JPH0955646A - パルス幅変調装置 - Google Patents
パルス幅変調装置Info
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- JPH0955646A JPH0955646A JP7230785A JP23078595A JPH0955646A JP H0955646 A JPH0955646 A JP H0955646A JP 7230785 A JP7230785 A JP 7230785A JP 23078595 A JP23078595 A JP 23078595A JP H0955646 A JPH0955646 A JP H0955646A
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- basic waveform
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
- H03M1/82—Digital/analogue converters with intermediate conversion to time interval
- H03M1/822—Digital/analogue converters with intermediate conversion to time interval using pulse width modulation
- H03M1/827—Digital/analogue converters with intermediate conversion to time interval using pulse width modulation in which the total pulse width is distributed over multiple shorter pulse widths
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
- H04B14/026—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse time characteristics modulation, e.g. width, position, interval
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4902—Pulse width modulation; Pulse position modulation
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Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明は、パルス幅変調装置に関し、高い周波
数のスペクトラムを有するパルス幅変調信号を生成す
る。 【解決手段】基本波形生成回路（２６）において、カウ
ンタ（９）より送出される周波数の異なる複数のカウン
ト信号（ｃ）のうち、最も高い周波数の所定の下位ビツ
トを最上位ビツトの基本波形信号とし、以下下位ビツト
については順次、各上記カウント信号（ｃ）の反転出力
を算出して上位ビツトにあたる各カウント信号（ｃ）と
の積算を繰り返すことによつて得られる積算値と所定の
カウント信号（ｃ）との積算によつて高い周波数特性の
スペクトラムを有する基本波形信号（ｂ）を生成し、デ
ータ信号（ＳD ) との積和演算によつてパルス幅変調す
ることにより、高い周波数のスペクトラムを有するパル
ス幅変調信号（ｑ）を生成することができる。
数のスペクトラムを有するパルス幅変調信号を生成す
る。 【解決手段】基本波形生成回路（２６）において、カウ
ンタ（９）より送出される周波数の異なる複数のカウン
ト信号（ｃ）のうち、最も高い周波数の所定の下位ビツ
トを最上位ビツトの基本波形信号とし、以下下位ビツト
については順次、各上記カウント信号（ｃ）の反転出力
を算出して上位ビツトにあたる各カウント信号（ｃ）と
の積算を繰り返すことによつて得られる積算値と所定の
カウント信号（ｃ）との積算によつて高い周波数特性の
スペクトラムを有する基本波形信号（ｂ）を生成し、デ
ータ信号（ＳD ) との積和演算によつてパルス幅変調す
ることにより、高い周波数のスペクトラムを有するパル
ス幅変調信号（ｑ）を生成することができる。
Description
【０００１】
【目次】以下の順序で本発明を説明する。 発明の属する技術分野 従来の技術（図８〜図１３） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段 発明の実施の形態（図１〜図７） （１）周波数誤差補正装置の構成（図１及び図２） （２）パルス幅変調装置の構成（図３〜図７） 発明の効果
【０００２】
【発明の属する技術分野】本発明はパルス幅変調装置に
関し、例えばCDMA(Code Devision Multiple Access) 方
式による携帯電話機の受信信号の復調に用いて好適なも
のである。
関し、例えばCDMA(Code Devision Multiple Access) 方
式による携帯電話機の受信信号の復調に用いて好適なも
のである。
【０００３】
【従来の技術】従来、DS(Direct Sequence) 方式によつ
てスペクトラム拡散信号を発生させるCDMA方式の携帯電
話機は、送信側において一次変調を受けたデイジタル信
号に対してPN(Pseudorandom Noise)系列と呼ばれる特殊
な波形を乗積して拡散変調している。これに対して受信
側では、送信側で拡散に用いたPN系列と全く同一の信号
を拡散変調された受信信号に乗算することにより、スペ
クトラム拡散された信号をもとの一次変調信号に復調す
る。このとき受信側では受信信号に対してPN系列の発生
タイミングを合わせるために周波数誤差補正装置を用い
て復調信号の周波数誤差を検出する必要がある。
てスペクトラム拡散信号を発生させるCDMA方式の携帯電
話機は、送信側において一次変調を受けたデイジタル信
号に対してPN(Pseudorandom Noise)系列と呼ばれる特殊
な波形を乗積して拡散変調している。これに対して受信
側では、送信側で拡散に用いたPN系列と全く同一の信号
を拡散変調された受信信号に乗算することにより、スペ
クトラム拡散された信号をもとの一次変調信号に復調す
る。このとき受信側では受信信号に対してPN系列の発生
タイミングを合わせるために周波数誤差補正装置を用い
て復調信号の周波数誤差を検出する必要がある。
【０００４】図８に示すように、周波数誤差補正装置１
は、電圧により発振周波数を制御する電圧制御発振器
（ＶＣＸＯ）２より出力されるクロツクCLK により、Ｐ
Ｎ符号発生器３で生成されるPN符号の発生タイミングを
決定する。このＰＮ符号発生器３からは周波数誤差を補
正したPN符号PNが乗算部４に送出される。乗算部４は、
PN符号PNを用いて受信信号ＳR に対して排他的論理和演
算を施すことによつて受信信号ＳR を復調して周波数誤
差検出部５に送出する。周波数誤差検出部５は、周波数
誤差を検出すると検出信号ＳDTをパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）部６に送出する。ＰＷＭ部６は、検出信号ＳDTをパ
ルス幅変調することによつてＰＷＭ信号ｐを出力する。
は、電圧により発振周波数を制御する電圧制御発振器
（ＶＣＸＯ）２より出力されるクロツクCLK により、Ｐ
Ｎ符号発生器３で生成されるPN符号の発生タイミングを
決定する。このＰＮ符号発生器３からは周波数誤差を補
正したPN符号PNが乗算部４に送出される。乗算部４は、
PN符号PNを用いて受信信号ＳR に対して排他的論理和演
算を施すことによつて受信信号ＳR を復調して周波数誤
差検出部５に送出する。周波数誤差検出部５は、周波数
誤差を検出すると検出信号ＳDTをパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）部６に送出する。ＰＷＭ部６は、検出信号ＳDTをパ
ルス幅変調することによつてＰＷＭ信号ｐを出力する。
【０００５】ＰＷＭ部６より出力されるＰＷＭ信号ｐ
は、誤差量を直流成分として含んでいる。そこでＰＷＭ
信号ｐは、直流成分を抽出するために低域通過フイルタ
（ＬＰＦ）７に送出される。ＬＰＦ７を通じて得られる
直流成分は制御信号ＳCTとしてＶＣＸＯ２に送出され、
ＰＮ符号発生器３に送出するクロツクCLK の発振周波数
を補正する。
は、誤差量を直流成分として含んでいる。そこでＰＷＭ
信号ｐは、直流成分を抽出するために低域通過フイルタ
（ＬＰＦ）７に送出される。ＬＰＦ７を通じて得られる
直流成分は制御信号ＳCTとしてＶＣＸＯ２に送出され、
ＰＮ符号発生器３に送出するクロツクCLK の発振周波数
を補正する。
【０００６】ここで図９に示すように、ＰＷＭ部６を形
成するＰＷＭ装置８は、変調信号の振幅の変化に応じて
パルスの属性を連続的に変化させる。ＰＷＭ装置８は、
ｎビツトの２進カウント回路９に入力される動作クロツ
クCLK をもとに動作クロツクCLK の倍数の周期をもつｎ
ビツトの２進カウント信号ｃ：ｃ1 〜ｃn を基本波形生
成回路１０に送出する。
成するＰＷＭ装置８は、変調信号の振幅の変化に応じて
パルスの属性を連続的に変化させる。ＰＷＭ装置８は、
ｎビツトの２進カウント回路９に入力される動作クロツ
クCLK をもとに動作クロツクCLK の倍数の周期をもつｎ
ビツトの２進カウント信号ｃ：ｃ1 〜ｃn を基本波形生
成回路１０に送出する。
【０００７】基本波形生成回路１０は、２進カウント信
号ｃ1 〜ｃn よりＰＷＭ波形の生成に用いるｎ本の基本
波形ａ：ａ1 〜ａn を生成し、並列にＰＷＭ波形生成回
路１１に送出する。基本波形ａとは、データ信号ＳD の
各ビツトとの積によりパルス幅変調ができるような波形
である。ＰＷＭ波形生成回路１１は、ｎビツト入力され
る基本波形ａ1 〜ａn とｎビツトで並列入力されるデー
タ信号ＳD よりパルス幅変調となるＰＷＭ信号ｐを生成
する。
号ｃ1 〜ｃn よりＰＷＭ波形の生成に用いるｎ本の基本
波形ａ：ａ1 〜ａn を生成し、並列にＰＷＭ波形生成回
路１１に送出する。基本波形ａとは、データ信号ＳD の
各ビツトとの積によりパルス幅変調ができるような波形
である。ＰＷＭ波形生成回路１１は、ｎビツト入力され
る基本波形ａ1 〜ａn とｎビツトで並列入力されるデー
タ信号ＳD よりパルス幅変調となるＰＷＭ信号ｐを生成
する。
【０００８】図１０に示すように基本波形生成回路１０
は、最下位ビツト(LSB) から最上位ビツト(MSB) までの
ｎビツトのカウント信号ｃ1 〜ｃn が入力され、これに
ＰＷＭに用いる基本波形信号ａ1 〜ａn のLSB からMSB
を対応させて出力する。図１１には４ビツトの２進カウ
ント信号ｃ1 〜ｃ4 の１周期の波形を示す。また図１２
には上述した２進カウント信号ｃ1 〜ｃ4 を合成するこ
とによつて得られるＰＷＭ波形の生成に用いる基本波形
信号ａ1 〜ａ4 の１周期分の波形を示す。例えば基本波
形信号ａ4 は、ハイレベル「Hi」とローレベル「Lo」の
時間比が1/2 、基本波形信号ａ3 、ａ2 及びａ1 は、そ
れぞれ比が1/4 、1/8 、1/16となる。しかもそれぞれの
基本波形信号ａ1 〜ａ4 は「Hi」となるところが互いに
時間的に重なることのない信号である。
は、最下位ビツト(LSB) から最上位ビツト(MSB) までの
ｎビツトのカウント信号ｃ1 〜ｃn が入力され、これに
ＰＷＭに用いる基本波形信号ａ1 〜ａn のLSB からMSB
を対応させて出力する。図１１には４ビツトの２進カウ
ント信号ｃ1 〜ｃ4 の１周期の波形を示す。また図１２
には上述した２進カウント信号ｃ1 〜ｃ4 を合成するこ
とによつて得られるＰＷＭ波形の生成に用いる基本波形
信号ａ1 〜ａ4 の１周期分の波形を示す。例えば基本波
形信号ａ4 は、ハイレベル「Hi」とローレベル「Lo」の
時間比が1/2 、基本波形信号ａ3 、ａ2 及びａ1 は、そ
れぞれ比が1/4 、1/8 、1/16となる。しかもそれぞれの
基本波形信号ａ1 〜ａ4 は「Hi」となるところが互いに
時間的に重なることのない信号である。
【０００９】ＰＷＭ信号ｐは、ｎビツトのデータ信号Ｓ
D に応じてｍ＝２n 種類のＰＷＭ信号ｐ1 〜ｐm でなる
波形信号となる。図１３には４ビツトのデータ信号ＳD
のパルス幅変調後のＰＷＭ信号ｐを示し、並列に入力さ
れる２進データ信号ＳD の「0000」〜「1111」に対して
ＰＷＭ信号ｐ1 〜ｐ16が対応している。例えば、データ
信号ＳD が「0101」（MSB ←LSB ）ならば、基本波形信
号ａ1 及びａ3 とが合成されることによつてＰＷＭ信号
ｐ6 が出力される。
D に応じてｍ＝２n 種類のＰＷＭ信号ｐ1 〜ｐm でなる
波形信号となる。図１３には４ビツトのデータ信号ＳD
のパルス幅変調後のＰＷＭ信号ｐを示し、並列に入力さ
れる２進データ信号ＳD の「0000」〜「1111」に対して
ＰＷＭ信号ｐ1 〜ｐ16が対応している。例えば、データ
信号ＳD が「0101」（MSB ←LSB ）ならば、基本波形信
号ａ1 及びａ3 とが合成されることによつてＰＷＭ信号
ｐ6 が出力される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで上述したよう
なパルス幅変調装置１では、ＰＷＭ波形が低い周波数の
スペクトラムであるため、ＰＷＭ波形の低域通過フイル
タによる直流成分の損失が多いという問題があつた。ま
たＰＷＭ波形に低域の周波数成分が残るため低域通過フ
イルタのカツトオフ周波数を上げることもできなかつ
た。本発明は以上の点を考慮してなされたもので、高い
周波数のスペクトラムを有するＰＷＭ波形を生成するパ
ルス幅変調装置を提案しようとするものである。
なパルス幅変調装置１では、ＰＷＭ波形が低い周波数の
スペクトラムであるため、ＰＷＭ波形の低域通過フイル
タによる直流成分の損失が多いという問題があつた。ま
たＰＷＭ波形に低域の周波数成分が残るため低域通過フ
イルタのカツトオフ周波数を上げることもできなかつ
た。本発明は以上の点を考慮してなされたもので、高い
周波数のスペクトラムを有するＰＷＭ波形を生成するパ
ルス幅変調装置を提案しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、クロツク信号を逓倍して周波数の
異なる複数のカウント信号を生成するカウンタと、複数
の上記カウント信号のうち、最も高い周波数のスペクト
ラムをもつ最下位ビツトを最上位ビツトの基本波形信号
とし、以下順次、各上記カウント信号の反転出力を算出
して上位ビツトにあたる各上記カウント信号との積算を
順次繰り返すことによつて得られる積算値と、所定のカ
ウント信号との積算によつて当該所定のカウント信号に
応じた最上位ビツトより下位の基本波形信号を順次生成
するようにした基本波形生成手段と、データ信号と上記
基本波形信号との積和演算によりパルス幅変調波形信号
を生成するパルス幅変調手段とを備える。
め本発明においては、クロツク信号を逓倍して周波数の
異なる複数のカウント信号を生成するカウンタと、複数
の上記カウント信号のうち、最も高い周波数のスペクト
ラムをもつ最下位ビツトを最上位ビツトの基本波形信号
とし、以下順次、各上記カウント信号の反転出力を算出
して上位ビツトにあたる各上記カウント信号との積算を
順次繰り返すことによつて得られる積算値と、所定のカ
ウント信号との積算によつて当該所定のカウント信号に
応じた最上位ビツトより下位の基本波形信号を順次生成
するようにした基本波形生成手段と、データ信号と上記
基本波形信号との積和演算によりパルス幅変調波形信号
を生成するパルス幅変調手段とを備える。
【００１２】このようにして生成した高い周波数特性の
スペクトラムを有する基本波形基本波形信号との間の積
和演算によつてデータ信号をパルス幅変調することによ
り、高い周波数のスペクトラムを有するパルス幅変調信
号を生成することができる。
スペクトラムを有する基本波形基本波形信号との間の積
和演算によつてデータ信号をパルス幅変調することによ
り、高い周波数のスペクトラムを有するパルス幅変調信
号を生成することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下図面について、本発明の一実
施例を詳述する。
施例を詳述する。
【００１４】（１）周波数誤差補正装置の構成 図８との対応部分に同一符号を付した図１おいて、２０
は周波数誤差補正装置を示し、電圧により発振周波数を
制御するＶＣＸＯ２より出力されるクロツクCLK によ
り、ＰＮ符号発生器３で生成されるPN符号の発生タイミ
ングを決定する。このＰＮ符号発生器３からは周波数誤
差を補正したPN符号PNが乗算部４に出力される。乗算部
４は、PN符号PNを用いて受信信号ＳR に対して排他的論
理和演算を施すことによつて受信信号ＳR を復調して周
波数誤差検出部５に送出する。周波数誤差検出部５は、
周波数誤差を検出すると検出信号ＳDTをＰＷＭ部２１に
送出する。ＰＷＭ部２１は、検出信号ＳDTをパルス幅変
調することによつてＰＷＭ信号ｑを出力する。因みにＰ
ＷＭ信号ｑは、ｎビツトのデータ信号ＳD に応じてｍ＝
２n 種類の波形信号となる。
は周波数誤差補正装置を示し、電圧により発振周波数を
制御するＶＣＸＯ２より出力されるクロツクCLK によ
り、ＰＮ符号発生器３で生成されるPN符号の発生タイミ
ングを決定する。このＰＮ符号発生器３からは周波数誤
差を補正したPN符号PNが乗算部４に出力される。乗算部
４は、PN符号PNを用いて受信信号ＳR に対して排他的論
理和演算を施すことによつて受信信号ＳR を復調して周
波数誤差検出部５に送出する。周波数誤差検出部５は、
周波数誤差を検出すると検出信号ＳDTをＰＷＭ部２１に
送出する。ＰＷＭ部２１は、検出信号ＳDTをパルス幅変
調することによつてＰＷＭ信号ｑを出力する。因みにＰ
ＷＭ信号ｑは、ｎビツトのデータ信号ＳD に応じてｍ＝
２n 種類の波形信号となる。
【００１５】ＰＷＭ部２１より出力されるＰＷＭ信号ｑ
は、誤差量を直流成分として含んでいる。そこでＰＷＭ
信号ｑは、直流成分を抽出するためにＬＰＦ７に送出さ
れる。ＬＰＦ７を通じて得られる直流成分は制御信号Ｓ
CTとしてＶＣＸＯ２に送出され、ＰＮ符号発生器３に送
出するクロツクCLK の発振周波数を補正する。
は、誤差量を直流成分として含んでいる。そこでＰＷＭ
信号ｑは、直流成分を抽出するためにＬＰＦ７に送出さ
れる。ＬＰＦ７を通じて得られる直流成分は制御信号Ｓ
CTとしてＶＣＸＯ２に送出され、ＰＮ符号発生器３に送
出するクロツクCLK の発振周波数を補正する。
【００１６】図２にＬＰＦ７へ入力されるＰＷＭ信号ｑ
とＬＰＦ７から出力されるＶＣＸＯ２の周波数を制御す
る制御信号ＳCTとの関係を示す。このグラフによれば例
えば、ＰＷＭ信号ｑ2 の場合、ＬＰＦ７から出力される
制御信号ＳCTの電圧ＶT はV2 となることが示されてい
る。
とＬＰＦ７から出力されるＶＣＸＯ２の周波数を制御す
る制御信号ＳCTとの関係を示す。このグラフによれば例
えば、ＰＷＭ信号ｑ2 の場合、ＬＰＦ７から出力される
制御信号ＳCTの電圧ＶT はV2 となることが示されてい
る。
【００１７】（２）パルス幅変調装置の構成 図９との対応部分に同一符号を付した図３において、２
５はＰＷＭ部２１を形成するＰＷＭ装置を示し、図１０
に示す２進カウント回路９に入力される動作クロツクCL
K をもとにして動作クロツクCLK の周期を逓倍したｎビ
ツトの２進カウント信号ｃ：ｃ1 〜ｃn を生成し、基本
波形生成回路２６に送出する。基本波形生成回路２６
は、２進カウント信号ｃ1 〜ｃn よりＰＷＭ波形の生成
で使われるｎ本の基本波形ｂ：ｂ1 〜ｂn を生成して並
列にＰＷＭ波形生成回路１１に送出する。ＰＷＭ波形生
成回路１１は、ｎビツト入力される基本波形ｂとｎビツ
ト並列入力されるデータ信号ＳD からパルス幅変調され
たＰＷＭ波形ｑを生成して出力する。
５はＰＷＭ部２１を形成するＰＷＭ装置を示し、図１０
に示す２進カウント回路９に入力される動作クロツクCL
K をもとにして動作クロツクCLK の周期を逓倍したｎビ
ツトの２進カウント信号ｃ：ｃ1 〜ｃn を生成し、基本
波形生成回路２６に送出する。基本波形生成回路２６
は、２進カウント信号ｃ1 〜ｃn よりＰＷＭ波形の生成
で使われるｎ本の基本波形ｂ：ｂ1 〜ｂn を生成して並
列にＰＷＭ波形生成回路１１に送出する。ＰＷＭ波形生
成回路１１は、ｎビツト入力される基本波形ｂとｎビツ
ト並列入力されるデータ信号ＳD からパルス幅変調され
たＰＷＭ波形ｑを生成して出力する。
【００１８】図４に示すように基本波形生成回路２６
は、先ず２進カウント信号ｃの最下位ビツト(LSB) であ
る２進カウント信号ｃ1 を基本波形信号の最上位ビツト
(MSB)である基本波形信号ｂn としてそのまま第１の出
力部３０より出力する。次にMSB である基本波形信号ｂ
n に対して１ビツト下位の基本波形ｂn-1 をＮＯＴ素子
Ｉ1 により反転された２進カウント信号ｃ1 及び２進カ
ウント信号ｃ2 との積としてＡＮＤ素子Ａ1 より出力す
る。
は、先ず２進カウント信号ｃの最下位ビツト(LSB) であ
る２進カウント信号ｃ1 を基本波形信号の最上位ビツト
(MSB)である基本波形信号ｂn としてそのまま第１の出
力部３０より出力する。次にMSB である基本波形信号ｂ
n に対して１ビツト下位の基本波形ｂn-1 をＮＯＴ素子
Ｉ1 により反転された２進カウント信号ｃ1 及び２進カ
ウント信号ｃ2 との積としてＡＮＤ素子Ａ1 より出力す
る。
【００１９】続いてＮＯＴ素子Ｉ1 及びＮＯＴ素子Ｉ2
により反転された２進カウント信号ｃ1 及びｃ2 の２つ
の反転出力をＡＮＤ素子ＡＮ1 に入力して該２つの反転
出力の積を算出する。次にＡＮＤ素子Ａ2 によつて、上
位ビツトにあたる２進カウント信号ｃ3 とＡＮＤ素子Ａ
Ｎ1 の出力との積を算出して基本波形ｂn-2 として出力
する。
により反転された２進カウント信号ｃ1 及びｃ2 の２つ
の反転出力をＡＮＤ素子ＡＮ1 に入力して該２つの反転
出力の積を算出する。次にＡＮＤ素子Ａ2 によつて、上
位ビツトにあたる２進カウント信号ｃ3 とＡＮＤ素子Ａ
Ｎ1 の出力との積を算出して基本波形ｂn-2 として出力
する。
【００２０】以下、基本波形信号ｂの生成は、先ずＮＯ
Ｔ素子Ｉによつて所定の２進カウント信号ｃに対して下
位ビツトでなる２進カウント信号ｃの総ての反転出力を
算出する。次にＡＮＤ素子ＡＮによつて、該反転出力の
総ての積を最下位ビツトより順次、算出する。続いてＡ
ＮＤ素子Ａによつて該反転出力の総ての積の出力と所定
の２進カウント信号ｃとの積を算出する。これによりLS
B からMSB までの２進カウント信号ｃ1 〜ｃn に対応さ
せてMSB からLSB の基本波形信号ｂn 〜ｂ1 を第１の出
力部３０及び第２の出力部３１でなるＡＮＤ素子Ａ1 〜
Ａn より順次出力することができる。
Ｔ素子Ｉによつて所定の２進カウント信号ｃに対して下
位ビツトでなる２進カウント信号ｃの総ての反転出力を
算出する。次にＡＮＤ素子ＡＮによつて、該反転出力の
総ての積を最下位ビツトより順次、算出する。続いてＡ
ＮＤ素子Ａによつて該反転出力の総ての積の出力と所定
の２進カウント信号ｃとの積を算出する。これによりLS
B からMSB までの２進カウント信号ｃ1 〜ｃn に対応さ
せてMSB からLSB の基本波形信号ｂn 〜ｂ1 を第１の出
力部３０及び第２の出力部３１でなるＡＮＤ素子Ａ1 〜
Ａn より順次出力することができる。
【００２１】ここで基本波形信号ｂの全ビツト信号の生
成について、周波数の高いLSB の２進カウント信号ｃ1
が用いられることになる。この結果、基本波形信号ｂ1
〜ｂ n は周波数の高いスペクトラムを有するものとな
る。ここで２進カウント信号ｃ1 〜ｃn から基本波形ｂ
1 〜ｂn を導き出す一般式は次式
成について、周波数の高いLSB の２進カウント信号ｃ1
が用いられることになる。この結果、基本波形信号ｂ1
〜ｂ n は周波数の高いスペクトラムを有するものとな
る。ここで２進カウント信号ｃ1 〜ｃn から基本波形ｂ
1 〜ｂn を導き出す一般式は次式
【数１】 によつて表される。
【００２２】図５に２進カウント信号ｃを４ビツト信号
としたときのLSB からMSB までの基本波形ｂ1 〜ｂ4 の
１周期分の波形を示す。基本波形信号ｂ4 は、「Hi」と
「Lo」の時間比が1/2 の波形で、基本波形信号ｂ3 、ｂ
2 及びｂ1 は、比が1/4 、1/8 、1/16となり、しかもそ
れぞれは「Hi」となる部分が互いに時間的に重なること
がない。これにより細かいパルス幅をもつた高い周波数
のスペクトラムを有する基本波形信号ｂ1 〜ｂ4 を生成
することができる。
としたときのLSB からMSB までの基本波形ｂ1 〜ｂ4 の
１周期分の波形を示す。基本波形信号ｂ4 は、「Hi」と
「Lo」の時間比が1/2 の波形で、基本波形信号ｂ3 、ｂ
2 及びｂ1 は、比が1/4 、1/8 、1/16となり、しかもそ
れぞれは「Hi」となる部分が互いに時間的に重なること
がない。これにより細かいパルス幅をもつた高い周波数
のスペクトラムを有する基本波形信号ｂ1 〜ｂ4 を生成
することができる。
【００２３】図６に示すようにＰＷＭ波形生成回路１１
は、基本波形信号ｂ1 〜ｂn のLSB〜MSB とデータ信号
ＳD のLSB からMSB とを各々対応させ、それぞれ２入力
値としてＡＮＤ素子Ａ1 〜Ａn に入力する。この結果、
ＡＮＤ素子Ａ1 〜Ａn より基本波形信号ｂ1 〜ｂn とデ
ータ信号ＳD のLSB 〜MSB との各対応ビツト毎の積が出
力される。次にＡＮＤ素子Ａ1 〜Ａn の出力値をＯＲ素
子Ｒ1 〜Ｒn-1 に入力して総和をとることによりデータ
信号ＳD に応じたＰＷＭ信号ｑを生成することができ
る。
は、基本波形信号ｂ1 〜ｂn のLSB〜MSB とデータ信号
ＳD のLSB からMSB とを各々対応させ、それぞれ２入力
値としてＡＮＤ素子Ａ1 〜Ａn に入力する。この結果、
ＡＮＤ素子Ａ1 〜Ａn より基本波形信号ｂ1 〜ｂn とデ
ータ信号ＳD のLSB 〜MSB との各対応ビツト毎の積が出
力される。次にＡＮＤ素子Ａ1 〜Ａn の出力値をＯＲ素
子Ｒ1 〜Ｒn-1 に入力して総和をとることによりデータ
信号ＳD に応じたＰＷＭ信号ｑを生成することができ
る。
【００２４】図７にデータ信号ＳD を４ビツトとしてデ
ータレンジを２4 ＝16値としたときのデータ信号ＳD の
パルス幅変調後のＰＷＭ波形ｑ1 〜ｑ16を示す。並列に
入力される２進データ信号ＳD [0000]〜[1111]に対して
ＰＷＭ信号ｑ1 〜ｑ16が対応する。例えば、データ信号
ＳD が[0101]（MSB ←LSB ）の場合、基本波形信号ｂ1
及びｂ3 が合成され、その結果ＰＷＭ信号ｑ6 が出力さ
れる。これらのＰＷＭ波形ｑ1 〜ｑ16は、従来に比較し
て細かいパルス幅でなる、なるべく周波数の高い基本波
形信号を用いて生成している。これによりＰＷＭ信号ｑ
として例えばＰＷＭ波形の一部であるＰＷＭ信号ｑ4 〜
ｑ13等を用いてＬＰＦ７のカツトオフ周波数を上げるこ
とができる。
ータレンジを２4 ＝16値としたときのデータ信号ＳD の
パルス幅変調後のＰＷＭ波形ｑ1 〜ｑ16を示す。並列に
入力される２進データ信号ＳD [0000]〜[1111]に対して
ＰＷＭ信号ｑ1 〜ｑ16が対応する。例えば、データ信号
ＳD が[0101]（MSB ←LSB ）の場合、基本波形信号ｂ1
及びｂ3 が合成され、その結果ＰＷＭ信号ｑ6 が出力さ
れる。これらのＰＷＭ波形ｑ1 〜ｑ16は、従来に比較し
て細かいパルス幅でなる、なるべく周波数の高い基本波
形信号を用いて生成している。これによりＰＷＭ信号ｑ
として例えばＰＷＭ波形の一部であるＰＷＭ信号ｑ4 〜
ｑ13等を用いてＬＰＦ７のカツトオフ周波数を上げるこ
とができる。
【００２５】この結果、ＰＷＭ波形生成回路１１によつ
て細かいパルス幅でなる高い周波数のスペクトラムを有
する基本波形信号ｂを生成して「Hi」の状態が続くこと
のない細かいパルス幅をもつＰＷＭ信号ｑを出力するこ
とができる。この結果、カウント回路の動作クロツクを
変化させることなく、また装置規模を増大させることも
なくＰＷＭ信号ｑの信号波形のパルス幅を短くすること
ができる。これによりＰＷＭ信号のもつ高周波成分を高
域にシフトさせることができ、ＰＷＭ信号のＬＰＦ７に
よる直流成分の損失を低減し得る。
て細かいパルス幅でなる高い周波数のスペクトラムを有
する基本波形信号ｂを生成して「Hi」の状態が続くこと
のない細かいパルス幅をもつＰＷＭ信号ｑを出力するこ
とができる。この結果、カウント回路の動作クロツクを
変化させることなく、また装置規模を増大させることも
なくＰＷＭ信号ｑの信号波形のパルス幅を短くすること
ができる。これによりＰＷＭ信号のもつ高周波成分を高
域にシフトさせることができ、ＰＷＭ信号のＬＰＦ７に
よる直流成分の損失を低減し得る。
【００２６】さらにパルス幅変調するデータ信号ＳD の
ダイナミツクレンジが狭いときには、高い周波数のスペ
クトラムを有するＰＷＭ信号をデータ信号ＳD のダイナ
ミツクレンジに対応させることによつて、周波数誤差補
正装置２０のＬＰＦ７のカツトオフ周波数を高く設定す
ることができるので直流成分の損失をより一層低減し得
る。
ダイナミツクレンジが狭いときには、高い周波数のスペ
クトラムを有するＰＷＭ信号をデータ信号ＳD のダイナ
ミツクレンジに対応させることによつて、周波数誤差補
正装置２０のＬＰＦ７のカツトオフ周波数を高く設定す
ることができるので直流成分の損失をより一層低減し得
る。
【００２７】以上の構成において、受信信号ＳR は乗算
部４でPN符号PNとの間で排他的論理和演算されることに
よつて復調され、周波数誤差検出部５に送出される。周
波数誤差検出部５で検出される周波数誤差による検出信
号ＳDTはＰＷＭ部２１に送出される。ＰＷＭ部２１で
は、２進カウント回路９において動作クロツクCLK をも
とにｎビツトの２進カウント信号ｃ1 〜ｃn を生成し、
基本波形生成回路２６に送出する。
部４でPN符号PNとの間で排他的論理和演算されることに
よつて復調され、周波数誤差検出部５に送出される。周
波数誤差検出部５で検出される周波数誤差による検出信
号ＳDTはＰＷＭ部２１に送出される。ＰＷＭ部２１で
は、２進カウント回路９において動作クロツクCLK をも
とにｎビツトの２進カウント信号ｃ1 〜ｃn を生成し、
基本波形生成回路２６に送出する。
【００２８】基本波形生成回路２６は、先ず所定の２進
カウント信号ｃに対して下位ビツトとなる２進カウント
信号ｃの各反転出力を順次算出する。続いて該反転出力
の総ての積を算出して該積と所定の２進カウント信号ｃ
との間で積をとることによつて所定の２進カウント信号
ｃに応じた基本波形信号ｂを生成する。この結果、総て
の基本波形信号ｂの合成に周波数の高いスペクトラムを
有する下位ビツトの２進カウントｃが用いられる。
カウント信号ｃに対して下位ビツトとなる２進カウント
信号ｃの各反転出力を順次算出する。続いて該反転出力
の総ての積を算出して該積と所定の２進カウント信号ｃ
との間で積をとることによつて所定の２進カウント信号
ｃに応じた基本波形信号ｂを生成する。この結果、総て
の基本波形信号ｂの合成に周波数の高いスペクトラムを
有する下位ビツトの２進カウントｃが用いられる。
【００２９】このように基本波形生成回路２６によつて
２進カウント信号ｃ1 〜ｃn よりＰＷＭ波形の生成に用
いられるｎ種類の基本波形ｂ1 〜ｂn を生成して並列に
ＰＷＭ波形生成回路１１に送出する。ＰＷＭ波形生成回
路１１は、基本波形信号ｂ1〜ｂn のLSB 〜MSB 及びデ
ータ信号ＳD のLSB からMSB を各々対応させ各ビツト毎
の積を出力し、総ての積の和をとることによりデータ信
号ＳD に応じたＰＷＭ波形ｑ1 〜ｑm を生成する。
２進カウント信号ｃ1 〜ｃn よりＰＷＭ波形の生成に用
いられるｎ種類の基本波形ｂ1 〜ｂn を生成して並列に
ＰＷＭ波形生成回路１１に送出する。ＰＷＭ波形生成回
路１１は、基本波形信号ｂ1〜ｂn のLSB 〜MSB 及びデ
ータ信号ＳD のLSB からMSB を各々対応させ各ビツト毎
の積を出力し、総ての積の和をとることによりデータ信
号ＳD に応じたＰＷＭ波形ｑ1 〜ｑm を生成する。
【００３０】ＰＷＭ部２１からはパルス幅変調された高
い周波数のスペクトラムを有するＰＷＭ信号ｑが出力さ
れる。ＰＷＭ信号ｑは、ＬＰＦ７を通じてＶＣＸＯ２に
送出され、ＰＮ符号発生器３に送出するクロツクCLK の
発振周波数を補正する。
い周波数のスペクトラムを有するＰＷＭ信号ｑが出力さ
れる。ＰＷＭ信号ｑは、ＬＰＦ７を通じてＶＣＸＯ２に
送出され、ＰＮ符号発生器３に送出するクロツクCLK の
発振周波数を補正する。
【００３１】以上の構成によれば、２進カウント回路９
によつて動作クロツクCLK を逓倍することによつて生成
した各２進カウント信号ｃから積和演算によつて基本波
形信号ｂを生成する。ここで周波数の高い２進カウント
信号のLSB より順次、上位ビツトを反転させ、該反転出
力の総ての積と所定の２進カウント信号ｃとの積算とに
よつて基本波形信号ｂを生成するようにしたことによつ
て基本波形信号ｂは高い周波数のスペクトラムをもつよ
うに形成し得る。
によつて動作クロツクCLK を逓倍することによつて生成
した各２進カウント信号ｃから積和演算によつて基本波
形信号ｂを生成する。ここで周波数の高い２進カウント
信号のLSB より順次、上位ビツトを反転させ、該反転出
力の総ての積と所定の２進カウント信号ｃとの積算とに
よつて基本波形信号ｂを生成するようにしたことによつ
て基本波形信号ｂは高い周波数のスペクトラムをもつよ
うに形成し得る。
【００３２】これによりＰＷＭ波形生成回路１１によつ
て「Hi」が続くことのない細かいパルス幅をもつ高い周
波数のスペクトラムを有するＰＷＭ信号ｑを生成するこ
とができ、ＰＷＭ信号のもつ周波数成分を高域にシフト
させることができる。このようにしてカウント回路の動
作クロツクCLK を変化させることなく、また装置規模を
増大させることもなくＰＷＭ信号ｑの信号波形のパルス
幅を短くすることができる。これによりＰＷＭ信号のＬ
ＰＦ７による直流成分の損失を低減させることができ
る。
て「Hi」が続くことのない細かいパルス幅をもつ高い周
波数のスペクトラムを有するＰＷＭ信号ｑを生成するこ
とができ、ＰＷＭ信号のもつ周波数成分を高域にシフト
させることができる。このようにしてカウント回路の動
作クロツクCLK を変化させることなく、また装置規模を
増大させることもなくＰＷＭ信号ｑの信号波形のパルス
幅を短くすることができる。これによりＰＷＭ信号のＬ
ＰＦ７による直流成分の損失を低減させることができ
る。
【００３３】さらに本発明によれば、データ信号ＳD の
ダイナミツクレンジに対応させて、高い周波数のスペク
トラムを有する例えば、ＰＷＭ信号ｑ4 〜ｑ13等を用い
る。これにより周波数誤差補正装置２０の制御電圧ＳCT
を生成するＬＰＦ７のカツトオフ周波数を上げることが
でき、ＰＷＭ信号の直流成分の損失をより一層低減させ
ることができる。
ダイナミツクレンジに対応させて、高い周波数のスペク
トラムを有する例えば、ＰＷＭ信号ｑ4 〜ｑ13等を用い
る。これにより周波数誤差補正装置２０の制御電圧ＳCT
を生成するＬＰＦ７のカツトオフ周波数を上げることが
でき、ＰＷＭ信号の直流成分の損失をより一層低減させ
ることができる。
【００３４】なお上述の実施例においては、CDMA方式の
携帯電話機による受信信号の復調に用いた場合について
述べたが、本発明はこれに限らず、広く一般のパルス幅
変調に用いても良い。
携帯電話機による受信信号の復調に用いた場合について
述べたが、本発明はこれに限らず、広く一般のパルス幅
変調に用いても良い。
【００３５】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、カウンタ
より送出される周波数の異なる複数の上記カウント信号
のうち、最も高い周波数のスペクトラムをもつ最下位ビ
ツトを最上位ビツトの基本波形信号とし、以下順次、各
上記カウント信号の反転出力を算出して上位ビツトにあ
たる各上記カウント信号との積算を順次繰り返すことに
より得られる積算値と、所定のカウント信号との積算に
よつて当該所定のカウント信号に対応する基本波形信号
を順次生成するようにしたことにより、高い周波数のス
ペクトラムを有する基本波形信号を生成し、該基本波形
信号との積和演算によつてデータ信号をパルス幅変調す
ることによつて高い周波数のスペクトラムを有するパル
ス幅変調信号を生成することができるパルス幅変調装置
を実現し得る。
より送出される周波数の異なる複数の上記カウント信号
のうち、最も高い周波数のスペクトラムをもつ最下位ビ
ツトを最上位ビツトの基本波形信号とし、以下順次、各
上記カウント信号の反転出力を算出して上位ビツトにあ
たる各上記カウント信号との積算を順次繰り返すことに
より得られる積算値と、所定のカウント信号との積算に
よつて当該所定のカウント信号に対応する基本波形信号
を順次生成するようにしたことにより、高い周波数のス
ペクトラムを有する基本波形信号を生成し、該基本波形
信号との積和演算によつてデータ信号をパルス幅変調す
ることによつて高い周波数のスペクトラムを有するパル
ス幅変調信号を生成することができるパルス幅変調装置
を実現し得る。
【図１】実施例による周波数誤差補正装置の全体構成を
示すブロツク図である。
示すブロツク図である。
【図２】パルス幅変調波形に対する制御電圧の説明に供
するグラフである。
するグラフである。
【図３】本発明によるパルス幅変調装置の全体構成を示
すブロツク図である。
すブロツク図である。
【図４】本発明による基本波形生成回路の構成を示す略
線図である。
線図である。
【図５】本発明による基本波形信号の説明に供する略線
図である。
図である。
【図６】ＰＷＭ波形生成回路の説明に供する略線図であ
る。
る。
【図７】パルス幅変調波形の説明に供する略線図であ
る。
る。
【図８】従来の周波数誤差補正装置の構成を示すブロツ
ク図である。
ク図である。
【図９】従来のパルス幅変調装置の構成を示すブロツク
図である。
図である。
【図１０】従来の基本波形生成回路の構成を示す略線図
である。
である。
【図１１】４ビツトのカウント信号の説明に供する略線
図である。
図である。
【図１２】従来の基本波形信号の説明に供する略線図で
ある。
ある。
【図１３】従来のパルス幅変調波形の説明に供する略線
図である。
図である。
１……周波数誤差補正装置、２……ＶＣＸＯ、３……Ｐ
Ｎ発生器、４……乗算部、５……周波数誤差検出部、
６、２１……ＰＷＭ部、７……ＬＰＦ、８、２５……Ｐ
ＷＭ装置、９……２進カウント回路、１０、２６……基
本波形生成回路、１１……ＰＷＭ波形生成回路、Ｉ1 〜
Ｉn-1 ……ＮＯＴ素子、ＡＮ1 〜ＡＮn-1、Ａ1 〜Ａn
……ＡＮＤ素子、Ｒ1 〜Ｒn-1 ……ＯＲ素子。
Ｎ発生器、４……乗算部、５……周波数誤差検出部、
６、２１……ＰＷＭ部、７……ＬＰＦ、８、２５……Ｐ
ＷＭ装置、９……２進カウント回路、１０、２６……基
本波形生成回路、１１……ＰＷＭ波形生成回路、Ｉ1 〜
Ｉn-1 ……ＮＯＴ素子、ＡＮ1 〜ＡＮn-1、Ａ1 〜Ａn
……ＡＮＤ素子、Ｒ1 〜Ｒn-1 ……ＯＲ素子。
Claims (3)
- 【請求項１】クロツク信号を逓倍して周波数の異なる複
数のカウント信号を生成するカウンタと、 複数の上記カウント信号のうち、最も高い周波数のスペ
クトラムをもつ最下位ビツトを最上位ビツトの基本波形
信号とし、以下順次、各上記カウント信号の反転出力を
算出して上位ビツトにあたる各上記カウント信号との積
算を順次繰り返すことによつて得られる積算値と所定の
カウント信号との積算によつて当該所定のカウント信号
に応じた上記最上位ビツトの基本波形信号より下位の基
本波形信号を順次生成するようにした基本波形生成手段
と、 データ信号と上記基本波形信号との積和演算によりパル
ス幅変調波形信号を生成するパルス幅変調手段とを具え
ることを特徴とするパルス幅変調装置。 - 【請求項２】上記基本波形生成手段は、 上記基本波形信号の最上位ビツトを出力する第１の出力
部と、 最上位ビツトより下位の上記カウント信号の各々につい
て反転出力を算出する複数のＮＯＴ素子及び、複数の当
該ＮＯＴ素子による反転出力同士の積を算出する複数の
第１のＡＮＤ素子及び、複数の当該第１のＡＮＤ素子に
よつて算出される各上記反転出力の積と上記所定のカウ
ント信号との積を各々算出する複数の第２のＡＮＤ素子
でなる上記基本波形信号の最上位ビツトより下位ビツト
を出力する第２の出力部とを具え、上記第１の出力部よ
り上記カウント出力に最下位ビツトを上記基本波形信号
の最上位ビツトとして出力すると共に、上記カウント信
号の最下位ビツトより上位の所定のカウント信号に対し
ては、複数の上記ＮＯＴ素子によつて各上記反転出力を
最下位ビツトより順次算出して複数の上記第１のＡＮＤ
素子によつて各上記反転出力の総ての積を算出し、当該
積と上記所定のカウント信号との積を上記第２のＡＮＤ
素子によつて算出することにより上記所定のカウント信
号に応じて上記最上位ビツトの基本波形信号より下位の
基本波形信号を生成するようにしたことを特徴とする請
求項１に記載のパルス幅変調装置。 - 【請求項３】上記パルス幅変調手段は、 上記データ信号のダイナミツクレンジの一部に対応す
る、所定レンジに相応する上記基本波形信号を用いて上
記データ信号との積和演算を実行することを特徴とする
請求項１に記載のパルス幅変調装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7230785A JPH0955646A (ja) | 1995-08-15 | 1995-08-15 | パルス幅変調装置 |
| US08/694,116 US5686869A (en) | 1995-08-15 | 1996-08-08 | Pulse-width modulating device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7230785A JPH0955646A (ja) | 1995-08-15 | 1995-08-15 | パルス幅変調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0955646A true JPH0955646A (ja) | 1997-02-25 |
Family
ID=16913239
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7230785A Pending JPH0955646A (ja) | 1995-08-15 | 1995-08-15 | パルス幅変調装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5686869A (ja) |
| JP (1) | JPH0955646A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7689185B2 (en) | 2004-02-11 | 2010-03-30 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for estimating initial frequency offset in an asynchronous mobile communication system |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1310427C (zh) * | 2004-02-25 | 2007-04-11 | 凌阳科技股份有限公司 | 脉波宽度调变电路与方法 |
| CN100413191C (zh) * | 2005-03-30 | 2008-08-20 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于控制电源变换器中的开关频率变化的系统和方法 |
| KR20120120310A (ko) * | 2010-02-24 | 2012-11-01 | 샤프 가부시키가이샤 | 화상 표시용 발광 장치, 화상 표시 장치, 및 ｌｅｄ 드라이버 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4630283A (en) * | 1985-07-17 | 1986-12-16 | Rca Corporation | Fast acquisition burst mode spread spectrum communications system with pilot carrier |
| US5592506A (en) * | 1994-10-17 | 1997-01-07 | Cylink Corporation | MSK spread-spectrum receiver which allows CDMA operations |
-
1995
- 1995-08-15 JP JP7230785A patent/JPH0955646A/ja active Pending
-
1996
- 1996-08-08 US US08/694,116 patent/US5686869A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7689185B2 (en) | 2004-02-11 | 2010-03-30 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for estimating initial frequency offset in an asynchronous mobile communication system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5686869A (en) | 1997-11-11 |
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