JP3443538B2 - フィードフォワード線形化装置 - Google Patents
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Description
幅器に関し、特にデジタル信号処理技術を用いたフィー
ドフォワード線形化装置を有する増幅器に関する。
ケーションにおいては、パワー増幅器を用いて高周波信
号を増幅している。このRF増幅器にバイアスをかけて
高い出力パワーを得ているため、この増幅器はある程度
非線形の応答を示すことになる。したがって入力信号パ
ワーが増加するにつれて、このRF増幅器は所望の周波
数帯域外の周波数を含む中間変調(IM)成分を生成し
てしまう。
1つの方法は、複数の増幅器を採用して所定のキャリア
信号を増幅するよう構成することである。例えば、移動
通信環境においては、基地局はTDMA変調系あるいは
CDMA変調系により複数のキャリア信号を送信してい
る。TDMAにおける各キャリア周波数は、特定のセル
内の一人のユーザに対応している。
人のユーザに対応している。基地局はセル内の複数のユ
ーザと通信しなければならないために、中間変調(IM
成分)は、ユーザの数と共に増加することになる。かく
して各キャリア信号に対し、個々の増幅器を用いること
により、中間変調成分の生成を押さえることができる。
しかしこのアプローチは、コストが高く多くのアプリケ
ーションにおいては、商業上利用できない可能性があ
る。
ログ線形化装置10を採用することである。2つのトー
ン信号を組み合わせた線形化装置の動作を次に述べる。
信号成分22により表される無線周波数信号は、パワー
増幅器12に加えられる。このパワー増幅器12はその
非線形応答特性により中間周波数成分24を生成する。
信号成分22′は信号成分22の増幅部分に対応する。
線形化装置10の機能は、この中間周波数成分24を取
り除くことである。
回路28に接続された信号キャンセル回路26を有す
る。このエラー信号キャンセル回路28はパワー増幅器
12を有する上側ブランチと、線形化装置の入力信号を
加算器16の入力信号に与える下側ブランチとを有す
る。加算器16の別の入力ポートは、パワー増幅器12
により生成され、減衰器14を介して加えられる出力信
号を受信するよう構成されている。その結果加算器16
の出力ポートは、減衰した信号成分24′を与え、この
信号成分24′は中間周波数成分24を減衰したもので
ある。
増幅器12により生成された出力信号を加算器20に与
えるよう構成された上側ブランチを有する。エラー信号
キャンセル回路28の下側ブランチは増幅器18を有
し、この増幅器18は減衰した信号成分24′を受領す
る。増幅器18は減衰した信号成分24′を増幅する。
これは中間周波数成分24に等しい。その結果加算器2
0の出力ポートは、増幅器による歪を受けることなく増
幅した信号成分22′を提供する。
アナログ回路であるためいくつかの欠点を有する。そし
て即ち信号の変動に瞬時に追従できないことである。線
形化を達成する別の設計による解決法は、予め歪を有す
る線形化装置とフィードバックの線形化装置とを有す
る。しかしこれらの設計構成は、受け入れ可能なもので
はなく、さらにまたフィードバック線形化装置は信号が
不安定となる。
問題点を回避するために、デジタル信号処理技術を採用
したフィードフォワード線形化装置が提案されており、
この装置は信号と周囲環境の変動を吸収するために回路
内にある制御パラメータ(調整信号)を適用的に調整す
ることである。しかし、この提案された解決法における
調整信号の適用においてゆっくりとした収束によりフィ
ードフォワード線形化装置の有効性が制限されてしま
う。
信号成分の効果的な抑制と高速収束を提供できるような
デジタル信号処理技術を用いたフィードフォワード線形
化装置を提供することである。
ば、本発明のフィードフォワード線形化装置は、入力信
号を増幅する。この本発明のフィードフォワード線形化
装置は、信号キャンセル回路とエラー信号キャンセル回
路とを含む。信号キャンセル回路は、入力信号を増幅す
るパワー増幅器を有する。このパワー増幅器の出力は調
整信号を与えるようなベクトル変調器により調整され
る。
−RLS)を用いた計算機が、循環最少自乗アルゴリズ
ムに基づいたこの調整信号を計算する。本発明の一実施
例によれば、この循環最少自乗アルゴリズムは、信号キ
ャンセル回路により与えられるエラー信号が線形化装置
の入力信号に直交するよう機能する。
調器の伝達関数は、次式で表される。
トル変調器の入力信号である。さらに次のことがいえ
る。
θは出力信号の位相である。
ャンセル回路は、第1の信号キャンセルブランチと、第
2の信号キャンセルブランチとを有する。この第1の信
号キャンセルブランチは、入力信号を受信する増幅器を
有する。この増幅器の出力ポートは、信号キャンセルベ
クトル変調器に減衰器を介して接続される。このベクト
ル変調器の出力ポートは信号キャンセル用加算器に接続
される。この信号キャンセル用加算器の他の入力は第2
の信号キャンセルブランチを介して入力信号を受信す
る。
は、エラーキャンセル装置を介し、このエラーキャンセ
ル回路は、第1のエラーキャンセルブランチと第2のエ
ラーキャンセルブランチとを有する。第1のエラーキャ
ンセルブランチは、増幅器により生成された出力信号を
受領するエラーキャンセル用加算器を有する。第2のエ
ラーキャンセルブランチは、信号キャンセル用加算器に
より生成された信号を受領するエラーキャンセル用ベク
トル変調器を有し、調整されたエラー信号をエラーキャ
ンセル用ベクトル変調器に与える。
ポートは、補助増幅器に加えられ、この補助増幅器がそ
の出力信号をエラーキャンセル用加算器の第2入力ポー
トに与える。デジタル信号プロセッサは、ゲインと位相
調整信号をベクトル変調器に与え、その結果信号キャン
セル用加算器の出力信号は、中間変調成分を表す信号で
あり、かつエラーキャンセル用加算器の出力信号は、中
間周波数成分を有さない入力信号を増幅したものであ
る。
は増幅器への入力信号Vm のベースバンドバージョン
を表す信号サンプルと、線形化装置の出力信号V0
と、信号キャンセル用加算器により生成されるエラー信
号Vd を受領する。このプロセッサはルート最少自乗
法による計算機であり、1/αのパラメータを追跡す
る。ここでαは信号キャンセル調整信号であり、Vd
/αの正規化が最小となるような信号キャンセル調整信
号である。
セル用加算器の出力信号と線形化装置の出力信号に対応
するダウンコンバートされた信号に基づいた計算を実行
する。
増幅器に用いられるフィードフォワード線形化装置60
を示す。
は、信号キャンセル回路86とエラー信号キャンセル回
路88とを有する。各信号キャンセル回路86とエラー
信号キャンセル回路88は、2個のブランチを有する。
信号キャンセル回路86は入力信号Vm を受信する増
幅器62を含む第1信号キャンセルブランチを有する。
入力信号Vm は、信号スプリッタ98を介して第2信
号キャンセルブランチに分けられる。
トル変調器66を有し、このベクトル変調器66は増幅
器62により生成され、信号スプリッタ90と減衰器6
4を介して送られた信号を受領する。減衰器64は減衰
機能を有する抵抗が好ましい。ベクトル変調器66は、
加算器68に接続される。加算器68の別の入力ポート
は、入力信号Vm を第2信号キャンセルブランチを介
して受領する。
整信号αを受領し調整後、加算器68の出力点における
出力信号Vd は、入力信号Vm に直交している。これ
に関しては以下に説明する。
0の第1エラーキャンセルブランチに信号スプリッタ9
0を介して接続される。かくしてこの第1エラーキャン
セルブランチは、エラーキャンセル用の加算器74を有
し、この加算器74はその入力ポートの1つで信号Va
を受領する。線形化装置60の第2エラーキャンセル
ブランチはベクトル変調器70を有する。
補助増幅器72の入力ポートに接続されている。この補
助増幅器72の出力ポートは、加算器74の別の入力ポ
ートに接続されている。ベクトル変調器70はエラーキ
ャンセル調整信号βを有するよう構成され、その結果調
整後加算器68の出力点で生成された信号Vd は、線
形化装置60の入力点で生成された信号Vm に直交す
る。
Vm とエラー信号Vd と出力信号V0 を受領する。
このデジタル信号プロセッサ76は、ダウンコンバータ
84を有し、ダウンコンバータ84は信号Vm ,Vd
,V0 の周波数範囲をベースバンド周波数範囲にシフ
トする。本発明はこの構成に限定されるものではなく、
例えば本発明の他の実施例のダウンコンバータは、これ
らの周波数をベースバンド範囲にシフトしてダウンコン
バートされた信号をデジタル信号プロセッサ76に与え
るようにしている。
ジタル信号プロセッサ回路80にA/D変換器92を介
して接続される。このデジタル信号プロセッサ回路80
は調整信号α,βを追跡するのに必要な計算を実行す
る。本発明の一実施例によれば、デジタル信号プロセッ
サ回路80は、例えばルーセント・テクノロジー社から
市販されている専用処理集積回路チップである。しかし
本発明はこれに限定されるものではない。
る専用マイクロプロセッサもプロセッサ回路80により
実行される同一の機能を実行することができる。メモリ
装置78は、データ情報をデジタル信号プロセッサ回路
80に与える。デジタル信号プロセッサ回路80の出力
ポートはD/A変換器82に接続され、このD/A変換
器82が計算されたパラメータをアナログ信号に変換す
る。D/A変換器82の出力ポートは、ベクトル変調器
66,ベクトル変調器70に接続され、それぞれ調整信
号α,βのアナログ版を提供する。
号プロセッサ回路80が実行するステップを表すフロー
チャート図である。ステップ120において、デジタル
信号プロセッサ回路80はα(0),β(0)の値を初
期化する。ステップ121においては、入力信号Vm
と、エラー信号Vd に対応するベースバンド信号と、
線形化装置の出力信号V0 を得る。
0は循環最少自乗アルゴリズムを用いて調整パラメータ
1/αを追跡する。ここでαは、エラーキャンセル調整
信号である。巡回最少自乗アルゴリズムに関しては、S.
Haykin, Adaptive Filter Theory (Prentice Hall 3d
Ed. 1996) を参照のこと。RLSアルゴリズムは、前掲
のHaykin著の重み付き最少自乗基準の重複決定式のシス
テムを解く。この重複決定式とは変数が線形式の数以下
の時の式をさし、次式で表される。
(forgetting factor) の繰り返しであり、Vm(k)
は線形化装置への入力信号のベースバンドバージョン
に対応する時間kにおける信号サンプルであり、Vd
(k) は信号キャンセル用の加算器68により提供さ
れるような信号キャンセル回路の出力信号のベースバン
ドバージョンに対応する時間kにおける信号サンプルで
あり、Va(k) は増幅器62の出力信号のベースバ
ンドバージョンに対応する時間kの信号サンプルであ
り、α(k−1)はαの前の更新時に計算された公知の
調整信号であり、γは減衰器64の減衰係数である。
は、次式を最少にすることにより1/αのパラメータを
追跡する。
(3)−(6)により一般的に表される。
(k)は「共通ゲインベクトル」と称するもので、式
(4)中のeは「エラーベクトル」と称し、式(5)の
φは「データ共分散の逆数」である。
作は存在しない。その理由は未知のパラメータの数は1
つのみだからである。式(3)−(6)の解は、比較的
早く計算できる。ステップ126において、プロセッサ
回路80はαの値が安定するまで待機する。RLSアル
ゴリズムは、S. Haykin, Adaptive Filter Theory (Pre
ntice Hall 3d Ed. 1996) に記載されている。
回路80は最少自乗平均(Least Means Square, LM
S)アルゴリズムを用いてエラーキャンセル調整信号1
/αを追跡する。このLMSアルゴリズムはS. Haykin,
Adaptive Filter Theory (Prentice Hall 3d Ed. 199
6) に開示されている。この最少自乗平均LMSアルゴ
リズムは、次の巡回式(7)で表される。
あり、αが安定したと見なされるまで特定の繰り返し数
の間一定に維持され、Vd は前記エラー信号に対応
し、V*mは前記線形化装置の入力信号の複素数を表
す。
ムよりも信号キャンセル信号αを追跡する収束時間が長
くなる。デジタル信号プロセッサ回路80がRLSアル
ゴリズムを採用すると、調整信号αを追跡する線形式を
解くことができる。その理由は、信号キャンセルベクト
ル変調器は増幅器62の後ろに配置されているためであ
る。信号キャンセルベクトル変調器を増幅器の前に配置
すると、αにおいては非線形の式となり、その結果調整
信号αを追跡する単純なRLSアルゴリズムを実行する
ことが不可能となる。
66は直列に接続されているために、減衰器64または
ベクトル変調器66のいずれかにより生成される線形歪
と非線形歪は、増幅器62により生成された歪として処
理可能であり、その結果本発明によりフィードフォワー
ド線形化装置60により修正可能である。
1/αを追跡することにより最適のαが本発明の一実施
例により得られる。調整信号αを追跡する別のアプロー
チは、最適に近く受け入れ可能な解を得ることができ
る。このため入力信号Vm とエラー信号Vd と信号キ
ャンセル調整信号αの観点から次の線形式が得られる。
整信号αはRLSアルゴリズムを用いてエラー信号Vd
のパワーを最少にすることにより追跡できる。RLS
アルゴリズムは次式を最少にすることにより調整信号α
を追跡する。
ある種のアプリケーションにおいては、以下に述べるよ
うに必ずしも適切なものではない。
ステップ127にいき、エラー信号Vd と出力信号V
0 の次のベースバンド値を得る。その後信号プロセッ
サ回路80は、LMSアルゴリズムを用いてステップ1
28でエラーキャンセル調整信号βを計算する。エラー
キャンセルループ88において、信号βの値は、r/h
と等しくなるよう適応的に調整される。ここでrは減衰
器64(図2)に与えられる減衰係数であり、hは補助
増幅器72(図2)の増幅係数である。
示し、その結果入力信号統計値から独立に応答する。か
くして調整信号βは、高速で変動する入力信号変化に対
し感受性を有さず、そのLMSアルゴリズムのような収
束の遅いアルゴリズムに対し、値を得るためには許容可
能と見なすことができる。このためβの値は次式で更新
される。
て計算される際用いられるステップサイズを表す。βは
エラー信号Vd を変調するためのものであり、出力信
号V0 とは相関を有さない。ステップ130において
は、βの値がベクトル変調器70に加えられる。その後
ステップ127−130が各Vd とV0 の値に対して
繰り返される。
信号を追跡する重要性を示したベクトル図である。図4
Aはエラー信号キャンセル回路88の動作を表すベクト
ル図で、図4Bは信号キャンセル回路86の動作を表す
ベクトル図であり、エラー制御ベクトルvd (本明細
書において小文字のvはベクトルを表し、式中では上矢
印付きのVを表すものとする)に対し、最適もしくは準
最適の解を有するものである。
で表される。各信号はナイキストレートと増幅器の最高
非線形次数(heighest non-linear order)の乗算値の
2倍以上のレートでサンプリングされる。通常三次また
は五次の非線形次数が本発明の議論に用いられる。高速
のサンプリングレートは、解析の目的のためだけであ
り、本発明の図2に説明したアルゴリズムには必ずしも
必要なものではない。
リングポイントの全数n)に等しい。ベクトルの各エン
トリは、1つのサンプリングされた値を示す。このため
に2つのベクトルの内積は、例えば次式で定義される。
ラー信号Vd を表す2つのベクトルの内積は対応する
2つの信号の相互相関に比例する。即ち次式で表され
る。
n over time) を表し、cは定数である。2つのベクト
ルvm ,vd はこの2つのベクトルの内積がゼロのと
きまたは信号Vm とVd に相関がないときには互いに
直交するという。
にすること、あるいはエラー信号ベクトルvdに出力信
号ベクトルvoを直交させることにより、LMSアルゴ
リズムを適宜のエラーキャンセル調整信号に如何に適応
するかを示す。理想的な線形化装置60は、出力信号ベ
クトルvoを線形化装置60の入力信号ベクトルvmに
強制的に平行にさせる。
ル配置を表す。図4Aに示したようにエラーキャンセル
回路78内においては、出力信号ベクトルは、エラー信
号ベクトルに直交するために、図4Bにおける調整信号
αとベクトル信号vd は、出力信号ベクトルv0 は入
力信号ベクトルvm に平行となり、その結果エラー信
号ベクトルvd が入力信号ベクトルvm に直交するよ
うに調整しなければならない。信号キャンセル回路86
内のエラー信号Vd のパワーを最少にするための準最
適基準ではα=α1 でvd =vd1となる。その結果
得られたベクトル信号vd1は、ベクトル信号va に
は直交するがベクトルvm には直交しない。
方向が入力ベクトル信号に直交するように調整信号αを
決める必要がある。信号キャンセル回路を支配する式
は、Vd =(Va/r・α)−Vmで書くことができ
る。調整信号αにより両辺をわり算することにより、そ
して重み付けした後は、次式のように表すことができ
る。
/αが追跡されることを表している。換算係数1/αが
第1の信号キャンセル回路に含まれる場合には、線形化
装置60は信号キャンセル回路86の第2ブランチ内の
入力信号Vm により乗算されているかのように見るこ
とができる。さらにまた線形化装置60は換算係数が、
第1信号キャンセルブランチ内で乗算されてはいないよ
うに見ることもできるが、その理由は1/αとαとの乗
算は打ち消し合うことになるからである。
d /αのパワーが最少となるように調整される。この
パワーの最少化は、α=α0 で、ベクトルvdvd0
のときに達成される。ここでベクトルvd0はベクトル
vm に直交している。調整信号α=α0 に規定するこ
とによりベクトル信号v0 は、ベクトル信号vmに直
交するという好ましい結果が得られる。
乗(RLS)アルゴリズムを式(12)に適用して、次
式を最少にすることにより1/αを追跡する。
り1に等しいと仮定すると、図2に記載したように式
(13)は式(2)に等しい。
の動作が満足するためにはある条件が以下に述べるよう
に必要である。RLSアルゴリズムは、調整係数αを直
接計算するために、信号プロセッサ回路80により計算
された正確な信号αを導入するためにベクトル変調器6
6に必ず依存しなければならない。ベクトル変調器66
への入力制御信号Vejθ とベクトル変調器複合変調
信号ゲインGejθ との間の伝達関数は非線形であ
る。その結果この伝達関数を記述する単純な解析関数は
存在しない。しかし、理想的ではないベクトル変調器に
より導入されたエラーは、ベクトル変調器の特性が以下
に述べるようなある条件を満足する限り自己修正機能が
ある。
変調器66により生成される歪は、入力信号Vm とエ
ラー信号Vd の測定により同時に考慮される。ベクト
ル変調器66は、理想的に動作し、全ての歪が増幅器6
2の特性に寄与するように取り扱うことができる。かく
して線形化装置60に関する限り歪を引き起こすのは増
幅器であり、これは本発明によれば図3に記載したステ
ップを行うことにより修正可能である。
り計算された信号αの最適値であり、Gejθ がベク
トル変調器66により実際に導入されたゲインであると
仮定すると、デジタル信号プロセッサ回路80の動作
は、増幅器62が実際のゲインよりG/V倍だけ大きい
ゲインを生成し、実際の位相シフトよりもφ−θに等し
い量だけより大きい位相シフトを引き起こすように動作
する。
変調器66の実際の振幅ゲインとの間の伝達関数を表
し、G0 は信号プロセッサ回路80により計算された
最適の振幅ゲインを表す。図5における議論は、収束動
作を示す例である。第1の試行においては、ベクトル変
調器66は(V(1),G(1))上で動作する。ここ
でV(1)=G0 である。V(1)に対するG(1)
の余分のゲインは、増幅器62の属性を有するために線
は(V(1),G(1))から原点に向かって引かれ
て、修正後のベクトル変調器66の新たな理想的な伝達
関数を表す。
(2),G0 )で交差する。デジタル信号プロセッサ
回路80はV(2)を第2回の試行の入力制御信号の振
幅として用いる。この手順にしたがってベクトル変調器
66は、ゲインを増幅して次式の場合にはGは最終的に
正確な値G0 に収束する。
66の位相シフトエラーも自己修正型である。図5Bは
入力制御信号の位相とベクトル変調器66の実際の位相
シフトとの間の伝達関数を示し、φ0 は信号プロセッ
サ回路80により計算された最適の位相シフト量であ
る。第1の試行においては、ベクトル変調器66は、
(θ(1),φ(1))上で動作する。ここでθ(1)
=φ0 である。位相エラーφ(1)−θ(1)を増幅
器62に属させると、45゜の方向に沿った線が引か
れ、修正後のベクトル変調器66の新たな理想的な位相
伝達関数を示す。
(2),φ0) で交差する。その後θ(2)を第2回
の試行に対する入力制御信号の位相として用いる。この
手順にしたがって、ベクトル変調器66の位相シフトは
以下の条件で正確な値φ0 に収束する。
ル変調器66の動作点は式(14)(15)が維持され
るようにバイアスされる。
ュレーション結果を示す。このシミュレーションにおい
ては、入力信号は8個のトーンからなり、単位振幅は互
いに300KHz離れている。中心周波数は900MH
zであり、温度と他の環境係数は一定とする。シミュレ
ーションで用いられた増幅器のモデルは線形歪と非線形
歪の両方を含み、次の多公式で表される。
あると仮定する。βに対する初期値が正しいと仮定す
る。図6A−Dは、入力信号Vm と増幅器62の出力
信号Vaとエラー信号Vd と出力信号V0 の周波数ス
ペクトラムを表す。図6E−Fは、それぞれαとβの学
習カーブを表す。同図から分かるようにαの追跡は、数
回の繰り返し後急速に収束するが、βは初期値から離れ
てドリフトすることはない。
形化装置を表す図
形化装置を表す図
用されたデジタル信号プロセッサにより実行されるステ
ップのフローチャート図
ロセスを表すプロット図
数を表す図
サにより行われた計算のシミュレーションの結果を表す
図
Sアルゴリズムを採用する 124 αをベクトル変調器に入力する 126 αは安定したか? 127 VdとV0の次のベースバンド値を得る 128 βを追跡するためにLMSアルゴリズムを適用
する 130 βをベクトル変調器に入力する
Claims (12)
- 【請求項1】 入力信号を増幅するフィードフォワード
線形化装置において、 第1信号キャンセルブランチと第2信号キャンセルブラ
ンチ(86)とを有する信号キャンセル回路と、 前記第1信号キャンセルブランチ内に配置され、増幅さ
れるべき前記入力信号を受領する第1増幅器(62)
と、 前記第1増幅器に接続され、前記第1増幅器により提供
される出力信号を受領する信号キャンセルベクトル変調
器(66)と、 前記信号キャンセルベクトル変調器に接続され、前記信
号キャンセルベクトル変調器により生成される信号を受
領し、前記第2信号キャンセルブランチ(86)を介し
て前記入力信号を受領してエラー信号を生成する信号キ
ャンセル用加算器(68)と、 第1エラー信号キャンセルブランチと第2エラー信号キ
ャンセルブランチ(88)とを有するエラー信号キャン
セル回路と、 前記第1エラー信号キャンセルブランチ内に配置され、
前記第1増幅器により与えられた出力信号を受領するエ
ラー信号キャンセル用加算器(74)と、 前記エラー信号キャンセル用加算器の出力が、前記線形
化装置の出力信号(V0)を与え、 前記第2エラー信号キャンセルブランチ内に配置され、
前記信号キャンセル用加算器により提供されたエラー信
号を受領して、エラー調整信号を生成するエラー信号キ
ャンセルベクトル変調器(70)と、 前記エラー信号キャンセルベクトル変調器に接続され、
前記エラー信号キャンセル用加算器に入力信号を与える
第2補助増幅器(72)と、 信号キャンセル調整信号αを前記信号キャンセルベクト
ル変調器に与え、エラー信号キャンセル調整信号βを前
記エラー信号キャンセルベクトル変調器に与えるデジタ
ル信号プロセッサ(76)と、を有し、 前記信号キャンセル用加算器(68)の出力信号は、前
記第1増幅器(62)により与えられるエラー信号成分
を表す信号であり、 前記エラー信号キャンセル用加算器(74)の出力信号
は、中間変調信号成分を有しない入力信号が増幅され
た、出力信号(V0)であり、 前記デジタル信号プロセッサ(76)は、前記増幅器
(62)への入力信号(Vm)と、前記信号キャンセル
用加算器(68)の出力信号(Vd)と、前記線形化装
置の出力信号(Vo)を受領し、前記入力信号(Vm)
と出力信号(Vd、Vo)の周波数範囲をベースバンド
信号範囲にシフトさせるダウンコンバータ(84)を有
し、 前記増幅器(62)への入力信号は、ベースバンド信号
を搬送波で変調した高周波信号である ことを特徴とする
フィードフォワード線形化装置。 - 【請求項2】 前記デジタル信号プロセッサ(76)
は、前記ダウンコンバータ(84)に接続され、前記増
幅器のダウンコンバータされた入力信号(Vm)と、前
記信号キャンセル用加算器の出力信号(Vd)と、前記
線形化装置の出力信号(Vo)をサンプリングするA/
Dコンバータ(92)を含むことを特徴とする請求項1
記載の装置。 - 【請求項3】 前記デジタル信号プロセッサ(76)
は、パラメータ1/αを追跡する巡回最少自乗(RL
S)法の計算機を含み、ここで、αは、前記信号キャン
セル用の調整信号であり、 前記エラー信号は、前記増幅器が受領した入力信号に直
交することを特徴とする請求項2記載の装置。 - 【請求項4】 前記巡回最少自乗法(RLS)計算機は
次の線形式を解き、 【数17】 ここで、Vm(k) は入力信号の信号サンプルであ
り、Va(k) は増幅器の出力信号の信号サンプルで
あり、Vd(k) はエラー信号の信号サンプルであ
り、γは減衰器の減衰係数であり、αは前記信号キャン
セル用の調整信号であることを特徴とする請求項2記載
の装置。 - 【請求項5】 前記巡回最少自乗アルゴリズムは、次式
を最少にすることにより1/αのパラメータを追跡す
る、 【数4】 ここで、ρはRLSアルゴリズムの健忘係数の繰り返し
であることを特徴とする請求項4記載の装置。 - 【請求項6】 前記デジタル信号プロセッサは、最少自
乗平均アルゴリズムを用いて調整信号βを計算する最少
自乗平均計算機を含むことを特徴とする請求項2記載の
装置。 - 【請求項7】 請求項1記載のフィードフォワード線形
化装置を含む集積回路。 - 【請求項8】 フィードフォワード線形化装置内の増幅
器をこの増幅器により生成された歪に対応するエラー信
号を抽出し、前記エラー信号を調整したバージョンを前
記増幅器の出力信号に加えることにより、前記出力信号
のエラーのない増幅されたバージョンを提供する増幅器
の線形化方法において、 (a) 前記信号キャンセル用加算器から得られたエラ
ー信号が入力信号に直交するように信号キャンセル調整
信号を計算するステップと、 (b) 前記増幅器の出力信号の調整されたバージョン
を抽出するために、前記増幅器の出力信号に前記(a)
ステップにより計算された信号キャンセル調整信号を乗
算するステップと、 (c) 前記エラー信号を抽出するために、前記入力信
号から調整された出力信号を減算するステップとを有
し、 前記(a)のステップは、 (a1) 前記増幅器に加えられる入力信号と、前記増
幅器により提供される出力信号と、前記エラー信号とを
表すベースバンド信号範囲サンプルを測定するステップ
と、 (a2) 最少自乗平均アルゴリズムを適用して信号キ
ャンセル調整信号を解くステップと を有し、 前記増幅器に加えられる入力信号は、ベースバンド信号
を搬送波で変調した高周波信号である ことを特徴とする
増幅器の線形化方法。 - 【請求項9】 前記(a)のステップは、 (a3) 前記増幅器に加えられる入力信号と、前記増
幅器により提供される出力信号と、前記エラー信号とを
表すベースバンド信号範囲サンプルを測定するステップ
と、 (a4) 次式を最小化することにより信号キャンセル
調整信号を解くステップと、 【数4】 を有し、 ここで、Vm(k) は入力信号の信号サンプルであ
り、Va(k) は増幅器の出力信号の信号サンプルで
あり、Vd(k) はエラー信号の信号サンプルであ
り、γは減衰器の減衰係数であり、αは前記信号キャン
セル用の調整信号であることを特徴とする請求項8記載
の方法。 - 【請求項10】 前記(a4)のステップは、巡回最少
自乗アルゴリズムを適用して表される、 【数5】 初期値α(1)=1φ(1)=1、ここで、g(k)は
「共通ゲインベクトル」と称するもので、eは「エラー
ベクトル」と称し、φは「データ共分散の逆数」である
ことを特徴とする請求項9記載の方法。 - 【請求項11】 前記(a2)のステップは、 【数6】 を繰り返し計算するステップを含む ここで、μは各繰り返しに用いられるステップサイズで
あり、Vd は前記エラー信号に対応し、V*mは前記
線形化装置の入力信号の複素数を表すことを特徴とする
請求項8記載の方法。 - 【請求項12】 ベクトル変調器の伝達関数は、 【数1】 ここで、Gはベクトル変調器のゲインであり、Vはベク
トル変調器の入力信号であり、さらに、 【数2】 ここで、φはベクトル変調器の入力信号の位相であり、
θは出力信号の位相であることを特徴とする請求項11
記載の方法。
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