DK161285B - Behandlingskredsloeb for taleoverfoering paa abonnentlinier - Google Patents

Description

DK 161285 B

Den foreliggende opfindelse angår et behandlingskredsløb for taleoverføring på abonnentlinier ifølge indledningen til krav 1.

Kendte telekommunikationsapparater til at omsætte 5 talesignaler til digital form med henblik på transmission indbefatter en såkaldt abonnentliniekreds SLIC (Subscriber Line Interface Circuit), som udfører en totråds til firtråds-omsætning og en liniefødning under anvendelse af transformerkoblet teknik og yderligere kredse til at udføre overvågning, 10 prøvning og ringfunktioner, sendefilter og modtagefilter af analog type og den CODEC (kodnings-dekodningskreds), som udfører den øjeblikkelige omsætning af de analoge signaler til digitale PCM-signaler og af PCM-signalerne tilbage til analoge signaler. Fabrikanter af integrerede kredse forsøger 15 for tiden at erstatte de individuelle kredsløbskomponenter med integrerede kredse, som frembringer de forskellige funktioner, som de udføres for tiden, dvs. en énkanalmonolitisk CODEC erstatter CODEC-funktionen, énkanalfiltre erstatter filterfunktionen og en monolitisk SLIC erstatter transfor-20 méren og de tilhørende komponenter. Eftersom kendte anlæg var baseret på en opbygning af anlægget, som udvikledes for et antal år siden, og som anvendte komponenter, der var tilgængelige på dette tidspunkt, kan en enkel udskiftning med komponenter, der anvender LSI-teknik, ikke udnytte denne 25 teknik til dens fulde fordel.

Kendte anlæg udfører et antal funktioner, som kan opdeles i tre hovedkategorier. (1) Højspændings-analog mellemled til abonnentlinien, (2) behandling af talesignaler omfattende totråds til firtråds omsætning, filtrering og 30 kodning, og (3) mellemled til den digitale omgivelse omfattende PCM-signalveje og styrelinier fra en processor eller styreenhed. Ved tilvejebringelse af et nyt anlæg er det rimeligt at inddele det nye anlæg i overensstemmelse med disse tekniske områder. Det analoge mellemled til abonnent-35 linien kræver både høj strøm og høj spænding og udføres derfor bedst med bipolær højspændingsteknik. Bipolær højspæn- 2

DK 161285 B

dingsteknik har ikke stor pakningstæthed, hvorfor et sådant kredsløb skal være så enkelt som muligt. Signalbehandlingen og de digitale mellemleds funktioner kan begge udføres i lavspændingsteknik. Lavspændingsteknikken består af LSI— 5 teknik med stor pakningstæthed, hvor n-kanal MOS vælges af omkostningshensyn.

For øjeblikket består signalbehandlingen af analog totråds til firtråds omsætning efterfulgt af analog filtrering, analoge eksemplerings- og holdeoperationer og analogic) til -digital eller digital- til -analogomsætning. Kompres-sions-ekspanderingsfunktionerne udføres desuden i analog-til -digital og digital- til -analog omsætterne på analog måde. Eftersom n-kanal MOS er optimal for digitale funktioner, vil det være praktisk at basere et nyt anlæg på digital 15 signalbehandling. Der har imidlertid hidtil været en vis modstand hos konstruktører af sådanne anlæg til at anvende digitale filtre, eftersom sådanne kredsløbsorganer har komplekse strukturer, der kræver stor mængde materiale og har betydelig effekttab.

20 For at virkeliggøre en digital filterstruktur kræves en analog- til -digital og en digital- til -analogomsætter. Imidlertid kræves til udførelse af talesignalbehandlingen ved abonnentlinier analog- til -digital og digital- til -analog omsættere foruden analoge filtre, så der ikke er 25 sket nogen skade ved at have sådanne omsættere. De anbringes bare i andre dele af anlægget. Digitale filtre kræver desuden en stor mængde indledende grundudgifter. Der kræves både en aritmetisk behandlingsenhed, læselager (ROM) og lager med direkte tilgang (RAM) for at virkeliggøre filtret. Et meget 30 enkelt filter kræver derfor næsten lige så meget siliciummateriale som et komplekst filter. Skønt de filtre, der kræves til abonnentliniefunktionerne, er komplekse filtre, er det digitale filter effektivt med hensyn til omkostninger sammenlignet med et analog filter.

35 Ved sammenligning af filteromkostningerne (baseret på siliciumarealet) med kompleksiteten (eller sværhedsgraden) 3

DK 161285 B

og den funktion som kræves af filteret, er det konstateret, at med filter af analog type øges omkostningerne lineært med kompleksiteten. I tilfælde med digitale filtre nedsættes omkostningerne ved yderligere at øge kompleksiteten imidler-5 tid, selv om der betales en høj begyndelsesomkostning. En grund til dette er, at digitale filtre kan multiplekse og tidsdele udstyret, hvilket analoge filtre ikke kan. Et digitalt filter behøver heller ikke nogen præcisionskomponenter, mens det analoge filter kræver et stort antal præcisionskom-10 ponenter (som eventuelt må trimmes og må have meget lav drift) for at opfylde den specificerede ydeevne. Det digitale filter kan desuden gøres mere nøjagtigt alene ved at tilføje flere bit ved beregningen i datamaskinen.

Et andet problem ved at bruge digitale filtre til 15 sådanne anvendelser har været effektudviklingen hidrørende fra den store mængde aritmetisk signalbehandling. Typiske digitale filtre kræver multiplikatorer med høj hastighed som afgiver en stor del af effekten. Telekommunikationsanlæg kræver meget lav effektudvikling, og analoge filtre tenderer 20 mod at udvikle lavere effekt end digitale filtre. Som følge heraf har kendte udførelser anvendt analoge filtre i stedet for digitale filtre.

En kendt teknik er omtalt i "ICC 80" Conference Record, bind 2, juni 8-12, 1980, side 30.4.1 - 30.4.6, L 25 Van de Meeberg m.fl. "PCM CODEC with on-chip digital filters", hvilken teknik anvendes ved indkodning af talesignaler i telefoni. I den her nævnte reference er i fig. 5 vist et blokdiagram af et PCM indkodningsorgan, og i fig. 11 er vist et PCM dekodningsorgan. PCM indkodningsorganet indbefat-30 ter analog- til -digitale omsætningsorganer forbundet med en abonnentlinie for talesignaler til eksemplering af et indgangstalesignal med en første eksempleringsfrekvens, 256 kHz, og til frembringelse af et antal digitale ord, som repræsenterer amplituden i hver eksemplering. PCM indkod-35 ningsorganet indbefatter yderligere et første signalbehandlingsorgan, et tidelingsdigitalfilter til digital filtrering 4

DK 161285 B

af den nævnte række af digitale ord og til frembringelse af et første digitalt behandlet signal med en anden eksemple-ringsfrekvens, 8 kHz, og transmissionsorganer, sammentrykningsorgan og et udgangsbufferlager til overføring af det 5 første digital behandlede signal til en ydre transmissionslinie (PCM).

På tilsvarende vis indbefatter dekodningsorganet modtageorganer, et indgangsbufferlager til modtagelse af et digitalt svarsignal med den nævnte anden eksempleringsfre-10 kvens, et andet signalbehandlingsorgan, et digitalt filter til udvidelse og interpolering, som er forbundet med modtageorganet til filtrering af svarsignalet og til udvikling af et andet digitalt behandlet signal med en tredie frekvens, 32 kHz, og digital- til -analoge omsætningsorganer, et PCM 15 kodningsorgan, 7-bit DAC, et analogt efterfilter til konvertering af det andet behandlede signal til analog form, som er egnet som udgangssignal på abonnentledningen (taler signal).

I fig. 4 i det ovenfor nævnte konferencereferat er 20 det digitale tidelingsfilter vist i diagrammet for indkodningsorganet, og det viser sig, at et koefficientfilter med fast impulssvar (FIR-filter) med en længde på 320, anvendes til nedsættelse af den modtagne eksempleringsfrekvens på 256 kHz til et udgangssignal med eksempleringsfrekvensen på 25 8 kHz.

I fig. 11 i referatet anvender det digitale interpoler ingsf ilter en længde på 40 koefficienter efterfulgt af et andet ordens analogt efterfilter, som er placeret efter PCM indkodningsorganet og 7-bit digital- til -analog omsæt-30 ningsorganet.

I en kendt PCM-CODEC, som omtales i ICC'80 Conference Record, bind 2, juni 8-11, 1980, side 30.5.1 - 30.5.6, Misawa m.fl.: "A single chip CODEC with filters-architecture", er det yderligere kendt at udøve en totrinsdecimeringsproces 35 på et modtaget deltamoduleret signal ved tilvejebringelse af to digitale transfersalfiltre i CODEC, idet en første 5

DK 161285 B

frekvens (på 2,048 MHz) nedsættes til en anden frekvens (på 16 kHz) i 2 trin.

Det er således formålet med den foreliggende opfindelse at tilvejebringe en ny signalbehandlingskreds til 5 talesignaler ved en abonnentlinie i hvilken al signalbehandling udføres efter at de indkommende talesignaler er blevet omsat til digital form, og at tilvejebringe et forbedret analog- til -digitalomsætterkredsløb til anvendelse i talesignalbehandlingsdelene af telekommunikationsapparatet, 10 samt at tilvejebringe en forbedret digital filtreringsteknik til anvendelse i signalbehandlingsdelene af et telekommunikationsapparat.

Ved den foreliggende opfindelse er der tilvejebragt et behandlingskredsløb for taleoverføring på abonnentlinier, 15 hvor nedsættelse af eksempleringsfrekvensen henholdsvis forøgelse af eksempleringsfrekvensen for de behandlede digitale signaler i modtageren og i transmissionsvejene tilvejebringes på en anden og mindreindviklet vis, end i kendte abonnentlinieanlæg.

20 Ifølge den foreliggende opfindelse udøves nedsættelsen af eksempleringsfrekvensen af de til digital form omsatte, modtagende talesignaler i mindst to trin, fortrinsvis i fire trin i opdelingsdelen af anlægget. De digitale filtre kan derfor udformes med et mindre antal koefficienter, dvs.

25 med færre multiplikatorer. F.eks. kan der anvendes tre digitale filtre hver med kun tre multiplikanter, og et filter med fem koefficienter, dvs. fem multiplikanter. En forhøjelse af eksempleringsfrekvensen i interpolationsdelen af abonnent linieanlægget kan udøves ved hjælp af tilsvarende filtre 30 med et mindre antal koefficienter. Opfindelsen er ejendommelig ved det i den kendetegnende del af krav 1 angivne.

Opfindelsen forklares i det følgende nærmere under henvisning til tegningen, på hvilken fig. 1 er et blokdiagram, som viser opbygningen af 35 en talesignalbehandlingskreds i en abonnentlinie ifølge en udførelsesfora af opfindelsen, 6

DK 161285 B

fig. 2 er et diagram som skematisk viser et FIR-fil- ter, fig. 3 og 4 er diagrammer, som skematisk viser to typer IIR-filtre, 5 fig. 5 er et blokdiagram, som skematisk viser en kendt interpolativ analog- til -digital omsætter af en sådan type, som anvendes i en udførelsesform af den foreliggende opfindelse, fig. 6a og 6b viser 3-niveauinterpolation hhv. 2-10 -niveauinterpolation ifølge den foreliggende opfindelse, fig. 7a og 7b viser virkemåden af anlægget ifølge en udførelsesform af opfindelsen, fig. 8 er et diagram som viser den frekvensafhængige forstærkningskarakteristik for en analog- til -digital omsæt-15 ter, som anvender en omsætter af den i fig. 10 viste type, fig. 9 er et blokdiagram der viser en interpolativ analog-digitalomsætter, som er modificeret i overensstemmelse med opfindelsen, fig. 10 viser en alternativ udførelsesform af en 20 interpolativ analog-digitalomsætter ifølge opfindelsen, fig. 11 viser virkemåden af den i fig. 10 viste analog-digitalomsætter , fig. 12 er et diagram, der viser signal/støj forholdene for en adaptiv analog-digitalomsætter ifølge opfindelsen, 25 fig. 13 er et blokdiagram, som skematisk viser et kredsløb til at modificere virkemåden af den i fig. 10 viste omsætter, fig. 14 er et diagram, der viser virkemåden af en omsætter med og uden den i fig. 13 viste modificering, 30 fig. 15 er et blokdiagram, som viser et digitalt decimatorfilter ifølge en udførelsesform af opfindelsen, fig. 16 viser en kredsløbsudførelse af det i fig. 15 viste filter, fig. 17 er et logikdiagram, som viser et udførelses-35 eksempel af et FIR-filter ifølge en udførelsesform af opfindelsen, 7

DK 161285 B

fig. 18 er et logikdiagram, som skematisk viser en udførelsesform af et FIR-filter med 23 udtag ifølge opfindelsen, fig. 19 er et logikdiagram, som skematisk viser et 5 parallelt adderingsfilter ifølge en udførelsesform af opfindelsen, fig. 20 er et logikdiagram, der skematisk viser en logik-kombinatorisk anvendelse af et FIR-filter med tre udtag ifølge en udførelsesform af opfindelsen, 10 fig. 21 er et blokdiagram, der skematisk viser et FIR-filter med fem udtag, hvilket filter anvender et ROM, og fig. 22 er et blokdiagram, som skematisk viser anvendelsen af et FIR-filter med otte udtag, hvilket filter anvender et ROM.

15 Under henvisning til fig. 1 på tegningen er vist et blokdiagram af en talebehandlingskreds (SLAC) 10 til en abonnentlinie til anvendelse sammen med en abonnentliniemel-lemledskreds 12. Alment består en SLAC af enheder, som danner en sendevej indeholdende et indgangsfilter 14, en analog-20 -digitalomsætter 16, digitale signalbehandlingskredse 18 og et senderegister 20. Modtagesignalvejen indeholder et modtageregister 22, en modtagesignalbehandlingskreds 24, en digital-analogomsætter 26 og et udgangsfilter 28. Desuden indgår indgangs/udgangsstyreorganer 30 foruden yderligere 25 styrekredse 32 og SLAC-styrekredse 34.

Nærmere angivet er indgangsfiltret 14 et enkelt såkaldt antifoldningsfilter ("anti-aliasing"), som anvendes til at forhindre signaler nær eksempleringsfrekvensen i at blive foldet tilbage i talebåndet under senere decimerings-30 trin. Filtret 14 skal have mindst 10 dB dæmpning ved 508 kHz (hvis eksempleringsfrekvensen Fs = 512 kHz). Dette opnås ved at anvende et filter med en enkelt pol beliggende ved 114 kHz. Forsinkelsen i dette filter er nominelt 1,4 mikrosekunder.

8

DK 161285 B

O

Som det forklares i flere detaljer nedenfor er analog-digitalomsætteren 16 en interpolativ indkoder, som eksemplerer det indkommende analoge talesignal ved en forholdsvis høj eksempleringsfrekvens eksempelvis 512 kHz 5 (eller 256 kHz) og frembringer digitale ord med flere bit, hvilke ord repræsenterer signalamplituden ved hver eksemple-ring.

Analog-digitalomsætteren skaber hovedbidraget til anlæggets ydeevne og frembringer de fleste af fejlene i 10 anlægget. Dens udførelse bestemmer signal/støjforholdet, forstærkningssporingen, tomgangskanalstøjen, den harmoniske forvrængning, signalsvaret udenfor båndet, inter-modulationsforvrængningen og kan begrænse frekvensgangen.

Signalbehandlingskredsen 18 på sendersiden inde-15 holder et par lavpas decimeringsfiltre 40 og 42, et balancefilter 44, et senderfilter 46 til dæmpning og forvrængningskorrektion (ADC), en senderkreds 48 til forstærknings-regulering, et hovedsendefilter 50 og en digital kompressionskreds 52. Som nærmere forklaret nedenfor omdanner ana-20 log-digitalomsætteren 16 også nøjagtigt signaler, hvis frekvens ligger over 3,4 kHz, og derfor må sådanne signaler dæmpes med lavpasfiltre som i sædvanlige filteranlæg. Filtreringen opnås ifølge den foreliggende opfindelse ved hjælp af en seriekobling af lavpasfiltre omfattende sådanne som 25 er vist ved 40, 42 hhv. 50. Lavpasdecimeringsfiltrene 40 og 42 er filtre til frekvensreducering. Senderfilteret 50 er ikke kun et lavpasfilter, men indeholder desuden en højpas-filterdel til at udføre en afvisning ved 60 Hz som normalt udføres som en del af antifoldningsfilteret i et telefon-30 anlæg.

Digitale filtre kræver en stor del beregning, og jo højere frekvensen er desto mere beregningsarbejde kræves, eftersom en højere beregningshastighed er påkrævet. Det er derfor vigtigt fra et økonomisk synspunkt at begrænse an- 35

O

9

DK 161285 B

tallet af beregninger og at nedsætte eksempleringshastig-heden så hurtigt som muligt. Derfor er funktionen af filtrene 40 og 42 at nedsætte eksempleringshastigheden.

Nærmere bestemt nedsætter filteret 40 eksemplerings-5 hastigheden fra 512 kHz til 32 kHz ved at udføre en lavpas-filtrering. Dette filter må sikre, at ingen signaler over 32 kHz foldes tilbage ind i pasbåndet fra 0-3,4 kHz. Desuden skal filteret 40 have en båndpaskarakteristik som er så jævn som muligt. Det er ikke nødvendigt eller særligt 10 kritisk at båndpaskarakteristikken holdes absolut jævn eftersom denne kan kompenseres i yderligere digitale filterdele. En fordel ved at anvende digitale filtre er, at eftersom disse har eksakte og præcise karakteristikker, kan andre filtre anvendes til at kompensere for virkningerne 15 af et foregående filter. Ved anvendelse af et analogt filter er det meget svært at udnytte en efterfølgende filterdel til at ophæve virkningerne af en tidligere del, eftersom filtervariationen skyldes filterkomponenterne.

32 kHz udgangssignalet fra filteret 40 føres der-20 efter til et andet lavpasdecimeringsfilter 42, som yderligere nedsætter frekvensen til 16 kHz. Dette filter må sikre, at der ikke findes nogen komposanter, som foldes tilbage i pasbåndet, og at der ved dets udgang ikke findes nogen komposanter, som kan repræsentere frekvenser større 25 end 12,6 kHz, hvilket svarer til 16 kHz minus 3,4 kHz. Skønt disse to filtre kan kombineres til én filterstruktur i den foreliggende opfindelse er de opdelt i to med henblik på at frembringe 32 kHz og 16 kHz signalpunkter til anvendelse i andre kredsløbskomponenter.

30 Hvis filtrene 46 og 48 afkobles et øjeblik frembrin ger hovedsendefilteret 50 både lavpas- og højpasfiltreringsfunktioner. Lavpasfiltreringsfunktionen tilvejebringer et lavpasfilter med en aftagende dæmpning ved 3,4 kHz til 4,6 kHz, hvilket er analogt med den funktion, som frembringes 35 10

DK 161285 B

o af analoge filtre i kendte anlæg. Desuden frembringer dette filter dæmpningskorrektion for at kompensere for virkningerne af filtrene 40 og 42 og mulige virkninger forårsagede af forfiltret 14. Filtrets højpasdel frembringer afvisning 5 ved 60 kHz og afviser mulige lavfrekvenssignaler, som ikke ønskes transmitteret i et telefonanlæg. Udgangen af filteret 50 danner en lineær kode. Valget af en lineær kode kræves for at bevare såvel et godt signal/støj forhold i anlægget som for at tillade en enkel behandling af signalerne.

10 Den digitale kompressionskreds 52 anvender en di gital algoritme til at omsætte den lineære kode til enten en ;u-lov eller en A-lov kode, som kræves i visse telefonanlæg. Hvis en udgang med lineær kode ønskes, kan denne blok afkobles i anlægget. Udgangen fra kompressionskredsen 15 føres til et senderegister 20, som, når dette styres af styresignaler, transmitteret data til en telefonomskifter, der er forbundet med sendeterminalen 53. De hidtil beskrevne funktionsenheder er til en vis måde analoge med de saadvanlige funktioner, der opnås ved hjælp af sendefiltret og analog- 20 -digitalomsætteren i kendte kredsløb. I kendte kredse er forstærkningsreguleringsorganet hidtil blevet tilvejebragt foran anlæggets sendeblok ved hjælp af en forstærker af en eller anden slags. I den viste udførelsesform udføres forstærkningsfunktionen af en forstærkningsreguleringskreds 25 48, som tilvejebringer forstærkning ved at multiplicere det digitale ord, som modtages fra decimatoren 42, med en digital konstant. Den digitale konstant kan programmeres af brugeren og kan programmeres nøjagtigt, således at forstærkningen har et meget stort variationsområde som stræk-30 ker sig fra +12 dB til praktisk taget minus uendelig, som bestemmes ved passende valg af forstærkningsstyringsord, som brugeren programmerer ind i kredsløbet.

35 11

DK 161285 B

o

Mens forstærkningen i kendte anlæg må programmeres ved hjælp af manuel indstilling af anlægget, er der i den foreliggende opfindelse, eftersom forstærkningen programmeres via en styrebus 51, ingen fysiske komponenter at 5 ændre og forstærkningen kan programmeres ved installeringen under datamaskinens styring, hvilket i høj grad sparer omkostninger og tid for fabrikanten. Balancefiltret 44 anvendes til at frembringe en hybrid-balancefunktion, som vil blive nærmere beskrevet nedenfor.

10 Med henvisning til modtagevejen danner signalerne, som modtages ved terminalen 55, indgangssignaler til modtageregisteret 22 og udgør derefter indgangssignaler til signalbehandlingskredsene 24, som indeholder en digital ekspanderingskreds 54, et hovedmodtagefilter 56, et for-15 stærkningsreguleringskredsløb 58, et modtagefilter 60 til dæmpning og korrektion af modtagesignalernes forvrængning, et par lavpasinterpolationskredse 62 og 64 samt et impedansfilter 66.

Ekspanderingskredsen 54 arbejder under indgangs-20 programstyring ved 57 med henblik på at tage enten en ji--lov eller en A-lov kode og omsætte den til en 12 eller 13 bit lineær kode som i sendedelen. Hvis styreordet viser, at indgangsordet er lineært, kan ekspanderingskredsen af-kobles. Indgangseksempleringshastigheden for anlægget er 25 8 kHz.

Formålet med modtagevejen er at forenkle modtagefiltret, som for øjeblikket må filtrere en 8 kHz kompo-sant under anvendelse af lavpasfilterteknikken. Desuden må det nuværende modtagefilter kompensere for forvræng-30 ning som forårsages af for lav eksempleringshastighed. Denne forvrængning er kendt som sin X/X forvrængning og forårsager en tilsyneladende dæmpning af signaler, når signalfrekvensen udgør en betydelig procentdel af eksemple-ringsfrekvens. Et 3,5 kHz signal i et 8 kHz eksemple-35 ringsanlæg har f.eks. omkring 2 eller 2,4 dB dæmpning, som må korrigeres.

12

DK 161285 B

O

Ifølge opfindelsen er hovedformålet dobbelt. Det ene er at udnytte filterteknik til at øge eksemplerings-hastigheden og til at bestemme alle de punkter som er nødvendige , til at opnå en meget højere eksempleringshastig-5 hed dvs. en eksempleringshastighed på 256 kHz (eller 128 kHz). Ved den højere eksempleringshastighed opnås to fordele. For det første nedsættes sin X/X forvrængningen i betydelig grad, idet denne nedsættes til en værdi, der så lille, at det ikke er nødvendigt at korrigere for den. For 10 det andet udgøres den eneste komposant som er til stede, foruden talebåndskomposanterne under 4 kHz, af eksemple-ringskomposanten.

Ved at have en eksempleringskomposant med meget høj frekvens såsom 256 kHz (eller 128 kHz) nedsættes størrel-15 sen af denne komposant i betydelig grad og er meget lettere at filtrere bort, fordi modtagefilteret 56 må have en jævn karakteristik for talebåndssignaler og en stor dæmpning ved eksempleringshastigheden. Jo højere eksemple-ringshastigheden er, desto lettere er det at udforme fil- 20 tret på grund af den større forskel mellem pasbåndet og filtrets stopbånd.

Filtrering udføres ifølge den foreliggende opfindelse under anvendelse af de tre filtre 56, 62 og 64. Hov- edmodtagefiltret 56 er et lavpasfilter svarende til lav-25 paskomposanten i filtret 50 og arbejder ved 16 kHz, medens højpasdelen i filteret 50 arbejder ved 8 kHz. Filtret 56 modtager et 8 kHz signal, men afgiver et 16 kHz signal på udgangen. Det må derfor have en betydelig dæmpning i båndet mellem 4,6 kHz og 8 kHz for at afvise eventuelle fold- 30 · nmgsfrekvenser og for at afvise den som følge af eksemple-ringshastigheden optrædende 8 kHz komposant. Sendefiltret 50 er både et lavpas og et højpasfilter, medens filtret 56 kun er et lavpasfilter.

35

13 DK 161285 B

O

Grunden til at der findes lav- og højpaskomposanter i sendefiltreret og kun en lavpaskomposant i modtagefilteret er, at det i sendevejen er let at opfange 60 Hz signaler i USA og 50 Hz signaler i Europa, eftersom signalerne 5 modtages fra en telefonlinie og sådanne linier strækker sig langs med stærkstrømledninger. Nogle af disse 50 eller 60 Hz signaler føres uheldigvis ind i telefonanlægget. Højpas filterdelen 50 er udformet til at spærre for 60 Hz signalerne, og når der først er blevet spærret for signalerne 10 og anlægget er af digital udformning, findes der ingen måde, hvorpå 60 Hz signalerne kan tilføres til efterfølgende digitale dele. Som følge heraf er der ikke noget behov for et 60 Hz filter i modtagevejen.

Udgangen af filteret 56 danner indgangen til en 15 forstærkningsreguleringskreds 58 og derefter til et modtagefilter 60 til dæmpningskorrektion (ADC), hvilke filtre begge bliver beskrevet yderligere nedenfor.

Den første lavpasinterpolatorkreds 62 modtager et 16 kHz indgangssignal fra kredsen 58 og danner et 32 kHz 20 udgangssignal. Den arbejder som et lavpasfilter, hvilket har til formål at dæmpe 16 kHz komposanten stærkt. Eftersom udgangen er ved 32 kHz indfører dette filter en 32 kHz komposant.

Den anden lavpasinterpolatorkreds 64 er også et lav- nc pasfilter, som ved sin udgang afgiver enten et 256 kHz (eller 128 kHz) signal i det foreliggende anlæg med henblik på at opnå lavpasfiltrering af 32 kHz komposanterne og med henblik på at indføre visse komposanter af mindre størrelse ved de højere frekvenser. Filtrene 62 og 64 udfører hoved- 30 sagelig filtreringen af de høje frekvenskomposanter. Hvis de ikke er fuldstændigt jævne i pasbåndet kan en sådan opførsel i høj grad forudses og kan kompenseres ved hjælp af filtret 56, som i det foreliggende anlæg udfører denne funktion eftersom filtrene 62 og 64 dæmper visse af sig-35 nalerne i højfrekvensenden af pasbåndet dvs. omkring 2 el- 14

O

DK 161285 B

ler 3 kHz. Derfor er filtret 56 forsynet med et kompensationsnetværk, som kompenserer for den af filtrene 62 og 64 frembragte dæmpning.

Udgangen af filteret 64 føres derefter til digital- c -analogomsætteren 26, som omsætter signalerne til analog form og leder den gennem udgangsfilteret 28. I telefonanlæg må højfrekvenskomposanterne ligge mindst 28 dB under lavfrekvenskomposanterne. Med en eksempleringsfrekvens på 256 kHz er signalet 28 dB lavere end komposanten ved 10 3,4 kHz. Teoretisk set behøves altså ikke noget efterfølg ende filter eller udglatningsfilter. Imidlertid indgår filtret 28 i det foreliggende anlæg af sikkerhedsgrunde.

Digitale filtre er komplicerede aritmetiske signalbehandlingskredse, som virkeliggør . den grundlæggende 15 filterligning

Yi = a0 + al Z + a2 Z * ·“ an Z Xi (1) 1 + b. Z"1 + b0 Z"2 + ... b Z~m Li m 20 hvori X^ repræsenterer indgangsprøven og Y^ repræsenterer udgangsprøven.

I fig. 2 vises skematisk et FIR-filter med 8 udtag, som undertiden omtales som et transversal eller ikke- -rekursivt filter, som indeholder syv lagrings- eller forsin-25 kelsesenheder 68, otte multiplikatorer 69 og syv additionsenheder 70. Som det fremgår, virkeliggør denne kreds filtre af den form, der er repræsenteret ved ligningen YQ = AQ XQ + Αχ Χ_χ + A2· X_2 + ... A7 X? (2) hvor Aq-A7 repræsenterer udtagskoefficienterne til indgangene af multiplikatorerne 69, og Xq-X7 repræsenterer den øjeblikkelige og de forsinkede indgangsværdier af X, som skal 35 multipliceres med de pågældende udtagskoefficienter.

O

15 DK 161285 B

Den viste udtagsindretning med otte udtag er ubetinget stabil i den betydning, at den ikke har nogen tilbagekobling og at udgangsværdien kun er en funktion af et tidligere sæt indgangsværdier.

5 I fig. 3 er vist et IIR-filter af kanonisk form, som undertiden omtales som et andet ordens rekursivt filter og som indeholder to forsinkelsesenheder 71, fire additionsenheder 72 og fire multiplikatorenheder 73. Denne kreds kan anvendes til skematisk at repræsentere et fil-10 ter, som har ligningen X0 = X0 + A0 X-1 + A-2 X + B0 X-1 + B1 X-2 <3) og er egnet til brug som lavpasfilter. Dette filter er i 15 almindelighed meget mere effektivt end FIR-filtret (kun to lagerenheder), har stejlere forløbende afskæring osv.

I fig. 4 vises skematisk et IIR-filter. Denne kredsløbskomponent er egnet til at anvendes som et højpasfilter, der har ligningen 20

Yq = X0 + (ΑΧ - B0) X ·· + A0 X ' -1 (4) hvor,

x0'= X0 + - B0X

og

25 X "o = B0X'-1 + B1X

Bemærk at dette filter indeholder to forsinkelsesenheder 74, 6 multiplikatorer 75 og 5 additionskredse 76.

Et filter kan anses for at have et begrænset im-30 pulssvar (FIR) hvis i ligningen (1) alle b^=0, og iøvrigt anses for at have et ubegrænset impulssvar (IIR). IIR-fil-tre har tilbøjelighed til at være mere effektive, idet en 35

O

16

DK 161285 B

filterkarakteristik kan virkeliggøres med et færre antal koefficienter. Den grundlæggende vurdering vedrørende filtre består i det samlede antal multiplikationer og additioner pr. sekund, det samlede lageromfang, som kræves for 5 at lagre indgangs- og udgangsprøver (RAM) og det samlede lager, som kræves for at lagre koefficienterne (ROM).

For at opnå maksimal virkningsgrad skal filtrene arbejde ved en så lav eksempleringshastighed som muligt.

Dette gælder for både FIR- og IIR-filtre. IIR-enheder kræ-10 ver flere koefficienter til at virkeliggøre filtre, når eksempleringshastigheden vokser. Det er en kendsgerning, at antallet af koefficienter tilnærmelsesvis fordobles når eksempleringshastigheden fordobles. Således vokser antallet af RAM og ROM lineært, når eksempleringshastigheden 15 vokser, og den aritmetiske hastighed vokser med kvadratet på eksempleringshastighedens forøgelse (højere beregningshastighed gange større antal beregninger). IIR-filtret kræver ikke flere koefficienter, når eksempleringshastigheden vokser, men kræver større ordlængde, således at beregnin-20 gen tager længere tid (ved anvendelse af serie/parallel- multiplikatorer) og beregningshastigheden vokser med eksempleringshastigheden .

Det korrekte valg ud fra et rent opbygningsmæssigt synspunkt ser ud til at være at forsøge på at nedsætte an-25 læggets eksempleringshastighed ved at anvende et lavpas-filter, hvis stopbånd begynder ved en frekvens, som er meget lavere end F /2. Hvis eksempelvis et lavpasfilter fjer-ner alle komposanter under F /16, kan filtrets udgangssignal be-

O

skrives ved et system med en eksempleringshastighed på 30 F /8 dvs. 2 x F /16. Denne nedsættelse i eksempleringshas-

o S

tigheden opnås ved at anvende hver ottende udgang fra filtret og udelade de syv andre. Bemærk at i en interpolativ A/D-omsætter overeksempleres data med 32-64 gange den interessante frekvens, således at det filter, der kræves 35 til at begrænse signalet til F /16, stadig er forholdsvis enkelt. Ved telefontypeanvendelse kan eksempleringsfrekvensen

O

17

DK 161285 B

nedsættes fra 512 kHz til 32 kHz med et lavpasfilter, hvis stopbånd begynder ved 16 kHz. Eftersom pasbåndet slutter ved 3,4 kHz, er dette filter meget enklere end det filter, som kræves til at udføre de foreliggende lavpasfilter-5 funktioner (det har et stopbånd på 4,6 kHz).

Lavpasfilteret virkeliggøres bedst som et FIR-fil-ter. Denne slutning baseres på følgende ræsonnement. Et IIR--filter, der anvendes som lavpasfilter til nedsættelse af eksempleringshastigheden (decimator), må arbejde ved eksemp-10 leringshastigheden, beregne resultaterne ved den først anvendte eksempleringshastighed og derefter forkaste syv af otte resultater. Alle resultater må beregnes, fordi hvert resultat er nødvendigt til at beregne næste resultat. Lavpasfilteret kan imidlertid være et anden ordens filter, men 15 . kræver fem koefficienter eller fem multiplikationer og fem additioner hvert fjerde mikrosekund eller en multipli- ceringsfrekvens på 2,5 MHz og en adderingsfrekvens på 2 MHz. Et FIR-filter behøver kun at beregne hvert ottende resultat. Det behøver ikke at beregne de syv uudnyttede 20 resultater, eftersom de ikke er nødvendige ved beregningen af den fortsatte eksemplering. Et filter med tyve koefficienter kan virkeliggøres hvilket kræver tyve multiplikatorer og ti additionskredse ved 32 kHz. Multipliceringsfrekvensen nedsættes til 1,28 kHz og adderingsfr ekvensen er 25 1,204 kHz. Endvidere kan det vises, at den nødvendige lager plads er sammenlignelig og FIR-filtret kan virkeliggøres med en enkel seriel adderingsstruktur for at spare kredsløbskomponenter .

Den mest komplicerede funktion i det digitale fil-30 ter er multiplikationen. Multiplikatorer kan kræve en stor mængde kredsløbskomponenter for at kunne virkeliggøres og har betydelig effektforbrug. Som angivet ovenfor kræver et de-cimatorfilter meget høje multiplikatorfrekvenser på 1,2 MHz til 2,25 MHz. Multiplikationen udføres normalt i en helparal-35 lel kombinationskreds, som behøver en stor mængde kredsløbskomponenter, eller udføres som en serie-parallel funktion

DK 161285 B

O

18 med additioner og skift. Serie-parallelmultiplikatoren kræver et N-bit skifteregister, N + M-bit adderingskredse og N klokperioder til at udføre en N x M multiplicering. Ingen af disse måder er imidlertid et godt valg for en LSI-5 -behandlingskreds.

En lovende teknik kaldes kort-ord optimering. Ved anvendelse af denne teknik gøres antallet af éttaller i koefficienterne mindst mulig og multiplikationen kræver kun additioner, når der optræder et ettal. Med eksempelvis 10 skifteregister og en koefficient med 12 bit, som kun indeholder tre éttaller, kan en multiplicering udføres i løbet af 3 klokperioder ved at se bort fra alle sådanne additioner, hvor nuller optræder i koefficienten. Teknikken til at forenkle koefficienterne er temmelig kompleks og kræver 15 i nogen grad kompromis med hensyn til filteret (dette kan kompenseres ved at forøge dets kompleksitet). FIR-filtre, som har flere koefficienter, har mindre følsomhed overfor koefficientforenkling til trods for at et IIR-filter, der er opbygget ved hjælp af filtre med lav følsomhed, også 20 kan have god ufølsomhed overfor koefficientforenkling.

Eftersom den interpolative anlog-digitalomsætter er et i høj grad overeksempleret anlæg, hvori den information, der har interesse, findes i et lavere frekvensbånd end ved anlæggets udgang, kræves digitale filtre som vist 25 ved 40, 42, 46 og 50 i fig. 1 for at fjerne de højfrekvente fejlkomposanter, som dannes i omsætteren, med henblik på at danne middelværdi og udglatte de lave frekvenskomposanter og foretage eventuel anden påkrævet lavfrekvensfiltrering. Den digitale filtrering kan opnås ved hjælp af et stort antal 30 opbygninger, som anvender begrænset impulssvar (FIR)- og/-eller ubestemt impulssvar (IIR)-filtre til at virkeliggøre anlægget.

I kredsløbets foretrukne udførelsesform, der er vist i fig. 1 på tegningen, omfatter lavpasdecimatoren 40 35 et FIR-filter med fire udtag og to FIR-filtre med tre udtag, hvorved det første nedsætter 512 kHz til 128 kHz, og 19

DK 161285 B

O

det andet nedsætter 128 kHz signalet til 64 kHz og det tredje nedsætter 64 kHz signalet til 32 kHz. Den anden lavpasdecimator 42 er udført som et FIR-filter med fem udtag, hvilket filter nedsætter 32 kHz signalet til 16 kHz, 5 idet sende-ADC-filtret er et FIR-filter med otte udtag.

Sendefiltret 48 til forstærkningsregulering er et FIR-filter med otte udtag, og hovedsendefilteret 50 er et IIR-filter med tre udtag, som indeholder to lavpasfiltre af kanonisk form og et højpasfilter af koblet form. Hovedsendefilteret 10 nedsætter 16 kHz signalet til 8 kHz. Balancefilteret 44 er et FIR-filter med otte udtag.

Anlægget fører både det indkommende talesignal og en del af det udgående (modtage) signal til indgangsfiltret 14. Men eftersom det frembragte udgående signal er kendt 15 ligesom den tid, der kræves for at det skal komme tilbage gennem anlægget, kan balancefilteret 44 anvendes til at frembringe et ophævesignal, som, når det adderes til sendevejen ved 45, ophæver retursignalet. Selv om liniekarakteristikken ikke er kendt til at begynde med er anlæggets ΟΛ karakteristik kendt. Imidlertid kan brugeren bestemme liniekarakteristikken og programmere filteret 44 med henblik på at tilvejebringe korrekt balance, og eftersom filteret 44 er programmerbart på digital form, kan en sådan ophævelse frembringes meget nøjagtigt.

25

Hovedmodtagefilteret 56 omfatter to kanoniske IIR--lavpasfiltre, som forøger det modtagne signals frekvens fra 8 kHz til 16 kHz. Modtagefiltret 58 til forstærkningsregulering består af et FIR-filter med et udtag, modtage--ADC-filtret 60 består af et FIR-filter med otte udtag, ΟΛ og lavpasinterpolatoren 62 består af et FIR-filter med fem udtag, som forøger 16 kHz udgangssignalet fra filteret 60 til 32 kHz. Den anden lavpasinterpolator består af tre FIR- -filtre med hver tre udtag, hvilke filtre forøger 32 kHz signalet til 64 kHz, 128 kHz hhv. 512 kHz.

Impedansfilteret 66 er et FIR-filter med fire (eller otte) udtag, hvilket filter anvendes som tilpasning til liniekarakteristiken. Nærmere bestemt kan impedansfilteret 66 35 0 20

DK 161285 B

anvendes til at modificere anlæggets indgangsimpedans set fra anlæggets 2-trådsindgangsport. Filtret 66 fører effektivt spændingen, som frembringes ved indgangsporten, tilbage og ind til det indkommende signal. Hvis dette udføres 5 med korrekt amplitude og polaritet, kan værdien af den effektive indgangsimpedans ændres med henblik på tilpasning til telefonliniens karakteristiske impedans. Styring af impedansen af filtret 66 gør det således muligt at spærre for ekko og at tilpasse forskellige indkommende linier.

10 Ved at modificere indgangsimpedansen gøres anlæggets forstærkning imidlertid frekvensfølsom. Sende- og modtage--ADC-filtrene 46 hhv. 60 kan programmeres til at kompensere for en hvilken som helst sådan dæmpningsforvrængning, som frembringes ved anvendelse af filtret 66. Forstærkningsre-15 guleringsfiltrene kan desuden anvendes til at tilføre indbyggede tab med henblik på eliminering af transmissions-problemer såsom ringning og oscillering.

Prøvesløjfen 67 er tilvejebragt for at muliggøre afprøvning af enten kredsløbet eller linien og kan anven-20 des til at lette valget af koefficienter til forskellige filtre.

SLAC-kredsen omfatter også en mellemledskreds 32 til seriestyring af en digital datamaskine og til programmering af et antal funktioner i kredsløbet. Mellemleds-25 kredsen har også en serie styrebus 33, som anvendes til at programmere sende- og styretidsslidserne for SLAC samt for at indstille sende og modtageforstærkningen af kredsløbet.

Den har endvidere en effektsænkningsfunktion. Tidsindgangene omfatter en dataklok DCLK, en dataindgang DIN, en 30 dataudgang DOUT og et såkaldt chip-select CS til serie-mellemledskredsen, en hovedklok MCLK til tidsstyring af ALU-kredsene, sende- og modtageklokker CLKX og CLKR, sende- og modtagerammesynkroniseringsimpulser FSX og FSR og en tidsslidsekreds TSC for mellemleddet til PCM-anlægget.

35 Tildelingen af tidsslidser sker med hensyn til rammesynkroniseringsimpulserne FS. Når sendevejen aktiveres, an-

O

21

DK 161285 B

tager et udtag på tidsslidsekredsen (TSC) en lav tilstand med henblik på at drive et buffertrin med tre tilstande, hvis dette kræves i anlægget. PCM-buffertrin i sende- og modtagevejen har særskilte klokindgange for at kunne ar-5 bejde asynkront, men i de fleste anlæg anvendes fælles sende- og modtageklokker. Rammesynkroniseringsimpulserne er også særskilte for sending og modtagelse, men i de fleste anlæg anvendes en fælles impuls, og hvis der kræves forskellige tidsslidser, kan dette indprogrammeres på styreindgan-10 gen for valg af tidsslidse.

Når seriestyrebussen 33 anvendes, indprogrammeres information om sende- og modtagetidssløjferne i kredsløbet for at bestemme, hvornår dette skal sende og modtage data, koefficienterne til impedansfilteret 66, balancefilteret 15 44, sende-ADC-filtret 46 og modtage-ADC-filtret 60 program meres alle med en byte ad gangen, hvorved koefficienterne til regulering af sende- og modtageforstærkningen også programmeres ind. Samtlige disse data kan udlæses på DOUT--linien i bussen 33 i afhængighed af passende styring. Des-20 uden kan kredsløbet programmeres til specielle konfigurationer ved at anvende bussen 33. Eksempelvis kan kredsløbet være udført til at arbejde med ;a-lov, A-lov eller lineær kodning.

Endvidere kan de fire programmerbare filtre 44, 46, 25 60 og 66 indstilles til at udelukke værdier, dvs. impedans filteret 66 og balancefilteret 44 kan indstilles på 0 og de to ADC-filtre 46 og 60 kan indstilles på 1. Filtrene 48 og 58 til forstærkningsregulering har såkaldte standardværdier, som kan indstilles til 1. Filtret 58 til regulering 30 af modtageforstærkningen har også en anden stalidardværdi på 0 til at afbryde modtagevejen.

Prøvetilstanden indstilles ved at indprogrammere en kommando, som modificerer indgangen til de forskellige filtre, dvs. at udgangen af lavpasinterpolatoren 64 føres 35 til lavpasdecimatoren 40 med henblik på digital sløjfetilbageføring, og til analog sløjfetilbageføring ledes ud-

O

22

DK 161285 B

gangsværdien fra analog-digitalomsætteren 16 til digital--analogomsætteren 26. Disse arbejdsoperationer udføres naturligvis under programstyring. En yderligere egenskab ved kredsløbet er, at der over udgangen til SLIC er anbragt 5 en TTL-låsekreds med hvilken udgangene kan programmeres via styreord på seriemellemledsbussen 33.

Med henvisning til fig. 5 på tegningen vises et skematisk blokdiagram over en forenklet udgave af en kendt interpolativ indkoder af den type som anvendes til at vir-10 keliggøre den i fig. 1 viste analog-digitalomsætter 16.

I den grundlæggende kodesløjfe anvendes negativ tilbagekobling til at gøre den gennemsnitlige forskel mellem den analoge indgang x(t) og dens kvantiserede repræsentation q(t) så lille som muligt. Forskellen mellem x(t) og q(t) 15 integreres og adderes til øjebliksværdien af forskellen mellem x(t) og q(t) ved hjælp af en integrationsforstærker 77, og resultatets polaritet detekteres af en komparator 78. Udgangen af komparatoren 78 er forbundet med en skiftestyrelogik 79, som anviser en forøgelse eller formindskelse 20 i det kvantiserede signal q(t) som frembringes af en digi-tal-analogomsætter (DAC) 80. I den foretrukne udførelsesform omfatter logikken 79 et 8-bit tovejs skifteregister, som arbejder som en digitalakkumulator fyldt med éttaller i bunden (den mindst betydende bit-LSB) og nuller foroven.

25 Når registret fyldes med logiske éttaller, forøges kvan-tiseringsgraden.

Kvantiseringspolariteten overvåges også af logikken 79 og danner en udgang i form af en fortegnsbit SB på linien 81. Denne størrelse danner en udgang på linierne 78.

30 Yderligere detaljer og funktionsmæssige egenskaber for en kreds svarende til den som er vist kan findes i en artikel af Bruce A. Wooley og James L. Henry med titlen "An integrated Per-Channel PCM Encoder Based On Interpolation", siderne 14-20 IEEE Journal of Solid State Circuits 35 bind SC 14, nr. 1, februar 1979.

O

23

DK 161285 B

Selv om den ovenfor beskrevne interpolative ana-log-digitalomsætter og andre beskrevne i den kendte teknik kan anvendes i et anlæg ifølge den foreliggende opfindelse, er sådanne omsættere behæftede med adskillige ulemper. Ef-5 tersom komparatorens udgang eksempleres ved frekvensen F (hvilket er meget større end det indgangsfrekvensområde der har interesse) og anvendes til at styre skifteregistret med henblik på at bestemme en ny kvantiseret udgang, må DAC-udgangen ændres ved hver eksemplering eftersom en Ι-ΙΟ -bitkode kun tillader to tilstande, dvs. forøgelse eller formindskelse, og tillader ikke nogen tilstand, hvor digi-tal-analogomsætterens udgang forbliver konstant. Nærmere bestemt tillader skifteregisterstyringen kun at omsætterens indgange er 0, + 00000001, + 00000011, + 00000111, 15 + 00001111, + 00011111, + 00111111, + 01111111 eller + 11111111. Som påpeget i Candy m.fl., "A Per-Channel A/D Converter Having 15-Segment ^-255 Companding", siderne 33-42, IEEE Trans. On Communications, bind com-24, nr. 1, januar 1976, er disse koder blevet valgt for at svare til 20 4/3 x slutpunkterne af /i-lovkodekarakteristikken, således at middelværdien af hvilke som helst to punkter = slutpunktet i en ^-lovkode. Skifteregistrets styrekreds tillader kun 17 niveauer i systemet, dvs. otte positive niveauer, otte negative niveauer og nul. Tilbagekoblingssløjfen 25 bevirker, at analog-digitalomsætteren forsøger at tvinge integratorudgangen mod nul, således at integralet af q(t) prøver at blive lig med integralet af x(t) .

For indgangsjævnspændingssignaler med korrekt dæmpning indstillet ved hjælp af modstanden R og kondensatoren 30 c frembringer anlægget et mønster som det, der er vist i fig. 6a, som er en oscillering over tre niveauer omkring indgangssignalet. Forfatterne beskriver et 156 kHz anlæg, i hvilket 32 eksempleringsprøver effektivt middelværdidannes to trin ad gangen. Hvert af de to trin middelværdi-35 dannes ved at tage den lavere værdi af de to aflæste og bortkaste skalleringsfaktoren 4/3. Hvis eksempelvis en af-

O

24

DK 161285 B

læsning er 4/3 af slutpunktet n, er næste lavere aflæsning 2/3 af slutpunktet n, og middelværdien er slutpunktet n, som er samme kode som den lavere aflæsning. Denne middelværdi nedsætter antallet af eksempleringsprøver til 16, 5 og der dannes middelværdi af dem i en parallel 12-bit ad-deringskreds for at give et resultat med 12 bit. Opløsningen i adderingskredsen er en funktion af antallet af eksempleringsprøver (N), over hvilke der er dannet middelværdi, samt af opløsningen i hver eksempleringsprøve, dvs. log 10 x opløsningen af en særskilt eksempleringsprøve = resultatets opløsningsevne.

Kawahara m.fl. og andre har også beskrevet anvendelsen af et 512 kHz, hvori middelværdien kun dannes ned til 32 kHz. Alle disse anlæg udviser imidlertid flere pro-15 blemer, hvis årsager nu skal diskuteres sammen med de foreslåede løsninger ifølge den foreliggende opfindelse.

1. Frekvensafhængig forstærkning. Med hensyn til dette problem er eksempleringshastigheden og antallet af niveauer i omsætteren de grundlæggende begrænsninger for anlægget.

20 Når indgangsfrekvensen forøges har anlægget større vanskelighed med at følge signalet som vist i figurerne 7a og 7b.

Som det fremgår af fig. 7a følger anlægget temmelig godt med ved 250 Hz. Når imidlertid frekvensen forøges til 4 kHz bliver det vanskeligere at følge signalet, hvilket er 25 vist i fig. 7b. For et signal som skal gå fra plus fuld skala til minus fuld skala kræves en tid (2M - 1) T, og den maksimale frekvens ved fuld amplitude som anlægget kan frembringe er F /2(2M - 1). For 8-niveauanlægget er den-ne frekvens Fg/30. Nær disse frekvenser frembringes imid-30 lertid fejl. Selv ved lavere frekvenser er signalforvræng-ningen betydende. En frekvensafhængig forstærkning kan iagttages ved at måle analog-digitalomsætterens udgangs-komposant ved indgangssignalfrekvensen, og resultatet for en 256 kHz eksempleringshastighed ved et 8-niveauanlæg er 35 vist i fig. 8. Ved forøgelse af eksempleringshastigheden til 512 kHz forbedres svaret ved lave frekvenser, men frek-

O

25

DK 161285 B

vensafhængige forstærkninger optræder stadig ved højere frekvenser. Dette kan forårsage mærkbare problemer i anlægget, hvis dette ikke korrigeres.

2. Jævnspændingssignaler begrænses som funktion af 5 eksempleringshastigheden. Begrænset jævnspændingsopløsning skyldes forskellen mellem niveauerne og det antal eksemple-ringsprøver, hvorover der er dannet middelværdi. I det ovenfor beskrevne anlæg repræsenterer hvert andet niveau et niveau midt mellem to niveauer. 3-Niveauoscilleringen i 10 fig. 6a kan erstattes med en 2-niveauoscillator ved F /2 s som er vist i fig. 6b. De to niveauer er skilt fra hinanden efter forholdet 2:1 og opløsningen bestemmes af antallet af eksempleringsprøver, hvorover der er dannet middelværdi. I fremgangsmåden ifølge Candy m.fl. dannes der middel-15 værdi over 16 eksempleringsprøver, således at signalopløsningen approksimativt er lig med en til 32 eller svarende til den opløsning der opnås ved at følge ja-lov eller A-lov praksis. En højere eksempleringshastighed dvs. 512 kHz ville muliggøre, at der kunne dannes middelværdi over 20 dobbelt så mange eksempleringsprøver og ville muliggøre højere opløsning dvs. 1:64. Disse anlægs opløsning kan siges at være 1:(FS/Fud), hvor Fu£ er udgangseksemplerings-frekvensen.

3. Det dynamiske område begrænses som funktion af 25 eksempleringshastigheden. Et begrænset dynamikområde er et problem som svarer til problemet med begrænset opløsning. Dynamikområdet er forholdet mellem det laveste opløste niveau og det højeste. Det lavest opløste niveau er nær 0 og er XQ (FU(^/FS) / hvor XQ = udgangen for koden

M

30 00000001. Det højeste niveau er 2 · Xq, hvor M er antal let af niveauer (positiv eller negativ) i digital-analog-omsætteren. Dynamikområdet er derfor 2 · Fg/Fucj og kan forøges ved enten at forøge M eller F . Hvis imidlertid

O

M forøges uden at ændre F , aftager den frekvens, ved hvil-

S

35 ken der opstår problemer med at følge signalet.

O

26

DK 161285 B

4. Begrænset høj frekvenssignalydeevne. Når højfrekvenssignaler, der ikke kan følges, tilføres omsætteren, har udgangen tilbøjelighed til at falde ud og dreje 180° ud af fase med indgangen. Under visse omstændigheder kan 5 selv signaler indenfor båndet (lavfrekvens) frembringes af den tilstand, der ikke følger signalet, hvilke signaler er mindre end -30 dB under indgangsniveauet.

5. Signaler udenfor båndet frembringer signalkomposan-ter indenfor båndet. Det middelværdidannende digitale fil- 10 ter, som anvendes i det ovenfor beskrevne kredsløb, er ikke den optimale konfiguration, eftersom det ikke helt bortfiltrerer alle signaler udenfor båndet og desuden kan bevirke foldning af signalet udenfor båndet ind i pasbåndet. Signaler udenfor båndet frembringes ikke kun af indgangs-15 signaler udenfor båndet, men også af analog-digitalomsæt-terens omskiftefunktion ved den høje eksempleringsfrekvens på 256 kHz eller 512 kHz. Signaler mellem 4 og 8 kHz dæmpes ikke tilstrækkeligt og bliver foldet tilbage i pasbåndet (det antages at pasbåndet er beliggende mellem 0 20 og 3,4 kHz). Signaler nær 12 kHz bliver også foldet tilbage i pasbåndet med kun -13 dB's dæmpning. Det synes derfor som om denne analog-digitalomsætter behøver et forfilter med høj præcision for at være nyttigt ved behandling af talebåndssignaler.

25 Analog-digitalomsættere frembringer signaler, uden for båndet i et område -20 til -50 dB under indgangsniveauet, og visse af disse signaler bliver foldet tilbage med mindre en -30 dB's dæmpning og forøger støjen indenfor båndet. De kan også forøge anlæggets signal/støjforhold. Interpola-30 toren med 512 kHz indgangssignal og det middelværdidannende filter med 32 kHz udgangssignal har bedre ydeevne. Dette filter kræver en kompleks filtrering bagefter, men kan eliminere alt bortset fra et enkelt forfilter. Signaler, som ligger indenfor båndet 32 til 36 kHz, 60 til 68 kHz, osv., 35 foldes stadig direkte ind i pasbåndet og derfor kræves højere dæmpning indenfor disse bånd.

O

27

DK 161285 B

Med henvisning til fig. 9 på tegningen vises en forbedring af den i fig. 5 viste analog-digitalomsætter.

Selv om denne er noget forenklet i sin udformning, er den del af kredsløbet, som ligger indenfor de punkterede 5 linier 90, i det væsentlige samme kredsløb som er vist i fig. 5. Ifølge den foreliggende opfindelse er tilføjet en anden komparator 91, en flip-flop 92 og yderligere styrelogik 93 med henblik på at frembringe en 2-bit kode i stedet for den 1-bit kode, som frembringes af udførelseseksemp-10 let i fig. 2, og en digital automatisk nulstillingskreds 94 tilføjet for at addere en offsetspænding til forstærkeren 77.

Den yderligere komparator 91 anvendes til at eksemp-lere den øjeblikkelige forskel mellem indgangen x(t) og 15 den kvantiserede udgang q(t). Dæmpningsmodstanden R behøves ikke længere og vises kortsluttet ved hjælp af en linie 95. Som følge heraf sammenligner den oprindelige komparator 78 kun integralet af delta-signalet (x(t)-q(t)). De to komparatorsystemer har ingen over- eller undersving (ud-20 over et niveau) og behøver ingen analog dæmpning.

Med kun en komparator var kun to nye tilstande mulige nemlig en forøgelse eller en formindskelse af den foregående værdi. Med to komparatorer er det muligt for x(t) at have fire mulige nye tilstande. De ekstra tilstan-25 de kan være en forøgelse (eller en formindskelse) med et større (eller mindre) beløb eller være de samme. I det foreliggende anlæg bevirker den ekstra tilstand kun at udgangen forbliver konstant. Evnen til at forblive ved et særligt niveau sikrer, at anlægget for et jævnspændings-30 indgangssignal kommer til at oscillere mellem de to niveauer, som omgiver indgangssignalet, og som ændres med eksemple-ringshastigheden. Dette er en forbedring i sammenligning med anlægget med én komparator, der, som vist i fig. 6b, kun kan reduceres til en 2-niveauoscillation med den halve 35 eksempleringshastighed. Den anden komparator giver en effektiv fordobling af information (for jævnspændingssigna-

O

28

DK 161285 B

ler) og frembringer 6 dB større dynamikområde og 6 dB større opløsning uden nogen forøgelse i eksempleringshastig-heden eller antallet af niveauer.

Den anden komparator tilvejebringer også et yder-5 ligere dynamikområde på 2,5 dB ved at tillade signalerne i digital-analogomsætteren 76 at være 2,5 dB lavere. Det ene komparatorsystem kræver at det maksimale udgangssignal fra digital-analogomsætteren er 4/3 af det maksimale indgangsniveau, eftersom dette niveau repræsenteres ved 10 oscillation i anlægget mellem 11111111 (Vinmax x 4/3) og 01111111 (vin y x 2/3) . Anlægget med to komparatorer kan holde udgangen ved 11111111 med henblik på at repræsentere

Vin og det kan derfor, med samme skala indenfor området, max udnytte niveauer som er 3/4 af niveauerne i anlægget med 15 én komparator. Dette tillader 2,5 dB større dynamikområde. Imidlertid må den digitale signalbehandling modificeres for at anlægget med to komparatorer skal kunne anvendes.

Hver anden eksemplering kan ikke længere middelværdidannes ved at anvende den digitale hoved for den lavere ud-20 læsning, og derfor må middelværdien (eller en anden signalbehandlingsalgoritme) anvendes på alle eksempleringerne.

Nulstillingskredsen 94 omfatter en digital-analog-omsætter 96 og et par 6-bit op- og nedtællere 97 og 98. Tællerne integrerer fortegnbitten for 8 kHz-signalet, som 25 dannes i sendefiltret 50 foran dets højpasfilterdel og tilbagekobles via forbindelsen 99. Hvis anlægget har offset, tæller tællerne 97 og 98 op eller ned indtil 6-bit koden (tegnbit plus fem informationsbit) føres ind i digital--analogomsætteren 96 og får denne til at danne et udgangs-30 niveau, som er egnet som indgangsstørrelse til forstærkeren 70 til kompensering for offset. Derefter forbliver antallet af plus og minus tegnbit det samme, og tælleren 97 kommer kun til at vippe frem og tilbage. De lavere seks bit i tælleren 98 anvendes som dæmpningsbit med henblik 35 på at nedsætte en hvilken som helst vippefrekvens til anlæggets pasbånd på en sådan måde, at hvis der optræder

O

29

DK 161285 B

vipning, vil den have en lav frekvens og blive bortfiltreret af et efterfølgende højpasfilter i sendefilteret 50.

En yderligere uafhængig forbedring af anlægget er vist i fig. 10 og anvender en tilpasningsmetode til at 5 styre skifteforløbet med henblik på at tillade at flere niveauer kan anvendes med det formål at opnå større dynamikområde men fjerne udnødvendige niveauer for at forbedre frekvensgangen. Foruden komponenterne i det i fig. 9 viste udførelseseksempel omfatter dette udførelseseksempel et 10 spidsværdiregister 100, en komparator 102, en subtraktionskreds 104 og en komparator 106. Tilpasningsalgoritmen er baseret på den kendsgerning, at anlægget mister evnen til at følge signaler med stor amplitude når frekvensen vokser, fordi det har vanskelighed ved at følge signalet. Hoved-15 problemet opstår, når signalet går gennem nul, hvor kvan-tiseringskredsen har mange lavniveausignaler, og indgangen ændres med sin maksimale hastighed. Dette er problemet, som er vist i fig. 7b.

Niveauerne nær nul indeholder begrænset information 20 for vekselstrømssignaler med stor amplitude, og hvis disse kan fjernes, aftager anlæggets nøjagtighed ikke mærkbart. Tilpasningsalgoritmen detekterer spidsværdien under hver periode og fjerner et passende antal niveauer omkring nul for at tillade anlægget at følge indgangssignalet. Nærmere be-25 stemt lagres spidsværdien af det kvantiserede signal i registeret 98 i spidsværdiregisteret 100, og den lagrede spidsværdi sammenlignes med øjebliksværdien i komparato-ren 102. Samtidig subtraheres øjebliksværdien fra spidsværdien ved hjælp af subtraktionskredsen 104, og forskel-30 len sammenlignes med en referenceindgang til komparatoren 106 ved 108. Subtraktionskredsens udgang består imidlertid ikke kun af forskellen mellem de to indgange, men er snarere forskellen mellem antallet af ettaller i hver af indgangene A og B.

35 Udgangssignalet som afgives af komparatoren 106 medfører en ændring af tegnbitten (SB). Når den kvantiserede 0 30

DK 1612 8 5 B

værdi går mod nul, fjernes niveauerne omkring nul ved at hoppe over dem og ændre tegnbitten. Det niveau, ved hvilken tegnbitten ændres, bestemmes af spidsniveauet. I den viste tilpasning findes fem niveauer under signalets spids 5 (med mindre spidsniveauet er 00001111 eller lavere, i hvilket tilfælde tilpasningen går tilbage til normal operation) og den fjerner et antal forskellige niveauer afhængig af de ti aktive niveauer, som fastholder indgangsamplituden.

Spidsværdien må kunne henfalde når signalniveauet 10 ændres. Dette kan opnås på forskellige måder. Eksempelvis (a) ved at reducere et niveau ved hver nulgennemgang, (b) ved at reducere niveauet, hvis et bestemt niveau ikke er nået i løbet af en fast tidsperiode (såsom 125 mikrosekunder i et PCM-anlæg med et slutudgangssignal med 8 kHz 15 eksempleringshastighed), eller (c) ved at reducere dette ved en fast periodisk hastighed. Den udførelse der er anvendt i Øjeblikket og er vist i fig. 11 reducerer spidsniveauet ved hver nulgennemgang. Denne tilpasningsteknik reducerer antallet af aktive niveauer fra 17 til 10, og 20 den maksimale frekvens som kan følges vokser fra Fs/32 til F /18. Omkostningen ved dette er en meget lille forøgelse i signal/kvantiseringsstøjen for vekselstrømssignaler. Den forøgede støj skyldes, at niveauer nær nul er fjernet. Imidlertid repræsenterer de fjernede niveauer signaler, 25 som er mindre end 1% af en tegnbølges periode, og formindskelsen i signal/støjforholdet er minimal.

Den frekvensafhængige forstærkningskarakteristik modificeres også og forskydes mod højere frekvens med meget mindre virkning på lavfrekvenssignaler som vist i 30 fig. 8. Figurerne 7b og 11 viser svaret på et 0. dB, 4 kHz--signal med hhv. uden tilpasning. Dette diagram giver et godt frekvenssvar uden forøgelse i eksempleringshastig-heden og uden nogen virkelig forværring i ydeevnen specielt dynamikområde, opløsning og signal/støjforhold.

35 Tilpasningsudformningen tillader at anlægget kan forøge sit dynamikområde uden ulemper for frekvensgangen.

O

31

DK 161285 B

Den i fig. 5 viste digital-analogomsætter anvender 17 niveauer og har netop tilstrækkeligt dynamikområde og opløsning til sin anvendelse. Det kan kun forøges ved at forøge eksempleringshastigheden og/eller ved at tilføje flere 5 niveauer. At tilføje flere niveauer vil imidlertid kræve en højere eksempleringshastighed, fordi frekvensgangkarakteristikken ellers ikke ville være acceptabel. Med den i fig. 10 viste tilpasningsudformning kan flere niveauer omkring nul tilføjes uden at frekvensgangen forværres, fordi 10 disse kun anvendes til meget lave signaler.

Et anlæg som anvender en 10-bit digital-analogomsætter med 21 niveauer fra 0000000000 til + 1111111111 ville stadig kun anvende de fem højeste niveauer som angivet ved spidsværdiregisteret og ville have et yderligere dyna-15 mikområde på 12 dB, eftersom det laveste niveau ville være

Vin . i stedet for Vin /256. De tilføjede niveauer vil-mm max le være nær ved nul, fordi det maksimale niveau altid vil være liq med Vin (eller 4/3 Vin hvis der kun anven-des én komparator). Antallet af niveauer nær nul, som kan 20 tilføjes, er begrænset af anlæggets støj, og så længe der er den samme relative nøjagtighed for alle omsætterniveauer, er anlæggets ydeevne udvidet til at dække et yderligere dynamikområde på 12 dB. Fig. 12 viser signal/støjforholdet for 17 niveau- og 21 niveauanlæg, som anvender tilpasnings-25 algoritmen.

Den ovenfor beskrevne tilpasningsalgoritme forbedre frekvensgangen og dynamikområdet ved en given eksemple-ringshastighed. Den bearbejder kun størrelsen af indgangssignalet og opfører sig ens uafhængigt af frekvensen.

30 Der kan foretages en yderligere tilføjelse, som tillader anlægget at modificere tilpasningen baseret på indgangsfrekvensen. Denne tilføjelse detekterer om indgangsfrekvensen overskrider en frekvens for hvilken ana-log-digitalomsætteren nøjagtigt kan følge indgangssignalet 35 og modificere tilpasningen ved at fjerne flere niveauer omkring nul. Dette forøger støjen for højfrekvente indgangs-

O

32

DK 161285 B

signaler, men tillader at indgangssignalet følges til højere frekvenser. En modifikation som muliggør en sådan egenskab består i tilføjelsen af det i fig. 13 viste kredsløb til kredsløbet i fig. 10. Dette kredsløb sammenligner ind-5 gangens tegnbit (der er frembragt ved hjælp af en kompara-tor 110) med den kvantiserede tegnbit (fra digital-analog-omsætteren 96) over en periode med 32 eksempleringer, som bestemmes af en 4-bit tæller 112. Hvis de er forskellige i mere end 50% af eksempleringerne, følger anlægget ikke 10 nøjagtigt indgangssignalet, og tilpasningen modificeres ved at fjerne flere niveauer. Dette anlæg tillader analog--digitalomsætteren at følge indgangssignalet ved først at anvende 10 aktive niveauer og derefter reducere antallet af niveauer til 8, 6 og 4 som bestemt af 6-bittælleren 15 114, 2-bittælleren 116 og dekoderen 118. Se følgende tabel:

Qq Qq Tilpasningstilstand 0 0 anvender 10 niveauer 20 0 1 anvender 8 niveauer 1 0 anvender 6 niveauer 1 1 anvender 4 niveauer

Dette skaber overkrydsningspunkter nær F /18, 9 25 F /14, F /10 og F /16. Ovenover F /16 følger anlægget ikke

bb 9 S

længere med.

Anlægget kan også modificeres til ved start at anvende samtlige 17 (eller 21) niveauer og derefter fjerne niveauer, når det detekterer, at det ikke længere følger 30 indgangssignalet. Denne dynamiske ændrede tilpasning har en hurtig opbygningstid (32 eksempleringer), men må have en lang "henfalds" tid (frembragt af 6-bittælleren 114) for at forblive stabil. Fig. 14 viser svaret på et 16 kHz--signal med og uden denne forbedring.

35 Et yderligere område for mulig forbedring ligger i den digitale signalbehandling af resultatet fra analog-

O

33

DK 161285 B

-digitalomsætteren. Candy m.fl. har beskrevet anvendelsen af et middelværdidannende filter til at nedsætte udgangsfrekvensen fra analog-digitalomsætteren, og Kuwahara m.fl. beskriver i "Interpolative PCM CODECS with Multiplexed Di-5 gital Filters" side 174, Proceedings 1980 IEEE International Solid-State Circuits Conference, 14. februar 1980 anvendelsen af et middelværdidannende filter til at nedsætte udgangsfrekvensen til fire gange slutudgangens frekvens og derefter et IIR-filter til at filtrere de lavere frekvenser. Imid-10 lertid mangler to væsentlige punkter i disse kendte udformninger .

Det første er, at eksempleringshastigheden nedsættes af decimatorfiltrene, og den vigtigste opgave for filtrene er at sikre, at de frekvenskomposanter, som er fol-15 det tilbage i pasbåndet, bliver tilstrækkeligt dæmpede.

Hvis komposanterne i pasbåndet har dæmpningsforvrængning, kan en sådan forvrængning korrigeres i et filter ved eller nær den endelige eksempleringshastighed. Middelværdidannende filtre giver i virkeligheden ikke tilstrækkelig dæmp-20 ning for signaler udenfor båndet.

Det andet punkt er, at det decimatorfilter, som anvendes med analog-digitalomsætteren, skal tilvejebringe tilstrækkelig dæmpning for samtlige bånd med et område 2F omkring alle foldningsfrekvenser. En måde at til-

pcLSS

25 vejebringe denne egenskab, er at anbringe mange sendenuller ved samtlige foldningsfrekvenser. Et filter, der er i stand til at udføre dette, er vist i fig. 15. Dette filter omfatter en aritmetisk processor 120, en koefficient -ROM 122, en tæller 124 og en adderings- og akkumulerings-30 kreds 126. Filterligningen er 1 22

Yn --ncT ΣΖ. a. X.

0 256 q i i

Filtret nedsætter frekvensen til 2F ... . og til- s final 3 35 lader et slutdigitalfilter at udføre enhver signalformning. Dette filter omfatter en sammensætning af alle de decima-

O

34

DK 161285 B

tortrin, som er nødvendige for at nedsætte eksemplerings-hastigheden til 16 kHz.

Dette filter tilvejebringer betydeligt bedre beskyttelse mod komposanter udenfor båndet end et middelvær-5 didannende filter og eliminerer behovet for samtlige bortset fra et enkelt enkelpolfilter foran analog-digitalom-sætteren. Filteret behandler også mere end N led ved en frekvensnedsættelse på N og tillader højere opløsning og større dynamikområde for samme analog-digitalomsætterIde-10 en at behandle mere end N led i et frekvensnedsættende filter kræver, at filtret har en eller anden form for lager, men dette kan holdes på et minimum som angivet med det i fig. 16 viste udførelseseksempel. Dette udførelseseksempel tilvejebringer et enkelt filtertrin med en udgang ved 16 15 kHz i stedet for det tidligere beskrevne kredsløb, som arbejder med et stort antal enkle filtre for at nedsætte eksempleringshastigheden ved hjælp af flere mellemliggende trin. Analog-digitalomsætterens udgangssignal anvendes som del af tre forskellige summationer, som lagres i lageret.

20 Endvidere bliver analog-digitalomsætterens udgangssignal multipliceret med tre forskellige konstanter og adderet til hver summation. Summationerne afsluttes ved forskellige tidspunkter, hvorved en ny summation påbegyndes.

Sammenfatningsvis kan en interpolativ analog-digi-25 talomsætter forbedres ved at anvende en hvilken som helst af tre uafhængige teknikker: (a) Ved at tilføje en anden komparator til at give 6 dB (8,5 dB) yderligere dynamikområde og 6 dB højere opløsning ved en given eksempierings-hastighed, (b) ved at tilføje et tilpasningsskema til at 30 tillade at signaler med høj frekvens bedre kan følges og så meget yderligere dynamikområde som er nødvendigt, kun begrænset af anlæggets støj, eller (c) ved at modificere frekvensnedsættelsesfilteret fra et middelværdidannende filter til et filter som frembringer højere dæmpning om-35 kring foldningsfrekvenserne og et filter som behandler flere eksempleringer med henblik på at forbedre dynamikområdets opløsning og reducere støjen.

O

35

DK 161285 B

Et FIR-filter kan udformes til udgangen af den interpolative analog-digitalomsætter ved at anvende den kendsgerning, at analog-digitaludgangen kan omsættes til en kode, som kun indeholder et eneste ettal. Filteret kan 5 virkeliggøres kun med additioner og skift, og antallet af additioner er lig med antallet af koefficienter. Lagerpladsen reduceres betydeligt, fordi hver eksemplering kun påvirker nogle få udgangsord. I et filter med eksempelvis 20 udtag og med en frekvensnedsættelse på 8 anvendes hver 10 indgangseksemplering kun til at beregne to eller tre ud-gangseksempleringer i stedet for 20. En løbende sum kan derfor bevares, og det er ikke nødvendigt at lagre indgangseksempleringen. Indgangseksempleringen multipliceres med a. for sum nr. 1, med a. + 8 for sum nr. 2 og med a. + i ' i i 15 16 for sum nr. 3. Når summationen indeholder 20 værdier, er udgangssignalet dannet og dettes lagerregister nulstil les. Multiplikationen kan udføres med et helparallel-skifte-sæt eller ved hjælp af et skifteregister med udtag.

Et fuldstændigt parallelt skift som anvender en 20 parallel skiftekreds og en parallel adderingskreds tillader hver multiplicering at behøve en klokperiode. Et filter med 20 udtag og med en udgang på 32 kHz kræver en adde-ringshastighed på 640 kHz. Hvis en systemklok på 2 MHz var tilgængelig, ville denne skiftekreds og adderingskreds 25 være tilgængelig for 1.360.000 flere operationer pr. sekund. En enkel parallelstruktur, som anvender 1-bit ad-deringskredse og et sæt på 10 porte, behøver to skifteregistre og en adderingskreds for hver sum eller 6 skifteregistre og tre 1-bit adderingskredse totalt. En ordlæng-30 de på 16 bit ville kræve en klok på 4 MHz (under antagelse af en eksempleringshastighed på 512 kHz).

Den digitale signalbehandling udfører en grundlæggende lavpasfiltreringsfunktion for at fjerne fejlkomposan-ter med høj frekvens i analog-digitalomsætterens udgang 35 uden dæmpning af signalerne indenfor båndet. Signalbehandlingskredsens udgang kan have meget lavere eksempie-

O

36

DK 161285 B

ringshastighed end omsætterens udgang, hvis højfrekvens-komposanterne fjernes. Denne "decimator"-filterfunktion udføres i almindelighed af FIR-filtre, fordi antallet af beregninger kan reduceres til netop at beregne udgangs-5 eksempleringen med udgangseksempleringshastigheden. Selv om de fleste anlæg anvender et enkelt middelværdidannende filter til at middelværdidanne N, eksemplere og nedsætte frekvensen med en faktor N, tilvejebringer teknikken med middelværdidannende filter ikke korrekt dæmpning for sig-10 nalerne udenfor båndet, og mere komplekse filtre er nødvendige, som kræver visse multiplikationer og additioner, hvorved der opstår kredsløbskomponentproblemer. Ifølge den foreliggende opfindelse beskriver det efterfølgende en teknik, om anvender enkel signalbehandling med lav hastig-15 hed til at udføre de komplekse filteroperationer.

Den i fig. 5 viste interpolative analog-digitalom-sætter har et begrænset sæt af digitale koder, som er 0, + 00000001, + 00000011, + 00000111, + 00001111, + 00011111, + 00111111, + 01111111, og + 11111111 for et 17-niveauan-20 læg. Disse koder er imidlertid tæt sammenknyttede og kan kun i ringe grad modificeres med henblik på virkeligt at kunne anvendes til specielle filterstrukturer. Kodemodifi-kationén indebærer en modificering af digital-analogomsæt-teren i indkoderen, således at den mindst betydende bit 25 (LSB) fordobles og får en værdi, der er lig med den anden bit. Hvis dette udføres, bliver de øjeblikkelige udgange fra digital-analogomsætteren lig med koderne 0, + 00000010, + 000000100, + 010000000, og + 100000000.

Logikken til at omsætte skifteregisterkoderne til 30 det nye digitale format er vist ved 156 i fig. 17. Denne nye kode har de fordele, at (a) hver kode indeholder et enkelt ettal (eller et enkelt 0), og (b) hver kode er nøjagtig to gange den lavere kode (bortset fra koden over 0). Disse egenskaber kan føre til forskellige enestående fil-35 terstrukturer. Selv om filtre i almindelighed virkelig gøres ved hjælp af dyre multiplikatorer og adderingskredse,

O

37

DK 161285 B

kan dette filter virkeliggøres med en enkelt serieadde-ringskreds, to skifteregistre og otte OG-porte som vist i fig. 17. Koefficientordet, som består af 8 bit, lades fra et ROM 152 ind i skifteregisteret 154 og skiftes ef-5 fektivt N-bit ved hjælp af sættet af porte, som tager en bit ud fra skifteregisteret i afhængighed af analog-digi-talomsætterens udgangskode. Eftersom koefficienten skiftes gennem registeret 154, skiftes den M pladser ved hjælp af portsættet 156 og adderes til den foregående summation, 10 som er lagret i registret 158. Efter M sådanne operationer er multipliceringen og akkumuleringen af denne eksemp-leringsprøve afsluttet (hvor M = 8 bit + koefficientbredden (W) + nogle overløbsbit). Hvis registrene er kortere end 8 + W afkortes resultatet.

15 Efter n sådanne akkumuleringer indeholder udgangs registret 158 resultatet y . Registerresultatet danner herved udgang, og den nye sum påbegyndes ved at gøre tilbagekoblingsporten FG uvirksom før den første akkumulering af et ny eksempleringsprøve. Denne enkle seriestruktur ar-20 bejder godt, hvis decimatorfiltret har en frekvensreduk tion (F ^/F^^) som er 1^9 med eller større end n. De fleste almindelige FIR frekvensreduktionsfiltre har imidlertid n større end FU(j/FjLn(j/ °9 hver indgangseksemple-ring udgør en del af flere udgangseksempleringer.

25 Et eksempel er vist i fig. 18, hvor F^ncj = 128 kHz,

Fu(j = 16 kHz og n = 23. I dette tilfælde må løbende summer bevares, hvor S = n - F ^/F^^ ellet i dette tilfælde R = 3. Dette anlæg anvender 16 bit skifteregistre, som kontinuerligt klokstyres med 2,048 MHz, og hver summe-30 ring afsluttes i modfase med de andre ved en hastighed på 48 kHz, således at det samlede resultat er tilgængeligt ved 16 kHz.

En alternativ virkeliggørelse af denne filterstruktur kan opbygges ved at anvende en parallel adderingskreds 35 og et sæt af multiplekser/skiftekredse. Sættet af multi- plekser/skiftekredse tillader et indgangsord at blive skif-

O

38

DK 161285 B

tet M pladser. Hvis indgangsordet er den korrekte koefficient og skiftekredsen styres af analog-digitalomsætteren, er udgangen af sættet af skiftekredse lig med produktet a^x^. Skifteudgangen adderes til summen af de foregående 5 værdier på a^x^ indtil de fornødne antal eksempleringer er simmeret. Som ved fremgangsmåden med serieadderingskredsen må hver indgangseksemplering, hvis der anvendes n eksempleringer i filtret og reduceringsforholdet for eksemplerings-hastigheden er R (Fg j^/F / udgøre del af n/R summatio-10 ner. Det eksempel, der er anvendt til seriefremgangsmåden, kan således anvendes på en parallel udførelse som vist i fig. 19. I dette tilfælde kan en parallel aritmetisk enhed (ALU) og et skiftesæt anvendes til anden aritmetisk signalbehandling, når den ikke anvendes til dette filter. I det-15 te eksempel må behandlingskredsen udføre tre skifte- og adderingsoperationer, som kan udføres i løbet af tre klok-perioder med en hastighed på 256 kHz eller ved en adderings-hastighed på 760 kHz. Hvis adderings/skiftestrukturen kan arbejde med eksempelvis 2,048 MHz, anvendes kun 37,5% af 20 dens ydeevne, hvorfor den kan udføre flere andre matematiske operationer.

Den interpolative analog-digitalomsætters udgang driver et skiftesæt, som består af en multiplekser med M indgange. En bit i sættet er vist ved 156 i fig. 17, som 25 viser, at sættet let kan drives af koden med et ettal i denne. En multiplekser af standardudførelse kunne anvendes, hvis analog-digitalomsætterens udgang er kodet. Dette kan opnås ved at anvende en prioritetsindkoder, som dekoder positionen af det enkelte éttal og komprimerer M-bitkoden 30 til en kode, som er log2 M bit lang, dvs. en 9 til 15 bitkode komprimeres til en 4-bitkode. Denne komprimerede kode kan drive multipleksere af standardudførelse.

En anden type filter kan også konstrueres ved at tage hensyn til den kendsgerning, at efter hinanden følg-35 ende udgange af analog-digitalomsætteren er indbyrdes afhængige. Hvis den foreliggende kode er kendt, må den fore-

O

39

DK 161285 B

gående eksemplering være en halv, to gange eller det inverse af den foreliggende kode for et anlæg med en kompara-tor. For et anlæg med to komparatorer eksisterer der en yderligere mulig tilstand, som er lig med den foreliggende 5 kode. Den eneste undtagelse fra dette er i tilfældet omkring nul, som kan elimineres ved ikke at tillade en nul kode i analog-digitalomsætteren (0 er ikke nødvendig eftersom det kan repræsenteres som en svingning mellem ens, positive og negative koder).

10 Eftersom der kun er et begrænset antal af mulige ændringer (3 eller 4), kan den foregående tilstand repræsenteres af en to-bitkode, hvor = kXn hvor k = 0,5, 2 eller -1 (for et anlæg med en komparator). Eftersom de foregående eksempleringer kan lagres med kun to bit, kan 15 en serie af eksempleringer lagres eller behandles på en enkel måde. To muligheder er at anvende kombinatorisk logik eller et ROM.

Det i fig. 20 viste kombinatoriske kredsløb kan anvendes til små FIR-filtre som eksempelvis kan være en frek-20 vensnedsættelse 2 til 1 ved at anvende et filter med dobbelt nulpunkt af formen: 1/4 (1+2 Z"1 + Z~2) 25 Et sådan filter kan virkeliggøres kombinatorisk ved at erkende, at hvis den foreliggende eksemplering er X er den tidligere eksemplering Xn_^ = k^Xn, °9 f°r to eksempleringer tilbage Xn_2 var værdien kik2Xn*

Summen er (1 + 2k^ + k^k2) · Eftersom k^ og k2 = 30 0,5, 2 eller -1 (for interpolatorer med en komparator) har summeringen kun 9 mulige resultater, af hvilke et ikke kan eksistere. Det endelige resultat kan udregnes ved at anvende den foreliggende værdi og k1 og k2· k-værdierne frembringes af den logik, som styrer skifteregistret, og er 35 et 2-bitord, hvor 1 bit angiver en fortegnsændring (hvis fortegnet ændres ses der bort fra den anden bit), og den anden bit angiver en forøgelse (x2) eller formindskelse 0 40

DK 161285 B

(x0,5) af skifteregisterværdien. Det kombinatoriske kredsløb kræver lille lagring og er meget hurtigt, men er begrænset til meget enkle filtre. Eksempleringsværdien på 0 skaber problemer fordi en yderligere k-værdi er nødven-5 dig, og k produkter forvrænges. Analog-digitalomsætteren anvender derfor ikke nul og repræsenterer nul ved at svinge mellem +1 og -1 i stedet for mellem +1, 0 og -1. Der sker imidlertid ingen forringelse af ydeevnen.

Denne teknik med at anvende k værdier kan udvides 10 betydeligt ved at anvende et ROM. Et generelt filter af formen Y = An Xn + A-, X.. + A X (6) 0 0 0 1 1 η n kan omskrives som: 15 γ0 = X0 [A0 + KA + ΚΛΑ2 +... ... K2Kl)Anl (7) ROM'et kan adresseres af k-værdierne og kan lagre summationerne. Resultatet skiftes derefter n pladser som 20 bestemt af Xq .

Et eksempel på et FIR-filter med fem udtag er vist 1 fig. 21. ROM'et har kun 49 ord eftersom kun 49 af de 81 4 kombinationer (3 ) er mulige. ROM'et har imidlertid 8 adresselinier ind, og en dekoder til at reducere de 256 tilstan-25 de til 49. Hvert ord er en kombination af A0 + K1A1 + K2K1A2 + K3K2K1A3 + K4K3K2K1A4 f.eks., hvis 30 Κχ = 1/2; K2 = 2; K3 = 2 og K4 = 1/2 har det adresserede ord værdien: 35 Aq + 1/2 A1 + A2 + 2A3 + A4

O

41

DK 161285 B

For negative værdier af Xg er det resulterende produkt inverteret (ved anvendelse i et-komplementaritraatik) eller inverteret og et ettal tilføjet (i to-komplement-aritmetik).

5 En fremtidig videre udvikling af anlægget kan an vendes til lineære fasefiltre, hvor koefficienterne er symmetriske, dvs. Ag = Ar, A^ = An_^ osv. Eksemplet i fig. 22 virkeliggør et filter med 8 udtag ved at summere 2 halvdele særskilt. Dette gøres ved at lagre to værdier 10 af X dvs. Xg og X_Q således at

Yg = SO (Ag + K1A1 + + K3K2K1A3) + X__g · [AQ + (l/K^A^^ + (1/K7K6)A2 + (1/K7K6K5)A3] (8) 15

Den logiske omsætter omsætter værdierne (1/K7), (l/K7Kg) og (l/K7KgKg) til et format for at kunne anvende samme ROM som de fire første koefficienter. ROM'et til dette anlæg med otte udtag holdes indenfor 27 ord, lagerpladsen 2Q er 6K værdier (12 bit) og 2X værdier (8-10 bit), og en adderingskreds er nødvendig for at summere de to delresultater. Imidlertid er kun en adderingskreds nødvendig for at virkeliggøre dette filter.

25 30 35

Claims (16)

42 DK 161285 B Patentkrav.

1. Signalbehandlingskredsløb til talesignaler i en abonnentlinie, som indbefatter analog- til -digitalomsætterorganer (16), der er forbun-5 det med en abonnentlinie, til eksemplering af et indkom mende talesignal med en første eksempleringsfrekvens (512 kHz) og til at frembringe en række digitale ord, som repræsenterer amplituden af hver eksemplering, første signalbehandlingsorgan (18) til digitalt at 10 filtrere rækken af digitale ord og til at frembringe et første digitalt behandlet signal med en anden eksempleringsfrekvens (8 kHz), transmissionsorganer (20) til at sende det første digitalt behandlede signal til en ydre transmissionslinie, 15 modtageorganer (22) til at modtage et digitalt svarsig nal med den anden eksempleringsfrekvens (8 kHz), andet signalbehandlingsorgan (24) , der er forbundet med modtageorganet (22) til at filtrere nævnte svarsignal og til at frembringe et andet digitalt behandlet signal, som 20 har en tredje frekvens (256 kHz), digital- til -analogomsætterorganet (26) til at omsætte det andet behandlede signal til analog form, som er egnet til udgangssignal til nævnte abonnentlinie, kendetegnet ved, at 25 a) det første signalbehandlingsorgan (18) indbefatter et hovedtransmissionsfilter (50) og et første og et andet lavpasdecimatorfilter (40,42), idet det første lavpasdecima-torfilter (40) nedsætter den første eksempleringsfrekvens for de digitale ord i et eller flere trin fra den første 30 eksempleringsfrekvens (512 kHz) til en fjerde eksempleringsfrekvens (32 kHz), og idet det andet lavpasdecimatorfilter (42) nedsætter den fjerde eksempleringsfrekvens (32 kHz) til en femte eksempleringsfrekvens (16 kHz), og hovedtransmissionsfilteret (50) nedsætter den femte eksempleringsfre-35 kvens (16 kHz) til den anden eksempleringsfrekvens (8 kHz), DK 161285B 43 b) det andet signalbehandlingsorgan (24) indbefatter et første og et andet lavpasinterpolationsfilter (62,64) og et hovedmodtagefilter (56), som er forbundet med interpolationsfiltrene (62,64) til filtrering og forøgelse af eksem- 5 pieringsfrekvensen i det digitale svarsignal fra den anden eksempleringsfrekvens (8 kHz) til den femte eksempleringsfre-kvens (16 kHz), idet det første lavpasinterpolationsfilter (62) filtrerer og forøger det andet behandlede signal fra den femte eksempleringsfrekvens (16 kHz) til den fjerde 10 eksempleringsfrekvens (32 kHz), og idet det andet lavpasinterpolationsf ilter (64) filtrerer og forøger det andet behandlede signal i et eller flere trin fra den fjerde eksempleringsfrekvens (32 kHz) til den tredie eksempleringsfrekvens (256 kHz), idet udgangen på det andet filter (64) er 15 forbundet med digital- til -analogomsætterorganerne (26) for frembringelse af et tredie behandlet digitalt signal med den tredie eksempleringsfrekvens (256 kHz), c) der er tilvejebragt balancefilterorganer (44) og impedansfilterorganer (66) for at forbinde det første signal- 20 behandlingsorgan (18) med det andet signalbehandlingsorgan (24) for udbalancering af komposanterne i det tredie digitalt behandlede signal og for tilpasning af signalbehandlingskredsløbet til talesignaler til indgangsimpedansen i abonnentlinien, 25 d) der er tilvejebragt styrende mellemledsorganer (32) med en udadgående styrebus (33) forbundet med det første og det andet signalbehandlingsorgan (18,24) og med balance-og impedansfilterorganerne (44,66) styret fra en ydre kilde.

2. Kredsløb ifølge krav l, kendetegnet 30 ved, at det første signalbehandlingsorgan (18) yderligere omfatter første digitalt styrbare dæmpnings- og forvrængningskorrektionsfilterorganer (46), og første digitalt styrbare forstærkningsreguleringsorganer (48), hvilke begge er forbundet med nævnte mellemledsorganer (32). 35 44 DK 161285 B

3. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, at det andet signalbehandlingsorgan (24) yderligere omfatter anden forstærkningsreguleringsorganer (58) og anden dæmpningsforvrængningskorrektion-filterorganer (60), hvilke 5 begge er digitalt styrbare via nævnte styrende mellemledsorganer (32) .

4. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, at det yderligere indeholder prøvesløjfeorganer (67) til at sætte udgangen af nævnte analog-digitalomsætter (16) 10. stand til valgfrit at blive forbundet med indgangen på nævnte digital- til -analogomsætter (26) og muliggøre at udgangen af nævnte lavpasinterpolatororganer (62,64) bliver valgfrit forbundet med indgangen af nævnte lavpasdecimatoror-ganer (40,42).

5. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, at lavpasdecimatororganerne (40,42) indbefatter filterorganer med begrænset impulssvar.

6. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, at lavpasinterpolatororganerne (60,62) indbefatter 20 filterorganer med begrænset impulssvar.

7. Kredsløb ifølkge krav 1, kendetegnet ved, at det første signalbehandlingsorgan (18) omfatter sendefilterorganer (50) med en højpasfilterdel og en lavpas-filterdel.

8. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, at organerne, der forbinder første og anden signalbehandlingsorgan (18,24), omfatter digitalt styrbart balancefilter (44), som er forbundet med udgangen af anden dæmpningsforvrængningsfilterorganer (60) og indgangen af dæmp- 30 ningsforvrængningskorrektionsfilterorganerne (46) på sendesiden.

9. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, at organerne, som forbinder første og anden signalbehandlingsorgan (18,24), omfatter et digitalt styrbart 35 impedansfilterorgan (66), der er forbundet med lavpasdecima- 45 DK 161285 B tororganerne (62,64) og med lavpasinterpolatororganerne (62,64).

10. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, at det første lavpasdecimatorfilter (40) omfatter et 5 filter med begrænset impulssvar og med flere udtag til at reducere eksempleringsfrekvensen af det første behandlede signal fra den første eksempleringsfrekvens (512 kHz) til en sjette eksempleringsfrekvens (128 kHz), samt to filtre med begrænset impulssvar og flere udtag til at reducere 10 frekvensen af det første behandlede signal fra den sjette eksempleringsfrekvens (128 kHz) til en syvende eksempleringsfrekvens (64 kHz) henholdsvis til en fjerde eksempleringsfrekvens (32 kHz), og at det andet lavpasdecimatorfilter (42) indbefatter et filter med begrænset impulssvar og flere 15 udtag til reducering af den fjerde eksempleringsfrekvens (32 kHz) til den femte eksempleringsfrekvens (16 kHz).

11. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, at hovedsendefilterorganet (50) indbefatter to lavpas-filtre af kanonisk form med ubegrænset impulssvar og et 20 højpasfilter af koblet form med ubegrænset impulssvar til at filtrere og reducere eksempleringsfrekvensen for det første behandlede signal fra den femte eksempleringsfrekvens (16 kHz) til den anden eksempleringsfrekvens (8 kHz).

12. Kredsløb ifølge krav 2, kendetegnet 25 ved, at det første signalbehandlingsorgan omfatter et dæmpningsforvrængningskorrektionsfilter (46) med begrænset impulssvar og flere udtag, og et forstærkningsreguleringsfilter (48) med begrænset impulssvar og ét udtag, hvilke begge er digitalt styrbare og arbejder ved den femte eksempleringsfre-30 kvens (16 kHz).

13. Kredsløb ifølge krav 10, kendetegnet ved, at det andet signalbehandlingsorgan (24) yderligere omfatter et hovedmodtagefilterorgan (56), som har to lavpas-filtre af kanonisk form med ubegrænset impulssvar til at 35 filtrere og forøge eksempleringsfrekvensen (8 kHz) til den femte eksempleringsfrekvens (16 kHz). DK 161285 B 46

14. Kredsløb ifølge krav 13, kendetegnet ved, at det første lavpasinterpolatorfilter (62) omfatter et filter med begrænset impulssvar og flere udtag til at filtrere og forøge eksempleringsfrekvensen for det andet 5 behandlede signal fra den femte eksempleringsfrekvens (16 kHz) til den fjerde eksempleringsfrekvens (32 kHz), og at det andet lavpasinterpolatorfilter (64) indbefatter tre filtre med begrænset impulssvar og flere udtag til at filtrere og forøge eksempleringsfrekvensen for det andet be-10 handlede signal fra den fjerde eksempleringsfrekvens (32 kHz) til henholdsvis den syvende (64 kHz), den sjette (128 kHz), og den tredje (256 kHz) eksempleringsfrekvens.

15. Kredsløb ifølge krav 14, kendetegnet ved, at det andet signalbehandlingsorgan (24) yderligere 15 omfatter et dæmpningsforvrængningskorrektionsfilter (60) med begrænset impulssvar og flere udtag og ét forstærkningsreguleringsfilter med bestemt impulssvar og et udtag, hvilke begge er digitalt styrbare og arbejder ved den syvende eksempleringsfrekvens (16 kHz).

16. Kredsløb ifølge krav 10, kendetegnet ved, at organerne, som forbinder første og andet signalbehandlingsorgan omfatter: et balancefilterorgan (44) med begrænset impulssvar og flere udtag som er forbundet med udgangen af det andet 25 dæmpningsforvrængningsfilterorgan (60) og med indgangen af dæmpningsforvrængningskorrektionsfilterorganerne (46) på sendesiden, og et impedansfilterorgan (66) med begrænset impulssvar og flere udtag som er forbundet med lavpasdecimatoror-30 ganerne (40,42) og med lavpasinterpolatororganerne (62,64). 35