HU185634B - Subscribed line sound processing circuit apparatus - Google Patents

Description

A találmány tárgya előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkör, amelynek adóága tartalmaz egy aluláteresztő bemeneti szűrőt, ennek kimenetéhez csatlakozó A/D átalakítóval és adó-jelfeldolgozó egységgel együtt, valamint egy, az utóbbi kimenetéhez csatlakozó adóregisztert, vevőága pedig tartalmaz egy vevőregisztert, ennek kimenetéhez csatlakozó vevő-jelfeldolgozó egységgel és DIA átalakítóval együtt, valamint egy, az utóbbi kimenetéhez csatlakozó kimeneti szűrőt. Az ilyen típusú előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkör (angol kifejezéssel: „subseriber line audio processing Circuit”, rövidítve: „SLAC”) a továbbítandó hangfrekvenciás analóg bemenőjeleket az átvitelt megelőzően digitálissá alakítja és így dolgozza fel; a vett jeleket viszont előbb digitális alakban feldolgozza, majd ezután alakítja vissza őket analóg jelekké.

Az eddig ismert azon hírközlőberendezések, amelyek a hangjeleket digitális alakban viszik át, általában tartalmaznak egy előfizetői vonali interfész áramkört, amely a kéthuzalosról négyhuzalosra való átalakítást, és avonalnak transzformátoros csatolás útján való meghajtását végzi el. Egy további áramkör látja el az ellenőrző vizsgálatot és a csengetési funkciót. Ezenkívül vannak még a berendezésben analóg adó- és vevőszú'rők, valamint egy CODEC (= kódoló-dekódoíó egység), amely az analóg jeleket digitális PGM jelekké alakítja át, illetve a PCM jeleket analóg jelekké alakítja vissza. Az integrált áramköröket gyártó cégek mostanában sorra megkísérlik ezeket az egyedi áramköröket olyan integrált áramkörökkel helyettesíteni, amelyek a különböző funkciókat ugyanúgy osztják meg egymás között, ahogy az eddigi áramkörök tették, vagyis az egycsatornás monolitikus CODEC a CODEC funkcióját helyettesíti, az egycsatornás szűrők a csatornaszú'rők funkcióját látják el, és egy monolitikus interfész áramkör a transzformátort és a hozzátartozó hardware-t helyettesíti. Miután az említett régebbi berendezésnek alapja egy olyan rendszer, architektúra volt, ami sok évvel ezelőtt fejlődött ki, és az akkor kapható alkatrészek előnyeit aknázta ki, ez LSÍ technológiával készült alkatrészekkel való egyszerű helyettesítés nem képes az ilyen technológia előnyeit teljesen kihasználni.

Az eddigi rendszerek által végzett funkciókat három fő csoportba lehet sorolni: (1) nagyfeszültségű analóg illesztés az előfizetői vonalhoz, (2) a hangjel feldolgozása, beleértve a kéthuzalosról négyhuzalosra történő átalakítást, a szűrést és a kódolást is, végül (3) illesztés a digitális rendszerhez és azonban belül a PCM jelutakhoz, valamint a processzorból vagy kontrollerből eredő vezérlő vonalakhoz. Egy új rendszer kidolgozásakor célszerű a funkciók felosztását az alkalmazott technológiákhoz igazodva végezni. Az előfizetői vonalhoz csatlakozó analóg illesztő egység egyaránt tartalmaz nagyáramú és nagy feszültségei eszközöket, tehát a megvalósítására a bipoláris nagyfeszültségű technológia a legalkalmasabb. A nagyfeszültségű bipoláris technológiák viszont nem teszik lehetővé a sűrű beültetést, tehát az említett eszközöket a lehető legegyszerűbbre kell tervezni. Ezzel szemben a jelfeldolgozó és a digitális interfész funkciók csak kisfeszültségű eszközöket igényelnek, tehát kisfeszültségű és nagy beültetési sűrűségű LSI technológiával valósíthatók meg, méghozzá a legjutányosabban az n-csatornás MOS változattal.

A jelenlegi állapotot tekintve a jelfeldolgozás alatt az analóg kéthuzalos/négy huzalos átalakítást és az utána 2 következő analóg szűrést, analóg mintavevő és tartó műveletet és az analóg-digitál ill. digitál-analóg átalakításokat értjük. A kapcsolási műveletek végrehajtása szintén analóg módon történik az analóg-digitál és a digitál-analóg átalakítókban. Mivel az n-csatornás MOS eszközök főleg digitális műveletekre alkalmasak, nyilvánvalóan praktikusabb volna az új rendszert a digitális jelfeldolgozásra alapítani, vagyis a szűrési funkciók túlnyomó részét, a kiegyenlítést, szintbeállítást, konrpandálást, stb. digitálisan végezni. Az ilyen rendszerek tervezői azonban mindeddig vonakodtak a digitális szűrők használatától, mert az ilyen eszközök igen bonyolult szerkezetűek, nagymennyiségű hardware-t igényelnek és jelentős mértékű teljesítményt disszipálnak.

Egy digitális szűrőstruktúra létrehozásához szükség van többek között analóg-digitál és digitál-analóg átalakítókra, amelyeket ezentúl röviden A/D ill. D/A átalakítóknak nevezünk. Azonban az előfizetői vonali hangfeldolgozó funkciót végző analóg szűrőkhöz, is kell A/D és D/A átalakítókat mellékelni, ezért az ilyen átalakítók beépítése nem igényel külön ráfordítást. A rendszer különböző pontjain már úgyis el vannak helyezve. A digitális szűrők mindazonáltal jelentős értékű kezdeti üzemköltséget okoznak. Az ilyen szűrők megvalósításához szükség van egy aritmetikai processzor egységre, egy fixmemóriára (ROM) és egy közvetlen hozzáférésű memóriára (RAM) is. Ezért egy egészen egyszerű szűrőhöz is csaknem ugyanannyi hardware kell, mint egy bonyolulthoz. Miután az előfizetői vonal funkcióinak ellátásához inkább bonyolult szűrők kellenek, a digitális szűrők jutányosabbak ezen a helyen, mint az analóg szűrők.

A szűrők árának alakulását a bonyolultság és a kívánt teljesítőképesség függvényében vizsgálva (a szilíciumot véve slapul) megállapíthatjuk, hogy az analóg típusú szűrők ára egyenes arányban nő a bonyolultsággal. A digitális szűrők esetében azonban, még ha kezdetben sokba is kerülnek, a járulékos bonyolultság ára lényegesen csökken. Ennek egyik oka az, hogy a digitális szűrők rnultiplexelhetők, analóg szűrők esetén viszont az időosztásos hardware használhatatlan. A digitális szűrők építéséhez nem kellenek precíziós alkatrészek, míg az analóg szűrők esetén a specifikációk betartásához nagymennyiségű olyan precíziós alkatrész szükséges, amelyeknek ezenkívül még beállítliatóknak és igen csekély drifttel bíró kivitelűeknek is kell lenniük. A digitális szűrőket egyébként még pontosabbá tehetjük csupán azáltal, hogy több bitre képezzük ki a programozó bemenetűket.

A digitális szűrők ilyen módon való alkalmazása esetén problémát jelentene a nagymennyiségű aritmetikai művelet által okozott teljesítmény disszipáció. A tipikus digitális szűrőkhöz nagysebességű szorzók szükségesek, amelyek sok teljesítményt disszipálnak. A hírközlőrendszerektől lehetőleg minél kisebb teljesítményfogyasztást kívánnak, márpedig ezt analóg szűrökkel feltétlenül könnyebben el lehet érni, mint a digitálisakkal. Következésképp a mostanáig megvalósított rendszerekben inkább a hagyományos analóg szűrőket alkalmazzák és nem a digitálisakat.

A digitális szűröket egyébként már sokféle áramkörben alkalmazták. így pl. a 4 189 779 és a 4038 495 számú amerikai szabadalmi leírásokban beszédszintetizátor és beszédanalizátor áramköröket ismertetnek, amelyekben digitális szűrőket alkalmaznak. A 4 189 779 számú amerikai szabadalmi leírásban beszédszintetizátor

185 634 áramkörhöz való paraméter interpolátort ismertetnek, amely lehetővé teszi, hogy a beszédszintetizátor áramkör adatsebességét a bejövő adatok értékének megfelelően csökkentsék. A 4 038 495 számú amerikai szabadalmi leírás digitális adaptív lineáris prediktorra vonatkozik beszédanalízis céljára, és olyan negatív visszacsatolású rekurzív digitális szűrőket használ, amelyek mind „fed-forward”, mind pedig „feedback” szűrőegyütthatókat biztosítanak. Előállítanak első és második szintetizált jeleket, és a második szintetizált jelet kimenő beszédjellé alakítják át, amely lényegében ugyanúgy hangzik, mint a bemenő beszédjel. A 4 002 841 számú amerikai szabadalmi leírásban olyan digitális beszédinterpolációs rendszer van ismertetve, amelyben a bitgyakoriság több trönkvonalról származó digitális karakterek kevesebb csatornára való komprimálásával van csökkentve. A 4 145 747 számú amerikai szabadalmi leírásban távközlési berendezésbe való adaptív automatikus kiegyenlítőt ismertetnek, amelynek a leágazási együtthatók beállítására leágazási regiszterei vannak. A 4 020 332 számú amerikai szabadalmi leírásban ismertetnek egy interpoláló-ritkító áramkört egy digitális jel mintavételi gyakoriságának meghatározott tényezővel történő növelésére vagy csökkentésére. Végül különféle típusú és tervezésű digitális szűrőket ismertetnek az IEEE Trans. on Audio Electrcacoustics, Vol. AU-19, NO. 3., 1971. szeptemberi számában megjelent „Recursive and Non-recursive realizations of digital filters” c. cikkben.

Mielőtt továbbhaladnánk, röviden tekintsük át a digitális szűrők fontosabb típusait.

A digitális szűrők komplex aritmetikai processzorok, amelyekre általános esetben a következő alapvető szűró'egyenletet írhatjuk fel:

_Y. — ^ao^{+ a}i^z~^] + a.z² + . . . anz~ⁿ f ’ 1 + bjz ¹ + b2z ² + . . . bmz ^m ’ '* ahol Xj a bemeneti mintákat, Yj pedig a kimeneti mintákat képviseli.

Az 1, ábrán vázlatosan illusztráltunk egy 8-ieágazású FIR (véges Impulzus válaszú) szűrőt, amelyet néha transzverzális vagy nonrekurzív szűrőnek is neveznek, és amely hét 68 késle^!tetőt, nyolc 69 szorzót és hét 70 összeadót tartalmaz, Amint később ki fogjuk fejteni, ez az áramkör az alábbi egyenlettel reprezentált szűrőtípust valósítja meg:

Y_a= A₀X₀ + A[X_i + A₂X_₂ + ... A₇X_₇ (2)

Itt az A₀-A₇ értékek a leágazásokhoz tartozó és a 69 szorzókba táplált együtthatókat, az X_o-X_₇ pedig a bemenő minták jelenlegi és késleltetett értékeit jelentik, amelyeket meg kell szorozni a megfelelő leágazások együtthatóival. Az illusztrált 8-leágazásos szűrő feltétlenül stabil, mivel nincs benne visszacíatolás, és a kimenőjel értéke csak egy előzetes bemeneti értékkészlettől függ.

A 2. ábrán egy kanonikus alakú UR (végtelen impulzus válaszú) szűrőt mutatunk be, amelyet néha másodrendű rekurzív szűrőként is említenek, és amely két 71 késleltetőt, négy 72 összeadót és négy 73 szorzót foglal magában. Ez az áramkör a következő egyenlettel megadott karakterisztika megvalósítását jelenti:

Yo = X_o + A_oX_, + A₁X_2 + B_oX_₁ + B₁X_₂ (3) és aluláteresztő szűrőként használható. Ez a szűrő általába! sokkal hatásosabb, mint a (csak két késleltetővel rendelkező) FIR-szűrő, mert meredekebb vágása van.

A 3. ábrán egy csatolt kivitelű llR-szíírő vázlatát szemléltetjük. Ez az áramkör feliiláteresztő szűrőnek alk ilmas, és az alábbi egyenlet vonatkozik rá:

Y_o = X_o + (Aj - B₀)XÍ, + A₀XL_l5 (4) ahcl XÓ = X₀+B₁Xl₁-B₀Xl₁ és XŐ = B₀XL, + BX,.

Megjegyezzük, hogy ez a szűrő két 74 késleltetet, hat 75 szorzót és öt 76 összeadót tartalmaz.

A digitális szűrő impulzus válaszideje akkor véges, ha az (1) egyenletben minden bj= 0 (FIR-szűrő), egyébként a digitális szűrő végtelen impulzus válaszidővel bír (IIF.-szűrő), az lIR-szűrők hatásosabbak abból a szempontból, hogy egy adott szűrőkarakterisztikát kevesebb együtthatóval képesek megvalósítani. A digitális szűrők minősítésére használt alapvető paraméterek közé soroljuk a másodpercenként végzendő szorzások és összeadások teljes számát, a bemeneti és kimeneti minták tárolásához szükséges összes közvetlen hozzáférésű memória kapacitást és az együtthatók tárolására szükséges fixmemória-kapacitást.

A maximális hatásfok érdekében ezeket a szűrőket olyan kis mintavételi sebességgel célszerű futtatni, amilyennel csak lehetséges. Ez a megállapítás mind a FÍR , mind az ITR-szűrőkre egyaránt érvényes A FIRszűrők nagyobb mintavételi sebesség esetén több egyiitthatet igényelnek. Valóban, pl. kétszeres mintavételi sebesség esetén az együtthatók száma is közelítőleg megkétszereződik. Tehát a mintavételi sebesség növelésével a n emória-férőhely szükséglet is lineárisan, a biztosítandó aritmetikai sebesség pedig négyzetesen nő (gyorsai)! matematikai műveletvégzés szorozva a számítások nagyobb szántával). Az IJR-szűrők mintavételi sebességének növelése nem Igényel több együtthatót, viszont hosszabb szavakra van szükség, úgyhogy a számítások mégis csak több időt vesznek igénybe (soros/párhuzamos szorzókat használva). Végeredményben a számítási sebességet a mintavételi frekvencia arányában növelni keli.

Az architektúra megválasztása szempontjából célszerinek látszik, ha megpróbáljuk csökkenteni a rendszer mintavételi sebességét egy olyan aluláteresztő szűrő felhasználásával, amelynek zárótartománya jóval az F_s/2 frekvencia alatt kezdődik, ahol F_s a mintavételi frekvencia. Például, ha ez az alulátereszfő szűrő az F_s/16 frekvenciától kezdve minden komponenst eltávolít, akkor ennek a szűrőnek a kimenetét úgy tekinthetjük, mintha F_s/8 vagyis 2XF_S/16 frekvenciával lenne mintavételi zve. A mintavételi frekvencia leosztását úgy érjük el, hogy a szűrőnek csak minden nyolcadik kimenőjét használjuk fel, a többi hetet pedig mellőzzük. Megjegyezzük, hogy az interpoláló A/D átalakítóban az adatok mint;· vételezése az érdekes frekvencia 32 vagy 64-szereséig tál van teljesítve, úgyhogy a jelnek az F_s/16 határfrekvenciára történő korlátozásához szükséges szűrő elégge egyszerű kivitelű lehet. A távbeszélő rendszerekben alkalmazott 512 kHz-os mintavételi frekvenciát 32 kííz-re csökkenthetjük egy olyan aluláteresztő szűrő segítségével, amelynek zárótartománya 16 kHz-nél kezdődik. Miután az áteresztősáv 3,4 kHz-ig tart, ez a

-3185 634 szűrő sokkal egyszerűbb, mint az igazi aluláteresztő funkciót ellátó szűrő, amelynek 4,6 kHz-nél kezdődő zárósávot kell biztosítani.

Aluláteresztő karakterisztikát FIR-szűrővel lehet a leghatásosabban megvalósítani. Ezt a megállapítást a következő érvekkel támasztjuk alá. Egy mintavételi frekvencia-csökkentésre használt ritkító, aluláteresztő IIR-szűrőnek a mintavételi frekvencián kell működnie, az eredeti mintavételi frekvenciával ki kell számítania az eredményeket, majd minden 8 eredményből 7-et el kell dobnia. Ugyanakkor mégis ki kell számolnia minden eredményt, mert valamennyire szükség van a következő eredmény meghatározásához. Az ilyen frekvencia-csökkentő áramkör,jóllehet, csak egy másodfokú aluláteresztő szűrő, mégis 5 együtthatót alkalmaz, vagyis 4 psec-onként 5 szorzást és 5 összeadást végez, ami 2,5 MHz-es szorzási sebességet és 2 MHz-es összeadási sebességet jelent. Ezzel szemben egy FIR-szűrőnek csak minden nyolcadik eredményt kell kiszámolnia. Tehát a hét fel nem használandó eredmény kiszámolása megtakarítható, miután azokra nincs szükség a későbbi minták meghatározásához. Egy 32 kHz-en működő 20 együtthatós FIR-szűrő esetén csak 20 szorzásra és 10 összeadásra van szükség. így az előbbi példához képest a szorzási sebesség 1,28 MHz-re, az összeadási sebesség pedig 1,204 MHz-re csökkent. Ezenkívül azt is ki lehet mutatni, hogy a memória szükséglet hasonló nagyságrendű, és végül az egész FIR-szűrő egyszerű, soros összeadóstruktúraként állítható elő, ami hardware megtakarítást tesz lehetővé.

A digitális szűrőben alkalmazott műveletek közül a szorzás a legbonyolultabb. A szorzó áramkörök felépítéséhez nagymennyiségű hardware szükséges, és az ilyen áramkörök jelentős teljesítményt disszipálhatnak. Amint fentebb jeleztük, a ritkító szűrő igen szapora, 1,2 MHz-től 2,25 MHz-ig terjedő szorzási frekvenciákat kíván. A szorzást általában vagy egy teljesen párhuzamos kombinációs hálózattal valósítják meg, vagy egy soros/párhuzamos összeadó és léptető áramkörrel. Az első esetben félelmetes mennyiségű hardware szükséges, a másodikban pedig az N ás M mennyiségek soros/párhuzamos szorzását egy N-bites léptető regiszter és egy N + M bites összeadó N órajelciklus alatt hajtja végre. Mindazonáltal egy LSI processzor számára sem az első, sem a második megoldás nem alkalmas.

Egy ígéretes módszer az ún. „rövid szó optimalizálás”. Ezt a módszert használva az együtthatóban lévő 1-esek számát minimalizáljuk, mert a szorzási művelet során csak 1-es jelenléte esetén van szükség összeadásra. Például, egy „barrel shifter” és egy csupán három 1-est tartalmazó 12-bites együttható alkalmazásával egy szorzást három órajel periódus alatt végrehajthatunk azáltal, hogy az összeadásokat minden olyan esetben kihagyjuk, ahol az együtthatóban zérusok állnak. Az együtthatók egyszerűsítésének módszerei igen bonyolultak, és a szűrő teljesítőképessége szempontjából némi megalkuvást igényelnek (ez azonban a bonyolultság fokozása árán ellensúlyozható). Úgy látszik, hogy a több együtthatót alkalmazó FIR-szűrők kevésbé érzékenyek az együtthatóegyszerűsítéssel járó hatásokra. Ebből a szempontból eléggé érzéketlenek a nagy toleranciájú valóságos szűrőkből fejlesztett IIR-szűrők is.

A digitális szűrők alkalmazásából, és általában a digitális jelfeldolgozásból eredő számos előnyt akkor tudjuk igazán kihasználni, ha a hírközlőberendezések analóg és 4 digitális szakaszai közé nagy feloldóképesscgű, gyors működésű és széles dinamikájú A/D átalakítókat iktatunk.

Az A/D átalakítónak van a legjelentősebb befolyása a rendszer teljesítőképességére, és a legtöbb hibát okozhatja a rendszerben. Az A/D átalakító tulajdonságai határozzák meg a jel-zaj viszonyt, az erősítési karakterisztikát, az üres csatornák zajszintjét, a harmonikus torzítást, a sávon kívüli jelek hatását, az intermodulációs torzítást, és korlátozhatják az átviteli frekvenciasávot.

Az ismert A/D átalakító típusok közül digitális jelfeldolgozás céljaira a legalkalmasabbnak látszik az ún. interpoláló átalakító, amely a bemenő analóg (beszéd) jelet viszonylag nagy frekvenciával, pl. 512 kHz-cel (vagy 256 kHz-cel) mintavételezi, és előállítja az egyes jelamplitúdókat reprezentáló sokbites digitális szavakat.

A 4. ábrán egyszerűsített változatban mutatunk be egy ilyen ismert interpoláló A/D átalakítót, amelyben az analóg x(t) bemenőjel és annak megfelelő kvantált q(t) je! közötti átlagos eltérést negatív visszacsatolás minimalizálja. Az x(t) bemenőjel és a q(t) jel közötti különbség az 1 erősítőből, az R ellenállásból és a C kondenzátorból álló integrátorban integrálódik és összegződik az [x(t) — c.(t)] különbségi jel pillanatnyi értékével. Az eredmény polaritását a 2 komparátor detektálja. A 2 komparátor kimenőjele a 3 léptetésvezérlő logikába jut, amely a 4 D/A átalakítóban képződő kvantált q(t) jel növekedését vagy csökkenését szabja meg. A 3 léptetésvezéilő logika célszerűen egy 8-bites, kétirányú léptető regisztert foglal magában, amely digitális akkumulátorként működik oly módon, hogy a legkisebb helyiértékeken (LSB) egyesekkel, a legnagyobb helyiértékeken (MSB) pedig zérusokkal telik meg. Amint ez a regiszter megtelik logikai egyesekkel, a kvantálási lépcső nagysága növekszik. A 3 léptetésvezérlő logika figyeli a kvantálás polaritását is, és az 5 vonalra küldött SB előjel-bit alakjában ad róla információt. A kvantálási lépcső nagyságára vonatkozó információ pedig a digitális kimenetén jelenik meg.

A bemutatotthoz hasonló áramkörre vonatkozó további részleteket és működési karakterisztikákat találhatunk Bruce A. Wooley és James L. Henry „An Integrated Per-Channel PGM Encoder Based on Interpolálton” című cikkében, amely az IEEE Journal of Solid State Círcuits, Vol. SC 14, No. 1, 1979. februári számának 14-20. oldalain jelent meg.

Bár a fentebbjeid interpoláló A/D átalakító és még néhány régebben leközölt társa használható ugyan a jelen találmány szerinti előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkörben, ezek az A/D átalakítók azonban több hátránnyal rendelkeznek. Mivel a 2 komparátor kimenete mintavételezve van az F_s mintavételi frekvenciával (amely jóval fölötte van az érdekes bemenő frekvenciatartománynak), és mivel ez a kimenet vezérli az új kvaníált kimenetet meghatározó léptető regisztert, a 4 D/A átalakító kimenetének minden mintavétel alkalmával meg kell változni mivel az 1-bites kód csak két állapotot tesz lehetővé, mégpedig a növekedést vagy a csökkenést. Nem létezhet viszont olyan állapot, hogy a 4 D/A átalakító kimeneíe állandó maradjon. Részletesebben kifejtve, a léptető regiszter vezérlése csak azt engedi meg, hogy a J D/A átalakító bemenetel 0, ±00000001, ±00000011, iOOOOOlll, +00001111, +00011111, ±00111111, +01111111, vagy ±11111111 értékűek legyenek. Amint Candy és társai rámutattak a „A Per-Channel A/D Con-41

185 634 verter Having 15-Segment μ-255. Companding” című közleményükben, amely az IEEE Trans. on Communications, Vol. COM-24, No. 1,1976 januári számában található, a fenti kódok úgy lettek kiválasztva, hogy a μ-karakterisztikát alkotó szegmensek végpontjai 4/3-szorosának feleljenek meg, vagyis bármelyik két ponthoz tartozó kódok átlaga éppen az illető szegmens végpontját adja meg. A léptető regiszter vezérlése csak 17 szintet enged létezni a rendszerben, pl. 8 pozitív szintet, 8 negatív szintet és az egy zérusszintet. A visszacsatoló hurok hatására az A/D átalakító az integrátor kimenetét a zérus felé kényszeríti, úgyhogy a q(t) jel integrálja igyekszik azonos lenni az x(t) bemenőjel integráljának értékével.

Egyenfeszültségű bemenőjelek esetén, ha az R ellenállással és C kondenzátorral megfelelő csillapítást állítottunk be, a rendszer az 5a. ábrán illusztrált hullámalakot fogja gerjeszteni. Ez tulajdonképpen egy, a bemenőjelre szuperponált háromszintes oszcilláció. Az említett szerzők leírnak egy 256 kHz-es rendszert, amelyben 32 minta célszerűen páronként egyidejűleg átlagolódik. Mindegyik pár átlagolása úgy megy végbe, hogy a két minta közül a kisebbiket vesszük és elhagyjuk a 4/3-as arányossági tényezőt. Például, ha az egyik minta az n végpont értékének 4/3-a, a legközelebb eső kisebb minta pedig 2/3-része a végértéknek, akkor az átlag éppen az n végpont maga, amelynek kódja azonos a kisebb mintáéval. Ez az átlagolási mód a minták számát 16-ra csökkenti, és egy párhuzamos 12-bites összeadóban végrehajtva 12-bites eredményt ad. Az összeadóval elérhető felbontás az átlagolt minták N számának és az egyes minták felbontásának a függvénye, vagyis az eredmény felbontása nem más mint a log₂N érték szorozva egyetlen minta felbontásával.

Kawahara és társai és még mások is leírtak olyan 512 kHz-es rendszert, amely az átlagolást már csak kHz-es válogatásban hajtja végre. Mindezekben a rendszerekben azonban több probléma merül fel, amelyek okait a jelen találmány alapján javasolt megoldások ismertetése során most fogjuk elemezni.

1. Frekvencfafüggő erősítés. Ezzel a problémával kapcsolatban tételezzük fel, hogy a mintavételi frekvencia és az átalakítóban megkülönböztetett szintek száma megfelel az alapvető rendszer-előírásoknak. A bemeneti frekvencia növekedésével a rendszer egyre több bubával képes csak követni a jelet, amint azt a 6a. és 6b. ábrák szemléltetik. A 6a. ábrával kapcsolatban megjegyezzük, hogy a rendszer a 250 Hz-es jelet elég jól követi. Azonban, amikor a frekvenciát 4 kHz-re növeljük, a követés tökéletlenné válik, amint a 6b. ábra illusztrálja. Ahhoz, hogy egy jelnek a + végértéktől a - végértékig tartó változása követhető legyen, legalább (2M-1)T idő szükséges, tehát a maximális frekvencia, amit a rendszer még teljes amplitúdóval feldolgozhat F_S(2/2M-1) értékű, ahol M a kvantálási szintek száma és T = 1/F_S a mintavételi periódus. 8-szintes rendszer esetén ez a frekvencia F_s/30ra adódik. Mind amellett ehhez a frekvenciához közeledve egyre hibásabb hullámalakot kapunk, és ráadásul még kisfrekvenciákon is számottevő a jeltorzítás. A frekvenciafüggő erősítés az A/D átalakító kimenőjelének mérésével állapítható meg. A 7. ábrán egy 256 kííz-es mintavételi frekvenciájú és nyolcszintes rendszerre vonatkozó erősítés-frekvencia görbét mutatunk be. A mintavételi frekvenciát 512 kHz-re növelve kis jelfrekvenciáknál ugyan javul a karakterisztika, de nagyobb frekvenciáknál még mindig frekvenciafüggő az erősítés. Ez a körülmény jeJentős problémákat okozhat a rendszerben, ha nem korrigáljuk.

2. Az egyenáramú jelek a mintavételi frekvenciától függően korlátozódnak. A korlátozott DC felbontóképesség oka az egyes kvantálási lépcsőkhöz tartozó mintavételek számbeli eltéréseire vezethető vissza. A fentebb leírt rendszerben minden szint felezőszintet jelent két másik szint között. Az 5a. ábrán látható háromszintes oszcillációt helyettesíthetjük az 5b. ábra szeúnti kétszintes oszcillációval, amely F_s/2 frekvenciám. A kétféle szint egymáshoz képest 2:1 arányban tér el a nullvonaltól. A felbontás finomságát az átlagolt minták száma határozza meg. A Candy és társai (lásd fentebb) által követett megközelítésben 16 mintát átl; goinak, úgyhogy a jel felbontása közelítőleg 1/32, vagyis hasonló a μ-törvényű vagy A-törvényű kvantálásul nyert felbontáshoz. Nagyobb mintavételi frekvenciával, pl. 512 kHz-cel kétszer annyi mintát lehetne átlagolni, és kétszer finomabb felbontás, vagyis 1/64 válna lehetővé. Az ilyen rendszerekkel elérhető felbontás' 1: (F_s/F_out) arányúnak fogadhatjuk el, ahol F_out a k menőjel mintavételi frekvenciája.

3. A dinamika tartomány is korlátozott a mintavételi frekvencia függvényében. A korlátozott dinamika tartomáry szintén problémát jelent, akárcsak a korlátozott felbontás. A dinamika tartomány nem más mint a legkisebb felbontott szintnek a legnagyobblioz vaió viszonya. A legkisebb még felbontott szint közel van a zérushoz és Xo(F₀ut'Fs) értékű, ahol X_o a 00000001 kódnak megfelelő kimenőszint. A legnagyobb szint pedig 2^MXo, ahcl M a (pozitív vagy negatív) szintek száma a 4 D/A átalakítóban. A dinamika tartomány mérőszáma tehát 2^MF_S/F_out, és vagy az M, vagy az F_s növelése útján fokozató. Azonban ha M-et anélkül növeljük, hogy F_s-t változtatnánk, a követési problémák az eddigihez képest mát, kisebb frekvenciánál fognak jelentkezni.

4. Korlátozott nagyfrekvenciás jelkövetés. Amikor olyan nagyfrekvenciás jeleket adunk az átalakítóba, amelyeket az már nem tud követni, a kimenőjel összezsugorodik, és fázisa a bemenethez képest 180°-kai eltolódik. Az ilyen követésből-kiesett állapotban bizonyos körülmények között sávonbelüli (kisfrekvenciás) zavarjelek is keletkezhetnek, amelyek nem egészen 30 dB-lel vannak csak a bemenőjel szintje alatt.

5. Sávonkívüli jelek által gerjesztett sávonbelüli komponensek. A fentebb leírt áramkörben az A/D átalakító után alkalmazott átlagoló digitális szűrő nem optimális típusú, mert nem nyomja el kielégítően az összes sávonkívüli jelet, és így azok átfedést torzítást okoihatnak az áteresztősávban. Sávonkívüli jelek nemcsak mint bemenőjei-kompenensek juthatnak be a rendszerbe, hanem a nagy mintavételi frekvencián (256 kllzen vagy 512 kHz-en) végzett A/D átalakítás miatt is felléphetnek. Ha a 4 és 8 kHz közötti jel komponensek nincsenek kellően csillapítva, akkor a mintavételezés jelekkel (feltéve, hogy az áteresztősáv O-tól 3,4 kHz-ig tart). A 12 kHz körüli komponensek átfedése útján szimén bejuthatnak az áteresztösávba, miközben mindössze 13 dB-lel csillapodnak. Tehát úgy tűnik, hogy ezt az A/D átalakítót egy precíziós előszűrővel kell ellátni, mer’ csak így lesz alkalmasa beszédsávi jelfeldolgozásra.

Az A/D átalakító által gerjesztett és a bemenőjelhez képes* -20.. . —50 dB-es szintű sávonkívüli jelek egy része .' 0 dB-nél kisebb csillapítással transzponálódik az 5

-5185 634 áteresztősávba, és megnöveli a sávonbelüli zajt, tehát csökkenti a rendszer jel-zaj viszonyát.

A jel-zaj viszony növelésére megpróbálkoztak az A/D átalakítót követő digitális átlagoló szűrő módosításával. A fentebb említett Candy és társai egy átlagoló szűrőt írtak le, amely az A/D átalakító kimenő frekvenciájának csökkentésére használható, Kuwahara és társai pedig az „Interpolative PCM CODECS with Multiplexed Digital Filters” című cikkükben, amely az 1980. február 14-én kiadott Proceedings 1980 IEEE International Solid-State Circuits Conference 174. oldalán jelent meg, ismertettek egy átlagoló szűrőt a kimenő frekvencia negyedére való redukálására, valamint egy végtelen impulzus válaszú (IIR) szűrőt a kisebb frekvenciák szűrésére. Mindazonáltal két kulcsfontosságú dolgot figyelmen kívül hagytak ezekben a korábbi megoldásokban.

Az első az, hogy a ritkító szűrőknek nemcsak redukálniuk kell a mintavételi frekvenciát, hanem még fontosabb feladatuk, hogy az átereszíősávban átfedést okozó frekvencia komponenseket megfelelően csillapítsák. Ha az áteresztősávban levő komponensek lineáris torzítást szenvednek, akkor az csak olyan szűrővel lenne kikompenzálható, amely magán a végső mintavételi frekvencián, vagy ahhoz közel működik, a fenti átlagoló szűrőknél nem ez a helyzet, tehát a sávonkívüli jeleket nem csillapítják kielégítően.

A fenti átlagoló szűrők másik hiányossága az volt, hogy az átfedési frekvenciáknál fekvő kétszeres szélességű áteresztési sávokban sem biztosítottak elegendő csillapítást.

A jelen találmány megalkotásával kettős célt szolgálunk. Egyrészt égj' új típusú előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkört kívánunk kifejleszteni, amelyben minden jelfeldolgozás csak a bemenő jeleknek digitális formába való átalakítása után megy végbe. Másrészt a mintavételi sebesség fokozására alkalmas, tökéletesített, digitális szűrőket kívánunk létrehozni, amelyek az említett hangfeldolgozó áramkörben felhasználhatók.

A találmány tehát előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkör, amelynek adóága tartalmaz aluláteresztő bemeneti szűrőt, ennek kimenetéhez A/D átalakító közbeiktatásával csatlakozó adó-jelfeldolgozó egységet, és az utóbbi kimenetére kapcsolódó adószervet,· vevőága pedig tartalmaz vevőszervet, ennek kimenetéhez csatlakozó vevő-jelfeldolgozó egységet és ez utóbbi kimenetére D/A átalakító közbeiktatásával csatlakoztatott kimeneti szűrőt. A találmányt az jellemzi, hogy az adó-jelfeldolgozó egységnek fő-adószűrője és ehhez csatlakozó több aluláteresztő ritkító szűrője van, amely utóbbiak egyikének bemenete az A/D átalakító kimenetéhez van csatlakoztatva; a vevő-jelfeldolgozó egységnek fő-vevőszűrője és ehhez csatlakozó több aluláteresztő interpoláló szűrője van, és az egyik aluláteresztő interpoláló szűrő kimenete a D/A átalakító bemenetére van csatlakoztatva; az adójelfeldolgozó egység és a vevő-jelfeldolgozó egység jelútjai közé vezérelhető kiegyenlítő szűrő és vezérelhető impedancia-illesztő szűrő van beiktatva; továbbá külső forrásból vezérelt rendszervezérlő egysége van, amely vezérlőbuszon keresztül összeköttetésben van az adójelfeldolgozó egységgel, a vevő-jelfeldolgozó egységgel, valamint a kiegyenlítő szűrővel és az impedancia-illesztő szűrővel.

A jelen találmány alapján előnyösen gyártható előfizetői vonali hangfeldolgozó áramköröket lehet előállítani.

A találmányt a továbbiakban a rajzokon szemléltetett előnyös kiviteli alakok alapján ismertetjük, ahol az

1. ábra egy ismert FÍR szűrő vázlatos rajza, a

2. és 3. ábrák kétféle ismert IIR szűrő vázlatát mutatják, a

4. ábra a jelen találmány szerintinél korábbi típusú interpoláló A/D átalakító tömbvázlatát szemlélteti, az

5a. ill. 5b. ábrák a jelen találmány szerinti háromszintű és két szintű interpolációt mutatják be, a

6a. ill. 6b. ábrák a találmány szerinti berendezés működését illusztrálják, a

7. ábra egy a 10. ábrán látható A/D átalakító frekvenciafiiggö erősítés karakterisztikáját ábrázolja, a

8. ábra egy tömbvázlat, amely a találmány szerinti előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkör egy kiviteli alakjának rendszer-architektúráját illusztrálja, a

9. ábra a találmány szerint módosított interpoláló

A/D átalakító tömbvázlatát mutatja, a

10. ábrán a találmány szerinti interpoláló A/D átalakító egy másik kiviteli alakja látható, a

11. ábra ugyanazon A/D átalakító működését ábrázolja, a

12. ábrán látható diagram a találmány szerinti adaptív A/D átalakítóra vonatkozó jel-digitális zaj viszonyt illusztrálja, a

13. ábra egy olyan A/D átalakító tömbvázlata, amely módosítva működik a 10. ábrán illusztrált átalakítóhoz képest, a

14. ábrán látható diagram az A/D átalakító működését mutatja be a 13. ábra szerinti módosítással és anélkül, a

15. ábra ismét egy tömbvázlat, amely a találmány szerinti digitális ritkító szűrőt ábrázolja, a

16. ábra a 15. ábrán vázolt szűrő hardware komponensekből való felépítését szemlélteti, a

17. ábrán a találmány szerinti F1R szűrő egyik kiviteli alakjának logikai diagramját láthatjuk, a

18. ábrán a találmány szerinti F1R szűrő 23 leágazási!

kiviteli alakjának logikai diagramját láthatjuk, a

19. ábra a találmány szerinti szűrő párhuzamos összeadóként kivitelezett változatát illusztrálja, a

20. ábrán a találmány szerinti FIR szűrő három leágazású kiviteli alakjának logikai diagramját láthatjuk, a

21. ábrán egy fixmemóriával tökéletesített, öt leágazású FIR szűrő tömbvázlatát láthatjuk, és a

22. ábrán pedig egy szintén fixmemóriát tartalmazó, nyolc leágazásos FIR szűrő tömbvázlatát láthatjuk.

A 8. ábrán egy 10 előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkör blokksémáját mutatjuk be egy 12 előfizetői ^!,onali interfész áramkörrel összekapcsolva (angol kifejezése: „subscriber line interface Circuit”, rövidítve:' „SLIC”).

A 10 előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkör általában az adóágat alkotó 14 bemeneti szűrőből, 16 A/D átalakítóból, digitális 18 adó-jelfeldolgozó egységből és

185 634 adóregiszterből, valamint a vételi ágat alkotó 22 vevőregiszterből, 24 vevő-jelfeldolgozó egységből, 26 D/A átalakítóból és 28 kimeneti szűrőből áll. Ezenkívül a 10 előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkörhöz tartozik még a 30 bemenet/kimenet-vezérlő egység is a 32 rendszervezérlő egységgel és a 34 interfész-vezérlő egységgel együtt.

Részletesebben meghatározva a 14 bemeneti szűrő tulajdonképpen egy átfedésgátló (angolul: ,,anti-aliasing”) szűrő, amelynek az a rendeltetése, hogy meggátolja a mintavételi frekvenciához közeli jeleknek a hangsávban való visszakeveredését a későbbi frekvenciacsökkentő, más néven ritkító (angolul: „decimator”) szűrőkben történő feldolgozás során. Ennek a 14 bemeneti szűrőnek 508 MHz-en legalább 10 dB csillapítással kell rendelkeznie (ha a mintavételi frekvencia't F_s=512 kHz-re választjuk). Ezt a követelményt egyetlen 114 kHz-re hangolt pólussal bíró szűrő segítségével teljesíthetjük. A névleges késleltetés ilyen szűrő esetén 1,4 jzsec-ot tesz ki.

Amint az alábbiak során még részletesebben ki fogjuk fejteni, a 16 A/D átalakító egy olyan interpoláló típusú kódoló, amely a bemenő analóg (beszéd) jelet viszonylag nagy frekvenciával, pl. 512 kHz-cel (vagy 256 kHz-cel) mintavételezi és előállítja a mintavételezett jelamplitúdókat reprezentáló sokbites digitális szavakat.

A 18 adó-jelfeldolgozó egység egy pár 40, 42 aluláteresztő ritkító szűrőt, egy 44 kiegyenlítő szűrőt, egy, az adócsillapítás-torzítást javító 46 első korrekciós szűrőt, egy 48 első erősítésszabályozó szűrőt, egy 50 főadószűrőt és egy 52 digitális kompandert foglal magában. Amint a továbbiak során még szó lesz róla, a 16 A/D átalakító a 3,4 kHz feletti jeleket is tökéletesen feldolgozza, ezért azokat ugyanolyan aluláteresztő szűrőkkel kell csillapítani, miirt egy hagyományos átviteli rendszerben, A jelen találmány szerint az említett szűrési feladatot a 40 és 42 aluláteresztő ritkító szűrők, illetve az 50 fő-adószűrő segítségével oldjuk meg. A 40 és 42 aluláteresztő ritkító szűrők frekvencia redukálást végeznek, Az 50 fíKidoszűro nemcsak aluláíeresztő’, hanem felül· áteresztő szűrőszakaszt is tartalmaz a 60 kHz-es frekvencia elnyomása céljából. Az utóbbi szakasz részét alkotja a távbeszélő rendszer „anti aliasing” szűrőjének.

A digitális szűrők nagymennyiségű számtani műveletet igényelnek, méghozzá minél nagyobb a mintavételi frekvencia, annál több számítási műveletre van szükség. A gazdaságosság érdekében célszerű a számító műveletek mennyiségét csökkenteni, és a mintavételi frekvenciát is olyan mértékben redukálni, amennyire csak lehetséges. Ennek megfelelően a 40 és 42 aluláteresztő ritkító szűrőknek éppen az a feladata, hogy csökkentsék a mintavételi frekvenciát. Részletesebben kifejtve a 40 aluláteresztő ritkító szűrő 512 kHz-ről 32 kHz-re redukálja a mintavételi frekvenciát, miközben aluláteresztő funkciókat is teljesít. A 40 aluláteresztő ritkító szűrőnek biztosítani kell, hogy a 32 kHz feletti frekvenciák ne keveredhessenek vissza a O-tól 3,4 kHz-ig terjedő átviteli sávba, továbbá lehetőleg lapos áteresztősávi karakterisztikával kell rendelkeznie. Azonban nem feltétlenül szükséges abszolút lapos karakterisztikára törekedni, mivel a továbbiak során ez kompenzálható a digitális szűrőszakaszokban.

A digitális szűrő használatának egyik előnye, hogy nagyon pontos karakterisztikákat biztosít. A sorrendben utóbb következő szűrő ki tudja egyenlíteni az őt megélő? ő szűrő hibáit. Analóg szűrők használata eseten igen nehéz a mögöttes szűrőszakaszt egy előző szakasz hibáinak kiküszöbölésére fordítani, mivel az ilyen szűrők tulajdonságai az alkatrészek szórása miatt ingadozók.

A 40 aluláteresztő ritkító szűrőből kilépő 32 kHz-es jel egy másik 42 aluláteresztő ritkító szűrőbe jut, amely tovíbb redukálja a frekvenciát 16 kHz-re. A 42 aluláterasztő ritkító szűrőnek kell megakadályozni az olyan komponensek továbbjutását, amelyek az átviteli sávba visszanyúló spektrumot okoznak, továbbá a 12,6 kHz-nél nagyobb frekvenciájú komponensekét is, amelyek 3,4 kHz-nél kevesebbel térnek el a 16 kHz-re csökkentett mintavételi frekvenciától.

Tár ezt a két 40 és 42 aluláteresztő ritkító szűrőt össze lehetne építeni egyetlen szűrőstruktúrába, a jelen találmányban különválasztjuk őket, azért, hogy egyéb áramköri komponensek számára mind a 32 kHz-es, mind a 16 kHz-es jelek forrása hozzáférhető legyen.

A 46 első korrekciós szűrőt és a 48 első erősítésszabályozó szűrőt egyenlőre hagyjuk figyelmen kívül, és térjünk rá az 50 fő-adószűrőre, amely nemcsak alulátemsztő, hanem felüláteresztő szűrési funkciót is teljesít. Az első funkciót egy aluláteresztő szakasz látja cl, ame ynek sávgörbéje 3,6 kHz-töl 4,6 kHz-ig megy át a zárótartományba, hasonlóan a korábbi rendszerek anal ig szűrőihez. Ezenkívül ez a 50 fő-adószűrő csillapítás-korrekciót is végez a 40 és 42 aluláteresztő ritkító szűr ik, valamint a 14 bemeneti szűrő bizonyos hatásainak kompenzálására. Végül az 50 fő-adószűrő felüláterrsztő szakasza pedig elnyomja a 60 Hz-es zavarjelet és mindazon kisfrekvenciás jeleket, amelyeknek átvitel nem kívánatos egy távbeszélő rendszerben. Az 50 főadóízűrő kimenőjele lineáris kódban képződik. A lineáris kód választása azért szükséges, hogy a rendszerben jó jel/zrj értéket lehessen fenntartani, valamint a jelek könnyen feldolgozhatok legyenek.

Az 52 digitális kompander a lineáris kódot megfelelő algoritmus segítségével μ-törvényű vagy A-törvényű kóddá alakítja attól függően, hogy az illető távbeszélő rendszer melyiket Igényli. Amikor’a rendszerben lineárisan kódolt kimenetre van szükség, akkor az 52 digitális kompander áthidalható. Az 52 digitális kompander kimenete a 20 adóregiszter bemenetére csatlakozik, amely a 21 vezérlőpontra adott rendszervezérlö jelek hatására az í 3-adó-kímenőpcnthoz csatlakozó távbeszélő kapcsolt ba (központba) küldi az adatokat. A már leírt egységei funkciói némileg hasonlóak az eddigi típusú A/D átaiaritó és adószűrő által ellátott funkciókhoz. Az eddigi hagyományos áramkörökben jelszin tszabályozó eszközként általában az adóblokk elé helyezett valamilyen szabályozható erősítő szerepelt. Az illusztrált kivitt li példánkban ennek az erősítőnek a szerepét a 48 első nősítésszabályozó szűrő látja el, amely úgy erősít, hogy a 42 aluláteresztő ritkító szűrőből érkező digitális szavat megszorozza egy digitális konstanssal. Ez a digitális konstans a felhasználó által programozható, és így az erősítés igen széles tartományban, lényegében + 12 dB-től mínusz végtelen dB-ig pontosan beállítható. Végetedményben az erősítést a megfelelően megválasztott is a felhasználó által a készülékbe programozott erősítésvezérlő szó határozza meg.

Míg az eddigi típusú rendszerekben az erősítést valamilyen kézi szabályozás útján lehetett beállítani, a jelen találmány szerint nincs szükség fizikailag megvalósított kezelőszervre, miután a számítógépes vezérléssel végzett 7

-7185 634 üzembchelyezés során az erősítés az 51 vezérlőbuszon keresztül programozható. Ez pedig a gyártó cégnek lényeges költség- és időmegtakarítást jelent. A 44 kiegyenlítő szűrő feladata az ún. „transzhibrid balansz” funkció ellátása, amelyet a későbbiek folyamán részletesen ismertetünk.

Most áttérünk a vevőág ismertetésére. Az 55 vevőbemenőpontra érkező jelek a 22 vevőregiszterbe, majd onnan a 24 vevő-jelfeldolgozó egységbe jutnak, amely utóbbi az 54 digitális expandert, az 56 fő-vevőszűrőt, az 58 második erősítésszabályozó szűrőt, vevőcsillapítástorzítást javító 60 második korrekciós szűrőt, egy pár 62 és 64 aluláteresztő interpoláló szűrőt és egy 66 impedancia-illesztő szűrőt foglal magában.

Az 54 digitális expander az 57 vezetéken érkező programvezérléstől függően vagy μ-törvényű vagy Atörvényű kódot fogad, és azt az adórésznél már említett 12- vagy 13-bites lineáris kóddá alakítja. Ha a vezérlő szó azt jelzi, hogy a bemenetre érkező szó lineárisan kódolt, akkor az 54 digitális expander áthidalható. A rendszer bemenő mintavételi frekvenciája 8 kHz-es.

A vételi ággal kapcsolatban arra törekszünk, hogy egyszerűsítsük az 56 fő-vevó'szűrfít, amelynek a jelen esetben a 8 kHz-es komponenst kell aluláteresztő módon kiszűrni. Továbbá ennek az 56 fő-vevőszűrönek kell kompenzálnia a kis mintavételi frekvencia miatt fellépő torzítást. Ez a torzítás sinx/x torzítás néven ismeretes, és nyilvánvalóan csillapítást jelent azon jelek számára, amelyeknek frekvenciája lényeges hányadát teszi ki a mintavételi frekvenciának. Például egy 3,5 kHz-es jel egy olyan rendszerben, amely az adó-oldalon is 8 kHzcel mintavételez, kb. 2 vagy 2,5 dB csillapítást szenved, amit pedig korrigálni kell.

Ezzel szemben egy elegendően nagy adó-oldali mintavételi frekvencia, pl. 256 kHz vagy 128 kHz alkalmazása kétszeres előnnyel jár. Először az említett sin x/x torzítás jelentősen lecsökken, méghozzá olyan mértékben, hogy már nem is szükséges korrigálni. Másodszor pedig a 4 kHz alatti beszédsávtól így eléggé eltávolodnak a mintavételi frekvenciát kísérő oldalsávok komponensei.

Ha a mintavételezést ilyen nagyfrekvenciával, pl. 256 kHz-cel (vagy 128 kHz-cel) végezzük, akkor a hozzátartozó oldalsávokat könnyen kiszűrhetjük az 56 fővevőszűrő segítségével, amely a hangfrekvenciás tartományban lapos áteresztő-karakterisztikával rendelkezik, de a mintavételi frekvencián már jelentó's csillapítása van. Minél nagyobb a mintavételi frekvencia, annál egyszerűbbre tudjuk a szűrőt tervezni, ínért az áteresztő és zárótartományok így távolabb kerülnek egymástól.

A jelen találmány szerint a szűrési funkciókat az 56 fő-vevőszűrő, valamint a 62 és 64 aluláteresztő interpoláló szűrők látják el. Az 56 fő-vevőszú'rő aluiáteresztő típusú, amely 16 kllz-en működik, és hasonlít az 50 ioadószűrő aluiáteresztő szakaszához. Az 50 fö-adószűrő felüláteresztő része ezzel szemben 8 kHz-en működik: Az 56 fő-vevőszűrő 8 kHz-es jelet fogad, de 16 kHz-es jelet ad ki, és nagy csillapítást kell biztosítania a 4,6 kHztől 8 kHz-ig terjedő sávban azért, hogy elnyomjon minden olyan frekvenciát, amely átfedésbe jutna, és el kell nyomnia a 8 kHz-es komponenst is, amely a mintavételezésből eredően szintén jelen van. Amíg az 50 főadószűrő mind aluiáteresztő, mind felüláteresztö funkcót teljesít, az 56 fő-vevőszűrfí csak aluláteresztő feladatot végez.

Annak, hogy az adóágban alul- és felüláteresztő szűrőkre egyaránt szükség van, a vevőágban viszont csak aluláteresztő szűrő kell, az az oka, hogy adó ágban igen könnyen bejuthatnak 60 Hz-es (Amerikában) ill. 50 Hz-es zavarkomponensek (Európában). Miután a továbbítandó jelek általában távbeszélővezetéken érkeznek, és az ilyen vezetékek gyakran párhuzamosan futnak hálózati vezetékekkel, a távbeszélő rendszer nem kívánatos hálózati zavarokat szedhet fel. Az 50 fő-adószűrő felüláteresztő részét tehát úgy méretezzük, hogy az nyomja el a 60 Hz-es komponenseket. Miután ezt az intézkedést megtettük, és az átviendő jeleket már digitális alakúra hoztuk, a 60 Hz-es zavarok már nem kerülhetnek be a további digitális szakaszokba. Ennek következtében nincs szükség arra, hogy a vevőágba is tegyünk 60 Hz-es szűrőt.

Az 56 fő-vevőszűrő kimenőjele előbb az 58 második erősítésszabályozó szűrőbe, majd a vevőcsillapítástorzítást javító 60 második korrekciós szűrőbe jut, amely áramköröket a továbbiak során fogjuk ismertetni.

Az első 62 aluiáteresztő interpoláló szűrő az 58 második erősítésszabályozó szűrőből 16 kHz-es bemenőjclet kap, és 32 kHz kimenőjelet bocsát ki. Mint aluláteresztő szűrőnek az a rendeltetése, hogy alaposan elnyomja a 16 kHz-es komponenst, és a benne keletkező 32 kHz-es komponens kimenőjelként jut tovább.

A második 64 aluláteresztő interpoláló szűrő 256 kHz-es (vagy 128 kHz-es) kimenőjelet szolgáltat, kiszűri a 32 kHz-es komponenseket, és előállít néhány kisebb amplitúdójú nagyfrekvenciás komponenst. A 62 és 64 aluláteresztő interpoláló szűrők főleg a nagyfrekvenciás komponensek szűrésére szolgálnak. Az áteresztőtartománybeli karakterisztikáiknak nem kell tökéletesen laposnak lenni, mert az eltérés igen jói kézbentartható, és az 56 fő-vevőszűrő segítségével kompenzálható. Ebben a rendszerben ez így is van, mert az áteresztősáv felső végén, vagyis 2 vagy 3 kHz körül valóban csillapítják a jelkomponensek egy részét. Következésképp az 56 fő-vevőszűrő ki van egészítve egy kompenzáló hálózattal, amely kiegyenlíti a 62 és 64 aluiáteresztő interpoláló szűrők által okozott csillapítást,

A 64 aluiáteresztő interpoláló szűrő kimenete a 26 D/A átalakítóhoz csatlakozik, amely a jeleket analóg alakúra hozza, és átküldi őket a 28 kimeneti szűrőn. Távbeszélő rendszerekben a nagyfrekvenciás komponenseket legalább 28 dB-lel el kell nyomni a kisfrekvenciás komponensekhez képest. 256 kHz-es mintavételezés esetén tehát a mintavevőjel 28 dB-lel kisebb szintű, mint a 3,4 kHz-es komponens. így elméletileg nem lenne szükség utólagos vagy simító szűrésre. Ennek ellenére a jelen rendszerben a biztonság kedvéért be van iktatva egy 28 kimeneti szűrő.

A találmánynak a 8. ábrával illusztrált előnyös kiviteli alakjában szereplő 40 aluláteresztő ritkító szűrő egy négyleágazásos FIR-szakaszból és két háromleágazásos FIR-szakaszból áll. Ezek közül az első az 512 kHz-es jelet 128 kHz-re, a második a 128 kHz-es jelet 64 kHz-re, a harmadik pedig a 64 kHz-es jelet 32 kHz-re redukálja, A másik 42 aluláteresztő ritkító szűrő 5-leágazásos FÍR-típusú, amely a 32 kHz-es jelet 16 kHz-esre osztja. Áz adóágban lévő 46 első korrekciós szűrő pedig 8-leágazásos és FÍR-típusú. Az adóerősítést beállító 48 első erősítésszabályozó szűrőt egyleágazásos FIR-szakasz, az 50 fő-adószűrfít pedig két kanonikus alakú, aluláteresztő részből és egy csatolt kivitelű felületáteresztő részből álló háromleágazásos IIR-szakasz alkotja. Az 50 fő-81

185 634 adószűrő a 16 kHz-es jelet 8 kHz-esre redukálja. Végül a 44 kiegyenlítő szűrő 8-leágazásos FIR-típusú.

A rendszer lehetővé teszi nemcsak a bemenő hangjel, hanem a (vevőágból) kimenő jel egy része számára is, hogy bejusson a 14 bemeneti szűrőbe. Mivel a vissza- 5 jutó kimenőjel nagysága is, meg a rendszeren keresztül való visszatéréséhez szükséges idő is ismert, a 44 kiegyenlítő szűrő segítségével elő tudunk állítani egy kioltójelet, amely a 45 összegezőn át az adóágba vezetve képes kioltani a visszatérő jelet. Abban az esetben, ha kezdetben 10 a vonal paraméterei nem ismertek, a rendszer paraméterei azonban igen, a felhasználónak módjában áll meghatározni a vonal karakterisztikáját, és a 44 kiegyenlítő szűrő programozása révén azt megfelelően kiegyenlíteni. Miután a 44 kiegyenlítő szűrő digitálisan programoz-15 ható, az említett kioltást igen pontosan végre lehet hajtani.

Az 56 fő-vevőszűrő két kanonikus alakú aluláteresztő IIR-szakaszt tartalmaz, amelyek a vevő jel mintavételi frekvenciáját 8 kHz-ről 16 kHz-re növelik. A vevő 58 20 második erősítésszabályozó szűrője 1-leágazásos FIRtípusú, a vevőcsillapítás-torzítást javító 60 második korrekciós szűrő pedig 8-leágazásos FIR-típusú. A 62 aluláteresztő interpoláló szűrő 5-leágazásos FIR-típusú, amely második korrekciós szűrőből kilépő jel 16 kHz-es 25 frekvenciáját 32 kHz-re növeli. A másik 64 aluláteresztő interpoláló szűrő három 3-leágazásos FIR-szakaszból áll, amelyek a 32 kHz-es jelfrekvenciát egymás után 64 kHz-re, 128 kHz-re és 256 kHz-re növelik.

A 66 impedancia-illesztő szűrő 4- vagy 6-leágazásos 30 FIR-típusú, amelyet a vonal paramétereinek illesztésére használunk. Pontosabban kifejezve a 66 impedanciaillesztő szűrőt a rendszer azon impedanciájának módosítására használjuk, amely a kéthuzalos szakasz bemeneti kapuja felől nézve látható. A 66 impedancia-illesztő 35 szűrő a bemeneti kapunál fellépő feszültségeket hatásosan visszacsatolja és hozzátáplálja a bejövő jelhez. Ha ez megfelelő amplitúdóval és polaritással történik, akkor az effektív bemenőímpedancia értéke úgy változik, hogy éppen illesztett legyen a távbeszélő vonal hullámimpe- 40 danciájához. A 66 impedancia-illesztő szűrő szabályozása útján elnyomhatjuk a reflexiókat és illeszthetjük a különböző bemenő vonalakat. Mindamellett a bemenőimpedancia módosítása frckvenciafüggővé tesz.i a rendszer erősítését. Ezzel szemben az adóág 46 első korrekciós 45 szűrőjének és a vevőág 60 második korrekciós szűrőjének programozása révén kompenzálhatunk minden ilyenfajta csillapító-torzítást, ami a 66 impedanciaillesztő szűrő használata miatt lép fel. A 48 első erősítésszabályozó szűrőt és az 58 második erősítésszabályozó szűrőt is felhasználhatjuk arra, hogy csillapításokat iktassunk be az átvitelben fellépő problémák, pl. lengés és oszcilláció kiküszöbölésére.

A 67 mérőhuroknak az a rendeltetése, hogy lehetővé tegye akár a 10 előfizetői vonali hangfeldolgozó áram- 55 kör, akár a vonal mérését, és megkönnyítse a különböző szűrők együtthatóinak kiválasztását.

A 10 előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkör egy soros 32 rendszervezérlő egységet is tartalmaz számos funkciójának programozását ellátó digitális számítógép- 50 hez való illesztés végett. A 32 rendszervezérlő.egységhez csatlakozik egy soros 33 vezérlőbusz, amely a 10 előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkör adási és vezérlési időréseinek programozására, valamint adó- és vevőerősítésének beállítására szolgál. A 32 rendszervezérlő θ5 egység a teljesítményellátás kikapcsolásának funkcióját is e'látja. A 10 előfizetői vonali feldolgozó áramkörbe az alábbi jelek jutnak he, illetve lépnek ki onnan; a DCLK adat-órajel, a DIN bemenő adatjel, a DOUT kimenő adarjel, a CS chip választójel a 32 rendszervezérlő egység számára, az ALU-áramkörök időzítésére szolgáló MCLK fő-órajel, a CLKX és CLKR adó- ill. vevő-órajel, az FSX és FSR adó- ill. vevő-ke/etszinkronizáló impulzusok és a TSC időrés-kapuzójel a PCM-rendszerhez csatlakozó interfész számára. Az időrések az említett keretszinkronizáló impulzusokhoz képest vannak kijelölve. Amikor az adóág aktív állapotba kerül, a TSC időrés-kapuzójel kis szintre ugrik, és ez a szintugrás egy 3-állapotú buffer fokozat közvetítésével áll a rendszer rendelkezésére, Az adó ig és a vevőág PCM buffer fokozatai külön órajel bemenetekkel rendelkeznek azért, hogy képesek legyenek aszinkron módon működni. A legtöbb rendszerben azonban közös adó- és vevő-órajelek vannak. A keretszinkronizáló impulzusok is beadhatók elkülönítve az adó- és vevőágba, de a legtöbb rendszerben közös impulzust használnak. Ha mégis különböző időrésekre van szükség, akkor ezt az időrés-választó bezérlő bemeneten programozhatjuk be a 10 előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkörbe.

Azokat az adó- és vevő-időrésekre vonatkozó információkat, amelyek meghatározzák, hogy mikor kell adatokat továbbítani ill. fogadni, a soros 33 vezérlőbuszon keresztül programozhatjuk be. A 66 impedanciaillesztő szűrőben, a 44 kiegyenlítő szűrőben, az adóág 46 dső korrekciós szűrőjében és a vevőág 60 második korrekciós szűrőjében alkalmazott összes együtthatót egy-egv szóban egyidejűleg programozzuk be. Az adóés vevőerősítést ugyancsak együtthatók beprogramozása útjá.i szabályozhatjuk. Mindezeket a betáplált adatokat megfelelő vezérlést alkalmazva vissza is olvashatjuk a 33 vezérlőbusz DOUT kimenő adatjel vonalán. Ezenkívül a 33 vezérlőbusz segítségével a 10 előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkört speciális konfigurációkra is programozhatjuk. Például, átrendezhetjük a készüléket μ-tövényű, A-törvényű vagy lineáris kód használatára.

Továbbá a négy programozható szűrőt szélső állapottá is állíthatjuk, mégpedig a 66 impedancia-illesztő szűrőt és a 44 kiegyenlítő szűrőt zérusra, a 46 első korrekciós szűrőt és a 60 második korrekciós szűrőt pedig az egységre állíthatjuk. A 48 első erősítésszabályozó szűrő és az 58 második erősitésszabályozó szűrő szintén rendelkeznek szélső értékekkel, azaz az egységszintre állíttatjuk őket. A vevőágban lévő 59 második erősítésszabályozó szűrőnek van egy második szélső értéke, a zérus, ilyenkor a vevőág lezáródik.

A vizsgáló üzemmód egy olyan utasítás beprogramozásával állítható be, amely módosítja a különböző szűrők bemenőjeleit, vagyis a 64 alulátereszíő interpoláló szűrő kimenetét a 40 aluláteresztő ritkító szűrőhöz kapcsolva digitális visszacsatoló hurkot, a 16 AID átalakító kimeneté· pedig a 26 D/A átalakítóba vezetve analóg visszacsatció hurkot hozhatunk létre. Ezek a műveletek természetesen programvezérlés alatt folynak le. Egy további jellegzetessége a 10 előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkörnek, hogy a 12 előfizetői vonali interfész áramkörbe irányuló kimenőjelek útjába egy TTL közbenső tároló van iktatva, amelynek segítségével programozni lehet az illető kimeneteket a soros 33 vezérlőbuszon küldött vezérlő szavak útján.

A 9. ábrán a 4. ábrán bemutatott A/D átalakító egy 9

-9185 634 tökéletesített változatát szemléltetjük, amely a 8. ábra 16 A/D átalakítójaként alkalmazható. Bár némileg egyszerűsített formában, de az áramkörnek a szaggatott vonallal bekeretezett 90 része lényegében azonos a 4. ábrán látható áramkörrel. A 77 erősítő megfelel az 1 erősítőnek, a 78 komparátor a 2 komparátornak, a léptetésvezérlő logika a 3 léptetésvezérlő logikának, a 80 D/A átalakító a 4 D/A átalakítónak. Ezt az áramkört egy második 91 kompaktorral, két 92a és 92b billenőkörrel és egy további 93 vezérlő logikával egészítjük ki azért, hogy ez az új áramkör a 4. ábra szerintitől eltérően ne l-bites, hanem 2-bites vezérlő kódot állítson elő. Ezenkívül még egy digitális 94 automatikus nullázó egységet is beiktatunk a 77 erősítő offszet feszültségének kikompenzálására.

A második 91 komparátor az x(t) bemenőjel és az annak megfelelő kvantált q(t) jel közötti pillanatnyi eltérés mintavételezésére szolgál. A csillapító R ellenállásra nincs többé szükség, ezért a 95 vezetékkel rövidre zárva rajzoltuk be. Végeredményben az eredeti 78 konrparátort csak az fx(t) - q(t)] különbségi jel integrálja, vezérli. Az ilyen két-komparátoros rendszernek nincs sem túllövése, sem tetőesése (egy adott szinthez képest) és nincs szükség analóg csillapításra.

Egyetlen 78 komparátor használata esetén csak két új állapot volt lehetséges — vagy növekedés vagy csökkenés az előző értékhez viszonyítva. Két 78 és 91 komparátorral azonban lehetővé válik, hogy a q(t) jel négyféle új állapot valamelyikébe kerüljön. Extra állapotként szóba jöhetnek a növekedés (vagy csökkenés) nagyobb (vagy kisebb) értékkel, vagy maradni ugyanazon szinten. A 9. ábra szerinti rendszerben csak egy új állapotot iktatunk be, azt, amelyben a kimenet állandó marad. Az egy bizonyos szinten való maradás képessége biztosítja, hogy egyenáramú bemenőjel esetén a rendszer a bemenőszintet szimmetrikusan közrefogó két szint között fog oszcillálni a mintavételi frekvenciával. Ez haladásnak számít az egy-komparátoros rendszerhez képest, amely csak fél mintavételi frekvenciával történő kétszintes oszcillációra képes, amint az 5b. ábrán bemutattuk. A második 91 komparátor hatékonyan megkétszerezi az egyenáramú jelekre vonatkozó információt, 6 dB-lel szélesebb dinamika tartományt és 6 dB-lel finomabb felbontást biztosít anélkül, hogy a mintavételi frekvenciát vagy a szintek számát növelni kellene.

A második 78 komparátor ezenkívül még további

2,5 dB-lel szélesíti a dinamika tartományt anélkül, hogy a 80 D/A átalakítóban 2,5 dB-lel gyengébb jeleket enged meg. Az egy-komparátoros rendszer esetén a

D/A átalakító maximális kímenete 4/3-szorosa kell legyen a maximális bemenőszintnek, mivel ezt a szintet egy olyan rendszer képviseli, amely az 11111111 érték (VinmaxK 4/3) és a 01111111 érték (V_ininaxx 2/3) között oszcillál. A két-komparátoros rendszer a 11111111 értékű kimenetét rendelheti a V_{in max} bemenöszinthez, és ezért ugyanakkora teljes kimenőszint tartomány kivezérléséhez csak 3/4 rész akkora bemenőjelre van szüksége, nrint az egy-komparátoros rendszernek. Ez pedig 2,5 dB-lel nagyobb dinamika tartományt jelent. A két-komparátoros rendszer használata esetén azonban módosítani kell a digitális jelfeldolgozást. Többé nem lehet a mintákat páronként csak a kisebb minta digitális kódjának felhasználásával átlagolni, hanem az átlagolást (vagy egyéb jelfeldolgozó algoritmust) az összes mintára kiterjedően kell elvégezni.

A 94 automatikus nullázó egység egy 96 D/A átalakítót, valamint két 6-bites, kétiányú 97 és 98 számlálót foglal magában. Ezek a 97 és 98 számlálók integrálják a 8 kHz-es előjelbitet, amely az 50 fő-adószűrőben annak felüláteresztő szakasza előtt keletkezik, és amely a 99 vezetéken át vissza van vezetve. Ha a rendszerben offszet jelenik meg, akkor a 97 és 98 számlálók mindaddig számlálnak előre vagy vissza, amíg a 96 D/A átalakítóba táplált 6-bites kód (egy előjelbit nreg öt értékbit) olyan kimenőszintet nem fejleszt, ami képes az offszetet kompenzálni a 77 erősítő bemenetén. Ettől kezdve a pozitív és negatív előjelbitek száma azonos marad, és a 97 számláló csak ide-oda fog billegni. A 98 számlálóban felhalmozódó alsó hat bit csillapításként hat, ami bármely billegés frekvenciáját a rendszer áteresztősávja alá csökkenti. Tehát ha egyáltalán fellép valamilyen billegés, az csak kisfrekvenciájú lehet, amit a soronkövetkező 50 főadatszűrő felüláteresztő szakasza ki fog szűrni.

A találmány szerinti 10 előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkörben alkalmazható 16 A/D átalakító egy másik tökéletesített változatát a 10. ábrával illusztráljuk. Itt egy adaptív módszert alkalmazunk a léptetési folyamat vezérlésére abból a célból, hogy a nagyobb dinamika tartomány eléréséhez több szintet biztosítsunk, viszont amikor a frekvencia karakterisztika javítása megköveteli, ki is tudjunk iktatni felesleges szinteket. A 9. ábrán bemutatott kiviteli alakhoz viszonyítva kiegészítésnek számító alkotóelemeket tekintve, ez az újabb kiviteli alak tartalmaz még egy 100 csúcsérték tárolót, egy 102 digitális komparátort, egy 104 kivonót és egy másik 106 digitális komparátort. Az adaptív algoritmus azon a tényen alapul, hogy a frekvencia növekedésével a rendszer egyre nehezebben tudja követni a nagy amplitúdójú jeleket. A fő probléma akkor lép fel, amikor a bemenőjel a nullavonalon megy át, ahol a kvantáló sok kisszintű lépcsőt iktat be, a beinenőjel pedig a maximális meredekségével változik. Ezt a problémát a 6b. ábrán szemléltettük.

A nagy amplitúdójú váltóáramú jelekre vonatkozóan a nullátmenethez közeli kvantálási szintek kevés információt tartalmaznak, tehát ha azokat megritkítjuk, a rendszer pontossága nem fog jelentősen csökkenni. Az adaptív algoritmus minden periódusban érzékeli az amplitúdó csúcsértékét és megfelelő számú szintet megszüntet a nullaátmenet környékén, hogy lehetővé tegye a rendszer számára a jel követését. Részletesebben kifejtve, a Ά léptetésvezérlő logikában megjelenő kvantált el csúcsértékét a 100 csúcsérték tároló tárolja, a 102 digitális komparátor pedig ezt a tárolt csúcsértéket összerasonlítja a pillanatnyi értékkel. Ugyanakkor a 104 kivonó a pillanatnyi értéket kivonja a csúcsértékből, és • különbséget a másik 106 digitális komparátor a 108 eferencia jelbetneneten beadott referencia szinthez íasonlítja. A 104 kivonó kimenetén azonban nem egyszerűen a két bemenet közti különbség jelenik meg, hanem a digitális A és B jelekben lévő egyesek számai közti különbség.

A 106 digitális komparátor által képzett kimenőjel határozza meg, hogy az SB előjelbit hogyan változzon. Amikor a kvantált érték a zérus felé közeledik, a szintek egy része kiküszöbölődik azáltal, hogy a változó jel átugorja azokat, egy bizonyos szintnél pedig az SB előjelbit invertálódik. Az utóbbi szintet, amelynél az SB előjelbitnek változni kell, a csúcsérték határozza meg.

All. ábrán látható adaptív követés a jelcsúcs alatt

-101

185 634 öt szintet alkalmaz (feltéve hogy a csúcsérték nem csökken le a 00001111 értékre vagy ez alá, mert ebben az esetben az adaptáció visszatér a normál üzemmódra), és megfelelő számú szintet eltávolít a bemenőjel amplitúdójától függően, amely utóbbi 10 aktív szintnek megfelelő mértékig terjedhet.

A csúcsértéknek le kell tudni csökkenni, ha a jelszint ilyen értelemben változik. Ez többféle módon valósítható meg. Például (a) minden egyes zérusátmenetnél egy szintet fogyasztani, (b) akkor fogyasztani egy szintet, ha a jel egy meghatározott perióduson belül (mondjuk 125 psec alatt egy 8 kHz-es mintavételi frekvenciájú PCM rendszerben) nem ér el egy bizonyos értéket vagy (c) állandó periodikus ütemben fogyasztani, A jelenleg használt és a 11. ábrán szemléltetett megoldás szerint a csúcsszintet minden egyes nullátmenetnél fogyasztjuk. Az ilyen adaptív eljárás az aktív szintek számát 17-ről 10-re csökkenti, és a még követhető maximális frekvenciát F_s/32-röl F_s/18-ra növeli. Mindennek csupán az az ára, hogy váltóáramú jelek feldolgozásakor csekély mértékben megnő a kvantálási zaj. A zajtöbblet oka éppen a nullátmenet környéki szintek kiküszöbölése. A hiányzó szintek miatt fellépő jeltorzulási komponens kevesebb mint 1 %-át teszi csak ki egy jelhullám-periódusnak és a jel-zaj viszonyban csak minimális romlást okoz.

A frekvenciafüggő erősítés karakterisztika is módosul, és a nagyobb frekvenciák felé lényegesen javul, alacsony frekvenciákon alig van változás, amint azt a 7. ábrán láthatjuk. A 6b. és a 11. ábrákon pedig egy 0 dB-es szintű 4 kHz-es jel adaptív módon illetve anélkül rekonstruált hullámalakjait mutatjuk be. Ez a módszer javítja a frekvencia karakterisztikát anélkül, hogy növelni kellene a mintavételi frekvenciát, vagy pedig gyengébb minőséggel, tehát kisebb dinamika tartománnyal, durvább felbontással és rosszabb jel-zaj viszonnyal kellene beérni.

Az adaptív módszer előnye fordítva is kitűnik, vagyis a rendszer dinamika tartományát növelhetjük anélkül, hogy ez a frekvencia karakterisztika rovására menne. A 4, ábrán látható D/A átalakító 17 szintet használ, és a kódolóban lévő D/A átalakítót is, úgy, hogy az a leghogy megfelelő az előírt feladathoz. Minőségjavulást csak a mintavételi frekvencia növelésével és/vagy több szint bevezetésével érhetünk el. A kvantálási szintek szaporítása azonban nagyobb mintavételi frekvenciát kívánna, különben a frekvencia karakterisztika nem lenne kielégítő. A 10. ábrán bemutatott adaptív módszer segítségével viszont a nullátmenet környezetében több szintet iktathatunk be a frekvencia karakterisztika romlása nélkül, mert azok a többlet-szintek csak igen kis amplitúdójú jelek esetén fognak szerephez jutni.

Egy 10-bites és 21 szintes D/A átalakítóval ellátott rendszer, amely a OOOOOOOOOO-tóI Ilii 11 111 1-ig terjedő értéktartományban működik, csak az öt legfelső szintet használná ki, ahogy azt a csúcstároló megszabná. Továbbá ez a rendszer csak 12 dB-lel nagyobb dinamika tartománnyal rendelkeznek, mivel most a legkisebb szint [Yinlmín lenne a [V_in]_max/256 helyett. Az előző rendszerhez képest többletnek számító szintek a zérusátmenet közelében zsúfolódnának, mivel a maximális szint most is — mint mindig — a [V_in]_max-mal lenne egyenlő (vagy 4/3[V_in]_max-mal, ha egy-komparátoros A/D átalakítót használnák). A zérus közelében létesíthető szintek számát a rendszer zaja korlátozza, és amíg az összes D/A szintet az egyenlő relatív pontosság követelményei szerint jelöljük ki, addig ennek a rendszernek a dinamika tartománya éppen 12 dB-lel fogja felülmúlni az előbbiét. A 12. ábra a jel-zaj viszonyokat szemlélteti 17 illetve 21 szintes rendszerek esetén, amelyek mindketten adaptív algoritmust alkalmaznak.

Mint már említettük a fentebb leírt adaptív algoritmus egy adott mintavételi frekvencia esetén javítja mind a frekvencia karakterisztikát, mind a dinamika tartományt. Az algoritmus lefolyására csak a bemenőjel amplitúdójának van hatása, a frekvencia változásától független.

T ovábbfejleszthetjük úgy is a rendszert, hogy az adaptív követés a bemenő frekvencián alapuljon. Az ilyen rendszer érzékeli, ha a frekvencia túllép azon a határértéken, ameddig az A/D átalakító pontosan tudja követni a bemenőjelet, és ekkor az adaptív algoritmus megszüntet néhány szintet a zérus közelében. Ez a módszer nagyfrekvenciás bemenőjelek esetén növelni fogja a zajt, de lehetővé teszi a nagyobb frekvenciás beinenőjelek követését. A rendszer ilyen irányú továbbfejlesztése érdekében a 10. ábrabeli áramkört a 13. ábrán bemutatott résszel kell kiegészíteni. Ez az áramkör a bemenőjelnek a 110 komparátor által előállított előjelbitjét összehasonlítja a 80 D/A átalakítóból érkező kvantált előjelbittcl 32 mintavételi perióduson keresztül, amely utóbbiakat egy 4-bites 112 számláló számlálja meg. Ha a ni nták több mint 50%-ánál különböző a kétféle előjel, rz arra utal, hogy a rendszer nem követi pontosan a be nenctet, és az adaptációt néhány szint megszüntetéséve⁷ módosítani kell. Ez a rendszer lehetővé teszi, hogy az A/D átalakító először 10 aktív szintet használjon a bemenőjel követésére, majd lecsökkentse a szintek számát 8-ra 6-ra vagy 4-re aszerint, hogy a 6 bites 114 számláló, a ké bites 116 számláló és a 118 dekódoló milyen állapotot )egisztrál. Az adaptív követés feltételeit a következő táblázattal szemléltetjük:

Qo Qi Az adaptáció állapota

0 10 szintes

1 8 szintes

6 szintes

1 4 szintes

A frekvencia függvényében vizsgálva a fenti állapotok az F_s/18, F_s/14, F_s/10 és az F_s/16 frekvenciáknál kapcsolódnak át. Az F_s/16 frekvencia felett a rendszer nem követ tovább.

A rendszert úgy is lehetne módosítani, hogy az kezdetben mind a 17 (vagy 21) szintet használja, és akkor kezdje fogyasztani a szinteket, amint a követés abbamaradását észleli. Ez a dinamikusan vezérelt adaptív követés gyors felfutásra képes (32 mintavételi periódus alatt), a lefutási idejét azonban a stabilitás érdekében hosszúra kell beállítani (a 6-bites 114 számláló segítségével). A 14. ábra a 16 kHz-es jelre adott választ mutatja ezen módosítás esetén és enélkúl).

A dinamika tartomány, a felbontóképesség és a jel-zaj viszeny szempontjából előnyös, ha az interpoláló A/D átalakító után kapcsolt digitális átlagoló szűrő egyúttal ritkr.ó funkciót is végez, és minden átfedés? frekvencián többszörös átviteli zéiushellyel rendelkezik. Ilyen szűrőt műt; tünk be a 15. ábrán.

Ez a szűrő egy 120 aritmetikai processzorból, egy az együtthatókat tároló 122 fixmemóriából, egy 124szám11

-11185 634 lálóból, valamint egy 126 összeadó és akkumulátorból áll. A szűrő egyenlete:

i= 22

υ.= ^-Σ »,χ, (5) i= 0

Ez a szűrő lehetővé teszi, hogy egy végső digitális szűrő jelformálást végezzen. Ezenkívül annyi ritkító fokozatot tartalmaz, amennyi a mintavételi frekvenciának 16 kHz-re való redukálásához szükséges.

Ez a szűrő lényegesen jobb védelmet nyújt a sávonkívüli komponensek ellen, mint egy átlagoló szűrő, és szükségtelenné tesz minden egyéb szűrőt az A/D átalakító előtti egyszerű, egypólusú szűrő kivételével. A szűrő egy N-edrészre történő frekvencia csökkentést több mint N szakaszos folyamatban valósít meg, és finomabb felbontást, valamint nagyobb dinamika tartományt tesz lehetővé ugyanazon A/D átalakító számára. A frekvencia redukáló szűrőben alkalmazott több mint N-szakaszos folyamathoz egy bizonyos memória kapacitásra van szükség, azt azonban minimálisra korlátozhatjuk, amint a 16. ábrán bemutatott kiviteli alak esetében is látható. Ez a kiviteli alak egyetlen 16 kHz-es kimenetű szűrőfokozatot alkot ellentétben a korábban leírt áramkörrel, amelyben több egyszerű szűrő több közbenső lépcsőben osztja le a mintavételi frekvenciát. Az A/D átalakító kimenete is hozzájárul a három különböző összegezés eredményeihez, amelyek a memóriába kerülnek. Továbbá az A/D átalakító kimenete 3 különböző állandóval megszorozva is hozzáadódik mindegyik összegben. Az összegezések különböző időpontokban mindig akkor fejeződnek be, amikor még egy újabb összegezés elkezdődött.

Végeredményben egy interpoláló A/D átalakítót a következő három független műszer bármelyikével tökéletesíthetünk: (a) kiegészítjük egy második koniparátorral azért, hogy 6 (v. 8,5) dB-lel szélesebb dinamika tartományt és egy adott mintavételi frekvenciánál 6 dB-lel jobb felbontást kapjunk: (b) adaptív algoritmus segítségével tökéletesítjük a jelkövetést az átviteli sáv felső részében, és növeljük a dinamika tartományt ameddig csak szükséges, illetve ameddig csak a rendszer zaja korlátozó tényezőként fel nem lép: vagy (c) egy átlagoló szűrőt alakítunk át frekvencia redukáló szűrővé, amely több csillapítást biztosít az átfedési frekvenciák környezetében, és amely több minta feldolgozás révén javítja a dinamika tartományt, a felbontást és csökkenti a zajt.

Az interpoláló A/D átalakítót követő FIR-szűrő tervezésekor kihasználhatjuk ezt a lehetőséget, hogy az A/D átalakító kimenőjelét átalakíthatjuk olyan kóddá, amely csak magános 1-eseket tartalmaz. Ilyenkor a szűrőnek csak összeadási és léptetési (eltolási) műveleteket kell végrehajtani, és az összeadások száma megegyezik az együtthatók számával. Jóval szerényebb memória kapacitás is elegendő, mert mindegyik mintavétel csak kevés szót befolyásol. Például egy frekvencia-nyolcadoló 20leágazásos szűrőben mindegyik bemeneti minta csak két vagy három másik kimeneti minta értékébe számít bele, nem pedig húsz mintába. Ezért az ajAxj futóösszeget megtarthatjuk és nincs szükség arra, hogy a bemeneti mintát is tároljuk. Az első összeg részére a bemeneti mintát aj-vat, a második részére (aj+ 8)-cal, a harmadik részére pedig (aj-t 16)-tal szorozzuk. Amikor az összegnek mind a 20 tagja összegyűlt, akkor kiléptetjük a tároló regiszterből, ami ezáltal törlődik. Az említett szorzások vagy egy teljesen párhuzamos léptető rendszer, 12 vagy egy leágazásos léptető regiszter segítségével hajthatók végre.

A párhuzamos léptetővel és párhuzamos összeadóval megvalósított teljesen párhuzamos léptetés lehetővé teszi, hogy mindegyik szorzás egyetlen órajelpcriódus alatt végbemenjen. Egy 20-leágazásos 32 kHz-es kimenő frekvenciájú szűrő 640 kHz-es összeadási frekvenciát igényel. Ha 2 MHz-es rendszer-órajelet használnák, akkor az említett léptető és összeadó 1 360 000 műveletet végezne másodpercenként. Egy egyszerű egybites összeadókat és 10 kapuból álló sorozatot használó párhuzamos struktúrához két léptető regiszterre és összegenként egy összeadóra, vagy pedig hat léptető regiszterre és három egybites összeadóra van szükség. Egy 16-bites szóhosszúság 4 MHz-es órajelet igényelne (feltételezve, hogy a mintavételi frekvencia 512 kHz-es).

A digitális jelfeldolgozáson alapuló aluláteresztő szűrő tehát alkalmas arra, hogy az A/D átalakító kimenetén fellépő nagyfrekvenciás zavaró komponenseket elnyomja anélkül, hogy a sávon belüli jeleket csillapítaná. Ez a szűrő miután a belépő nagyfrekvenciás jeleket elnyomta, a kimenetén jóval kisebb mintavételi frekvenciával is képes kiadni a jelet, mint amivel azt az A/D átalakítóból kapta. Az ilyen redukáló (ritkító) szűrést az elvégzendő számítások mennyiségének csökkentése érdekében általában FIR-típusú szűrőkkel valósítják meg, mert az utóbbiaknak csak a leosztott mintavételi frekvenciájú kimenő mintákat kell kiszámolni. Jóllehet a legtöbb rendszerben egyszerű átlagoló szűrőt használnak N minta átlagc!ásá^ra és a frekvencia N-edrészére való leosztására, az átlagoló szűrési eljárás nem csillapítja kellően a sávonkívüli jeleket. Az ismert bonyolultabb szűrők ebből a szempontból megfelelőek lennének, ezeknek azonban szorzásokat és összeadásokat kell végezni és hardware problémát jelentenek. Az alábbiak során ismertetünk egy olyan megoldást, amely egyszerű, kis sebességű módszert nyújt a bonyolult szűrési műveletek végrehajtására.

A 4. ábrával illusztrált interpoláló A/D átalakító 17 szintet tartalmaz, amelyekhez a 0, ±00000001, ±00000011, ±00000111, ±00001111, ±00011111, ±00111111, +01111111, és ±11111111 digitális kódsorozatot rendeli. Ezen kódok között azonban túl szoros összefüggés van és némi módosításra szorulnak, hogy alkalmasabbá váljanak a különleges szűrőstruktúrák számára. A kód-módosítás keretében meg kell változtatni a kódolóban lévő D/A átalakítót is, úgy, hogy az a legkisebb helyiértékű (LSB) bitet megkétszerezze és hozzátdja a második bit értékét. Ilyen műveletek elvégzése után a D/A átalakító kimenetén az egyes szinteket a 0, ±000000010, ±000000100, ±000001000, ±000010000, ± 000100000, ± 001000000, ± 010000000 és +100000000 códok fogják képviselni. A léptető regiszter kódjait ebbe az új digitális alakba áttevő logikai áramkört a 17. ábrán nutaíjuk be. Az új kód a következő előnyökkel rendelkezik: (a) mindegyik kódban csak egyetlen 1-es (vagy egyetlen 0) szerepel, és (b) a kódsorozat mindegyik 'agja pontosan kétszerese az őt megelőzőnek (kivéve a zérus utáni kódot) Ezen tulajdonságok kihasználásával néhány egyedülálló szűrőstruktúrát lehet összeállítani. A szokásos szűrőkben általában bonyolult és költséges szorzókat és összeadókat kell alkalmazni, ez a szűrő azonban összeállítható egy egyszerű soros összeadóból, két léptető regiszterből és nyolc ÉS-kapuból, amint a ,7. ábrán láthatjuk. Az együtthatót képviselő 8-bites szó ΐ 152 fixtárolóból töltődik át a léptető 154 regiszterbe

-121

185 634 és ott N bittel eltolódik a 156 kapusorozat hatására, amely egy-egy bitet kikapuz a léptető 154 regiszterből az A/D átalakítóból kilépő kódtól függően. Amint a 154 regiszterben haladó együttható-szó M számnak megfelelő hellyel odébb tolódik a 156 kapusorozat mentén, hozzáadódik a 158 regiszterben tárolt előző összeghez. M számú ilyen művelet után az illető mintavétel szorzása és felhalmozása befejeződik. Az M szám értéke az együttható szélességéből (W) és a túlfolyási bitek számából tevődik össze. Ha a 154 és 158 regiszterek rövidebbek (8 + W)-nál, akkor csonka eredmények keletkeznek.

Miután n-számú említett felhalmozás lejátszódott, a kimeneti 158 regiszterben megtaláljuk az y₀ eredményt. Ezen eredmény kiküldése után egy új összegezés kezdődik el azzal, hogy a visszacsatoló kapu letiltódik egy új minta első felhalmozása számára. A szóbanforgó egyszerű soros struktúra addig működik jól, amíg a redukáló szűrő F_out/F_in osztási aránya azonos vagy nagyobb mint n. A legtöbb FIR-típusú frekvencia redukáló szűrő esetén az n nagyobb mint az F_out/F_in osztási arány, és ezért minden egyes bemeneti mintának több kimeneti minta képzésében is részt kell venni.

A 18. ábrán bemutatott példában F_in=128 kHz, F_out = 16 kHz és n = 23. Ennek megfelelően a futó összeget az S = n F_out/F_in értéken kell tartani, vagyis ebben az esetben az R = 3 értéken. Ez a rendszer 16bites léptető regisztereket alkalmaz, amelyek állandóan 2,048 MHz es órajelet kapnak, és mindegyik összegezés a többihez képest fázisban eltolva fejeződik be 48 kHz-es gyakorisággal, úgyhogy a kész eredmények 16 kHz-es ütemben válnak hozzáférhetővé.

Ennek a szűrőstruktúrának egy másik változatát építhetjük fel egy párhuzamos összeadó és egy multiplexer/ /léptető rendszer alkalmazásával. A multiplexer/léptető rendszer segítségével a bemeneti szót M számú fokozaton lehet végigtolni. Ha a bemeneti szó a megfelelő együtthatót képviseli, a léptetést pedig az A/D átalakító vezérli, akkor a multiplexer/léptető rendszer kimenete éppen az ajXj szorzattal lesz egyenlő. A léptető kimenetei egymás után hozzáadódnak az ajxj szorzat előző értékeihez mindaddig, amíg az előírt számú minta összegezése meg nem történt. A soros összeadós változathoz hasonlóan itt is, ha a szűrő n mintát dolgoz fel, és a mintavételi frekvencia osztásának aránya R(F_in/F_0Ut), akkor minden egyes mintának n/R számú összegezésben kell szerepelnie. Tehát a soros változatban használt példa a párhuzamos változatra is alkalmazható, amelyet a 19. ábrán mutatunk be. Ebben az esetben a párhuzamos ALU aritmetikai logikai egység és a léptető rendszer egyéb aritmetikai műveletekre is felhasználhatók, amikor a szűrőben éppen nincsenek igénybevéve. A példánkban a processzornak három léptetést és összeadási műveletet kell végrehajtani, amelyekhez három órajelperiódusnyi idő szükséges, ha a 256 kHz-es léptetés! frekvenciát, illetve a 760 kHz-es összeadási frekvenciát tekintjük. Ha ez a szűrőstruktúra például 2,048 MHz-esn működik, akkor a kapacitásának csak 37,5 %-a van kihasználva, tehát sok egyéb matematikai műveletre is felhasználható.

Az interpolatív A/D átalakító kimenete által meghajtott léptetőrendszer nem más, mint egy M bemenetű multiplexer. A 17. ábrán a léptetőrendszer egyik bitjét mutatja a 156 kapusorozat. Az ábrából láthatjuk, hogy a szinteket képviselő kódok a bennük foglalt 1-esek pozíciójától függően hogyan hajtják meg a léptetőrendszert. Ha az A/D átalakító kimenetét megfelelően átkódoljuk, akkor egy szokványos multiplexert is használha*unk. Az átkódolást egy olyan kódoló tudja elvégezni, amely érzékeli a magános 1-es pozícióját és az eredeti M-bites kódot egy (log₂M)-bites kóddá nyomja össze, vagyis egy 9, .. . 15-bites kódot négybites kóddá alakít át. Ez az összenyomott kód már alkalmas a szokványos multiplexerek vezérlésére.

Ismét egy másfajta szűrőt konstruálhatunk azt a tényt felismerve, hogy az A/D konverter egymást követő kimenetel összefüggésben vannak egymással. Egy-komparátoios rendszerben a megelőző kód vagy fele, vagy kétszerese vagy pedig az inverze a jelenlegi kódnak. Kétko nparátoros rendszerben viszont egy további lehetséges állapot az, amikor az előző és a jelenlegi kód azonos. Ezen megállapítások alól egyetlen kivétel van, a zérus környezete, amelyet azonban kiküszöbölhetünk azzal, hogy a zérus kódot nem engedjük létrejönni az A/D átalakítóban (a zérusra nincs szükség, mivel azt egy azonos ért ;kű pozitív és negatív kódok közötti oszcilláció is reprezentálhatja).

Mivel a lehetséges változások száma korlátozott (3 vagy 4), az előző állapotot egy kétbites kóddal írhatjuk le, mégpedig az x_n_.i=kx_n egyenlet alapján, ahol egykomparátoros rendszer esetén a k = 0,5, 2 vagy -1 értékű. Továbbá, miután egy előző minta tárolása csupán kél bit tárolóhelyet igényel, egy egész sorozat mintát tudunk egyszerű módon tárolni vagy feldolgozni. A tárolási kétféle módon oldhatjuk meg: kombinációs logikával vagy fixmemóriával.

A 20. ábrán látható kombinációs áramkör főleg kis FIR szűrők részére alkalmas. Példaképpen válasszuk a 2: t arányú frekvencia redukciót és az alábbi kettős zér rshellyel bíró karakterisztikát:

|(l + 2z^-1 + z²).

Sgy ilyen szűrő kombinációs úton történő megvalósítása azon a felismerésen alapul, hogy ha a jelenlegi mintát x_n-nel jelöljük, akkor az eggyel előbbit x„-i = = kix_n, a kettővel korábbit pedig x_n_₂ - k]k₂x_n alakban is előállíthatjuk.

Λ háromtagú sorozat összegezésekor tehát az (1 + + 2k, + k_tk₂) kifejezést kell kiszámítani. Mivel az egykomparátoros interpoláló A/D átalakító esetén a k, és a k- a 0,5, 2 vagy a -1 értéket vehetik fel, az összegezésnek 9-féle eredménye lehet, amelyek közül az egyik a valóságban nem létezhet. A végeredményt tehát a jelenlegi minta x_n értéke, valamint a kj és k₂ értékei határozzák meg. A k értékeit a léptető regisztert vezérlő logikai áramkör állítja elő kétbites szavak alakjában, amelyeknek első bitje az előjel változását, a második ped.g a léptető regiszter értékének növekedését (x2), vagy csökkenését x0,5) jelöli. A kombinációs áramkör csekély tárolókapacitást igényel, és igen gyorsan működik, de csak a nagyon egyszerű szűrőkhöz használható. A zérus értékű mintavétel problémát okoz, mert egy további k értékre lenne szükség, és a vele való szorzatok rendhagyóak lennének. Ezért az ilyen A/D átalakítóban nem használjuk a zérust, hanem azt a +1 és -1 között oszcillációval helyettesítjük. Mindazonáltal ez az intézkedés nem csökkenti az átalakító hatékonyságát.

Ezt a k értékek alkalmazásán alapuló módszert nagy mértékben kiterjeszthetjük egy fixmemória beiktatásával. Egy általános alakú

-13185 624

Y₀ = A₀X₀ + A_ÍX₁ + . ..A„X_n (6) szűrőegyenletet a következő alakban is felírhatunk:

Y_o = X_o[Ao + Kj Aj + K₂K,A₂ + + . .. (K_nK_n_! . .. K₂K,)A_n]

A fixmemóriát a K értékek segítségével címezhetjük, és az összegek tárolására használhatjuk. A betárolás után az eredményt az X_o által meghatározott n-számú pozícióval továbbléptetjük.

Példaképpen bemutatjuk a 21. ábrán látható 5 leágazásos FIR-szűrőt. A fixmemória csak 49 szót tartalmaz, miután a 81 kombináció (3⁴) közül csak 49 lehetséges. Mindazonáltal a fixmemóriának 8 címzővezetéke van, és el van látva egy dekódolóval is, amely a 256 állapotot 49-re csökkenti. Mindegyik szót az

A_o + K_tAi + K₂K, A₂ + K₃K₂K_tA₃ + K₄K₃K₂KjA₄ kombináció szerint lehet előállítani. Például, ha Kj = = 0,5; K₂ = 2; K₃ = 2 és K₄ = 0,5, akkor a címezett szó értéke

A_u + 0,5A| + A₂ + 2A₃ + Aq lesz. Az X_o negatív értékei számára az eredmény invertálódik (1-es komplemens arimetika esetén), vagy invertálódik és 1-gyel bővül (2-es komplemens esetén).

A rendszer további tökéletesítése révén lineáris fázisú szűrőket is létrehozhatunk, amelyeknek az együtthatói szimmetrikusak, vagyis A_o = A_n, Aj -- A_n-1 és így tovább. A 22. ábrán egy olyan 8-leágazásos szűrőt mutatunk be, amely az együtthatókból képzett polinom két felét külön összegezni. Ennek megfelelően a fixmemória két X értéket őriz, mégpedig az X₀-t és a X₈-at. Felírhatjuk tehát, hogy

Y_o = X₀(A₀ + K₍ A, + K₂K_tA₂ + K₃K₂K!A₃) + + X_₈[A₀ + (1/K,)A, + (1/K₇K₆)A₂ + (8) + (1/K₇K₆K₅)A₃],

A logikai transzlátor az (1/K₇), (1/K₇K₆) és (1/K₇K₆K₅) értékeket megfelelően átalakítja azért, hogy ugyanazt a fixmemóriát lehessen használni, mint az első négy együttható esetén. Ebben a 8-leágazásos rendszerben lévő fixmemóriának 27 szót kell tárolni, köztük hat (12-bites) K értéket és két (8, ... 1O-bites) X értéket. Ezenkívül szükség van még egy összeadóra is a két részeredmény összegezéséhez. Ez az egyetlen összeadás, amit ebben a szűrőben el kell végezni.

Bár ebben a leírásban a jelen találmánynak csak bizonyos kiviteli alakjaival foglalkoztunk, mindamellett megjegyezzük, hogy a tárgykörben jártas szakemberek a találmányon számos változtatást és módosítást végezhetnek, valamint más kiviteli alakokat is létrehozhatnak. Ezért a mellékelt igénypontokat úgy kívánjuk megfogalmazni, hogy azok oltalmi köre minden olyan változtatásra, módosításra és kiviteli alakra kiterjedjen, ami a találmány szellemével és céljával összhangban van.

Claims (16)

1. SZABADALMI IGÉNYPONTOK

   1. Előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkör, amelynek adóága tartalmaz aluláteresztő bemeneti szűrőt, ennek kimenetéhez A/D átalakító közbeiktatásával csatlakozó adó-jelfeldolgozó egységet, és az utóbbi kimenetére kapcsolódó adószervet; vevőága pedig tartalmaz vevőszervet, ennek kimenetéhez csatlakozó vevő-jelfeldolgozó egységet cs ez utóbbi kimenetére D/Λ átalakító közbeiktatásával csatlakoztatott kimeneti szűrőt, azzal jellemezve, hogy az adó-jelfeldolgozó egységnek (18) fő-adószűrője (50) és ehhez csatlakozó több aluláteresztő ritkító szűrője (40, 42) van, amely utóbbiak egyikének bemenete az A/D átalakító (16) kimenetéhez van csatlakoztatva; a vevő-jelfeldolgozó egységnek (24) fő-vevőszűrője (56) és ehhez csatlakozó több aJuláteresztő interpoláló szűrője (62, 64) van, és az egyik aluláteresztő interpoláló szűrő (64) kimenete a D/A átalakító (26) bemenetére van csatlakoztatva; az adó-jelfeldolgozó egység (18) és a vevő-jelfeldolgozó egység (24) jelútjai közé vezérelhető kiegyenlítő szűrő (44) és vezérelhető impedancia-illesztő szűrő (66) van beiktatva; továbbá külső forrásból vezérelt rendszervezérlő egysége (32) van, amely vezérlőbuszon (33) keresztül összeköttetésben van az adó-jelfeldolgozó egységgel (18), a vevő-jelfeláolgozó egységgel (24), valamint a kiegyenlítő szűrővel .44) és az. impedancia-illesztő szűrővel (66).
2. 2. Az 1. igénypont szerinti hangfeldolgozó áramkör, azzal jellemezve, hogy az adó-jelfeldolgozó egységnek (18) az adócsillapítás-torzítást javító, digitálisan vezérelhető első korrekciós szűrője (46) és digitálisan vezérelhető első erősítésszabályozó szűrője (48) van, amelyek vezérlő bemenetei a rendszervezérlő egységhez (32) annak csatlakoztatva.
3. 3. Az 1. igénypont szerinti hangfeldolgozó áramkör, azzal jellemezve, hogy a vevő-jelfeldolgozó egységnek i'24) digitálisan vezérelhető második erősítésszabályozó szűrője (58) és a vevőcsillapítás-torzítást javító, digitálisan vezérelhető második korrekciós szűrője (60) van, melyek vezérlő bemenetel a rendszervezérlő egységhez (32) vannak csatlakoztatva,
4. 4. Az 1. igénypont szerinti hangfeldolgozó áramkör, azzal jellemezve, hogy az A/D átalakító (16) kimenetének a D/A átalakító (26) bemenetéhez való, és az alulíheresztő interpoláló szűrők (62, 64) kimenetének az aluláteresztő ritkító szűrők (40, 42) bemenetéhez való választható csatlakoztatását lehetővé tevő mérőhurka (57) van.
5. 5. Az 1. igénypont szerinti hangfeldolgozó áramkör, azzal jellemezve, hogy az aluáteresztő ritkító szűrőknek (40, 42) véges impulzus válaszú szakaszai vannak.
6. 6. Az 1. igénypont szerinti hangfeldolgozó áramkör, a:zal jellemezve, hogy az aluláteresztő interpoláló szűrőknek (62, 64) véges impulzus válaszú szakaszai vannak.
7. 7. Az 1. igénypont szerinti hangfeldolgozó áramkör, azzal jellemezve, hogy az adó-jelfeldolgozó egységben ( 8) levő fő-adószűrőnek (50) egy felüláteresztő szakasza és egy aluláteresztő szakasza van.
8. 8. Az 1. igénypont szerinti hangfeldolgozó áramkör, azzal jellemezve, hogy a digitálisan vezérelhető kiegyenlrő szűrő (44) a második korrekciós szűrő (60) kimenetéhez és az első korrekciós szűrő (46) bemenetéhez van csatlakoztatva.
9. 9. Az 1. igénypont szerinti hangfeldolgozó áramkör, azzal jellemezve, hogy a digitálisan vezérelhető impedan-14185 634 cia-illesztő szűrő (66) az aluláteresztő ritkító szűrőkhöz (40, 42) és az aluláteresztő interpoláló szűrőkhöz (62,

   64) van csatlakoztatva.
10. 10. Az 1. igénypont szerinti hangfeldolgozó áramkör, azzal jellemezve, hogy az aluláteresztő ritkító szűrőknek 5 (40, 42) a rajtuk áthaladó digitális jel mintavételi frekvenciáját csökkentő, többleágazású, véges impulzus válaszú szakasza, és a digitális jel mintavételi frekvenciáját még tovább csökkentő, többleágazású, véges impulzus válaszú három szakasza van. 10
11. 11. Az 1. igénypont szerinti hangfeldolgozó áramkör, azzal jellemezve, hogy a fő-adószűrőknek (50) a rajta áthaladó digitális jel szűrésére és mintavételi frekvenciájának csökkentésére két végtelen impulzus válaszú, kanonikus alakú, aluláteresztő szakasza és egy végtelen 15 impulzus válaszú, csatolt alakú, felüláteresztő szakasza van.
12. 12. A 2. igénypont szerinti hangfeldolgozó áramkör, azzal jellemezve, hogy az adó-jelfeldolgozó egységnek (18) többleágazású, véges impulzus válaszú első korrek- 20 ciós szűrője (46) és egyleágazású, véges impulzus válaszú, első erősítésszabályozó szűrője (48) van.
13. 13. A 10. igénypont szerinti hangfeldolgozó áramkör, azzal jellemezve, hogy a fő-vevőszűrőnek (56) a rajta os áthaladó digitális jelei szűrő cs mintavételi frekvenciáját növelő, végtelen impulzus válaszú, kanonikus alakú, aluláteresztő két szakasza van.
14. 14. A 13. igénypont szerinti hangfeldolgozó áramkör, azzal jellemezve, hogy az aluláteresztő interpoláló szűrőknek (62, 64) a rajtuk áthaladó digitális jelet szűrő és mintavételi frekvenciáját növelő, többleágazású, véges impulzus válaszú szakasza, és a digitális jelet szűrő és mintrvételi frekvenciáját tovább növelő, többleágazású, véges impulzus válaszú három szakasza van.
15. 15. A 14. igénypont szerinti hangfeldolgozó áramkör, azzat jellemezve, hogy a vevő-jelfe]dolgozó egységnek (24) többleágazású, véges impulzus válaszú, második korrekciós szűrője (60) és többleágazású, véges impulzus válaszú második erősítésszabályozó szűrője (58) van.
16. 16. A 10. igénypont szerinti hangfeldolgozó áramkör, azzal jellemezve, hogy a többleágazású, véges impulzus válaszú, kiegyenlítő szűrő (44) a második korrekciós szűrő (60) kimenetéhez és az első korrekciós szűrő (46) bemenetéhez van csatlakoztatva, a sokleágazású, véges impulzus válaszú, impedancia-illesztő szűrő (66) pedig az sluláteresztő ritkító szűrőkhöz (40, 42), valamint az a'uláteresztő interpoláló szűrőkhöz (62, 64) van csatlakoztatva.

    (11 rajz, 24 ábra)