeuksia seurata signaalia. Pääongelma tulee esiin, kun signaali kulkee nollan ohi, missä kvantisoijalla on useita matalatasoisia sig-10 naaleja ja sisääntulo muuttuu maksimitasollaan. Tämä on kuviossa 7(b) kuvattu ongelma.

Nollaa lähellä olevat tasot sisältävät rajoitetusti informaatiota suuramplitudisille vaihtovirtasignaaleille ja jos ne voidaan poistaa, järjestelmän tarkkuus ei mer-15 kittävästi laske. Adaptiivinen algoritmi tuntee huippu-amplitudin kunkin jakson aikana ja poistaa sopivan lukumäärän tasoja nollan ympärillä sen sallimiseksi, että järjestelmä seuraa sisääntulosignaalia. Erityisesti kvanti-soidun signaalin huippuarvo rekisterissä 98 on varastoi-20 tuna huippuarvon rekisteriin 100 ja varastoitua huippuarvoa verrataan esillä olevaan arvoon komparaattorilla 102. Samaan aikaan esillä oleva arvo myös vähennetään huippuarvosta vähentimellä 104 ja eroa verrataan komparaattorin 106 vertailusisääntuloon pisteessä 108. Kuitenkin vähen-25 timen ulostulo ei ole yksinkertaisesti kahden sisääntulon välinen ero vaan se on kummankin sisääntulon A ja B ykkösten lukumäärän välinen ero.

Komparaattorin 106 kehittämä ulostulo aiheuttaa merk-kibitin (SB) vaihtumisen. Kun kvantisoitu arvo siirtyy 30 kohti nollaa, nollan ympärillä olevat tasot poistetaan hyppäämällä niiden yli muuttamalla merkkibiti. Taso, jolla merkkibitti muuttuu määräytyy huipputasosta. Kuvatussa toteutuksessa signaalin huipun alapuolella on viisi tasoa (paitsi jos huipputaso on 00001111 tai alempi missä tapa-35 uksessa toteutus siirtyy takaisin normaaliin toimintaan) , ja eri määrä tasoja poistetaan riippuen sisääntuloamplitudista säilyttäen kymmenen aktiivista tasoa.

28 7 2 2 3 8

Huippuarvon täytyy kyetä laskemaan kun signaalitaso muuttuu. Tämä voidaan aikaansaada useilla tavoilla. Esimerkiksi (a) vähentämällä yksi taso kullakin nollan ylityksellä, (b) vähentämällä taso, jos tiettyä tasoa ei saavuteta tietys-5 sä aikajaksossa (kuten 125/cs PCM järjestelmässä, jossa on lopullinen ulostulo 8 kHz:n näytteenottonopeudella), tai (c) laskemalla sitä kiinteällä jaksottaisella tasolla. Nyt käytetty ja kuviossa 11 esitetty toteutus vähentää huippu-taosa kullakin nollan ylityksellä. Tämä toteutustekniikka 10 vähentää aktiivisten tasojen määrään 17:stä 10:een ja maksi-mitaajuus, jota voidaan seurata kasvaa arvosta Fg/32 arvoon F /18. Tästä aiheutuva haitta on hyvin vähäinen lisäys siä-

3 J

naalikvantisaatiokohinassa vaihtovirtasignaaleille. Lisääntynyt kohina johtuu tasojen poistosta lähellä nollaa. Pois-15 tetut tasot edustavat kuitenkin signaaleja, jotka ovat alle 1 % merkkiaallon jaksosta ja lisäys signaalikohinasuhtee-seen on minimaalinen.

Taajuusriippuvaista vahvistuskarakteristikaa muutetaan myös ja siirretään ylempään taajuuteen huomattavasti 20 pienemmällä vaikutuksella matalataajuisiin signaaleihin, kuten on esitetty kuviossa 8. Kuviot 7(b) ja 11 esittävät OdB 8kHz signaalin vasteen vastaavasti adaptaation kanssa ja ilman sitä. Tämä kaavio antaa taajuusvaste-edut ilman lisäystä näytteenottotasossa ja ilman todellisia haittoja 25 toistoon, erityisesti dynaamisen alueeseen, erottelukyvyn, ja signaalikohdinasuhteeseen.

Adaptaatiokaavio voi sallia järjestelmän lisätä dynaamista aluettaan ilman haittoja taajuusvasteeseen. Kuviossa 5 esitetty DAG käyttää 17 tasoa ja sillä on juuri riittä-30 västi dynaamista aluetta ja erottelukykyä käyttötarkoitusta varten. Sitä voidaan lisätä vain lisäämällä näytteenotto-tasoa ja/tai lisätasojen lisäyksellä. Kuitenkin useampien tasojen lisäys vaatisi korkeampaa näytteenottotasoa, koska taajuusvastekarakteristika ei muutoin olisi hyväksyttävä.

35 Kuviossa 10 esitetyssä adaptaatiokaaviossa nollan ympärille voidaan lisätä lisätietoja heikentämättä taajuusvastetta, koska niitä käytetään vain hyvin matalille signaaleille.

29 7 2 2 3 8 Järjestelmä, joka käyttää 10 bitin DAC:ta jossa on 21 tasoa arvosta 0000000000 arvoon +1111111111 käyttäisi yhä viittä ylintä tasoa, kuten on indeksoitu huippurekis-terillä ja sillä olisi 12 dB lisää dynaamista aluetta, 5 koska alin taso olisi nyt Vin Vin /256 asemesta.

max max

Lisätyt tasot olisivat lähellä nollaa, koska maksimitaso on aina Vin (tai 4/3 Vin , jos käytetään vain yhtä

luaX ITläX

komparaattoria). Tasojen lukumäärää lähellä nollaa, joka voidaan lisätä, rajoittaa järjestelmän kohina ja ^ niin kauan kuin kaikilla DAC:n tasoilla on sama suhteellinen tarkkuus järjestelmän toiminta laajennetaan kattamaan toinen 12 dB dynaaminen alue. Kuvio 12 esittää sig-naalikohinasuhteet 17 tason ja 21 tason järjestelmille käyttäen adaptiivista algoritmia.

15 Yllä kuvattu adaptiivinen algotritmi parantaa taa- juusvatetta ja dynaamista aluetta tietyllä näytteenotto-tasolla. Se vaikuttaa vain sisääntulosignaalin tasoon ja käyttäytyy identtisestä riippumatta taajuudesta.

Voidaan lisäksi tehdä lisäys, joka sallii järjes-20 telmän muuttaa sisääntulotaajuuteen perustuvaa adaptaatiota. Tämä lisäys tuntee, että sisääntulotaajuus ylittää taajuuden, jossa A/D-muunnin voi tarkasti seurata sisääntuloa ja muuttaa adaptaatiota poistamalla lisää tasoja nollan ympäriltä. Tämä lisää kohinaa suurtaajuisilla si-25 sääntuloilla, mutta sallii sisääntulon seurannan korkeammille taajuuksille, Modifikaatio, joka mahdollistaa tällaisen kyvyn on kuvion 13 esittämän piirin lisääminen kuvion 10 piiriin. Tämä piiri vertaa sisääntulon merkki-bittiä (jonka on kehittänyt komparaattori 110) kvanti-30 soituun merkkibittiin (DAC 96:sta) 32 näytteen jakson ajan, jonka on määrännyt 4 bitin laskuri 112. Jos ne ovat erilaiset yli 50 %:lle näytteistä, järjestelmä ei tarkasti seuraa sisääntuloa ja adaptaatiota modifioidaan poistamalla lisää tasoja. Tämä järjestelmä sallii A/D-muunti-35 men seurata sisääntuloa käyttäen esim. ensin 10 aktiivista tasoa ja sitten vähentäen tasojen lukumäärä arvoihin 30 722 38 8, 6 ja 4 sen mukaan kuin 6 bitin laskuri 114, kahden bitin laskuri 116 ja dekooderi 118 määräävät. Katso seuraavaa taulukkoa.

5 Q0 Q1 Adaptaatio tyyppi 0 0 käyttää 10 tasoa 0 1 käyttää 8 tasoa 1 0 käyttää 6 tasoa 10 1 1 käyttää 4 tasoa Tämä synnyttää siirtymäpisteet lähelle arvoja F /18, F /1 4 , F_/10 ja F /16. Arvon F/16 yläpuolella jär-s s s s s jestelmä ei enää seuraa.

Järjestelmä voitaisiin myös modifioida aloittamaan 15 käyttäen kaikki 17 (tai 21) tasoa ja sitten poistamaan tasoja, kun se havaitsee, että se ei seuraa. Tällä dynaamisesti muutetulla adaptaatiolla on nopea nousuaika (32 näytettä) mutta sillä täytyy olla pitkä laskuaika (6 bitin laskurin 114 kehittämä) pysyäkseen stabiilina. Kuvio 14 esittää vas-20 teen 16 kHz signaaliin tämän parannuksen kanssa ja ilman sitä.

Vielä eräs mahdollisen parannuksen alue tulee esiin A/D-muuntimen tulosten digitaalisignaalikäsittelyssä. Candy et ai., edellä, on kuvannut keskiarvoistavan suotimen käyt-25 töä A/D muuntimen ulostulotaajuuden laskemiseksi, ja Kuwa-hara et ai. artikkelissa "Interpolative PCM CODECS with Multiplexed Digital Filters" Proceedings 1980 IEEE International Solid-State Circuits Conference, helmikuu 14, 1980 sivu 174 käsittelee keskiarvoistavan suotimen käyttöä ulos-30 taajuuden laskemiseksi neljä kertaa lopullisen ulostulon verran ja sitten äärettömän impulssivasteen (IIR) suotimen käyttöä suodattamaan alemmat taajuudet. Kuitenkin kaksi avaintekijää on unohdettu näissä tekniikan tason kuvauk sissa .

3i 72238

Ensimmäinen on, että näytteenottotasoa lasketaan desimaatiosuotimilla ja suotimien tärkein tehtävä on var-5 mistaa, että päästökaistalle siirtyneet taajuuskomponentit ovat riittävästi vaimennettuja. Jos päästökaistan kom-poneneteilla on vaimentumasäröä tällainen särö voidaan korjata suotimessa lopullisella näytteenottotasolla tai lähellä sitä. Keskiarvoistavat suotimet eivät todelli-10 suudessa anna riitävästi vaimentumaa kaistan ulkopuolisille signaaleille.

Toinen seikka on, että A/D-muuntimen kanssa käytetyn desimaatiosuotimen tulisi aikaansaada riittävä vaimen-tuma kaikilla kaistoilla leveydeltään 2F päästö kaikkien 15 siirtymätaajuuksien ympärillä. Yksi tapa aikaansaada tämä toiminta on sijoittaa useita siirtonollia kaikille taitetaajuuksille. Tähän kykenevä suodin on esitetty kuviossa 15. Tähän suotimeen kuuluu aritmeettinen suoritin 120, kerroin ROM 122, laskuri 124 ja summain ja akku 126.

20 Suodatusyhtälö on i=22

Yn = 1 \ aixi 256^— (5) i=0

Suodin laskee taajuuden arvoon 2 F lopullinen ja 25 s sallii viimeisen digitaalisen suotimen suorittaa minkä tahansa signaalimuovauksen. Tähän suotimeen sisältyy kaikkien näytteenottotason laskemiseen 16 kHz vaadittavien de-simaatioasteiden yhdistelmä.

Tämä suodin muodostaa merkittävästi enemmän suojaa 30 kaistan ulkopuolisia komponentteja vastaan kuin keskiar-voistava suodin ja eliminoi kaikkien muiden paitsi yksinkertaisen yksinapaisen suotimen tarpeen A/D-muuntimen edessä. Suodin myös käsittelee useampia kuin N tekijää N:n taajuuden-alenemalla ja sallii paremman erottelukyvyn ja laajemman 35 dynaamisen alueen samalle A/D-muuntimelle. Useamman kuin 32 7 2 2 3 8 N tekijän käsittelemisen ajatus taajuudenlaskusuotimessa vaatii, että suotimella on jonkin verran muistia, mutta tämä voidaan pitää minimissä kuten on esitetty kuvion 16 suoritusmuodossa. Tämä suoritusmuoto käsittää yhden suo-5 dinasteen, jolla on 16 kHz ulostulo, eikä kuten aikaisemmin kuvattu piiri, joka toimii useilla yksittäisillä suotimilla laskien näytteenottotasoa useiden väliasteiden kautta. A/D-muuntimen ulostuloa käytetään osana kolmeen eri lopputulokseen, jotka varastoidaan muistiin. Lisäksi 10 A/D-muuntimen ulostulo kerrotaan kolmella eri vakiolla ja summataan kuhunkin lopputulokseen. Lopputulokset täydennetään eri aikoina, jolloin yhteenlasku aloitetaan.

Yhteenvetona interpoloivaa A/D-muunninta voidaan parantaa käyttämällä jotakin kolmesta riippumattomasta 15 tekniikasta: (a) Lisäämällä toinen komparaattori antamaan 6 dB (8,5 dB) ylimääräinen dynaaminen alue ja 6 dB enemmän erottelukykyä tietyllä näytteenottotasolla (b) lisäämällä adaptaatiokaavio suurtaajuisten signaalien paremman seurannan sallimiseksi ja jotta saataisiin niin paljon 20 lisää dynaamista aluetta kuin tarvitaan, rajoitetaan, rajoitteena ainoastaan järjestelmän kohina, tai (c) modifoi-malla taajuuden laskusuodin keskiarvoistavasta suotimesta suotimeksi, joka aikaansaa enemmän vaimennusta taitetaa-juuksien ympärillä ja joka käsittelee enemmän näytteitä 25 dynaamisen alueen erottelukyvyn parantamiseksi ja kohinan vähentämiseksi.

FIR suodin voidaan suunnitella interpoloivan A/D-muuntimen ulostuloa varten joka muunnin käyttää tosiasiaa, että A/D-ulostulo voidaan muuttaa koodiksi joka sisältää 30 vain yhden ykkösen. Suodin voidaan toteuttaa vain summa-uksilla ja siirroilla ja summausten lukumäärä on yhtä suuri kuin kerrointen lukumäärä. Muistin määrä vähenee suuresti, koska kukin näyte aikaansaa vain muutamia ulostu-losanoja. Esim. 20-väliottoisessa suotimessa, jonka taa-35 juudenlasku on 8, kutakin sisääntulonäytettä käytetään laskemaan vain kaksi tai kolme ulostulonäytettä kahdenkymmenen sijasta. Tämän johdosta juokseva summa a.Ax. ..

J li voidaan 33 722 38 pitää eikä ole tarpeen, että sisääntulonäyte varastoidaan. Sisääntulonäyte kerrotaan a^:llä summaa n:o 1 varten (a^+8):lla summaa n:o 2 varten ja (a^+16):lla summaa n:o3 varten. Kun lopputuloksessa on 20 arvoa se syötetään ulos 5 ja tämä varastorekisteri tyhjennetään. Tämä kertominen vodaan suorittaa täysin rinnakkaisella siirtorivillä tai väliotoilla varustetulla siirtorekisterillä.

Täysin rinnakkainen siirto käyttäen rinnakkais-siirrintä ja rinnakkaissummainta sallii kunkin kertomisen 10 vaatia yhden kellojakson. 20 väliottoinen suodin, jolla on 32 kHz ulostulo, vaatii 640 kHz:n summaustason. Jos 2 Mhz järjestelmäkello olisi käytettävissä tämä siirrin ja summain olisivat käytettävissä 1 360 000 lisäoperaa-tiolle sekunnissa. Pelkkä rinnakkainen rakenne käyttäen 15 yhden bitin summaimia ja 10 porttista riviä vaatii 2 siir-torekisteriä ja yhden summainen kullekin summalle tai 6 siirtorekisteriä ja 3 yhden bitin summainta yhteensä. 16 bitin sananpituus vaatisi 4 MHz kellon (olettaen näytteen-ottonopeudeksi 512 kHz).

20 Periaatteessa digitaalinen käsittely muodostaa ali- päästösuodatustoiminnan suurtaajuisten virhekomponenttien poistamiseksi A/D-muuntimen ulostulosta ilman vaimentumaa kaistasignaaleihin. Signaalisuorittimen ulostulo voi olla paljon alhaisemmalla näytteenottonopeudella kuin muuntimen, 25 jos suurtaajuiset komponentit poistetaan. Tämä desimaatio-suodatus suoritetaan yleisesti FIR suotimilla, koska laskentojen lukumäärä voidaan vähentää vain ulostulonäytteiden laskemiseen näytteenottonopeudella. Vaikka useimmat järjestelmät käyttävät yksinkertaista keskiarvoista suodinta N:n 30 näytteen keskiarvoistamiseksi ja laskevat taajuutta kertoimella N, keskiarvoistavan suodatustekniikka ei muodosta riittävää kaistan ulkopuolisten signaalien vaimennusta ja tarvitaan monimutkaisempia suotimia, jotka vaativat joitakin kertolaskuja samoin kuin summauksia ja siten tulee esiin 35 laitteisto-ongelma. Esillä olevan keksinnön mukaisesti ----- - 7 _____ 34 72238 seuraava kuvaa tekniikoita, jotka käyttävät yksinkertaista matalanopeuksista käsittelyä monimutkaisen suodatuksen toteuttamiseen.

Kuviossa 5 esitetyllä interpoloivalla A/D-muunti-5 mella on rajoitettu asetelma digitaalisia koodeja, jotka ovat 0, + 00000001, +00000011, +00000111, +00001111, +00011111, +00111111, +1111111, +1111111, 17 tason järjestelmää varten. Nämä koodit liittyvät kuitenkin läheisesti toisiinsa ja niitä voidaan modifioida hivenen niiden 10 saamiseksi erittäin hyödyllisiksi erityisiä suodinraken-teita varten. Koodimodifikaatioon sisältyy DAC:n modifiointi kooderissa niin, että viimeinen merkitsevä bitti (LSB) kaksinkertaistuu ja on arvoltaan sama kuin toinen bitti. Jos tämä suoritetaan DAC:n todelliset ulostulot 15 olisivat seuraavien koodien mukaiset 0, +000°000104 +000000100, +000001000, +000010000, +000100000, +001000000, +010000000 ja +100000000. Logiikka siirtorekisterikoodin muuttamiseksi uuteen digitaaliseen muotoon on esitetty viitenumerolla 156 kuviossa 17. Tällä uudella koodilla on ne edut, että (a) 20 kussakin koodissa on yksi 1 (tai yksi 0) ja (b) kukin koodi on tarkalleen kaksi kertaa alempi koodi (paitsi nollan yläpuolella oleva koodi). Nämä piirteet voivat johtaa useisiin ainutlaatuisiin suodinrakenteisiin. Vaikka suotimet yleensä toteutetaan kalliilla kertojilla ja summai-25 millä, tämä suodin voidaan toteuttaa yksinkertaisella sar-jasummaimella, kahdella siirtorekisterillä ja 8 jA-portilla, kuten on esitetty kuviossa 17. Kerroinsana, joka koostuu 8 bitistä, ladataan R0M:sta 152 siirtorekisteriin 154 ja siirretään tehollisesti N bittiä porttirivin avulla, joka johtaa 30 pois yhden siirtorekisterin bitin riippuen a/D ulostulokoo-dista. Kun kerroin siirretään rekisterin 154 läpi se siirretään M:llä paikalla porttirivin 156 avulla ja summataan aikaisempaan summaan, joka on varastoitu rekisteriin 158.

M:n tällaisen operaation jälkeen näytteen kertominen ja ko-35 koaminen on täydellinen (missä M=8 bittiä plus kerroinle-veys (W) plus mitkä tahansa ylitysbitit). Jos rekisterit ovat lyhyempiä kuin 8 + W tulokset katkaistaan.

35 72238

Kun tällaista kokoelmista on suoritettu, ulostulo- rekisteri 158 sisältää tuloksen Y . Rekisterin tulos o syötetään sitten ulos ja uusi summa aloitetaan tekemällä takaisinkytkentäportti FG kykenemättömäksi uuden näytteen 5 ensimmäistä kokoamista varten. Tämä yksinkertainen sarja-rakenne toimii hyvin, jos desimaatiosuotimella on taajuuden alenema (FQut/F^n)t joka on yhtä suuri tai suurempi kuin n.

Kuitenkin useimmilla yleisillä FIR taajuudenlaskusuoti-milla on n suurempi kuin Fout/F^n funkin sisääntulo-10 näytteen täytyy olla osa useista ulostulonäytteistä.

Kuviossa 18 on esitetty esimerkki, jossa Fin=128 kHz,

Fout = ^ kHz ja n = 23. Tässä tapauksessa juoksevat summat täytyy pitää siellä, missä S = n Fout/F^n tai tapauksessa, R = 3. Tämä järjestelmä käyttää 16 bitin siirtorekiste-15 reitä ajastettuna jatkuvasti 2.048 MHz:llä ja kukin yhteenlasku suoritetaan eri vaiheessa muiden kanssa 48 kHz tasolla niin, että kokonaistulokset ovat saatavissa 16 kHz :11a.

Tämän suodinrakenteen vaihtoehtoinen toteutus voidaan muodostaa käyttämällä rinnakkaissummainta ja yhteiskäyttö-20 laite / siirtoriviä. Yhteiskäyttölaite / siirtorivi sallii sisääntulosanan siirron M:llä paikalla. Jos sisääntulosana on sopiva kerroin ja siirrintä ohjataan A/D-muuntimella niin siirtorivin ulostulo on sama tulo a.x.. Siirtimen l 1 ulostulo summataan edeltävien a^x^rn arvojen summaan kunnes 25 vaadittava lukumäärä näytteitä on summattu. Kuten sarja-summain sovellutuksessa, jos käytetään n näytettä suoti-messa ja näytteenottotason alenemasuhde on R^Fs^n/Fou^^ kunkin sisääntulonäytteen täytyy olla osa n/R yhteenlaskusta. Siten sarjasovellutukselle käytettyä esimerkkiä 30 voidaan myös soveltaa rinnakkaissovellutukseen kuten on esitetty kuviossa 19. Tässä tapauksessa rinnakkaista arit-metiikkalogiikkayksikköä (ALU) ja siirtoriviä voidaan käyttää muuhun aritmeettiseen käsittelyyn silloin kun niitä ei käytetä tätä suodinta varten. Tässä esimerkissä suo-35 rittimen täytyy suorittaa kolme siirto- ja summausope- 36 7 2 2 3 8 raatiota mikä voidaan suorittaa kolmessa kellojaksossa 256 kHz:n tasolla tai 760 kHz:n summaustasolla. Jos summainsiirtorakenne voi toimia sanotaan 2,048 Mhz:n tasolla vain 37,5 % sen kapasiteetista on käytössä ja se 5 voi vuorittaa useita artimeettisia operaatioita.

Interpoloivan A/D-muuntimen ulostulo ohjaa siirto-riviä, joka on juuri M sisääntuloinen yhteiskäyttölaite.

Yksi bitti tästä rivistä on merkitty 156 kuviossa 17, joka esittää, että riviä voidaan helposti ohjata koodilla, 10 jossa on yksi ykkönen. Vakioyhteiskäyttölaitetta voitaisiin käyttää, jos A/D-ulostulo on koodattu. Tämä voidaan suorittaa käyttämällä prioriteettikooderia, joka dekoodaa yhden 1 sijainnin ja supistaa M bitin koodin koodiksi, jonka leveys on lc^ M bittiä ts. 9-15 bitin koodi supis-15 tetaan neljän bitin koodiksi. Tämä supistettu koodi voi ohjata vakioyhteiskäyttölaitteita.

Toisen tyyppinen suodin voidaan konstruoida myös ottamalla huomioon tosiasia, että A/D muutimen peräkkäiset ulosotot liittyvät toisiinsa. Jos esillä oleva koo-20 di tunnetaan, edellisen näytteeen täytyi olla puolet, kaksikertaa tai käänteisarvo esillä olevasta koodista yhden komparaattorin järjestelmässä. Kahden komparaattorin järjestelmässä on olemassa ylimääräinen mahdollinen tila, jossa koodi on sama kuin esillä oleva koodi. Ainoa poikkeus 25 tästä on tapaus nollan ympärillä, mikä voidaan eliminoida kieltämällä 0 koodi A/D-muuntimessa (0 ei ole tarpeellinen, koska sitä voi edustaa värähtely kahden samansuuruisen positiivisen ja negatiivisen koodin välillä).

Koska on vain rajoitettu määrä mahdollisia muutoksia 30 (3 tai 4) edeltävä tila voidaan esittää 2 bitin koodina, jossa xn-1 = kX^ missä k = 0,5, 2 tai -1 (yhden komparaattorin järjestelmässä). Koska edeltävät näytteet voidaan varastoida vain kahdella bitillä näytteiden sarja voidaan varastoida tai käsitellä yksinkertaisella tavalla. Kaksi 35 mahdollisuutta on käyttää yhdistävää logiikkaa tai ROM hakua.

” 72238

Kuviossa 20 esitetty yhdistämispiiri on hyödyllinen pienille FIR suotimille, esimerkkinä voisi olla kahden suhde yhteen taajuudenlasku käyttäen kahden nollan suodinta muotoa.

5 1/4 (1+2 Z_1 + Z-2) Tällainen suodin voidaan toteuttaa yhdistämällä havaitsemalla, että jos esillä oleva näyte on xn, edeltävä näyte x , on k.x ja sitä edeltävä näyte x 0 oli arvol- υ taan k.k^x .

i 2 n

Summa on (l+3k^+k^k2). Koska k^ ja k2 ovat yhtä kuin 0,5,2 tai -1 (yhden komparaattorin interpolaatto-reille) summauksella on vain 9 mahdollista tulosta, joista ^ yksi ei voi esiintyä. Lopullinen tulos voidaan laskea käyttämällä esillä olevaa arvoa ja k^:tä ja k2:ta. k arvot kehitetään logiikalla, joka ohjaa siirtorekiste-riä, ja ne ovat kahden bitin sanoja, jossa toinen bitti indikoi merkin muutoksen (jos merkki muuttuu toinen bitti 20 mitätöidään) ja toinen bitti ilmoittaa siirtorekistein arvon lisäyksen (x2) tai laskun (x 0, 5). Yhdistävä piiri vaatii vähän muistia ja on hyvin nopea, mutta se on rajoitettu hyvin yksinkertaisiin suotimiin. Näytteenarvo nolla synnyttää ongelmia, koska tarvitaan ylimääräinen k arvo 2 5 ja k tulot häiriintyvät. A/D-muunnin ei sentähden käytä nollaa ja esittää nollan värähtelemällä +l:n ja -l:n välillä sensijasta että arvot olisivat +1,0, -1. Kuitenkin toiston heikentymistä ei esiinny.

Tätä k arvojen käytön tekniikkaa voidaan suuresti laajentaa käyttämällä ROM: ia. Yleinen suodin muotoa Y = A X +AX+A X (6) o o o L n n voidaan kirjoittaa.

35 Y0 - X0 LA0 + K1A + K2K1A2 + ··· (KnKn-l(V

38 7 2 2 3 8 ROM voidaan varustaa k arvojen osoitteilla ja se voi varastoida summat. Tulos siirretään sitten n paikkaa kuten x määrää.

o

Kuviossa 21 on esitetty esimerkki 5 väliottoisesta 5 FIR-suotimesta. ROMrssa on vain 49 sanaa, koska vain 4 49 81 kombinaatiosta (3 ) ovat mahdollisia, ROM:11a on kuitenkin 8 osoitelinjaa sisään ja dekooderi 256 tilan vähentämiseksi 49:ään. Kukin sana on kombinaatio.

1 n An + K.A. + Κ_ΚΊ A„ + K^K_A + Κ.Κ,Κ^Κ.Α.

10 0 11 212 323 43214.

Esimerkiksi, jos Κχ = 1/2, K2 = 2, K3 = 2 ja K4 = 1/2 silloin osoitteella varustetulla sanalla on arvo 15

Aq + 1/2 A^ + A2 + 2A3 + A^ XQ:n negatiivisia arvoja varten lopputulos invertoidaan (käytettäväksi l:n komplementtiaritmetiikassa) tai invertoidaan ja 1 lisätään (2:n komplementti).

20 Järjestelmän tulevaisuuden sovellutusta voidaan käyt tää lineaarivaihesuotimiin, joissa kertoimet ovat symmetrisiä, ts A =, , „ .

o A , ΑΊ = A . ine. Kuvion 22 esimerkki n 1 n-1 J

toteuttaa 8 väliotteisen suotimen summaamalla kaksi puo- 2g liskoa erikseen. Tämä suoritetaan varastoimalla kaksi X:n arvoa, ts. X ja X. siten, että o o YQ = SO (AO + K^ + K2K1A2 + K3K2K1A3) + X_8 A0+(1/K?)A1 + (1/K?K6) A2 + (1K?K6K5) A3 (8)

Looginen kääntäjä kääntää arvot (1/K_), (l/K-K,) / /0 ja (1/K^K^K^) formaattiin, joka käyttää samaa ROM:ia kuin neljä ensimmäistä kerrointa. ROM tälle 8 väliottoiselle järjestelmälle pidetään 27 sanassa muistin määrä on 6 K 38 arvoa (12 bittiä) ja 2 X arvoa (8-10 bittiä) ja tarvitaan summain summaamaan kaksi osittaistulosta. Kuitenkin tarvitaan vain yksi summaus tämän suotimen toteuttamiseksi.

39 7 2 2 3 8

Vaikka esillä olevan keksinnön tiettyjä suoritusmuotoja on käsitelty yllä on otettava huomioon, että lukuisat muut vaihtoehdot, muunnokset ja vaihtoehtoisten toteutusten muodot ovat ilmeisiä alaan perehtyneelle. Sen tähden 5 on tarkoitus, että oheiset patenttivaatimukset tulkitaan kattamaan kaikki sellaiset vaihtoehdot, muunnokset ja vaihtoehtoiset toteutukset, jotka kuuluvat keksinnön todelliseen henkeen ja laajuuteen.

Claims (8)

40 72238

1. Interpoloiva analogia/digitaalimuunnin tilaaja-linjan äänisignaalien käsittely-yksikköä varten, johon 5 muuntimeen kuuluu integroivat elimet (R, C, 77) sisääntu-levan analogiasignaalin x(t) ja kvantisoidun signaalin q(t) välisen erotuksen integroimiseksi integroidun signaalin kehittämiseksi, ensimmäinen komparaattorielin (78) näytteiden ottamiseksi integroidusta signaalista ensimmäi-10 sellä näytteenottotaajuudella ja yhden datatilan ensimmäisten signaalien kehittämiseksi, kun integroitu signaali on positiivinen, ja toisen datatilan ensimmäisten signaalien kehittämiseksi, kun integroitu signaali on negatiivinen, logiikkaelimet (93), jotka reagoivat ensimmäisiin 15 signaaleihin ja toimivat merkkibittisignaalin ja siirto-signaalien kehittäjänä, siirtorekisterielimet (98), jotka reagoivat siirtosignaaleihin ja toimivat monibittisten binäärisanojen sarjan kehittäjänä, joissa kussakin on ennalta määrätty lukumäärä bittejä ja taso, jonka määräävät 20 siirtosignaalit, digitaali/analogiamuunninelin (80), joka reagoi binäärisanoihin ja merkkibittisignaaliin ja toimii muuntaen binäärisanat kvantisoiduiksi signaaleiksi q(t), jotka ovat positiivisia tai negatiivisia riippuen merkki-bitin datatilasta, ja digitaalisignaalin käsittelyelimet 25 (kuvio 15) binäärisanojen sarjan digitaaliseksi suodattamiseksi ja binääristen ulostulosignaalien kehittämiseksi taajuudella, joka on vähintään kaksi kertaa sisääntulosig-naalin x(t) korkein signaalitaajuus, tunnettu siitä, että siihen kuuluu toinen komparaattorielin (91) 30 sisääntulosignaalin x(t) vertaamiseksi kvantisoituun signaaliin q(t) ja näytteiden ottamiseksi ensimmäisellä näytteenottotaajuudella tapahtuneen vertailun tuloksista yhden datatilan toisten signaalien kehittämiseksi, kun sisään-tulosignaali x(t) on suurempi kuin kvantisoitu signaali 35 q(t), ja toisen datatilan toisten signaalien kehittämisek si, kun sisääntulosignaali x(t) on pienempi kuin kvanti- 41 7 2 2 3 8 soitu signaali q(t), jolloin logiikkaelimet (93) toimivat kehittäen useita signaaleja, joihin sisältyy merkkibitti-signaali, vasemmalle siirtosignaali, oikealle siirtosig-naali ja ei-siirtosignaali, ja siirtorekisterielimet (98) 5 reagoivat vasemmalle siirtosignaaliin, oikealle siirtosig-naaliin ja ei-siirtosignaaliin, jolloin monibittisten bi-näärisanojen sarjalla on suuruus, jonka määrää myös ei-siirtosignaali .

2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen interpoloiva 10 analogia/digitaalimuunnin, tunnettu siitä, että siihen kuuluu elimet (100) sisääntulosignaalin x(t) kunkin jakson aikana kehitettyjen binäärisanojen huippuarvon varastoimiseksi, kolmas komparaattorielin (102) huippuarvon vertaamiseksi binäärisanojen läsnäolevaan suuruuteen ja 15 huippuarvon lisäämiseksi joka kerta, kun läsnäoleva arvo ylittää huippuarvon, ja adaptiiviset elimet (104, 106) binäärisanojen huippuarvon ja läsnäolevan arvon välisen eron määrittämiseksi ja merkkibitin saattamiseksi vaihtamaan tilaa, kun ero ylittää vertailusuuruuden.

3. Patenttivaatimuksen 2 mukainen interpoloiva analogia/digitaalimuunnin, tunnettu siitä, että adaptiivisiin elimiin sisältyy vähennyslogiikka (104) läsnäolevan signaaliarvon suuruuden vähentämiseksi huippuarvon suuruudesta erosignaalin kehittämiseksi ja komparaat-25 tori (106) erosignaalin vertaamiseksi vertailusignaaliin ja merkkibitin muutossignaalin kehittämiseksi syötettäväksi logiikkaelimiin merkkibitin tilan muutoksen aikaansaamiseksi, minkä kautta parannetaan järjestelmän taajuusvastetta.

4. Patenttivaatimuksen 2 tai 3 mukainen interpoloi va analogia/digitaalimuunnin, tunne ttu siitä, että siihen kuuluu lisäksi elimet (110) sisääntulosignaalin merkin määrittämiseksi ja mainitun merkin vertaamiseksi kunkin kvantisoidun signaalin q(t) merkkiin ennalta määrä-35 tyn näytteenottojakson aikana ja vertailusignaalin arvon muuttamiseksi siten, että siirtorekisterielinten aktiivis- 42 722 38 ten signaalitasojen lukumäärä muuttuu vastaavasti.

5. Patenttivaatimuksen 1, 2 tai 3 mukainen inter-poloiva analogia/digitaalimuunnin, tunnettu siitä, että digitaalisignaalin käsittelyelimiin sisältyy suoda- 5 tinelimet (kuvio 15), joilla on useita siirtonollia kaikilla signaalien taitetaajuuksilla.

6. Patenttivaatimuksen 5 mukainen interpoloiva analogia/digitaalimuunnin, tunnettu siitä, että suodatinelimiin sisältyy kertoimien muistielin (122), 10 aritmeettinen prosessori (120) binäärisanojen kertomiseksi muistielimeen varastoiduilla ennalta määrätyillä kertoimilla ja summain- ja akkuelimet (126) kertomistoiminnon tulosten summaamiseksi ja varastoimiseksi.

7. Patenttivaatimuksen 5 mukainen interpoloiva 15 analogia/digitaalimuunnin, tunnettu siitä, että siihen kuuluu lisäksi automaattisesti nollautuvat piiri-elimet (94) kompensoivan poikkeamasignaalin kehittämiseksi syötettäväksi integroiviin elimiin järjestelmän asetus-poikkeaman kompensoimiseksi.

8. Patenttivaatimuksen 7 mukainen interpoloiva analogia/digitaalimuunnin, tunnettu siitä, että automaattisesti nollautuviin piirielimiin (94) sisältyy laskinelimet signaalin käsittelyelinten kehittämän binää-risignaalin merkkibitin integroimiseksi ja digitaali/ana-25 logiamuunnin (96) laskinelinten ulostulon muuttamiseksi analogiseen muotoon kompensoivan poikkeamasignaalin aikaansaamiseksi. 43 72238