HU185434B - Interpolation analog-to-digital converter - Google Patents

Description

A találmány tárgya interpoláló analóg-digitál átalakító digitális hírködőbeiendezések, különösen előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkörök számára. Ez az átalakító abba a típusba tartozik, amely integrátort, komparátort, billenőkört, léptető regisztert és digitál-analóg átalakítót foglal magában. Az említett komparátor első bemeneté az integrátor kimenetére, második bemenete egy referencia potenciálra, kimenete pedig a billenőkor bemenetére, a léptető regiszter egyik adatkimenete a digitálanalóg átalakító adatbemenetére, míg 3Ζ utóbbi analóg kimenete az integrátor első bemenetére csatlakozik.

Az eddig ismert azon hírközló'berendezések, amelyek a hangjeleket digitális alakban viszik át, általában tartalmaznak egy előfizetői vonali interfész áramkört, amely a kéthuzalosról-négyhuzalosra való átalakítást, és a vonalnak transzformátoros csatolás útján való meghajtását végzi el. Egy további áramkör látja el az ellenőrző vizsgálatot és a csengetési funkciót. Ezenkívül vannak még a berendezésben analóg adó- és vevőszűrők valamint egy CODEC (= kódoló-dekódoló egység), amely az analóg jeleket digitális PCM jelekké alakítja át, illetve a PCM jeleket analóg jelekké alakítja vissza. Az integrált áramköröket gyártó cégek mostanában sorra megkísérlik ezeket az egyedi áramköröket olyan integrált áramkörökkel helyettesíteni, amelyek a különböző funkciókat ugyanúgy osztják meg egymás között ahogy az eddigi áramkörök tették, vagyis az egycsatornás monolitikus CODEC a CODEC funkcióját helyettesíti, az egycsatornás szűrők a csatornaszűrök funkcióját látják el, és egy monolitikus interfész áramkör a transzformátort és a hozzátartozó hardware-t helyettesíti. Miután az említett régebbi berendezések alapja egy olyan rendszer architektúra volt, ami sok évvel ezelőtt fejlődött ki és az akkor kapható alkatrészek előnyeit aknázta ki, az LSI technológiával készült alkatrészekkel való egyszerű helyettesítés nem képes az ilyen technológia előnyeit teljesen kihasználni.

Az eddigi rendszerek által végzett funkciókat három fő csoportba lehet sorolni; (1) nagy feszültségű analóg illesztés az előfizetői vonalhoz, (2) a hangjel feldolgozása, beleértve a kéthuzalosról négyhuzalosra történő átalakítást, a szűrést és a kódolást is, végül (3) illesztés a digitális rendszerhez és azon belül a PCM jelutakhoz., valamint a processzorból vagy kontroliéiból eredő vezérlő vonalakhoz. Egy új rendszer kidolgozásakor célszerű a funkciók felosztását az alkalmazott technológiákhoz igazodva végezni. Az előfizetői vonalhoz csatlakozó analóg illesztő egység egyaránt tartalmaz nagyáramú és nagyfeszültségű eszközöket, tehát a megvalósítására bipoláris nagyfeszültségű technológia a legalkalmasabb. A nagyfeszültségű bipoláris technológiák viszont nem teszik lehetővé a sűrű beültetést, tehát az említett eszközöket a lehető legegyszerűbbre kell tervezni. Ezzel szemben a jelfeldolgozó és a digitális interfész funkciók csak kisfeszültségű eszközöket igényelnek, tehát kisfeszültségű és nagy beültetési sűrűségű LSI technológiával valósíthatók meg, méghozzá a Jegjutányosabban az n-csatornás MOS változattal.

A jelenlegi állapotot tekintve a jelfeldolgozás alatt az analóg kétliuzalos/négyluizalos álalakításí és az utána következő analóg szűrést, analóg mintavevő és tartó műveletet és az analóg-digitál, ill. digitál-analóg átalakításokat értjük. A kompandálási műveletek végrehajtása szintén analóg módon történik az analóg-digitál és a digitálanalóg átalakítókban. Mivel az n-csatornás MOS eszkö2 zök főleg digitális műveletekre alkalmasak, nyilvánvalóan praktikusabb volna az új rendszert a digitális jelfeldolgozásra alapítani, vagyis a szűrési funkciók túlnyomó részét, a kiegyenlítést, szintbeállítást, kompandálást, stb. digitálisan végezni. Az ilyen rendszerek tervezői azonban mindeddig vonakodtak a digitális szűrők használatától, mert az ilyen eszközök igen bonyolult szerkezetűek, nagymennyiségű hardware-t igényelnek és jelentős mértékű teljesítményt dísszipálnak.

Egy digitális szűrőstruktúra létrehozásához szükség van többek között analóg-digitál és digitál-analóg átalakítókra, amelyeket a továbbiak során röviden A/D, ill. D/A átalakítóknak fogunk nevezni. Azonban az előfizetői vonali hangfeldolgozó funkciót végző analóg szűrőkhöz is kell A/D és D/A átalakítókat mellékelni, ezért az ilyen átalakítók beépítése nem igényel külön ráfordítást. A rendszer különböző pontjain már ugyanis el vannak helyezve. A digitális szűrök mindazonáltal jelentős értékű kezdeti üzemköltséget okoznak. Az ilyen szűrők megvalósításához szükség van egy aritmetikai processzor egységre, egy fixmemóriára (ROM) és egy közvetlen hozzáférésű memóriára (RAM) is. Ezért egy egészen egyszerű szűrőhöz is csaknem ugyanannyi hardware kell mint egy bonyolulthoz. Miután az előfizetői vonal funkcióinak ellátásához inkább bonyolult szűrők kellenek, a digitális szűrök jutányosabbak ezen a helyen, mint az analóg szűrők.

A szűrők árának alakulását a bonyolultság és a kívánt teljesítőképesség függvényében vizsgálva (a szilíciumot véve alapul) megállapíthatjuk, hogy az analóg típusú szűrök ára egyenes arányban nő a bonyolultsággal. A digitális szűrők esetén azonban, mégha kezdetben sokba is kerülnek, a járulékos bonyolultság ára lényegesen csökken. Ennek egyik oka az, hogy a digitális szűrők multiplexelhetők, analóg szűrők esetén viszont az időosztásos hardware használhatatlan. A digitális szűrök építéséhez nem kellenek precíziós alkatrészek, míg az analóg szűrök esetén a specifikációk betartásához nagy mennyiségű olyan precíziós alkatrész szükséges, amelyekhez ezenkívül még beállíthatóknak és igen csekély drifttel bíró kivitelűeknek is kell lenniük. A digitális szűrőket egyébként még pontosabbá tehetjük csupán azáltal, hogy több bitre képezzük ki a programozó bemenetűket.

A digitális szűrők ilyen módon való alkalmazása esetén problémát jelentene a nagymennyiségű aritmetikai művelet által okozott teljesítmény disszipáció. A tipikus digitális szűrőkhöz nagysebességű szorzók szükségesek, amelyek sok teljesítményt dísszipálnak. A hírközlőrendszerektől lehetőleg minél kisebb teljesítményfogyasztást kívánnak, márpedig ezt analóg szűrőkkel feltétlenül könnyebben el lehet érni, mint a digitálisokkal. Következésképp a mostanáig megvalósított rendszerekben inkább a hagyományos analóg szűrőket alkalmazták is nem a digitálisakat.

Mielőtt továbbhaladnánk, röviden tekintsük át a digitális szűrők fontosabb típusait.

A digitális szűrők komplex aritmetikai processzorok, amelyekre általános esetben a következő alapvető szűrő:gyenietet írhatjuk fel:

a₀+a,z'‘+32?.^ + ... a_nz'ⁿ _v ll — ——— ----γ™- _} \ 1) + biz’¹ + b2z² + - bmz rhol X; a bemeneti mintákat, Yj pedig a kimeneti mintákat képviseli.

Az 1. ábrán vázlatosan illusztráltunk egy 8-leágazású FIR (véges impulzus válaszú) szűrőt, amelyet néha transzverzális vagy nonrekurzív szűrőnek is neveznek, és amely hét 68 tároló késleltetőt, nyolc 69 szorzót és hét 70 összeadót tartalmaz. Amint később ki fogjuk fejteni, ez az áramkör az alábbi egyenlettel reprezentált szűrőtípust valósítja meg:

Yo ~ A_oXo+A₁X_₁+A₂X_2 + ...A7X_7 (2)

Itt az Ao —A₇ értékek a leágazásokhoz tartozó és a 69 szorzó egységekbe táplált együtthatókat, az X₀-X_₇ pedig a bemenő minták jelenlegi és késleltetett értékeit jelentik, amelyeket meg kell szorozni a megfelelő leágazások együtthatóival. Az illusztrált 8-leágazásos szűrő 15 feltétlenül stabil, mivel nincs benne visszacsatolás, és a kimenőjel értéke csak egy előzetes bemeneti értékkészlettől függ.

A 2. ábrán egy kanonikus alakú IIR (végtelen impulzus válaszú) szűrőt mutatunk be, amelyet néha másod- 20 rendű rekurzív szűrőként is említenek, és amely két 71 késlcltctőt, négy 72 összeadót és négy 73 szorzót foglal magában. Ez az áramkör a következő egyenlettel megadott karakterisztika megvalósítását jelenti:

Y_o = Xo + A₀X_! + A_₂X+B_OX_1 + BiX_₂, (3) és aluláteresztő szűrőként használható. Ez a szűrő általában sokkal hatásosabb, mint a (csak két késleltető vei rendelkező) FIR-szűrő, mert meredekebb vágása van. 30 A 3. ábrán egy csatolt kivitelű IIR-szűrő vázlatát szemléltetjük. Ez az áramkör felüláteresztő szűrőnek alkalmas, és az alábbi egyenlet vonatkozik rá:

Yo = Xo + (A, - Β₀)ΧΪ! + A₀X'_!, (4) 35 ahol

X'o^Xo + B.XÍ! -B₀X, és

XÖ = B₀X'_i +B,Xl,.

Megjegyezzük, hogy ez a szűrő két 74 késlel tetőt, hat 45 75 szorzót és öt 76 összeadót tartalmaz.

A digitális szűrő impulzus válaszideje akkor véges, ha az (1) egyenletben minden bj = 0 (FIR-szűrő), egyébként a digitális szűrő végtelen impulzus válaszidővel bír (IIR-szűrő). Az IIR-szűrők hatásosabbak abból a szem- 50 pontból, hogy egy adott szűrőkarakterisztikát kevesebb együtthatóval képesek megvalósítani. A digitális szűrők minősítésére használt alapvető paraméterek közé soroljuk a másodpercenként végzendő szorzások és összeadások teljes számát, a bemeneti és kimeneti minták 55 tárolásához szükséges összes közvetlen, hozzáférésű memória kapacitást és az együtthatók tárolására szükséges összes fixmemóriakapacitást.

A maximális hatásfok érdekében ezeket a szűrőket olyan kis mintavételi sebességgel célszerű futtatni, ami- θθ iycnncl csak lehetséges. Ez a megállapítás mind a FIR-, mind az IIR-szűrőkre egyaránt érvényes. Az IIR-szűrők nagyobb mintavételi sebesség esetén több együtthatót igényelnek. Valóban, pl. kétszeres mintavételi sebesség esetén az együtthatók száma is közelítőleg mcgkétszere- θ5

434 2 zé dik. Tehát a mintavételi sebesség növelésével amemórir.-férőhely szükséglet is lineárisan, a biztosítandó aritmetikai sebesség pedig négyzetesen nő (gyorsabb matemitikai művelet végzés szorozva a számítások nagyobb számával). Az IIR-szűrők mintavételi sebességének növelése nem igényel több együtthatót, viszont hosszabb sz .vakra van szükség, úgyhogy a számítások mégiscsak tő rb időt vesznek igénybe (soros/párhuzamos szorzókat használva). Végeredményben a számítási sebességet a mintavételi frekvencia arányában növelni kell.

Az architektúra megválasztása szempontjából célszerűnek látszik, ha megpróbáljuk csökkenteni a rendszer mintavételi sebességét egy olyan aluláteresztő szűrő fel tasználásával, amelynek zárótartománya jóval azF_s/2 frekvencia alatt kezdődik. Például, ha ez az aluláteresztő szűrő az F_s/16 frekvenciától kezdve minden komponenst eltávolít, akkor ennek a szűrőnek a kimenetét úgy tekinthetjük, mintha F_s/8 vagyis 2 X F_s/16 frekvenciával lenne mintavételi frekvencia leosztását úgy érjük el, hogy a szűrőnek csak minden nyolcadik kimenőjelét használjuk fel, a többi hetet pedig mellőzzük. Megjegyezzük, hogy az interpoláló Λ/D átalakítóban az adatok mintavételezése az érdekes frekvencia 32 vagy 64-szereséig túl van teljesítve, úgyhogy a jelnek az F_s/16 határfrekvenciái a történő korlátozásához szükséges szűrő eléggé egysze ű kivitelű lehet. A távbeszélő rendszerekben alkalma, ott 512 kHz-es mintavételi frekvenciát 32 kHz-re csökkenthetjük egy olyan aluláteresztő szűrő segítségével, amelynek zárótartománya 16 kHz-nél kezdődik. Miután az áteresztősáv 3,4 kHz-ig tart, ez a szűrő sokkal egyszerűbb, mint az igazi aluláteresztő funkciót ellátó szűrő, amelynek 4,6 kHz-nél kezdődő zárósávot kell biztosítani.

Aluláteresztő karakterisztikát FIR-szűrővel lehet a legh itásosabban megvalósítani. Ezt a megállapítást a következő érvekkel támasztjuk alá. Egy mintavételi frekvencia-csökkentésre használt ritkító, aluláteresztő IIRszűrőnek a mintavételi frekvencián kell működnie, az eredeti mintavételi frekvenciával ki kell számítania az eredményeket, majd minden 8 eredményből 7-et el kell dobnia. Ugyanakkor mégis ki kell számolnia minden ered nényt, inért valamennyire szükség van a következő ered ncny meghatározásához. Az ilyen frekvenciacsökcentő áramkör, jóllehet csak egy másodfokú aluláteresztő szűrő, mégis 5 együtthatót alkalmaz, vagyis 4 jusse-onként 5 szorzást és 5 összeadást végez, ami

2,5 MHz-es szorzási sebességet és 2 MHz-es összeadási sebességet jelent. Ezzel szemben egy FIR-szűrőnek csak minden nyolcadik eredményt kell kiszámolnia. Tehát a hé, fel nem használandó eredmény kiszámolása megtakarítható, miután azokra nincs szükség a későbbi minták meghatározásához. Egy 32 kHz-en működő 20 együ thatós FIR-szűrő esetén csak 20 szorzásra és 10 összeadásra van szükség. így az előbbi példához képest a szerzési sebesség 1,28 MHz-re, az összeadási sebesség pedig 1,204 MHz-re csökkent. Ezenkívül azt is ki lehet muta'ni, hogy a memória szükséglet hasonló nagyságrendi, és végül az egész FIR-szűrő egyszerű, soros Összeadóstruktúraként állítható elő, ami hardware megtakarítást t isz lehetővé.

A digitális szűrőben alkalmazott műveletek közül a szorzás a legbonyolultabb. A szorzó áramkörök felépítéséhez nagy mennyiségű hardware szükséges, és az ilyen áramkörök jelentős teljesítményt disszipálhatnak. Amint fentebb jeleztük, a ritkítószűrő igen szapora,

-31 V->

1,2 MHz-tőI 2,25 MHz-ig terjedő szorzási frekvenciákat kíván. A szorzást általában vagy egy teljesen párhuzamos kombinációs hálózatta! valósítják meg, vagy egy soros/ párhuzamos Összeadó és léptető áramkörrel. Az első esetben félelmetes mennyiségű hardware szükséges, a másodikban pedig az N és M mennyiségek soros/párhuzamos szorzását egy N-bites léptető regiszter és egy N + M bites összeadó N órajelciklus alatt hajtja végre. Mindazonáltal egy LSI processzor számára sem az első, sem a második megoldás nem alkalmas.

Egy ígéretes módszer az ún. „rövid szó optimalizálás”. Ezt a módszert használva az együtthatóban lévő 1-esek számát minimalizáljuk, mert a szorzási művelet során csak 1-es jelenléte esetén van szükség összeadásra. Például, egy „barrel shifter” és egy csupán három 1-est ·, tartalmazó 12 bites együttható alkalmazásával egy szorzást három órajel periódus alatt végrehajthatunk azáltal, hogy az összeadásokat minden olyan esetben kihagyjuk, ahol az együtthatóban zérusok álinak. Az együtthatók egyszerűsítésének módszerei igen bonyolultak, és a szűrő 2 teljesítőképessége szempontjából némi megalkuvást igényelnek (ez azonban a bonyolultság fokozása árán ellensúlyozható). Ügy látszik, hogy a több együtthatót alkalmazó FIR-szürők kevésbé érzékenyek az együtthatóegyszerűsítéssel járó hatásokra. Ebből a szempontból 3 eléggé érzéketlenek a nagy toleranciáid valóságos szűrőkből fejlesztett ÍIR-szűrők is.

A digitális szűrök alkalmazásából, és általában a digitális jelfeldolgozásból eredő számos előnyt akkor tudjuk igazán kihasználni, ha a hírközlőberendezések analóg 3 és digitális szakaszai közé nagy feloldóképességű, gyors működésű és széles dinamikájú A/D átalakítókat iktatunk.

Az A/D átalakítónak van a legjelentősebb befolyása a rendszer teljesítőképességére, és a legtöbb hibát okoz- 3 hatja a rendszerben. Az A/D átalakító tulajdonságai hatá. tozzák meg a jel-zaj viszonyt, az erősítési karakterisztikát, az üres csatornák zajszintjét, a harmonikus torzítást, a sávon kívüli jelek hatását, az intermoduíációs torzítást, és korlátozhatják az átviteli frekvenciasávot. t

Az ismert A/D átalakító típusok közül digitális jelfeldolgozás céljaira a legalkalmasabbnak látszik az ún. interpoláló kódoló, amely a bemenő analóg (beszéd) jelet viszonylag nagy frekvenciával, pl. 512 kHz-cel (vagy 256 kHz-cel) mintavételezi és előállítja az egyes jel- 1 amplitúdókat reprezentáló sokbites digitális szavakat.

A 4. ábrán egyszerűsített változatban mutatjuk be azt a régebbi interpoláló kódolót, amelyet a találmány szerinti interpoláló A/D átalakító kidolgozásakor alapul vettünk. Ebben az alapvető kódoló hurokban az x(t) 1 analóg bemenőjel és annak kvantált q(t) reprezentánsa közötti átlagos eltérést negatív visszacsatolás minimalizálja. Az x(t) és a q(í) közötti különbség az 1 erősítőből, az R ellenállásból és a C kondenzátorból álló integrátorban integrálódik és Összegződik az x(t)—q(t) különbség ! pillanatnyi értékével. Az eredmény polaritását a 2 komparátor detektálja. Á komparátor kimenőjele a 3 léptetésvezérlő logikába jut, amely a 4 D/A átalakítóban képződő kvantált q(t) jel növekedését vagy csökkenését szabja meg. A léptetés-vezérlő logika célszerűen egy 8bites, kétirányú léptető regisztert foglal magában, amely digitális akkumulátorként működik oly módon, hogy a legalsó szinten, vagyis a legkisebb helyiértéken (LSB) egyesekkel, a legfelső szinten (MSB) pedig zérusokkal telik meg. Amint ez a regiszter megtelik logikai egyesek4 kel, a kvantálási lépcső nagysága növekszik. A 3 léptetésvezérlő logika figyeli a kvantálás polaritását is, és az 5 vonalra küldött SB előjelbit alakjában ad róla információt. A kvantálási lépcső nagyságára vonatkozó informág ció pedig a digitális kimeneten jelenik meg.

A bemutatotthoz hasonló áramkörre vonatkozó további részleteket és működési karakterisztikákat találhatunk Bruce A. Wooley és Janes L. Henry „An íntegrated Per-Channel PCM Encoder Based on Inter3 polation” című cikkében, amely az IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC 14, No. 1, 1979. februári számának 14-20. oldalain jelent meg.

Bár a fentebb leírt interpoláló A/D átalakító és még néhány régebben leközölt társa használható ugyan egy - digitális hírközlőrendszerben, ezek az átalakítók azonban több hátránnyal rendelkeznek. Mivel a komparátor kimenete mintavételezve van az F_s frekvenciával (amely jóval fölötte van az érdekes bemenő frekvenciatartománynak), és mivel ez a kimenet vezérli az új kvantált q kimenetet meghatározó léptető regisztert, a D/A átalakító kimenetének minden mintavétel alkalmával meg kell változni, mivel az 1-bites kód csak két állapotot tesz lehetővé, mégpedig a növekvést vagy a csökkenést. Nem létezhet viszont olyan állapot, hogy a D/A átalakító 0 kimeneté állandó maradjon. Részletesebben kifejtve a léptető regiszter vezérlése csak azt engedi meg, hogy a D/A átalakító bemenetel 0, ±00000001, ±00000011, ±00000111, ±00001111, ±00011111, +00111111, ±01111111, vagy ±11111111 értékűek legyenek. _t0 Amint Candy és társai rámutattak a „A Per-Channel A/D Converter Having 15-Segment μ-255 Companding” című közleményükben, amely az IEEE Trans. on Communicatiens, Vol. com-24, No.l, 1976 januári számában található, a fenti kódok úgy lettek kiválasztva, hogy [5 a μ-karaklerisztikát alkotó szegmensek végpontjai 4/3szorosának feleljenek meg, vagyis bármelyik két ponthoz tartozó kódok átlaga éppen az illető szegmens végpontját adja meg. A léptető regiszter vezérlése csak 17 szintet enged létezni a rendszerben, pl. 8 pozitív szintet, 8 negatív szintet és az egy zérusszintet. A visszacsatoló hurok hatására az A/D átalakító az integrátor kimenetét a zérus felé kényszeríti, úgyhogy a q(t) integrálja igyekszik azonos lenni az x(t) integráljának értékével.

Egyenfeszültségű bemenőjelek esetén, ha az R ellenig állással és C kondenzátorral megfelelő csillapítást állítottunk be, a rendszer az 5(a) ábrán illusztrált hullámalakot foga gerjeszteni. Ez a tulajdonképpen egy a bemenőjelre szuperponált háromszintes oszcilláció. Az em’ített szerzők leírnak egy 256 kHz-es rendszert, amelyig ben 32 minta célszerűen páronként egyidejűleg átlagolódik. Mindegyik pár átlagolása úgy megy végbe, hogy a két minta közül a kisebbiket vesszük és elhagyjuk a 4/3-os arányossági tényezőt. Például ha az egyik minta z n végpont értékének 4/3-a, a legközelebb eső kisebb 55 minta pedig 2/3-része a végértéknek, akkor az átlag rppen az n végpont maga, amelynek kódja azonos a kisebb mintáéval. Ez az átlagolást mód a minták számát ;6-ra csökkenti, és egy párhuzamos 12-bites összeadó1 an végrehajtva 12-bites eredményt ad. Az összeadóval 60 elérhető felbontás az átlagolt minták N számának és az egyes minták felbontásának a függvénye, vagyis az eredmény felbontása nem más mint a log₂N érték szorozva egyetlen minta felbontásával.

Kawahara és társai és még mások is leírtak olyan 65 512 kHz-es rendszert, amely az átlagolást már csak

185 43' kHz-es válogatásban hajtja végre. Mindezekben a rendszerekben azonban több probléma merül fel, amelyek okait a jelen találmány alapján javasolt megoldások ismertetése során most fogjuk elemezni.

1. Frekvenciafüggő erősítés. — Ezzel a problémával g kapcsolatban tételezzük fel, hogy a mintavételi frekvencia és az átalakítóban megkülönböztetett szintek száma megfelel az alapvető rendszer-előírásoknak. A bemeneti frekvencia növekedésével a rendszer egyre több hibával képes csak követni a jelet, amint azt a 6(a) és 6(b) ábrák szemléltetik. A 6(a) ábrával kapcsolatban megjegyezzük, hogy a rendszer a 250 Hz-es jelet elég jól követi. Azonban, amikor a frekvenciát 4 kHz-re növeljük, a követés tökéletlenné válik, amint a 6(b) ábra illusztrálja. Ahhoz, hogy egy jelnek a + végértéktől a — végértékig tartó vál- 1 g tozása követhető legyen, legalább (2M-~1)T idő szükséges, tehát a maximális frekvencia amit a rendszer még teljes amplitúdóval feldolgozhat F_S/2(2M-1) értékű, álról M a kvantálási szintek száma és T = 1 /F_s a mintavételi periódus. 8-szintes rendszer esetén ez a frekvencia 20 F₃/30-ra adódik. Mindamellett ehhez a frekvenciához közeledve egyre hibásabb hullámokat kapunk, és ráadásul még kisfrekvenciákon is számottevő a jel torzítás.

A frekvenciafüggő erősítés az A/D átalakító kimenőjelének mérésével állapítható meg. A 7. ábrán egy 256 25 kHz-es mintavételi frekvenciájú és nyolcszintes rendszerre vonatkozó erősítés-frekvencia görbét mutatunk be. A mintavételi frekvenciát 512 kHz-re növelve kis jelfrekvenciáknál ugyan javul a karakterisztika, de nagyobb frekvenciáknál még mindig frekvenciafüggő az 30 erősítés. Ez a körülmény jelentős problémákat okozhat a rendszerben, ha nem korrigáljuk.

2. Az egyenáramú jelek a mintavételi frekvenciától függően korlátozódnak. - A korlátozott DC felbontóképesség oka az egyes kvantálási lépcsőkhöz tartozó 35 mintavételek számbeli eltéréseire vezethető vissza. A fentebb leírt rendszerben minden szint felezőszintet jelent két másik szint között. Az 5(a) ábrán látható háromszintes oszcillációt helyettesíthetjük az. 5(b) ábra szerinti kétszintes oszcillációval, amely F_s/2 frekvenciájú. A két- 40 féle szint egymáshoz képest 2:1 arányban tér el a nullvonaltól. A felbontás finomságát az átlagolt minták ' száma határozza meg. A Candy és társai (lásd fentebb) által követett megközelítésben 16 mintát átlagolnak, úgyhogy a jel felbontása közelítőleg 1/32, vagyis hasonló 45 a μ-törvényű vagy A-törvényű kvantálással nyert felbontáshoz. Nagyobb mintavételi frekvenciával, pl.

512 kHz-cel kétszer annyi mintát lehetne átlagolni, és kétszer finomabb felbontás, vagy 1/64 válna lehetővé.

Az ilyen rendszerekkel elérhető felbontást 1 :(F_S/F_out) 50 arányúnak fogadhatjuk el, ahol F_out a kimenőjel mintavételi frekvenciája.

3. A Dinamika tartomány is korlátozott a mintavételi frekvencia függvényében. — A korlátozott dinamika tartomány szintén problémát jelent, akárcsak a 55 korlátozott felbontás. A dinamika tartomány nem más mint a legkisebb felbontott szintnek a legnagyobbhoz való viszonya. A legkisebb még felbontott szint közel van a zérushoz és Xo(Foat/Fs) értékű, ahol X_o a 00000001 kódnak megfelelő kímenőszint. A legnagyobb 60 szint pedig 2^MXo, ahol M a (pozitív vagy negatív) szintek száma a D/A átalakítóban. A dinamika tartomány mérőszáma tehát 2^MF_S/F_out, és vagy az M vagy az F_s növelése útján fokozható. Azonban ha M-et anélkül növeljük, hogy F_s-t változtatnánk, a követési problémák 65 az eddigihez képest más, kisebb frekvenciánál fognak /jlcnikczni.

4. Korlátozott nagyfrekvenciás jelkövetés. - Amikor olyan nagyfrekvenciás jeleket adunk az átalakítóba, amelyeket az már nem tud követni, a kimenőjel összezsugorodik, és fázisa a bemenethez képest 180-kai eltolódik. az ilyen követésből kiesett állapotban bizonyos körülmények között sávon belüli (kisfrekvenciás) zavarjelek is keletkezhetnek, amelyek nem egészen 30 dB-lel vannak crak a bemenőjel szintje alatt.

5. Sávon kívüli jelek által gerjesztett sávon belüli komponensek. — A fentebb leírt áramkörben az A/D átalakító után alkalmazott átlagoló digitális szűrő nem optimális típusú, mert nem nyomja el kielégítően az öíszes sávon kívüli jelet, és így azok átfedési torzítást ollózhatnak az áteresztősávban. Sávon kívüli jelek nemesik mint bemenőjel-komponensek juthatnak be a rendszerbe, hanem a nagy mintavételi frekvencián (256 kHzen vagy 512 kHz-en) végzett A/D átalakítás miatt is felléphetnek. Ha a 4 és 8 kHz közötti jelkomponensek nincsenek kellően csillapítva, akkor a mintavételezés so.án átfedésbe kerülhetnek az áteresztősávon belüli jelekkel (feltéve, hogy az áteresztősáv O-tól 3,4 kHz-ig tar:). A 12 kHz körüli komponensek átfedés útján szintén bejuthatnak az áteresztősávba, miközben mindössze 13 dB-lel csillapodnak. Tehát úgy tűnik, hogy ezt az A/D átalakítót egy precíziós előszűrővel kell ellátni, mert csak így lesz alkalmas a beszédsávi jelfeldolgozásra.

Az A/D átalakító által gerjesztett és a bemenőjelhez képest -20...—50 dB-es szintű sávon kívüli jelek egy része 30 dB-nél kisebb csillapítással transzponálódik az áteiesztősávba, és megnöveli a sávon belüli zajt, tehát csökkenti a rendszer jel—zaj viszonyát.

A jel—zaj viszony növelése érdekében megpróbálkoztak az A/D átalakítót követő digitális jelfeldolgozó eszköz (átlagoló szűrő) módosításával. A fentebb említett Candy és társai leírtak egy átlagoló szűrőt, amely az A/D átalrkító kimeneti (mintavételi) frekvenciájának csökkent lsére használható. Kuwahara és társai pedig az „Inl'-rpolative PCM CODECS with Multiplexed Digital Filts's” című cikkükben, amely az 1980. febr. J.4-én kiadót Proceedings 1980 IEEE International Solid State Circt its Conference 174. oldalán jelent meg, ismertettek egy ; tlagoló szűrőt, a kimenő frekvencia ncgyedelésére, valan int egy végtelen impulzus válaszú (IIR) szűrőt a kiseb r frekvenciák szűrésére. Mindazonáltal két kulcsfontosságú dolgot figyelmen kívül hagytak ezekben a korábbi megoldásokban. Az első az, hogy a ritkító szűrőnek nemcsak redukálniok kell a mintavételi frekvenciát, hanem az áteresztősávban átfedést okozó komponenseket megfelelően csillapítaniok kell. Ha az áteresztősávon belüli komponensek lineáris torzítást szenvednek, akkor ez esek olyan szűrővel lenne kikompenzálható, amely magán a végső mintavételi frekvencián, vagy ahhoz közel működik a fenti átlagoló szűrőknél nem ez a helyzet, tehát r sávonkívüli jeleket nem csillapítja kielégítően.

A fenti átlagoló szűrők másik hiányossága az volt, hogy az átfedési frekvenciáknál fekvő kétszeres szélességű áteresztési sávokban sem biztosítottak elegendő csillapítást.

Ezé, t a jelen találmány tárgya elsősorban egy, a mintavételi sebesség fokozására alkalmas tökéletesített interpoláló A/D átalakító létrehozása, amely a digitális hírközlőbe rendezések hangfeldolgozó részében használható.

A jelen találmány további tárgya egy tökéletesített

-5185 434 digitális szűrési technika, amely digitális hírközlőberendezések jelfeldolgozó egységeiben használható.

Úgy találtuk, hogy az interpolatív A/D átalakítót a következő három független módszer bármelyikével tökéletesíthetjük: (a) kiegészítjük egy második komparátorraí azért, hogy 6 (vagy 8,5) dB-lel szélesebb dinamika tartományt és egy adott mintavételi frekvenciánál 6 dB-lel jobb felbontást kapjunk; (b) adaptív algoritmus segítségével tökéletesítjük a jelkövetést az átviteli sáv felső részében, és növeljük a dinamika tartományt ameddig csak szükséges, illetve ameddig a rendszer zaja korlátozó tényezőként fel nem lép; vagy (c) az A/D átalakítót követő átlagoló szűrőt frekvencia redukáló, másnéven ritkító szűrőnek képezzük ki, amely nagyobb csillapítást biztosít az átfedési frekvenciák környezetében, és több minta feldolgozása révén szélesíti a dinamika tartományt, növeli a felbontást, valamint csökkenti a zajt.

A találmány szerinti interpoláló A/D átalakító lényege, hogy a bevezetőben felsorolt részeken kívül el van látva egy második komparátorraí, amelynek első bemenete a D/A átalakító kimenetéhez, kimenete pedig egy második billenőkörhöz csatlakozik, továbbá egy vezérlő logikával, amelynek első és második bemenete az első és második billenőkor megfelelő bemenetéhez, előjelbit-kimenete a D/A átalakító előjelbit-bemenetére, egyik vezérlőkimenete pedig a léptető regiszter előrehátra léptető bemenetére csatlakozik.

A találmány szerinti interpoláló A/D átalakító előnyösen kiegészíthető egy digitális jelfeldolgozó egységgel, amely a digitálissá alakított jelek szűrésére és azok mintavételi frekvenciájának csökkentésére szolgál.

A jelen találmány segítségével elért számos előny a témakörben jártas szakemberek számára kétséget kizáró módon ki fog tűnni a javasolt kiviteli alakok részletes leírásának elolvasása és az alábbiakban felsorolt ábrák megtekintése után. Ezek közül az

1. ábra egy FIR szűrő vázlatos rajza, a

2. és 3, ábrák kétféle IIR szűrő vázlatát mutatják be, a

4. ábra a jelen találmány szerintinél korábbi típusú interpoláló A/D átalakító blokkvázlatát szemlélteti, az

5a ill. 5b ábrák a jelen találmány szerinti háromszintű és kétszintű interpolációt mutatják be, a

6a és 6b ábrák a találmány szerinti berendezés működését illusztrálják, a

7. ábra egy, a 10. ábrán látható A/D átalakító frekvenciafüggő erősítés karakterisztikáját ábrázolja, a

8. ábra egy tömbvázlat, amely a találmány szerinti interpoláló A/D átalakítót magában foglaló előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkör rendszer-architektúráját illusztrálja, a

9. ábra a találmány szerint interpoláló A/D átalakító tömbvázlatáí mutatja, a

10. ábrán a találmány szerinti interpoláló A/D átalakító egy másik kiviteli alakja látható, a

11. ábra ugyanezen A/D átalakító működését ábrázolja, a

12. ábrán látható diagram a jelen találmány szerinti adaptív A/D átalakítóra vonatkozó jel-digitális zaj viszonyt illusztrálja, a

13. ábra egy olyan átalakító tömbvázlata, amely módosítva működik a 10. ábrán illusztrált átalakítóhoz képest, a

14. ábrán látható diagram az átalakító működését mutatja be a 13. ábra szerinti módosítással és anélkül, a

15. ábra ismét egy tömbvázlat, amely a találmányban alkalmazott digitális ritkító szűrőt ábrázolja, a

16. ábra a 15. ábrán vázolt szűrő hardware komponensekből való felépítését szemlélteti, a

17. ábrán a találmányban alkalmazott FIR szűrő egyik kiviteli alakjának logikai diagramját láthatjuk, a

18. ábrán a találmányban alkalmazott FIR szűrő 23 leágazása kiviteli alakjának logikai diagramját láthatjuk, a

19. ábra a találmányban alkalmazott szűrő párhuzamos összeadóként kivitelezett változatát illusztrálja, a

20. ábrán a találmányban alkalmazott FIR szűrő három leágazási! kiviteli alakjának logikai diagramját láthatjuk, a

21. ábrán egy fixmemóriával tökéletesített, öt leágazású FIR szűrő tömbvázlatát láthatjuk, és a

22. ábrán pedig egy szintén fixmemóriát tartalmazó, nyolc leágazásos FIR szűrő tömbvázlatát láthatjuk.

Most pedig térjünk vissza a 8. ábrához, amelyen egy 10 előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkör tömbvázlatát mutatjuk be egy 12 előfizetői vonali interfész áramkörrel összekapcsolva (angol kifejezése: „subscriber line interface Circuit”, rövidítve: „SLIC ).

A 10 előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkör általában az adóágat alkotó 14 bemeneti szűrőből, a találmány szerinti interpoláló 36 A/D átalakítóból, digitális 18 adó—jelfeldolgozó egységből és 20 adóregiszterből, valamint a vételi ágat alkotó 22 vevőregiszterből, 24 vevőjelfeldolgozó egységből, 26 D/A átalakítóból és 28 kimeneti szűrőből áll. Ezenkívül a 10 előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkörhöz tartozik még a 30 bemenet/ kimenet-vezérlő egység is a 32 rendszervezérlő egységgel és a 34 interfész-vezérlő egységgel együtt.

Részletesebben meghatározva a 14 bemeneti szűrő tulajdonképpen egy átfedésgátló (angolul „anti-aliasing”) szűrő, amelynek az a rendeltetése, hogy meggátolja a mintavételi frekvenciához közeli jeleknek a hangsávba való visszakeveredését a későbbi frekvenciacsökkentő, másnéven ritkító (angolul „decimator”) szűrőkben történő feldolgozás során. Ennek a 14 bemeneti szűrőnek 508 MHz-cn legalább 10 dB csillapítással kell rendelkeznie (ha a mintavételi frekvenciát F_s = 512 kHz-re választjuk). Ezt a követelményt egyetlen 114 kHz-re hangolt pólussal bíró szűrő segítségével teljesíthetjük. A névleges késleltetés ilyen szűrő esetén 1,4 psec-ot tesz ki.

A 14 bemeneti szűrő után kapcsolt interpoláló típusú 16 A/D átalakító, amely a találmány tulajdonképpeni *árgya, az analóg jelet 512 kHz-cel mintavételezi, és a mintákat digitális jelekké dolgozza fel. A továbbiak olyamán még részletesen ismertetni fogjuk.

A 18 adó-jelfeldolgozó egység egy pár 40, 42 aiuliteresztő ritkító szűrőt, egy 44 kiegyenlítő szűrőt, egy, nz adócsillapítás-torzítást javító 46 első korrekciós szűrőt, egy 48 első-erősítésszabályozó szűrőt, egy 50 főadószűrőt és egy 52 digitális kompandert foglal magában. Amint a továbbiak során még szó lesz róla, a 16 Λ/D átalakító a 3,4 kHz feletti jeleket is tökéletesen feldolgozza, ezért azokat ugyanolyan aluláteresztő szűrőkkel kell csillapítani, mint egy hagyományos átviteli rendszerben. A jelen találmány szerint az említett szűrési feladatot a 40, 42 aluláteresztő, illetve 50 fő-adószűrő segítségével oldjuk meg. A ritkító 40 és 42 aluláteresztő szűrők frekvencia redukálást végeznek. Az 50 fő-adó-61

185 434 /

f szűrő nemcsak aluláteresztő-, hanem felüláteresztő szűrőszakaszt is tartalmaz a 60 Hz-es frekvencia elnyomása céljából. Az utóbbi szakasz részét alkotja a távbeszélő rendszer „anti aliasing” szűrőjének.

A digitális szűrők nagymennyiségű számtani műveletet igényelnek, méghozzá minél nagyobb a mintavételi frekvencia, annál több számítási műveletre van szükség. A gazdaságosság érdekében célszerű a számító műveletek mennyiségét csökkenteni, és a mintavételi frekvenciát is olyan mértékben redukálni, amennyire csak lehetséges. Ennek megfelelően a ritkító 40 és 42 aluláteresztő szűrőknek éppen az a feladata, hogy csökkentsék a mintavételi frekvenciát. Részletesebben kifejtve a 40 aluláteresztő szűrő 512 kHz-ről 32 kHz-re redukálja a mintavételi frekvenciát, miközben aluláteresztő funkciókat is teljesít. Ennek a szűrőnek biztosítani kell, hogy a 32 kHz feletti frekvenciák ne keveredhessenek vissza a O-tól 3,4 kHz-ig terjedő átviteli sávba. Továbbá ennek a szűrőnek lehetőleg lapos áteresztősávi karakterisztikával kell rendelkezni. Azonban nem feltétlenül szükséges abszolút lapos karakterisztikára törekedni, mivel a továbbiak során ez kompenzálható a digitális szűrőszakaszokban.

A digitális szűrő használatának egyik előnye, hogy nagyon pontos karakterisztikákat biztosít. A sorrendben utóbb következő szűrő ki tudja egyenlíteni az őt megelőző szűrő hibáit. Analóg szűrők használata esetén igen nehéz a mögöttes szűrőszakaszt egy előző szakasz hibáinak kiküszöbölésére fordítani, mivel az ilyen szűrők tulajdonságai az alkatrészek szórása miatt ingadozók.

A 40 aluláteresztő szűrőből kilépő 32 kHz-es jel egy másik 42 aluláteresztő szűrőbe jut, amely tovább redukálja a frekvenciát 16 kHz-re. Ennek a szűrőnek kell megakadályozni az olyan komponensek továbbjutását, amelyek az átviteli sávba visszanyúló spektrumot okoznak, továbbá a 12,6 kHz-nél nagyobb frekvenciájú komponensekét is, amelyek 3,4 kHz-nél kevesebbel térnek el aló kHz-re csökkentett mintavételi frekvenciától.

Bár ezt a két szűrőt össze lehetne építeni egyetlen szűrőstrtiktúrába, a jelen találmányban különválasztjuk őket azért, hogy egyéb áramköri komponensek számára mind a 32 kHz-es mind a 16 kHz-es jelek forrása hozzáférhető legyen.

A 46 elsőkorrekciós- és 48 első erősítésszabályozó szűrőket egyelőre hagyjuk figyelmen kívül, és térjünk rá az 50 fő-adószűrőre, amely nemcsak aluláteresztő-, hanem felüláteresztő szűrési funkciót is teljesít. Az első funkciót egy aluláteresztő szakasz látja el, amelynek sávgörbéje 3,6 kHz-től 4,6 kHz-ig megy át a zárótartományba, hasonlóan a korábbi rendszerek analóg szűrőihez. Ezenkívül ez a szűrő csillapítás-korrekciót is végez a 40 és 42 aluláteresztő szűrők, valamint a 14 bemeneti szűrő bizonyos hatásainak kompenzálására. Végül az 50 fő-adószűrő felüláteresztő szakasza pedig elnyomja a 60 Hz-es zavarjelet és mindazon kisfrekvenciás jeleket, amelyeknek átvitele nem kívánatos egy távbeszélő rendszerben. Az 50 fő-adószűrő kimenőjele lineáris kódban képződik. A lineáris kód választása azért szükséges, hogy a rendszerben jó jel/zaj értéket lehessen fenntartani, valamint a jelek könnyen feldolgozhatok legyenek.

Az 52 digitális kompander a lineáris kódot megfelelő algoritmus segítségével μ-törvényű vagy A-törvényű kóddá alakítja attól függően, hogy az illető távbeszélő rendszer melyiket igényli. Amikor a rendszerben lineárisan kódolt kimenetre van szükség, akkor ez a blokk áthidalható. Az 52 digitális konipander kimenete a 20 adóregiszter bemenetére csatlakozik, amely a 21 vezérlő pontra adott rendszervezériő jelek hatására az adó 53 kimenőpontjához csatlakozó távbeszélő kapcsolóba központba) küldi az adatokat. A már leírt egységek ‘unkciói némileg hasonlóak az eddigi típusú A/D átalaíató és adószűrő által ellátott funkciókhoz. Az eddigi hagyományos áramkörökben jelszintszabályozó eszközként általában az adóblokk elé helyezett valamilyen szabályozható erősítő szerepelt. Az illusztrált kiviteli féldánkban ennek az erősítőnek a szerepét a 48 első erősítésszabályozó szűrő látja el, amely úgy erősít, hogy a 42 aluláteresztő szűrőből érkező digitális szavat megszorozza egy digitális konstanssal. Ez a digitális konstans a felhasználó által programozható, és így az erősítés igen Széles tartományban, lényegében + 12 dB-től végtelen d i-ig pontosan beállítható. Végeredményben az erősítést a megfelelően megválasztott és a felhasználó egység által a készülékbe programozott erősítésvezérlő szó határozza míg.

Míg az eddigi típusú rendszerekben az erősítést valamilyen kézi szabályozás útján lehetett beállítani, a jelen találmány szerint nincs szükség fizikailag megvalósított ke zelőszervre, miután a számítógépes vezérléssel végzett üzembehelyezés során az erősítés az 51 vezérlőbuszon ke. észtül programozható. Ez pedig a gyártó cégnek lényeges költség- és időmegtakarítást jelent. A 44 kiegyenlítő szűrő feladata az ún. „transzhibrid balansz” fűi kció ellátása, amelyet a későbbiek folyamán részletesen ismertetünk.

Most áttérünk a vevőág ismertetésére. Az 55 vevőben tenőpontra érkező jelek a 22 vevőregiszterbe, majd onran a 24 vevő-jelfeldolgozó egységbe jutnak. Az utóbbi egység az 54 digitális expandert, az 56 fő-vevőszűrőt, az >8 erősítésszabályozó szűrőt, a vevőcsillapítás-torzítást javító 60 korrekciós szűrőt, egy pár 62 és 64 aluláterisztő szűrőt és egy 66 impedancia-illesztő szűrőt fogl d magában.

Az 54 digitális expander az 57 vezetéken érkező programvezérléstől függően vagy μ-törvényű vagy A-törvényű kódr t fogad, és azt az adórésznél már említett 12 vagy 13 bites lineáris kóddá alakítja. Ha a vezérlő szó azt jelzi, hogy a bemenetre érkező szó lineárisan kódolt, akkor az e? pander áthidalható. A rendszer bemenő mintavételi frekvenciája 8 kHz-es.

A vételi ággal kapcsolatban arra törekszünk, hogy egyszerűsítsük az 50 fő-vevőszűrőt, amelynek a jelen esetben a 8 kHz-es komponenst kell aluláteresztő módon kiszűrni. Továbbá ennek a fővevőszűrőnek kell kompenzálnia a kis mintavételi frekvencia miatt fellépő torzítást. Ez a torzítás sinx/x torzítás néven ismeretes, és nyilvánvalóan csillapítást jelent azon jelek számára, amelyeknek frekvenciája lényeges hányadát teszi ki a mintavételi frekvenciának. Például egy 3,5 kHz-es jel egy olyan rendszerben, amely az adó-oldalon is 8 kHz-cel mintavételez, kb. 2 vagy 2,5 dB csillapítást szenved, amit pedig korrigálni Teli.

Ez? el szemben egy elegendően nagy adó-oldali mintavételi ’rekvencia. pl. 256 kHz vagy 128 kHz alkalmazása kétszeres előnnyel jár. Először az említett sinx/x torzítás jelentősen lecsökken, méghozzá olyan mértékben, hogy már nem is szükséges korrigálni. Másodszor pedig a 4 kHz alatti beszédsávtól így eléggé eltávolodnak a mintavételi f rekvenciát kísérő oldalsávok komponensei.

-7185 «4

Ha a mintavételezést ilyen nagyfrekvenciával, pl.

256 kHz-cel (vagy 128 kHz-cel) végezzük, akkor a hozzátartozó oldalsávokat könnyen kiszűrhetjük az 56 fővevőszűrő segítségével, amely a hangfrekvenciás tartományban lapos áteresztő-karakterisztikával rendelkezik, de a mintavételi frekvencián már jelentős csillapítása van. Minél nagyobb a mintavételi frekvencia, annál egyszerűbbre tudjuk a szűrőt tervezni, mert az áteresztő- és zárótartományok így távolabb kerülnek egymástól.

A vevőágban a szűrési funkciókat az 56 fő-vevőszűrő, és 64 aluláteresztő szűrő látja el. Az 56 fő-vevőszűrő aluláteresztő típusú, amely 16 kHz-en működik, és hasonlít az 50 fő-adószűrő aluláteresztö szakaszához.

Az 50 fő-adószűrő felüláteresztő része ezzel szemben 8 kHz-en működik. Az 56 fő-vevőszűrő 8 kHz-es jelet fogad, de 16 kHz-es jelet ad ki. Ennek a szűrőnek nagy csillapítást kell biztosítania a 4,6 kHz-től 8 kHz-ig terjedő sávban azért, hogy elnyomjon minden olyan frekvenciát, amely átfedésbe jutna, és el kell nyomnia a 8 kHz-es komponenst is, amely a mintavételezésből j eredően szintén jelen van. Amíg az 50 fő-adószűrő mind aluláteresztő, mind felüiáteresztő funkciót teljesít, az 56 fő-vevőszűrő csak aluláteresztő feladatot végez.

Annak, hogy az adóágban alul- és felüláteresztő szűrőkre egyaránt szükség van, a vevőágban viszont csak aluláteresztő szűrő kell, az az oka, hogy az adóágba igen könnyen bejuthatnak 60 Hz-es (Amerikában), ill. 50 Hzes zavarkomponensek (Európában). Miután a továbbítandó jelek általában távbeszélövezetéken érkeznek, és az ilyen vezetékek gyakran párhuzamosan futnak háló- zati vezetékekkel, a távbeszélő rendszer nemkívánatos hálózati zavarokat szedhet fel. Az 50 fő-adószűrő felüláteresztő részét tehát úgy méretezzük, hogy az nyomja el a 60 Hz-es komponenseket. Miután ezt az intézkedést megtettük, és az átviendő jeleket már digitális alakúra hoztuk, a 60 Hz-es zavarok már nem kerülhetnek be a további digitális szakaszokba. Ennek következtében nincs szükség arra, hogy a vevőágba is tegyünk 60 Hz-es szűrőt.

Az 56 fő-vevőszűrő kimenőjele előbb a második 58 ₍ erősítésszabályozó szűrőbe, majd a vevőcsillapítás-torzítást javító második 60 korrekciós szűrőbe jut. Mindkét áramkört a továbbiak során fogjuk ismertetni.

Az első 62 aluláteresztő szűrő a második 58 erősítésszabályozó szűrőből 16 kHz-es bemenőjelet kap, és 32 kHz kimenőjelet bocsát ki. Mint aluláteresztő szűrőnek az a rendeltetése, hogy alaposan elnyomja 16 kHz-es komponenst. A szűrőn belül keletkező 32 kHz-cs komponens kimenőjelként jut tovább.

A második 64 aluláteresztő szűrő 256 kHz-es (vagy 128 kHz-es) kimenőjelet szolgáltat, kiszűri a 32 kHzkomponenseket, és előállít néhány kisebb amplitúdójú nagyfrekvenciás komponenst. A 62 és 64 aluláteresztő szűrők főleg a nagyfrekvenciás komponensek szűrésére szolgálnak. Az áteresztőtartománybeli karakterisztikáiknak nem kell tökéletesen laposnak lenni, mert az eltérés igen jól kézbentartható, és az 56 fő-vevőszűrő segítségével kompenzálható. Ebben a rendszerben ez így is van, mert az áteresztősáv felső végén, vagyis 2 vagy 3 kHz körül valóban csillapítják a jclkomponcnsck egy részét. Következésképp az 56 fő-vevőszűrő ki van egészítve egy kompenzáló hálózattal, amely kiegyenlíti a 62 és 64 aluláteresztő szűrők által okozott csillapítást.

A 64 aluláteresztő szűrő kimenete a 26 D/A átalakítóhoz csatlakozik, amely a jeleket analóg alakúra hozza, és átküldi őket a 28 kimeneti szűrőn. Távbeszélő rendszerekben a nagyfrekvenciás komponenseket legalább 28 dB-lel el kell nyomni a kisfrekvenciás komponensekhez képest. 256 kHz-es mintavételezés esetén tehát a _r mintavevőjel 28 dB-lel kisebb szintű, mint a 3,4 kHz-es komponens. így elméletileg nem lenne szükség utólagos vagy simító szűrésre. Ennek ellenére a jelen rendszerben a biztonság kedvéért be van iktatva egy 28 kimeneti szűrő.

A 8. ábrával illusztrált blokksémán szereplő 40 aluláteresztő szűrő egy négyleágazásos FIR-szakaszból és két háfomleágazásos FIR-szakaszból áll. Ezek közül az első az 512 kHz-es jelet 128 kHz-re, a második a 128 kHz-es jelet 64 kHz-re, a harmadik pedig a 64 kHz-es g jelet 32 kHz-re redukálja. A másik 42 aluláteresztő szűrő 5-leágazásos FIR-típusú, amely a 32 kHz-es jelet 16 kHzesre osztja. Az adóágban lévő 46 első korrekciós szűrő pedig 8-leágazásos és FIR-típusú. Az adóerősítést beállító 48 első erősítésszabályozó szűrőt egyleágazásos FIRθ szakasz, az 50 fő-adószűrőt pedig két kanonikus alakú, aluláteresztő részből és egy csatolt kivitelű felüláteresztő részből álló Iiáromleágazásos IIR-szakasz alkotja. A főadószűrő a 16 kHz-es jelet 8 kHz-esre redukálja. Végül a 44 kiegyenlítő szűrő 8-leágazásos FIR-típusú.

A rendszer lehetővé teszi nemcsak a bemenő hangjel, hanem a vevőágból kimenő jel egy része számára is, hogy' bejusson a 14 bemeneti szűrőbe. Mivel a visszajutó kimenőjel nagysága is, meg a rendszeren keresztül való visszatéréshez szükséges idő is ismert, a 44 kiegyenlítő ,q szűrő segítségével elő tudunk állítani egy kioltójelet, amely a 45 összegezőn át az adóágba vezetve képes kioltani a visszatérő jelet. Abban az esetben, ha kezdetben a vonal paraméterei nem ismertek, a rendszer paraméterei azonban igen, a felhasználónak módjában áll [g neghatározni a vonal karakterisztikáját, és a 44 kiegyenítő szűrő programozása révén azt megfelelően kiegyenlíeni. Miután a 44 kiegyenlítő szűrő digitálisan, programozható, az említett kioltást igen pontosan végre lehet hajtani.

K) Az 56 fő-vevőszűrő két kanonikus alakú aluláteresztő TR-szakaszt tartalmaz, amelyet a vevőjel mintavételi f ekvenciáját 8 kHz-ről 16 kHz-re növelik. A vevő 58 e ősitésszabályozó szűrője 1-leágazásos FIR-típusú, a v ;vőcsillapítás-torzítást javító második 60 korrekció (5 s;űrő pedig 8-leágazásos FIR-típusú. A 62 aluláteresztő síűrő 5-leágazásos FIR-típusú, amely az előbbi szűrőből k lépő jel 16 kHz-es frekvenciáját 32 kHz-re növeli. A másik 64 aluláteresztő szűrő három 3-lcágazásos FIRszakaszból áll, amelyek a 32 kHz-es jelfrekvenciát egy5Q másután 64 kHz-re, 128 kHz-re és 512 kHz-re növelik. A 66 impedancia-illesztő szűrő 4- vagy 6-leágazásos FIR-típusú, amelyet a vonal paramétereinek illesztésére használunk. Pontosabban kifejezve a 66 impedanciaillesztő szűrőt a rendszer azon impedanciájának módosí55 tá:ára használjuk, amely a kéthuzalos szakasz bemeneti kapuja felől nézve látható. Ez a szűrő a bemeneti kapuná fellépő feszültséget hatásosan visszacsatolja és hozzátáplálja a bejövő jelhez. Ha ez megfelelő amplitúdóval és polaritással történik, akkor az effektív bemenŐimpe30 daucia értéke úgy változik, hogy éppen illesztett legyen a 'ávbeszclő vonal hullámimpcdanciájához. A 66 impedancia-illesztő szűrő szabályozása útján elnyomhatjuk a r :flexiókat és illesztlietjük a különböző bemenő vonalakat. Mindamellett a bemenőimpedancia módosítása frekvenciafüggővé teszi a rendszer erősítését. Ezzel szem-81

185 434 /

/ /

ben az adóág 46 első korrekciós szűrőjének és a vevőág második 60 korrekciós szűrőjének programozása révén kompenzálhatunk minden ilyenfajta csillapítás-torzítást, ami a 66 impedancia-illesztő szűrő használata miatt lép fel. Az erősítésszabályozó szűrőket is felhasználhatjuk arra, hogy csillapításokat iktassunk be az átvitelben fellépő problémák, pl. lengés és oszcilláció kiküszöbölésére.

A 67 mérőhuroknak az a rendeltetése, hogy lehetővé tegye akár a készülék, akár a vonal mérését, és megkönnyítse a különböző szűrők együtthatóinak kiválasztását.

Az előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkör egy soros 32 rendszervezérlő egységet is tartalmaz a készülék számos funkcióját programozó digitális számítógéphez való illesztés végett. Ehhez az egységhez csatlakozik egy soros 33 vezérlőbusz, amely az áramkör adási és vezérlési időréseinek programozására, valamint a készülék adó- és vevöerösítésének beállítására szolgál. A 32 rendszervezérlő egység a teljesítményellátás kikapcsolásának funkcióját is ellátja. A hangfeldolgozó áramkörbe az alábbi jelek jutnak be, illetve lépnek ki onnan: a DCLK adat-órajel, a DIN bemenő adatjel, a DOUT kimenő adatjel, a CS chip választójel a rendszervezérlő egység számára, az ALU-áramkörök időzítésére szolgáló MCLK fő-órajel, a CLKK és CLKR adó-, ill. vevő-órajel, az FSX és FSR adó-, ill. vevő-keretszinkronizáló impulzusok és a TSC időrész-kapuzójel a PCM-rendszerhez csatlakozó interfész számára. Az időrések az említett keretszinkronizáló impulzusokhoz képest vannak kijelölve. Amikor az adóág aktív állapotba kerül, egy időrész-kapuzó kimenet (TSC) kis szintre ugrik, és ez a szintugrás egy 3állapotú buffer fokozat közvetítésével áll a rendszer rendelkezésére. Az adóág és a vevőág PCM buffer fokozatai külön órajel bemenetekkel rendelkeznek azért, hogy képesek legyenek aszinkron módon működni. A legtöbb rendszerben azonban közös adó- és vevő-órajelek vannak. A keretszinkronizáló impulzusok is beadhatók elkülönítve az adó- és vevőágba, de a legtöbb rendszerben közös impulzust használnak. Ha mégis különböző időrésekre van szükség, akkor ezt az időrés-választó vezérlő bemeneten programozhatjuk be a készülékbe.

Azokat az adó- és vevő-időrésekre vonatkozó információkat, amelyek meghatározzák, hogy mikor kell adatokat továbbítani ill. fogadni, a soros 33 vezérlőbuszon keresztül programozhatjuk be. A 66 impedancia illesztő szűrőben, a 44 kiegyenlítő szűrőben, az adóág 46 első korrekciós szűrőjében és a vevőág második 60 korrekciós szűrőjében alkalmazott összes együtthatót egy-egy szóban egyidejűleg programozzuk be. Az adó- és vevőerősítést ugyancsak együtthatók beprogramozása útján szabályozhatjuk. Mindezeket a betáplált adatokat megfelelő vezérlést alkalmazva vissza is olvashatjuk a 33 vezérlőbusz DOUT-jelű vonalán. Ezenkívül a 33 vezérlőbusz segítségével a készüléket speciális konfigurációkra is programozhatjuk. Például, átrendezhetjük a készüléket μ-törvényű, A-törvényű vagy lineáris kód használatára.

Továbbá a négy programozható szűrőt, vagyis a 44 kiegyenlítőszűrőt, a 46 első korrekciós szűrőt, a 60 korrekciós szűrőt, és 66 impedancia-illesztő szűrőket szélső állapotokba is állíthatjuk, mégpedig a 66 impedanciaillesztő szűrői és a 44 kiegyenlítő szűrőt zérusra, a két 46 első- és 60 korrekciós szűrőt pedig az egységre állíthatjuk. A 48 első erősítésszabályozó szűrő és az 50 főadószűrő szintén rendelkeznek szélső értékekkel, másszóval az egységszintre állíthatjuk őket. A vevőágban le ’ő 58 erősítésszabályozó szűrő szélső értéke a zérus, ily énkor a vevőág lezáródik.

A vizsgáló üzemmód egy olyan utasítás beprogramozásával állítható be, amely módosítja a különböző szűrők bemenőjeleit, vagyis a 64 aluláteresztő interpoláló szűrő ki nenetét a 40 aluláteresztő ritkító szűrőhöz kapcsolva digitális visszacsatoló hurkot, a 16 interpoláló A/D atal: kító kimenetét pedig a 26 D/A átalakítóba vezetve analóg visszacsatoló hurkot hozhatunk létre. Ezek a művc etek természetesen programvezérlés alatt folynak le. Egy további jellegzetessége a készüléknek, hogy a 12 előfizetői vonali interfész áramkörbe irányuló kimenőjelek útjába egy TTL közbenső tároló van iktatva, amelynek segítségével programozni lehet az illető kimeneteket a soos 33 vezérlőbuszon küldött vezérlő szavak útján.

Most a rajz 9. ábrájára utalunk, amellyel a találmány szerinti interpoláló A/D átalakító egyik előnyös kiviteli alakját illusztráltuk. Bár némileg egyszerűsített formában, de az áramkörnek a szaggatott 90 vonallal bekeretezett része lényegében azonos a 4. ábrán látható áramkörrel. A jelen találmány szerint ezt az áramkört egy második 91 kom para torral, két 92a és 92b billenőkörrel és egy további 93 vezérlő logikával egészítjük ki azért, hegy ez az új áramkör a 4. ábra szerintitől eltérően ne 1-bites, hanem 2-bites vezérlő kódot állítson be. Ezenkí ül még egy digitális 94 automatikus nullázó egységet is beiktatunk a 77 erősítő ofszet feszültségének kikompenzálására.

A második 91 komparátor az x(t) bemenet és a kvantá’t q(t) kimenet közötti pillanatnyi eltérés mintavételezésére szolgál. A csillapító R ellenállásra nincs többé szükség, ezért a 95 vezetékkel rövidrezárva rajzoltuk be. Végeredményben az eredeti 78 komparátort csak az [x t)-q(t)] deltajel integrálja vezérli. Az ilyen két-kompa'átoros rendszernek nincs sem túllövése sem tetőesése (egy adott szinthez képest), és nincs szüksége analóg csillapításra.

Egyetlen komparátor használata esetén csak két új állipot volt lehetséges — vagy növekedés vagy csökkenés az előző értékhez viszonyítva. Két komparátorral azonba ί lehetővé válik, hogy a q(t) négyféle új állapot valamelyikébe kerüljön. Extra állapotként szóba jöhetnek a növekedés (vagy csökkenés) nagyobb (vagy kisebb) értékkel, vagy maradni ugyanazon szinten. A jelen találmány szerinti rendszerben csak egy új állapotot iktatunk be azt amelyben a kimenet állandó marad. Az egy bizony os szinten való maradás képessége biztosítja, hogy egyenáramú bemenőjel esetén a rendszer a bemenőszintet szimmetrikusan közrefogó két szint között fog oszcillálni a mintavételi frekvenciával. Ez haladásnak számít az egy-komparátoros rendszerhez képest, amely csík fél mintavételi frekvenciával történő kétszintes oszcillációra képes, amint az 5(b) ábrán bemutattuk. A második komparátor hatékonyan megkétszerezi az egyenáramú jelekre vonatkozó információt, 6 dB-lel szelesebb dinamika tartományt és 6 dB-lel finomabb felbontási biztosít anélkül, hogy a mintavételi frekvenciát vagy a szintek számát növelni kellene.

A második komparátor ezenkívül még további 2,5 dBle! szélesíti a dinamika tartományt azáltal, hogy a 96 D/\ átalakítóban 2,5 dB-lel gyengébb jeleket enged meg. Az egy-komparátoros rendszer esetén a D/A átalakító maximális kimenete 4/3-szorosa kell legyen a maximális be nenöszintnek, mivel ezt a szintet egy olyan rendszer

-9185 434 képviseli, amely az 11111111 érték (Vj_{n niax} x 4/3) és a 01111111 érték (Vj_{n lnax} x 2/3) között oszcillál. A két-komparátoros rendszer a 11111111 értékű kimenetét rendelheti a V,_{n max} bemenőszinthez, és ezért ugyanakkora teljes kimenőszint tartomány kivezérléséhez csak 3/4 rész akkora bemenőjelre van szüksége, mint az egy-komparátoros rendszernek. Ez pedig 2,5 dB-lel nagyobb dinamika tartományt jelent. A két-komparátoros rendszer használata esetén azonban módosítani kell a digitális jelfeldolgozást. Többé nem lehet a mintákat páronként csak a kisebb minta digitális kódjának felhasználásával átlagolni, hanem az átlagolást (vagy egyéb jelfeldolgozó algoritmust) az összes mintára kiterjedően kell elvégezni.

A 94 automatikus nullázó egység egy 96 D/A átalakítót, valamint két 6-bites, kétirányú 97 és 98 számlálót foglal magában. Ezek a számlálók integrálják a 8 kHz-es clőjelbitct, amely az 50 fő-adószűrőben annak felüláteresztő szakasza előtt keletkezik, és amely a 99 vezetéken át vissza van vezetve. Ha a rendszerben ofszet jelenik meg, akkor a 97 és 98 számlálók mindaddig számlálnak eiőre vagy vissza, amíg a 96 D/A átalakítóba táplált 6bites kód (egy előjelbit meg öt értékbit) olyan kimenőszintet nem fejleszt, ami képes az ofszetet kompenzálni a 77 erősítő bemenetén. Ettől kezdve a pozitív és negatív előjelbitek száma azonos marad, és a 97 számláló csak ide-oda fog billegni. A 98 számlálóban felhalmozódó alsó hat bit csillapításként hat, ami bármely billegés frekvenciáját a rendszer áteresztősávja alá csökkenti. Tehát ha egyáltalán fellép valamilyen billegés, az csak kisfrekvenciájú lehet, amit a soronkövetkező 50 fő-adószűrő felüláteresztő szakasza ki fog szűrni.

A rendszerben alkalmazott A/D átalakító egy másik tökéletesített változatát a 10. ábrával illusztráljuk. Itt egy adaptív módszert alkalmazunk a íéptetési folyamat vezérlésére abból a célból, hogy a nagyobb dinamika tartomány eléréséhez több szintet biztosítsunk, viszont amikor a frekvencia karakterisztika javítása megköveteli, ki is tudjunk iktatni felesleges szinteket, A 9. ábrán bemutatott kiviteli alakhoz viszonyítva kiegészítésnek számító alkotóelemeket tekintve, ez az újabb kiviteli alak tartalmaz még egy 100 csúcsérték tárolót, egy 102 digitális komparátort, egy 104 kivonót és egy másik 106 digitális komparátort. Az adaptív algoritmus azon a tényen alapul, hogy a frekvencia növekedésével a rendszer egyre nehezebben tudja követni a nagy amplitúdójú jeleket. A fő probléma akkor lép fel, amikor a bemenőjel a nullvonalon megy át, ahol a kvantáló sok kisszintű lépcsőt iktat be, a bemenőjel pedig a maximális meredekségével változik. Ezt a problémát a 6 (b) ábrán szemléltettük.

A nagy amplitúdójú váltóáramú jelekre vonatkozóan a nullátmenethez közeli kvantálási szintek kevés információt tartalmaznak, tehát ha azokat megritkítjuk, a rendszer pontossága nem fog jelentősen csökkenni. Az adaptív algoritmus minden periódusban érzékeli az amplitúdó csúcsértékét és megfelelő számú szintet megszüntet a nullátmenet környékén, hogy lehetővé tegye a rendszer számára a jel követését. Részletesebben kifejtve, n 98 regiszterben megjelenő kvantált jel csúcsértékét a 100 csúcsérték tároló tárolja, a 102 digitális komparátor pedig ezt a tárolt csúcsértéket összehasonlítja a pillanatnyi értékkel. Ugyanekkor a 104 kivonó a pillanatnyi értéket kivonja a csúcsértékből, és a különbséget a másik 106 digitális komparátor a 108 referens jel10 bemeneten beadott referens szinthez hasonlítja. A kivonó kimenetén azonban nem egyszerűen a két bemenet közti különbse'g jelenik meg, hanem a digitális A és B bemenőjelekben lévő egyesek számai közti különbség.

A 106 digitális komparátor által képzett kimenőjel határozza meg, hogy az előjelbit (SB) hogyan változzon. Amikor a kvantált érték a zérus felé közeledik, a szintek egy része kiküszöbölődik azáltal, hogy a változó jel átugorja azokat, egy bizonyos szintnél pedig az előjelbit invertálódik. Az utóbbi szintet, amelynél az előjelbitnek változni kell, a csúcsérték határozza meg.

All. ábrán Iá tható adaptív követés a jelcsúcs alatt öt szintet alkalmaz (feltéve hogy a csúcsérték nem csökken le a 00001111 értékre vagy ez alá, mert ebben az esetben az adaptáció visszatér a normál üzemmódra), és megfelelő számú szintet eltávolít a bemenőjel amplitúdójától függően, amely utóbbi 10 aktív szintnek megfelelő mértékig terjedhet.

A csúcsértéknek le kell tudni csökkenni, ha a jelszint ilyen értelemben változik. Ez többféle módon valósítható meg. Például, (a) minden egyes zérusátmenetnél egy szintet fogyasztani, (b) akkor fogyasztani egy szintet, ha a jel egy meghatározott perióduson belül (mondjuk 125 psec alatt egy 8 kHz-es mintavételi frekvenciájú PCM rendszerben) nem ér el egy bizonyos értéket, vagy (c) állandó periodikus ütemben fogyasztani. A jelenleg használt és a 11. ábrán szemléltetett megoldás szerint a csúcsszintet minden egyes nullátmenetnél fogyasztjuk. Az ilyen adaptív eljárás az aktív szintek számát 17-ről

10-re csökkenti, és a még követhető maximális frekvenciát F_s/32-röl F_s/18-ra növeli. Mindennek csupán az az íra, hogy váltóáramú jelek feldolgozásakor csekély mértékben megnő a kvantálási zaj. A zajtöbblet oka éppen a nullátmenet környéki szintek kiküszöbölése. A hiányzó szintek miatt fellépő jeltorzulási komponens kevesebb nint 1 %-át teszi csak ki egy jelhullám-periódusnak és a jel—zaj viszonyban csak minimális romlást okoz.

A frekvenciafüggő erősítés karakterisztika is módosul, és a nagyobb frekvenciák felé lényegesen javul, alacsony frekvenciákon alig van változás, amint azt a 7. ábrán láthatjuk. A 6 (b) és a 11. ábrákon pedig egy 0 dB-es szintű 4 kHz-es jel adaptív módon, illetve anélkül rekonstruált 1 ullámalakjait mutatjuk be. Ez a módszer javítja a frekvencia karakterisztikát anélkül, hogy növelni kellene a Mintavételi frekvenciát, vagy pedig gyengébb minőséggel, tehát kisebb dinamika tartománnyal, durvább felbontássá és rosszabb jel—zaj viszonnyal kellene beérni.

Az adaptív módszer előnye fordítva is kitűnik, vagyis a rendszer dinamika tartományát növelhetjük anélkül, hogy ez a frekvencia karakterisztika rovására menne. A 4. ábrán látható D/A átalakító 17 szintet használ, és a dinamika tartománya, valamint a felbontása még épp hagy megfelelő az előírt feladathoz. Minőségjavulást csak a mintavételi frekvencia növelésével és (vagy több szint bevezetésével érhetünk el. A kvantálási szintek szaporítása azonban nagyobb mintavételi frekvenciát kívánna, különben a frekvencia karakterisztika nem lenne kielégítő. A 10. ábrán bemutatott adaptív módszer segítségével viszont a nullátmenet környezetében több szintet ikfalhalunk be a frekvencia karakterisztika romlása nélkül, mert azok a többlet-szintek csak igen kis amplitúdójú jelek esetén fognak szerephez jutni.

Egy 10-bites és 21 szintes D/A átalakítóval ellátott re rdszer, amely a 0000000000-tól 1111111111-ig terjedő értéktartományban működik, csak az öt legfelső

-101

185 434 szintet használná ki, ahogy azt a csúcstároló megszabná. Továbbá ez a rendszer csak 12 dB-lel nagyobb dinamika tartománnyal rendelkezne, mivel most a legkisebb szint [Vjnímin lenne a [Vj_n]_max/256 helyett. Az előző rendszerhez képest többletnek számító szintek a zérusátmenet közelében zsúfolódnának, mivel a maximális szint most is — mint mindig - a [Vi_n]_max-mal lenne egyenlő (vagy 4/3 [V_in] _max-mal, ha egy-komparátoros A/D átalakítót használnánk). A zérus közelében létesíthető szintek számát a rendszer zaja korlátozza, és amíg az összes D/A szintet az egyenlő relatív pontosság követelményei szerint jelöljük ki, addig ennek a rendszernek a dinamika tartománya éppen 12 dB-lel fogja felülmúlni az előbbiét. A 12. ábra a jel—zaj viszonyokat szemlélteti 17, illetve 21 szintes rendszerek esetén, amelyek mindketten adaptív algoritmust alkalmaznak.

Mint már említettük a fentebb leírt adaptív algoritmus egy adott mintavételi frekvencia esetén javítja mind a frekvencia karakterisztikát, mind a dinamika tartományt. Az algoritmus lefolyására csak a bemenőjel amplitúdójának van hatása, a frekvencia változásától független.

Továbbfejleszthetjük úgy is a rendszert, hogy az adaptív követés a bemenő frekvencián alapuljon. Az ilyen rendszer érzékeli, ha a frekvencia túllép azon a határértéken, ameddig az A/D átalakító pontosan tudja követni a bemenőjelet, és ekkor az adaptív algoritmus megszüntet néhány szintet a zérus közelében. Ez a módszer nagyfrekvenciás bemenőjelek esetén növelni fogja a zajt, de lehetővé teszi a nagyobb frekvenciás bemenőjelek követését. A rendszer ilyen irányú továbbfejlesztése érdekében a 10. ábrabeli áramkört a 13. ábrán bemutatott résszel kell kiegészíteni. Ez az áramkör a bemenőjelnek a 110 komparátor által előállított előjelbitjét összehasonlítja a 96 D/A átalakítóból érkező kvantált előjelbittel 32 mintavételi perióduson keresztül, amely utóbbiakat egy 4-bites 112 számláló számlálja meg. Ha a minták több mint 50 %-ánál különböző a kétféle előjel, ez arra utal, hogy a rendszer nem követi pontosan a bemenetet, és az adaptációt néhány szint megszüntetésével módosítani kell. Ez a rendszer lehetővé teszi, hogy az A/D átalakító először 10 aktív szintet használjon a bemenőjel követésére, majd lecsökkentse a szintek számát 8-ra, 6-ra vagy 4-re aszerint, hogy a 6-bites 114 számláló, a kétbites 116 számláló és a 118 dekódoló milyen állapotot regisztrál. Az adaptív követés feltételeit a következő táblázattal szemléltetjük:

Qo	Ol	Az adaptáció állapota
0	0	10 szintes
0	1	8 szintes
1	0	6 szintes
1	I	4 szintes

A frekvencia függvényében vizsgálva a fenti állapotok az F_s/18, F_s/14, F_s/10 és az F_s/16 frekvenciáknál kapcsolódnak át. Az F_s/16 frekvencia felett a rendszer nem követ tovább.

A rendszert úgy is lehetne módosítani, hogy az kezdetben mind a 17 (vagy 21) szintet használja, és akkor kezdje fogyasztani a szinteket, amint a követés abban áradását észleli. Ez a dinamikusan vezérelt adaptív k Ívelés gyors felfutásra képes (32 mintavételi periódus alatt), a lefutási idejét azonban a stabilitás érdekében hosszúra kell beállítani (a 6-bites 114 számláló segítségevei). A 14. ábra a 16 kHz-es jelre adott választ mutatja ezen módosítás esetén és enélkül.

A dinamika tartomány, a felbontóképesség és a jel— zaj viszony szempontjából előnyös, ha az interpoláló A'D átalakító után kapcsolt digitális átlagoló szűrő egyúttal ritkító funkciót is végez, és minden átfedést frekvencián többszörös átviteli zérushellyel rendelkezik. Ilyen szűrőt mutatunk be a 15. ábrán.

Ez a szűrő egy 120 aritmetikai processzorból, egy, az együtthatókat tároló 122 fixmemóriából, egy 124 számlálóból, valamint egy 126 összeadó- és akkumulátorból áh. A szűrő egyenlete:

, i = 22

Y_o ⁼ Σ ajXj (5) ²⁵⁶ j=o

Ez a szűrő lehetővé teszi, hogy egy végső digitális szűrő jelformálást végezzen. Ezenkívül annyi ritkító fokozatot tartalmaz, amennyi a mintavételi frekvenciának 16 kHzre - aló redukálásához szükséges.

Ez a szűrő lényegesen jobb védelmet nyújt a sávonkívüli komponensek ellen, mint egy átlagoló szűrő, és szükségtelenné tesz minden egyéb szűrőt az A/D átalakít·) előtti egyszerű, egypólusú szűrő kivételével. A szűrő egy N-edrészre történő frekvencia csökkentést több mint N szakaszos folyamatban valósít meg, és finomabb felbontást, valamint nagyobb dinamika tartományt tesz lehetővé ugyanazon A/D átalakító számára. A frekvencia red ikáló szűrőben alkalmazott több mint N-szakaszos folyamathoz egy bizonyos memória kapacitásra van szükség, ezt azonban minimálisra korlátozhatjuk, amint a 15. ábrán bemutatott kiviteli alak esetében is látható. Ez a kiviteli alak egyetlen 16 kHz-es kimenetű szűrőfokozatot alkot ellentétben a korábban leírt áramkörrel, amelyben több egyszerű szűrő több közbenső lépcsőben osztja le a mintavételi frekvenciát. Az A/D átalakító kimerele is hozzájárul a három különböző összegezés eredményeihez, amelyek a memóriába kerülnek. Továbbá az A/D átalakító kimenete 3 különböző állandóval megszorozva is hozzáadódik mindegyik összeghez. Az összegezések különböző időpontokban mindig akkor feje;ődnek be, amikor már egy újabb összegezés elkezdődött.

Az interpolatív A/D átalakítót követő FIR-szűrő tervezé ;ekor kihasználhatjuk azt a lehetőséget, hogy az A/D átalakító kimenőjelét átalakíthatjuk olyan kóddá, amely csak magányos l-eseket tartalmaz. Ilyenkor a szűrőnek csak összeadás! és léptetési (eltolási) műveleteket kell végrehajtani, és az összeadások száma megegyezik az együtthatók számával. Jóval szerényebb memória kapacitás i> elegendő, mert mindegyik mintavétel csak kevés szavat befolyásol. Például egy frekvencia-nyolcadoló 20 leágazásos szűrőben mindegyik bemeneti minta csak két vagy három másik kimeneti minta értékébe számít bele, nem pedig húsz mintáéba. Ezért az ajAxj futó-összeget megfuthatjuk és nincs szükség arra, hogy a bemeneti mintát is tároljuk. Az első összeg részére a bemeneti mint; t apvel, a második részére (a; + 8)-cal, a harmadik részé é pedig (a; + 16)-tal szorozzuk. Amikor az összegnek mind a 20 tagja összegyűlt, akkor kiléptetjük a tároló egiszterből, ami ezáltal törlődik. Az említett szor31

-11185 434 zások vagy egy teljesen párhuzamos léptető rendszer, vagy egy leágazásos léptető regiszter segítségével hajthatók végre.

A párhuzamos léptetővel és párhuzamos összeadóval megvalósított teljesen párhuzamos léptetés lehetővé g teszi, hogy mindegyik szorzás egyetlen órajelpcriódus alatt végbemenjen. Egy 20 leágazásos 32 kHz-es kimenő frekvenciájú szűrő 640 kHz-es összeadási frekvenciát igényel. Ha 2 MHz-es rendszer-órajelet használnánk, akkor az említett léptető és összeadó 1 360 000 mú'vele- q tét végezne másodpercenként. Egy egyszerű egy bites összeadókat és 10 kapuból álló sorozatot használó párhuzamos struktúrához két léptető regiszterre és összegenként egy összeadóra, vagy pedig hat léptető regiszterre és három egybítes összeadóra van szükség. Egy 16 15 bites szóhosszúság 4 MHz-es órajelet igényelne (feltételezve, hogy a mintavételi frekvencia 512 kHz-es).

A digitális jelfeldolgozáson alapuló aluláteresztő szűrő tehát alkalmas arra, hogy az A/D átalakító kimenetén fellépő nagyfrekvenciás zavaró komponenseket elnyomja 20 anélkül, hogy a sávon belüli jeleket csillapítaná. Ez a szűrő miután a belépő nagyfrekvenciás jeleket elnyomta, a kimenetén jóval kisebb mintavételi frekvenciával is képes kiadni a jelet, mint amivel azt az A/D átalakítóból kapta. Az ilyen redukáló (ritkító) szűrést az elvégzendő 25 számítások mennyiségének csökkentése érdekében általában FIR-típusú szűrőkkel valósítják meg, mert az utóbbiaknak csak a leosztott mintavételi frekvenciájú kimenő mintákat kell kiszámolni. Jóllehet a legtöbb rendszerben egyszerű átlagoló szűrőt használnak N minta átlagolására 30 és a frekvencia N-edrészére való leosztására, az átlagoló szűrési eljárás nem csillapítja kellően a sávonkívüli jeleket. Az ismert bonyolultabb szűrők ebből a szempontból megfelelőek lennének, ezeknek azonban szorzásokat és összeadásokat kell végezni és hardware problémát jelen- 35 tenek. Az alábbiak során ismertetjük a jelen találmány szerinti megoldást, amely egyszerű, kis sebességű módszert alkalmaz a bonyolult szűrési műveletek végrehajtására.

A 4. ábrával illusztrált interpoláló A/D átalakító 40 17 szintet alkalmaz, amelyekhez a 0, ±00000001, +00000011, + 00000111, + 00001111, ± 00011111, + 00111111, + 01111111 és ± 11111111 digitális kódsorozatot rendeli. Ezen kódok között azonban túl szoros összefüggés van és némi módosításra szorulnak, hogy 45 alkalmasabbá váljanak a különleges szűrőstruktúrák számára. A kód-módosítás keretében meg kell változtatni . a kódolóban lévő D/A átalakítót is, úgy hogy az a legkisebb helyiértékű (LSB) bitet megkétszerezze és hozzáadja a második bit értékét. Hyen műveletek elvégzése 50 után a D/A átalakító kimenetén az egyes szinteket a 0, ± 000000010, ± 00000010, + 000001000, + 000010000, ± 000100000, ± 001000000, ± 010000000 és ± 100000000 kódok fogják képviselni. A léptető regiszter kódjait ebbe az új digitális alakba áttevő logikai áram- 55 kört a 17. ábrán mutatjuk be. Az új kód a következő előnyökkel rendelkezik: (a) mindegyik kódban csak egyetlen 1-es (vagy egyetlen 0) szerepel, és (b) a kódsorozat tagja pontosan kétszerese az őt megelőzőnek (kivéve a zérus utáni kódot). Ezen tulajdonságok kihasz- 60 nálásával néhány egyedülálló szűrésstruktúrát lehet összeállítani. A szokásos szűrőkben általában bonyolult és költséges szorzókat és összeadókat kell alkalmazni, ez a szűrő azonban összeállítható egy egyszerű soros összeadóból, két léptető regiszterből és nyolc ÉS-kapu- 65 12 ból, amint a 17. ábrán láthatjuk. Az együtthatót képviselő 8-bites szó a 152 fix tárolóból töltődik át a 154 léptető regiszterbe és ott N bittel eltolódik a 156 kapusorozat hatására, amely egy-egy bitet kikapuz a léptető regiszterből az A/D átalakítóból kilépő kódtól függően. Amint a 154 regiszterben haladó együttható-szó M-helylyel odébb tolódik a 156 kapusorozat mentén, hozzáadódik a 158 regiszterben tárolt előző összeghez. Mszámú ilyen művelet után az illető mintavétel szorzása és felhalmozása befejeződik. Az M értéke az együttható bitjeinek számából (8), az együttható szélességéből (W) és a túlfolyási bitek számából tevődik össze. Ha a regiszterek rövidebbek (8 + W)-nél, akkor csonka eredmények keletkeznek.

Miután n számú említett felhalmozás lejátszódott, a 158 kimeneti regiszterben megtaláljuk az y₀ eredményt. Ezen eredmény kiküldése után egy új összegezés kezdődik el azzal, hogy az FG visszacsatoló kapu letiltódik egy új minta első felhalmozása számára. A szóbanforgó egyszerű soros struktúra addig működik jól, amíg a redukáló szűrő F_out/Fj_n osztási aránya azonos vagy nagyobb mint n. A legtöbb FIR-típusú frekvencia redukáló szűrő esetén az n nagyobb mint F_out/Fj_n osztási arány, és ezért minden egyes bemeneti mintának több kimeneti minta képzésében is részt kell venni.

A 18. ábrán bemutatott példában F,_n = 128 kHz, F_out — 16 kHz és n = 23. Ennek megfelelően a futó összeget az S = n F_out/Fj_n értéken kell tartam, vagyis :bben az esetben az R=3 értéken. Ez a rendszer 16 bites léptető regisztereket alkalmaz, amelyek állandóan 2,048 MHz-es órajelet kapnak, és mindegyik összegezés a. többihez képest fázisban eltolva fejeződik be 48 kHz-es gyakorisággal, úgyhogy a kész eredmények 16 kHz-es ütemben válnak hozzáférhetővé.

Ennek a szürőstruktúrának egy másik változatát épít1 etjük fel egy párhuzamos összeadó és egy multiplexer (’éptető rendszer alkalmazásával. A multiplexer (léptető rendszer segítségével a bemeneti szavat M-számú fokozatán lehet végigtolni. Ha a bemeneti szó a megfelelő együtthatót képviseli, a léptetést pedig az A/D átalakító v jzérli, akkor a multiplexer (léptető rendszer kimenete é rpen az ajXj szorzattal lesz egyenlő. A léptető kimenetéi egymásután hozzáadódnak az ajXj szorzat előző értékűhez mindaddig, amíg az előírt számú minta összegzése neg nem történt. A soros összeadós változathoz hasonló an itt is, ha a szűrő n mintát dolgoz fel, és a mintavt teli frekvencia osztásának aránya R (F_min/F_Out)> akkor minden egyes mintának n/R számú összegezésben kt 11 szerepelnie. Tehát a soros változathoz használt példa a párhuzamos változatra is alkalmazható, amelyet a 19. áírán mutatunk be. Ebben az esetben a párhuzamos aritmetikai logikai egység (ALU) és a léptető rendszer eg/éb aritmetikai műveletekre is felhasználhatók, amikor a szűrőben éppen nincsenek igénybevevő. A példánkban a processzornak három léptetést és összeadási műveletet, ke 1 végrehajtani, amelyekhez három órajelperiódusnyi idő szükséges, ha a 256 kHz-es léptetést frekvenciát, illetve a 760 kHz-es összeadási frekvenciát tekintjük. Ha ez a szűrőstruktúra például 2,048 MHz-en működik, akkor a kapacitásának csak 37,5 %-a van kihasználva, tel át sok egyéb matematikai műveletre ís felhasználható.

Az interpolatív A/D átalakító kimenete által meghajtott léptetőrendszer nem más, mint egy M bemenetű multiplexer. A 17. ábrán a léptetőrendszer egyik kapuját 15( kapusorozattal jelöltük. Az ábrából láthatjuk, hogy

-12185 434 a szinteket képviselő kódok a bennük foglalt 1-esek pozíciójától függően hogyan hajtják meg a léptetőrendszert. Ha az A/D átalakító kimenetét megfelelően átkódoljuk, akkor egy szokványos multiplexert is használhatunk. Az átkódolást egy olyan kódoló tudja elvégezni, amely érzékeli a magányos 1 -es pozícióját és az eredeti M-bites kódot egy (log₂M)-bites kóddá nyomja össze, vagyis egy

9... 15-bites kódot négybites kóddá alakít át. Ez az összenyomott kód már alkalmas a szokványos multiplexerek vezérlésére.

Ismét egy másfajta szűrőt konstruálhatunk azt a tényt felismerve, hogy az A/D konverter egymást követő kimenetei összefüggésben vannak egymással. Egy-komparátoros rendszerben a megelőző kód vagy fele, vagy kétszerese vagy pedig az inverze a jelenlegi kódnak. Kétkomparátoros rendszerben viszont egy további lehetséges állapot az, amikor az előző és a jelenlegi kód azonos. Ezen megállapítások alól egyetlen kivétel van, a zérus környezete, amelyet azonban kiküszöbölhetünk azzal, hogy a zérus kódot nem engedjük létrejönni az A/D átalakítóban (a zérusra nincs szükség, mivel azt egy azonos értékű pozitív és negatív kódok közötti oszcilláció is reprezentálhatja).

Mivel a lehetséges változások száma korlátozott (3 vagy 4), az előző állapotot egy kétbites kóddal írhatjuk le, mégpedig az x_n_i = kx_n egyenlet alapján, ahol egykomparátoros rendszer esetén a k=0,5; 2 vagy —1 értékű. Továbbá, miután egy előző minta tárolása csupán két bit tárolóhelyet igényel, egy egész sorozat mintát tudunk egyszerű módon tárolni vagy feldolgozni. A tárolást kétféle módon oldhatjuk meg: kombinációs logikával vagy fixmemóriával.

A 20. ábrán látható kombinációs áramkör főleg kis FIR-szűrők részére alkalmas. Példaképpen válasszuk a 2:1 arányú frekvencia redukciót és az alábbi kettős zéiushellyel bíró karakterisztikát:

(1 + 2 z’¹ + z’²).

Egy ilyen szűrő kombinációs úton történő megvalósítása azon a felismerésen alapul, hogy ha a jelenlegi mintát x_n-nel jelöljük, akkor az eggyel előbbit x_n-i = = k]X_n, a kettővel korábbit pedigx_n_2 ⁼ kik₂x_n alakban is előállíthatjuk.

A háromtagú sorozat összegezésekor tehát az (1 + 2kj +kjk₂) kifejezést kell kiszámítani. Mivel az egy-komparátoros interpoláló A/D átalakító esetén a k) és a k₂ a 0,5,2 vagy a -1 értéket vehetik fel, az összegezésnek 9-féle eredménye lehet, amelyek közül az egyik a valóságban nem létezhet. A végeredményt tehát a jelenlegi minta x_n értéke, valamint a k! és k₂ értékei határozzák meg. A k értékeit a léptető regisztert vezérlő logikai áramkör állítja elő kétbites szavak alakjában, amelyeknek első bitje az előjel változását, a második pedig a léptető regiszter értékének növekedését (x2), vagy csökkenését (x 0,5) jelöli. A kombinációs áramkör csekély tárolókapacitást igényel, és igen gyorsan működik, de csak a nagyon egyszerű szűrőkhöz használható. A zérus értékű mintavétel problémát okoz, mert egy további k értékre lenne szükség, és a vele való szorzatok rendhagyóak lennének. Ezért az ilyen A/D átalakítóban nem használjuk a zérust, hanem azt a + 1 és —1 közötti oszcillációval helyettesítjük. Mindazonáltal ez az intézkedés ,nem csökkenti az átalakító hatékonyságát.

Ezt a k értékek alkalmazásán alapuló módszert nagy mértékben kiterjeszthetjük egy fixmemória beiktatásával. Egy általános alakú

Y_o =A₀X₀ + A,Xj + ... A_nX„ (6) sz írőegyenletet a következő alakban is felírhatunk:

Y_o =X_o[Ao+K₁A, + K₂K,A₂+ + ... (K_nK_n_! ... K₂Kj) A_n] (7)

A fixmemóriát a K értékek segítségével címezhetjük, és az összegek tárolására használhatjuk. A betárolás után az eredményt az X_o által meghatározott n-számú pozícióval továbbléptetjük.

Példaképpen bemutatjuk a 21. ábrán látható 5 leágizásos FIR-szűrőt. A fixmemória csak 49 szavat tartalmaz, miután a 81 kombináció (3⁴) közül csak 49 lehetséges. Mindazonáltal a fixmemóriának 8 címzővezetéke van, és el van látva egy dekódolóval is, amely a 256 állapotot 49-re csökkenti. Mindegyik szavat az A_c + ΚίΑ, + Κ,Κ, A₂ +K₃K₂K,A₃ +K₄K₃K₂K₁A₄ kombináció szerint lehet előállítani. Például, ha Kj = = 1,5; K₂ = 2; K₃ = 2 és K₄ = 0,5, akkor a címezett szó értéke

Ao + 0,5A] + A₂ + 2A₃ + A₄ lesz. Az X_o negatív értékei számára az eredő szorzat investálódik. (1-es komplemens aritmetika esetén), vagy invertálódik és 1-gyel bővül (2-es komplemens esetén).

A rendszer további tökéletesítése révén lineáris fázisú szőröket is létrehozhatunk, amelyeknek az együtthatói szi nmetrikusak, vagyis A₀=A_n, A₍=A_n _i és így to\ább. A 22. ábrán egy olyan 8-leágazásos szűrőt mutatui k be, amely az együtthatókból képzett polinom két felet külön összegezi. Ennek megfelelően a fixmemória kél X értéket őriz, mégpedig az X₀-t és az X__g-at. Felírh ttjuk tehát, hogy

Y_o =Xo(A_o + K,A₎+K₂K₁A₂ +K₃K₂K,A₃) + + X_₈IA_o + (1/K₇)A,+(1/K₇K₆)A₂ + + (1/K₇K₆K_s)A₃], (8)

A logikai transzlátor az (1/K₇), (1/K₇K₆) és (1/K₇K₆K₅) értékeket megfelelően átalakítja azért, hogy ug\ anazt a fixmemóriát lehessen használni, mint az első négy együttható esetén. Ebben a 8-leágazásos rendszerber lévő fixmemóriának 27 szavat kell tárolni, köztük hat (12-bites) K-értéket és két (8...12 bites) X értéket. Ezenkívül szükség van még egy összeadóra is a két részere Imény összegezéséhez. Ez az egyetlen összeadás, amit ebfen a szűrőben el kell végezni.

Bár ebben a leírásban a jelen találmánynak csak bizonyos kiviteli alakjaival foglalkoztunk, mindamellett megjegyezzük, hogy a tárgykörben jártas szakemberek a találmányon számos változtatást és módosítást végezhetnek, valamint más kiviteli alakokat is létrehozhatnak. Ezért a mellékelt igénypontokat úgy kívánjuk megfogalmazni, hogy azok oltalmi köre minden olyan változtatási a, módosításra és kiviteli alakra kiterjedjen, ami a találmány szellemével és céljával összhangban van.

Claims (2)

1. . Interpoláló analőg-digitál átalakító, amely tartal,z integrátort, amely első és második bemenettel, valaiint kimenettel rendelkezik, első komparátort (78), amelynek első bemenete az integrátor kimenetére, második bemenete egy referencia potenciálra, kimenete pedig egy első billenőkor (92a) bemenetére van kapcsolva, léptető regisztert (79), amely előre-hátra léptető bemenettel, léptetést letiltó bemenettel, órajel bemenettel, valamint első és második adatkimenettel rendelkezik, D/A átalakítót (80), amely a léptető regiszter (79) első adatkimenetére csatlakozó adatbemenettel, előjelbit-bemenettel (SB) és az integrátor első bemenetére csatlakozó analóg kimenettel rendelkezik, azzal jellemezve, hogy el van látva egy második komparátorraí (91), amelynek első bemenete az integrátor első bemenetéhez, második bemenete a D/A átalakító (80) kimenetéhez, kimenete pedig egy második billenőkörhöz (92b) csatlakozik, továbbá egy vezérlő logikával (93), amelynek első és második bemenete az első és második billenőkor (92a, 92b) megfelelő bemenetéhez, előjelbit-kimenete a D/A átalakító (80) előjelbit-bemenetére, egyik vezérlőkimenete pedig a léptető regiszter (79) elöre-hátra-léptető bemenetére csatlakozik.
2. 2. Az 1. igénypont szerinti interpoláló analóg-digitál átalakító, azzal jellemezve, hogy az magában foglal még egy csúcsérték-tárolót (100), amelynek adatbemenete a léptető regiszter (79) második adatkimenetére csatlakozik, egy digitális komparátort (102), amelynek első adatbemenete a csúcsérték-tároló (100) adatkimenetég hez, második adatbemenete pedig a léptető regiszter (79) kimenetére van kapcsolva, és egy adaptív egységet amely a léptető regiszter (79) második adatkimenetéhez és a csúcsérték-tároló (100) adatkimenetéhez csatlakozik.

   10 . ?·, A.²· igénypont szerinti interpoláló analóg-digitál átalakító, azzal jellemezve, hogy az adaptív egység tartalmaz egy kivonót (104), amelynek első adatbemenete a léptető regiszter (79) második adatkimenetéhez, második adatbemenete pedig a csúcsérték-tároló (100) adatig kimenetéhez csatlakozik; valamint egy referens jelbemenettel (108) ellátott újabb digitális komparátort (106), amelynek adatbemenete a kivonó (104) kimenetéhez, kímenete pedig a D/A átalakító (80) bemenetére kötött előjelbit-Jogika bemenetéhez csatlakozik.

   2q 4. Az 1-3. igénypontok bármelyike szerinti interpoláló analóg-digitál átalakító, azzal jellemezve, hogy magában foglal egy automatikus nullázó egységet (94), azon belül egy első és második számlálót (98, 97), és egy, az utóbbihoz csatlakozó bemenetű, második D/A

   25 átalakítót (96), amelynek kimenete az integrátor második bemenetére van kötve.