DE964335C - Richtungskoppler fuer sehr hohe Frequenzen - Google Patents

Description

AUSGEGEBEN AM 23. MAI 1957

W 17555 Villa/2ΐα*

Die Erfindung betrifft Richtungskoppler für sehr hohe Frequenzen, insbesondere breitbandige Richtungskoppler.

Der Richtungskoppler ist ein gebräuchlicher Bestandteil hochfrequenter und Mikrowellen-Übertragungssysteme, für den zahlreiche Anwendungen und Beispiele in Veröffentlichungen beschrieben wurden. Im allgemeinen bestehen alle zur Zeit bekannten Richtungskoppler aus einem Stück einer Hauptübertragungsleitung, das an ein Stück einer Hilfsleitung angekoppelt ist. Die Kopplung zwischen den beiden Leitungsstücken ist so eingerichtet, daß eine in einer Richtung und in einer gegebenen Fortpflanzungsform auf der Hauptleitung fortschreitende elektromagnetische Welle eine Hauptsekundärwelle induziert, die Vorwärtswelle genannt wird und die in einer einzigen Richtung und in einer gegebenen Fortpflanzungsform auf der Hilfsleitung fortschreitet. Umgekehrt induziert eine in der entgegengesetzten Richtung auf der Hauptübertragungsleitung fortschreitende Welle eine Hauptsekundärwelle, die auf der Hilfsleitung in der entgegengesetzten Richtung fortschreitet.

Bei den praktisch ausgeführten Richtungskopplern ist ferner, selbst wenn die Enden angepaßt abgeschlossen sind, eine induzierte oder sekundäre Welle vorhanden, die Rückwärtswelle genannt wird und die in entgegengesetzter Richtung wie die Vorwärtswelle fortschreitet. Die Vorwärtswelle und die Rückwärts-

709 522/203

welle haben wünschenswerterweise sehr verschiedene Stärke. Das Verhältnis ihrer Amplituden wird die Richtwirkung des Kopplers genannt. Die relative Stärke der gewünschten induzierten Vorwärtswelle auf der Hilfsleitung zur induzierenden Welle auf der Hauptleitung wird hier mit Übertragungsfaktor bezeichnet. Die Güte des Richtungskopplers kann an Hand der so definierten Richtwirkung und des Übertragungsfaktors beschrieben werden,
ίο Die Technik kennt heute eine sehr große Anzahl Richtungskoppler verschiedener Form, die jeweils mit dem Ziel entwickelt werden, die Frequenzabhängigkeit des Kopplers zu verringern und somit die Betriebsbandbreite zu erhöhen, bei der ein gegebener Wert der Richtwirkung und ein gegebener Übertragungsfaktor erhalten bleiben. Mit Ausnahme gewisser sehr spezieller Koppler besitzen sämtliche Richtungskoppler einen Grenzwert der Frequenz-Selektivität, weil ihre Arbeitsweise von periodischer Verstärkung und Auslöschung von Komponenten abhängt, die von der Hauptleitung in die Hilfsleitung gehen.

Es ist die Aufgabe der Erfindung, breitbandig im wesentlichen nur eine vorwärts fortschreitende Welle aus einer Übertragungsleitung in eine andere zu übertragen, wobei die übertragene Welle in einem großen Frequenzband in einem konstanten Verhältnis zur ursprünglichen Welle stehen soll.

Zur Lösung dieser Aufgabe geht die Erfindung von einem bekannten Richtungskoppler aus, der aus zwei elektromagnetischen Wellenübertragungsleitungen besteht, deren Felder in einem Kopplungsbereich miteinander gekoppelt sind, wobei die kennzeichnende Phase der Fortpflanzungskonstanten der beiden Leitungen an einem Ende des Kopplungsbereiches verschieden ist; in Verbindung mit einem solchen Richtungskoppler besteht die Erfindung darin, daß die Differenz der Phasen sich entlang des Kopplungsbereichs mit der Strecke ändert.

Vor einer ins einzelne gehenden Erläuterung der vorliegenden Erfindung soll eine neue Auffassung von »Normalformenff der Fortpflanzung auf gekoppelten Übertragungsleitungen dargelegt werden. Auf Grund dieser neuen Auffassung wird einerseits verständlich, warum Richtungskoppler bisheriger Art frequenzselektiv sind und warum andererseits die Koppler im Sinne der vorliegenden Erfindung unabhängig von der Frequenz sind.

Bei einem gekoppelten Wellenleitersystem wird eine »Normalformλ als diejenige Feldverteilung der gemeinsam in zwei gekoppelten Leitern fortgepflanzten Wellenenergie definiert, die während der Fortpflanzung entlang eines Kopplungsbereichs unverändert bleibt, indem alle kennzeichnenden Eigenschaften einschließlich der Phase, des Kopplungskoeffizienten, des Wellen-Widerstandes und der Dämpfung unverändert bleiben. Bei einem System mit zwei Fortpflanzungsformen, zwischen denen eine Leistungsübertragung bewirkt werden soll, gibt es zwei Normalformen, in die die in einer Richtung auf den zwei gekoppelten Leitern fortschreitende Wellenenergie aufgelöst werden kann. Eine ins einzelne gehende Betrachtung der Art jeder Form wird später durchgeführt. Im Augenblick sei festgestellt, daß eine dieser Formen als »phasengleiche « Form oder Form mit niedriger Phasengeschwindigkeit bezeichnet wird, da die beiden Teile der Feldstärke der Form in jedem der beiden gekoppelten Leiter in Phase sind und mit geringerer Geschwindigkeit fortschreiten als eine übliche Welle in einem der beiden Leiter allein. Die andere Normalform wird als ."phasenverschobene« Form oder als Form mit hoher Phasengeschwindigkeit bezeichnet, da die beiden Teile ihrer Feldstärke phasenverschoben sind und sich mit höherer Geschwindigkeit fortpflanzen als eine Welle in einem der beiden Leiter allein.

Bei Anwendung dieser Auffassung auf Richtungskoppler früherer Art kann gezeigt werden, daß — wenn Wellenenergie an eines der beiden Wellenleiterenden geliefert wird — beide Formen gleich erregt werden. Da die beiden Formen auf der Strecke des Kopplungsbereiches mit ungleicher Geschwindigkeit fortschreit ergibt es nachfolgende Bereiche, wo die Felder in einem Leiter phasengleich und in einem andern phasenverschoben sind, ferner weitere Bereiche, wo diese Phasenbeziehung umgekehrt ist. Diese Eigenschaft wird bei Kopplern früherer Art ausgenutzt, um die übertragung der Leistung von einem Leiter in den andern zu erreichen, wenn auch die üblicherweise gegebene Erklärung von einem andern Gesichtspunkt aus gegeben wird. Da der Abstand zwischen den Bereichen periodischer Auslöschung und Verstärkung eine Funktion der Differenz der Phasengeschwindigkeiten oder der Leiterwellenlängen der Energie ist, wird es klar, warum die Koppler früherer Art frequenzabhängig sind.

Bei den erfindungsgemäßen Richtungskopplern wird die Energie nur in einer Normalform in einem gekoppelten System erregt, bei dem die Parameter so gewählt sind, daß es diese einzige Normalform führt und fortpflanzt. Diese Parameter werden jedoch entlang dem Koppler so verändert, daß der Teil der Energie der Normalform, den jeder Leiter führt, von einem Leiter in den anderen übergeleitet wird. Bei bevorzugten Ausführungen der Erfindung werden sowohl der Parameter, der eine Differenz der Phasenkonstanten zwischen den beiden gekoppelten Leitungen darstellt, als auch der Parameter, der den .Kopplungskoeffizient zwischen ihnen dars;ellt, entlang des gekoppelten Systems in umgekehrtem Verhältnis allmählich verändert. Hierdurch entsteht eine Überleitung der Energie, die in Vorwärtsrichtung in dem einen Leiter fortschreitet, in eine Energie, die in Vorwärtsrichtung im anderen Leiter fortschreitet, und zwar theoretisch mit unbegrenzter Bandbreite. Da diese Überleitung auf einer Strecke von mehreren Wellenlängen vor sich geht, besteht nur wenig Neigung, daß Rückwärtswellen erzeugt werden. Daher ist die Richtwirkung des Köpplers groß.

Die Natur der Erfindung, ihre verschiedenen Aufgaben, Merkmale und Vorteile werden an Hand der in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiele und der folgenden ins einzelne gehenden Erläuterung vollständiger verständlich werden.
Erklärung der Zeichnungen:

Fig. ι ist eine perspektivische Ansicht einer ersten Grundausführung der Erfindung, die zwei Wellenleiter-

kanäle zeigt, welche durch Normalformveränderung gekoppelt sind, die durch Veränderung der relativen Phasenkonstanten und der Kopplungskoeffizienten der Leiter erfindungsgemäß hervorgebracht wird; Fig. 2 A bis 2 E zeigen zur Erläuterung die elektrische Feldverteüung in mehreren gekoppelten Wellenleiterpaaren und stellen außerdem die Normalformverteilung in gewissen Querschnitten der Ausführung der Fig. ι dar;

ίο Fig. 3 ist eine perspeKtivische Ansicht einer Abänderung der Ausführung der Fig. i;

Fig. 4 und 4 A zeigen die relativen Phasenkonstanten und die Kopplungskoeffizienten entlang eines Kopplungsbereiches gemäß einer bevorzugten Einstellung der Ausführung der Fig. 1;

Fig. 5 ist eine perspektivische Ansicht einer zweiten Abänderung der Ausführung der Fig. 1;

Fig. 6 ist eine perspektivische Ansicht einer Ausführung, bei der das Prinzip der Normalformveränderung auf ein gekoppeltes System von voll dielektrischen Wellenleitern angewendet wird.

Es wird nun besonders auf Fig. 1 eingegangen. Dort ist ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Richtungskopplers dargestellt, der eine Überleitung der Energieverteilung der Normalform durch Veränderung der breiteren Querschnittsabmessungen von gekoppelten, leitend begrenzten Wellenleitern hervorbringt. Wie dargestellt, besteht dieser Koppler aus einem Stück 20 eines rechteckigen, metallisch abgeschirmten Wellenleiters mit einer breiten inneren Querschnittsabmessung, die im wesentlichen doppelt so groß wie diejenige eines üblichen Wellenleiters ist, der für Wellenenergie, in einem ähnlichen Frequenzband bemessen ist, die daher etwas größer als eine Wellenlänge im freien Raum der zu leitenden Energie ist. Die schmale Querschnittsabmessung beträgt im wesentlichen ein Viertel der breiten Abmessung, so daß sie gleich der schmalen Abmessung eines üblichen Leiters ist.

Entlang des Stückes 20 erstreckt sich in Längsrichtung ein leitendes Teilungsstück 16-17-18, das den Leiter 20 in zwei Wellen leitende Kanäle 21 und 22 teilt. Das Teilungsstück 16-17-18 ist schlangenförmig ausgebildet, wobei der Teil 17 im wesentlichen in der Mitte des hinteren Endes des Leiters 20 beginnt und nach rechts verläuft, so daß im Querschnitt a-a die breite Abmessung des Kanals 21 wesentlich größer als die breite Abmessung des Kanals 22 ist. Der Teil 18 verläuft dann nach links, bis im Querschnitt c-c die breiten Querschnittsabmessungen der Kanäle 21 und 22 gleich sind. Der Verlauf geht dann weiter nach links, bis im Querschnitt e-e der Kanal 21 eine Abmessung hat, die im wesentlichen gleich der Abmessung des Kanals 22 im Querschnitt a-a ist. Zwischen den Querschnitten a-a und e-e liegt eine Längsstrecke von mehreren Wellenlängen. Der Teil 16 verläuft von seiner Lage im Querschnitt e-e im wesentlichen zur Mitte des Leiters 20 am vorderen Ende.

Die Kanäle 21 und 22 sind zwischen den Querschnitten a-a und e-e durch eine geteilte Öffnung 27 im Teil 18 des Teilungsstücks 16-17-18 gekoppelt. Die

geteilte Öffnung 27 hat eine Querabmessung, die im Querschnitt a-a Null ist, sich auf ein Maximum im Querschnitt c-c verändert und wieder auf Null im Querschnitt e-e abnimmt, wobei sie durch eine Vielzahl von parallelen Drähten 28 geteilt ist. Eine geeignete Kopplung kann auch durch eine Vielzahl von einzelnen Öffnungen mit veränderter Größe vorgesehen werden, die verhältnismäßig dicht zusammen im Teil 18 angebracht sind. Die vorderen Enden der Kanäle 21 und 22 sind so eingerichtet, daß sie durch übliche Wellenleiterkreise an breitbandige Einrichtungen 25 und 23 angeschlossen werden können, während ihre anderen Enden an Belastungen 24 und 26 angeschlossen sind.

Die Arbeitsweise des Kopplers mit Normalformveränderung, dessen Aufbau bisher beschrieben wurde, wird bei der folgenden Betrachtung der Fig. 2 A bis 2 E klarer verständlich werden. Es sei zuerst angenommen, daß diese Figuren getrennte Paare von gekoppelten Wellenleitern mit verhältnismäßig verschiedenen breiten Querschnittsabmessungen darstellen. Nachdem die Normalformfeldbilder in solchen Leitern betrachtet wurden, wird gezeigt, daß diese Figuren die Feldverteilung in den verschiedenen Querschnitten a-a bis e-e der Fig. 1 darstellen könaen.

In den Fig. 2 A bis 2 E ist das obenerwähnte elektrische Feldbild der »phasengleichen« Normalform so dargestellt, wie es im Querschnitt mehrerer leitend begrenzter Übertragungswege geleitet würde, die jeweils aus den zwei rechteckigen Leitern 11 und 12 bestehen. In jeder Figur ist schematisch ein geeignetes Kopplungsmittel in der leitenden Grenze zwischen den zusammenstoßenden schmalen Wänden der Leiter n und 12 dargestellt. (In der Fig. 2C mit 13 bezeichnet.) Insbesondere in Fig. 2 C ist die Normalform in den beiden Leitern 11 und 12 gezeigt, wenn die Leiter gleiche breite Abmessungen und damit gleiche Phasenkonstanten /S₁₁ und ß₁₂ haben (wobei diese Parameter z. B. proportional der breiteren Abmessung der Leiter sind). Das gesamte Feldbild der Form besteht aus zwei Teilen mit elektrischer Feldstärke auf den gegenüberliegenden Seiten der leitenden Grenze 13, die im gleichen Augenblick im Maximum sind und in der gleichen Richtung liegen. Es sei bemerkt, daß jeder Teil der elektrischen Feldstärke eine Sinuskurvenverteilung von weniger als einer halben Welle bildet, da die beiden Teile durch die enge Kopplung verschmelzen, so daß sie das vollständige Feldbild bilden, das als Normalform definiert wird. An der Stelle der Verschmelzung, d. h. am Kopplungsmittel 13^ haben beide no Sinuskurven gleiche Amplituden, die größer als Null sind und in derselben Richtung liegen. Daher ist die Stärke des Kopplungsmittels 13 durch die Strecke k dargestellt. Die gestrichelten Fortsetzungen 14 und 15 jeder Sinuskurve sind gezeichnet, um die effektive Querwellenlänge der Form darzustellen, die in Fig. 2 C

mit — bezeichnet ist. Diese Form ist von den beiden 2

Normalformen die Form mit der niedrigen Phasengeschwindigkeit, da ihre Querwellenlänge größer als die Querwellenlänge einer Welle ist, die normalerweise in einem ungekoppelten Leiter mit Querschnittsabmessungen geführt würde, die gleich denjenigen des Leiters 11 oder 12 sind. Eine solche Welle würde sich gemeinsam in den Leitern 11 und 12 ohne Änderung der Feldverteüung fortpflanzen, solange die Kopp-

lungs- und Phasenkonstanten der Leiter konstant bleiben.

Nun sind in Fig. 2B die Leiter 11 und 12 so verändert, daß /J₁₁ größer als /J₁₂ und der Kopplungsfaktor k geringer als der Faktor k der Fig. 2 C ist. Die beiden Teile der Normalform haben nicht mehr gleiche Amplituden. Die Verteilung ist vielmehr so, wie sie in Fig. 2 B gezeigt ist, wobei die Amplitude von E₁₁ im Leiter 11 wesentlich größer als die Amplitude .E₁₂-Un Leiter 12 ist. Offensichtlich ist ein eindeutiger Zusammenhang zwischen der Differenz /J₁₁— ß₁₂ und dem Kopplungskoeffizient k vorhanden, der eine gegebene Spannungsverteilung begünstigt, da die Querwellenlänge der beiden Teile der Normalform in einem gegebenen Querschnitt stets gleich sein muß. Umgekehrt ist bei einer gegebenen Phasengeschwindigkeitsdifferenz zwischen den Leitern und einem gegebenen Kopplungskoeffizient eine gegebene Verteilung der Normalformenergie zwischen den beiden Leitern vorhanden.

Bei den erfindungsgemäßen Richtungskopplern wird daher in einem gekoppelten System Energie nur in einer der Normalformen erregt. Während ein später zu definierender Zusammenhang zwischen der Phasen_r geschwindigkeitsdifferenz zwischen den Leitern und dem Kopplungskoeffizient zwischen ihnen beibehalten wird, so daß die Energie nur in der ursprünglichen Normalform bleibt, werden diese Parameter langsam und allmählich verändert, um die durch den einen Leiter geführte Energie der Normalform in den anderen Leiter überzuleiten.

Eine typische Überleitung dieser Art kann mit Hilfe der Figurenfolge 2 A bis 2 E dargestellt werden. Ausgehend von Fig. 2 C sei angenommen, daß Wellenenergie mit der oben geschilderten Verteilung durch irgendein Mittel mit gleichen Amplituden -E₁₁ und E₁₂ in den beiden Leitern erregt wurde. Nun werden die Parameter der beiden Leiter allmählich geändert, bis der Querschnitt so wird, wie er in Fig. 2 D dargestellt ist, wo /J₁₁ viel kleiner als ß_lz und k ebenfalls verringert ist. Das Bild der Normalform wird daher verändert, wobei die Amplitude E₁₁ kleiner als die Amplitude .E₁₂ wird. Wenn die Differenz zwischen den Phasenkonstanten /S₁₁ und /J₁₂ weiter vergrößert und k auf Null verringert wird, wie in Fig. 2 E dargestellt ist, wird alle Energie in den rechten Teil des Feldbildes übergeleitet, und die Amplitude im linken Teil wird Null. Eine ähnliche Überleitung in den linken Teil des Feldbildes kann durch Verringerung von /J₁₂ und Vergrößerung von /J₁₁ hervorgebracht werden, wie in der Querschnittsfolge der Fig. 2 B und 2 A dargestellt ist. Da die oben beschriebene Überleitung reziprok ist, können r unmehr die Fig. 2 A bis 2 E benutzt werden, um die Arbeitsweise des Kopplers der Fig. 1 zu beschreiben, indem Fig. 2 A den Querschnitt der Leiter 21 und 22 im Schnitt a-a d'x Fig. 1 und die Fig. 2B bis 2E die folgenden Schnitte b-b bis e-e darstellen, wobei die Querschnitte der Leiter 21 und 22 sich langsam zwischen diesen Stellen verändern. Wenn daher Wellenenergie von der breitbandigen Einrichtung 23, die als Quelle dient, an das vordere Ende des Leiters angelegt wird, breitet sich das Feldbild der Welle im Leiter 22 aus, wenn die Welle den sich ändernden Teil 16 durchläuft, bis es im Schnitt e-e die Verteilung der Fig. 2 E hat. Im Schnitt c-c wird es gleichmäßig zwischen den Leitern 21 und 22 aufgeteilt, wie es durch Fig. 2 C dargestellt ist. Im Schnitt a-a ist es vollständig in den Leiter 21 übergegangen, wie durch Fig. 2A dargestellt, so daß es zur Belastung 24 geht. Dieser Übergang ist unabhängig von der Frequenz, da er durchgeführt wird, wenn sich die Energie stets nur in einer Normalform befindet, in diesem Falle die Form mit niedriger Geschwindigkeit, er hängt nicht von periodischer Auslöschung und Verstärkung zwischen mehreren Komponenten ab. Ferner wird, abgesehen von möglichen Reflexionen infolge von Impedanzunstetigkeiten, keine Energie nach rückwärts zur Belastung 25 gerichtet, wodurch im Koppler eine hochgradige Richtwirkung entsteht.

Wenn die breitbandige Einrichtung 25 als Signalquelle dient, überträgt eine ähnliche Energieüberleitung die gesamte Leistung vom Leiter 21 in den Leiter 22 zur Abgabe an die Belastung 26. Eine Übertragung in dieser Richtung geht jedoch in der obenerwähnten Aiphasenverschobenen« Normalform bzw. der Form mit hoher Phasengeschwindigkeit vor sich. Ein typisches Feldbild für diese Form sieht ähnlich aus wie die in den Fig. 2 A bis 2 E dargestellten Bilder, abgesehen davon, daß die beiden Teile der elektrischen Feldstärke an gegenüberliegenden Seiten der leitenden Grenze phasenverschoben sind und die Ouerwellenlänge der Form die gleiche wie diejenige einer Welle ist, die in einem ungekoppelten Leiter geführt wird. Infolgedessen sind die beiden Teile einer Welle im Querschnitt c-c, die durch an den Leiter 21 angelegte Energie entstehen, in der Amplitude gleich, jedoch phasenverschoben. Diese Energie wird an die Belastung 26 phasenverschoben in bezug auf die Energie geliefert, welche ursprünglich in den Leiter 22 eingeführt und an die Belastung 24 geliefert wurde.

Die hier beschriebene Anordnung bildet einen Richtkoppler, der einen vollständigen Leistungsübergang und eine hohe Richtwirku.ng in einem äußerst breiten Band ermöglicht. Wenn anfangs in dem Zweig mit der größeren Phasenkonstante Energie erregt wird, wird diese in einer .»phasengleichen« Normalform am anderen Ende in den Zweig mit der größeren Phasenkonstante geliefert. Wenn anfangs im Zweig mit der kleineren Phasenkonstante Energie erregt ist, wird diese in einer »phasenverschobenen« Normalform am anderen Ende in den Zweig mit der kleineren Phasenkonstante geliefert.

Der Koppler ist jedoch nicht auf vollständige Leistungsübertragung beschränkt. Wenn die Kopplung der Öffnung 27 allmählich geschlossen wurde, ausgehend vom Schnitt a-a, konnte jede gewünschte Aufteilung der Leistung zwischen den Belastungen 24 und erreicht werden. Eine Anordnung, welche die spezielle Teilung mit gleicher Leistung hervorbringt, die das typische Kennzeichen einer Verzweigungsanordnung ist, wird durch die abgeänderte Ausführung in Fig. 3 dargestellt, wo die Öffnung 30 zwischen den Schnitten c-c und e-e im wesentlichen die Hälfte der Öffnung 27 ist, d. h. e:ne Öffnung, die mit ihrem Punkte größter Kopplung am Schnitt mit gleichen Querschnittsabmessungen der Leiter 21 und 22 endet.

Hinter dem Schnitt c-c ist im geraden Teil des Teilungsstücks 17 eine zusätzliche Öffnung 31 vorgesehen, um eine plötzliche Impedanzunstetigkeit am Schnitt c-c zu vermeiden. Wellenenergie von der Einrichtung 23 wird gleichmäßig und phasengleich zwischen den Belastungen 24 und 26 aufgeteilt, ohne daß Energie bei 25 auftritt. Wellenenergie von der Einrichtung 25 wird gleichmäßig und phasenverschoben zwischen den Belastungen 24 und 26 aufgeteilt, ohne daß Energie

bei 23 auftritt. Die Öffnung 31 hat tatsächlich an der Kopplung keinen Anteil, abgesehen davon, daß sie für die Anpassung der Impedanz sorgt, wie oben festgestellt wurde, da hinter dem Schnitt c-c die Energie bereits gleichmäßig in der Normalformverteilung aufgeteilt ist.

An Hand der Fig. 2 A bis 2 E wird es mit Rücksicht auf das oben Gesagte offensichtlich, daß es eine unbegrenzte Anzahl von Folgen von dazwischenliegenden Feldverteilungen gibt, über die die Energie beim Übergang zwischen den Feldverteilungen der Fig. 2 A und 2 C oder zwischen den Fig. 2 C und 2 E übergeleitet werden kann. Es kann gezeigt werden, daß die Strecke, die zur Überleitung eines gegebenen Teils der Energie von einem Leiter zum anderen erforderlich ist, umgekehrt proportional dem Wert

(i)

ist, wobei δ gleich der halben Differenz der Phasenkonstanten ß_u und ß₁₂ der Leiter und k der Kopplungskoeffizient ist. Um den Koppler kurz zu halten, ist es wünschenswert, daß dieser Wert so groß wie möglich ist. Die Grenzwerte sind in den Querschnitten der Fig. 2 A und 2 E einerseits bestimmt, wenn δ ein Maximum und k Null ist, und den Querschnitt der Fig. 2 C andererseits, wenn δ Null und k ein Maximum ist.

Zwischen diesen Extremen werden die Werte δ und k mit im wesentlichen umgekehrtem Verhältnis allmählich verändert. Hier bedeutet der Ausdruck »umgekehrt«· lediglich, daß, wenn ein Wert mit der Strecke entlang des Kopplungsbereichs anwächst, der andere mit der Strecke abnimmt, und nicht unbedingt, daß sie reziprok sind oder sich im absolut gleichen Verhältnis ändern. Insbesondere soll bei einer bevorzugten Form der Erfindung δ in den Schnitten der Fig. 2 A und 2 E im wesentlichen gleich k im Schnitt der Fig. 2 C sein, so daß der Wert ]/ <5² -f k² in den drei begrenzenden Querschnitten gleichist. Weiterhin werden δ und k zwischen diesen Schnitten so verändert, daß y~ö*~+~&, berechnet für jeden begrenzten Zwischenquerschnitt, im wesentlichen konstant von einem Schnitt zum nächsten ist. Diese Verhältnisse ergeben offenbar die beste Wirkungsweise des Kopplers bei kürzestem Kopplungsbereich. Diese Tatsache kann auf Grund der Theorie erklärt werden, daß, wenn der Wert ]/^+~Ä2 entlang des Bereichs konstant ist, der der Normalform entlang des Bereichs dargebotene Wellenwiderstand ebenfalls konstant ist, so daß keine Impedanzunstetigkeit vorhanden ist, um Komponenten der überleitenden Welle zu verzerren oder zu reflektieren.

Eine einfache Feldverteilung, die alle genannten Forderungen erfüllt, ist in Fig. 4 dargestellt. Der Kopplungskoeffizient k, dargestellt durch die Kennlinie 41, wird entlang des Kopplungsbereichs nach einer Sinusfunktion verändert, und die Phasengeschwindigkeiten ß_n und ß₁₂ der Leiter, dargestellt durch die Kennlinien 42 und 43, werden umgekehrt zueinander nach den entsprechenden Kosinusfunktionen verändert. Bei einer derartigen Verteilung beträgt die Phasengeschwindigkeitsdifferenz

δ = -^ß-^a--

-ßb

- cos Θ,

(2)

wobei β α und β b die Phasenkonstanten der Leiter ii und 12 bei ihrer größten Differenz und Θ proportional der Strecke entlang des Kopplungsbereichs ist und in Bogengraden ausgedrückt wird. Der Kopplungskoeffizient wird dann entsprechend

ßa — ßb . „

k = — sm & (3)

2 ^w

verändert, wodurch der Wert ]/ <P ^: + A², berechnet an jedem Punkt entlang des Kopplungsbereichs, eine Konstante wird.

Andere Verteilungen können ebenfalls zufriedenstellend arbeiten. In manchen Fällen ist es z. B. wünschenswert, daß der Parameter Θ in den Gleichungen (2) und (3) nicht linear mit der Strecke entlang des Kopplungsbereichs verändert wird, insbesondere, daß er im Mittelteil des Kopplungsbereichs schneller und an den Enden langsamer verändert wird. Eine solche Kennlinie ist in Fig. 4 A durch die Kurve 47 dargestellt, die eine S-Form bildet, wenn Θ abhängig von der Strecke entlang des Kopplungsbereichs aufgetragen wird und das Gebiet schneller Veränderung im Mittelteil des Kopplungsbereichs liegt. Die Kurven 44 und 45 stellen die sich ergebenden Kennlinien der Phasengeschwindigkeit und die Kurve 46 die sich ergebende Kennlinie der Kopplungsstärke für einen Zustand vollständigen Leistungsübergangs dar. Diese Kennlinien zeigen maximale Geschwindigkeitsänderungen in der Mitte des Kopplungsbereichs und ändern sich an den Enden des Bereichs mit gegen Null gehender Gechwindigkeit. Wenn eine derartige Verteilung wie in der Anordnung der Fig. 3 verkürzt wird, um einen nicht vollständigen Übergang zu erhalten, muß die maximale Änderung von Θ doch in der Mitte des Kopplungsbereichs liegen. Die entsprechenden Phasen- und Kopplungskennlinien ändern sich dann no in der Mitte des Kopplungsbereichs mit maximaler Geschwindigkeit, gehen jedoch an den Enden des Bereichs nicht unbedingt auf Null. In jedem Falle sei bemerkt, daß die erwünschte Beziehung, welche die Gleichung (1) konstant hält, erhalten bleibt.

Sowohl bei vollständigem wie auch bei nicht vollständigem Leistungsübergang ergibt die S-förmige Verteilung von Θ einen Koppler, bei dem für eine gegebene Bandbreite ein kürzerer Kopplungsbereich erforderlich ist oder umgekehrt für einen gegebenen Kopplungsbereich eine größere Bandbreite.

Es sei bemerkt, daß bei der vorangegangenen Diskussion sich die Phasenkonstante oder Phasengeschwindigkeit auf die Eigenschaften einer Welle in einem der Leiter bezieht, die durch das Vorhandensein der Kopplungsschlitze und eines anderen Wellenleiters

709 522/203

gestört ist. Wenn jedoch die Kopplung gering ist, sind diese Werte sehr nahe gleich den Werten für einen ungekoppelten Wellenleiter und können aus seinen Querschnittsabmessungen und seinen Dielektrizitäts- und Permeabilitätskonstanten berechnet werden.

Bei der Ausführung der Fig. ι werden die Phasenkonstanten der Leiter verändert, indem die breiteren Querschnittsabmessungen des leitenden Kanals verändert werden. Die Phasenkonstanten der Leiter ίο können auch verändert werden, indem ihre Dielektrizitäts- und/oder Permeabilitätskonstanten verändert werden. In Fig. 5 ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt, bei dem die Leiter durch abgeschrägte Teile mit hoher Dielektrizitätskonstante belastet sind. Die Leiter 50 und 51 sind rechteckige Wellenleiter mit gleichmäßigen Querschnittsabmessungen, die Seite an Seite angeordnet sind, so daß sie eine angrenzende und gemeinsame Wand 52 bilden. In der gemeinsamen Wand 52 befindet sich eine so geteilte Öffnung 53 mit einer Länge von mehreren Wellenlängen, so daß sich eine allmählich veränderte Kopplung der oben beschriebenen Art zwischen den Querschnitten a-a und c-c ergibt. In den Leitern 50 und 51 sind gleiche abgeschrägte Teile 54 und 55 angeordnet, deren Querschnitte und damit ihre Massen von Null bis zu einem Maximum zunehmen und dann auf Null abnehmen. Die Teile 54 und 55 sind so ausgerichtet, daß am Querschnitt a-a das Teil 54 eine minimale Masse und das Teil 55 eine maximale Masse hat, am Querschnitt b-b haben die Teile 54 und 55 gleiche Massen, und am Querschnitt c-c hat das Teil 54 eine maximale und das Teil 55 eine minimale Masse. Das abgeschrägte Stück 56 des Teils 55 und das Stück 57 des Teils 54 ergeben einen reflexionsfreien Übergang zwischen den unbelasteten Teilen der Leiter und den maximalen Abmessungen der Teile 55 und 54. Zahlreiche abgeänderte andere physikalische Anordnungen aus dielektrischem oder permeablem Material können vom mit dem Stand der Technik vertrauten Fachmann vorgeschlagen werden, die in gleicher Weise veränderte Phasenkonstanten für die Leiter 50 und 51 ergeben.

Die Prinzipien der vorliegenden Erfindung sind

keineswegs auf abgeschirmte Übertragungsleitungen wie Wellenleiter oder Koaxialleitungen beschränkt, sie können in gleicher Weise auch auf andere Formen

von elektrischen Übertragungsleitungen angewendet werden, wie die Leitungen, die in voll dielektrischen Kopplern benutzt werden, bei denen elektromagnetische Wellenenergie, wenn sie in geeigneter Weise in einen Streifen oder Stab aus voll dielektrischem Material ohne leitende Abschirmung eingeführt wird, durch den Stab fortgeleitet wird, wobei ein Teil der Energie in dem den Stab umgebenden Feld geleitet wird. Diese Streifen können z. B. aus Polystyrol, Polyäthylen oder Polytetranuoräthylen hergestellt sein, um nur einige spezielle Stoffe zu erwähnen.

In Fig. 6 ist ein voll dielektrischer Richtkoppler

dargestellt» bei dem Normalformveränderung verwendet wird. Dieser Koppler besteht aus einem geraden Streifen 60 eines voll dielektrischen Wellenleiters der vorher beschriebenen Art und aus einem schwach gebogenen Teil eines Streifens 61 aus dem gleichen Material, der in die Nähe eines Teils des Leiters 60 gebogen ist. Die Querschnitte beider Leiter 60 und 61 an der Stelle der Mittellinie 62 sind symmetrisch, insbesondere kreisförmig, wie durch die Querschnittszeichnungen 63 und 64 dargestellt ist. Zu beiden Seiten der Mittellinie 62 sind die Leiter 60 und 61 in ovale Querschnitte mit verschiedenen zueinander senkrechten Querschnittsabmessungen zusammengedrückt oder verformt. Insbesondere ist das linke Ende 65 des Leiters 60 in einen elliptischen Querschnitt verformt, wobei die längere Achse senkrecht liegt. Das rechte Ende 66 des Leiters 60 ist in einen elliptischen Querschnitt verformt, dessen längere Achse waagerecht liegt. Das linke Ende 67 des Leiters 61 ist in eine Ellipse verformt, deren längere Achse waagerecht liegt, während die längere Achse des rechten Endes 68 des Leiters 61 senkrecht liegt. Die Leiter 60 und 61 können auf vielerlei Weise in ihrer gegenseitigen Lage gehalten werden, z. B. wie auf die dargestellte Weise mittels eines Blocks 69 aus einem Material mit geringem Verlust und einer niedrigen Dielektrizitätskonstanten, der mit geeigneten Schlitzen versehen ist, in welche die Leiter 61 und 60 eingepreßt sein können.

Da ein wesentlicher Betrag der Wellenleistung in dem jeden Leiter umgebenden Raum geführt wird, wirken die von den Leitern geführten Felder, wenn go die Leiter einander dicht benachbart angeordnet werden, aufeinander ein, so daß eine elektromagnetische Kopplung zwischen den beiden dielektrischen Wegen entsteht. Die Größe dieser Kopplung ist dem Abstand zwischen den Leitern umgekehrt proportional. Daher wird der Abstand zwischen den Leitern 60 und 61 so gewählt, daß eine verteilte und veränderte Kopplung entsteht, die allmählich von der maximalen Kopplung an der Mittellinie 62 auf eine sehr kleine Kopplung an den Punkten abnimmt, wo die Leiter durch eine größere Strecke getrennt sind. Diese Kopplung ist entsprechend der gewünschten KopplungskennHnie verändert, welche die Sinuskurve 41, wie sie in Fig. 4 dargestellt ist, sein kann.

Da die Phasengeschwindigkeit der Wellenenergie, die durch die Leiter 60 und 61 geführt wird, umgekehrt proportional der Dicke des Stabs, gemessen parallel zur Polarisation des elektrischen Vektors der Energie, ist, hat offensichtlich der Leiter 60 eine maximale Phasengeschwindigkeit für waagerecht polarisierte Wellenenergie im Teil 65, sie nimmt auf eine minimale Phasengeschwindigkeit für waagerecht polarisierte Wellenenergie im Teil 66 ab. Die Geschwindigkeit der Verformung des Leiters 60 zwischen den Teilen 65 und 66 kann, daher so gewählt werden, daß jede gewünschte Änderung der Phasenkonstante entsteht, einschließlich der oben an Hand der Fig. 4 dargestellten Kosinuskurve. In gleicher Weise ergibt der Leiter 61 eine minimale Phasengeschwindigkeit für die waagerecht polarisierte Wellenenergie im Teil 67 und eine maximale Phasengeschwindigkeit für waagerecht polarisierte Wellenenergie im Teil 68, Somit ergibt sich eine maximale Differenz der Phasengeschwindigkeiten zwischen den Leitern 60 und 61 an den Punkten minimaler Kopplung, die von der Mittellinie 62 entfernt sind, während sich gleiche

Phasengeschwindigkeiten in den beiden Leitern an der Stelle maximaler Kopplung auf der Mittellinie ergeben. Hierdurch erhält man dann die gewünschte Phasengeschwindigkeits- und Kopplungskennlinie, die durch Fig. 4 dargestellt ist. In jeder Hinsicht zeigt sich eine Überleitung von Wellenenergie der Normalform, die entweder waagerecht oder senkrecht durch die Leiter 60 und 61 geführt wird, wobei die Überleitung der oben an Hand der Fig. 2 A und 2 E dargestellten gleicht. Daher erscheint Wellenenergie, die an den Leiter 60 in der durch den Vektor .E₁ dargestellten waagerechten Polarisation angelegt wird, am Ende des Leiters 61 in der durch den Vektor E₂ dargestellten Polarisation, und Wellenenergie der durch E₄ dargestellten Polarisation, die an den Leiter 60 angelegt wird, erscheint am Leiter 61 in der durch den Vektor E₃ dargestellten Polarisation. Eine ähnliche Richtkopplungswirkung besteht für senkrecht polarisierte Wellen.

ao Die bisher beschriebenen Ausführungen zeigen, wie sowohl die Phasenkonstanten als auch die Kopplungskoeffizienten verändert werden können, um in einer Richtkopplungsanordnung eine Normalformveränderung zu erhalten. Wenn die Veränderung gemäß den gegebenen optimalen Beziehungen vorgenommen wird, sind die Bandbreite der Richtwirkung und des Übertragungsfaktors des Kopplers im wesentlichen nur durch die eigene Bandbreite der Wellenleiterkomponenten begrenzt. Bei manchen Anwendungen 30' kann es unbequem oder unmöglich sein, diese beiden Parameter frei zu verändern, es wird auch eine Bandbreite, die etwas geringer als die maximale ist, genügen. In diesen Fällen kann doch die Normalformveränderung angewendet werden, wenn nur die Phasenkonstante in besonderer Weise verändert wird. In allen Fällen erläutern selbstverständlich die oben beschriebenen Anordnungen lediglich eine kleine Anzahl von vielen möglichen speziellen Ausführungen, die Anwendungen der Erfindungsprinzipien darstellen können. Zahlreiche abgeänderte andere Anordnungen können leicht entsprechend diesen Prinzipien vom mit dem Stand der Technik vertrauten Fachmann vorgeschlagen werden, ohne vom Wesen und Ziel der Erfindung abzuweichen.

Claims (18)

PATENTANSPRÜCHE:

1. Richtungskoppler für sehr hohe Frequenzen, bestehend aus zwei elektromagnetischen Wellenübertragungsleitungen, deren Felder in einem Kopplungsbereich miteinander gekoppelt sind, wobei die kennzeichnende Phase der Fortpflanzungskonstanten der beiden Leitungen an einem Ende des Kopplungsbereichs verschieden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenz der Phasen sich mit der Strecke entlang des Kopplungsbereichs ändert.

2. Richtungskoppler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Länge des Kopplungsbereichs wenigstens mehrere der kürzesten, entlang der Übertragungsleitungen fortzupflanzenden Wellenlängen beträgt.

3. Richtungskoppler nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenz der Phasen-Fortpflanzungskonstanten sich allmählich und im gleichen Sinne entlang des Kopplungsbereichs ändert.

4. Richtungskoppler nach einem der vorgenannten Ansprüche, bei dem die Ubertragungsleitungen rechteckige Wellenleiter sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Breite wenigstens eines der Wellenleiter sich entlang des Kopplungsbereichs ändert.

5. Richtungskoppler nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenz der Phasen-Fortpflanzungskonstanten ohne Änderung des Vorzeichens von dem Wert an einem Ende auf im wesentlichen Null am anderen Ende abnimmt.

6. Richtungskoppler nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß im Kopplungsbereich der Kopplungskoeffizient sich allmählich zwischen wesentlich verschiedenen maximalen .und minimalen Werten ändert und daß die Differenz zwischen den Phasengeschwindigkeitskonstanten sich allmählich entlang des Kopplungsbereichs ändert, wobei eine maximale Differenz im wesentlichen am Punkt minimaler Kopplung und eine minimale Differenz im wesentlichen ■ am Punkt maximaler Kopplung vorhanden ist.

7. Richtungskoppler nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Leitung eine Phasengeschwindigkeitskonstante hat, die sich umgekehrt wie diejenige der anderen Leitung entlang des Kopplungsbereichs ändert.

8. Richtungskoppler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Maximalwert des Kopplungskoeffizienten entlang des Kopplungsbereichs im wesentlichen gleich der Hälfte der maximalen Differenz zwischen den Phasengeschwindigkeitskonstanten entlang des Kopplungsbereichs ist.

9. Richtungskoppler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert ]/ <5² + ä² für jeden Punkt entlang des Kopplungsbereichs eine Konstante ist, wobei δ die Hälfte der Differenz zwischen den Phasengeschwindigkeitskonstanten an jedem Punkt und k der Kopplungskoeffizient an jedem Punkt ist.

10. Richtungskoppler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenz zwischen den Phasengeschwindigkeitskonstanten sich wie der Kosinus der Strecke entlang des Kopplungsbereichs und der Kopplungskoeffizient sich wie der Sinus· dieser Strecke ändert.

11. Richtungskoppler nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Leitungen die Form eines leitend begrenzten Wellenleiterkanals mit zwei breiten und zwei schmalen Wänden haben, daß sich ferner ein leitendes Teilungsstück in Längsrichtung in jedem Kanal und senkrecht zu den breiten Wänden des Kanals erstreckt und in wenigstens einem Querschnitt näher an einer schmalen Wand als an der anderen liegt und in einem anderen Querschnitt gleich weit von den schmalen Wänden liegt und daß schließlich die Kopplungsöffnung durch das Teilungsstück führt.

12. Richtungskoppler nach Anspruch ii, dadurch gekennzeichnet, daß die Querabmessung der Öffnung an dem einen Querschnitt Null und an dem anderen ein Maximum ist.

13. Richtungskoppler nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Teilungsstück an einem ersten Querschnitt näher an einer schmalen Wand, an einem zweiten Querschnitt näher an der anderen Wand liegt und an einem dritten, zwischen dem ersten und zweiten Querschnitt liegenden Abschnitt gleiche Abstände von den schmalen Wänden hat.

14. Richtungskoppler nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Querabmessung der Öffnung am ersten und am zweiten Querschnitt Null und am dritten Querschnitt ein Maximum ist.

15. Richtungskoppler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsleitungen zwei leitend begrenzte Wellenleiter sind und der Kopplungskoeffizient entlang den Leitern verändert ist, daß ferner in jedem Leiter ein Teil aus Material mit hoher Dielektrizitätskonstante angeordnet ist] wobei die Massen der Teile längs des Kopplungsbereichs verändert werden, und zwar in beiden Wellenleitern unterschiedlich, wobei die Masse jedes Teils im wesentlichen umgekehrt wie die Stärke der Kopplung verändert wird.

16. Richtungskoppler nach einem der Ansprüchei bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsleitungen zwei dielektrische Teile ohne Mantel sind, die jeweils in einem Mittelstück im wesentlichen symmetrischen Querschnitt und auf beiden Seiten des Mittelstücks ovalen Querschnitt haben, und daß sie an den Mittelstücken einander dicht benachbart angeordnet werden.

17. Richtungskoppler nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die längste Abmessung des ovalen Querschnitts eines Teils auf einer Seite des Mittelstücks im wesentlichen parallel zur längsten Abmessung des ovalen Querschnitts des anderen Teils auf der anderen Seite des Mittelstücks liegt.

18. Richtungskoppler nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens eines der dielektrischen Teile ohne Mantel ein schwach gebogenes Stück auf seiner Länge aufweist, das in die Nähe des Mittelstücks des anderen dielektrischen Teils ohne Mantel gebogen ist.

In Betracht gezogene Druckschriften:
»The Bell System Technical Journal«, May 1954, S. 695 und 718;
USA.-Patentschrift Nr. 2 588 832.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

© 609 708/250 11.56 (709 522/203 5. 57)