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TECHNISCHES
GEBIET
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Schaltzustandsdetektor für einen
Schalter sowie eine elektronische Einheit, und betrifft insbesondere
einen Schaltzustandsdetektor für
einen Schalter, der den Schaltzustand eines Schalters mit geringerem
elektrischen Energieverbrauch und hoher Präzision erfassen kann, sowie
eine elektronische Vorrichtung, die diese Einheit verwendet.
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STAND DER
TECHNIK
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Bei
herkömmlichen
elektronischen Vorrichtungen werden verschiedene Vorgänge durch
Schalter ausgeführt,
aber bei elektronischen Vorrichtungen, die einen geringen elektrischen
Energieverbrauch erfordern, wurden Möglichkeiten entwickelt, die
elektrische Energie, die von den Detektionsschaltungen verbraucht
wird, auf einem Minimum zu halten, indem die Schaltzustände der
Schalter nicht kontinuierlich, sondern diskontinuierlich erfasst
werden.
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Unter
Eezugnahme auf 17 folgt eine Beschreibung einer
Konfiguration zum Erfassen des Schaltzustandes von Schaltern, die
für solche
elektronische Vorrichtungen verwendet werden. Wie in der Figur dargestellt,
ist ein Ende des Schalters SW, dessen Schaltzustand erfasst werden
soll, bei einem Referenzwert Vdd an der Hochpotenzialseite geerdet,
und das andere Ende ist an eine Detektionsschaltung 900 angeschlossen.
Die Detektionsschaltung 900 besteht nun aus einem n-Kanal-Feldeffekttransistor 910 und
einer Verriegelungsschaltung 930, wobei der Drain des Transistors 910 an
das andere Ende des Schalters SW angeschlossen ist, und seine Source
an die Energiequellenspannung Vss der negativen Seite angeschlossen
ist. Ebenso werden Abtastimpulse SP zu dem Gate des Transistors 910 geleitet.
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Die
Verriegelungsschaltung 930 verriegelt den Spannungspegel
der Signalleitung A, die an das andere Ende des Schalters SW angeschlossen
ist, mit der nachlaufenden Flanke des Abtastimpulses SP, und gibt
ein Signal OUT aus, das den Schaltzustand des Schalters SW anzeigt.
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Bei
einer solchen Detektionsschaltung 900 ist der Transistor 910 nur
während
der Periode eingeschaltet, in der der Abtastimpuls SP am "H"-Pegel ist, und die Signalleitung A
wird durch dessen EIN-Widerstand auf die Energiequellenspannung
Vss heruntergeschaltet. Daher hält
der Spannungspegel der Signalleitung A die Energiequellenspannung
Vss aufrecht, falls der Schalter SW während der Periode offen ist,
in der sich der Abtastimpuls SP am "H"-Pegel befindet, macht
aber im Gegensatz dazu einen Übergang
zum Erdungspegel, falls der Schalter SW geschlossen ist.
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Daher
kann ein Signal OUT gemäß dem Schaltzustand
des Schalters SW von der Verriegelungsschaltung 930 ausgegeben
werden, die den Spannungspegel der Signalleitung A mit der voreilenden
Flanke des Abtastimpulses SP verriegelt. Dann wird eine Verarbeitung
entsprechend der Anweisung des Schalters von einer späteren Schaltung
(die in den Zeichnungen fehlt) aufgrund dieses OUT-Signals ausgeführt.
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Gemäß einer
solchen Detektionsschaltung 900 -fließt kein elektrischer Strom
konstant zwischen dem Drain/Source des Transistors 910,
so dass Elektrizität,
die in der Detektionsschaltung 900 verbraucht wird, gering
gehalten werden kann.
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Abhängig von
der angewendeten elektronischen Vorrichtung kann nun die Energiequellenspannung
Vss nicht konstant sein, sondern mit einer bestimmten Breite variieren.
Zum Beispiel wird im Falle einer elektronischen Vorrichtung, die
einen Elektrizitätserzeugungsmechanismus
und einen Batteriemechanismus enthält, wobei die Elektrizität, die von
dem Elektrizitätserzeugungsmechanismus
erzeugt wird, im Batteriemechanismus gespeichert wird, und die Elektrizität, die im
Batteriemechanismus gespeichert wird, als Energiequelle verwendet
wird, eine Schwankung der Energiequellenspannung Vss aufgrund des
Batteriezustandes vorausgesetzt.
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Nun
haben allgemeine Transistoren die Eigenschaft, dass, je geringer
die Spannung zwischen der Source/dem Drain ist, um so größer ihr
EIN-Widerstand ist, d.h., direkt gesagt, die Widerstandswerteigenschaften
hinsichtlich der Spannung sind nicht linear. Andererseits neigt
das Herunterschalten der Signalleitung A mit hohem Widerstand dazu,
deren Spannungspegel instabil zu machen. Daher muss ein Transistor 910 einer
Art mit kleinem EIN-Widerstand verwendet werden, um den Spannungspegel
der Signalleitung A zu stabilisieren, ob nun die Spannung zwischen
der Source/dem Drain gering ist, oder ob der Unterschied zwischen
der Energiequellenspannung Vss und dem Erdungspegel gering ist.
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Bei
einer Konfiguration jedoch, in der die Signalleitung A mit einem
Transistor mit geringem EIN-Widerstand heruntergeschaltet wird,
muss der elektrische Energieverbrauch der Detektionsschaltung 900 jedoch
ansteigen, so dass dies nicht nur dem ursprünglichen Ziel einer Senkung
des elektrischen Energieverbrauchs widerspricht, sondern ferner
auch ein Problem erzeugt, dass der Bereich der Energiequellenspannung,
der imstande ist, den Schaltzustand des Schalters zu erfassen, aufgrund der
Transistoreigenschaften eingeschränkt ist.
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Dieses
Problem ist in Fällen
deutlich, in welchen die Abtastrate erhöht ist, um den Schaltzustandsdetektor
des Schalters SW mit hoher Präzision zu
erfassen. Der Grund ist folgender. Das heißt, die Leitung für die Signalleitung
A hat aufgrund der Anschlüsse
des Transistors 910 für
Verlängerungsleitungen
zur Montage, Verdrahtung, usw. parasitäre Kapazität. Falls nun eine Ladung in
dieser parasitären
Kapazität
aus irgendeinem Grund gespeichert wird, während der Schalter SW offen
ist, ändert
sich der Pegel der Signalleitung A, wenn der Abtastimpuls beim "H"-Pegel
ist, im Laufe der Zeit entsprechend einer Zeitkonstante aufgrund
der parasitären
Kapazität
und des Pull-Down-Widerstands.
Daher wird die Signalleitung A erst nach einem Herunterschalten über eine
bestimmte Zeit beim "L"-Pegelzustand bestimmt, in dem der Schalter
SW offen ist. Daher muss zur Anhebung der Abtastrate die Impulsbreite
des Abtastimpulses SP bei einem bestimmten Pegel gesichert werden,
um ausreichend Zeit für
die Bestimmung des Pegels der Signalleitung A zu haben. Dies bedeutet
nichts anderes, als eine Verlängerung
des Zeitbedarfs am Transistor 910.
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Die
vorliegende Erfindung wurde angesichts der obengenannten Probleme
gemacht, und sie hat zur Aufgabe, einen Schaltzustandsdetektor für einen Schalter
bereitzustellen, der imstande ist, sowohl eine Verbreiterung des
Energiequellenspannungsbereichs, in dem der Schaltzustand des Schalters
erfasst werden kann, als auch eine Verbesserung der Erfassungspräzision des
Schaltzustandes des Schalters, wie auch eine elektronische Vorrichtung,
die diese Einheit verwendet, bereitzustellen.
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Die
Schrift
EP 0 347 189 offenbart
eine Einheit gemäß dem Obergriff
von Anspruch 1, 12 und 16.
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OFFENBARUNG
DER ERFINDUNG
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Eine
erste Form der vorliegenden Erfindung umfasst: einen Schalter, der
an einem Ende an eine Erdungsleitung oder eine Energiequelle angeschlossen
ist; einen Widerstand, der zwischen dem anderen Ende des Schalters
und einer Energiequelle oder einer Erdungsleitung angeschlossen
ist; und eine Steuereinheit zum Steuern des Wertes des Widerstands
auf der Basis der Energiequellenspannung, die der Unterschied zwischen
dem Spannungspegel der Energiequelle und dem Erdungspegel der Erdungsleitung
ist; wobei Signale, die dem Schaltzustand des Schalters äquivalent
sind, entsprechend dem Spannungspegel an dem anderen Ende des Schalters
ausgegeben werden.
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Ferner
umfasst die erste Form der vorliegenden Erfindung eine Beurteilungseinheit
zum Beurteilen des Spannungspegels an dem anderen Ende des Schalters
und zum Ausgeben von Signalen, die dem Schaltzustand des Schalters äquivalent
sind.
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Ferner
führt die
Beurteilungseinheit der ersten Form der vorliegenden Erfindung eine
Beurteilung des Spannungspegels in vorbestimmten Intervallen aus.
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Ebenso
steuert die Steuereinleit der ersten Form der vorliegenden Erfindung
den Wert des Widerstands derart, dass der Wert des Widertands den vorbestimmten
oberen Widerstandsgrenzwert nicht überschreitet.
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Ebenso
steuert die Steuereinheit der ersten Form der vorliegenden Erfindung
den Wert des Widerstands derart, dass der Wert des Widerstands innerhalb
des Widerstandswertbereichs liegt, der durch den vorbestimmten oberen
Widerstandsgrenzwert und unteren Widerstandsgrenzwert festgelegt ist.
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Ebenso
ist der Widerstand der ersten Form der vorliegenden Erfindung ein
variabler Widerstand, der den Widerstandswert auf der Basis der
Energiequellenspannung ändert;
wobei, falls die Spannung beim Absolutwert verglichen wird, der
Widerstandwert, der durch die Annahme erhalten wird, dass der Widerstandswert,
der von der Steuereinheit eingestellt wird, wenn die Energiequellenspannung
höher als
die vorbestimmte Referenzspannung ist, unter Energiequellenspannungsbedingungen
gemessen wurde, die geringer als die vorbestimmte Referenzspannung
sind, als virtueller Wider standwert genommen wird; und wobei, falls
die Spannung bei deren Absolutwerten verglichen wird, die Steuereinheit
die Steuerung so ausführt,
dass der Widerstandswert, der einzustellen ist, wenn die Energiequellenspannung
geringer als der vorbestimmte Referenzwert ist, kleiner wird als
der virtuelle Widerstandswert unter den Energiequellenspannungsbedingungen.
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Ferner
ist der Widerstand der ersten Form der vorliegenden Erfindung aus
einer Vielzahl von Nebenwiderständen
aufgebaut; wobei die Steuereinheit die Anzahl von Widerständen, die
zwischen dem anderen Ende des Schalters und der Energiequelle oder
Erdungsleitung anzuschließen
sind, auf der Basis der Energiequellenspannung steuert.
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Ferner
ist der Widerstand der ersten Form der vorliegenden Erfindung aus
einer Vielzahl von Nebenwiderständen
mit im Wesentlichen demselben Widerstandswert aufgebaut; wobei,
falls die Energiequellenspannung geringer als der Referenzwert ist, die
Steuereinheit eine größere Anzahl
der Nebenwiderstände
parallel anschließt
als die Anzahl von Nebenwiederständen,
die anzuschließen
sind, wenn die Energiequellenspannung höher als die Referenzspannung
ist.
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Ebenso
ist der Widerstand der ersten Form der vorliegenden Erfindung aus
einer Vielzahl von Nebenwiderständen
mit wechselseitig unterschiedlichen Widerstandswerten aufgebaut;
wobei die Steuereinheit auf der Basis der Energiequellenspannung einen
oder mehrere Nebenwiderstände
aus der vielzahl von Nebenwiderständen auswählt, die zwischen dem anderen
Ende des Schalters und der Energiequelle oder der Erdungsleitung
anzuschließen
sind.
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Ebenso
hat die Steuereinheit der ersten Form der vorliegenden Erfindung
mehrere vorbestimmte, wechselseitig unterschiedliche Referenzspannungen.
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Ebenso
ist der Widerstand der ersten Form der vorliegenden Erfindung ein
Transistor und wird für
Intervalle eingeschaltet, die der Zeitsteuerung zur Beurteilung
des Spannungspegels an dem anderen Ende des Schalters entsprechen.
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Ferner
umfasst die erste Form der vorliegenden Erfindung: einen Schalter,
der an einem Ende an eine Erdungsleitung oder eine Energiequelle
angeschlossen ist; einen Widerstand, der zwischen dem anderen Ende
des Schalters und einer Energiequelle oder einer Erdungsleitung
angeschlossen ist; und einen Widerstandswertschaltkreis zum Umschalten des
Wertes des Widerstands auf der Basis der Energiequellenspannung,
die der Unterschied zwischen dem Spannungspegel der Energiequelle
und dem Erdungspegel der Erdungsleitung ist; wobei der Spannungspegel
an dem anderen Ende des Schalters beurteilt wird und Signale, die
dem Schaltzustand des Schalters äquivalent
sind, entsprechend dem Spannungspegel an dem anderen Ende des Schalters ausgegeben
werden.
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Ferner
umfasst die erste Form der vorliegenden Erfindung eine Verriegelungsschaltung
zum Beurteilen des Spannungspegels an dem anderen Ende des Schalters
und zum Ausgeben von Signalen, die dem Schaltzustand des Schalters äquivalent
sind.
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Ferner
führt die
Verriegelungsschaltung der ersten Form der vorliegenden Erfindung
eine Beurteilung des Spannungspegels in vorbestimmten Intervallen
aus.
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Ebenso
ist der Widerstand der ersten Form der vorliegenden Erfindung ein
variabler Widerstand, der den Widerstandswert auf der Basis der
Energiequellenspannung ändert;
wobei, falls die Spannung beim Absolutwert verglichen wird, der
Widerstandwert, der durch die Annahme erhalten wird, dass der Widerstandswert,
der von dem Widerstandswertschaltkreis eingestellt wird, wenn die
Energiequellenspannung höher
als die vorbestimmte Referenzspannung ist, unter Energiequellenspannungsbedingungen
gemessen wurde, die geringer als die vorbestimmte Referenzspannung
sind, als virtueller Widerstandwert genommen wird; und wobei, falls
die Spannung bei deren Absolutwerten verglichen wird, der Widerstandswertschaltkreis
die Steuerung so ausführt,
dass der Widerstandswert, der einzustellen ist, wenn die Energiequellenspannung
geringer als der vorbestimmte Referenzwert ist, kleiner wird als
der virtuelle Widerstandswert unter den Energiequellenspannungsbedingungen.
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Eine
zweite Form der vorliegenden Erfindung umfasst: eine Energiequelle
zum Zuleiten von elektrischer Energie; eine Spannungsdetektionseinheit
zum Erfassen der Spannung der Energiequelle; einen Schalter, der
an einem Ende an eine Erdungsleitung oder eine Energiequelle angeschlossen
ist; einen Widerstand, der zwischen dem anderen Ende des Schalters
und einer Energiequelle oder einer Erdungsleitung angeschlossen
ist; eine Steuereinheit zum Steuern des Wertes des Widerstands auf
der Basis der Energiequellenspannung, die der Unterschied zwischen
dem Spannungspegel der Energiequelle, der von der Spannungsdetektionseinheit
erfasst wird, und dem Erdungspegel der Erdungsleitung ist; eine
Beurteilungseinheit zum Beurteilen des Spannungspegels an dem anderen
Ende des Schalters und zum Ausgeben von Signalen, die dem Schaltzustand
des Schalters entsprechen; und eine Verarbeitungseinheit zum Ausführen der
Verarbeitungsinhalte, die durch den Schalter angewiesen werden,
nach Signalen, die von der Beurteilungseinheit ausgegeben werden.
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Ferner
führt die
Beurteilungseinheit der vorliegenden Erfindung die Beurteilung des
Spannungspegels in vorbestimmten Intervallen aus.
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Ebenso
ist der Widerstand der zweiten Form der vorliegenden Erfindung ein
variabler Widerstand, der den Widerstandswert auf der Basis der
Energiequellenspannung ändert;
wobei, falls die Spannung beim Absolutwert verglichen wird, der
Widerstandwert, der durch die Annahme erhalten wird, dass der Widerstandswert,
der von der Steuereinheit eingestellt wird, wenn die Energiequellenspannung
höher als
die vorbestimmte Referenzspannung ist, unter Energiequellenspannungsbedingungen
gemessen wurde, die geringer als die vorbestimmte Referenzspannung
sind, als virtueller Widerstandwert genommen wird; und wobei, falls
die Spannung bei deren Absolutwerten verglichen wird, die Steuereinheit
die Steuerung so ausführt,
dass der Widerstandswert, der einzustellen ist, wenn die Energiequellenspannung
geringer als der vorbestimmte Referenzwert ist, kleiner wird als
der virtuelle Widerstandswert unter den Energiequellenspannungsbedingungen.
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Ebenso
umfasst die Verarbeitungseinheit der zweiten Form der vorliegenden
Erfindung eine Zeitsteuerungseinheit zum Ausführen verschiedener Zeitsteuerungsprozesse,
die von dem Schalter angewiesen werden.
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Ebenso
enthält
die Energiequelle der zweiten Form der vorliegenden Erfindung eine
Batterieeinheit zum Speichern der elektrischen Energie, die von
einem Elektrizitätserzeugungsmechanismus
erzeugt wird, und elektrische Energie, die von der Batterieeinheit
gespeichert wird, wird zugeleitet.
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Ebenso
umfasst die zweite Form der vorliegenden Erfindung eine Spannungssteuereinheit
zum Steuern der Ausgangsspannung von der Batterieeinheit in Übereinstimmung
mit der Spannung, die von der Spannungsdetektionseinheit erfasst
wird.
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KURZE BESCHREIBUNG DER
ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration einer Detektionsschaltung
zum Erfassen des Schaltzustandes eines Schalters in Bezug auf eine
erste Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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2 ist
ein Diagramm zum Beschreiben der Funktionsweise der Detektionsschaltung
der ersten Ausführungsform.
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3 ist
ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration einer ersten Variation
der Detektionsschaltung der ersten Ausführungsform zeigt.
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4 ist
ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration einer dritten Variation
der Detektionsschaltung der ersten Ausführungsform zeigt.
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5 ist
ein Diagramm zum Beschreiben der Funktionsweise der dritten Variation
der Detektionsschaltung der ersten Ausführungsform.
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6 ist
ein erklärendes
Diagramm der Konfiguration einer fünften Variation der Detektionsschaltung
der ersten Ausführungsform.
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7 ist
ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer elektronischen Zeituhr
als Beispiel für eine
elektronische Vorrichtung zeigt, bei der die Detektionsschaltung
der ersten Ausführungsform
angewendet wird.
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8 ist
eine perspektivische Ansicht, die die Konfiguration des Elektrizitätserzeugungsmechanismus
in der elektronischen Zeituhr zeigt, die in 7 dargestellt
ist.
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9 ist
ein Blockdiagramm, das die Konfiguration der Hauptkomponenten der
Spannungsdetektionschaltung in der elektronischen Zeituhr zeigt, die
in 7 dargestellt ist.
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10 ist
ein Diagramm zum Erklären
der Funktionsweise der Spannungsdetektionsschaltung.
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11 ist
ein Diagramm zum Beschreiben des Verhältnisses zwischen Abtastimpulsen
und der Spannungsdetektionszeitsteuerung.
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12 ist
ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration der Energiequellenschaltung
in der elektronischen Zeituhr zeigt, die in 7 dargestellt ist.
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13 ist
ein vereinfachtes Diagramm, das die äquivalente Schaltung zum Zeitpunkt
des Ladens und Boostens in der Energiequellenschaltung zeigt, die
in 12 dargestellt ist.
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14 ist
ein Diagramm zum Beschreiben des Ladungs- und Boostvorgangs in der
Energiequellenschaltung, die in 12 dargestellt
ist.
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15 ist
ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration für die Detektionsschaltung zum
Erfassen des Schaltzustandes eines Schalters gemäß einer zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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16 ist
ein Diagramm zum Beschreiben der Funktionsweise der Detektionsschaltung
der zweiten Ausführungsform.
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17 ist
ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration eines herkömmlichen
Schaltzustandsdetektionsschaltkreises zeigt.
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BESTE AUSFÜHRUNGSFORM
DER ERFINDUNG
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Anschließend wird
die beste Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen
beschrieben.
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[1] Erste Ausführungsform
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[1.1] Schaltungskonfiguration
der Detektionsschaltung
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1 ist
ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration der Detektionsschaltung 100 gemäß der ersten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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Wie
in 1 dargestellt, ist ein Ende des Schalters SW,
dessen Schaltzustand erfasst werden soll, an den Referenzpegel Vdd
der Hochpotenzialseite angeschlossen, und das andere Ende des Schalters
SW ist an die Detektionsschaltung 100 angeschlossen.
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Die
Detektionsschaltung 100 ist nun aus n-Kanal-Feldeffekttransistoren 110a und 110b,
einer UND-Schaltung 120 und einer Verriegelungsschaltung 130 konfiguriert.
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Von
diesen sind die Transistoren 110a und 110b beide
vom selben Typ, mit etwa denselben Fähigkeiten, und ihr Drain ist
jeweils an das andere Ende des Schalters SW angeschlossen. Andererseits
ist die Source von jedem an die negative Energiequellenspannung
Vss angeschlossen.
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Ebenso
werden Abtastimpulse SP zu dem Gate des Transistors 110a.
geleitet, und das Gate des Transistors 110b ist an den
Ausgangsanschluss der UND-Schaltung 120 angeschlossen.
Nun dient diese UND-Schaltung 120 zum Ausgeben des logischen
Produkts von CMP-Signalen, die auf dem "H"-Pegel
sind, falls der Unterschied zwischen der Energiequellenspannung
Vss und dem Referenzpegel Vdd, der der Erdungspegel ist, gleich
oder kleiner als ein Schwellenwert Vth ist, und der Abtastimpulse SP,
die von einer später
beschriebenen Spannungsdetektionsschaltung 400 (siehe 4)
zugeleitet werden.
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Ebenso
dient die Verriegelungsschaltung 130 zum Verriegeln des
Spannungspegels der Signalleitung A, die an das andere Ende des
Schalters SW angeschlossen ist, mit der nacheilenden Flanke des
Abtastimpulses SP, so dass der Schaltzustand des Schalters SW als
Signal OUT ausgegeben wird, wie bei der Verriegelungsschaltung 930 in 17.
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[1.2] Betrieb der Detektionsschaltung
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Anschließend wird
der Betrieb der Detektionsschaltung 100 unter Bezugnahme
auf 1 und 2 beschrieben. Hier ist 2 ein
Diagramm, das das Verhältnis
zwischen der Energiequellenspannung Vss und dem Widerstandswert
zum Herunterschalten der Signalleitung A zeigt. Übrigens wird in dieser 2 die
Energiequellenspannung Vss als horizontale Achse verwendet, aber
tatsächlich
ist die Energiequellenspannung Vss eine negative Energiequelle,
so dass diese genau genommen der Unterschied zwischen der Energiequellenspannung
Vss und dem Referenzpegel Vdd ist (= |Vdd – Vss|) ist, oder die rechte
Seite eine negative Achse ist.
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Falls
nun der Spannungsunterschied größer als
der Schwellenwert Vth ist, geht das Signal CMP auf den "L"-Pegel,
so dass nur der Transistor 110a während der Periode eingeschaltet
ist, in der sich der Abtastimpuls SP beim "H"-Pegel
befindet, wodurch die Signalleitung A heruntergeschaltet wird. Daher gibt
es keinen Unterschied zu der herkömmlichen Detektionsschaltung 900,
wenn nur dieser Punkt geprüft
wird.
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Wenn
die Entladung der Energiequelle fortschreitet und der Unterschied
zwischen der Energiequellenspannung Vss und dem Referenzpegel Vdd unter
den Schwellenwert Vth fällt,
geht das Signal CMP auf den "H"-Pegel, so dass sich
die UND-Schaltung 120 öffnet, und
der Ausgang der UND-Schaltung 120 ist am H-Pegel.
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Nun
wird der Schwellenwert Vth auf einen Spannungspegel gestellt, der
gleich einem Wert ist, der unter dem oberen Grenzwert M liegt, wobei
der Spannungspegel der Signalleitung A sicher unter dem EIN-Widerstand
des Transistors 110a bestimmt. wird.
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In
dem Zustand, in dem die UND-Schaltung 120 offen ist, schalten
sich beide Transistoren 110a und 110b in dem Zeitraum
ein, in dem sich der Abtastimpuls SP bei dem "H"-Pegel befindet, und
die Signalleitung A wird durch die Parallelverbindung des EIN-Widerstands
heruntergeschaltet. Daher ist der Widerstandswert zum Herunterschalten
der Signalleitung A etwa die Hälfte
von jenem, wenn nur der Transistor 110a eingeschaltet ist,
wie durch ➁ in. 2 dargestellt ist, so dass der
Spannungspegel der Signalleitung A sicher heruntergeschaltet wird.
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Allgemeiner
wird der Spannungspegel der Signalleitung A sicher unter Verwendung
eines Transistors (d.h., eines variablen Widerstands, dessen Widerstandswert
sich in Übereinstimmung
mit der Energiequellenspannung ändert)
heruntergeschaltet, und falls die Spannung beim Absolutwert verglichen wird,
ist der Widerstandswert, der durch die Annahme erhalten wird, dass
der Widerstandswert, der von dem Steuermittel eingestellt wird,
falls die Energiequellenspannung (|Vdd-Vss|) höher als eine vorbestimmte Referenzspannung
ist (die Vth ist), von der Detektionsschaltung 100 (die
einer Steuereinheit entspricht) unter Energiequellenspannungsbedingungen
gemessen wurde, die geringer als die vorbestimmte Referenzspannung
sind, als virtueller Wert genommen wird (entsprechend dem gestrichelten
Linienteil, der sich von der Kurve ➀ in 2 zu
der Niederspannungsseite erstreckt), und falls die Spannung bei deren
Absolutwerten verglichen wird, führt die
Steuerschaltung 100 die Steuerung so aus, dass der Widerstandswert,
der einzustellen ist, wenn die Energiequellenspannung geringer als
der vorbestimmte Referenzwert ist, kleiner wird als der virtuelle Widerstandswert
unter den Energiequellenspannungsbedingungen, d.h., durch Steuern
des Wertes des Widerstands auf einen Wert, wie durch die Kurve ➁ in
Fig. dargestellt. Dieser Punkt ist derselbe für einzelne Referenzspannungen
(die später
beschriebenen Vth1, Vth2, usw.), falls mehrere Referenzspannungen
vorhanden sind, wie in der später
beschriebenen dritten Variation.
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[1.3] Vorteile der Erfindung
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Somit
wird gemäß der Detektionsschaltung 100 in
Bezug auf die erste Ausführungsform,
falls der Unterschied zwischen der Energiequellenspannung Vss und
dem Referenzpegel Vdd größer als
der Schwellenwert Vth ist, nur der Transistor 110a während der "H"-Pegel-Periode des Abtastimpulses SP eingeschaltet,
wodurch der elektrische Energieverbrauch unterdrückt wird, während, falls der Unterschied
gleich oder kleiner als der Schwellenwert Vth ist, beide Transistoren 110a und 110b eingeschaltet werden,
wodurch der Spannungspegel der Signalleitung A stabilisiert wird,
so dass selbst in dem Fall, dass die Energiespannung Vss über eine
bestimmte Breite schwankt, sowohl ein geringer Energieverbrauch
als auch eine Verbesserung in der Erfassungspräzision erreicht werden können.
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Mit
anderen Worten, der Bereich der Energiequellenspannung Vss, in dem
der Spannungspegel der Signalleitung A stabilisiert ist, ist auf
den Bereich gleich oder größer dem
Schwellenwert Vth in einer herkömmlichen
Konfiguration begrenzt, wobei die Signalleitung A nur durch einen
Transistor heruntergeschaltet wird, aber gemäß der Detektionsschaltung 100 gemäß der Erfindung
kann dieser auf und unter den Schwellenwert Vth erweitert werden.
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[1.4] Variationen der
ersten Ausführungsform
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Übrigens
ist die vorliegende Erfindung nicht auf die Detektionsschaltung 100 gemäß der zuvor beschriebenen
Ausführungsform
beschränkt
und es können
vielmehr verschiedene Anwendungen und Variationen durchgeführt werden.
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[1.4.1] Erste Variation
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Zum
Beispiel wurde bei der Detektionsschaltung 100 gemäß dieser
Ausführungsform
eine Beschreibung eines Typs gegeben, in dem die Energiequellenspannung
eine negative Energiequelle ist, aber es kann eine Anwendung bei
einem Typ ausgeführt
werden, in dem die Energiequellenspannung eine positive Energiequelle
ist, wobei die Transistoren 110a und 110b vom
p-Kanal-Typ sind, wie in 3 dargestellt.
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[1.4.2] Zweite Variation
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Ebenso
kann eine Anordnung entworfen werden, in der die Transistoren 110a und 110b nicht vom
selben Typ sind, wie bei der Ausführungsform, sondern vielmehr
einer mit einem relativ großen EIN-Widerstand
als Transistor 110a verwendet wird, und einer mit einem
relativen kleinen EIN-Widerstand als Transistor 110b verwendet
wird, wobei die Transistoren selektiv entsprechend der Energiequellenspannung
eingeschaltet werden, d.h., nur der Transistor 110a eingeschaltet
wird, falls die Energiequellenspannung hoch ist, und nur der Transistor 110b eingeschaltet
wird, falls die Energiequellenspannung nieder ist.
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[1.4.3] Dritte Variation
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Ferner
kann eine Anordnung entworfen werden, in der nicht nur zwei Transistoren
bereitgestellt sind, sondern drei oder mehr in einer parallelen
Anordnung bereitgestellt sind, und wobei die Anzahl von Transistoren,
die einzuschalten sind, mit fallender Energiequellenspannung allmählich zunimmt.
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[1.4.3.1] Spezifische
Konfiguration der dritten Ausführungsform
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Das
Schaltungsdiagramm in 4 zeigt eine spezifischere Konfiguration
der Detektionsschaltung 100A in einer Anordnung, in der
drei Transistoren in einer parallelen Anordnung bereitgestellt sind.
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Wie
in 4 dargestellt, ist ein Ende des Schalters SW,
dessen Schaltzustand zu erfassen ist, an den Referenzpegel Vdd an
der Hochpotenzialseite angeschlossen, und das andere Ende des Schalters
SW ist an die Detektionsschaltung 100A angeschlossen.
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Nun
ist die Detektionsschaltung 100A aus n-Kanal-Feldeffekttransistoren 110a, 110b und 110c, UND-Schaltungen 120 und 120A und
einer Verriegelungsschaltung 130 konfiguriert.
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Von
diesen sind die Transistoren 110a, 110b und 110c alle
vom selben Typ, mit etwa denselben Fähigkeiten, und während der
Drain von jedem an das andere Ende des Schalters SW angeschlossen ist,
ist die Source von jedem an die Energiequellenspannung Vss an der
negativen Seite angeschlossen.
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Ebenso
werden Abtastimpulse SP zu dem Gate des Transistors 100a geleitet,
das Gate des Transistors 110b ist an das Ausgangende der UND-Schaltung 120 angeschlossen,
und das Gate des Transistors 110c ist an das Ausgangsende
der UND-Schaltung 120A angeschlossen.
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Nun
dient die UND-Schaltung 120 zum Ausgeben des logischen
Produkts von CMP1-Signalen, die beim "H"-Pegel
sind, falls der Unterschied zwischen der Energiequellenspannung
Vss, die von einer nicht dargestellten Spannungsdetektionschaltung
oder dergleichen zugeleitet werden, und dem Referenzpegel Vdd, der
der Erdungspegel ist, gleich oder kleiner als ein Schwellenwert
Vth1 ist, und der Abtastimpulse SP. Ebenso dient die UND-Schaltung 120A zum
Ausgeben des logischen Produkts von CMP2 Signalen, die am "H"-Pegel
sind, falls der Unterschied zwischen der Energiequellenspannung Vss,
die von einer nicht dargestellten Spannungsdetektionsschaltung oder
dergleichen zugeleitet wird, und dem Referenzpegel Vdd, der der
Erdungspegel ist, gleich oder kleiner als ein Schwellenwert Vth2 (kleiner
als VTth1) ist, und der Abtastimpulse SP.
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Ferner
dient die Verriegelungsschaltung 130 zum Verriegeln des
Spannungspegels der Signalleitung A, die an das andere Ende des
Schalters SW angeschlossen ist, mit der nacheilenden Flanke des Abtastimpulses
SP, so dass der Schaltzustand des Schalters SW als Signal OUT ausgegeben
wird, wie bei der Verriegelungsschaltung 930 in 17.
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[1.4.3.2] Betrieb der
Detektionsschaltung der dritten Variation
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Anschließend wird
der Betrieb der Detektionsschaltung 100A unter Bezugnahme
auf 4 und 5 beschrieben. 5 ist
ein Diagramm, das das Verhältnis
zwischen der Energiequellenspannung Vss und dem Widerstandswert
zum Herunterschalten der Signalleitung A zeigt, wie in 2.
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Falls
nun die Spannungsdifferenz größer als der
Schwellenwert Vth1 ist, geht das Signal CMP1 auf den "L"-Pegel und das Signal CMP2 geht auf
den "L"-Fegel, so dass nur
der Transistor 110a in der Periode eingeschaltet ist, in
der sich der Abtastimpuls SP bei dem "H"-Pegel
befindet, wodurch die Signalleitung A heruntergeschaltet wird. Daher
gibt es keinen Unterschied zu der herkömmlichen Detektionsschaltung 900,
wenn nur dieser Punkt geprüft
wird.
-
Wenn
die Entladung der Energiequelle fortschreitet und der Unterschied
zwischen der Energiequellenspannung Vss und dem Referenzpegel Vdd unter
den Schwellenwert Vth1 fällt,
geht ferner das Signal CMP1 auf den "H"-Pegel,
so dass sich die UND-Schaltung 120 öffnet, und der Ausgang der UND-Schaltung 120 ist
am "H"-Pegel . Ebenso bleibt das
Signal CMP2 beim "L"-Pegel, so dass die UND-Schaltung 120A geschlossen
bleibt, und der Ausgang der UND-Schaltung 120A bleibt beim "L"-Pegel.
-
Nun
wird die Schwellenwertspannung Vth1 auf einen Spannungspegel gestellt,
der gleich einem Wert ist, der unter dem oberen Grenzwert M liegt,
wobei der Spannungspegel der Signalleitung A sicher unter dem EIN-Widerstand
des Transistors 110a bestimmt wird.
-
In
dem Zustand, in dem die UND-Schaltung 120 offen ist, schalten
sich beide Transistoren 110a und 110b in dem Zeitraum
ein, in dem sich der Abtastimpuls SP bei dem "H"-Pegel befindet, und
die Signalleitung A wird durch die Parallelverbindung des EIN-Widerstands
heruntergeschaltet. Daher ist der Widerstandswert zum Herunterschalten
der Signalleitung A etwa die Hälfte
von jenem, wenn nur der Transistor 110a eingeschaltet ist,
wie durch ➁ in 5 dargestellt ist, so dass der
Spannungspegel der Signalleitung A sicher heruntergeschaltet wird.
-
Wenn
die Entladung der Energiequelle fortschreitet und der Unterschied
zwischen der Energiequellenspannung Vss und dem Referenzpegel Vdd unter
den Schwellenwert Vth2 fällt,
gehen ferner das Signal CMP1 und das Signal CMP2 auf den "H"-Pegel,
so dass sich die UND-Schaltung 120 und die UND-Schaltung 120A öffnen, und
der Ausgang der UND-Schaltung 120 und der UND-Schaltung 120A ist
am "H"-Pegel.
-
Nun
wird die Schwellenwertspannung Vth2 auf einen Spannungspegel gestellt,
der gleich einem Wert unter dem oberen Grenzwert M ist, wobei der Spannungspegel
der Signalleitung A sicher unter dem parallelen EIN-Widerstand des
Transistors 110a und des Transistors 110b bestimmt
wird.
-
In
dem Zustand, in dem die UND-Schaltung 120 und die UND-Schaltung 120A offen
sind, sind alle Transistoren 110a, 1101 und 110c in
dem Zeitraum eingeschaltet, in dem der Abtastimpuls SP am "H"-Pegel ist, und die Signalleitung A
wird durch die parallele Verbindung des EIN-Widerstands heruntergeschaltet.
Daher ist der Widerstandswert zum Herunterschalten der Abtastleitung
A etwa 1/3 von jenem, wenn nur der Transistor 110a eingeschaltet
ist, wie durch ➂ in 5 dargestellt
ist, so dass der Spannungspegel der Signalleitung A sicher heruntergeschaltet
wird.
-
[1.4.9] Vierte Variation
-
Zusätzlich kann
eine Konfiguration gebildet werden, in der die Form der Verbindung
von dem einen Ende des Schalters SW zu der Energiequellenspannung
in Übereinstimmung
mit der Energiequellenspannung gesteuert wird. Zum Beispiel kann
eine Konfiguration entwickelt werden, in der der Widerstand seriell
angeschlossen ist, wenn die Energiequellenspannung hoch ist, und
der Widerstand parallel angeschlossen ist, wenn die Energiequellenspannung
nieder ist.
-
[1.4.5] Fünfte Variation
-
Obwohl
in der vorangehenden Beschreibung die Schwellenwertspannung auf
einen Spannungspegel gestellt ist, der gleich einem Wert unter dem oberen
Grenzwert M ist, wobei der Spannungspegel der Signalleitung A sicher
unter dem parallelen EIN-Widerstand des Transistors oder dem parallelen EIN-Widerstand
der mehrfachen Transistoren bestimmt wird, kann auch eine Konfiguration
gebildet werden, wie in 6 dargestellt, in der die Schwellenwertspannung
auf einen Spannungspegel gestellt ist, der gleich einem Wert unter
dem oberen Grenzwert M' ist,
wobei das Stromvolumen zu dem Zeitpunkt, zu dem der Schalter SW
eingeschaltet ist, ein vorbestimmtes Stromvolumen ist, in dessen
Bereich der Spannungspegel der Signalleitung sicher bestimmt wird,
so dass der Strom, der durch die Transistoren zur Senkung des elektrischen
Energieverbrauchs zum Zeitpunkt des Einschaltens des Schalters SW
strömt,
nicht zu groß wird.
-
[1.4.6] Sechste Ausführungsform
-
In
der obengenannten ersten Ausführungsform
und deren Variationen wird der Zustand des Schalters SW so beschrieben,
dass er in vorbestimmten Intervallen erfasst wird, die Abtastimpulsen SP
entsprechen, während
jedoch eine Konfiguration gebildet werden kann, in der der Zustand
des Schalters SW kontinuierlich erfasst wird.
-
Insbesonders
fehlen die UND-Schaltung 120 und die Verriegelungsschaltung 130,
die in 1 dargestellt sind, eine vorbestimmte Spannung
wird an das Gate des Transistors 110a angelegt, so dass ein
EIN-Zustand konstant aufrechterhalten wird, die Signale CMP werden
direkt dem Gate des Transistors 100b eingegeben, und der
Spannungspegel der Signalleitung A wird direkt als Signale OUT ausgegeben,
die den Schaltzustand des Schalters SW anzeigen.
-
[1.5] Elektronische Vorrichtung
-
Es
folgt eine Beschreibung eines Beispiels zum Anwenden der Detektionsschaltung 100 gemäß der ersten
Ausführungsform
bei einer tatsächlichen elektronischen
Vorrichtung.
-
7 ist
ein Blockdiagramm, das die Konfiguration einer elektronischen Zeituhr
als Beispiel einer elektronischen Vorrichtung zeigt. Als allgemeine Beschreibung
dieser elektronischen Zeituhr wird elektrische Energie, die von
dem Elektrizitätserzeugungsmechanismus 410 erzeugt
wird, in die Energiequellenschaltung 430 geladen, und die
geladene elektrische Energie wird zu den Komponenten geleitet, wobei
die elektronische Zeituhr 1/10-Sekunden Chronographenfunktionen
hat, anders als normale Zeitanzeigefunktionen, und der Start/Stopp
der Zeitsteuerungsfunktion von den Chronographenfunktionen durch
Schalten des Schalters SW angewiesen wird.
-
[1.5.1] Konfiguration
der elektronischen Zeituhr
-
Es
folgt eine Beschreibung der Komponenten der elektronischen Zeituhr.
-
[1.5.1.1] Elektrizitätserzeugungsmechanismus
-
Zunächst werden
die Einzelheiten des Elektrizitätserzeugungsmechanismus 410 unter
Bezugnahme auf 8 beschrieben.
-
Wie
in 8 dargestellt, umfasst der Elektrizitätserzeugungsmechanismus 410 einen
bipolarisierten, scheibenförmigen
Rotor 411 und einen Stator 413, um den eine Ausgangsspule 412 gewickelt ist.
In dieser Konfiguration dreht sich ein Drehgewicht 414,
wenn die Person, die die elektronische Zeituhr trägt, ihren
Arm bewegt, und diese Tätigkeit
dreht den Rotor 411 durch den Räderwerkmechanismus 415,
aufgrund dieser Drehung wird eine elektromotorische Kraft in der
Ausgangsspule 412 erzeugt, und daraus wird ein Wechselstromausgang
extrahiert.
-
Wie
in 7 dargestellt, wird der Wechselstromausgang, der
von dem Elektrizitätserzeugungsmechanismus 410 extrahiert
wird, durch eine Gleichrichterdiode D zu einem Gleichstrom umgewandelt und
in einen Kondensator C1 der später
beschriebenen Energiequellenschaltung 430 geladen. Genauer gesagt
ist daher die Spannung des Kondensators C1 die Ausgangsspannung
des Elektrizitätserzeugungsmechanismus 410 minus
der Vorwärtsspannung
der Gleichrichterdiode D.
-
[1.5.1.2] Begrenzerschaltung
-
Die
Begrenzerschaltung 420 dient zum Verhindern einer Überladung
dieses Kondensators C1 und dient insbesondere zur Leitung, falls
die Spannung des Kondensators C1, die durch die Ladung geboostet
wurde, einen Nennwert oder höher
erreicht, wodurch der Ladestrom umgangen wird.
-
[1.5.1.3] Energiequellenschaltung
-
Obwohl
die Energiequellenschaltung 430 später ausführlich beschrieben wird, umfasst
sie mehrere Kondensatoren, einschließlich des Kondensators C1,
und mehrere Schalter, und lädt
den Kondensator C1 mit elektrischer Energie, die von dem Elektrizitätserzeugungsmechanismus 410 erzeugt wird,
und boostet auch die Ausgangsspannung des Kondensators C1 in Schritten
und leitet diese zu den Komponenten als Energiequellenspannung Vss.
-
[1.5.1.4] Spannungsdetektionsschaltung
-
Die
Spannungsdetektionsschaltung 440 erfasst die Energiequellenspannung
Vss (den Unterschied zwischen der Energiequellenspannung Vss und
dem Referenzpegel Vdd), und gibt zunächst Signale CMP für den "H"-Pegel aus, falls diese gleich oder
kleiner als die Schwellenwertspannung Vth ist, und übermittelt
dann der Booststeuerschaltung 450 die erfasste Energiequellenspannung
Vss.
-
Nun
wird die besondere Konfiguration der Spannungsdetektionsschaltung 440 beschrieben.
-
9 zeigt
ein Überblicksblockdiagramm der
Konfiguration der primären
Komponenten der Spannungsdetektionsschaltung 440.
-
Die
Spannungsdetektionsschaltung 440 umfasst: einen Inverter 440A,
in dem ein Freigabesignal ENABLE, falls der Pegel "H" ist, in den Eingangsanschluss in einer
vorbestimmten Periode eingegeben wird, welche die Spannungsdetektionszeit
einschließt;
einen p-Kanal MOS-Transistor 440B, in dem der Referenzpegel
Vdd an den Source-Anschluss angelegt wird, und der Ausgangsanschluss des
Inverters 940A an seinen Gate-Anschluss angeschlossen ist;
einen ersten Spannungsteilerwiderstand RR1, von dem ein Ende an
den Drain-Anschluss des p-Kanal MOS-Transistors 440B angeschlossen
ist, einen zweiten Spannungsteilerwiderstand RR2, von dem ein Ende
an den ersten Spannungsteilerwiderstand RR1 angeschlossen ist und
an dessen anderes Ende die Energiequellenspannung Vss angelegt wird,
eine Referenzspannungserzeugungsschaltung 440C zum Erzeugen
einer Referenzspannung, einen Komparator 440D, wobei der
inverse Eingangsanschluss an einen Schnittpunkt zwischen dem ersten
Spannungsteilerwiderstand und dem zweiten Spannungsteilerwiderstand
angeschlossen ist, wobei der inverse Eingangsanschluss an die Referenzspannungserzeugungsschaltung 440C angeschlossen
ist, wobei das Freigabesignal ENABLE in den Steuerungsanschluss
eingegeben wird, so dass die Vergleichsergebnisse als Vergleichsergebnisdaten
RESULT ausgegeben werden; und eine Verriegelungsschaltung 440E,
in der ein Spannungsdetektionszeitsignal DETECT für den "H"-Pegel in den Zeituhranschluss C vor
der Spannungsdetektionszeit eingegeben wird, wobei die Vergleichsergebnisdaten
RESULT in den Datenanschluss D eingegeben werden, und Signale CMP
von dem inversen Ausgangsanschluss XQ ausgegeben werden.
-
In 9 sind
die numerischen Werte in den Klammern spezifische Beispiele für numerische
Werte, und falls der Referenzpegel Vdd = 0,0 [v] und die Energiequellenspannung
Vss = –1,2
[V], ist der erste Spannungsteilerwiderstand RR1 = 100 [kΩ], der zweite
Spannungsteilerwiderstand RR2 = 20 [kΩ] und die Referenzspannung
der Referenzspannungserzeugungsschaltung 440C = –1,0 [V].
-
Anschließend wird
die Spannungsdetektionsfunktion der Spannungsdetektionsschaltung 440 unter
Bezugnahme auf 10 und 11 beschrieben.
-
Das
Freigabesignal ENABLE geht alle 2 [sec] für eine vorbestimmte Periode
auf den "H"-Pegel.
-
Während das
Freigabesignal ENABLE am "H"-Pegel ist, gibt
der Inverter 440A dann Ausgangssignale mit dem "L"-Pegel aus und der p-Kanal-MOS-Transistor 440B schaltet
sich ein. Auf dieselbe Weise tritt der Komparator 440D auch
in einen betriebsbereiten Zustand.
-
Anschließend wird
die Energiequellenspannung Vss durch den ersten Spannungsteilerwiderstand
RR1 und den zweiten Spannungsteilerwiderstand RR2 geteilt, und wird
in den Inversionseingangsanschluss des Komparators 440D als
Spannung eingegeben, die Gegenstand des Vergleichs ist.
-
Anschließend vergleicht
der Komparator 440D die Referenzspannung, die von der Referenzspannungserzeugungsschaltung 440C erzeugt
wird, und die Spannung, die Gegenstand des Vergleichs ist, und die
Vergleichsergebnisse werden an den Datenanschluss D der Verriegelungsschaltung 440E als Vergleichsergebnisdaten
RESULT ausgegeben.
-
Falls
die Spannung, die Gegenstand des Vergleichs ist, geringer als die
Referenzspannung ist, die von der Referenzspannungserzeugungsschaltung 440C erzeugt
wird, sind in diesem Fall die Ergebnisdaten des Vergleichs RESULT
= "H"-Pegel, wie beim
Zeitpunkt t1 in 10 angezeigt, und die Vergleichsergebnisdaten
RESULT werden in der Verriegelungsschaltung 440E aufgenommen,
wenn das Spannungsdetektionszeitsignal DETECT zum Zeitpunkt t2 fällt.
-
In
diesem Fall jedoch ist der inverse Ausganganschluss XQ bereits am "L"-Pegel, so dass die Signale CMP, die
von dem inversen Ausgangsanschluss XQ ausgegeben werden, sich in
keiner Weise ändern.
-
Wenn
jedoch die Spannung, die Gegenstand des Vergleichs ist, höher als
die Referenzspannung ist, die von der Referenzspannungserzeugungsschaltung 440C erzeugt
wird, werden die Ergebnisdaten des Vergleichs RESULT = "L"-Pegel in der Periode, in der die Abtastimpulse
SP am "H"-Pegel sind, wie
zum Zeitpunkt t3 in 10 angezeigt, und die Ergebnisdaten
des Vergleichs RESULT werden in der Verriegelungsschaltung 440E aufgenommen,
wenn das Spannungsdetektionszeitsignal DETECT zum Zeitpunkt t4 fällt.
-
In
diesem Fall gehen die Signale CMP, die vom inversen Ausgangsanschluss
XQ ausgegeben werden, vom "L"-Pegel zum "H"-Pegel über.
-
Zum
Zeitpunkt der Durchführung
dieser Beurteilungen, müssen
die Eingabezeit der Abtastsignale SP, die der Verriegelungsschaltung 130 der
Detektionsschaltung 110 eingegeben werden, und die Eingabezeit
des Spannungsdetektionszeitsignals DETECT so eingestellt sein, dass
sie unterschiedlich sind, wie durch den Zeitpunkt t1 und den Zeitpunkt
t2 in 11 dargestellt ist. Der Grund
ist, dass, falls die Eingabezeit des Abtastimpulses SP und die Eingabezeit
des Spannungsdetektionszeitsignals DETECT gleich sind, Detektionsergebnisse
undefiniert sind.
-
Übrigens
ist in 11 das Signal ϕ 128
ein 1/128 Sekunden Zyklusreferenzsignal, das zur Realisierung des
1/10 Chronographen vewendet wird, und der Abtastimpuls SP und das
Freigabesignal ENABLE sind mit dem Signal ϕ 128 synchron.
-
[1.5.1.5] Booststeuerschaltung
-
Die
Booststeuerschaltung 450 dient zum Zuleiten von Steuersignalen
zum Steuern der Umschaltung der Schalter der Energiequellenschaltung 430 gemäß der Energiequellenspannung
Vss, die von der Spannungsdetektionsschaltung 440 erfasst
wird, und zum Steuern des Boostens der Energiequellenschaltung 430.
-
[1.5.1.6] Schalter
-
Der
Schalter SW dient zum Anweisen des Starts/Stopps der Chronographenfunktion
durch sein Umschalten, wobei ein Ende geerdet und das andere Ende
an die Detektionsschaltung 100 angeschlossen ist. Die Detektionsschaltung 100 bezieht
sich nun auf die vorangehende Ausführungsform und dient zum Erfassen
des Schaltzustandes des Schalters SW und gibt das Signal OUT aus,
das dessen Zustand anzeigt. Die Zeituhrschaltung 460 dient
zum Ausführen der
Chronographenfunktion gemäß dem Signal
OUT, zusätzlich
zu den normalen Zeitanzeigefunktionen. Übrigens leitet eine oszillierende
Schaltung, die hier nicht dargestellt ist, auch Boost/Ladungs-Schaltsignale
für die
Booststeuerschaltung 450, Abtastimpulse SP für die Detektionsschaltung 100 und
Zeitanzeige- und Chronographreferenzsignale für die Zeituhrschaltung 460 zu.
-
[1.5.2] Einzelheiten der
Energiequellenschaltung
-
Die
ausführliche
Konfiguration der Energiequellenschaltung 430 wird unter
Bezugnahme auf 12 beschrieben. Wie in
-
12 dargestellt,
besteht die Energiequellenschaltung 430 aus Kondensatoren
C1 bis C4 und Schaltern S1 bis S7, und hat eine Konfiguration zum Laden
der elektrischen Energie, die durch den Elektrizitätserzeugungsmechanismus 410 erzeugt
wird, zu dem Kondensator C1, und zum Boosten der Ausgangsspannung
Vss' des Kondensators
C1 in Schritten, und zum Zuleiten der Ausgangsspannung Vss' des Kondensators
C1 durch die Schalter S1 bis S7 zu den Komponenten als Energiequellenspannung
Vss. Hier sind die Schalter S1 bis S7 in der Praxis aus Übertragungsgates
oder Transistoren gebildet.
-
[1.5.2.1] Spezifischer
Betrieb der Energiequellenschaltung
-
Es
folgt eine Beschreibung des Betriebs der derart konfigurierten Energiequellenschaltung 430 unter
der Annahme, dass der Spannungsbereich, in dem die Komponenten arbeiten
können,
0,9 bis 1,8 V ist, und dass keine Elektrizität von dem Elektrizitätserzeugungsmechanismus 410 erzeugt
wurde, nachdem der Kondensator C1 vollständig geladen wurde. In diesem
Fall arbeitet die Energiequellenschaltung 430 so, dass
die Kondensatoren C1 und C2 zunächst auf
dasselbe Potenzial geladen werden. Insbesondere werden nur die Schalter
S3 und S4 von der Booststeuerschaltung 450 eingeschaltet,
während
die anderen Schalter so gesteuert werden, dass sie ausgeschaltet
sind. Folglich wird die Energiequellenschaltung 430 gleich
der Schaltung, die in 13(a) dargestellt
ist, so dass die Ausgangsspannung Vss' des Kondensators C1. wie die Energiequellenspannung Vss
ausgegeben wird. Während
die Entladung des Kondensators C1 fortschreitet und die Energiequellenspannung
Vss 1,2 V zum Zeitpunkt t1 erreicht, wie in 14 dargestellt,
führt anschließend die
Energiequellenschaltung 430 eine Funktion aus, um die Ausgangsspannung
Vss' des Kondensators
C1 auf das 1,5-Fache zu boosten.
-
Genauer
gesagt, sobald die Spannungsdetektionsschaltung 440 erfasst,
dass die Energiequellenspannung Vss 1,2 V erreicht hat, führt die
Booststeuerschaltung 450, die die Nachricht von den Detektionsergebnissen
empfangen hat, zunächst
eine derartige Steuerung aus, dass die Schalter S1, S3 und S6 eingeschaltet
und die anderen Schalter ausgeschaltet werden. Folglich wird die
Energiequellenschaltung 930 gleich der Schaltung, die links
in 13(b) dargestellt ist, so dass
die Kondensatoren C3 und C4 jeweils bei einer Spannung geladen werden,
die das 0,5-Fache der Ausgangsspannung Vss' von dem Kondensator C1 ist.
-
Anschließend führt die
Booststeuerschaltung 450 eine derartige Steuerung durch,
dass die Schalter S2, S4, S5 und S7 eingeschaltet und die anderen Schalter
ausgeschaltet werden. Folglich wird die Energiequellenschaltung 430 gleich
der Schaltung, die rechts in 13(b) dargestellt
ist, und der Kondensator C2 wird durch serielle Verbindung mit dem
Kondensator C1 und dem Kondensator C3 (C4) geladen, der bei einer
Spannung geladen ist, die das 0,5-Fache davon beträgt, und
folglich wird eine Spannung, die das 1,5-Fache der Ausgangsspannung
Vss' vom Kondensator
C1 ist, als Energiequellenspannung Vss ausgegeben.
-
Während die
Entladung des Kondensators C1 fortschreitet und die Energiequellenspannung Vss
zum Zeitpunkt t2 1,2 V erreicht, wie in 14 dargestellt,
führt die
Energiequellenschaltung 430 ferner eine Funktion zum Boosten
der Ausgangsspannung Vss' des
Kondensators C1 auf das 2-Fache aus.
-
Genauer
gesagt, sobald die Spannungsdetektionschaltung 440 erfasst,
dass die Energiequellenspannung Vss wieder 1,2 V erreicht hat, führt die Booststeuerschaltung 450,
die die Nachricht von den Detektionsergebnissen empfangen hat, zunächst eine
derartige Steuerung aus, dass die Schalter S1, S3, S5 und S7 eingeschaltet
und die anderen Schalter ausgeschaltet werden. Folglich wird die
Energiequellenschaltung 430 gleich der Schaltung, die links in 13(c) dargestellt ist, so dass die Kondensatoren
C3 und C4 jeweils bei einer Spannung geladen werden, die das 1-Fache
der Ausgangsspannung Vss' von
dem Kondensator C1. ist.
-
Anschließend führt die
Booststeuerschaltung 450 eine derartige Steuerung durch,
dass die Schalter S2, S4, S5 und S7 eingeschaltet und die anderen Schalter
ausgeschaltet werden. Folglich wird die Energiequellenschaltung 430 gleich
der Schaltung, die rechts in 13(c) dargestellt
ist, und der Kondensator C2 wird durch serielle Verbindung mit dem
Kondensator C1 und dem Kondensator C3 (C4) geladen, der bei einer
Spannung geladen ist, die das 1-Fache davon beträgt, und folglich wird eine
Spannung, die das 2-Fache der Ausgangsspannung Vss' vom Kondensator
C1 ist, als Energiequellenspannung Vss ausgegeben.
-
Während die
Entladung des Kondensators C1 fortschreitet und die Energiequellenspannung Vss
zum Zeitpunkt t3 1,2 V erreicht, wie in 14 dargestellt,
führt die
Energiequellenschaltung 430 ferner eine Funktion zum Boosten
der Ausgangsspannung Vss' des
Kondensators C1 auf das 3-Fache aus.
-
Genauer
gesagt, sobald die Spannungsdetektionschaltung 440 erfasst,
dass die Energiequellenspannung Vss wieder 1,2 V erreicht hat, führt die Booststeuerschaltung 450,
die die Nachricht von den Detektionsergebnissen empfangen hat, zunächst eine
derartige Steuerung aus, dass die Schalter S1, S3, S5 und S7 eingeschaltet
und die anderen Schalter ausgeschaltet werden. Folglich wird die
Energiequellenschaltung 430 gleich der Schaltung, die links in 13(d) dargestellt ist, so dass die Kondensatoren
C3 und C4 jeweils bei einer Spannung geladen werden, die das 1-Fache
der Ausgangsspannung Vss' von
dem Kondensator C1 ist.
-
Anschließend führt die
Booststeuerschaltung 450 eine derartige Steuerung durch,
dass die Schalter S2, S4 und S6 eingeschaltet und die anderen Schalter
ausgeschaltet werden. Folglich wird die Energiequellenschaltung 430 gleich
der Schaltung, die rechts in 13(d) dargestellt
ist, und der Kondensator C2 wird durch eine dreifache serielle Verbindung mit
dem Kondensator C1 und dem Kondensator C3, der bei derselben Spannung
geladen ist, und dem Kondensator C4 geladen, und folglich wird eine Spannung,
die das 3-Fache der Ausgangsspannung Vss' vom Kondensator C1 ist, als Energiequellenspannung
Vss ausgegeben.
-
Der
Betrieb wurde hier nun unter der Annahme ausgeführt, dass elektrische Energie,
die von dem Elektrizitätserzeugungsmechanismus 410 erzeugt
wird, gestoppt wurde, aber selbst wenn elektrische Energie von dem
Elektrizitätserzeugungsmechanismus 410 erzeugt
wird, und die erzeugte elektrische Energie die elektrische Energie überschreitet, die
von den Schaltungskomponenten verbraucht wird, wird der Kondensator
C1 geladen, so dass dessen Ausgangsspannung Vss steigt.
-
Falls
die Ausgangsspannung Vss' des
Kondensators C1 aufgrund der Erzeugung von Elektrizität steigt,
und folglich die Energiequellenspannung Vss 1,8V erreicht,
wird eine Funktion ausgeführt,
damit Boost-Vielfache stufenweise gesenkt werden. Wenn zum Beispiel
die Boost-Vielfachen gegenwärtig
3-, 2- und 1,5-Fache sind, steuert die Booststeuerschaltung 450,
sobald die Energiequellenspannung Vss 1,8 V erreicht, die Energiequellenschaltung 430 derart,
dass die Boost-Vielfachen das 2-, 1,5- beziehungsweise 1-Fache sind.
-
Falls
die Energiequellenspannung Vss auf 1,2 V fällt, wird auf diese Weise mit
der Energiequellenschaltung 430 eine Funktion zum Anheben
des Boost-Vielfachen um einen Grad ausgeführt, und falls die Verriegelungsschaltung
auf 1,8 V steigt, wird andererseits eine Funktion zum Senken des Boost-Vielfachen
um einen Grad ausgeführt,
wodurch selbst in dem Fall, dass die Ausgangsspannung Vss' des Kondensators
C1, der mit erzeugter elektrischer Energie geladen ist, zwischen
0,3 und 0,9 V liegt, was außerhalb
des betriebsbereiten Spannungsbereichs ist, die Energiequellenspannung bei
0,9 bis 1,8 V gehalten wird, was innerhalb des betriebsbereiten
Spannungsbereichs ist, so dass die geladene elektrische Energie
effektiv genutzt wird, und die Betriebszeit zum Beispiel auf den
Zeitpunkt t4 verlängert
werden kann, die in 14 dargestellt ist.
-
[1.5.3] Vorteile der elektronischen
Zeituhr
-
Gemäß dieser
elektronischen Zeituhr wird auch das Starten/Stoppen der Chronographenfunktion
durch Umschalten des Schalters SW angewiesen und der Schaltzustand
dieses Schalters wird von der Detektionsschaltung 100 erfasst,
so dass sowohl ein geringerer Elektrizitätsverbrauch als auch eine bessere
Erfassungspräzision
erreicht werden können.
-
Ferner
wird bei dieser elektronischen Zeituhr die Erfassung der Energiequellenspannung
Vss, die zum Boosten der Energiequellenschaltung 430 und Umschalten
der Transistoren in der Detektionsschaltung 100 notwendig
ist, durch eine gemeinsame Spannungsdetektionsschaltung 440 ausgeführt, so dass
die Schaltungskonfiguration vereinfacht ist.
-
Insbesondere,
wenn die Transistoren 110a und 110b (und ferner
der Transistor 110c) in der Detektionsschaltung 100 so
gewählt
und konstruiert werden, dass der Schwellenwert Vth 1,2 V ist, werden
diese gleich den 1,2 V, die der Spannungspegel sind, der als Beurteilungsreferenz
zum Boosten dient, wodurch die Notwendigkeit entfällt, die
Spannungspegel zur Beurteilung zu erhöhen, und somit kann die Schaltungskonfiguration
noch mehr vereinfacht werden.
-
[1.5.4] Variation der
elektronischen Zeituhr
-
In
der obengenannten elektronischen Zeituhr wurde übrigens die Haupteinheit zum
Laden der elektrischen Energie, die vom Elektrizitätserzeugungsmechanismus
erzeugt wird, als Kondensator C1 beschrieben, aber eine sekundäre Batterie,
die imstande ist, Elektrizität
zu speichern, ist ausreichend. Ebenso können alle Arten von Elektrizitätserzeugungsmechanismen
neben jenem, der in 5 dargestellt ist, verwendet
werden, wie Solarbatterien, thermoelektrische Erzeugungsvorrichtungen,
piezoelektrische Erzeugungsvorrichtungen und so weiter.
-
Ebenso
umfassen Beispiele für
elektronische Vorrichtungen, bei welchen die Detektionsschaltung 100 gemäß der vorliegenden
Ausführungsform
angewendet werden kann, neben der obengenannten elektronischen Zeituhr
Flüssigkristall-Fernsehgeräte, Videorecorder,
Personal Computer in der Art von Notebooks, Zellulartelefone, PDSa
(Personal Digital Assistant: persönliches Informationsterminal), Rechner,
usw.
-
[2] Zweite Ausführungsform
-
In
der Folge wird die Detektionsschaltung der zweiten Ausführungsform
beschrieben.
-
[2.1] Schaltungskonfiguration
der Detektionsschaltung
-
15 ist
ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration der Detektionsschaltung 100B gemäß der zweiten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
-
Wie
in 15 dargestellt, ist ein Ende des Schalters SW,
dessen Schaltzustand erfasst werden soll, an den Referenzpegel Vdd
der Hochpotenzialseite angeschlossen, und das andere Ende des Schalters
SW ist an die Detektionsschaltung 100B angeschlossen.
-
Die
Detektionsschaltung 100B ist nun aus n-Kanal-Feldeffekttransistoren 140a und 140b,
Doppeleingangs-UND-Schaltungen 150A und 150C,
einer Dreifacheingangs-UND-Schaltung 150B, ODER-Schaltungen 160A und 160B und
einer Verriegelungsschaltung 170 konfiguriert.
-
Von
diesen hat der Transistor 140a eine größere Impedanz (einen größeren Widerstandswert)
im Vergleich zu dem Transistor 140b, wobei deren Drain jeweils
an das andere Ende des Schalters SW angeschlossen ist und andererseits
die Source von jedem an die Energiequellenspannung Vss der negativen Seite
angeschlossen ist.
-
Ebenso
dient die UND-Schaltung 150A zum Ausgeben des logischen
Produkts von inversen Signalen des Signals CMP1 und der Abtastimpulse
SP.
-
Nun
ist das Signal CMP1 ein Signal, das von der Spannungsdetektionsschaltung
und dergleichen zugeleitet wird, und befindet sich am "H"-Pegel, wenn der Unterschied zwischen
der Energiequellenspannung Vss und dem Referenzpegel Vdd, welcher
der Erdungspegel ist, kleiner als ein Schwellenwert Vth1 ist.
-
Ferner
dient die UND-Schaltung 150B zum Ausgeben des logischen
Produkts von drei Signalen, d.h., inversen Signalen des Signals
CMP1 und des Signals CMP2, und der Abtastimpulse SP.
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Hier
ist das Signal CMP2 ein Signal, das von der Spannungsdetektionsschaltung
und dergleichen zugeleitet wird, und befindet sich am "H"-Pegel, wenn der Unterschied zwischen
der Energiequellenspannung Vss und dem Referenzpegel Vdd, welcher
der Erdungspegel ist, kleiner als ein Schwellenwert Vth2 (< Vth1) ist.
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Ferner
dient die UND-Schaltung 150C zum Ausgeben des logischen
Produkts des Signals CMP2 und der Abtastimpulse SP.
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Ebenso
dient die ODER-Schaltung 160A zum Ausgeben der logischen
Summe der Ausgangssignale der UND-Schaltung 150A und der
Ausgangssignale der UND-Schaltung 150C.
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Ferner
dient die ODER-Schaltung 160B zum Ausgeben der logischen
Summe der Ausgangssignale der UND-Schaltung 150B und der
Ausgangssignale der UND-Schaltung 150C.
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Ebenso
dient die Verriegelungsschaltung 170 zum Verriegeln des
Spannungspegels der Signalleitung A, die an das andere Ende des
Schalters SW angeschlossen ist, mit der nacheilenden Flanke des
Abtastimpulses SP, so dass der Schaltzustand des Schalters SW als
Signal OUT ausgegeben wird, wie bei der Verriegelungsschaltung 930 in 17.
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[2.2] Betrieb der Detektionsschaltung
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Anschließend wird
der Betrieb der Detektionsschaltung 110B unter Bezugnahme
auf 16 beschrieben.
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Falls
der Unterschied zwischen der Energiequellenspannung Vss und dem
Referenzpegel Vdd (=|Vdd – Vss|)
gleich oder größer als
der Schwellenwert Vth1 ist, gehen die Signale CMP1 und CMP2 auf den "L"-Pegel, so dass während der Periode, in der der
Abtastimpuls SP am "H"-Pegel ist, der Ausgang der
UND-Schaltung 150A "H" ist, der Ausgang
der UND-Schaltung 150B "L" ist und der Ausgang
der UND-Schaltung 150C "L" ist.
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Folglich
ist der Ausgang der ODER-Schaltung 160A "H" und der Ausgang der ODER-Schaltung 160B ist "L", und während der Periode, in der der
Abtastimpuls SP am "H"-Pegel ist, ist nur
der Transistor 140a eingeschaltet, der eine größere Impedanz
(einen größeren Widerstandswert)
im Vergleich zum Transistor 140b hat, wodurch die Signalleitung
A heruntergeschaltet wird.
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Wenn
die Entladung der Energiequelle fortschreitet und der Unterschied
zwischen der Energiequellenspannung Vss und dem Referenzpegel Vdd unter
den Schwellenwert Vth1 fällt,
aber gleich oder größer als
der Schwellenwert Vth2 ist, geht ferner das Signal CMP2 auf den "L"-Pegel und das Signal CMP1 geht auf
den "H"-Pegel, so dass während der Periode,
in der der Abtastimpuls SP am "H"-Pegel ist, der Ausgang
der UND-Schaltung 150A "L" ist, der Ausgang
der UND-Schaltung 150B "H" ist und der Ausgang der UND-Schaltung 150C "L" ist.
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Folglich
ist der Ausgang der ODER-Schaltung 160A "L" und der Ausgang der ODER-Schaltung 160B ist "H", und während der Periode, in der der
Abtastimpuls SP am "H"-Pegel ist, ist nur
der Transistor 140b eingeschaltet, wodurch die Signalleitung
A heruntergeschaltet wird.
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Wenn
die Entladung der Energiequelle fortschreitet und der Unterschied
zwischen der Energiequellenspannung Vss und dem Referenzpegel Vdd unter
den Schwellenwert Vth2 fällt,
gehen ferner die Signale CMP2 auf. den "H"-Pegel
und das Signal CMP1 geht auf den "H"-Pegel,
so dass während
der Periode, in der der Abtastimpuls SP am "H"-Pegel
ist, der Ausgang der UND-Schaltung 150A "L" ist, der Ausgang der UND-Schaltung 150B "L" ist und der Ausgang der UND-Schaltung 150C "H" ist.
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Folglich
ist der Ausgang der ODER-Schaltung 160A "H" und der Ausgang der ODER-Schaltung 160B ist "H", und während der Periode, in der der
Abtastimpuls SP am "H"-Pegel ist, sind
die Transistoren 140a und 140b eingeschaltet,
wodurch die Signalleitung A heruntergeschaltet wird.
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Somit
wird der Widerstandswert zum Herunterschalten der Signalleitung
A allmählich
in Verbindung mit dem Fallen der Energiequellenspannung gesenkt,
so dass der Spannungspegel der Signalleitung A sicher heruntergeschaltet
werden kann.
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[2.3] Vorteile der zweiten
Ausführungsform
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Gemäß der Detektionsschaltung 100B in
Bezug auf die zweite Ausführungsform,
schaltet sich, falls der Unterschied zwischen der Energiequellenspannung
Vss und dem Referenzpegel Vdd größer als
der Schwellenwert Vth1 ist, nur der Transistor 190a mit
dem größeren Widerstandswert
in der Periode des "H"-Pegels des Abtastimpulses
SP ein, wodurch der elektrische Energieverbrauch unterdrückt wird,
während,
falls der Unterschied gleich oder kleiner als der Schwellenwert
Vth1 ist, aber größer als der
Schwellenwert Vth2 ist, sich nur der Transistor 140b mit
dem kleineren Widerstand einschaltet, wodurch der elektrische Energieverbrauch
unterdrückt wird,
und auch sicher heruntergeschaltet wird, und ferner werden in dem
Fall, dass der Unterschied kleiner als der Schwellenwert Vth2 ist,
beide Transistoren 140a und 140b eingeschaltet,
wodurch der Spannungspegel der Signalleitung A stabilisiert wird,
so dass, selbst wenn die Energiequellenspannung Vss über eine
bestimmte Breite schwankt, sowohl ein geringerer Energieverbrauch
als auch eine Verbesserung in der Erfassungspräzision erreicht werden können.
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[3] Vorteile der Ausführungsformen
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Gemäß den vorliegenden,
zuvor beschriebenen Ausführungsformen
wird der Wert eines Widerstands, der zwischen einem Ende des Schalters, dessen
Schaltzustand erfasst werden soll, und der Energiequelle oder Erdungsleitung
angeschlossen ist, durch eine Steuerschaltung nach dem Spannungspegel
der Energiequelle gesteuert, so dass der Bereich der Betriebsspannung
erweitert werden kann, und sowohl ein geringer Energieverbrauch
als auch eine Verbesserung in der Erfassungspräzision erreicht werden können.
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Zu
Beispielen für
eine verbesserte Erfassungspräzision
zählen
hier:
- (1) Ein irrtümliches Erfassen eines EIN/AUS-Zustandes
des Schalters tritt nicht leicht auf.
- (2) Die EIN-Zeit und AUS-Zeit des Schalters kann exakt erkannt
werden.
- (3) Der Übergangszustand
des Schalters, der Übergang
vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand und der Übergang vom AUS-Zustand in
den EIN-Zustand können
in kurzer Zeit ab dem Zeitpunkt der Betätigung des Schalters erfasst
werden.