DE69935942T2

DE69935942T2 - Vorwärtsgeregelter Linearisierer eines schnellen adaptiven Breitbandleistungsverstärkers unter Verwendung eines RLS Parameter benützenden nachsteuernden Algorithsmus

Info

Publication number: DE69935942T2
Application number: DE69935942T
Authority: DE
Inventors: Jiunn-Tsair New Brunswick Chen; Huan-Shang Whippany Tsai; Young-Kai Berkeley Heights Chen
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1998-04-01
Filing date: 1999-03-22
Publication date: 2008-01-10
Anticipated expiration: 2019-03-23
Also published as: EP0951139A3; EP0951139A2; US6154093A; EP0951139B1; JP3443539B2; DE69935942D1; JP2000031749A

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft einen breitbandigen Leistungsverstärker und insbesondere einen Verstärker mit einer Vorwärtskopplungslinearisierer-Anordnung, die digitale Signalverarbeitungstechniken verwendet.
Allgemeiner Stand der Technik
Bei vielen Hochfrequenz-(HF-)Anwendungen werden Leistungsverstärker verwendet, um Hochfrequenzsignale zu verstärken. Da die HF-Verstärker dafür vorgespannt werden, eine beträchtlich hohe Ausgangsleistung zu liefern, weisen sie bis zu einem gewissen Grade ein nichtlineares Ansprechverhalten auf. Als Reaktion auf eine Vergrößerung der Eingangssignalleistung erzeugen solche HF-Verstärker folglich Intermodulations-(IM-)Komponenten, die Frequenzen aufweisen können, die außerhalb eines gewünschten Frequenzbands liegen.
Eine Lösung zur Beseitigung der Konsequenzen des nichtlinearen Ansprechverhaltens des Verstärkers besteht darin, mehrere Verstärker zu verwenden, die jeweils dafür konfiguriert werden, ein vorbestimmtes Trägersignal zu verstärken. Zum Beispiel sendet in einer Mobilkommunikationsumgebung die Basisstation gemäß dem TDMA-Modulationsverfahren (Time Division Multiple Access) oder gemäß dem CDMA-Modulationsverfahren (Code Division Multiple Access) mehrere Trägersignale. Jede Trägerfrequenz bei TDMA entspricht einem der Benutzer in einer spezifizierbaren Zelle. Jeder Pseudocode bei CDMA entspricht einem Benutzer. Da die Basisstation mit vielen Benutzern in der entsprechenden Zelle kommunizieren muß, nehmen die Intermodulations-(IM-)Komponenten mit der Anzahl der Benutzer zu. Die Verwendung eines separaten Verstärkers für jedes Trägersignal beseitigt somit im wesentlichen die Erzeugung von Intermodulations-(IM)-Komponenten.
Dieser Ansatz ist jedoch kostspielig und ist bei vielen Anwendungen möglicherweise nicht kommerziell durchführbar.
Ein anderer Ansatz besteht darin, einen analogen Linearisierer, wie zum Beispiel 10 wie in 1 dargestellt, zu verwenden. Im Prinzip wird ein durch Frequenzkomponenten 22 repräsentiertes Hochfrequenzsignal einem Leistungsverstärker 12 zugeführt. Der Verstärker 12 erzeugt aufgrund seiner nichtlinearen Ansprecheigenschaften zusätzliche Intermodulations-(IM-) Frequenzkomponenten 24. Die Signalkomponenten 22' entsprechen einer verstärkten Version der Signalkomponenten 22. Die Funktion des Linearisierers 10 besteht darin, die Frequenzkomponenten 24 im wesentlichen zu beseitigen, wie später ausführlicher erläutert werden wird.
Der Linearisierer 10 enthält eine an eine Fehlerlöschungsschaltung 28 angekoppelte Signallöschungsschaltung 26. Die Signallöschungsschaltung 28 besitzt einen oberen Zweig, der den Leistungsverstärker 12 enthält, und einen unteren Zweig, der das Eingangssignal des Linearisierers einem Eingangsport eines Addierers 16 zuführt. Der andere Eingangsport des Addierers 16 ist dafür konfiguriert, das durch den Leistungsverstärker 12 erzeugte Ausgangssignal über ein Dämpfungsglied 14 zu empfangen. Folglich liefert der Ausgangsport des Addierers 16 Signalkomponenten 24', die der gedämpften Version der Intermodulations-(IM-)Frequenzkomponenten 24 entsprechen.
Die Fehlerlöschungsschaltung 28 enthält außerdem einen oberen Zweig, der dafür konfiguriert ist, das durch den Verstärker 12 erzeugte Ausgangssignal einem Addierer 20 zuzuführen. Der untere Zweig der Fehlerlöschungsschaltung 28 enthält einen Verstärker 18, der dafür konfiguriert ist, die gedämpften Intermodulationskomponenten 24' zu empfangen. Der Verstärker 18 erzeugt eine verstärkte Version des Signals 24', die im wesentlichen gleich der Intermodulationskomponente 24 ist. Folglich liefert der Ausgangsport des Addierers 20 Signalkomponenten 22' ohne die durch den Verstärker verursachten Verzerrungen.
Der in 1 beschriebene Vorwärtskopplungslinearisierer hat bestimmte Nachteile. Da er auf analogen Schaltkreisen basiert, erfordert er zum Beispiel beträchtlich präzise Komponenten, was zu höheren Herstellungs- und Wartungskosten führen kann.
Um die mit analogen Vorwärtskopplungslinearisierern assoziierten Probleme zu vermeiden, wurden Vorwärtskopplungslinearisierer vorgeschlagen, die digitale Signalverarbeitungstechniken verwenden. Solche Vorwärtskopplungslinearisierer finden sich in zum Beispiel dem US-Patent Nr. 5789976 und in der japanischen Patentanmeldung, Publikationsnummer 08186451. Durch die Geschwindigkeitsbeschränkungen, darunter Verzögerungen der Konvergenzgeschwindigkeiten von Berechnungen, die durch solche Prozessoren durchgeführt werden, wird die Effektivität solcher Vorwärtskopplungslinearisierer jedoch eingeschränkt.
Somit wird ein Vorwärtskopplungslinearisierer benötigt, der digitale Signalverarbeitungstechniken verwendet und effektive Unterdrückung von Intermodulationskomponenten gewährt.
Kurzfassung der Erfindung
Gemäß der Erfindung wird folgendes bereitgestellt: ein Verfahren zum Linearisieren eines Verstärkers mit einem Vorwärtskopplungslinearisierer durch Ableiten eines Fehlersignals, das als durch den Verstärker erzeugt betrachteten Verzerrungen entspricht, und Anwenden einer justierten Version des Fehlersignals auf das Ausgangssignal des Verstärkers, um so eine im wesentlichen fehlerfreie verstärkte Version des Ausgangssignals bereitzustellen, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfaßt:

(a) Berechnen einer Menge von Koeffizienten in einem mathematischen Modell des Verstärkers;
(b) Berechnen einer Menge von Korrelationswerten ρ_ij zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Verstärkers;
(c) Berechnen eines Signallöschungs-Justierungssignals auf der Basis der berechneten Koeffizienten und der berechneten Korrelationswerte;
(d) Anwenden des berechneten Signallöschungs-Justierungssignals auf das Ausgangssignal des Verstärkers, um so ein justiertes Ausgangssignal des Verstärkers abzuleiten;
(e) Subtrahieren des justierten Ausgangssignals von dem Eingangssignal, um so das Fehlersignal abzuleiten; und
(f) Justieren des Fehlersignals durch Anwenden eines berechneten Fehlerlöschungs-Justierungssignals dergestalt, daß das Ausgangssignal des Linearisierers eine verstärkte Version des Eingangssignals mit im wesentlichen keinen Fehlersignalen ist.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Der als die Erfindung angesehene Gegenstand wird insbesondere in dem Schlußteil der Beschreibung herausgestellt und distinkt beansprucht. Sowohl in bezug auf Organisation als auch Betriebesverfahren wird die Erfindung jedoch zusammen mit Merkmalen, Aufgaben und Vorteilen am besten durch Bezugnahme auf die folgende ausführliche Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen deutlich. Es zeigen:
1 einen vorbekannten analogen Vorwärtskopplungslinearisierer,
2 einen Vorwärtskopplungslinearisierer, auf den das Verfahren der Erfindung anwendbar ist,
3 ein Flußdiagramm von Schritten, die durch einen digitalen Signalprozessor unternommen werden, der von dem in 2 dargestellten Vorwärtskopplungslinearisierer gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird,
4a und 4b die Lernkurven des Justierungssignals α und β,
5a–5b die Simulationsergebnisse der durch den Signalprozessor gemäß der vorliegenden Erfindung vorgenommenen Berechnungen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
2 zeigt einen Breitband-Leistungsverstärker-Vorwärtskopplungsanalysierer 60, der mit der Erfindung zusammenhängt, obwohl die Erfindung auf ein Verfahren zu seinem Betrieb beschränkt ist.
Der Linearisierer 60 enthält eine Signallöschungsschaltung 86 und eine Fehlerlöschungsschaltung 88. Die Löschungsschaltungen 86 und 88 besitzen jeweils zwei Zweige. Somit enthält die Signallöschungsschaltung 86 einen ersten Signallöschungszweig, der einen Verstärker 62 enthält, der dafür konfiguriert ist, ein Eingangssignal V_m zu empfangen. Das Eingangssignal V_m wird außerdem über einen Signalverzweiger 88 zu einem zweiten Signallöschungszweig umgeleitet.
Der erste Signallöschungszweig enthält außerdem einen Signallöschungsvektor-Modulator 66, der dafür konfiguriert ist, das durch den Verstärker 62 erzeugte Signal über einen Verzweiger 90 und ein Dämpfungsglied 64 zu empfangen. Das Dämpfungsglied 64 kann vorteilhafterweise ein Widerstand mit einer Dämpfung r sein. Ein Ausgangsport des Vektormodulators 66 ist an einen Addierer 68 angekoppelt. Der andere Eingangsport des Addierers 68 ist dafür konfiguriert, über den zweiten Signallöschungszweig das Eingangssignal V_m zu empfangen.
Der Vektormodulator 66 ist dafür konfiguriert, ein Signallöschungs-Justierungssignal α zu empfangen, dergestalt, daß nach Justierung das durch den Verstärker erzeugte Ausgangssignal V_a im wesentlichen orthogonal zu dem Eingangssignal V_m ist, wie ausführlicher erläutert werden wird.
Der Ausgangsport des Verstärkers 62 ist außerdem über einen Signalverzweiger 90 an einen ersten Fehlerlöschungszweig des Linearisierers 60 angekoppelt.
Dieser Fehlerlöschungszweig enthält einen Fehlerlöschungs-Addierer 74, der dafür ausgelegt ist, an einem seiner Eingangsports das Signal V_a zu empfangen. Der zweite Fehlerlöschungszweig des Linearisierers 60 enthält einen Fehlerlöschungsvektormodulator 70. Der Ausgangsport des Vektormodulators 70 ist an einen Eingangsport eines Hilfsverstärkers 72 angekoppelt. Der Ausgangsport des Hilfsverstärkers 72 ist an den anderen Eingangsport des Fehlerlöschungs-Addierers 74 angekoppelt. Der Vektormodulator 70 ist dafür konfiguriert, ein Fehlerlöschungs-Justierungssignal β zu empfangen, dergestalt, daß nach der Justierung das am Ausgang des Addierers 68 erzeugte Signal V_d im wesentlichen orthogonal zu dem an dem Ausgangsport des Linearisierers 60 erzeugten Signal V_o ist.
Ein digitaler Signalprozessor 76 ist dafür konfiguriert, das Eingangssignal V_m, das Fehlersignal V_d und Ausgangssignal V_o zu empfangen. Der digitale Signalprozessor enthält eine Abwärtsumsetzerschaltung 84, die dafür konfiguriert ist, den Frequenzbereich der Signale V_m, V_d und V_o in den Basisband-Frequenzbereich zu verschieben. Zum Beispiel verschiebt eine separate Abwärtsumsetzerschaltung zuerst die Frequenzen in den Basisbandbereich und führt die abwärtsumgesetzten Signale dann dem digitalen Signalprozessor 76 zu.
Der Ausgangsport der Abwärtsumsetzerschaltung 84 ist an eine digitale Signalverarbeitungsschaltung 80 angekoppelt, die dafür konfiguriert ist, die notwendigen Berechnungen zum Verfolgen der Justierungssignale α und β durchzuführen. Die digitale Signalverarbeitungsschaltung 80 kann ein spezieller integrierter Verarbeitungs-Schaltungschip sein, wie zum Beispiel die, die von Lucent Technologies, Inc. erhältlich sind. Zum Beispiel kann ein eigener Mikroprozessor, der einen entsprechenden Softwarecode ausführt, dieselben Funktionen wie die Verarbeitungsschaltung 80 ausführen. Eine Speichereinrichtung 78 führt der digitalen Signalverarbeitungsschaltung 80 Dateninformationen zu. Der Ausgangsport der digitalen Signalverarbeitungsschaltung 80 ist an einen Digital/Analog-(D/A-)Umsetzer 82 angekoppelt, der die berechneten Parameter in Analogsignale umsetzt. Die Ausgangsports des Digital/Analog-(D/A-)Umsetzers 82 sind an Vektormodulatoren 66 und 70 angekoppelt, um die analogen Versionen der Justierungssignale α und β bereitzustellen.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung basieren die durch den digitalen Signalprozessor 76 ausgeführten Berechnungen u.a. auf Eingangssignalstatistiken, wie später ausführlich erläutert werden wird. Bei vielen Hochfrequenzanwendungen, wie zum Beispiel drahtlosen Kommunikationssystemen, ändert sich die Eingangssignalstatistik aufgrund der Verkehrsregelung und der Leistungsregelung häufig und plötzlich. Der optimale Wert des Signallöschungs-Justierungssignals α ist gegenüber der Eingangssignalstatistik empfindlich. Im Vergleich zu dem Justierungssignal α ist das Justierungssignal β langsam variierend. Die Berechnungsschritte gemäß der vorliegenden Erfindung ermöglichen somit eine im wesentlichen schnelle Konvergenzrate für die Bestimmung des Justierungssignals α wie später ausführlicher erläutert werden wird.
3 ist ein Flußdiagramm der Schritte, die durch eine digitale Signalverarbeitungsschaltung 80 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung erreicht werden, obwohl der Schutzumfang der Erfindung in dieser Hinsicht nicht beschränkt ist. Im Schritt 120 die Verarbeitungsschaltung 80 und initialisiert die Werte von α(0) und β(0).
Im Schritt 122 erhält die Verarbeitungsschaltung 80 ein dem Eingangssignal V_m entsprechendes Basisbandsignal V_bm(k) und ruft ein mathematisches Modell des Verstärkers 62 von dem Speicher 78 ab. Der mathematische Modus des Verstärkers 62 wird, wie im folgenden erläutert wird, abgeleitet. Unter der Annahme, daß der Verstärker 62 einen Speicher zeitlich bis zu τ_mem aufweist, kann das Verstärkerausgangssignal V_a folgendermaßen ausgedrückt werden: Va(t) – ζ(Vm([t – τmem,t])) (1)wobei [t – τ_mem,t] den Zeitraum zwischen t – τ_mem und t repräsentiert. V_m ist das Verstärkereingangssignal und ζ ein Funktional. Wenn das Eingangssignal V_m mit einer Bandbreite W bandbegrenzt ist, kann Gleichung (1) unter Verwendung einer Abtasttheorie, wie folgendermaßen gezeigt, umgeschrieben werden: Va(t) – G(Vm(t), Vm(t – mT), Vm(t – 2mT), ...) (2)wobei m die höchste nichtlineare Ordnung und
Nach der Ausführung einer Taylor-Reihenentwicklung an G (vorausgesetzt, daß G eine analytische Funktion ist), kann Gleichung (2) folgendermaßen geschrieben werden:
dabei bedeutet i die nichtlineare Ordnung, j den zeitlichen Speicher und die CT bedeuten die Mischtherme, die gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ignoriert werden können.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung können Abtastwerte von Basisbandsignalen von V_m und Va als
bzw.
mit der Mittenfrequenz ω repräsentiert werden. Einsetzen von
und
in Gleichung (3) und Herausfiltern der DC- und anderen höheren Oberschwingungstherme ergibt Gleichung (3) in der Form:
Dabei bedeutet
den Binomialkoeffizienten und
bedeuten die Koeffizienten ungerader Ordnung des mathematischen Modells des Verstärkers. Es wird angemerkt, daß die Genauigkeit des mathematischen Modells spezifizierbar ist, indem man die Anzahl notwendiger Terme bestimmt, die in der Berechnung von Gleichung (4) enthalten sind. Gemäß einer
Ausführungsform der Erfindung wird eine endliche Anzahl von Koeffizienten
einesetzt, um die Koeffizienten des mathematischen Modells des Verstärkers 62 zu repräsentieren.
Im Schritt 122 erhält die Signalverarbeitungsschaltung 80 außerdem einen entsprechenden Eingangssignalabtastwert
zur Verwendung bei Berechnungen von Gleichung (4). Im Schritt 124 wird das dem Fehlersignal V_dd entsprechende Basisbandsignal V_bd(k) erhalten. V_ba(k) wird außerdem im Schritt 124 durch Erhalten von
berechnet. Im Schritt 126 verwendet die Signalverarbeitungsschaltung 80 einen als rekursiver Least-Square-Algorithmus (RLS) bekannten rekursiven Algorithmus zur Lösung von Gleichung (4) auf der Basis gemessener Abtastwerte von V_bm und V_ba, um adaptiv die Koeffizienten "a_2i–i,–j" des Modells zu erhalten, das den Arbeitspunkt des Verstärkers 62 repräsentiert. Der RLS-Algorithmus ist wohlbekannt und wird zum Beispiel in Haykin, S. „Adaptive Filter Theory", 3te Auflage (Prentice Hall, 1996) beschrieben und hiermit durch Bezugnahme ausdrücklich erwähnt.
Im Schritt 128 erhält die Signalverarbeitungsschaltung 80 die Eingangssignalstatistik, wie später ausführlicher erläutert werden wird. Das Signallöschungs-Justierungssignal a kann dann im Schritt 130 auf der Basis der rekursiven Berechnungen der Verstärkerkoeffizienten "a_2i–1,–j" und der Eingangssignalstatistik folgendermaßen erhalten werden:
wobei die Eingangssignalstatistik über die Korrelation zwischen dem Eingangssignal V_bm und dem Ausgangssignal V_ba des Verstärkers 62 definiert wird und folgendermaßen geschrieben werden kann:
dabei bedeutet E(.) den Erwartungswert über die Zeit und V·_bm das Komplex-Konjugierte des Eingangssignals V_bm. Effektiv ist ρ_ij ein Maß der Menge an Eingangssignalkomponenten, V_m in dem Ausgangssignal V_a des Verstärkers. Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung justiert der Parameter α somit das Ausgangssignal V_a des Verstärkers 62 so, daß die Signalkomponente in V_a, die statistisch mit dem Eingangssignal V_m korreliert ist, im wesentlichen in der Fehlerlöschungsschleife 86 gelöscht wird.
Korrelationsterme ρ_ij können zum Beispiel auf der Basis der Eingangssignalleistung und des Modulationsverfahrens berechnet werden. Zum Beispiel ist in einer drahtlosen Kommunikationsumgebung die dem Verstärker 62 zugeführte Eingangssignalleistung u.a. von der Anzahl der Benutzer abhängig, die versorgt werden müssen, und das Modulationsverfahren kann eine entsprechende Impulsformungsfunktion, wie zum Beispiel ein Sinusoid sein, obwohl der Schutzumfang der Erfindung in dieser Hinsicht nicht beschränkt ist. Zum Beispiel kann man verschiedene Impulsformungsfunktionen verwenden, wie zum Beispiel die in Schwartz, „Information Transmission, Modulation And Noise", dritte Auflage (McGraw Hill (1980)) besprochenen. Unter der Annahme eines linearen Modulationsverfahrens kann V_bm folgendermaßen geschrieben werden:
dabei ist d der den Benutzern entsprechende Index, P_d ist die Effektivleistung des für den d-ten Benutzer bestimmten Signals, g(h) ist die diskrete Impulsformungsfunktion des Modulationsverfahrens nach Abtastung, {S_d} ist die Datensequenz des d-ten Benutzers und l ist die Länge der Impulsformungsfunktion.
Der Nenner von Gleichung (6) kann folgendermaßen vereinfacht werden:
dabei ist q als q(h) = g(h)·g(–h) definiert. Für die Ableitung von Gleichung (7) wird vorzugsweise angenommen, daß Datenbit zwischen Benutzern und zwischen Zeitabtastwerten unabhängig sind. Der Zähler von ρ_ij kann ähnlich vereinfacht werden, so daß folgendes gilt:
und deshalb ist
Für Fachleute ist erkennbar, daß der Term q^i–2(0)q(mj) in Gleichung (10) vorteilhafterweise gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung auf der Basis einer Vorkenntnis von auf Eingangssignale angewandten Impulsformungsfunktionen durch die Signalverarbeitungsschaltung 80 (2) vorberechnet wird.
Im Schritt 132 führt der digitale Signalprozessor 76 das berechnete Justierungssignal α dem Vektormodulator 66 in 2 zu. Im Schritt 134 wartet die Signalverarbeitungsschaltung 80 bis sich die Koeffizienten des Verstärkermodells und das entsprechende α stabilisiert haben. Danach werden im Schritt 135 das Basisbandsignal V_bd und V_o erhalten. Schritt 136 wird ausgeführt, um wie im folgenden beschrieben das Fehlerlöschungs-Justierungssignal β zu erhalten.
In der Fehlerlöschungsschleife 88 wird der Wert des Signals β adaptiv justiert, um gleich r/h zu sein, wobei r der durch das Dämpfungsglied 64 (2) bereitgestellte Dämpfungsfaktor und h der Verstärkungsfaktor des Hilfsverstärkers 72 (2) ist. Sowohl das Dämpfungsglied als auch der Hilfsverstärker weisen im wesentlichen ein lineares Ansprechverhalten auf, und reagieren folglich unabhängig von Eingangssignalstatistiken. Das Justierungssignal β ist dementsprechend im wesentlichen gegenüber der schnell veränderlichen Signalstatistik unempfindlich und wird als in der Lage angesehen, einen langsameren Konvergenzalgorithmus, wie zum Beispiel Least-Mean-Square-Algorithmus für seine Ableitung zu tolerieren. Der Wert von β wird somit folgendermaßen aktualisiert: β(k)·β(k – 1)·μVo(k)V·d(k) (11)dabei ist μ die bei den Berechnungen gemäß dem Least-Mean-Square-Algorithmus (LMS) verwendete Schrittgröße, und V_bo(k) ist das abgetastete Basisbandsignal von V_o. Es wird angemerkt, daß β das Fehlersignal von V_d so modulieren soll, daß es im wesentlichen keine Korrelation mit dem Ausgangssignal V_o aufweist. Im Schritt 138 wird der Wert von β gemäß einer Ausführungsform der Erfindung auf den Modulator 70 angewandt. Die Schritte 135 bis 138 werden danach wiederholt.
In 4 und 5 sind Simulationsergebnisse aufgetragen, um die Konvergenzgeschwindigkeit des Linearisierers 60 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zu veranschaulichen. Für die Zwecke der Simulation besteht für den nullten Abtastwert das Eingangssignal aus vier Tönen mit Einheitsamplitude, die 600 kHz auseinander plaziert sind. Nach dem Abtastwert Null besteht das Eingangssignal aus acht Tönen mit Einheitsamplitude, die 300 kHz auseinander plaziert sind. Die Mittenfrequenz liegt bei 900 MHz. Temperatur und andere Umgebungsfaktoren werden als um den Abtastwert Null herum konstant angenommen. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung besitzt das in der Simulation verwendete Verstärkermodell Nichtlinearität bis zur dritten Ordnung und einen Symbolkanalspeicher mit seinen normierten Koeffizienten [a_1,1, a_1,2; a_3,1, a_3,2] = [1, 0,1; 0,05, 0,0].
Somit zeigt 5(a) das Leistungsspektrum des Ausgangssignals V_a des Verstärkers 62 bzw. 5(b) zeigt das Leistungsspektrum des Ausgangssignals V_o lange nach Konvergenz. 4(a) und 4(b) zeigen die Konvergenzkurve und den Absolutwert der Justierungssignale α bzw. β. Da die Anpassung des Justierungssignals α von den Variationen der Eingangssignalstatistik unabhängig ist, konvergiert der Wert von α wie in 4(a) dargestellt praktisch unmittelbar, und der Wert des Justierungssignals β bleibt unverändert.
Auf der Basis der gemäß der vorliegenden Erfindung gelehrten Prinzipien wird somit ein Vorwärtskopplungslinearisierer bereitgestellt, der eine beträchtlich schnelle Konvergenzgeschwindigkeit aufweist. Das Signallöschungs-Justierungssignal α wird auf der Basis einer Vorkenntnis der Eingangssignalstatistik und eines mathematischen Modells des Verstärkers 62 erhalten. Da sich der Signallöschungsvektormodulator nach dem Verstärker befindet, muß die durch die Signalverarbeitungsschaltung 80 geformte Berechnung von α nur eine einfache lineare Gleichung lösen, was zu Gleichung (5) führt. Andernfalls muß eine nichtlineare Gleichung gelöst werden.
Obwohl hier nur bestimmte Merkmale der Erfindung dargestellt und beschrieben wurden, werden nun Fachleuten viele Modifikationen, Substitutionen, Änderungen oder Äquivalente einfallen. Es versteht sich deshalb, daß die angefügten Ansprüche alle solchen Modifikationen und Änderungen abdecken sollen, die in den Schutzumfang der Erfindung, so wie er durch die Ansprüche definiert wird, fallen.

Claims

Verfahren zum Linearisieren eines Verstärkers mit einem Vorwärtskopplungslinearisierer durch Ableiten eines Fehlersignals, das als durch den Verstärker erzeugt betrachteten Verzerrungen entspricht, und Anwenden einer justierten Version des Fehlersignals auf das Ausgangssignal des Verstärkers, um so eine im wesentlichen fehlerfreie verstärkte Version des Ausgangssignals bereitzustellen, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfaßt: (a) Berechnen einer Menge von Koeffizienten in einem mathematischen Modell des Verstärkers; (b) Berechnen einer Menge von Korrelationswerten ρ_ij zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Verstärkers; (c) Berechnen eines Signallöschungs-Justierungssignals auf der Basis der berechneten Koeffizienten und der berechneten Korrelationswerte; (d) Anwenden des berechneten Signallöschungs-Justierungssignals auf das Ausgangssignal des Verstärkers, um so ein justiertes Ausgangssignal des Verstärkers abzuleiten; (e) Subtrahieren des justierten Ausgangssignals von dem Eingangssignal, um so das Fehlersignal abzuleiten; und (f) Justieren des Fehlersignals durch Anwenden eines berechneten Fehlerlöschungs-Justierungssignals dergestalt, daß das Ausgangssignal des Linearisierers eine verstärkte Version des Eingangssignals mit im wesentlichen keinen Fehlersignalen ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Berechnens der Koeffizienten die folgenden Schritte umfaßt: Verwenden eines mathematischen Modells, das die Eigenschaften des Verstärkers repräsentiert; Messen der Basisband-Signalabtastwerte, die das dem Verstärker zugeführte Eingangssignal und das von dem Verstärker gelieferte Ausgangssignal repräsentieren; und Auflösen nach den Koeffizienten durch Verwendung der gemessenen Signalabtastwerte in dem mathematischen Modell.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt des Verwendens des mathematischen Modells den Schritt des Verwendens einer Modellgleichung dergestalt umfaßt, daß
ist, wobei V_ba das Ausgangssignal des Verstärkers repräsentiert, wobei V_bm das Eingangssignal des Verstärkers repräsentiert, i die nichtlineare Ordnung bedeutet, j den Speicher bedeutet, C 2l–1 / l den Binomialkoeffizienten bedeutet und a_ij die Verstärkerkoeffizienten repräsentiert.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt des Auflösens die Schritte des Anwendens eines rekursiven Least-Squarer-Algorithmus umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt des Berechnens des Signallöschungs-Justierungssignals α ferner den Schritt des Verwendens von
umfaßt, wobei i die nichtlineare Ordnung bedeutet, j den Speicher bedeutet, a die Verstärkerkoeffizienten des ersten Verstärkers bedeutet und ρ die berechnete Korrelation bedeutet.