DK160030B - Frekvenssynthesizer - Google Patents

Description

DK 160030 B

Opfindelsen angår en frekvenssynthesizer, der indeholder en referencegenerator og et kredsløb til at generere et udgangssignal, hvis frekvens er et specifikt, men variabelt multiplum af frekvensen på udgangen fra re-5 ferencefrekvensgeneratoren, hvilket kredsløb har en første indgang for en referencefrekvens, hvilken første indgang er forbundet med udgangen fra referencefrekvensge-neratoren, en anden indgang til et styresignal for fasen af udgangssignalet fra kredsløbet, og en udgang, der er 10 forbundet med udgangen fra synthesizeren, det nævnte kredsløb indeholder et frekvensdelerarrangement med et variabelt delerforhold, der bestemmer det specifikke, men variable multiplum, hvilket arrangement indeholder en impulskilde, hvis enkelte udgangsimpulser bringes til at 15 fjerne den virkning, som en cyklus for et indgangssignal til arrangementet ellers ville have på udgangssignalet fra arrangementet, idet synthesizeren også indeholder en kobling til den anden indgang fra et punkt i kredsløbet, hvor der forekommer et signal, der indeholder informa-20 tion om dirren, som ellers ville forekomme i perioden for udgangssignalet fra kredsløbet på grund af dirren i perioden for udgangssignalet fra frekvensdelerarrange-mentet forårsaget af cyklusvirkningsfjernelsen, til at påtrykke den anden indgang et styresignal, for derved at 25 kompensere for dirren, som ellers ville forekomme i perioden for udgangssignalet fra kredsløbet.

Sådanne frekvenssynthesizere er kendte og er enten af den "direkte" type, hvor udgangsfrekvensen afledes direkte fra referencefrekvensen, eller af den indirekte 30 eller faselåste type, hvor udgangsfrekvensen frembringes af en variabel frekvensoscillator, der udgør en del af en faselåst sløjfe, som låser oscillatoren til en forudbestemt rationel brøkdel, der også skal forstås at omfatte et multiplum af referencefrekvensen.

35 Eksempler på direkte frekvenssynthesizere er angi vet i GB-patentskrift nr. 1.545.953 og 2.062.315, og ek- 2

DK 160030 B

sempler på synthesizere af den faselåste type er givet i GB-patentskrift nr. 1.447.418 og 2.068.185A. I begge typer er det kendt i frekvensreduktionsmidlerne at indføre en deler med variabelt deleforhold til frerabringel-5 se af hovedparten af den nødvendige frekvensreduktion.

Sådanne delere frembringer sædvanligvis spektralt rene frekvenser, der er nøjagtigt subharmoniske af den frekvens, der skal deles. Andre frekvenser end subharmoniske frembringes ved en cyklusfjernelsesteknik, hvor ud-10 valgte cykler af frekvensen, der skal reduceres, fjernes.

En sådan teknik er velkendt og betegnes skiftevis "sidestep programming" (se f.eks. A.F. Evers og D.J. Martin, "Improved forms of digital frequency synthesisers", ΙΕΕ Colloquim Digest 1972/11, side 9/1 til 9/5), "pulse 15 blanking", "pulse removal", "pulse cancellation" og "pulse or cycle swallowing". Denne teknik er også beskrevet i Mullard Technical Note 142 "Versatile LSI frequency synthesiser", side 8, 9.

En frekvenssynthesizer kan for eksempel have et 20 frekvensområde fra 1,6 MHz til 30 MHz, der er indstilleligt ved hjælp af én eller flere modulus-N-delere, hvor N er indstilleligt til frembringelse af området i 1 kHz trin. Disse trin kan da yderligere opdeles ved hjælp af en hastigheds- eller brøkdelsmultiplikator, der for ek-25 sempel frembringer en udgangsfrekvensvariation fra 0 til 990 Hz i trin på 10 Hz. På denne måde kan hele området fra 1,6 MHz til 30 MHz dækkes i 10 Hz trin. Den indstillelige frekvens, der er givet ved disse trin, betegnes sædvanligvis "offset-frekvensen" og frembringes ved hjalp 30 af et cyklusfjernelseskredsløb, der styres af udgangen fra en hastighedsmultiplikator, som udgør den nævnte im-pulskiide.

I apparater ifølge den kendte teknik afleder impulskilden cyklusfjernelsesimpulserne fra referencefrekven-35 sen eller fra den variable frekvensoscillator, typisk ved hjælp af mindst én programmerbar hastighedsmultipli- DK 160030! 3 kator, der frembringer et programmerbart antal af udgangsimpulser for et fast antal indgangsimpulser. Disse udgangsimpulser har en middelfrekvens, der kan være enhver rationel brøkdel af den frekvens, de afledes fra.

5 Da de strobes af indgang s impulserne, kan perioderne mellem successive udgangsimpulser imidlertid variere som følge af de manglende impulser, og disse variationer (der her betegnes "dirren") ville frembringe variationer i udgangsfrekvensen, medmindre der findes den nævnte 10 kompensationskreds til reduktion af virkningen af dirren.

I den frekvenssynthesizer, der er beskrevet i det ovenfor nævnte GB-patentskrift nr. 1.447.418, udføres frekvensreduktionen delvis med en successiv additionshastighedsmultiplikator, der for hver tilført indgangs-15 impuls adderer en programmerbar størrelse til en akkumuleret værdi og giver en udgangs impuls, hver gang akkumulatorens kapacitet overskrides, idet overskuddet efterlades som en rest i akkumulatoren. Princippet for dens virkemåde kan let forstås ved hjælp af et simpelt eksem-20 pel, hvor akkumulatorens kapacitet er én, og hver indgangsimpuls adderer 0,7 til værdien i akkumulatoren.

Akkumulatoren løber derfor fuld og giver en udgangsimpuls for den 2., 3., 5., 6., 8., 9. og 10. indgangsimpuls, dvs. syv udgangsimpulser for ti indgangsimpulser. Middel-25 impulsgentagelsesfrekvensen er med andre ord blevet multipliceret med 0,7 ved hjælp af hastighedsmultiplikatoren.

Det nævnte patentskrift angiver et faselåst system, hvor resten i akkumulatoren omsættes til analog form i 30 en digital/analog-omsætter, og det resulterende analoge signal benyttes til at kompensere for den variation i udgangssignalet fra en fasekomparator i den faselåste sløjfe, der skyldes dirren.

Hvis der er tilbageværende ubalance i dirrenkompen-35 sationsarrangementet, optræder denne ubalance i udgangsfrekvensen som et falsk diskret signal. Dette signal kan

DK 160030 B

4 typisk være 30 dB under hovedudgangssignalet, og medens dette er passende i audiopasbåndet i kommunikationsmodtagere, er det ikke passende for radiomodtagere. Hvis for eksempel udgangsfrekvensen er 100 kHz, og offset-5 frekvensen er 12,5 kHz, vil et eventuelt falsk signal ligge i nabokanalen, medens specifikationen for sådant udstyr kræver, at niveauet for et sådant signal ligger mindst 90 dB under. Det er et formål med opfindelsen i det mindste at reducere dette problem.

10 Ifølge opfindelsen er der tilvejebragt en fre kvenssynthesizer, der indeholder en referencegenerator og et kredsløb til at generere et udgangssignal, hvis frekvens er et specifikt, men variabelt multiplum af frekvensen på udgangen fra referencefrekvensgeneratoren, 15 hvilket kredsløb har en første indgang for en referencefrekvens, hvilken første indgang er forbundet med udgangen fra referencefrekvensgeneratoren, en anden indgang til et styresignal for fasen af udgangssignalet fra kredsløbet, og en udgang, der er forbundet med udgangen 20 fra synthesizeren, det nævnte kredsløb indeholder et frekvensdelerarrangement med et variabelt delerforhold, der bestemmer det specifikke, men variable multiplum, hvilket arrangement indeholder en impulskilde, hvis enkelte udgangsimpulser bringes til at fjerne den virk-25 ning, som en cyklus for et indgangssignal til arrangementet ellers ville have på udgangssignalet fra arrangementet, idet synthesizeren også indeholder en kobling til den anden indgang fra et punkt i kredsløbet, hvor der forekommer et signal, der indeholder information om 30 dirren, som ellers ville forekomme i perioden for udgangssignalet fra kredsløbet på grund af dirren i perioden for udgangssignalet fra frekvensdelerarrangementet forårsaget af cyklusvirkningsfjernelsen, til at påtrykke den anden indgang et styresignal, for derved at kom-35 pensere for dirren, som ellers ville forekomme i perioden for udgangssignalet fra kredsløbet, hvilken synthe- 5

DK 160030 B

sizer er ejendommelig ved, at synthesizeren yderligere indeholder en styreenhed med en udgang forbundet med en styreindgang til frekvensdelerarrangementet til at påtrykke styreindgangen et styresignal, for, med en given 5 kombinationshastighed, periodisk at kompensere for virkningen, som yderligere cyklus'er for indgangssignaler til arrangementet ellers ville have på udgangssignalet fra arrangementet og periodisk i udgangssignalet fra arrangementet at danne virkningen af cyklus'er tilføjet 10 til indgangssignalet til arrangementet, og ved at der eksisterer en kobling fra en udgang fra styreenheden til en indgang til kredsløbet for et styresignal for fasen af udgangssignalet fra kredsløbet, til at påtrykke denne indgang et styresignal, der er en funktion af styresig-15 nalet, der fra styreenheden påtrykkes styreindgangen til frekvensdelerarrangementet, for derved at kompensere for dirren, som ellers ville forekomme i udgangssignalet på grund af styreenhedens styring af frekvensde-lerarrangementet.

20 Det princip, der benyttes i synthesizeren ifølge opfindelsen, er - foruden den normale cyklusfjernelse og -kompensation - med overlæg at tilføje og fjerne yderligere cykler af frekvensen, der skal reduceres, og derpå kompensere for den dirren, som disse tilføjede eller 25 fjernede impulser ellers uundgåeligt ville forårsage.

I en frekvenssynthesizer af den indledningsvis beskrevne type vil en eventuel tilbageværende ubalance i kompensationskredsløbet give anledning til et falsk sidebåndssignal med en diskret frekvens, der er bestemt af offset-30 frekvensen. Virkningen af at tilføje og fjerne impulser i en synthesizer ifølge opfindelsen er at indføre et forstyrrelsessignal i systemet. I tilfælde af en eventuel tilbageværende ubalance i kompensationskredsløbet blandes energien i det falske diskrete signal med forstyrrelses-35 signalet og spredes over et bredt spektrum med det resultat, at det optræder som støj ved et væsentligt lavere niveau.

DK 160030 B

6

Det er ikke væsentligt, om styrekoblingen indrettes til at tilføje det samme antal cykler, som den fjerner, idet en eventuel forskel mellem antallene blot repræsenterer en offset-frekvens. Fortrinsvis er dog antallet af 5 tilføjede cykler i det væsentlige lige så stort som antallet af fjernede cykler i enhver given periode, idet der da i det væsentlige ikke fremkommer nogen offsetfrekvens .

Styreudgangssignalet fra styrekoblingen kan have 10 tre tilstande, nemlig en første tilstand, der medfører, at en impuls fjernes, en anden (neutral) tilstand, der hverken medfører tilføjelse eller sletning af en impuls, og en tredje tilstand, der medfører, at der tilføjes en impuls.

15 Styresignalet kan indeholde i det mindste en første og en anden i hinanden indflettede impulsrækker, og arrangementet kan være således, at hver impuls i den første række bevirker, at en cyklus fjernes fra, og hver impuls i den anden række, at en cyklus føjes til den frekvens, 20 der skal reduceres. Ved indfletning af rækkerne er Øjebliksfrekvensen af den frekvens, der skal reduceres, til ethvert tidspunkt nærmere ved middelfrekvensen, end tilfældet ville være, hvis en lang række af fjernede impulser blev efterfulgt af en lang række af tilsvarende til-25 føjede impulser. Den minimale Øjeblikkelige afvigelse fra middelfrekvensen er givet, hvis impulserne i de to rækker optræder skiftevis.

En meget væsentlig fordel opstår imidlertid, hvis de to impulsrækker er indflettede i hinanden og optræder 30 på tilfældig måde. Enhver fasedirrenenergi i udgangsfrekvensen forårsaget af tilbageværende ubalance i kompensationssignalerne gøres da fuldstændig støjlignende og er spredt over et så bredt spektrum, at den i det væsentlige ikke kan konstateres. Stort set den samme spred-35 ningsvirkning kan opnås, men på en mere hensigtsmæssig og praktisk måde, hvis de to rækker sammen danner en 7

DK 160050 B

pseudotilfældig række, idet sådanne rakker let kan frembringes på velkendt måde.

For at minimere mængden af dirren, der hidrører fra styresignalet, kan dette være i Manchester-kodet form 5 eller kan være et differentieret kodesignal. I denne forbindelse betyder differentiation omsætning af en stigende overgang i et tidsstyret indgangssignal til et +l-udgangssignal og en faldende overgang til et -1-ud-gangssignal og ingen overgang til et 0.

10 Synthesizeren kan indeholde midler til at kombinere udgangssignalerne fra dirren- og styresignalkompensati-onskredsløbene til dannelse af et kombineret kompensationssignal. Der behøver da kun at føres et enkelt korrektionssignal til dirrenkorrektionsarrangementet, f.eks.

15 en fasemodulator eller en programmerbar forsinkelsesgenerator. Selv om funktionsprincippet for en fasemodulator ved denne teknik sædvanligvis er forskellig fra funktionsprincippet for en programmerbar forsinkelsesgenerator, er virkningerne af hver af disse til det fo-20 religgende formål i det væsentlige ens.

Frekvenssynthesizeren kan indeholde en detektor, der er indrettet til at detektere enhver tilbageværende dirren i kredsløbet efter tilføjelse af det kombinerede kompensationssignal, og en forstærker med variabel for-25 stærkning indrettet til at styre amplituden af det kombinerede kompensationssignal, idet forstærkerens forstærkning styres af detektoren til reduktion af eventuel tilbageværende dirren. På denne måde udgør detektoren og forstærkeren en automatisk servo, der indstiller ampli-30 tuden af kompensationssignalet i afhængighed af den detekterede unøjagtighed til minimering af denne.

I den frekvenssynthesizer, der fremgår af det ovenfor nævnte GB-patentskrift nr. 2.068.185A, anvendes der en sådan automatisk servo. Imidlertid kan servoen efter 35 en ændring i frekvenstrinet, hvor offset-frekvensens trinstørrelse er en lille brøkdel af hovedtrinstørrelsen,

DK 160030 B

8 tage nogen tid til at falde til ro. Denne tid kan, selv om den er passende til mange formål, være for lang for frekvenssynthesizeren, når den for eksempel skal anvendes i frekvensspringende radioanlæg eller som mikrobølge-5 synthesizer. Grunden til denne forsinkelse i indstillingstid kan forklares ved som eksempel at henvise til det ovenfor anførte, hvor hovedtrinets størrelse er 1kHz, og offset-frekvensen er indstillelig i 10 Hz trin. Brøkdelstrinet er da 0,01, og servoen modtager information 10 ved frekvensen 10 Hz. Dette betyder, at servoen i det værste tilfælde må vente en tiendedel sekund, før den konstaterer, om systemet har en tilbageværende ubalance.

Af denne grund er det nødvendigt at inkludere en tidskonstant i servosløjfen for at sikre tilfredsstillende 15 funktion under de værste betingelser, hvor offset-frekvensen er 10 Hz eller 990 Hz.

Ved tilføjelse eller fjernelse af impulser som svar på styresignalet således som i synthesizeren ifølge opfindelsen, reagerer servosløjfen imidlertid desuden over 20 for disse dirrenskabende impulser, hvilket vil sige, at indgangsinformationen tilføres servoen med stor hastighed, og en eventuel tidskonstant, der tilføres servosløjfen, kan derfor være meget væsentligt kortere. Frekvenssynthesizeren har altså en meget hurtigere reaktion 25 over for ændringer i den ønskede frekvens, og dette udvider i væsentlig grad dens anvendelighed.

Den nævnte givne, kombinerede hastighed er fortrinsvis mellem en tyvendedel og tre gange den maksimale im-pulsgentagelseshastighed for impulserne fra impulskilden.

30 Det har vist sig, at der ikke opnås nogen væsentlig nævneværdig fordel med hensyn til spredning af spektret, hvis den kombinerede hastighed er mindre end en tyvendedel af den nævnte maksimale impulsgentagelseshastighed, og at der ikke opnås nogen væsentlig yderligere reduktion 35 af indstillingstiden for servoen, hvis den kombinerede hastighed er mere end tre gange den nævnte maksimale 9 DK 1600Ϊ0Β gentagelseshastighed.

Impulskilden kan være en hastighedsmultiplikator, i hvilket tilfælde den givne kombinerede hastighed hensigtsmæssigt kan være lig med impulsgentagelseshastig-5 heden for impulser, der tilføres indgangen til hastighedsmultiplikatoren. I dette tilfælde kan både hastighedsmultiplikatoren og styrekoblingen tilføres de samme impulser.

Opfindelsen forklares nærmere i det følgende under 10 henvisning til tegningen, hvor fig. 1 er et blokdiagram over en første frekvenssynthesizer af den faselåste type, fig. 2 er et blokdiagram over en lignende frekvenssynthesizer af den faselåste type, indeholdende en auto-15 matisk servo, fig. 3 er en modificeret version af den i fig. 2 viste synthesizer, og fig. 4 er et blokdiagram over en synthesizer af den direkte type.

20 Fig. 1 viser en udførelsesform for opfindelsen an vendt på en frekvenssynthesizer af den type, der er vist i fig. 2 i GB-patentskrift nr. 1.447.418, idet de her anvendte henvisningsbetegnelser er de samme som i den nævnte figur. De kredsløbselementer, der er fælles for 25 begge figurer, er en spændingsstyret oscillator VFO med variabel frekvens, et cyklusfjernelseskredsløb ("pulse swallow) PS, en programmerbar deler PD, en fasekompara-tor PC, en referencefrekvensgenerator (tidsimpulsgenerator) CPG, en hastighedsmultiplikator til successiv addi-30 tion R, en digital/analog-orasætter DA, en amplitudemultiplikator AM, en analog-summationskreds ASD og et lavpas-filter LPF. Virkemåden af denne del af kredsløbet er fuldstændigt angivet i det nævnte GB-patentskrift nr.

1.447.418, hvorfor der kun skal gives en kort beskrivel-35 se af virkemåden af denne grundlæggende del af kredsløbet.

DK 160030 B

10

Delene CPG, PC, PD, VFO og LPF udgør en sædvanlig synthesizer af den faselåste type, hvori frekvensen Fc for generatoren CPG i fasekomparatoren PC sammenlignes med udgangsfrekvensen Fo efter division i deleren PD.

5 En eventuel faseforskel mellem de to indgangssignaler til komparatoren PC repræsenteres af et proportionalt signal ved udgangen fra komparatoren PC. Dette signal integreres i filteret LPF til frembringelse af en spænding ved styreindgangen til oscillatoren VFO, hvilken spænding 10 bevirker, at fasen af udgangsfrekvensen ændres, indtil de to indgangssignaler til komparatoren PC er nøjagtigt i fase, og Fo = n^Fc, hvor n^ er modulus af deleren PD.

For at frembringe ikke-heltallige trinstørrelser multiplicerer en hastighedsmultiplikator R udgangsfre-15 kvensen fra deleren PD med en faktor n2 4 1 og udgør derved en impulskilde, hvis udgangsimpulser har en middelfrekvens (impulsgentagelseshastighed) FR, idet hver impuls bevirker, at impulsfjernelseskredsløbet PS fjerner én cyklus af frekvensen Fo. Det gælder altså, at Fo = 20 (n^ + Ώ-2) Fc.

Fjernelsesvirkningen af kredsløbet PS medfører, at perioden af den frekvens, der optræder ved indgangen til fasekomparatoren PC fra deleren PD, dirrer, og dette medfører følgelig fasedirren i udgangssignalet fra kom-25 paratoren PC.

For at kompensere for denne dirren findes et kompensationssignalkredsløb, der indeholder en digital/ana-log-omsætter DA, der omsætter det akkumulerede digitale indhold i hastighedsmultiplikatoren R til en analog vær-30 di, en amplitudemultiplikator AM, der indstiller niveauet for udgangssignalet fra komparatoren PC, så det er sammenligneligt med udgangssignalet fra omsætteren DA til tilvejebringelse af den ønskede grad af kompensation, og en analog sumkobling ASD, der kombinerer styre- og kom-35 pensationssignalerne i en sådan retning, at dirrenindhol-det i udgangssignalet fra komparatoren PC nøjagtigt ud-

DK 160030 B

1 1 lignes af et tilsvarende indhold i udgangssignalet fra omsætteren DA.

Foruden det ovenfor beskrevne kendte kredsløb indeholder denne udførelsesform for en frekvenssynthesizer 5 ifølge opfindelsen yderligere en cyklus- (impuls-) additionskreds PA mellem impulsfjernelseskredsløbet PS og deleren PD, en styrekobling CD, der fødes med synkroniseringsimpulser fra udgangen fra deleren PDf en digital/ analog-omsætter DAC, en integrator I og en yderligere 10 analog additionskobling AS. Styrekoblingen CD har to udgange PI og P2r hvor der optræder i hinanden indflettede impulsrækker. Hver impuls på udgangen Pi bevirker, at impulsadditionskoblingen PA adderer en impuls (en cyklus) til frekvensen Fo, og hver impuls på udgangen P2 bevir-15 ker, at impulsfjernelseskredsløbet PS fjerner en cyklus fra frekvensen Fo.

Kredsløbsblokkene PS, PA, PD og R udgør et frekvens-styrekredsløb FCC, hvortil styrekoblingen CD er forbundet.

20 Impulserne på udgangene PI og P2, der betegnes som henholdsvis +1- og -1-impulser, er indflettede i hinanden og har i denne udførelsesform en kombineret hastighed, der er lig med frekvensen Fc - 1/t af indgangssignalerne til komparatoren PC (da begge indgangssignalerne 25 til komparatoren PC under driften har frekvensen Fc) og lig med eller større end frekvensen Fr, afhængigt af værdien af Over konsekutive tidsperioder, der kan være så korte som 2t, frembringes der i det væsentlige det samme antal +1- og -1-impulser, der hver strobes af 30 indgangssignalet til styrekoblingen CD fra frekvensstyrekredsløbet FCC. Over et vist tidsrum indføres der derfor ikke nogen nettofasefejl ved denne funktion, og processen frembringer derfor ikke nogen fasefejl i systemet.

Koblingen CD frembringer også et kombineret styre-35 signal til digital/analog-omsætteren DAC, der sammen med integratoren I frembringer et analogt kompensations-

DK 160030B

12 signal, der er en funktion af dirren i styresignalet PI + P2, og som er bestemt til at fjerne fasedirren, der indføres af +1- og -1-signalerne, der tilføres impulsadditionskredsen PA og fjernelseskredsen PS som del af 5 divisionsarrangementet i kredsløbet FCC. Til opnåelse af dette adderes det analoge udgangssignal fra integratoren I i nøjagtigt det rigtige forhold i additionskoblingen AS til det faseforudsigende analoge kompensationssignal, der allerede er frembragt af digital/analog-omsætteren 10 DA til fjernelse af fasedirren forårsaget af frembringelsen af en ikke-heltallig frekvenstrinforskydning.

Som bekendt kan impulsfjernelseskredsløbet PS indeholde en såkaldt n/(n+1)-prescaler, der dividerer med n (f.eks. 10), hvis der ikke findes nogen styreimpuls, 15 og med (n+1), hvis der findes en styreimpuls fra multiplikatoren R. På tilsvarende måde kan impulsadditionskoblingen PA indeholde en n/(n-1)-prescaler. Impulsadditionskoblingen PA kan også indeholde en med 2 delende kobling, der for eksempel udgør det første trin i dele-20 ren PD, som normalt deler med 2, men som deler med 1 for hver impuls PI. Endvidere kan funktionen af kredsløbene PA, PS og PD udføres af en modulus-(n-1)/n/(n+1)-deler, som angivet i GB-patentskrift nr. 2.074.421A.

Principielt kan +1- og -1-impulserne være indflettet 25 med 0-perioder, hvor den effektive divisor i divisionsarrangementet er n^, men i dette tilfælde vil kompensationssignalet, der tilføres additionskoblingen AS, indeholde information, som øjensynligt ikke tjener noget nyttigt formål. For at forbedre den støjlignende natur 30 af signalet kan det imidlertid være hensigtsmæssigt at indskyde et antal 0-perioder.

Styresignalet fra styrekoblingen CD, der ville give den maksimale informationshastighed, ville være skiftevis +1- og -1-impulser, der optrådte ved komparatorfre-35 kvensen Fc, hvilket ville give en firkantbølge med frekvensen Fc/2. Det kombinerede signal afledes imidlertid

DK 160030 B

13 fortrinsvis fra eller danner en tilfældig eller pseudo-tilfældig binær række, der Manchester-kodes (kodning i par på (+1, -1) eller (-1, +1) afhængigt af tilstedeværelsen af et 0 eller 1 i rækken) eller differentieres 5 som angivet nedenfor. Under nogle omstændigheder kan det være fordelagtigt at differentiere det Manchester-kodede signal. Den tilfældige række skal frembringes ved en maksimal hastighed på Fc, og hvis den har en total periode på T, vil dens spektrum være støjlignende, men med 10 diskrete komposanter med frekvensmellemrum T-^. Hvis T er mindre end ca. 100 msek for en typisk kommunikationssynthesizer, kan spektret betragtes som ren støj. I dette tilfælde vil eventuel energi i udgangsfrekvensen hidrørende fra ubalance i kompensationssystemet ikke optræ-15 de som et diskret signal, men vil være spredt ud som et støj spektrumsignal. På denne måde kan den totale ubalan-ceenergi være op til 30 dB større end den maksimale u-balanceenergi, der ville kunne tillades uden denne spredningsfunktion, og dog stadig være uhørlig. Det følgende 20 eksempel vil tjene til at illustrere dette.

Frekvenssynthesizeren kan benyttes i forbindelse med et flerkanalkommunikationsanlæg med for eksempel en kanalafstand på 12½ kHz. Hvis synthesizerens frekvenstrin er 100 kHz, og den ikke-heltallige frekvensforskyd-25 ning er 12½ kHz, vil der blive frembragt et falsk 12½ kHz signal, der vil forekomme i nabokanalen. Uden særlige foranstaltninger vil dette signal være 30-50 dB mindre end kanalbærebølgen, men CCITT-specifikationen kræver, at det er mindst 90 dB mindre. Dette opnås let ved an-30 vendelse af styresignalet med en tilfældig fordeling.

Hvis der benyttes en pseudotilfældig binær række, der frembringes på kendt måde af et skifteregister med N-trin og tilbagekobling,fås 2N-1 forskellige koder. Hver kode komplementeres af en anden speciel kode undtagen 35 koden med lutter 1-taller, idet der ikke findes nogen komplementær kode med lutter 0'er. Der findes derfor en

DK 160030 B

14

, N

lille ubalance en gang i hver fuldstændig række af 2 -? koder. Hvis rækken for eksempel frembringes af et skifteregister med N * 17 trin, der styres af en 1 MHz tids-impuls, er den totale cykluslængde 2 -1 = 131071 bit, 5 dvs. en hastighed på 7,63 Hz. Der vil altså være en meget lille ubalance ved denne hastighed, som giver en lille forskydning i den endelige frekvens, som i mange tilfælde vil være acceptabel. Ubalancen kan fuldstændigt elimineres ved anvendelse af Manchester-koden eller en 10 differentieret kode.

Hvis nogen tilbageværende energi fra den pseudo-tilfældige binære række som følge af ufuldstændig kompensation forårsager fasedirren, vil sidebåndskomposan-terne af denne dirren have en afstand på 7,63 Hz, og 15 sidebåndsenergien bliver ved denne frekvensafstand uskel-nelig fra hvid støj, og den er derfor i det væsentlige uhørbar.

Fig. 2 viser en udførelsesform for en frekvenssynthesizer med et mere komplekst kompensationskredsløb, 20 hvori der benyttes en fasemodulator til udførelse af dirrenkorrektion. Dette kredsløb svarer nært til fig. 1, og kredsløbsblokkene VFO, PS, PA, PD, PC, CPG, LPF, R, DA, AS, CD, DAG og I har præcis de samme funktioner som forklaret ovenfor. Yderligere kredsløbsblokke er en di-25 gital additionskobling ADD, to multiplikatorer Ml og M2, et servosløj fefilter F, en additionskobling SD og en fasemodulator PM. Bortset fra blokkene ADD, CD, DAC, I og AS, der er relevante for den foreliggende opfindelse, er kredsløbet og dets funktion fuldstændigt beskrevet 30 under henvisning til fig. 2 i GB-patentskrift nr. 2.068.

185A. Multiplikatoren M2 fungerer som korrelator og de-tekterer enhver ikke fjernet komposant i udgangssignalet fra fasekomparatoren PC, som er korreleret med signalerne fra R og CD, der oprindeligt forårsagede fasedirren.

35 Filteret F tjener til at frembringe et løbende indgangssignal til multiplikatoren Ml for at sikre korrekt amp-

DK 160030B

15 litude af fjernelsessignalet fra den analoge additionskobling AS, der tilføres fasemodulatoren PM. Multiplikatorkredsløbet M1-F-M2 giver således en ekstra kompensation, hvis der er tilbageværende pulsation i frekvens-5 styresignalet FCS, der tilføres oscillatoren VFO med variabel frekvens fra fasekomparatoren PC. I dette tilfælde er korrektionssignalet ikke blot en funktion af den dirren, der er repræsenteret af udgangssignalet fra digi tal/analog-omsætt er en DA, men er også en funktion af 10 pulsationer, der optræder i frekvensstyresignalet FCS, hvilken funktion afledes over en indgang til multiplikatoren M2 og filteret F. De to analoge funktioner kombineres da i multiplikatoren Ml.

De ekstra kredsløbsblokke CD, PA, DAC, I og AS er 15 de samme som vist i fig. 1 og har de samme funktioner.

I dette tilfælde kombineres udgangssignalet fra koblingen CD imidlertid med impulsfjernelsesudgangssignalet fra hastighedsmultiplikatoren R i den digitale additionskobling ADD, hvis udgangssignal tilføres en korrelerende 20 multiplikator M2 sammen med overskudsimpulserne fra hastighedsmultiplikatoren R. Korrelationen mellem indgangssignalerne til multiplikatoren M2 er enten positiv eller negativ, afhængigt af om korrelationssignalet CS er for stort eller for lille. Overskudssigaalet fra hastigheds-25 multiplikatoren R medfører, at udgangssignalet fra multiplikatoren M2 er en funktion af det signal, der i virkeligheden frembringer dirren. Som følg· af anvendelsen af to korrektionssignaler kan korrelatoren virke uden indgangssignal fra hastighedsmultiplikatoren R. Det er 30 imidlertid at foretrække, at de to analoge korrektionssignaler på forhånd indstilles til at være ens i virkning, idet servosløjfen PC-FCS-M2-F-M1-PM-PC vil forsøge at indstille enten til en kompromisforstærkning i det første tilfælde eller til en forstærkning, der kun 35 kompenserer for styresignalets dirren og ikke det fase-forudsigende signal.

DK 160030 B

16

De kombinerede kompensationssignaler, der optræder ved udgangen fra multiplikatoren Ml, styrer fasen af en fasemodulator PM, således at den resulterende fasedirren i udgangssignalet fra modulatoren PM er præcis den samme 5 som den fasedirren, der optræder ved udgangen fra dele-ren PRD. Derfor er udgangssignalet fra fasekomparatoren PC fuldstændigt fri for dirren.

Det vil vare klart for fagmænd, at mange andre koblinger er mulige til opnåelse af det samme resultat. Et 10 eksempel er givet i fig. 3, der er en modifikation af det i fig. 2 viste apparat. Det skal bemærkes, at den relative position af digital/analog-omsætteren DAC og integratoren I kan ombyttes i den i fig. 2 viste udførelsesform. Dette har man benyttet sig af i det i fig. 3 15 viste apparat for at kunne kombinere funktionerne af digital/analog-omsætterne DAC og DA.

I fig. 3 er integratoren I nu en digital integrator, f.eks. en op/ned-tæller, der reagerer overfor et tog af bipolære impulser fra koblingen CD, hvor Pl-impul-20 serne har værdien +1 og P2-impulserne værdien -1. Tælleværdien fra integratoren I tilføres en digital additionskobling DAD, der også tilføres det digitale signal fra hastighedsmultiplikatoren R. Det digitale udgangssignal fra additionskoblingen DAD omsættes til et analogt sig-25 nal af digital/analog-omsætteren DAC, hvis udgangssignal tilføres multiplikatoren Ml.

Også i fig. 2 og 3 kan naturligvis positionerne af impulsfjernelseskredsløbet PS og impulsadditionskredsløbet PA ombyttes. Det vil sige, at PA kan anbringes mel-30 lem VFO og PS i stedet for mellem PS og PD.

Fasemodulatoren PM i fig. 2 og 3 kan i stedet anbringes i serie med indgangen til fasekomparatoren PC fra deleren PD eller i serie med udgangen fra komparato-ren PC.

35 Fig. 4 viser en udførelsesform for en frekvenssyn thesizer af den direkte type i overensstemmelse med op-

DK 160030B

17 findelsen, hvilken synthesizer indeholder en seriekobling med en tidsimpulsgenerator CPG, der afgiver en referencefrekvens (impulsgentagelseshastighed) Fc, et impulsadditionskredsløb PA, et impulsfjernelseskredsløb 5 (subtraktionskobling) PS, en modulus-N-deler PD og en programmerbar forsinkelseskobling (fasemodulator) PM, på hvis udgang den ønskede udgangsfrekvens Fo optræder.

En styrekobling CD tidsstyres af udgangsimpulserne fra deleren PD og giver et styresignal, der indeholder "ad-10 ditions"- og "subtraktions"-impulser henholdsvis PI og P2 sammen med et sammensat bipolært udgangssignal af additions- og subtraktionsimpulser, som forklaret ovenfor under henvisning til fig. 3. Det sammensatte udgangssignal integreres af en digital integrator I (der 15 kan være en op/ned-tæller) og omsættes til et analogt signal i digital/analog-omsætteren DAC.

En hastighedsmultiplikator R multiplicerer frekvensen af udgangsimpulserne fra deleren PD med en værdi n « 1 med det resultat, at udgangsfrekvensen Fo som b«-20 kendt er lig med Fc/Nn, hvor N og n er henholdsvis den heltallige og den ikke-heltallige komposant af det ønskede divisionsforhold. Den øjeblikkelige digitale værdi i akkumulatorlageret i hastighedsmultiplikatoren R omsættes til et analogt signal af digital/analog-omsætte-25 ren DA og tilføres den analoge summationskobling AS sammen med det analoge udgangssignal fra omsætteren DAC.

Det kombinerede signal føres som et forsinkelsesstyresignal til den programmerbare forsinkelseskobling PM.

Kredsløbsblokkene i fig. 4 har samme funktioner som 30 kredsløbsblokkene i fig. 3 med de samme henvisningsbetegnelser og virker på den ovenfor angivne måde. Det vil sige, at der foruden et dirrenkompensationssignal, der afledes fra hastighedsmultiplikatoren R, frembringes et ekstra forudbestemt "forstyrrelsessignal" af styrekob-35 lingen CD, hvilket signal indføres i seriekredsen CPG-PA-PS-PD-PM og kompenseres af et yderligere kompensati-

DK 160030 B

18 onssignal, der afledes fra koblingen CD og tilføres den programmerbare forsinkelseskobling PM.

Det er ikke væsentligt, at indgangsimpulserne til hastighedsmultiplikatoren R og koblingen CD aftages fra 5 deleren PD. Den ene eller den anden række impulser eller begge kan for eksempel aftages fra referencefrekvens-generatoren CPG eller fra udgangssignalet fra synthesizeren. Positionerne af integratoren I og digital/analog-omsætteren DAC kan ombyttes, i hvilket tilfælde integra-10 toren I skal være en analog integrator.

Teoretisk set kan den kombinerede impulsgentagelseshastighed for de impulser, der udgør styresignalet, have enhver værdi, idet selv få tilføjede eller fjernede impulser uundgåeligt spreder energiindholdet i et diskret 15 falsk signal over et bredt spektrum og også forøger hastigheden af servovirkningen i de synthesizere, der har en servo. Set fra et praktisk synspunkt opnås der imidlertid passende resultater, hvis den kombinerede hastighed er mellem en tyvendedel og tre gange den mak-20 simale impulsgentagelseshastighed fra impulskilden.

I de ovenfor forklarede udførelsesformer kan styresignalet være i Manchester-kodet form eller i differentieret kodet form som anført ovenfor. Begrundelsen for sådanne former er, at de medfører minimal dirren, og 25 dette kan forklares ud fra det tilfælde, hvor styresignalet afledes fra en pseudovilkårlig binær række. En af rækkens tilstande er den såkaldte "tilstand med lutter l-taller", og hvis man tager det meget enkle tilfælde, hvor denne tilstand kun omfatter fem l-taller, ville 30 dette medføre, at fem impulser blev adderet konsekutivt af impulsadditionskoblingen PA, hvilket vil sige, at der ville optræde en maksimal frekvensafvigelse på +5 cykler.

Hvis denne række Manchester-kodes, vil hvert ”1" i den originale kode bevirke, at der tilføjes en impuls og 35 fjernes en impuls (ikke nødvendigvis i denne rækkefølge) .

Til ethvert tidspunkt er den maksimale frekvensafvigelse

Claims (10)

1. Frekvenssynthesizer indeholdende en reference-frekvensgenerator (CPG) og et kredsløb (VFO, PS, PA, PD, R, PC, AM, ASD, LPF) til at generere et udgangssignal, hvis frekvens (Fc) er et specifikt, men variabelt multi-20 plum af frekvensen (Fc) på udgangen fra referencefre-kvensgeneratoren (CPG), hvilket kredsløb (VFO,...LPF) har en første indgang for en referencefrekvens (Fc), hvilken første indgang er forbundet med udgangen fra referencef rekvensgeneratoren (CPG), en anden indgang til 25 et styresignal for fasen af udgangssignalet fra kredsløbet (VFO,...LPF), og en udgang, der er forbundet med udgangen fra synthesizeren, det nævnte kredsløb (VFO,... LPF) indeholder et frekvensdelerarrangement (PS, PA, PD, R) med et variabelt delerforhold, der bestemmer det spe-30 cifikke, men variable multiplum, hvilket arrangement (PS,...R) indeholder en impulskilde (R), hvis enkelte udgangsimpulser bringes til at fjerne den virkning, som en cyklus for et indgangssignal til arrangementet (PS,...R) ellers ville have på udgangssignalet fra ar-35 rangementet (PS,...R), idet synthesizeren også indeholder en kobling (DA, AS) til den anden indgang fra et DK 160030 B punkt i kredsløbet (VFO,...LPF), hvor der forekommer et signal, der indeholder information om dirren, som ellers ville forekomme i perioden for udgangssignalet fra kredsløbet (VFO,..-LPF) på grund af dirren i perioden 5 for udgangssignalet fra frekvensdelerarrangementet (PS,...R) forårsaget af cyklusvirkningsfjernelsen, til at påtrykke den anden indgang et styresignal, for derved at kompensere for dirren, som ellers ville forekomme i perioden for udgangssignalet fra kredsløbet (VFO,...

10 LPF), kendetegnet ved, at synthesizeren yderligere indeholder en styreenhed (CD) med en udgang forbundet med en styreindgang til frekvensdelerarrangementet (PS,...R) til at påtrykke styreindgangen et styresignal, for, med en given kombinationshastighed, pe-15 riodisk at kompensere for virkningen, som yderligere cyklus'er for indgangssignalet til arrangementet (PS,... R) ellers ville have på udgangssignalet fra arrangementet (PS,...R) og periodisk i udgangssignalet fra arrangementet (PS,...R) at danne virkningen af cyklus'er til-20 føjet til indgangssignalet til arrangementet (PS,...R), og ved at der eksisterer en kobling (DAC, I, AS) fra en udgang fra styreenheden (CD) til en indgang til kredsløbet (VFO,...LPF) for et styresignal for fasen af udgangssignalet fra kredsløbet (VFO,...LPF), til at på-25 trykke denne indgang et styresignal, der er en funktion af styresignalet, der fra styreenheden (CD) påtrykkes styreindgangen til frekvensdelerarrangementet (PS,...R), for derved at kompensere for dirren, som ellers ville forekomme i udgangssignalet på grund af styreenhedens 30 (CD) styring af frekvensdelerarrangementet (PS,...R).

2. Frekvenssynthesizer ifølge krav 1, kendetegnet ved, at styresignalet, der fra styreenheden (CD) påtrykkes styreindgangen til frekvensdelerarrangementet (PS,...R), er således, at i en vilkårlig given 35 periode er antallet af cyklus'er, hvis virkninger på udgangssignalet fra arrangementet (PS,...R) fjernes på DK 160030 B grund af styresignalet, i det væsentlige det samme som antallet af cvklus'er, hvis virkning dannes i udgangssignalet fra arrangementet (PS,...R) på grund af styresignalet.

3. Frekvenssynthesizer ifølge krav 1 eller 2, kendetegnet ved, at styresignalet, der fra styreenheden (CD) påtrykkes styreindgangen til frekvens-delerarrangementet (PS,...R), indeholder i det mindste en første og en anden i hinanden indflettede impuls- 10 sekvenser, idet hver impuls i den første sekvens bringes til at fjerne den virkning som en cyklus i indgangssignalet til arrangementet (PS,...R) ellers ville have på udgangssignalet fra arrangementet (PS,...R) og hver impuls i den anden impulssekvens bringes til i udgangssig- 15 nalet fra arrangementet (PS,...R) at danne virkningen af en cyklus tilføjet i indgangssignalet til arrangementet (PS,...R).

4. Frekvenssynthesizer ifølge krav 3, kendetegnet ved, at de to sekvenser tilsammen danner 20 en pseudotilfældig sekvens.

5. Frekvenssynthesizer ifølge krav 2 eller krav 3 eller 4 i forbindelse med krav 2, kendetegnet ved, at styresignalerne, der af styreenheden (CD) påtrykkes styreindgangen til frekvensdelerarrangementet 25 (PS,...R), er i Manchester-kodet form.

5 Den differentierede kode for tilstanden 11111 er - idet det antages, at rækken af 1-taller har et 0 ved hver ende - +1, 0, 0, 0, 0, -1, dvs. at den maksimale frekvensafvigelse da kun er t 1 cyklus. Anvendelsen af således kodede signaler til styre-10 signalet begrænser altså faseafvigelsen for signalet og reducerer dermed den reducerede dirren hidrørende fra styresignalet.

15 PATENTKRAV

6. Frekvenssynthesizer ifølge krav 2 eller krav 3 eller 4 i forbindelse med krav 2, kendetegnet ved, at styresignalerne, der af styreenheden (CD) påtrykkes styreindgangen til frekvensdelerarrangementet 30 (PS,...R), er et differentieret kodesignal som defineret ovenfor.

7. Frekvenssynthesizer ifølge et eller flere af de foregående krav, kendetegnet ved, at koblingen (DAC, I, AS) fra en udgang fra styreenheden (CD) 35 til en indgang til kredsløbet (VFO,...LPF) er til den anden indgang. DK 160030 B

8. Frekvenssynthesizer ifølge krav 7, kendetegnet ved, at indeholde en forstærker (AS, M1) med variabel forstærkning i indgangssignalvejen til den anden indgang og en korrelator (ADD, M2) med en første 5 indgang forbundet med et punkt i kredsløbet, hvori der forekommer et signal, der repræsenterer eventuel tilbageværende dirren i udgangssignalet fra kredsløbet (VFO,...LPF), idet en anden indgang til korrelatoren (ADD, M2) er forbundet med en udgang fra impulskilden 10 (R) og til en udgang fra styreenheden (CD), og en udgang forbundet med en forstærkningsstyreindgang til forstærkeren (AS, M1) med variabel forstærkning for påtrykning af et forstærkningsstyresignal på forstærkningsstyreindgangen for at reducere den eventuelt tilbageværende 15 dirren.

9. Frekvenssynthesizer ifølge et eller flere af de foregående krav, kendetegnet ved, at den givne kombinationshastighed ligger mellem en tyvendedel og tre gange den maksimale impulsgentagelseshastighed for 20 udgangsimpulserne fra impulskilden (R).

10. Frekvenssynthesizer ifølge krav 9, kendetegnet ved, at udgangsimpulserne fra impulskilden (R) genereres af en hastighedsmultiplikator (R) og den givne kombinationshastighed er lig med impulsgentagel- 25 seshastigheden for impulser, der tilføres indgangen til hastighedsmultiplikatoren (R).