JPS6328131A

JPS6328131A - スリツプ位相制御ｐｐｌによる周波数制御装置

Info

Publication number: JPS6328131A
Application number: JP61172323A
Authority: JP
Inventors: Shoji Inoue; 井上　昭治; Kazuo Yamashita; 和郎山下
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1986-07-22
Filing date: 1986-07-22
Publication date: 1988-02-05

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（発明の利用分野）本発明は、無線送信るるいは受信装置において１周波数
を微細に制御する装置に関する。

（従来の技術）従来のこの種装置では、第４図のように、比較周波数ｆ
Ｒと、電圧制御発振器（Ｖ　ＣＯ）の出力周波数ＦＯを
ｎ　（ｎは正の整数ン分周したものを位相比較器で比較
検波し、その位相差が一定値となる様にｖＣＯに帰還制
御てれているため。

”＝Ｉｎ　　、’、Ｆ６＝ｎ、ｆＢ　　・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１
）となり、　ＶＣＯの出力周波数Ｆｏは比較周波数への
１倍つまり整数倍でるることから２周波数を微細にコン
トロールするには、ｎを犬キ＜、比較周波数ｆＲを小さ
くする必要がるり、従って周ｅ数が安定するまでに時間
がかかる欠点がろった。

又、第５図のような周波数合成装置（特開昭５ｌ−６０
１４８）が知られティるが、ｖｃｏノ出力から選択的に
１サイクルを信号消去する方式の為。

ＩＧＨｚ　を越すような高い周波数では実現しにくいと
いう難点がめった。

また、ゼロ周波数から比較周波数以内で周波数を高くす
る方向でなければ制御できない等の欠点があった。

（発明が解決すべき問題点）不発明の目的は、上述した従来装置の問題点を解決せん
とするものであって、２係数グリスケーラを使用しなけ
れば可変分周が不可能となるような高い周波数域でも微
小周波数の制御が可能であジ、グラスにもまたマイナス
にも周波数のコントロールが高精度に可能な周波数制御
装置を提供することにある。

（問題点を解決するための手段）本発明は、前述便来装置の問題点を解決するため、比較
周波数ｆａと、　ＶＣＯの出力周波数Ｆ。

をｎ分周（ｎは正の整数）したものを位相比較器で比較
検波し、その位相差が一定値となるようにＶＣｏに帰還
をかけたＰＬＬ回路において。

周期Ｔ　（Ｔ≧１／７Ｒ）ごとにｎ分周を（ｎ　＋　ｑ
）分周（ｑＮＯ正又は負の整数）に切替え、また周期Ｔ
なる鋸歯状波を位相比較器の出力に加え（または減じ）
ることで、比較周波数を低くすることなく微細な周波数
までコントロール出来るようにしたものでるる。

（実施例）以下図面に示す本発明の一実施例につき詳説する。

第１図は本発明の実施例で、■はＰＬＬに依る周波数制
御装置で、１１のＶＣＯ、Ｌ　２の２係数プリスケーラ
（分周数２Ｍおよび２Ｍ＋１の切替）、１３のＭｂｉｔ
　　スワロ−カウンタ、１４のＮｂ１ｔ　　メインカウ
ンタ、１５の位相比較器、１６の低域フィルタおよび比
較周波数信号ｆＲから構成式れる。

２は鋸歯状波発生器で、２１の補数切替回路。

２２のＬｂｉ　ｔデジタル加算器、２３のＬｂｉｔ　　
ラッチ、２４のＬｂｉｔ　Ｄ／Ａ変換器から構成される
。

３１および３２はそれぞれＭｂｉｔ、Ｎｂ１ｔのデジタ
ル加算器、ＦｏはＶＣＯＩＩ　　の出力周波数、ｔ。

ｍ、ｎは出力周波数ＦＯ設定のための設定数値。

Ｃｏは＋／−制御信号＋　Ｃ１１ｃ２　　は加（減）算
のためのキャリー信号、　Ａ　Ｌ　、　Ｂ　Ｌ　、　Ａ
Ｍ　、　ＢＭ　ＩＡＮ、’＋肢ｆズデンタフル加算器２
２，３１．３２の入力数値、　ＸＬ　、　ＸＭ　。

ＸＮはデジタル加算器２２，３１．３２の出力数値。

ＳＴはストローブ信号でるる。

つき′に動作でろるが、１のＰＬＬに依る周波数制御は
、２係数グリスケーラ１２とスワロ−カウンター３を使
用した一般的なＰＬＬ回路で。

入力数ＸＭ、ＸＮ　　Ｋ依９２Ｍ＋１分周をＸＭ回、２
Ｍ分周をＸＮ−ＸＭ　　回行うことからＦ　ｏ　＝（ＸＭ　、−（２Ｍ＋１）　＋　（ＸＮ　　
ＸＭ）　’−２Ｍ〕、　・ｆ　Ｒ＝　（ＸＮ　？　２Ｍ
＋Ｘｙｔ）・ｆＲ・・・・・・・・・・・−・・・・・
・・・・・・・・・・（２となる。

一万、鋸菌状波発生器２でニ、十／−制御信号Ｃｏ＝Ｏ
つまり子制御の場合、補数切替回路２１では入力数値り
を七のまま出力に伝える。つまりＢＬ＝ｔ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・−・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（３）また、デジタル加算器２
２では入力数ＡＬとＢｔ。

とＣＯを加算し、出力ＸＬをラッチ２３に入れ。

ストローブ信号ＳＴに依９ランチし、う、チ２３の出力
Ａｔ、をデジタル加算器２２に帰還しているごとから数
値積分器を構成している。

ＡＬ（を片ＸＬ（ｔ−ｒ）・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・（滲Ｘｔ、　（ｔ）＝Ａ　Ｌ（ｔ）＋Ｂ　ｔ、
十Ｃ。

＝Ｘｔ、（を−τ）　＋Ｌ＝ＸＬ（ｔ−２つ＋２・ｔ＝
−７・ｔ・・・・・・・・・・・・・・・・・四・・・
・・・曲・曲・・・・四囲・・・（５＞但し、τ＝１／
７Ｒ・・曲・・・叩四囲・・曲・・・・四囲・・・・・
曲・・・（６）でτはストローブ信号ＳＴの周期時間で
るる。

デジタル加算器２２はＬｂ　ｉ　ｔの加算器でるるから
、第２図（ａ）のごとく加算結果が２Ｌ　　を越すとと
（周期Ｔごと）にオーバーフローし、キャリー信号Ｃ１
がハイレベルとなる。また、加算結果のＬｂｉｔ分をＤ
　／　Ａ　ｉ換器２４に入力する為。

Ｄ／Ａ変羨器２４の出力波形は第２図すの如く鋸歯状波
となる。

オーバーフロー周期Ｔは匹Ｔ＝−×ｒ・・・・・・・・・・・・・・・・・・叩・
・・・・・・曲・・・・・・・・・・曲・・・・・・（
７）でるる。

同様に＋／−制御信号Ｃｏ　＝　１つ′！シフ−御の場
合、補数切替回路２１ではＢＬ＝２Ｌ−１−１・・曲・曲・・・曲面・・叩・・・
・・聞・・・曲・（８）なる変換を行う。従って。

Ｘ　Ｌ（ｔ）＝Ａ　ｔ、（ｔ）＋Ｂ　Ｌ＋ＣＯ＝Ａ　ｉ
、（ｔ）−１＋２　Ｌ＝ＸＬ（ｔ−リ−１＋２Ｌ＝Ｘｊ
　（ｔ−２つ−２・ｔ＋２・２Ｌ＝÷（２Ｌ−１）・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・曲・・・（９）
となる。

上記（９）式はオーバーフロー信号ｃ１が常時ハイレベ
ルで、ときどき信号ＣＩがローレベルとなることを示し
ており、信号ｃｌがローレベルとなることを減算時のア
ンダー７０−信号と考えればＸＬＣｔ片、ｔ・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・曲・・・曲面・四囲曲面（９）　’となり、Ｄ／Ａ変
換器２４の出力波形は第３図（ｂ）の如き鋸歯状波とな
る。また、アンダーフロー周期Ｔ’はＴ・＝２−Ｌ・・　・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・αりである。

＋／−制御信号Ｃｏ＝Ｏ（＋制御）の場合、デジタル加
算器３１２よび３２では。

ＡＭ：Ｏ、ＡＮ：Ｏ・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・αηとし、　　（Ｍ＋Ｎ）　ｂ　ｉ　ｔの加算
器を構成する。

従って、キャリー信号Ｃ１がハイレベルの場合、数値ｑ
とし、信号Ｃ１がローレベルの場合は数値Ｏとすること
でＸＮ・２　Ｍ＋Ｘｙｒ＝　ｎ・２　Ｍ十ｍ＋　ｑ−Ｃｌ
　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２
）となり１周期Ｔで１回Ｃ＋＝１　　（ハイレペルン　
。

σ、、−１）回Ｃｔ＝Ｏ（ローレベル）となることから
平均値はＸＮ・２Ｍ＋ＸＭ＝ｎ・２Ｍ＋ｍ＋ｑ−〒　・・・・・
・・・・・・・・・・四となる。さらに（７）式によりＸＮ−２Ｍ＋Ｘｙｔ＝ｎ・２Ｍ＋ｍ＋ｑ−１−２　　Ｌ
　　−・−α◆となる。従って０式よりＦｏ＝　（ｎ　・２Ｍ＋ｍ＋ｑ−１・２　　Ｌ）　・ｆ
　ａ　−−ＯＲとなる。

位相比較器１５では、比較周波数Ｉｎで、ＶＣｏｉｌの
出力Ｆｏを（ｎ　・２Ｍ＋ｍ）分周している間にＬ互ユ２ｆＲ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・αηｎ・２Ｍ十ｍ＝２πＸ−」し−一（ｒ　ａ　ｄ）・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・曲・・・・・・（財）ｎ・２Ｍ
＋ｍなる位相スリップが発生する。

また＋　　（ｎ・２Ｍ＋ｍ＋ｑ）分周した場合の位相シ
フト　Ｊ閾［θ　Ｕ θ＝−２に×−ニー−（ｒ　ａ　ｄ）・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・四ｎ・
２Ｍ十ｍでるる。

促って位相比較器１５の出力波形は第２図（Ｑの如くな
る。

ここでＤ／Ａ変換器２４の出力波形（第２図（ｂ））と
位相比較器１５の出力波形（第２図（Ｃ））が打消し合
う様に低域フィルタ１６に加えることに依、９ＶＣＯ１
１へは直流電圧分のみが伝達されるため、安定したスリ
ップ位相制卸が可能となる。

同様に＋／−制御信号Ｃｏ＝１　　（−制御）の場合に
。

ＡＭ＝２Ｍ−ｑ−１、ＡＮ＝２Ｎ−１・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・四とすることでＦｏ＝　（ｎ　・２Ｍ＋ｍ−ｑ−Ｌ・２　Ｌ）　・ｆ　
ａ　−−−Ｇ！１）時間Ｔでの位相スリップｔグはｌ＝−２ｒ　×−−ニーーー（ｒ　ａ　ｄ）・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
ｎ・２Ｍ＋ｍ（ｎ・２Ｍ＋ｍ−ｑ）分周時の位相シフト量θはθ＝２
Ｋ”　　　”（ｒａｄ）・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・に）ｎ・２Ｍ十ｍとなり１位相比較器１５の出力波形（第３図（Ｃ））お
よびＤ　／’Ａ変侠器２４の出力波形（第３図（ｂ））
は子制御の場仕と同様低域フィルタ１６に打消し合う碌
に加えられることになり、安定したスリップ位相制御が
可能となる。

以上述べた本発明の制御方法ぽ、２係数プリメインカウ
ンタ１４に＋ｑ分周シフト機能を持たせることに債すデ
ジタル加算器３１．３２　　を省略することも可能であ
る。

（発明の効果）以上説明したように、２係叙プリスケーラを使用しなけ
れば可変分周が不可能な高い層成数域でも微小周波数の
コントロールが可能でろジ。

プラスにもマイナスにも周波数コントロールが可能であ
ることから、マルチチャネル無線送・受信機においてチ
ャネル切替速度を高速に保ったまま、温度変化等に依る
基準筒ｉ数の誤差を微細に補正することが可能である。

さらに、チャネル切替連関を従来方式より高速に出来る
等の利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図に本発明の一実施例を示すプロ、り回路図、第２
図及び第３図は纂１図のプロ、り回路の動作を説明する
ための動作成形図、第４図及び第５図は夫々従来の周阪
数制御装置を示すブロック回路図でるる。１・・・ＰＰＬＭｉｊ波数制御装置、２・・・鋸歯状波
発生器、１１・・・電圧制御発振器、１２・・・２係数
グリスケーラ、１３・・・スワロ−カウンタ、１４・・
メインカウンタ、１５・・・位相比較器、１６・・・低
域フィルタ。

Claims

【特許請求の範囲】

電圧制御発振器の出力を可変分周器でｎ（ｎは正の整数
）分周し、この分周出力と基準周波数との位相差を位相
比較器で検出し、その検出信号を低域フィルタを介して
前記電圧制御発振器に帰還するように構成されたＰＬＬ
に依る周波数制御装置において、周期Ｔごとに可変分周
数を（ｎ＋ｑ）（ｑ≠０の整数）分周し、周期Ｔの鋸歯
状波を発生する鋸歯状波発生器を備え、前記位相比較器
の出力のスリップ位相波形を打消すように前記鋸歯状波
発生器の出力を加算又は減算するより構成したことを特
徴とするスリップ位相制御ＰＰＬによる周波数制御装置
。