DE69934930T2

DE69934930T2 - Vorrichtung mit einem Leistungsverstärker mit einem vorwärtsgekoppelten Linearisierer unter Verwendung eines Nachlaufalgorithmus

Info

Publication number: DE69934930T2
Application number: DE69934930T
Authority: DE
Inventors: Jiunn-Tsair New Brunswick Chen; Huan-Shang Whippany New Jersey Tsai
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1998-04-01
Filing date: 1999-03-22
Publication date: 2007-10-25
Anticipated expiration: 2019-03-23
Also published as: EP0948130A2; JP3443538B2; EP0948130A3; US5963091A; EP0948130B1; JP2000031748A; DE69934930D1

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung betrifft einen Breitband-Leistungsverstärker und insbesondere einen Verstärker mit einer Vorwärtslinearisiereranordnung, welche digitale Signalverarbeitungstechniken einsetzt.
Allgemeiner Stand der Technik
Bei vielen Radiofrequenz- oder RF-Anwendungen werden Leistungsverstärker eingesetzt, um Hochfrequenzsignale zu verstärken. Da RF-Verstärker vorgespannt sind, um eine im Wesentlichen hohe Ausgabeleistung bereitzustellen, weisen Sie bis zu einem gewissen Grad nichtlineare Antworten auf. Folglich erzeugen solche RF-Verstärker in Antwort auf eine Erhöhung der Eingabesignalleistung Intermodulations- oder IM-Komponenten auf, welche Frequenzen aufweisen können, die außerhalb eines gewünschten Frequenzbandes liegen.
Eine Lösung zur Beseitigung der Folgen der nicht nichtlinearen Antwort des Verstärkers ist die Verwendung einer Vielzahl von Verstärkern, die jeweils konfiguriert sind, um ein vorbestimmtes Trägersignal zu verstärken. Zum Beispiel sendet die Basisstation in einer mobilen Kommunikationsumgebung eine Vielzahl von Trägersignalen gemäß einem Modulationsschema des Vielfachzugriffs im Zeitmultiplex (TDMA) oder gemäß einem Modulationsschema des Vielfachzugriffs im Codemultiplex (CDAM). Jede Trägerfrequenz im TDMA entspricht einem der Benutzer in einer spezifizierbaren Zelle. Jeder Pseudocode im CDMA entspricht einem Benutzer. Da die Basisstation mit vielen Benutzern in der entsprechenden Zelle kommunizieren muss, nimmt die Anzahl der Intermodulations- oder IM-Komponenten mit der Anzahl der Benutzer zu. Folglich beseitigt die Benutzung eines separaten Verstärkers für jedes Trägersignal im Wesentlichen die Erzeugung von Intermodulations- oder IM- Komponenten. Allerdings ist dieser Ansatz kostensintensiv und ist bei vielen Anwendungen kommerziell nicht durchführbar.
Ein anderer Ansatz ist der Einsatz eines analogen Linearisierers wie dem Linearisierer 10 in 1. Die Arbeitsweise des Linearisierers wird in Verbindung mit einem beispielhaften Zweitonsignal nachstehend beschrieben. Grundsätzlich wird ein Radiofrequenzsignal, das von den Frequenzkomponenten 22 repräsentiert wird, zu einem Leistungsverstärker 12 geleitet. Der Verstärker 12 erzeugt aufgrund seiner nichtlinearen Antworteigenschaften zusätzliche Intermodulations- oder IM-Frequenzkomponenten 24. Die Signalkomponenten 22' entsprechen einer verstärkten Version von Signalkomponenten 22. Es ist die Funktion des Linearisierers 10, Frequenzkomponenten 24 im Wesentlichen zu beseitigen, wie nachstehend ausführlicher erläutert wird.
Der Linearisierer 10 weist eine Signalkompensationsschaltung 26 auf, die mit einer Fehlerkompensationsschaltung 28 verbunden ist. Die Signalkompensationsschaltung 28 weist einen oberen Zweig, der einen Leistungsverstärker 12 aufweist, und einen unteren Zweig auf, der einem Eingang eines Addierers 16 das Eingabesignal des Linearisierers bereitstellt. Der andere Eingang des Addierers 16 ist konfiguriert, um das Ausgabesignal zu empfangen, das von dem Leistungsverstärker 12 durch einen Abschwächer 14 erzeugt wird. Folglich stellt der Ausgang des Addierers 16 Signalkomponenten 24' bereit, welche der abgeschwächten Version der Intermodulations- oder IM-Frequenzkomponenten 24 entsprechen.
Die Fehlerkompensationsschaltung 28 weist auch einen oberen Zweig auf, der konfiguriert ist, um einem Addierer 20 das Ausgabesignal bereitzustellen, das von Verstärker 12 erzeugt wird. Der untere Zweig der Fehlerkompensationsschaltung 28 weist einen Verstärker 18 auf, der konfiguriert ist, um die abgeschwächten Intermodulationskomponenten 24' zu empfangen. Der Verstärker 18 erzeugt eine verstärkte Version von Signal 24', das im Wesentlichen der Intermodulationskomponente 24 entspricht. Folglich stellt der Ausgangsanschluss des Addierers 20 Signalkomponenten 22' ohne die durch den Verstärker verursachte Verzerrung bereit.
Der Vorwärtslinearisierer, der in 1 beschrieben ist, weist einige Nachteile auf. Da er zum Beispiel auf einer analogen Schaltung beruht, kann er sich nicht schnell an Signalveränderungen anpassen. Andere Ausführungslösungen zum Erreichen einer Linearisierung weisen eine Vorverzerrungs-Linearisieranordnung und eine Rückwärtslinearisiereranordnung auf. Jedoch stellen diese Ausführungen keine akzeptable Verarbeitung bereit. Darüber hinaus führen Rückwärtslinearisierer häufig zu einer Signalinstabilität.
Andere Beispiele von Verstärkern mit Vorwärtslinearisierung sind zum Beispiel aus WO-A-97/08822 oder EP-A-0 675 594 bekannt und weisen Signalverstärkungs- und Phaseneinstellungsschaltungen oder einen Vektoreinsteller auf, der jeweils die Abschwächung und Phasenverschiebung in dem Signalpfad vor dem Hauptverstärker reguliert. Diese Dokumente offenbaren im Wesentlichen die gleiche Schaltungsstruktur, die in der vorliegenden Anmeldung benutzt wird, außer dass ein Signalkompensations-Vektormodulator zwischen der Ausgabe des Verstärkers in dem ersten Signalkompensationszweig und ein Signalkompensationsaddierer in dem zweiten Signalkompensationszweig verbunden ist.
Um die mit analogen Vorwärtslinearisierern verbundenen Probleme zu vermeiden, sind Vorwärtslinearisierer vorgeschlagen worden, welche digitale Signalverarbeitungstechniken einsetzen, die bestimmte Steuerparameter (oder Einstellsignal) in der Schaltung anpassungsfähig einstellen, um die Veränderung hinsichtlich des Signals und der Umgebung auszugleichen. Jedoch schränkt eine langsame Konvergenz bei der Anpassung der Einstellsignale in den vorgeschlagenen Lösungen die Wirksamkeit solcher Vorwärtslinearisierer ein.
Folglich besteht ein Bedarf an einem Vorwärtslinearisierer, der digitale Signalverarbeitungstechniken einsetzt und eine wirksame Unterdrückung von Intermodulationskomponenten und eine schnelle Konvergenz bereitstellt.
Kurzdarstellung der Erfindung
Gemäß der Erfindung wird ein Vorwärtslinearisierer, wie in den beiliegenden Ansprüchen definiert, zum Verstärken eines Eingabesignals eingesetzt. Der Linearisierer weist eine Signalkompensationsschaltung und eine Fehlerkompensationsschaltung auf. Die Signalkompensationsschaltung weist einen Leistungsverstärker auf, der zum Verstärken des Eingabesignals eingesetzt wird. Die Ausgabe des Leistungsverstärkers wird durch einen Vektormodulator eingestellt, der Einstellsignale. empfängt.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung weist die Signalkompensationsschaltung einen ersten Signalkompensationszweig und einen zweiten Signalkompensationszweig auf. Der erste Signalkompensationszweig weist einen Verstärker auf, der konfiguriert ist, um das zu verstärkende Eingabesignal zu empfangen. Der Ausgangsanschluss des Verstärkers ist über einen Abschwächer mit einem Signalkompensations-Vektormodulator verbunden. Der Ausgangsanschluss des Vektormodulators ist mit einem Signalkompensationsaddierer verbunden. Der andere Eingang des Signalkompensationsaddierers ist konfiguriert, um das Eingabesignal über den zweiten Signalkompensationszweig zu empfangen. Der Vorwärtslinearisierer weist auch eine Fehlerkompensationsschaltung mit einem ersten Fehlerkompensationszweig und einem zweiten Fehlerkompensationszweig auf. Der erste Fehlerkompensationszweig weist einen Fehlerkompensationsaddierer auf, der zum Empfangen des Ausgabesignals konfiguriert ist, das von dem Verstärker erzeugt wird. Der zweite Fehlerkompensationszweig weist einen Fehlerkompensations-Vektormodulator auf, der gestaltet ist, um das Signal zu empfangen, das von dem Signalkompensationsaddierer erzeugt wird, und stellt einem Fehlerkompensations-Vektormodulator ein eingestelltes Fehlersignal bereit. Der Ausgangsanschluss des Fehlerkompensationsmodulators wird einem Hilfsverstärker bereitgestellt, der wiederum sein Ausgabesignal dem zweiten Eingangsanschluss des Fehlerkompensationsaddierers bereitstellt. Ein digitaler Signalprozessor ist konfiguriert, um den Vektormodulatoren ein Verstärkungs- und Phaseneinstellsignal bereitzustellen, so dass das Ausgabesignal des Signalkompensationsaddierers ein Signal ist, das im Wesentlichen für die Intermodulationskomponenten steht, und das Ausgabesignal des Fehlerkompensationsaddierers eine verstärkte Version des Eingabesignals mit im Wesentlichen keinen Intermodulationskomponenten ist.
Ein Rechner der rekursiven kleinsten Quadrate RLS berechnet diese Einstellsignale basierend auf einem Algorithmus der rekursiven kleinsten Quadrate. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung funktioniert der Algorithmus der rekursiven kleinsten Quadrate derart, dass das Fehlersignal, das von der Signalkompensationsschaltung bereitgestellt wird, zu dem Eingabesignal des Linearisierers im Wesentlichen orthogonal ist.
Darüber hinaus ist die Transferfunktion des Vektormodulators gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung derart konfiguriert, dass
wobei G die Verstärkung des Vektormodulators und V das Eingabesignal des Modulators ist und
wobei F die Phase des Eingabesignals in den Vektormodulator und θ die Phase des Ausgabesignals des Vektormodulators ist.
Gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung empfängt der Prozessor Signalproben, die für eine Basisbandversion des Eingabesignals V_m in den Verstärker, des Ausgabesignals V_o des Linearisierers und des Fehlersignals V_d stehen, das von dem Signalkompensationsaddierer erzeugt wird. Der Prozessor weist auch einen Rechner des kleinsten quadratischen Mittelwerts auf, der konfiguriert ist, um 1/a-Parameter zu verfolgen, wobei a das Signalkompensations-Einstellsignal ist, so dass die Norm von V_d/a minimiert wird.
Der Prozessor führt basierend auf den abkonvertierten Signalen, die dem Eingabesignal, dem Ausgabesignal, das von dem Signalkompensationsaddierer bereitgestellt wird, und dem Ausgabesignal des Linearisierers entsprechen, Berechnungen aus.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Der Gegenstand der vorliegenden Erfindung wird in dem abschließenden Abschnitt der Beschreibung besonders hervorgehoben und deutlich beansprucht. Die Erfindung ist jedoch sowohl im Hinblick auf den Aufbau und als auch auf das Betriebsverfahren zusammen mit Merkmalen, Aufgaben und Vorteilen davon am besten mit Bezug auf die folgende ausführliche Beschreibung zusammen mit dem beiliegenden Zeichnungen zu verstehen. Die Figuren zeigen:
1 einen analogen Vorwärtslinearisierer des Standes der Technik.
2 einen Vorwärtslinearisierer gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
3 ein Flussdiagramm der Schritte, die von einem digitalen Signalprozessor ausgeführt werden, der von dem Vorwärtslinearisierer aus 2 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eingesetzt wird.
4a bis 4b ein Schaubild, das den Konvergenzprozess zum Erhalt der Amplitude und Phase des Einstellsignals a darstellt.
5a bis 5b die Transferfunktionen einer Vektormodulation gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
6a bis 6f die Simulationsergebnisse der Berechnungen, die von dem Signalprozessor gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gemacht werden.
Ausführliche Beschreibung der Zeichnungen
2 stellt einen Breitbandleistungsverstärker-Vorwärtslinearisierer 60 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung dar, obwohl der Schutzbereich der Erfindung nicht auf diese Ausführungsform eingeschränkt ist.
Der Linearisierer 60 weist eine Signalkompensationsschaltung 86 und eine Fehlerkompensationsschaltung 88 auf. Jede der Kompensationsschaltungen 86 und 88 weist zwei Zweige auf. Folglich weist die Signalkompensationsschaltung 86 einen ersten Signalkompensationszweig auf, der einen Verstärker 62 enthält, der zum Empfangen eines Eingabesignals V_m konfiguriert ist. Das Eingabesignal V_m ist über einen Signalteiler 87 auch in einen zweiten Signalkompensationszweig aufgeteilt.
Der erste Signalkompensationszweig weist auch einen Signalkompensations-Vektormodulator 66 auf, der konfiguriert ist, um das Signal, das von dem Verstärker 62 erzeugt wird, über einen Teiler 90 und einen Abschwächer 64 zu empfangen. Der Abschwächer weist vorteilhaft einen Widerstand mit einem Abschwächungsfaktor auf. Ein Ausgangsanschluss des Vektormodulators 66 ist mit einem Addierer 68 verbunden. Der andere Eingangsanschluss des Addierers 68 ist konfiguriert, um das Eingabesignal V_m über den zweiten Signalkompensationszweig zu empfangen.
Der Vektormodulator 66 ist konfiguriert, um ein Signalkompensations-Einstellsignal a derart zu empfangen, dass das Ausgabesignal V_d nach der Einstellung an dem Ausgang des Addierers 68 im Wesentlichen orthogonal zu dem Eingabesignal V_m ist, wie ausführlicher erläutert werden wird.
Der Ausgangsanschluss des Verstärkers 62 ist über den Signalteiler 90 auch mit einem ersten Fehlerkompensationszweig des Linearisierers 60 verbunden. Folglich weist dieser Fehlerkompensationszweig einen Fehlerkompensationsaddierer 74 auf, der gestaltet ist, um das Signal V_a an einem seiner Eingangsanschlüsse zu empfangen. Der zweite Fehlerkompensationszweig des Linearisierers 60 weist einen Fehlerkompensations-Vektormodulator 70 auf. Der Ausgangsanschluss des Vektormodulators 70 ist mit einem Eingangsanschluss eines Hilfsverstärkers 72 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Hilfsverstärkers ist mit dem anderen Eingangsanschluss des Fehlerkompensationsaddierers 74 verbunden. Der Vektormodulator 70 ist konfiguriert, um ein Fehlerkompensations-Einstellsignal β zu empfangen, so dass das Signal V_d, das an dem Ausgang des Addierers 68 erzeugt wird, nach der Einstellung zu dem Signal V_m im Wesentlichen orthogonal ist, das an dem Ausgangsanschluss des Linearisierers 60 erzeugt wird.
Ein digitaler Signalprozessor 76 ist konfiguriert, um ein Eingabesignal V_m, ein Fehlersignal V_d und das Ausgabesignal V_o zu empfangen. Der digitale Signalprozessor weist eine Abwärtsumsetzerschaltung 84 auf, die konfiguriert ist, um den Frequenzbereich der Signale V_m, V_d und V_o in den Basisband-Frequenzbereich zu verschieben, obwohl der Schutzbereich der Erfindung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt ist. Zum Beispiel verschiebt eine separate Abwärtsumsetzerschaltung gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung zuerst die Frequenzen des Basisbandbereichs und stellt danach dem digitalen Signalprozessor 76 die abkonvertierten Signale bereit.
Der Ausgangsanschluss der Abwärtsumsetzerschaltung 84 ist mit einer digitalen Signalverarbeitungsschaltung 80 durch einen A/D-Umsetzer 92 verbunden, der konfiguriert ist, um die Berechnungen auszuführen, die zum Verfolgen der Einstellsignale a und β notwendig sind. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist die digitale Signalverarbeitungsschaltung 80 ein zweckbestimmter integrierter Verarbeitungsschaltungschip wie diejenigen, die von Lucent Technologies, Inc., erhältlich sind, obwohl der Schutzbereich der Erfindung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt ist. Zum Beispiel kann ein zweckbestimmter Mikroprozessor, der einen angemessenen Softwarecode ausführt, die gleichen Funktionen ausführen, die von der Verarbeitungsschaltung 80 ausgeführt werden. Eine Speichervorrichtung 78 stellt der digitalen Signalverarbeitungsschaltung 80 Dateninformationen bereit. Der Ausgangsanschluss der digitalen Signalverarbeitungsschaltung 80 ist mit einem Digital-Analog- oder D/A-Umsetzer 82 verbunden, der die berechneten Parameter in analoge Signale umsetzt. Die Ausgangsanschlüsse des Digital-Analog D/A-Umsetzers 82 sind mit den Vektormodulatoren 66 und 70 verbunden, um die analogen Versionen der jeweiligen Einstellsignale a und β bereitzustellen.
3 ist ein Flussdiagramm, das die Schritte dar stellt, die von der digitalen Signalverarbeitungsschaltung 80 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung erreicht werden, obwohl der Schutzbereich der Erfindung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt ist. Bei Schritt 120 initialisiert die Verarbeitungsschaltung die Werte a (0) und β (0). Bei Schritt 121 erhält sie die Basisbandsignale, die jeweils dem Eingabesignal V_m, dem Fehlersignal V_d und dem Linearisiererausgabesignal V_o entsprechen.
Bei Schritt 122 setzt die Verarbeitungsschaltung 80 einen Algorithmus der rekursiven kleinsten Quadrate ein, um einen Einstellparameter 1/a zu verfolgen, wobei a das Fehlerkompensations-Einstellsignal ist. Der Algorithmus der rekursiven kleinsten Quadrate ist gut bekannt und in S. Haykin, Adaptive Filter Theory (Prentice Hall, 3. Ausgabe 1996) beschrieben und wird hierin durch Bezugnahme aufgenommen. Der RLS-Algorithmus löst ein System überbestimmter Gleichungen gemäß einem Kriterium der gewichteten kleinsten Quadrate, wie in Haykin beschrieben. Die überbestimmten Gleichungen beziehen sich auf die Gleichungen, wenn die Anzahl geringer als die Anzahl linearer Gleichungen ist, und kann wie folgt geschrieben werden
worin ρ der Kehrwert des "Vergessensfaktors" in dem RLS-Algorithmus ist, V_m(k) die Signalprobe bei der Zeit k ist, die der Basisbandversion des Eingabesignals in den Linearisierer entspricht, V_d(k) die Signalprobe bei der Zeit k ist, die der Basisbandversion des Ausgabesignals der Signalkompensationsschaltung entspricht, die von dem Signalkompensationsaddierer 68 bereitgestellt wird, V_a(k) die Signalprobe bei der Zeit k ist, die der Basisbandversion des Ausgabesignals des Verstärkers 62 entspricht, a(k – 1) das bekannte Einstellsignal ist, das in der vorherigen Aktualisierung von a berechnet wird, und r der Abschwächungsfaktor des Abschwächungsfaktors 64 ist. Der RLS-Algorithmus, der auf Gleichung (1) angewendet wird, verfolgt den Parameter 1/a durch Minimieren von
Der RLS-Algorithmus kann folglich durch die folgenden rekursiven Gleichungen (3) bis (6) zusammengefasst werden:
α(k)(α–1(k1)e(k)g·(k))–1 (5) Φ(k1)ρΦ(k)(1g(k)V·m(k)) (6)wobei die Anfangswerte a(1) = 1F(1) = 1 sind und wobei g(k) in Gleichung (3) als der „gemeinsame Verstärkungsvektor" bezeichnet wird, e in Gleichung (4) als der „Fehlervektor" bezeichnet wird und F in Gleichung (5) als die „Umkehrung der Datenkovarianz" bezeichnet wird. Es wird darauf hingewiesen, dass in den Gleichungen (3) bis (6) keine Matrixoperation vorliegt, da die Anzahl der unbekannten Parameter nur eins ist. Folglich kann die Lösung der Gleichungen (3) bis (6) recht schnell berechnet werden. Bei Schritt 126 wartet die Signalverarbeitungsschaltung 80, bis sich der Wert von a stabilisiert hat. Es wird darauf hingewiesen, dass der RLS- Algorithmus gut bekannt und in S. Haykin, Adaptive Filter Theory (Prentice Hall, 3. Ausgabe 1996) beschrieben ist und hierin durch Bezugnahme aufgenommen wird.
Gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung setzt die Verarbeitungsschaltung 80 einen Algorithmus der kleinsten mittleren Quadrate LMS ein, um das Fehlerkompensations-Einstellsignal 1/a zu verfolgen. Der LMS-Algorithmus ist gut bekannt und in S. Haykin, Adaptive Filter Theory (Prentice Hall, 3. Ausgabe 1996) beschrieben und wird hierin durch Bezugnahme aufgenommen. Der Algorithmus der kleinsten mittleren Quadrate LMS kann folglich durch die folgende rekursive Gleichung zusammengefasst werden α(k1)α(k)μαVd(k)V·m(k) (7)wobei μ_a die Schrittgröße ist, die in jeder Iteration angewendet wird, bis a angeblich im Wesentlichen stabilisiert ist, indem es für eine spezifizierbare Anzahl von Iterationen konstant bleibt.
Es wird darauf hingewiesen, dass ein LMS-Algorithmus zu einer längeren Konvergenzzeit zum Verfolgen eines Signalkompensationssignals a führen kann als die Konvergenzzeit zum Verfolgen von a durch Anwenden des oben beschriebenen RLS-Algorithmus. Es wird auch darauf hingewiesen, dass der RLS-Algorithmus, der von der Signalverarbeitungsschaltung 80 angewendet wird, einen Satz linearer Gleichungen vorteilhaft löst, um das Einstellsignal a zu verfolgen. Dies folgt aus der Tatsache, dass der Signalkompensations-Vektormodulator nach dem Verstärker 62 (2) angeordnet ist. Das Anordnen des Signalkompensations-Vektormodulators vor dem Verstärker führt zu nichtlinearen Gleichungen in a und macht somit die Umsetzung eines einfachen RLS-Algorithmus zum Verfolgen des Einstellsignals a unmög lich.
Da der Verstärker 62, der Abschwächer 64 und der Vektormodulator 66 in Reihe verbunden sind, können sowohl die lineare als auch die nichtlineare Verzerrung, die entweder von dem Abschwächer 64 oder dem Vektormodulator 66 erzeugt werden, als die Verzerrungen behandelt werden, die von dem Verstärker 62 erzeugt werden, und können somit von dem Linearisierer 60 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wie hierin beschrieben korrigiert werden.
Es kann gezeigt werden, dass durch Verfolgen des Parameters 1/a gemäß der obigen Gleichungen 1 bis 6 ein im Wesentlichen optimales a gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung abgeleitet wird. Wie nachstehend erläutert, führt ein alternativer Ansatz zum Verfolgen des Einstellsignals a zu einer suboptimalen, jedoch auch akzeptablen Lösung. Folglich ist es möglich, ein System linearer Gleichungen im Hinblick auf das Eingabesignal V_m, das Fehlersignal V_d und das Signalkompensations-Einstellsignal a wie folgt zu erhalten
Folglich kann das Einstellsignal a gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung durch Minimieren der Leistung des Fehlersignals V_d mit Hilfe eines RLS-Algorithmus wie oben erläutert verfolgt werden. Der RLS-Algorithmus verfolgt ein Einstellsignal a durch Minimieren von
Jedoch kann das Lösen von Gleichung (9) möglicherweise nicht zu einem optimalen Ergebnis führen und für manche Anwendungen nicht geeignet sein, wie nachstehend erläutert werden wird.
Angesichts der obigen Beschreibungen geht die Signalverarbeitungsschaltung 80 zu Schritt 127 über, um die nächsten Basisbandwerte für das Fehlersignal V_d und das Ausgabesignal V_o zu erhalten. Die Signalverarbeitungsschaltung 80 berechnet dann das Fehlerkompensations-Einstellsignal β in Schritt 128 durch Anwenden des LMS-Algorithmus. In der Fehlerkompensationsschleife 88 wird der Wert von Signal β anpassungsfähig einstellt, um r/h zu entsprechen, wobei r der Abschwächungsfaktor ist, der von dem Abschwächer 64 (2) bereitgestellt wird, und h der Verstärkungsfaktor des Hilfsverstärkers 72 (2) ist. Sowohl der Abschwächer als auch der Hilfsverstärker weisen eine im Wesentlichen lineare Antwort auf und antworten als solche unabhängig von der Eingabesignalstatistik. Als solches ist das Einstellsignal β im Wesentlichen unempfindlich auf schnell variierende Eingabesignalvariationen und angeblich dazu fähig, einen langsameren Konvergenzalgorithmus wie den LMS-Algorithmus für seine Ableitung zu tolerieren. Folglich wird der Wert von β aktualisiert durch β(k)β(k1)μβV0(k)V·d(k) (10)wobei μ_β die Schrittgröße ist, die bei diesen Berechnungen gemäß dem LMS-Algorithmus der kleinsten mittleren Quadrate angewendet wird. Es wird darauf hingewiesen, dass β das Fehlersignal V_d derart modulieren soll, dass es im Wesentlichen keine Korrelation zu dem Ausgabesignal V_o aufweist. In Schritt 130 wird der Wert von β auf den Modulator 70 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung angewendet. Danach werden die Schritte 127 bis 130 für jeden Wert von V_d und V_o wiederholt.
4(a) und 4(b) sind Vektordiagramme, welche die Bedeutung des Verfolgens eines optimalen Einstellsignals gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellen. Folglich stellt 4(a) ein Vektordiagramm dar, das für die Arbeitsweise der Fehlerkompensationsschaltung 88 steht, und 4(b) stellt ein Vektordiagramm dar, das für die Arbeitsweise der Signalkompensationsschaltung 86 mit einer optimalen und suboptimalen Lösung für den Fehlersteuervektor
steht, wie unten ausführlicher beschrieben werden wird.
Jedes Signals als eine Funktion von Zeit wird von einem Spaltenvektor repräsentiert. Jedes Signal kann mit einer Geschwindigkeit geprüft werden, die höher als das Doppelte der Nyquist-Geschwindigkeitszeiten der höchsten nichtlinearen Verstärkerordnung ist. In der Regel wird die dritte oder fünfte nichtlineare Ordnung im Sinne der vorliegenden Beschreibung für relevant gehalten. Es wird auch darauf hingewiesen, dass die hohe Prüfgeschwindigkeit nur der Analyse dient und in dem Algorithmus, der in 2 in Verbindung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erläutert worden ist, nicht erforderlich ist. Folglich entsprechen die Abmessungen jedes Vektors n, der Gesamtanzahl von Prüfpunkten. Jede Eingabe des Vektors bezeichnet einen geprüften Wert. Zu diesem Zweck kann ein inneres Produkt zum Beispiel als
definiert werden. Es wird darauf hingewiesen, dass, da sich n der Unendlichkeit annähert, das innere Produkt von zwei Vektoren, welche für das Eingabesignal V_m und das Fehlersignal V_d stehen, zu der Kreuzkorrelation der entsprechenden Signale proportional wird, das heißt,
wobei "E" die Erwartung über die Zeit bezeichnet und c eine Konstante ist. Zwei Vektoren
und
gelten als senkrecht zueinander, wenn das innere Produkt dieser zwei Vektoren null entspricht oder wenn Signale V_m und V_d nicht in Korrelation zueinander stehen.
4(a) zeigt, wie die Anwendung des Algorithmus der kleinsten mittleren Quadrate zu einem angemessenen Fehlerkompensations-Einstellsignal β führt, indem die Kreuzkorrelation E(V_oV_d) minimiert wird oder der Ausgabesignalvektor
zu dem Fehlersignalvektor
senkrecht gemacht wird. Ein idealer Linearisierer 60 bewirkt, dass das Ausgabevektorsignal
zu dem Eingabevektorsignal
des Verstärkers 62 parallel ist.
4(b) stellt die Vektoranordnung für die Signalkompensationsschaltung 86 dar. Da in der Fehlerkompensationsschaltung 78 aus 4(a) der Ausgabesignalvektor senkrecht zu dem Fehlersignalvektor ist, müssen das Einstellsignal a und das Vektorsignal
in 4(b) derart eingestellt werden, dass der Ausgabesignalvektor
zu dem Eingabesignalvektor
parallel ist, der wiederum erfordert, dass der Fehlersignalvektor
zu dem Eingabesignalvektor
senkrecht ist. Die suboptimalen Kriterien zur Minimierung der Leistung des Fehlersignals V_d in der Signalkompensationsschleife 86 führt zu a = a_l und
=
. Wie dargestellt ist das resultierende Vektorsignal
zu dem Vektorsignal
senkrecht, jedoch nicht wunschgemäß zu
senkrecht.
Folglich ist es notwendig, wie in 4(b) dargestellt, ein Einstellsignal a zu definieren, das die gewünschte Ausrichtung eines Fehlersignals in senkrechter Beziehung zu dem Eingabevektorsignal bewirkt. Eine Gleichung, welche die Signalkompensationsschaltung beherrscht, kann als V_d = (V_d/r·a) – V_m geschrieben werden. Durch Dividieren beider Seiten durch das Einstellsignal a kann sie durch Gewichten wie folgt neu geschrieben werden
was anzeigt, dass anstatt des Einstellsignals a der Skalierungsfaktor 1/a verfolgt werden kann. Wenn der Skalierungsfaktor 1/a in der ersten Signalkompensationsschaltung enthalten ist, ist es möglich, den Linearisierer 60 zu betrachten, als ob der Skalierungsfaktor mit dem Eingabesignal V_m in dem zweiten Zweig der Signalkompensationsschaltung 86 multipliziert würde. Darüber hinaus ist es möglich, den Linearisierer 60 zu betrachten, als ob kein Skalierungsfaktor in dem ersten Signalkompensationszweig multipliziert würde, da die Multiplikation von 1/a mit a zu einer Kompensation führt. Wie in 2(b) dargerstellt, kann der Skalierungsfaktor 1/a derart eingestellt werden, dass die Leistung V_d/a minimiert wird. Diese Leistungsminimierung kann erreicht werden, wenn a = a₀ und
, wobei
senkrecht zu
ist. Wie durch Definieren des Einstellsignals a = a₀ zu sehen ist, wird das gewünschte Ergebnis, dass das Vektorsignal
zu dem Vektorsignal
parallel ist, erreicht. Folglich verfolgt der auf Gleichung (12) angewendete Algorithmus der rekursiven kleinsten Quadrate im Unterschied zu Gleichung (9) 1/a durch Minimieren von
welche die gleiche Gleichung wie Gleichung (2) ist, die in Verbindung mit 2 beschrieben worden ist, unter der Annahme, dass der Kehrwert des Vergessenswerts ρ einem Wert gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung entspricht.
Damit der Signalkompensations-Vektormodulator 66 und der Fehlerkompensations-Vektormodulator 70 zufrieden stellend arbeiten, werden vorzugsweise bestimmte Beschränkungen befolgt, die nachstehend beschrieben werden. Da der Algorithmus der rekursiven kleinsten Quadrate RLS das Einstellsignal a direkt berechnet, verlässt er sich stets auf den Vektormodulator 66, um das exakte Signal a einzuführen, das von der Signalverarbeitungsschaltung 80 berechnet wird. Die Transferfunktion zwischen dem Eingabesteuersignal und dem Vektormodulator 66 Ve^jθ und die komplexe Signalverstärkung des Vektormodulators Ge^jθ könnten nichtlinear sein. Folglich kann es keine einfache analytische Funktion geben, um diese Transferfunktion zu beschreiben. Jedoch kann der Fehler, der von dem nicht idealen Vektormodulator eingeführt wird, selbstkorrigiert werden, sofern die Eigenschaften des Vektormodulators bestimmte Auflagen erfüllen, die nachstehend ausführlicher beschrieben werden.
Die Verzerrungen, die von dem Verstärker 62, dem Abschwächer 64 und dem Vektormodulator 66 in 2 erzeugt werden, werden zusammen durch die Messungen des Eingabesignals V_m und des Fehlersignals V_d berücksichtigt. Es ist möglich, den Vektormodulator 66 zu behandeln, als ob er ideal funktionieren würde, und alle Verzerrungen den Eigenschaften des Verstärkers 62 zuzuschreiben. Im Hinblick auf den Linearisierer 60 bewirkt folglich der Verstärker die Verzerrungen, die durch Befolgen der Schritte in 3 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung korrigiert werden können.
Unter der Annahme, dass Ve^Jθ der optimale Wert von Signal a ist, der von der Signalverarbeitungsschaltung 80 berechnet wird, und Ge^jθ die Verstärkung ist, die von dem Vektormodulator 66 tatsächlich eingeführt wird, arbeitet die Signalverarbeitungsschaltung 80, als ob der Verstärker 62 durch einen Faktor G/V eine Verstärkung erzeugt hätte, die größer als seine tatsächliche Verstärkung ist, und durch eine Menge, die F–θ ent spricht, eine Phasenverschiebung bewirkt hätte, die größer als seine tatsächliche Phasenverschiebung ist.
5(a) repräsentiert die Transferfunktion zwischen der Größe des Eingabesteuersignals a und der tatsächlichen Größenverstärkung des Vektormodulators 66, wobei G₀ die optimale Größenverstärkung ist, die von der Signalverarbeitungsschaltung 80 berechnet wird. Es wird darauf hingewiesen, dass die Erläuterung mit Bezug auf 5 als ein Beispiel zur Veranschaulichung des Konvergenzverhaltens dient. Bei der ersten Probe wirkt der Vektormodulator 66 auf (V(1), G(1)), wobei V(1) = G₀. Da die zusätzliche Verstärkung G(1) über V(1) dem Verstärker 62 beigemessen wird, kann aus (V(1), G(1)) eine Linie zum Ursprung gezogen werden, um die neue ideale Transferfunktion des Vektormodulators 66 nach der Korrelation zu repräsentieren. Diese Linie schneidet die horizontale Linie G = G₀ bei (V(2), G₀). Die Signalverarbeitungsschaltung 80 benutzt dann V(2) als die Größe des Eingabesteuersignals für ihre zweite Probe. Nach dieser Vorgehensweise konvergiert die Größenverstärkung G des Vektormodulators 66 schließlich zu dem korrekten Wert G₀, falls
In ähnlicher Weise kann, wie in 5(b) dargestellt, der Phasenverschiebungsfehler des Vektormodulators 66 auch selbstkorrigiert werden. 5(b) zeigt die Transferfunktion zwischen der Phase des Eingabesteuersignals und der tatsächlichen Phasenverschiebung des Vektormodulators, wobei F₀ die optimale Phasenverschiebung ist, die von der Signalverarbeitungsschaltung 80 berechnet wird. Bei der ersten Probe wirkt der Vektormodulator 66 auf (θ(1), Φ(1)), wobei (θ(1) = Φ₀. Wenn der Phasenfehler F(1) – θ(1) dem Verstärker 62 beigemessen wird, wird eine Linie entlang der 45°-Richtung gezogen, um die neue ideale Phasentransferfunktion des Vektormo dulators 66 nach der Korrektur zu repräsentieren. Diese Linie schneidet die horizontale Linie F = F₀ bei (θ(2), Φ₀). Dann wird θ(2) als die Phase des Eingabesteuersignals für die zweite Probe benutzt. Nach dieser Vorgehensweise konvergiert die Phasenverschiebung des Vektormodulators 66 zu dem korrekten wert F₀, unter der Bedingung, dass
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird der Arbeitspunkt des Vektormodulators 66 folglich derart beeinflusst, dass beide Bedingungen (14) und (15) beibehalten werden.
6(a) bis 6(f) zeigen Simulationsergebnisse des Linearisierers 60 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der oben beschriebenen Erfindung. Für diese Simulation besteht das Eingabesignal aus acht Tönen mit Einheitsamplitude, die um 300 kHZ voneinander entfernt angeordnet werden. Die Mittelfrequenz beträgt 900 MHZ. Es wird angenommen, dass die Temperatur und andere Umgebungsfaktoren konstant sind. Ein Verstärkermodell, das bei der Simulation benutzt wird, enthält sowohl lineare als auch nichtlineare Verzerrungen und kann durch das folgende Polynom beschrieben werden V(k) = Vm(k) + 0.1Vm(k – 1) + 0.05 V3 m(k).
Es wird angenommen, dass die Arbeitsweise der Vektormodulatoren perfekt ist. Es wird ebenso angenommen, dass der Anfangswert für β korrekt ist. 6(a) bis 6(d) zeigen das Frequenzspektrum des Eingabesignals V_m, des Ausgabesignals V_a des Verstärkers 62, des Fehlersignals V_d, und des Ausgabesignals V₀. 6(e) und 6(f) zeigen die jeweilige Lernkurve von a und β. Wie erwartet konvergiert die Verfolgung von a relativ schnell nach wenigen Iterationen, wobei β von seinem Anfangswert nicht bedeutend abweicht.
Wenngleich nur bestimmte Merkmale der Erfindung dargestellt und beschrieben worden sind, sind für den Fachmann viele Modifikationen, Ersetzungen, Änderungen oder Äquivalente innerhalb des Schutzbereichs der angehängten Ansprüche offensichtlich.

Claims

Vorwärtslinarisierer (60) zum Verstärken eines Eingabesignals (V_m) umfassend: eine Signalkompensationsschaltung (86) mit einem ersten Signalkompensationszweig und einem zweiten Signalkompensationszweig; einen ersten Verstärker (62), der in dem ersten Signalkompensationszweig bereitgestellt ist, wobei der Verstärker konfiguriert ist, um das zu verstärkende Eingabesignal (V_m) zu empfangen; einen Signalkompensations-Vektormodulator (66), der mit dem ersten Verstärker (62) verbunden ist und konfiguriert ist, um ein Ausgabesignal (V_a) zu empfangen, das von dem ersten Verstärker bereitgestellt wird; einen Signalkompensationsaddierer (68), der mit dem Signalkompensations-Vektormodulator (66) verbunden ist und konfiguriert ist, um das Signal (4) zu empfangen, das von dem Signalkompensations-Vektormodulator (66) erzeugt wird, wobei der Signalkompensationsaddierer (68) konfiguriert ist, um das Eingabesignal (V_m) über den zweiten Signalkompensationszweig zu empfangen und ein Fehlersignal (V_d) bereitzustellen; eine Fehlerkompensationsschaltung (88) mit einem ersten Fehlerkompensationszweig und einem zweiten Fehlerkompensationszweig; einen Fehlerkompensationsaddierer (74) in dem ers ten Fehlerkompensationszweig, wobei der Fehlerkompensationsaddierer konfiguriert ist, um das Ausgabesignal (V_a) zu empfangen, das von dem ersten Verstärker (62) bereitgestellt wird, wobei die Ausgabe des Fehlerkompensationsaddierers (74) das Ausgabesignal (V_a) des Linearisierers bereitstellt; ein Fehlerkompensations-Vektormodulator (70) in dem zweiten Fehlerkompensationszweig, das konfiguriert ist, um ein Fehlersignal (V_d) zu empfangen, das von dem Signalkompensationsaddierer (68) bereitgestellt wird, und ein fehlereingestelltes Signal bereitzustellen; einen zweiten Hilfsverstärker (72), der mit dem Fehlerkompensations-Vektormodulator (70) verbunden ist, um dem Fehlerkompensationsaddierer (74) ein Eingabesignal (–) bereitzustellen; einen digitalen Signalprozessor (76), der konfiguriert ist, um jeweils dem Signalkompensations-Vektormodulator (66) ein Signalkompensations-Einstellsignal a und dem Fehlerkompensations-Vektormodulator (70) ein Fehlerkompensations-Einstellsignal β bereitzustellen, so dass das Ausgabesignal des Signalkompensationsaddierers ein Signal ist, das im Wesentlichen für die Fehlerkomponenten steht, die von dem ersten Verstärker bereitgestellt werden, und das Ausgabesignal des Fehlerkompensationsaddierers eine verstärkte Version des Eingabesignals mit im Wesentlichen keinen Intermodulationskomponenten ist.
Vorwärtslinearisierer nach Anspruch 1, wobei der digitale Signalprozessor eine Signalverarbeitungs schaltung umfasst, die konfiguriert ist, um das Signalkompensations-Einstellsignal a und das Fehlerkompensations-Einstellsignal β zu berechnen.
Vorwärtslinearisierer nach Anspruch 2, ferner umfassend einen Abschwächer, der mit dem ersten Verstärker verbunden und konfiguriert ist, um die verstärkten Signale zu empfangen, die von dem ersten Verstärker bereitgestellt werden, und die Signale abzuschwächen, um dem Signalkompensations-Vektormodulator eine abgeschwächte Version der verstärkten Signale bereitzustellen.
Vorwärtslinearisierer nach Anspruch 3, wobei der digitale Signalprozessor einen Abwärtsumsetzer umfasst, der mit dem Eingabesignal des Verstärkers und dem Ausgabesignal des Signalkompensationsaddierers und dem Ausgabesignal des Linearisierers verbunden ist und konfiguriert ist, um den Frequenzbereich des Eingabesignals und der Ausgabesignale in einen Basisbandbereich zu verschieben.
Vorwärtslinearisierer nach Anspruch 4, wobei der digitale Signalprozessor ferner einen Analog-Digital-Umsetzer umfasst, der mit dem Abwärtsumsetzer verbunden und konfiguriert ist, um das abkonvertierte Eingabesignal des Verstärkers, das Ausgabesignal des Signalkompensationsaddierers und das Ausgabesignal des Linearisierers zu prüfen.
Vorwärtslinearisierer nach Anspruch 5, wobei der digitale Signalprozessor einen Rechner der rekursiven kleinsten Quadrate (RLS) umfasst, der einen Parameter 1/a verfolgt, wobei a das Signalkompensations-Einstellsignal ist, so dass das Fehlersignal im Wesentlichen orthogonal zu dem Eingabesignal ist, das von dem Verstärker empfangen wird.
Vorwärtslinearisierer nach Anspruch 5, wobei der Rechner der rekursiven kleinsten Quadrate RLS ein System der folgenden linearen Gleichungen löst
wobei V_m(k) für Signalproben steht, die dem Eingabesignal entsprechen, V_a(k) für Signalproben steht, die der Ausgabe des Verstärkers entsprechen, und V_d(k) für Signalproben steht, die dem Fehlersignal entsprechen, r der Abschwächungsfaktor des Abschwächers ist und a das Signalkompensations-Einstellsignal ist.
Vorwärtslinearisierer nach Anspruch 7, wobei der Algorithmus der rekursiven kleinsten Quadrate einen Parameter 1/a verfolgt, durch Minimieren von
wobei ρ der Kehrwert des Vergessensfaktors in dem Algorithmus der rekursiven kleinsten Quadrate ist.
Vorwärtslinearisierer nach Anspruch 5, wobei der digitale Signalprozessor einen Rechner der kleinsten mittleren Quadrate umfasst, der das Einstellsignal β durch Anwenden eines Algorithmus der kleinsten mittleren Quadrate berechnet.
Integrierte Schaltung, umfassend einen Vorwärtslinearisierer nach Anspruch 1.
Verfahren zum Vorwärtslinearisieren eines Verstärkers durch Ableiten eines Fehlersignals (V_d), das Verzerrungen entspricht, die angeblich von dem Verstärker (62) erzeugt werden, und Anwenden einer eingestellten Version des Fehlersignals auf das Ausgabesignal des Verstärkers, um eine im Wesentlichen fehlerfreie verstärkte Version (V_o) des Ausgabesignals bereitzustellen, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: a) Berechnen eines Signalkompensations-Einstellsignals (a), so dass das Fehlersignal, das aus einem Signalkompensationsaddierer erfolgt, im Wesentlichen orthogonal zu dem Eingabesignal ist; b) Multiplizieren (66) des berechneten Signalkompensations-Einstellsignals (a) mit dem Ausgabesignal (V_a) des Verstärkers (62), um ein eingestelltes Ausgabesignal des Verstärkers abzuleiten; und c) Subtrahieren (68) des eingestellten Ausgabesignals von dem Eingabesignal (V_m) in dem Signalkompensationsaddierer, um das Fehlersignal (V_d) abzuleiten.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Schritt des Berechnens des Signalkompensations-Einstellsignals die folgenden Schritte umfasst: Messen der Basisband-Signalproben, welche für das Eingabesignal, das dem Verstärker bereitgestellt wird, und das Ausgabesignal, das von dem Verstärker bereitgestellt wird, und das Fehlersignal stehen; und Erstellen einer Lösung für das Signalkompensations-Einstellsignal durch Minimieren von
wobei V_m(k) für die Signalproben steht, die dem Eingabesignal entsprechen, V_a(k) für Signalproben steht, die der Ausgabe des Verstärkers entsprechen, und V_d(k) für die Signalproben steht, die dem Fehlersignal entsprechen, r der Abschwächungsfaktor des Abschwächers ist und a das Signalkompensations-Einstellsignal ist.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei der Schritt des Erstellens einer Lösung für das Einstellsignal den Schritt des Anwendens eines Algorithmus der rekursiven kleinsten Quadrate umfasst, um Folgendes zu lösen
α(k)(α–1(k1)e(k)g·(k))–1 Φ(k1)ρΦ(k)(1g(k)V·m(k))wobei die Anfangswerte a(1) = 1 F(1) = 1 sind und wobei g(k) als der „gemeinsame Verstärkungsvektor" bezeichnet wird, e als der "Fehlervektor" bezeichnet wird und F als die „Umkehrung der Datenkovarianz" bezeichnet wird.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Schritt des Berechnens des Signalkompensations-Einstellsignals die folgenden Schritt umfasst Messen der Basisband-Signalproben, die für das Eingabesignal, das dem Verstärker bereitgestellt wird, und das Ausgabesignal stehen, das von dem Verstärker bereitgestellt wird; und Erstellen einer Lösung für das Signalkompensations-Einstellsignal durch Anwenden eines Algorithmus der kleinsten mittleren Quadrate.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei der Lösungsschritt ferner den Schritt des rekursiven Berechnens von Folgendem umfasst α(k)α(k1 μ_αV_d(k)V·_m(k) wobei μ die Schrittgröße ist, die in jeder Iteration angewendet wird, V_d dem Fehlersignal entspricht und V^* _m für ein komplexes Konjugat des Eingabesignals des Linearisierers steht.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei
wobei G die Verstärkung des Vektormodulators ist und V das Eingabesignal in den Modulator ist und
, wobei F die Phase des Eingabesignals in den Vektormodulator ist und θ die Phase des Ausgabesignals des Vektormodulators ist.