DK145250B - Hoereapparat - Google Patents

Description

(19) DANMARK (8)

|p (12) FREMLÆGGELSESSKRIFT (11) 145250 B

DIREKTORATET FOR PATENT- OG VAREMÆRKEVÆSENET

(21) Ansøgning nr. 5706/77 (51) int.Ci.3 H OA R 25/00 (22) Indleveringsdag 21. dec. 1977 (24) Løbedag 21. dec. 1977 (41) Aim. tilgængelig 25· jun. 1978 (44) Fremlagt 1 1 . okfc. 1982 (86) International ansøgning nr. -(86) International indleveringsdag (85) Videreførelsesdag -(62) Stamansøgning nr. -

(30) Prioritet 22. dec. 1976, 26583OI, DE

(71) Ansøger SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT, Berlin und Muenchen, 8 Muenchen 2, DE.

(72) Opfinder Friedrich Harless, DE.

(74) Fuldmægtig Ingeniørfirmaet Giersing & Stellinger.

(54) Høreapparat.

Opfindelsen angår et høreapparat, ved hvilket der mellem mikrofon og hører ligger en transistorforstærker, som indeholder et frekvensbestemmende netværk. Sådanne netværk anvendes til en tilpasning af høreapparater efter arten af tunghørighed (se fx. Journ. of Acoustical Society of Am., Vol 11 (1940) s. 406-419).

I overensstemmelse hermed er der også allerede gjort overordentlig mange forsøg på at tilpasse høreapparatet den frekvensgang, som hos en tunghørig konstateres som restfølsomhed. Man har dertil i høreapparatet 0 anvendt mikrofoner, som har stigende frekvensgang, og har desuden formindsket q koblingskondensatorerne mellem de enkelte trin således, at der opstår en M høj tonekarakteristik. Desuden har man også anvendt klangblænder, idet ind- -f. gangsmodstanden af et forstærkertrin i høreapparatet formindskes i samvirken “ med den førnævnte koblingskondensator. Disse foranstaltninger lod dog noget ^ tilbage at ønske, fordi sådanne klangblænder ikke tillod en optimal kompen- 3 sering af de fleste højtonetab. Klangblænden bør tværtimod være virksom i et enkelt trin med 12 dB/oktav.

145250 2

Fra tysk offentliggørelsesskrift 2 316 939 kendes fx. en elektrisk hørehjælpskobling, ved hvilken det overførte frekvensområde opdeles i særskilt regulerbare delområder. Derved skal opnås en forbedret tilpasning til den nedsatte høreevnes frekvensafhængighed. Ved sådanne anordninger er det imidlertid nødvendigt at kunne variere filterflanken inden for videre grænser end hidtil. Dette kræver et stort opbud, hvilket navnlig er en ulempe, hvis man vil opbygge de små høreapparater, som bæres på hovedet, og ved hvilke der kun er lidt indbygningsrum til rådighed. Desuden er det en ulempe, at der på grund af batterispændingsændringer er behov for bekostelige stabiliseringer for at sikre den kontinuerlige variabilitet af filterflanken.

Opfindelsen har til opgave ved et høreapparat ifølge krav l’s indledning at tilvejebringe et frekvensbestemmende netværk, som med henblik på en optimal tilpasning udgør en mere virksom klangblænde. Denne opgave løses ifølge opfindelsen ved de i krav l's kendetegnende del angivne foranstaltninger .

Den virksomme klangblænde opnås i den førnævnte forstand ved anvendelsen af et netværk, som er tilsluttet til indgangen til en høreapparatforstærkers forstærkertrin. I signalledningen til basis i transistoren Τχ (11) i dette trin ligger en første kondensator Οχ (8) og en anden kondensator C2 (9).

Til bedre anskuelighed af de korte betegnelser er de tilsvarende henvisningsbetegnelser fra fig. 2 anført i parentes. Mellem Οχ og C2 er over en tredie kondensator C3 (13) afgrenet en forbindelse til kollektorelektroden i dette trins transistor Τχ, hvortil også udgangen og en forbindelse til en pol i strømkilden er tilsluttet. Transistoren T[s kollektor er desuden over en modstand R2 (22) forbundet med basiselektroden i Τχ, og forbindelsespunktet . mellem den første og den anden kondensator er forbundet med modstanden Rx (19), ligesom emitterelektroden er forbundet med strømkildens anden pol. De i det følgende beskrevne yderligere varianter giver høreapparater med to- og flerkanalkarakteristik, ved hvilke den frekvens, ved hvilken kanalerne er adskilt, kan forskydes en oktav. Dette kan fx. ske ved samtidig ændring af modstandene Rx og R2, fx. ved hjælp af en yderligere variabel modstand R7 (25). Desuden kan forstærkningen i filterets spærreområde, dvs. ved frekvenser, som er mindre end filterets knækfrekvens ved hjælp af en yderligere regulator reguleres således, at man samtidig kan udligne et let lavtonetab hos patienten.

Den til opbygningen af det aktive filter nødvendige transistorforstærker kan også modificeres, fx. ved at man indføjer en emittermodstand eller udfører forstærkeren med flere trin og indstiller arbejdspunktet ved modificering af R2, hvilket så også medfører en omdimensionering af Οχ, C2, C3 og Rx· 145250 3

Ved de af transistoren Ti og modstandene Ri og R2 dannede forstærkertrin opnås ved hjælp af kondensatoren C3 en flerdobbelt kobling. Dette giver i samvirken med de første kondensatorer Ci og C2 og med modstanden Ri et aktivt filter af anden orden. Som sådant betegnes som bekendt et filter, som til forskel fra et filter af første orden har en flankestejlhed på 12 dB/oktav i stedet for 6 dB/oktav. Den mellem kollektor og basis i transistoren liggende modstand er hensigtmæssig således dimensioneret, at der i samvirken med den i forbindelsen mellem kollektoren og batteriet liggende modstand R3 indstilles et arbejdspunkt, med hvilket trinet er optimalt udstyrbart, for at begrænsningen skal sætte symmetrisk ind. En anden dimensionering er vel som regel uønskelig, fordi høreapparatets forståelighed ved usymmetrisk begrænsning aftager stærkere end ved symmetrisk begrænsning. På den anden side skal den ønskede grænsefrekvens indstille sig ved samvirken mellem kondensatorerne Cj,

Cg og C3 og den mellem deres forbindelsespunkt og stellet indskudte modstand Rj. Dette følger af filterets generelle overføringsfunktion. I overensstemmelse hermed kan der opnås en forøgelse af grænsefrekvensen ved samtidig formindskelse af Rj og R2 og en formindskelse af grænsefrekvensen ved samtidig forøgelse af Ri og R2. Koblingen bør hensigtmæssigt dimensioneres således, at alle kondensatorer har samme kapacitet, da dimensioneringsforskrifterne i så fald bliver særligt enkle, således som det fremgår af den følgende regneriske behandling.

Koblingen ifølge opfindelsen med kondensatorer med samme kapacitet Ci = C2 = C3 = C har en overføringsfunktion H(s), dvs. en funktion, som beskriver den Laplace-transformerede af udgangssignalet U (s) i afhængighed af den laplace-transformerede af indgangssignalet U (s). Sætter man s = jm, giver H(juu) oplysning om koblingens overføringsegenskaber i frekvensområdet. Overføringsfunktionen af den her beskrevne kobling gengives tilnærmet ved følgende ligning: »t/ \ _ ^a^ _ s2RjR2C2_ 1 J U (s) s^RiRjjC* + 3sRiC + 1 s = jui; j = ; ω = frekvensen; C = kapacitet af de anvendte kondensatorer.

Af denne relation fremkommer dimensioneringsforskrifterne: 145250 4 R =-51- R = -3- , 1 3ui Ca2 2 u> Ca2 g g hvor ax og a2 er de karakteristiske filterkoefficienter, æ er 3-dB-grænse- g frekvensen, dvs. den frekvens, ved hvilken frekvensgangen ligger 3 dB under forstærkningsværdien i gennemgangsområdet.

RX og R2 gælder som de overfor anførte.

Ved filteret ifølge opfindelsen kan opnås en ændring af frekvensen, uden at der i overføringsfunktionen H(s) må indføres en tredie pol, som i stedet for at gøre filterflanken stejlere ville tilintetgøre filterets stejlhed ved lave frekvenser. Hertil er det nødvendigt at påvirke de dele i koblingen, som bestemmer grænsefrekvensen. Sådanne dele er Ri og R2. Det er altså i og for sig allerede tilstrækkeligt, at de frekvensbestemmende modstande Ri og R2 er variable. Hensigtmæssigt sker dette synkront ved hjælp af et dobbeltpotentiometer, da man herved på enkleste måde opnår den ønskede frekvensgangændring. Dette er ikke muligt i et høreapparat, fordi sådanne dobbeltpotentiometre ikke findes i de nødvendige mekaniske dimensioner. Ændringen af modstandene Ri og R2 kan derfor ifølge en videre udformning af opfindelsen ske elektronisk, idet de frekvensbestemmende modstande er udformet variabelt ved hjælp af et kontinuerligt virksomt styrekredsløb med transistorer T2 (23) og T3 (24), hvor styrestørrelsen for transistorerne i styrekredsløbet er en ved en variabel modstand foranderlig spænding i et spændingsstabiliseringskredsløb med transistorerne T4 (45) og T5 (46). Forskydningen af grænsefrekvensen kan herved ske kontinuerligt, da transistorerne T2 og T3 arbejder i det lineære område. Dette giver ved høreapparater optimale tilpasningsmuligheder. Stabiliseringen sikrer desuden, at koblingen forbliver funktionsdygtig ned til 1,1 V.

Ved koblingen ifølge opfindelsen kan også dæmpningen ændres inden for filterets spærreområde. I dette øjemed kan indgangspunktet være forbundet til udgangspunktet fra filteret via et potentiometer Ru (63). Ved indstilling af dette potentiometer opnås en shuntning af hele filterkoblingen. Derved ændres dæmpningen i filterets spærreområde ved indføring af en tredie pol i overføringsfunktionen. Dette er vigtigt ved høreapparater, fordi lette lavtonetab hos patienten også kan udlignes. Ved andre koblinger er dette ikke muligt på så enkel måde, fordi højtonekarakteristikken frembringes i flere trin i forstærkeren, eller fordi forstærkningen samtidig forøges i gennemgangsområdet. Også i denne henseende opbyder opfindelsen en stor fordel i sammenligning med de øvrige kendte koblinger.

Med filterkoblingen ifølge opfindelsen kan også realiseres en fler-kanalforstærker med variabel kanaladskillelse, idet man dels kan forskyde 145250 5 filterflanken, dels kan pivirke forstærkningen i dæmpningsomridet. Dette har ved høreapparater den fordel, at man pi grund af den meget effektive tilpasningsindstilling med ét apparat kan udligne praktisk taget alle højtonetab.

Dette opnas ved, at der med transistorerne T2 og T3 kobles en yderligere modstand i parallel med hver sf modstandene Ri og R2, si at de frekvensbestemmende dele kan pivirkes indstilleligt.

Ved en koblingsvariant har styrekredsløbet en afbryder til omkobling mellem to fast indstillede grænsefrekvenser. Derved er altsi med hensyn til koblingens komponenter bevirket, at kanaladskillelsen ved tilkobling af modstande til de frekvensbestemmende dele Ri og R2 kan ske med samme flanke-stejlhed som i den foregående variant, men indstillelig med et mindre komponentopbud end i kendte indstillelige høreapparater. På samme mide kan man tilkoble vilkårligt mange modstande enten samtidigt eller enkeltvis, si at man kan foretage forskydningen af filterflanken "kvantiseret". Også denne variant kan udformes til flere kanaler. Hertil behøver man blot at koble flere sådanne trin i kaskade, hvorhos det har vist sig hensigtmæssigt at tilpasse grænsefrekvenserne.

Opfindelsen er nærmere forklaret i det følgende under henvisning til tegningen, pi hvilken fig. 1 viser et blokdiagram af et høreapparat med en klangblænde ifølge opfindelsen, fig. 2 et detaljeret diagram af den i fig. 1 anvendte klangblænde, fig. 3-5 kurver for virksomheden af den i fig. 2 viste variant og fig. 6 et diagram af en med hensyn til koblelig indstillelighed udformet variant.

I fig. 1 betegner 1 en mikrofon, som betegner lydindgangen til et høreapparat, og som afgiver sine signaler til en forforstærker 2, efter hvilken følger et klangfilter 3, bag hvilket findes en lydstyrkeregulator 4, efterfulgt af en udgangsforstærker 5, fra hvilken signalerne kommer til en hører 6. Ved et således udformet høreapparat omdannes de ved mikrofonen 1 ankommende lydfænomener pi kendt måde til elektriske signaler, som derefter modificeres pi en for den tunghørige egnet mide i forstærkeranordningen 2-5 og gennem høreren 6 tilføres til den tunghøriges øre, for at denne kan høre eller få en forbedret hørelse.

En ifølge opfindelsen udformet klangblænde 3 er i fig. 2 vist inden for den omrammede flade 3'. I en ledning 7, som kommer fra den i fig. 2 med et 145250 6 tilslutningspunkt 2' antydede indgangsforstærker 2, er indskudt to kondensatorer 8 og 9. ledningen 7 fører derefter videre til basis 10 i en transistor 11. Til forbindelsespunktet 12 mellem de to kondensatorer 8 og 9 er tilsluttet en yderligere kondensator 13, som over en yderligere ledning 14 er tilsluttet til transistoren 11' s kollektor. Til kollektoren er desuden tilsluttet en modstand 16 i ledningen til batteriets pluspol samt en ledning 17 til et tilslutningspunkt 4', som fører til lydstyrkeregulatoren 4 (fig. 1). Denne ledning indeholder desuden en kondensator 18, for at der skal ske en jævnspændingsafkobling til lydstyrkeregulatoren og samtidig i samvirken med potentiometeret 63 tilvejebringes et rigtigt faseforhold mellem indgangs- og udgangs s ignal.

Punktet 12 er gennem en modstand 19 forbundet med en ledning 20, som kommer fra batteriets negative pol. Til denne ledning 20 er også transistoren 11's emitter 21 tilsluttet. Koblingen indeholder desuden en modstand 22 mellem ledningerne 7 og 14.

Med hensyn til koblingens virkemåde skal bemærkes, at klangblænden i princippet består af et forstærkertrin, som omfatter transistoren 11 og modstandene 16 og 22. Som følge af kondensatoren 13 opstår en flerdobbelt modkobling, som i samvirken med de øvrige kondensatorer 8 og 9 samt modstanden 19 danner et aktivt filter af anden orden. Modstanden 22 er således dimensioneret, at der i samvirken med modstanden 16 opnås en optimal udstyring af trinnet. Kapaciteten af kondensatorerne 8, 9 og 13 samt værdien af modstandene 19 er valgt til en grænsefrekvens på 1000 Hz, idet der tages hensyn til de ovenfor anførte formler. Kondensatorerne 8, 9 og 13 har samme kapacitet for derved at give enkle dimensioneringsforskrifter, således som ovenfor omtalt.

Den egentlige virkemåde af klangfiltret 3 fremkommer på den måde, at der ved ankomst af et lydfænomen ved mikrofonen 1 opstår et elektrisk signal, som er sammensat af en frekvensblanding af talesignaler. Dette forstærkes derefter elektrisk i indgangsforstærkeren 2 og føres gennem ledningen 7 til klangfiltret 3. Kondensatoren 18 er allerede inddraget i filtrets overføringsfunktion og tjener samtidig til jævnspændingsafkobling mod indgangsforstærkertrinnet 2. Ved filtrets udgangspunkt 4' fremkommer så et signal, i hvilket talefrekvensblandingens frekvenser under filtrets grænsefrekvens er elimineret i afhængighed af indstillingen af potentiometret 63. Dette signal kan så ved hjælp af lydstyrkeregulatoren, dvs. ved hjælp af en variabel modstand, indstilles til et niveau, som efter passage af udgangsforstærkeren 5 giver den af den tunghøre ønskede lydstyrke i høreren 6.

Ved supplering af den i fladen 3' indeholdte klangfilterkobling med transistorer 23 og 24 bliver klangfiltrets virksomhed foranderlig ved hjælp af 145250 7 en variabel modstand 25. Transistoren 23's emitter 26 er gennem en ledning 27 forbundet med ledningen 14, og dens kollektor 28 er gennem en ledning 29, som indeholder en kondensator 30, forbundet med ledningen 7. Transistoren 23's basis 31 er over en modstand 32 tilsluttet til udtaget 33 fra den variable modstand 25, hvis ene ende er tilsluttet til en modstand 34, som gennem en modstand 35 er forbundet med en ledning 36, der fører til batteriets negative pol. Udtaget 33 er direkte forbundet med den anden ende af 32. Forbindelsespunktet 37 mellem de to modstande 34 og 35 er over en modstand 38 forbundet med basis 39 i transistoren 24, hvis emitter 40 er tilsluttet til ledningen 36, dvs. batteriets negative pol, og hvis kollektor 41 over en kondensator 42 er tilsluttet til forbindelsen mellem modstanden 19 og punktet 12. Den anden ende og udtaget fra den variable modstand 25 er over en modstand 43 tilsluttet til basis i en transistor 45, som sammen med en yderligere transistor 46 bevirker stabilisering af driftsspændingen. I dette øjemed er transistoren 45's kollektor 47 over en modstand 48 forbundet med en ledning 49 til batteriets pluspol, og transistoren 45's emitter 50 er forbundet med kollektoren 51 i transistoren 46, hvis emitter 52 er forbundet med ledningen 36 til batteriets negative pol. Kollektoren 47 og basis 44 samt kollektoren 51 og basis 53 er kortsluttet gennem ledninger 54 henholdsvis 55. Kollektoren 47 er desuden gennem en kondensator 56 forbundet med ledningen 36, dvs. med batteriets minuspol.

I forbindelse med den oven for beskrevne virkemåde af den i 3' indeholdte grundkobling opnås en forskydning af de frekvensbestemmende modstande 19 og 22 ved hjælp af transistorerne 23 og 24, idet der fra det ved 2' ankommende signal udfiltreres mere eller mindre dybe frekvenser. Grænsefrekvensen er variabel med den indstillelige modstand 25, fordi en ved hjælp af transistorerne 45 og 46 stabiliseret spænding ved ændring af arbejdspunktet for transistorerne 23 og 24 varierer disses andre modstande.

I det i fig. 3 viste diagram er udgangsspændingens amplitude afsat som ordinat og frekvensen som abscisse. Begge akser har logaritmisk målestok. Indgangsspændingen er amplitudekonstant. Ved forskydning af udtaget 33 kan således ske en forskydning af forstærkningsstigningen fra linjeføringen 60 til linjen 61, dvs. forstærkningen forskydes mod højere frekvenser. Da udtaget 33 kan forskydes kontinuerligt, er også en kontinuerlig forskydning af forstærkningsstigningen f.eks. fra 60-61 mulig.

Medens der ved hjælp af de neden under 3' tegnede komponenter kan ske en påvirkning af grænsefrekvensen, kan der ved en shuntning 62 af indgangs-punktet 2' med udgangspunktet 4 over et potentiometer 63 ske en ændring af dæmpningen i filtrets spærreområde, dvs. en indstilling af forstærkningen i 145250 8 spærreområdet. I dette øjemed indstilles regulatoren således, at dennes modstandsværdi forøges til forøgelse af dæmpningen og formindskes til formindskelse af dæmpningen. Regulatoren skal være afbrudt ved den højohmske ende, dvs. shuntningen skal kunne gøres uvirksom, så at den tredie pol kan elimineres helt.

Virkemåden af potentiometeret 63 fremgår af kurven i fig. 4. Her er ligesom i fig. 3 frekvensen afsat som abscisse 65 og udgangsspændingens amplitude som ordinat 66. Med en s tilling af udtaget 64 ved hvilken der praktisk talt ikke bliver nogen gennemgang gennem shuntningen 62 åben, rækker forstærkningsstigningen 67 fra abscissen 65 til den med linjen 68 antydede maksimalværdi. Hvis der imidlertid ved formindskelse af modstanden tilvejebringes en gennemgang gennem shuntningen 62, forkortes stigningen 67 i overensstemmelse med de med begrænsningslinjerne 69 til 72 antydede udgangsspændinger, dvs. forstærkningsstigningen formindskes ved udvidelse af gennemgangen gennem shuntningen 62. Den opnår ved kortslutning, dvs. ved modstand 0, forstærkningen i gennemgangsområdet, der er antydet ved samme stilling af begrænsningslinjen 72 og den øverste forstærkningsmulighed 68. Mellem disse ligger der si ikke mere nogen forstærkningsstigning 67.

Ved samvirken mellem den i fig. 3 antydede påvirkning af grænsefrekvensen og den i fig. 4 forklarede ændring af dæmpningen i filtrets spærre-• område opnås den i fig. 5 viste foranderlighed af klangfiltrets virkemåde,

Også her er frekvensen afsat som abscisse 73 og udgangsspændingen ved punktet 4' som ordinat 74. Ved en ændring af den variable modstand 25 er en forskydning af den punkteret viste forstærkningsstigning 75 til den fuldt optrukket viste stigning 76 eller omvendt mulig. Pi den anden side muliggøres i overensstemmelse med de antydede begrænsningslinjer 77-79 en ændring af forstærkningsbegyndelsen ved en forskydning af potentiometeret 63. Der opnås således en yderligere Variation af indstillingsmulighederne, så at der alt efter indstillingen af potentiometrene 25 og 63 kan indstilles alle varianter af frekvensgangen mellem en ekstrem bredbåndskarakter og en smalbåndshøjtone-karakter.

I fig. 6 er vist en variant, ved hvilken der findes to fast indstillede grænsefrekvenser, der ved hjælp af en afbryder 80 kan føres over i hinanden. Den egentlige grundkobling stemmer overens med den i 3' indeholdte og består af tre kondensatorer 81-83, som er indbyrdes forbundet ved punktet ’ 84. Udefra er kondensatoren 81 tilsluttet til klangblændens indgangspunkt 85, kondensatoren 82 til transistoren 87's kollektor 86 og kondensatoren 83 til transistoren 87's basis 88. Den tilhørende emitter 89 er forbundet med en ledning 90 til batteriets negative pol, medens kollektoren 86 over en modstand 145250 9 91 er forbundet med en ledning 92 til batteriets pluspol. Kollektoren 86 er desuden forbundet med basis over en modstand 93. Desuden fører fra punktet 84 over en modstand 94 en ledning 95 til ledningen 90, som er forbundet med batteriets minuspol. I lighed med den neden under fladen 3' i fig. 2 viste del, dvs. transistorerne 23 og 24, er der i den foreliggende kobling anbragt transistorer 96 og 97, som shunter hver sin modstand 93 og 94. I dette øjemed har de i en ledning 98 henholdsvis 99 bag hinanden en kondensator 100 henholdsvis 101 og en modstand 102 henholdsvis 103, der fører til eraitteren 104 henholdsvis kollektoren 105. Fra transistoren 96's kollektor 106 findes si en direkte forbindelse 107 til transistoren 87's basis 88, medens emitteren 108 gennem en ledning 109 er forbundet med den til batteriets negative pol førende ledning 90. De to transistorer 96 og 97 er gennem hver sin modstand 110 henholdsvis 111 forbundet med afbryderen 80, som ligger i ledningen 112 til ledningen 92 til batteriets positive pol.

I modsætning til anordningen ifølge fig. 2 anvendes her transistorerne 96 og 97 som afbrydere, der kobler modstanden 103 parallelt med modstanden 94 og modstanden 102 parallelt med modstanden 93. Kondensatorerne 100 og 101 tjener til jævnspændingsafkobling. Når afbryderen 80 er sluttet, opnås ved hjælp af modstandene 110 og 111 en strømindprægning i basis i transistorerne 96 og 97. Ved valget af dimensioneringen af modstandene 102 og 103 fastlægges den anden knækfrekvens, dvs. flanken 61 i fig. 3. Man kan f.eks. for diagrammet i fig. 3 lægge knækfrekvensen for flanken 60 ved 1000 Hz og knækfrekvensen for flanken 61 ved 2000 Hz, idet der pi grundlag af statistikker over audiogrammer viser sig en særlig stærk ophobning i dette område.