DE4122978C2

DE4122978C2 - Restladungskompensierungsschaltung und Verfahren zum Kompensieren einer Restladung

Info

Publication number: DE4122978C2
Application number: DE4122978A
Authority: DE
Inventors: Akira Yamazaki; Masaki Kumanoya; Yasuhiro Konishi; Katsumi Dosaka
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1990-07-13
Filing date: 1991-07-11
Publication date: 1993-10-07
Anticipated expiration: 2011-07-12
Also published as: US5151614A; KR950001308B1; DE4122978A1; JPH0474015A; KR920003654A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Restladungskompensierungsschaltung, und im besonderen auf Restladungskompen sation einer elektrischen Schaltung für den Fall, daß die Be triebsspannung zeitweise unterbrochen ist, sowie auf ein Ver fahren zum Kompensieren einer Restladung.

In vergangenen Jahren wurden Schaltungen für integrierte Schaltungsvorrichtungen konzipiert, bei denen eine Änderung einer Versorgungsspannung zum Erzeugen eines Ausgangssignals, wie einem Pulssignal, benutzt wurde. Als Beispiel von solchen Schaltungen gibt es eine Einschalt-Reset-Impulsgenerator schaltung, die einen Anstieg der Versorgungsspannung über eine vorbestimmte Spannung bei einem Einschalten erkennt, um ein Signal zu erzeugen (Einschalt-Reset-Impuls), zum Initialisieren anderer auf demselben Chip angeordneter Schal tungen.

Fig. 13 zeigt ein Blockdiagramm mit einer integrierten Halb leiterschaltung, die mit einer Einschalt-Reset-Impulsgenera torschaltung versehen ist. Wie in Fig. 13 gezeigt, ist die Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung 300 auf demselben Chip wie eine interne Schaltung 400 der integrierten Halblei terschaltungsvorrichtung 200 vorgesehen. Die Einschalt-Reset- Impulsgeneratorschaltung 300 und die interne Schaltung 400 sind mit einem Spannungsversorgungsanschluß 500 zum Empfangen einer Versorgungsspannung Vcc von einer externen Spannungs quelle (nicht gezeigt) verbunden.

Die Fig. 13 zeigt interne Strukturen der Einschalt-Reset- Schaltung in Funktionsblöcken. Eine Koppelschaltung 310 kop pelt die an einen Versorgungsanschluß 500 angelegte Versor gungsspannung Vcc an einen Eingangsanschluß einer Verriege lungsschaltung 320. Die Verriegelungsschaltung 320 hält zwei Potentiale mit üblicherweise einander komplementären Logikpo tentialen, die den Potentialen am Eingang entsprechen. Eines der in der Verriegelungsschaltung 320 gehaltenen Potentiale wird an eine Ausgangsschaltung 330 und eine Verzögerungs schaltung 340 angelegt. Die Verzögerungsschaltung 340 sorgt für eine Verzögerung um einen vorbestimmten Zeitraum für ein Ausgangssignal der Verriegelungsschaltung 320 und legt das Ausgangssignal an eine Führungsschaltung 350 an. Die Führungsschaltung 350 invertiert ein Potential des Eingangsanschlusses der Verriegelungsschaltung 320 als Reaktion auf eine erste Inversion eines Ausgangslogikpegels der Verzögerungsschaltung 340 nach dem Einschalten und hält das Potential auf dem invertierten Pegel. Durch die Operation der Führungsschaltung 350 wird der logische Ausgangspegel der Verriegelungsschaltung 320 auf H-Pegel oder L-Pegel für einen Zeitraum gehalten, der der Verzögerungszeit des Signals im Verzögerungskreis 350 entspricht, unmittelbar nach dem Ein schalten. Die Ausgabeschaltung 330 konvertiert das Ausgabesi gnal der Verriegelungsschaltung 320 in ein Signal POR oder , das eine Logikpegel-Aktivierungs-Initialisierung der Schaltung 400 nur unmittelbar nach dem Einschalten vornimmt, wobei das Signal ausgegeben wird. Auf diese Weise reagiert der Einschalt-Reset-Impulsgeneratorkreis 300 auf das Ein schalten mit dem Erzeugen eines Signals POR oder zum In itialisieren der internen Schaltung 400. Die interne Schal tung 400 wird von einer vom Versorgungsanschluß 500 bereitge stellten Versorgungsspannung Vcc versorgt und beginnt einen Normalbetrieb, nachdem er initialisiert wurde, wobei der Ein schalt-Reset-Impulsgeneratorkreis 300 das Pulssignal POR oder für die Initialisierung erzeugt. Diese Initialisierung zwingt ein Potential auf einem vorbestimmten Knoten in der internen Schaltung 400 auf ein Potential (nachfolgend als an fängliches Potential bezeichnet), das beim Start des Normal betriebs erhalten werden soll. Wenn daher die Einschalt-Re set-Impulsgeneratorschaltung 300 den Einschalt-Reset-Impuls mit ausreichendem Pegel und ausreichender Breite nicht er zeugt, wird der oben beschriebene vorbestimmte Knoten in der internen Schaltung 400 nicht hinreichend auf das anfängliche Potential gesetzt, was zu Problemen, wie einer Fehlfunktion der internen Schaltung 400, führt.

Die Fig. 9 zeigt ein Schaltbild mit dem internen Aufbau des in Fig. 13 gezeigten Einschaltimpulsgeneratorkreises 300. Der Aufbau und der Betrieb dieser Einschalt-Reset-Impulsgenera torschaltung wird nachfolgend beschrieben.

Wie in Fig. 9 gezeigt, enthält dieser Einschalt-Reset-Impuls generatorkreis Inverter 11 und 12, die ein Flip-Flop 101 bil den, zwei als Dioden verbundene N-Kanal-MOS-Transistoren D11 und D12, die ein MOS-Diodenfeld 102 bilden, einen Kondensator C11, der zwischen dem Flip-Flop 101 und dem Versorgungsan schluß 500 verbunden ist, sowie Inverter 13 und 14, die in Reihe zwischen dem Flip-Flop 101 und einem POR-Ausgangsan schluß A10 verbunden sind. Dieser Einschalt-Reset-Impulsgene ratorkreis umfaßt ferner einen Kondensator C12, der zwischen einem Eingangsanschluß des Inverters 12 und Masse GND verbun den ist, einem N-Kanal-MOS-Transistor T12, der zwischen dem Kondensator C11 und der Masse GND verbunden ist, einen Kon densator C13, der parallel zwischen einem Gate des Transi stors T12 und der Erde GND verbunden ist, sowie einen N-Ka nal-MOS-Transistor T11. Das MOS-Diodenfeld 102 ist zwischen einem Ausgangsanschluß des Inverters 14 und dem Gate des Transistors T12 vorgesehen.

Nachfolgend wird der Betrieb des Einschalt-Reset-Impulsgene ratorkreises beschrieben, unter der Annahme, daß die Versor gungsspannung eingeschaltet ist, wenn die Knoten N11-N14 in diesem Einschalt-Reset-Kreis Potentiale von 0V (0Volt) durch ausreichende Entladung aufweisen. Die folgende Beschreibung wird unter Bezug auf die Fig. 10 und 11 vorgenommen. Fig. 10 ist ein Schaltbild, das den Aufbau des Einschalt-Reset-Im pulsgeneratorkreises in Fig. 9 genauer illustriert. Fig. 11 ist ein Signalpulsdiagramm zum Verdeutlichen des Betriebs der Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung, wenn jeder Knoten in der Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung das Potential von 0V aufweist.

Wie in Fig. 10 gezeigt, sind die Inverter 11 bis 14 jeweils aus P-Kanal-MOS-Transistoren 110, 120, 130 und 140 gebildet, die in Reihe zwischen dem Versorgungsanschluß 500 und der Masse GND verbunden ist, sowie aus N-Kanal-MOS-Transistoren 111, 121, 131 und 141, die zwischen dem Versorgungsanschluß 500 und der Masse GND verbunden sind.

Wie in Fig. 11 gezeigt, steigt die Versorgungs spannung Vcc ((a) in Fig. 11) von 0V auf z. B. 5V, wenn die Versorgungsspannung zu einem Zeitpunkt t20 eingeschaltet wird. Da bei diesem Betrieb der Transistor T12 in einem OFF- Zustand ist, steigt das Potential ((b) in Fig. 11) des Kno tens N11 mit der Versorgungsspannung Vcc durch den die Kopp lung des Kondensator C11. Währenddessen neigt der Kondensator C12 des Knotens N12 dazu, das Potential vor dem Einschalten, d. h. 0V, zu erhalten. Das Flip-Flop 101 ist daher so ge setzt, daß der Ausgangsanschluß des Inverters 12 ein Poten tial auf H-Pegel aufweist.

Nach dem Einschalten, bis das Potential am Knoten N11 (Fig. 11 (b)) die Schwellspannung V_th des Transistors 130 erreicht, ist der Transistor 130 im Inverter 13 auf ON, und daher steigt das Potential am Knoten N13 (Fig. 11 (d)) zusammen mit der Versorgungsspannung Vcc, als Reaktion auf das Einschalten der Versorgungsspannung. Wenn das Potential am Knoten N11 die Schwellspannung V_th übersteigt, wird der Transistor 130 im Inverter 13 ausgeschaltet (OFF), und im Gegenzug wird der Transistor 131 eingeschaltet (ON), so daß das Potential am Knoten N13 auf 0V sinkt. Auf diese Weise steigt das Poten tial am Knoten N13 zusammen mit der Versorgungsspannung Vcc zur Schwellspannung V_th nach dem Einschalten der Versorgungs spannung und kehrt dann auf 0V zurück. Daher ist nach diesem Einschalten der Transistor 130 im Inverter 14 auf ON, und da her steigt das Potential am Ausgangsanschluß A10 (Fig. 11 (e)) zusammen mit der Versorgungsspannung Vcc.

Wenn das Potential am Knoten N13 auf L-Pegel (=0V) steht, ist der Transistor T11 im OFF-Zustand, so daß das Potential am Knoten N14 vom Potential am Ausgangsanschluß A10 abhängt. Wenn das Potential am Ausgabeanschluß A10 eine Summe (2Vth) der Schwellspannungen Vth der das Diodenfeld 102 bildenden Transistoren D11 und D12 übersteigt, werden beide Transisto ren D11 und D12 eingeschaltet, und folglich steigt das Poten tial ((f) in Fig. 11) am Knoten N14 auf ein Potential (Vcc- 2Vth), welches niedriger ist, als die Versorgungsspannung Vcc um die Schwellspannung (2Vth) des Diodenfeldes 102. Wenn das Potential am Knoten N14 die Schwellspannung Vth des Transi stors T12 zum Zeitpunkt t21 übersteigt, wird der Transistor T12 ebenfalls eingeschaltet. Folglich werden die vom Versorgungsanschluß 500 durch die Kopplung des Kondensators C11 an den Knoten N11 angelegten Ladungen zur Erde GND entla den. Diese Entladung am Knoten N11 schaltet die Transistoren 110 und 121 in den Invertern 11 und 12 des Flip-Flops 101 ein, so daß der Flip-Flop 101 zurückgesetzt wird. Daher wird das Potential am Knoten N12 auf H-Pegel gesetzt, durch die Ladungen, die zum Knoten N12 durch den Versorgungsanschluß 500 über den Transistor 110 geleitet werden. Als Reaktion auf den Knoten N11 mit Potential auf L-Pegel werden die Transi storen 130 und 141 in den Invertern 13 und 14 leitend. Folg lich steigt das Potential am Knoten N13 auf das Potential der Versorgungsspannung Vcc mit H-Pegel, und dann fällt das Po tential am Ausgabeanschluß A10 auf Erdpotential (=0V). Wäh renddessen wird als Reaktion auf die Ausgabe (Knoten N13) des Inverters 13 mit Potential auf H-Pegel der Transistor T11 leitend und vermindert das Potential am Knoten N14 auf 0V. Daher wird der Transistor T12 erneut in den OFF-Zustand ver setzt. Das Potential am Knoten N11 verbleibt allerdings auf L-Pegel durch den Transistor 121 im Inverter 12. Folglich werden die Potentiale an den Knoten N12 und N13 auf 5V durch die Transistoren 110 und 130 angehoben, die entsprechend dem Anstieg der Versorgungsspannung Vcc eingeschaltet sind, und das Potential am Ausgabeanschluß A10 fällt auf 0V durch den Transistor 141, der nachfolgend eingeschaltet ist.

Wenn bei dem oben beschriebenen Einschalt-Reset-Impulsgenera torkreis die Verzögerung durch die Ladung und Entladung wäh rend der Änderung des Potentials an den betreffenden Knoten vernachlässigt wird, bleibt das Potential am Anschluß A10 auf H-Pegel für den Zeitraum, bis die ansteigende Versorgungs spannung Vcc die Summe (3Vth) der Schwellspannung 2Vth des Diodenfeldes 102 und der Schwellspannung Vth des Transistors T12 übersteigt, und es fällt auf L-Pegel, wenn die Versor gungsspannung Vcc 3Vth danach übersteigt. Der Anschluß A10 empfängt das Impulssignal mit H-Pegel daher für die vorbe stimmte Periode als Reaktion auf das Einschalten der Versor gungsspannung. Genauer gesagt, empfängt er einen Einschalt- Reset-Impuls POR, der auf H-Pegel für einen vorbestimmten Zeitraum als Reaktion auf das Einschalten gehalten wird.

Fig. 14 ist ein Blockdiagramm mit einer Struktur einer her kömmlichen Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung zum Er zeugen eines Einschalt-Reset-Impulses negativer Polari tät, entsprechend demselben Prinzip wie bei der Einschalt-Re set-Impulsgeneratorschaltung in Fig. 9.

Wie in Fig. 14 gezeigt, im Unterschied zur Schaltung nach Fig. 9, wird bei diesem Einschalt-Reset-Kreis ein Ausgangssi gnal eines Inverters 11 in einem Flip-Flop 101 in einen In verter 13 eingegeben, ein Ausgangssignal des Inverters 13 wird an ein Diodenfeld 102 angelegt, und ein Ausgangssignal eines Inverters 14 wird an ein Gate eines Transistors T11 an gelegt.

Nachfolgend wird ein Betrieb dieses Einschalt-Reset-Impulsge neratorkreises beschrieben, unter der Annahme, daß die Ver sorgungsspannung eingeschaltet ist, wenn die Knoten N11 bis N14 bei dieser Einschalt-Reset-Schaltung Potentiale von 0V (0Volt) durch ausreichende Entladung aufweisen. Die folgende Beschreibung wird unter Bezug auf die Fig. 15 und 16 gegeben. Fig. 15 ist ein Schaltbild, das den Aufbau der Einschalt-Re set-Impulsgeneratorschaltung in Fig. 14 genauer beschreibt. Fig. 16 ist ein Signalpulsdiagramm zum Verdeutlichen des Be triebs der Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung, wenn je der Knoten im Einschalt-Reset-Generatorkreis das Potential von 0V aufweist.

Wie in Fig. 16 gezeigt, steigt die Versorgungs spannung Vcc ((a) in Fig. 16) von 0V auf z. B. 5V, wenn die Versorgungsspannung zu einem Zeitpunkt t20 eingeschaltet wird. Da bei diesem Betrieb der Transistor C12 in einem OFF- Zustand ist, steigt das Potential ((b) in Fig. 16) des Kno tens N11 mit der Versorgungsspannung Vcc durch die Kopplung des Kondensators C11. Währenddessen neigt der Kondensator C12 des Knotens N12 dazu, das Potential vor dem Einschalten, d. h. 0V, zu erhalten. Der Flip-Flop 101 wird daher so gesetzt, daß der Ausgangsanschluß des Inverters 12 das Potential auf H-Pegel aufweist.

Der Knoten N12 weist sein Potential auf L-Pegel auf ((c) in Fig. 16), wenn die Versorgungsspannung eingeschaltet wird. Der Transistor 130 im Inverter 13 wird daher eingeschaltet, so daß das Potential ((d) in Fig. 11) am Knoten N13 mit der Versorgungsspannung Vcc auf den H-Pegel als Reaktion auf das Einschalten der Versorgungsspannung ansteigt. Als Reaktion auf das Potential auf H-Pegel am Knoten N13 wird der Transi stor 141 im Inverter 14 eingeschaltet, so daß das Potential am Ausgangsanschluß A12 ((e) in Fig. 16) auf L-Pegel (=0V) unmittelbar nach dem Einschreiben der Versorgungsspannung ist.

Wenn das Potential am Ausgangsanschluß A12 auf L-Pegel ist, befindet sich der Transistor T11 im OFF-Zustand, so daß das Potential am Knoten N14 vom Potential am Knoten N13 abhängt. Wenn das Potential am Knoten N13 eine Summe (2Vth) der Schwellspannungen Vth der Transistoren D11 und D12, die das Diodenfeld 102 bilden, übersteigt, werden beide Transistoren D11 und D12 eingeschaltet, und entsprechend steigt das Poten tial am Knoten N14 ((f) in Fig. 16) auf ein Potential (Vcc- 2Vth), das um die Schwellspannung (2Vth) des Diodenfeldes 102 niedriger ist als die Versorgungsspannung Vcc. Wenn das Po tential am Knoten N14 die Schwellspannung Vth des Transistors T12 zum Zeitpunkt t21 übersteigt, wird der Transistor T12 ebenfalls eingeschaltet. Folglich wird die Ladung, die vom Versorgungsanschluß 500 an den Knoten N11 durch die Koppel wirkung des Kondensators C11 angelegt wurde, zur Erde GND entladen. Dieses Entladen am Knoten N11 schaltet die Transi storen 110 und 121 in den Invertern 11 und 12 des Flop-Flops 101 ein, so daß das Flip-Flop 101 zurückgesetzt wird. Daher ist das Potential am Knoten N12 auf den H-Pegel gesetzt, durch die Ladungen, die an den Knoten N12 durch den Versor gungsanschluß 500 über den Transistor 110 angelegt werden.

Als Reaktion auf den Knoten N12 mit Potential auf H-Pegel werden die Transistoren 131 und 140 in den Invertern 13 und 14 leitend. Folglich wird das Potential am Knoten N13 auf L- Pegel gesetzt, und dann steigt das Potential am Ausgangsan schluß A10 auf das Potential der Versorgungsspannung Vcc. Als Reaktion auf das Ausgangssignal (Ausgabeanschluß A10) des In verters 14 mit Potential auf H-Pegel wird der Transistor T11 leitend und vermindert das Potential am Knoten N14 auf 0V. Der Transistor T12 wird daher erneut in den OFF-Zustand ver setzt. Das Potential am Knoten N11 wird allerdings auf L-Pe gel gehalten, durch den Transistor 121 im Inverter 12.

Folglich werden die Potentiale am Knoten N12 und dem Ausgabe anschluß A14 auf 5V durch die Transistoren 110 und 140 ange hoben, die entsprechend dem Anstieg der Versorgungsspannung Vcc eingeschaltet sind.

Wenn bei dem oben beschriebenen Einschalt-Reset-Impulsgenera torkreis die Verzögerung durch die Ladung und Entladung wäh rend der Änderung des Potentials auf den betreffenden Knoten vernachlässigt wird, verbleibt das Potential am Anschluß A10 auf L-Pegel für den Zeitraum, bis die ansteigende Versor gungsspannung Vcc die Summe (3Vth) der Schwellspannung 2Vth des Diodenfeldes 102 und die Schwellspannung Vth des Transi stors T12 übersteigt, und es steigt auf H-Pegel, wenn die Versorgungsspannung Vcc danach 3Vth übersteigt. Der Anschluß A10 empfängt daher das Pulssignal mit L-Pegel für die vorbe stimmte Periode als Reaktion auf das Einschalten (power-on). Genauer gesagt, es empfängt ein invertiertes Signal des Power-On-Reset-Impulses POR, der auf H-Pegel für eine vorbe stimmte Periode gehalten wird, als Reaktion auf das Einschal ten.

Das Signal (oder POR), das auf den Ausgangsanschluß A10 gelegt wird, wie in den Fig. 9 und 14 gezeigt, wird benutzt, um die unstabilen Knoten zurückzusetzen, bei denen die Mög lichkeit besteht, daß sie entweder auf H-Pegel oder L-Pegel nach dem Einschalten stehen, auf die vorbestimmten Pegel.

Die oben beschriebenen Einschalt-Reset-Impulsgeneratorkreise sind typische Beispiele der herkömmlichen Schaltungen, die den Wechsel der Versorgungsspannungen benutzen, und sie wer den konzipiert, ohne daß sie Restladungen beim Abschalten in Betracht ziehen. Diese Restladungen beeinträchtigen daher diese Schaltungen in nachteiliger Weise und führen zu Fehl funktionen, und daher werden die Halbleiterschaltungsvorrich tungen mit diesen Schaltungen nachteilig und ernsthaft beein trächtigt.

Wie in den Fig. 10 und 15 gezeigt, basiert das Operations prinzip der herkömmlichen Einschalt-Reset-Impuls-Generator schaltungen auf der Annahme, daß die Potentiale an allen Kno ten im Einschalt-Reset-Impulsgeneratorkreis auf 0V vor dem Einschalten stehen. Die Versorgungsspannung kann allerdings kontinuierlich und wiederholt ein- und ausgeschaltet werden, zum Beispiel für einen Funktionstest der integrierten Halb leiterschaltungsvorrichtung, oder die Versorgungsspannung kann zeitweilig durch Versorgungsspannungsausfall ausgeschal tet sein. In diesen Fällen ist die Periode zwischen Ausschal ten und dem nächsten Einschalten extrem kurz. In solchen Fäl len werden die elektrischen Ladungen in einigen Knoten in der Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung nicht vollständig entladen, so daß ein Phänomen tatsächlich vorgekommen ist, bei dem das Potential im Knoten von 0V beim nächsten Ein schalten ins Positive oder Negative geschoben wurde. Dieses Phänomen bewirkt die oben beschriebenen Probleme. Dieses Pro blem wird des weiteren genau beschrieben unter Bezug auf z. B. die Einschalt-Reset-Impulsschaltungen nach Fig. 10 und 15.

Zuerst wird dieses Problem unter Bezug auf den Einschalt-Re set-Impulsgeneratorkreis in Fig. 10 beschrieben. Nachfolgend wird ebenfalls Bezug auf Fig. 12 genommen, worin ein Signal formdiagramm mit Potentialwechseln am Ausgabeanschluß A10 und an den Knoten N11 bis N14 gezeigt wird, nach dem Einschalten, wenn die Restladungen nach dem letzten Ausschalten im Ein schalt-Reset-Impulsgeneratorkreis nach Fig. 10 verblieben sind.

Wie in Fig. 12 gezeigt, weisen die Knoten N11 und N12 vor einem Ausschaltzeitpunkt t22 jeweils das Potential von 0V auf, wie durch (b), (f) und (e) in Fig. 12 angedeu tet, und die Potentiale an den Knoten N14 und N13 entsprechen der Versorgungsspannung von 5V, wie durch (c) und (d) in Fig. 12 angedeutet. Wenn die Spannung zum Zeitpunkt t22 abge schaltet wird, verringert sich die Versorgungsspannung Vcc von 5V auf 0V, wie durch (a) in Fig. 12 gezeigt. Für den Zeitraum vor dem Zeitpunk t23, zu welchem die Versorgungs spannung Vcc sich bis zur Schwellspannung Vth des MOS-Transi stors verringert, verringern sich die Potentiale an den Kno ten N12 und N13, die vor dem Ausschalten auf H-Pegel gehalten wurden, mit dem Verringern der Versorgungsspannung Vcc durch den ON-Zustand der Transistoren 110 bzw. 130 (siehe (c) und (e) in Fig. 12) .

Nach dem Zeitpunkt t23 sinkt die Versorgungsspannung Vcc wei ter unter die Schwellspannung Vth des MOS-Transistors gegen 0V, wodurch alle Transistoren in Fig. 10 ausgeschaltet sind. Wenn daher zum Zeitpunkt t24 die Versorgungsspannung Vcc vollständig auf 0V absinkt, vermindert sich das Potential am Knoten N11 auf -Vth durch die vom Kondensator C11 an den Kno ten N11 angelegten negativen Ladungen. Währenddessen vermin dern sich die Potentiale an den Knoten N12 und N13 mit der Versorgungsspannung Vcc durch die eingeschalteten Transisto ren 110 bzw. 130 bis zum Zeitpunkt t23, zu welchem die Ver sorgungsspannung Vcc auf die Schwellspannung Vth des MOS- Transistors absinkt. Wenn allerdings alle mit den Knoten N12 und N13 verbundenen Transistoren zum Zeitpunkt t23 ausge schaltet sind, sind alle Entladepfade für die Ladungen von den betreffenden Knoten N12 und N13 elektrisch abgeschnitten. Daher wird für den Zeitraum vom Zeitpunkt t23 bis zum Zeit punkt t24 das Potential im Knoten N13 auf dem Potential Vth gehalten, und das Entladen in den Kondensator C12 findet nicht statt, so daß das Potential im Knoten N12 ebenfalls auf dem Potential Vth gehalten wird, wie es zum Zeitpunkt t23 bestand. Daher verbleibt die positive Ladung im Knoten N12.

Für den Zeitraum vom Zeitpunkt t24 zum Zeitpunkt t25, zu wel chem die Versorgungsspannung wieder eingeschaltet wird, wer den die negativen und positiven Ladungen, die am Knoten N11 und den Knoten N12 bzw. N13 verblieben sind, graduell durch einen Übergangsleckstrom entladen. Wenn daher eine hinrei chend lange Periode zwischen dem Ausschaltzeitpunkt t24 und dem nächsten Einschaltzeitpunkt t25 besteht, gehen Potentiale an den Knoten N11, N12 und N13 auf 0V zurück.

Wenn allerdings der Zeitraum zwischen den Zeitpunkten t24 und t25 vergleichsweise kurz ist, werden die Restladungen in den Knoten N11, N12 und N13 kaum entladen. Wenn daher die Span nung nach dem Abschalten unmittelbar wieder eingeschaltet wird, sind die Potentiale an den Knoten N11 und den Knoten N12 und N13 bei diesem Einschalten dieselben wie die Poten tiale -Vth und Vth beim Abschalten. Wenn daher die Spannungs versorgung zum Zeitpunkt t25 wieder eingeschaltet wird, wird das Potential im Knoten N11 entsprechend dem Anstieg der Ver sorgungsspannung Vcc angehoben, durch die positiven Ladungen, die vom Versorgungsanschluß 500 an den Knoten N11 durch Kopp lung des Kondensators C11 bereitgestellt werden. Wenn die Versorgungsspannung Vcc die Schwellspannung Vth des MOS-Tran sistors zum Zeitpunkt t26 erreicht, kehrt das Potential am Knoten N11 zu 0V zurück.

Das Potential am Knoten N11 bleibt daher an der Spannung Vth fixiert, welches das Potential beim Einschalten ist, zwischen t25 und t26, da der Transistor 130 im Inverter 13 durch das niedrige Potential am Knoten N11 auf ON gehalten wird.

Währenddessen befindet sich der Transistor 110 im Inverter 11 im ON-Zustand durch das niedrigere Potential am Knoten N11, so daß das Potential am Knoten N12 im wesentlichen auf dem Potential Vth fixiert ist, wie beim Einschalten, für den Zeitraum vom Zeitpunkt t25 zum Zeitpunkt t26. Das Potential am Eingangsanschluß N11 des Flip-Flop 101 ist daher niedriger gesetzt als das Potential am Ausgangsanschluß N12 im Flip- Flop 101 zum Zeitpunkt t26. Dies bedeutet, daß der Transistor 110 im Inverter 11 eingeschaltet ist und der Transistor 121 im Inverter 12 eingeschaltet ist. Daher ist das Flip-Flop 101 so gesetzt, daß das Potential am Knoten N12 H-Pegel auf eine selbe Weise erreicht wie beim Ausschalten. Daher wird nach dem Zeitpunkt t26 das Potential am Knoten N12 entsprechend der Versorgungs spannung Vcc angehoben, durch die positiven Ladungen, die durch den Transistor 110 vom Versorgungsanschluß 500 zum Kno ten N12 gebracht werden. Wenn das Potential am Knoten N12 so ansteigt, daß es höher als die Schwellspannung Vth ist, wird der Transistor 121 im Inverter 12 leitend geschaltet. Daher ist das Potential am Knoten N11 auf 0V fixiert, unabhängig vom Anstieg des Versorgungspotentials Vcc nach dem Zeitpunkt t26, wenn das Potential am Knoten N12 die Schwellspannung Vth erreicht (siehe Fig. 12 (b)) .

Nach dem Zeitpunkt des Einschaltens t25 bleibt daher der Transistor 130 im Inverter 13 auf ON, und daher steigt das Potential am Knoten N13 von der Schwellspannung Vth mit der Versorgungsspannung Vcc nach dem Zeitpunkt t25, wie in Fig. 12(d) gezeigt. In dem Zeitraum, bis das Potential am Knoten N13 die Schwellspannung Vth übersteigt (von t25 bis t26), ist der Transistor 140 im Inverter 14 auf ON, und daher steigt das Potential am Ausgabeanschluß A10 mit der Versorgungsspan nung Vcc. Allerdings ist nach dem Zeitpunkt t26, wenn das Po tential am Knoten N13 die Schwellspannung Vth übersteigt, der Transistor 141 im Inverter 14 auf ON, und daher ist das Po tential am Ausgangsanschluß A10 auf Erdpotential 0V fixiert.

In dem Zeitraum von t25 bis t26, während das Potential am Knoten N13 nicht höher als die Schwellspannung Vth ist, hängt das Potential am Knoten N14 vom Potential am Ausgabeanschluß A10 ab. Das Potential am Ausgabeanschluß A10 übersteigt al lerdings nicht die Summe 2Vth der Schwellspannungen der Tran sistoren T11 und T12 während dieser Periode. Das Potential am Knoten N14 während dieser Periode ist daher 0V, was das gleiche Potential ist wie das Potential zum Zeitpunkt t25 beim Einschalten. Das Potential des Knoten N14 wird daher auf demselben Potential 0V beim Zeitpunkt des Einschaltens ge halten im Zeitraum von t25 und t26 und im Zeitraum nach dem Zeitpunkt t26, während der Transistor T11 eingeschaltet ist (das Potential am Knoten N13 ist höher als die Schwellspan nung Vth) (siehe Fig. 12 (f) ). Der Transistor T12 wird stets auf OFF nach dem Zeitpunkt t25 gehalten, wenn die Spannung wieder eingeschaltet wird, und das Potential des Knotens N11 ändert sich nur in Abhängigkeit vom Potential des Knotens N12 nach dem Zeitpunkt t25.

Wenn, wie oben beschrieben, das Potential am Knoten N12 nicht hinreichend auf 0V abgesenkt wurde, sondern auf etwa der Schwellspannung Vth des Transistors 121 zum Zeitpunkt des Einschaltens gehalten wird, übersteigt das Potential am Kno ten N11 bald die Schwellspannung Vth nach dem Einschalten, und folglich kehrt das Potential am Ausgangsanschluß A10 auf L-Pegel nach dem Zeitpunkt des Einschaltens t25 zurück, bevor es hinreichend ansteigt, das heißt, bevor es die Schwellspan nung Vth erreicht. Das durch eine Kette von gepunkteten Li nien in Fig. 12(e) dargestellte Pulssignal zeigt den Signalimpuls, der am Ausgangsanschluß A10 bereitgestellt sein sollte. Der Einschalt-Reset-Impuls POR mit ausreichender Pulsbreite wird daher nicht an den Ausgangsanschluß A10 als Reaktion auf das Einschalten angelegt. Währenddessen arbeitet keiner der P-Kanal- und N-Kanal-MOS-Transistoren in der MOS- integrierten Halbleiterschaltungsvorrichtung, wenn die Ver sorgungsspannung Vcc weniger als die Schwellspannung Vth die ser MOS-Transistoren ist. Wenn daher der Einschalt-Reset-Im puls nicht nach dem Zeitpunkt t26 ausgegeben wird, wird die interne Schaltung 400 (Fig. 13) in der integrierten Halblei terschaltungsvorrichtung nicht initialisiert. Wenn daher bei dem Einschalt-Reset-Impulsgeneratorkreis nach dem Stand der Technik der Zeitraum zwischen dem Ausschalten und dem näch sten Einschalten kurz ist, hat das Ausgangssignal des Ein schalt-Reset-Impulsgeneratorkreises bereits zum Zeitpunkt t26 angefangen zu steigen, wenn die interne Schaltung 400 in Fig. 13 den Betrieb beginnt nach dem nächsten Einschalten. Folg lich wird der interne Kreis 400 nicht vollständig initiali siert, was zur Fehlfunktion der internen Schaltung 400 führt.

Im nachfolgenden wird ein derartiges Problem noch einmal ge nau beschrieben unter Bezug auf den Einschalt-Reset-Impulsge neratorkreis in Fig. 15. Im folgenden wird ebenfalls Bezug auf Fig. 17 genommen, die ein Signalpulsformdiagramm mit dem Potentialwechsel am Ausgangsanschluß A10 und den Knoten N11 bis N14 nach dem Einschalten illustriert, wenn die Restladun gen beim letzten Ausschalten im Einschalt-Reset-Impulsgenera torkreis nach Fig. 15 erhalten geblieben sind.

Wie in Fig. 17 gezeigt, haben die Knoten N11, N13 und N14 vor einem Ausschaltzeitpunkt t22 ein Potential von 0V, wie durch (b), (d) bzw. (f) in Fig. 17 angezeigt, und die Potentiale am Knoten N14 und dem Ausgangsanschluß A10 sind die Versorgungsspannung von 5V, wie durch (c) bzw. (e) in Fig. 17 angedeutet. Wenn zum Zeitpunkt t22 die Spannung ausgeschaltet wird, vermindert sich die Versorgungsspannung Vcc von 5V auf 0V, wie durch (a) in Fig. 17 angedeutet. Für den Zeitraum vor dem Zeitpunkt t23, zu welchem die Versor gungsspannung Vcc sich auf die Schwellspannung Vth des MOS- Transistors vermindert, sinken die Potentiale am Ausgabean schluß A10 und dem Knoten N12, die auf H-Pegel vor dem Aus schalten gehalten wurden, entsprechend mit dem Absinken der Versorgungsspannung Vcc durch den ON-Zustand der Transistoren 110 bzw. 140 (siehe (c) und (e) in Fig. 17).

Nach dem Zeitpunkt t23 sinkt die Versorgungsspannung Vcc wei ter unterhalb die Schwellspannung Vth des MOS-Transistors in Richtung 0V, wobei alle Transistoren in Fig. 15 ausgeschal tet werden. Wenn daher zum Zeitpunkt t24 die Versorgungsspan nung Vcc komplett auf 0V abfällt, sinkt das Potential am Knoten N11 auf -Vth durch die negativen Ladungen, die vom Kondensator C11 an den Knoten N11 gebracht werden. Während dessen sinkt das Potential am Knoten N12 mit der Versorgungs spannung Vcc durch den eingeschalteten Transistor 110 bis zum Zeitpunkt t23, zu welchem die Versorgungsspannung Vcc auf die Schwellspannung Vth des MOS-Transistors absinkt. Wenn aller dings alle Transistoren, die mit dem Knoten N12 verbunden sind, zum Zeitpunkt t23 abgeschaltet sind, ist ein Entlade pfad für die Ladungen vom Knoten N12 elektrisch abgeschnit ten. Wenn daher für die Perioden zum Zeitpunkt t23 zum Zeit punkt t24 das Entladen in den Kondensator C12 nicht stattfin det, so daß das Potential am Knoten N12 auf Potential Vth ge halten wird, wie es zum Zeitpunkt t23 bestand. Die positiven Ladungen bleiben daher im Knoten N12.

Für den Zeitraum vom Zeitpunkt t24 zum Zeitpunkt t25, zu dem die Versorgungsspannung wieder eingeschaltet wird, werden die negativen und positiven Ladungen, die in den Knoten N11 und N12 verblieben sind, graduell durch ein Übergangsleck entla den. Wenn daher ein hinreichend langer Zeitraum zwischen dem Abschaltzeitpunkt t24 und dem nächsten Einschaltzeitpunkt t25 liegt, kehren die Potentiale an den Knoten N11 und N12 auf 0V zurück.

Wenn allerdings der Zeitraum zwischen den Zeitpunkten t24 und t25 vergleichsweise kurz ist, werden die Restladungen in den Knoten N11 und N12 kaum entladen. Wenn daher die Versorgungs spannung unmittelbar nach dem Ausschalten wieder eingeschal tet wird, entsprechen die Potentiale an den Knoten N11 und N12 den Potentialen -Vth und Vth beim Ausschalten. Wenn daher die Versorgungsspannung zum Zeitpunkt t25 wieder eingeschal tet wird, wird das Potential im Knoten N11 entsprechend mit dem Anstieg der Versorgungsspannung Vcc angehoben durch die positiven Ladungen, die vom Versorgungsanschluß 500 an den Knoten N11 durch ein Koppeln des Kondensators C11 angelegt werden. Wenn die Versorgungsspannung Vcc die Schwellspannung Vth des MOS-Transistors zum Zeitpunkt t26 erreicht, kehrt das Potential am Knoten N11 auf 0V zurück. Währenddessen befin det sich der Transistor 10 im Inverter 11 im ON-Zustand durch das niedrigere Potential am Knoten N11, so daß das Potential am Knoten N12 im wesentlichen auf dem Potential Vth wie beim Einschalten festgehalten wird für den Zeitraum vom Zeitpunkt t25 zum Zeitpunkt t26. Das Potential am Eingangsanschluß N11 des Flip-Flops 101 ist daher niedriger gesetzt als das Poten tial am Ausgangsanschluß N12 im Flip-Flop 101 zum Zeitpunkt t26. Das bedeutet, daß der Transistor 110 im Inverter 11 ein geschaltet ist und der Transistor 121 im Inverter 12 einge schaltet ist. Daher ist das Flip-Flop 101 so gesetzt, daß das Potential am Knoten N12 den H-Pegel auf eine selbe Weise er reicht wie beim Ausschalten. Daher wird nach dem Zeitpunkt t26 das Potential am Knoten N12 entsprechend der Versorgungs spannung Vcc angehoben, durch die positiven Ladungen, die vom Transistor 110 vom Versorgungsanschluß 500 zum Knoten N12 be reitgestellt werden. Wenn das Potential am Knoten N12 an oder über die Schwellspannung Vth ansteigt, wird der Transistor 131 im Inverter 13 leitend. Da allerdings das Potential am Knoten N13 auf 0V zum Einschaltzeitpunkt t25 steht, beträgt das Potential am Knoten N13 stets 0V nach dem Zeitpunkt t25, wie durch (d) in Fig. 17 angezeigt. Wenn daher die Versor gungsspannung Vcc zum Zeitpunkt t26 die Schwellspannung Vth erreicht, wird der Transistor 140 im Inverter 14 leitend. Zum Zeitpunkt t26 wird das Potential am Ausgabeanschluß A10 das Potential Vth, was dem der Versorgungsspannung Vcc ent spricht, und steigt danach auf 5V mit dem Anstieg der Ver sorgungspannung Vcc. Wenn das Potential am Ausgabeanschluß A10 die Schwellspannung Vth zum Zeitpunkt t26 erreicht, wird der Transistor T11 leitend. Da allerdings das Potential am Knoten N14 auf 0V nach dem Ausschaltzeitpunkt t22 gehalten wurde, wird es auf 0V selbst nach dem Zeitpunkt t26 gehal ten, unabhängig davon, ob der Transistor T11 ein- oder ausge schaltet ist (siehe (f) in Fig. 17).

Durch eine Kette von gepunkteten Linien zeigt die Fig. 17(e) ein Pulssignal, welches am Ausgangsanschluß A10 erscheinen sollte.

Wie oben beschrieben, wenn das Potential am Knoten N12 nicht auf 0V gesenkt wird, sondern wenn es etwa auf der Schwell spannung Vth des Transistors 131 gehalten wird, erreicht das Potential am Ausgabeanschluß A10 den L-Pegel nur für einen sehr kurzen Zeitraum von der Einschaltzeit t25 zum Zeitpunkt t26, zu welchem die Versorgungsspannung Vcc auf die Schwell spannung Vth ansteigt, und wird stets auf H-Pegel für den Zeitraum nach dem Zeitpunkt t26 gehalten. Daher wird ein Ein schalt-Reset-Impuls mit hinreichender Impulsbreite nicht auf den Ausgabeanschluß A10 als Reaktion auf das Einschalten ausgegeben. Daher entsteht dasselbe Problem, wie das, welches unter Bezug auf die Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung in Fig. 10 beschrieben wurde bei dem Einschalt-Reset-Impuls generatorkreis nach Fig. 15.

Wenn die Spannung wieder eingeschaltet wird, sollte das Flip- Flop 10 in eine Richtung gesetzt werden, die es dem Ausgabe potential des Inverters 12 erlaubt, H-Pegel zu erreichen, um dieses Problem zu lösen, und daher darf das Potential am Kno ten N10 beim Einschalten der Spannung nicht höher als das Po tential (=0V) des Knotens N11 sein, wenn die Spannung wie der eingeschaltet wird.

Um diese Probleme zu lösen, wurde daher ein Verfahren be nutzt, wodurch der Knoten N12, in welchem die Ladungen nach dem Ausschalten verblieben, durch einen Widerstand geerdet wird. Bei diesem Verfahren fließt allerdings stets ein Strom vom Knoten N12 gegen Masse, wenn der Widerstandswert des obigen Widerstands sehr klein ist, so daß die integrierte Halblei terschaltungsvorrichtung einen hohen Dauerstromverbrauch hat. Um dieses zu vermeiden, ist es notwendig, den Widerstandswert des obigen Widerstands um einen gewissen Grad zu erhöhen, während er trotzdem in einem Bereich gehalten wird, der ein hinreichendes Entladen der Restladungen des Knotens 12 er laubt. Wenn allerdings Widerstandselemente auf dem Halblei tersubstrat gebildet werden, verlangt ein Widerstandselement mit größerem Widerstandswert eine größere Grundfläche für das Widerstandselement. Daher vergrößert dieses Verfahren zum Entfernen der Restladungen den Stromverbrauch und behindert die Hochintegration der integrierten Halbleiterschaltung in nachteiliger Weise. Außerdem wird entsprechend dieser Methode das Potential am Knoten N12 beim Wiedereinschalten der Span nung auf 0V als niedrigstes gesetzt, was dem Potential am Knoten N11 beim Wiedereinschalten der Spannung entspricht. Um allerdings ein Setzen des Flip-Flops 101 in eine Richtung zu ermöglichen, die die Ausgangsspannung des Inverters 12 auf H- Pegel setzt, wäre eine größere Differenz zwischen dem Poten tial am Knoten N12 und dem Potential am Knoten N11 vorzuzie hen. Wenn diese Differenz kleiner wird, wird es für den In verter 11 schwieriger, das Potential am Knoten N11 als H-Pe gel zu identifizieren, und genauso wird es für den Inverter 12 schwieriger, das Potential des Knotens N12 als L-Pegel zu bestimmen. Die oben beschriebene Methode ist daher nicht vollständig zuverlässig, da es fraglich bleibt, ob das Flip- Flop 101 sicher in die Richtung gesetzt wird, die es dem Aus gabepotential des Inverters 12 erlaubt, den H-Pegel zu errei chen, wenn die Spannung wieder eingeschaltet wird.

Ein weiteres Verfahren nach dem Stand der Technik, nach dem das Potential des Knotens N12 mit nach dem Ausschalten ver bleibenden Ladungen davon abgehalten wird, beim Wiederein schalten höher als 0V zu sein, geht wie im folgenden be schrieben. Dieses Verfahren wird unter Bezug auf die Fig. 18(a) und (b) beschrieben. Wie in Fig. 18 gezeigt, wird bei diesem Verfahren eine Entladeschaltung mit dem Knoten N12, wo Ladungen verbleiben, verbunden. Fig. 18 ist ein Blockdia gramm, das die Struktur der Entladeschaltung zeigt.

Die Entladeschaltung 104 umfaßt, wie in Fig. 18(a) gezeigt, einen N-Kanal-MOS-Transistor T14, der zwischen dem Knoten N12 und der Erde GND verbunden ist, einen P-Kanal-MOS-Transistor T15 und einen Kondensator C15, die in Reihe miteinander zwi schen einem Versorgungsanschluß 500 und der Erde GND verbun den sind. Ein Knoten N16 zwischen dem Transistor T15 und dem Kondensator C15 ist mit den Gates der Transistoren T14 und T15 verbunden. Wie in Fig. 18(b) gezeigt, kann der Transistor T15 durch einen N-Kanal-MOS-Transistor T16 ersetzt werden. In so einem Fall ist das Gate des Transistors T16 mit dem Ver sorgungsanschluß 500 verbunden. Der Betrieb der Entladeschal tung 104 wird unter Bezug auf Fig. 19 beschrieben. Fig. 19 ist ein Signalpulsdiagramm, welches Änderungen der Potentiale am Knoten N16 und der Versorgungsspannung Vcc zeigt.

Wenn die Spannung zum Zeitpunkt t0 eingeschaltet wird, be ginnt die Versorgungsspannung Vcc (Fig. 19(a)) auf 5V anzu steigen. Das Potential am Knoten N16 beträgt 0V zum Zeit punkt t0, und wenn die Versorgungsspannung Vcc die Schwell spannung Vth des MOS-Transistors zum Zeitpunkt t1 erreicht, wird der Transistor T15 im Entladekreis 104 von Fig. 18(a) ladend geschaltet, und der Transistor T16 im Entladekreis 104 von Fig. 18(b) wird ladend geschaltet. Folglich erreicht das Potential am Knoten N16 die Schwellspannung Vth, die der Ver sorgungsspannung Vcc zum Zeitpunkt t1 entspricht, und danach steigt sie der Versorgungsspannung Vcc folgend an. Da aller dings beide Gates und Drains (oder Sources) der Transistoren T15 und T16 miteinander verbunden sind, ist das Potential am Knoten N16 auf einem Potential fixiert (Vcc-Vth), welches um die Schwellspannung Vth niedriger ist als die Versorgungs spannung Vcc, wenn die Versorgungsspannung Vcc den Maximal wert 5V erreicht hat. Nach dem Zeitpunkt T1, wenn das Poten tial am Knoten N16 die Schwellspannung Vth übersteigt, wird der Transistor T14 als Reaktion hierauf leitend, und daher ist der Knoten N14 mit der Erde GND über den Transistor T14 elektrisch verbunden.

Wenn die Spannung zum Zeitpunkt t2 abgeschaltet wird, beginnt die Versorgungsspannung von 5V abzufallen. Da aber der Kon densator C15 dazu dient, das Potential des Knotens N16 auf seinem Zustand zu erhalten und eine Entladung des Knotens N16 nur durch ein sogenanntes Übergangsleck von den Source-Drain- Bereich der damit verbundenen Transistoren T15 und T16 be wirkt wird, wird das Potential am Knoten N16 nicht abrupt nach dem Zeitpunkt t2 vermindert, bei welchem die Spannung abgeschaltet wird, sondern wird auf etwa dem Potential gehal ten (Vcc-Vth), welches höher als die Schwellspannung Vth ist (siehe Fig. 19(b)). Nachdem daher die Spannung ausgeschaltet ist, bleibt der Transistor T14 auf ON. Der Knoten N14 bleibt daher mit der Erde GND verbunden, vom Zeitpunkt t1, wenn die Versorgungsspannung Vcc die Schwellspannung Vth erreicht, bis nach dem Zeitpunkt t2, wenn die Spannung abgeschaltet ist. Im Knoten N12 verbliebene Ladungen, wenn die Spannung ausge schaltet ist, werden zur Erde GND entladen, und folglich wird das Potential am Knoten N12 beim Wiedereinschalten der Span nung nicht höher als 0V sein.

Selbst bei diesem Verfahren bleibt allerdings der Knoten N12 mit den verbliebenen Ladungen mit der Erde GND elektrisch verbunden, unmittelbar nach dem Einschalten der Spannung bis zum Abschalten der Spannung, wodurch ein Einschaltstrom be wirkt wird, dessen Stärke vom Einschaltwiderstand des Transi stors T14 abhängt, und der konstant vom Knoten N12 zur Erde GND fließt. Zusätzlich wird das Potential des Knotens N12 im niedrigsten Fall zum Erdpotential 0V vermindert, nach dem Abschalten der Spannung.

Selbst bei diesem Verfahren tritt daher das Problem erhöhten Stromverbrauchs auf, wie bei der oben beschriebenen Methode, und die Zuverlässigkeit beim korrekten Setzen des Flip-Flops 101 in Fig. 10 und 15 beim Wiedereinschalten der Spannung kann nicht wesentlich verbessert werden.

Das Prinzip der in den Fig. 9 und 10 gezeigten Einschalt-Re set-Impulsgeneratorschaltungen ist in der US-Patentschrift Nr. 4,818,904 offenbart. Der Kondensator C11, das Flip-Flop 101, die Inverter 13 und 14, das Diodenfeld 102 und die Transistoren T11 und T12 in den in den Fig. 9 und 14 ge zeigten Einschalt-Reset-Impulserzeugerschaltungen entsprechen der Koppelschaltung 310, der Verriegelungsschaltung 320, der Ausgabeschaltung 330, der Verzögerungsschaltung 340, sowie der Führungsschaltung 350, wie sie in Fig. 13 gezeigt sind.

Aus der DE 33 32 701 A1 ist eine Restladungskompensierungsschaltung bekannt. Diese weist eine Schaltungsvorrichtung auf, die einen mit einer Spannungsversorgung verbundenen Knoten aufweist. Eine Restladung bleibt nach Abschaltung der Versorgungsspannung in einem Kondensator gespeichert. Beim Abschalten wird eine Halbleiteranordnung durch einen Mikroprozessor stromdurchlässig geschaltet, die dann den die Restladung speichernden Kondensator schlagartig auf Masse entleert. Durch das Kurzschließen des Kondensators auf Masse kann jedoch keine Ladung zum Kompensieren einer Restladung erzeugt werden. Insbesondere kann keine Überdimensionierung der kompensierenden Ladung bewirkt werden.

Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Restladungskompensierungsschaltung zu schaffen, mit der eine Fehlfunktion einer Schaltungsvorrichtung aufgrund einer nach dem Abschalten verbleibenden Restladung verhindert werden kann. Weiterhin soll ein entsprechendes Verfahren zum Kompensieren einer Restladung vorgesehen werden.

Diese Aufgabe wird durch eine Restladungskompensierungsschaltung gelöst, die die Merkmale des Patentanspruches 1 aufweist. Des weiteren wird die Aufgabe gelöst durch ein Verfahren zum Kompensieren einer Restladung in einer Schaltungsvorrichtung, die die Merkmale des Patentanspruches 20 aufweist.

Die Ladungsmenge der ersten Polarität ist vorzugsweise gleich oder weniger als die der Ladungen der zweiten Polarität.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform werden die ersten und zweiten Feldeffekthalbleiterelemente aus N-Kanal-MOS-Transi storen gebildet, eine Quelle mit niedrigem Potential wie eine Erde wird als Referenzpotentialquelle benutzt, und die oben beschriebene beliebige Schaltung ist eine Einschalt-Reset-Im pulsgeneratorschaltung, die so angepaßt ist, daß sie einen Resetimpuls zum Zurücksetzen einer anderen vorbestimmten Schaltung als Reaktion auf das Einschalten ausgibt. Die Ein schaltimpulsgeneratorschaltung kann einen herkömmlichen Auf bau aufweisen.

Im besonderen kann die Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschal tung einen dritten Knoten aufweisen, einen zweiten Kondensa tor, der zwischen der Spannungsversorgung und dem dritten Knoten verbunden ist, ein zwischen den zweiten und dritten Knoten vorgesehenes Flip-Flop, einen dritten Kondensator, der zwischen dem zweiten Knoten und der Niedrigpotentialquelle vorgesehen ist, einen ersten Inverter zum Invertieren eines Potentials am zweiten Knoten sowie eine Potentialführungs schaltung zum Führen eines Potentials am dritten Knoten auf ein niedriges Potential als Reaktion auf einen Anstieg eines Ausgangssignal des ersten Inverters.

Das Flip-Flop umfaßt einen zweiten Inverter zum Invertieren des Potentials am dritten Knoten und zum Anlegen des inver tierten Potentials an den ersten Knoten und an einen dritten Inverter zum Invertieren des Potentials am ersten Knoten und zum Anlegen des invertierten Potentials an den dritten Kno ten. Die Potentialschiebeschaltung kann einen ersten N-Kanal- MOS-Transistor aufweisen, der in Reihe zwischen dem dritten Knoten und der Niedrigpotentialquelle verbunden ist und ein Gate zum Empfangen des Ausgangssignals des ersten Inverters aufweist. Zwei N-Kanal-MOS-Transistoren, die jeweils als Di oden verbunden sind und miteinander in Reihe verbunden sind, sind zwischen dem Gate des ersten N-Kanal-MOS-Transistors und dem Ausgang des ersten Inverters so verbunden, daß sie den Anstieg des Ausgangspotentials des ersten Inverters zum Gate des ersten N-Kanal-MOS-Transistors mit einer Verzögerung ei ner vorbestimmten Zeit übertragen. Ein vierter Kondensator und der zweite N-Kanal-MOS-Transistor sind parallel zwischen einem Gate des ersten N-Kanal-MOS-Transistors und der Nied rigpotentialquelle verbunden. Der zweite N-Kanal-MOS-Transi stor empfängt an seinem Gate ein Ausgangssignal eines vierten Inverters, der zum Invertieren des Ausgangssignals vom ersten Inverter vorgesehen ist.

Folglich erlaubt die vorliegende Erfindung das genügende Ent laden von Ladungen auf einem beliebigen Knoten, auf welchem die Ladungen nach dem Abschalten verbleiben, ohne daß eine Stromversorgung einer mit dem beliebigen Knotenbereich ver bundenen Schaltung erhöht wird. Durch Anwenden der Erfindung auf eine Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung kann z. B. ein korrekter Einschalt-Reset-Impuls stabil erhalten werden, selbst wenn ein Zeitraum zwischen einem Ausschalten zum näch sten Einschalten kurz ist, und wobei die Fläche und der Stromverbrauch der Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung kleiner als beim Stand der Technik sind. Folglich ist es mög lich, die Fehlfunktion der durch diese Einschalt-Reset-Im pulsgeneratorschaltung zu initialisierenden Schaltung sicher auszuschließen, anders als beim Stand der Technik. Durch die vorliegende Erfindung kann daher die Zuverlässigkeit der in tegrierten Halbleiterschaltungsvorrichtung erhöht werden.

Es folgt die Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren. Von den Figuren zeigt:

Fig. 1 ein Schaltbild mit dem Aufbau einer Ein schalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung entsprechend einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ein Schaltbild, das den in Fig. 1 gezeig ten Einschalt-Reset-Impulsgeneratorkreis genauer illustriert;

Fig. 3 ein Signalimpulsdiagramm zum Illustrieren des Betriebs der in den Fig. 1 und 2 ge zeigten Einschalt-Reset-Impulsgenerator schaltung;

Fig. 4 ein Schaltbild zum Illustrieren des Auf baus einer Einschalt-Reset-Impulsgenera torschaltung entsprechend einer anderen Ausführungsform;

Fig. 5 ein Schaltbild zum genaueren Illustrieren der in Fig. 4 gezeigten Einschalt-Reset- Generatorschaltung;

Fig. 6 ein Signalpulsdiagramm zum Illustrieren des Betriebs eines Einschalt-Reset-Im pulsgeneratorkreises nach Fig. 4 und 5;

Fig. 7 ein Blockdiagramm zum Illustrieren der Funktionsstrukturen einer Restleitungs kompensationsschaltung;

Fig. 8A-8D modellhafte Diagramme zum Illustrieren eines Ladungsflusses in der Restladungsentfernungsschaltung;

Fig. 9 ein Schaltbild zum Illustrieren des Auf baus einer Einschalt-Reset-Impulsgenera torschaltung nach dem Stand der Technik;

Fig. 10 ein Schaltbild zum genaueren Illustrieren der Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschal tung nach Fig. 9;

Fig. 11 ein Signalpulsdiagramm zum Illustrieren des Betriebs einer Einschalt-Reset-Im pulsgeneratorschaltung nach Fig. 9 und 10;

Fig. 12 ein Signalpulsdiagramm zum Illustrieren von Problemen, die bei einer Einschalt- Reset-Impulsgeneratorschaltung nach dem Stand der Technik auftreten;

Fig. 13 ein Blockdiagramm einer integrierten Halbleiterschaltungsvorrichtung mit einem Einschalt-Reset-Impulsgeneratorkreis;

Fig. 14 ein Schaltbild zum Illustrieren des Auf baus einer Einschalt-Reset-Impulsgenera torschaltung nach dem Stand der Technik;

Fig. 15 ein Schaltbild zum genaueren Illustrieren einer Einschalt-Reset-Impulsgenerator schaltung in Fig. 14;

Fig. 16 ein Signalpulsdiagramm zum Illustrieren des Betriebs einer Einschalt-Reset-Im pulsgeneratorschaltung nach den Fig. 14 und 15;

Fig. 17 ein Signalpulsdiagramm zum Illustrieren von Problemen, die bei einer Einschalt- Reset-Impulsgeneratorschaltung nach dem Stand der Technik auftreten;

Fig. 18 ein Schaltbild zum Illustrieren einer Restladungsentfernungsschaltung nach dem Stand der Technik; und

Fig. 19 ein Signalpulsdiagramm zum Verdeutlichen des Betriebs einer in Fig. 18 gezeigten Restladungsentfernungsschaltung.

In Fig. 1 wird ein Schaltbild zum Illustrieren des Aufbaus einer Reset-Impulsgeneratorschaltung entsprechend einer Aus führungsform der Erfindung gezeigt, die sich von der in Fig. 10 gezeigten herkömmlichen Schaltung dadurch unterscheidet, daß eine Restladungskompensierungsschaltung 103 an einem Kno ten N12 zwischen einem Flip-Flop 101 und einem Inverter 13 zum Entfernen von Restladungen vorgesehen ist. Der weitere Aufbau und der Betrieb außerhalb der Restladungskompensie rungsschaltung 103 bei dieser Einschalt-Reset-Impulsgenera torschaltung sind mit der in Fig. 10 gezeigten Einschalt-Re set-Impulsgeneratorschaltung identisch und werden daher nach folgend nicht beschrieben.

Das Blockdiagramm in Fig. 7 zeigt die Funktionsstruktur der Restladungskompensierungsschaltung 103. Wie in Fig. 7 ge zeigt, umfaßt die Restladungskompensierungsschaltung 103 einen Schalterkreis 103a, der mit dem Knoten N12 verbunden ist, in dem die Ladungen verbleiben, einen Ladungserzeuger kreis 103b, der Ladungen mit den Ladungen im Knoten N12 ent gegengesetzter Polarität erzeugt, sowie einen Steuerkreis 103c, der den Schalterkreis 103a steuert.

Der Steuerkreis 103c ist mit dem Spannungsversorgungsanschluß 500 verbunden und schaltet den Schalterkreis 103a als Reak tion auf ein Abfallen der Versorgungsspannung Vcc ein. Folg lich, wenn die Spannung ausgeschaltet wird, ist der Knoten N12 elektrisch mit der Ladungserzeugerschaltung 103b über den Schalterkreis 103a verbunden, so daß die im Knoten N12 ver bleibenden Ladungen durch die in der Ladungserzeugerschaltung 103b erzeugten Ladungen kompensiert werden. Indem die Menge der durch die Ladungserzeugerschaltung 103b erzeugten Ladungen größer als die im Knoten N12 verbleibende Ladungsmenge ge wählt wird, wird daher das Potential am Knoten N12 auf einen Pegel niedriger als 0V gezwungen, wenn die Spannung abge schaltet wird.

Wie in Fig. 1 genauer gezeigt, umfaßt die Restladungskompen sierungsschaltung 103 N-Kanal-MOS-Transistoren T13 und D13, die in Reihe zwischen dem Knoten N12 und Erde GND verbunden sind, sowie einen Kondensator C14, der zwischen einem Versor gungsanschluß 500 und einem Gate des Transistors T13 verbun den ist. Gate und Drain des Transistors D13 sind miteinander verbunden.

Der Kondensator C14 und der Transistor D13 arbeiten gemeinsam als Ladungserzeugungsschaltung 103b und Steuerschaltung 103c in Fig. 7, und der Transistor T13 dient als Schalterkreis 103a nach Fig. 7.

Nachfolgend wird der Betrieb dieser Restladungskompensie rungsschaltung 103 beschrieben. Bei der folgenden Beschrei bung wird auf die jeweils passenden Fig. 8A bis 8D zugegrif fen. Die Fig. 8A bis 8D zeigen schematisch den Ladungsfluß in der Restladungskompensierungsschaltung 103 vom Zeitpunkt des Einschaltens bis nach dem Abschalten der Versorgungsspannung.

Wenn eine Versorgungsspannung eingeschaltet wird, steigt das Potential am Knoten N15 zwischen dem Transistor D13 und dem Kondensator C14 entsprechend dem Anstieg der Versorgungs spannung Vcc, da positive Ladungen an den Knoten N15 durch die Kopplung des Kondensators C14 angelegt werden (siehe Fig. 8A). Da der Transistor D13 allerdings als Diode verbunden ist, wird, wenn das Potential am Knoten N15 auf oder über die Schwellspannung Vth des MOS-Transistors ansteigt, der Transi stor D13 leitend, so daß die positiven Ladungen vom Knoten N15 zur Erde GND über den Transistor D13 fließen und das Drainpotential des Transistors D13 vermindern (siehe Fig. 8B). Der Betrieb des Transistors D13 hält das Potential am Knoten N15 auf der Schwellspannung Vth. Der Transistor T13 ist daher im OFF-Zustand. Aus diesem Grund übt die Restla dungskompensierungsschaltung 103 keinen Einfluß auf den Kno ten N12 aus. Die Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung ar beitet daher genauso wie die in Fig. 10 gezeigte, nach dem Einschalten (power-on).

Jetzt wird der Betrieb der Restladungskompensierungsschaltung 103 beim Abschalten beschrieben.

Wie bereits bei der Beschreibung des Standes der Technik be schrieben, ist vor dem Ausschalten (power-off) der Knoten N12 mit seinem Potential auf H-Pegel (= 5V) durch die Versor gungsspannung Vcc, wenn das Potential im Aus gangsanschluß A10 auf H-Pegel gehalten wird. In diesem Zustand wird das Potential am Knoten N15 auf der Schwellspan nung Vth festgehalten, wie oben beschrieben. Die nachfolgende Beschreibung wird unter Bezug auf die Fig. 2 und 3 vorgenom men. Fig. 2 ist ein Schaltbild, das genauer den Aufbau der Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung beschreibt. Fig. 3 ist ein Pulsdiagramm zum Illustrieren des Betriebs der Ein schalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung nach Fig. 1, wenn die Versorgungsspannung eingeschaltet wird, bevor die Ladungen der Knoten N11 und N12 nach dem letzten Ausschalten hinrei chend entladen sind.

Fig. 3 zeigt ein Beispiel, in welchem die Spannung zuerst zu einem Zeitpunkt t20 eingeschaltet wird, wenn das Potential an jedem Knoten im Einschalt-Reset-Impulsgeneratorkreis 0V be trägt, und Ausschalten und Einschalten der Versorgungsspan nung in kurzen Abständen vorgenommen werden, die ein hinrei chendes Entladen des Knotens N12 nicht gestatten.

Wenn, wie in Fig. 3 gezeigt, die Versorgungsspan nung zum Zeitpunkt t10 ausgeschaltet wird und dadurch die Versorgungsspannung Vcc ((a) in Fig. 3) abzusinken beginnt, sinken die Potentiale an den Knoten N12 und im Anschluß A10, die auf H-Pegel gewesen sind, mit der Versorgungsspannung Vcc durch die Transistoren 110 und 140 im ON-Zustand (siehe (c) und (d) in Fig. 3).

Währenddessen wird der Knoten N15 auf Vth gehalten, so daß die Transistoren T13 und D13 beide im OFF-Zustand sind. In der Restladungskompensierungsschaltung 103 beginnt der Kon densator daher, die negativen Ladungen an den Knoten N15 als Reaktion auf das Ausschalten (siehe Fig. 8C) anzulegen. Da durch erreicht das Potential ((e) in Fig. 3) am Knoten N15 -Vth zum Zeitpunkt t11 nach dem Ablauf der Zeit, die durch ein Verhältnis der Kapazität des Kondensators C14 und einer Streukapazität des Knotens N15 bestimmt wird, vom Zeitpunkt t10. Wenn die Versorgungsspannung Vcc nach diesem Zeitpunkt t11 weiter absinkt, tendiert das Potential am Knoten N15 dazu, weiter unterhalb -Vth abzusinken, so daß das Source-Po tential des Transistors T13 auf ein Hochpotential abfällt, das niedriger als das Gate-Potential (0V) des Transistors T13 ist um eine Spannung, die gleich oder größer als die Schwellspannung Vth ist. Der Transistor T13 wird daher einge schaltet und neigt dazu, das Potential am Knoten N12 zu dem Zeitpunkt unter die Versorgungsspannung Vcc zu ziehen. Das Potential am Knoten 15 hängt allerdings vom Ladebetrieb des Kondensators C14 ab und ist daher instabil. Im Gegensatz dazu, da der Knoten N15 mit dem Versorgungsanschluß 500 über den Transistor 110 im ON-Zustand verbunden ist, ist das Po tential am Knoten N12 relativ stabil verglichen mit dem Po tential am Knoten N15. Das Potential am Knoten N12 wird daher auf einer Spannung gehalten, die gleich der Versorgungsspan nung Vcc ist durch das Ausgabesignal des Inverters 11. Wäh renddessen wird das Potential am Knoten N15 auf -Vth gehal ten selbst nach dem Zeitpunkt t11, durch die positiven La dungen, die vom Knoten N12 durch den Transistor T13 an den Knoten N15 angelegt werden.

Wenn die Versorgungsspannung Vcc auf die Schwellspannung Vth des MOS-Transistors zum Zeitpunkt t12 absinkt, sind alle Transistoren mit Ausnahme des Transistors T13 bei diesem Ein schalt-Reset-Impulsgeneratorkreis abgeschaltet, wie bei der herkömmlichen Technik. Daher ist im Flip-Flop 101 und im In verter 13 der Entladepfad für die Ladung vom Knoten N12 elek trisch abgeschnitten, so daß die positiven Ladungen dazu nei gen, im Knoten N12 zu verbleiben. Bei der beschriebenen Aus führungsform ist allerdings der Transistor T13 im ON-Zustand mit dem Knoten N12 verbunden. Während die Versorgungsspannung Vcc weiter von der Schwellspannung Vth auf 0V absinkt, da der Transistors 110 nicht arbeitet, ist das Potential am Kno ten N12 nicht länger fixiert. Während dieser Periode bewegt sich das Potential am Knoten N15 noch weiter unterhalb -Vth durch die vom Kondensator 14 an den Knoten N15 angelegten ne gativen Ladungen. Der Transistor T13 wird daher während dieser Periode im ON-Zustand gehalten. Folglich werden die negativen Ladungen vom Knoten N15 zum Knoten N12 (siehe Fig. 8D) übertragen. Als Ergebnis neutrali sieren die im Knoten N12 verbliebenen positiven Ladungen und die im Knoten N15 existierenden negativen Ladungen einander während der Periode vom Zeitpunkt T12, während dem die Ver sorgungsspannung Vcc die Schwellspannung Vth erreicht bis zum Zeitpunkt t13, zu welchem diese vollständig auf 0V ab sinkt. Daher werden die Restladungen im Knoten N12 entfernt, so daß das Potential am Knoten N12 auf 0V zurückkehrt.

Das Potential am Knoten N12 zum Zeitpunkt t13, wenn die Ver sorgungsspannung Vcc auf 0V absinkt, kann frei gewählt wer den, z. B. durch Anpassen eines Kapazitätsverhältnisses zwi schen den Kondensatoren C12 und C14.

Wenn theoretisch der Kondensator C14 eine gleich große Kapa zität aufweist wie die des Kondensators C12, sind die Ladun gen, die vom Kondensator C14 zum Knoten N15 im Zeitraum zwi schen den Zeitpunkten t12 und t13 angelegt werden, mit den im Knoten 12 verbliebenen Ladungen ausgeglichen, um diese zu neutralisieren. Die so gewählte Kapazität des Kondensators C14 muß es daher dem Potential am Knoten N12 gestatten, 0V zum Zeitpunkt t13 zu erreichen, wenn die Versorgungsspannung Vcc auf 0V absinkt (siehe (c) in Fig. 3).

Wenn es gewünscht oder benötigt wird, das Potential am Knoten N12 beim nächsten Einschalten auf ein Potential niedriger als 0V zu setzen, kann dies bewirkt werden, indem die Kapazität des Kondensators C14 größer als die des Kondensators C12 ge wählt wird. Umgekehrt, wenn die Kapazität des Kondensators C14 weitaus kleiner als die des Kondensators C12 ist, können die Restladungen im Knoten N12 nicht vollständig entfernt werden, und daher kann der Knoten N12 kein hinreichend nied riges Potential zum Zeitpunkt t13 aufweisen.

Tatsächlich ist allerdings ein gewisses Lecken von Ladungen aus dem elektrischen Pfad zwischen dem Kondensator C12 und dem Kondensator C14 existent, und daher ist die Ladungsmenge, die vom Knoten N15 an den Knoten N12 über den Transistor T13, wenn dieser im leitenden Zustand ist, bereitgestellt wird, um eine gewisse Menge kleiner als die Gesamtmenge der negati ven Ladungen, die durch die Entladung des Kondensators C13 am Knoten N15 anliegen. Wenn daher die Kapazität des Kondensa tors C12 und die Kapazität des Kondensators C14 vollständig identisch sind, können die im Knoten N12 verbleibenden Ladun gen nicht vollständig durch die vom Knoten N15 angelegten ne gativen Ladungen kompensiert werden, und daher ist das Poten tial am Knoten N12 zum Zeitpunkt t13 etwas höher als 0V. Be sonders das Potential am Knoten N12 zum Zeitpunkt t14, wenn die Spannung wieder eingeschaltet wird, wird positiv. Wie oben beschrieben, sollte das Potential am Knoten N12 beim Wieder einschalten der Spannung niedriger als 0V sein, um das Flip- Flop 101 beim Wiedereinschalten sicher und ordnungsgemäß zu setzen.

Aus dem vorhergehenden ergibt sich, daß die Kapazität des Kondensators C15 um einen gewissen Betrag größer gewählt wer den sollte als die Kapazität des Kondensators C12.

Wenn das Potential am Knoten N12 0V oder ein niedrigeres Po tential zum Zeitpunkt t13 erreicht, kann die Spannungsver sorgung unmittelbar nach dem Zeitpunkt t13 oder mit sehr kur zem Zeitraum danach eingeschaltet werden, ohne daß eine Fehl funktion dieser Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung auf tritt. Die Beschreibung wird unter Bezug auf die Schaltungs operationen vorgenommen, bei welchen die Spannungsversorgung nach dem Zeitpunkt t13 wieder eingeschaltet wird. Bei der Be schreibung wird angenommen, daß das Potential am Knoten N12 beim Wiedereinschalten der Spannung 0V beträgt.

Wenn der Knoten N12 das Potential 0V am Zeitpunkt t13 auf weist, bei dem die Versorgungsspannung Vcc einmal auf 0V ab sinkt, weisen die Knoten N12 und N15 die Potentiale von 0V bzw. -Vth beim Zeitpunkt th des nächsten Einschaltens auf. Währenddessen hat zum Zeitpunkt t14 der Knoten N11 das Poten tial -Vth, und die Potentiale an den Knoten N13 und N14 am Ausgangsanschluß A10 betragen 0V. Folglich wird nach diesem Einschalten der Knoten N11 das Potential von 0V zum Zeit punkt t15 aufweisen, wenn die Versorgungsspannung Vcc die Schwellspannung Vth erreicht, wodurch die MOS-Transistoren in Betrieb gesetzt werden. Währenddessen steigt nach dem Ein schalten das Potential am Knoten N15 mit dem Anstieg der Ver sorgungsspannung Vcc und erreicht 0V zum Zeitpunkt t15. Da her sind zum Zeitpunkt t15 die Potentiale aller Knoten in diesem Einschalt-Reset-Impulsgeneratorkreis auf 0V gesetzt. Daher arbeitet nach dem Zeitpunkt t15 dieser Einschalt-Reset- Impulsgeneratorkreis als Reaktion auf den Anstieg der Versor gungsspannung Vcc, um die Impulse auf L-Pegel zum Ausgangsan schluß A10 für die vorbestimmte Periode auszugeben.

Genauer gesagt, steigt nach dem Zeitpunkt t15 das Potential am Knoten N11 mit dem Anstieg der Versorgungsspannung Vcc durch die Kopplung des Kondensators C11. Währenddessen wird das Potential am Knoten N12 auf 0V gehalten, was identisch mit dem Potential zum Einschaltzeitpunkt t14 durch den Kon densator C12 ist. Das Flip-Flop 101 wird daher so gesetzt, daß das Potential am Knoten N11 und das Potential am Knoten N12 H-Pegel bzw. L-Pegel aufweisen. Folglich erhöht der ein geschaltete Transistor 130 im Inverter 13 das Potential am Knoten N13 als Reaktion auf den Wechsel der Versorgungsspan nung Vcc. Wenn die Versorgungsspannung Vcc die Summe 3Vth der Schwellspannung 2Vth des HOS-Diodenfeldes 102 und der Schwellspannung Vth des Transistors T12 zum Zeitpunkt t16 er reicht, wird der Transistor T12 leitend und senkt das Poten tial am Knoten N11 auf 0V ab (siehe (b) in Fig. 3). Als Re aktion hierauf werden die Transistoren 110 und 121 in den In vertern 11 und 12 leitend. Das Potential am Knoten N12 steigt daher auf die Versorgungsspannung Vcc zum Zeitpunkt t16 und wird dem Wechsel der Versorgungsspannung Vcc folgen, um nach folgend 5V zu erreichen. Das Potential am Knoten N12 wird zwischen Inverter 13 invertiert und zum Knoten N13 übertra gen, so daß das Potential am Knoten N13 auf den Anstieg des Potentials am Knoten N12 mit dem Abfallen auf 0V reagiert.

Das Potential am Ausgang des Inverters 14, d. h. des Aus gangsanschlusses A10, wie durch (d) in Fig. 3 angezeigt, steigt durch die aktuelle Versorgungsspannung Vcc zum Zeit punkt t16, wenn das Potential am Knoten N11 abfällt, und wird danach der Änderung der Versorgungsspannung Vcc folgen und und auf 5V ansteigen.

Wie oben beschrieben steigt im Restladungskompensierungskreis 103 das Potential am Knoten N15 mit dem Anstieg der Versor gungsspannung Vcc nach dem Einschaltzeitpunkt t14, um an der Schwellspannung Vth zum Halten des Transistors T13 im OFF-Zu stand festgehalten zu werden (siehe (e) in Fig. 3).

Wie für die Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung in der obigen Ausführungsform beschrieben, kann das Potential am Knoten N12 sicher auf L-Pegel für die vorbestimmte Periode nach dem Erreichen der Schwellspannung Vth durch die Versor gungsspannung Vcc sein, selbst wenn die Periode vom Aus schaltzeitpunkt t10 zum nächsten Einschaltzeitpunkt t14 kurz ist. Der Einschalt-Reset-Impuls zum hinreichenden Rück setzen der internen Schaltung 400 in Fig. 8 kann daher an den Ausgabeanschluß A10 angelegt werden.

Fig. 4 ist ein Schemadiagramm, bei dem die oben beschriebene Restladungskompensierungsschaltung 103 auf die Einschalt-Re set-Impulsgeneratorschaltung mit dem Aufbau nach Fig. 15 an gewendet wird, wobei der Aufbau einer Einschalt-Reset-Impuls generatorschaltung entsprechend einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt wird. Wie in Fig. 4 ge zeigt, ist auch bei der Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschal tung der Restladungskompensierungskreis 103 mit dem Knoten N12 verbunden, der ein Eingangsanschluß des Inverters 12 ist.

Da der Betrieb des Restladungskompensierungskreises 103 beim Ein- und Ausschalten der Versorgungsspannung derselbe wie bei der oben beschriebenen Ausführungsform ist, wird eine Be schreibung nicht wiederholt.

Jetzt wird der Betrieb der Einschalt-Reset-Impulsgenerator schaltung entsprechend dieser Ausführungsform beim Ausschal ten beschrieben.

Wie bereits bei der Beschreibung des Standes der Technik dis kutiert, weisen vor dem Ausschalten, d. h. für einen Zustand, in den das Potential auf dem Ausgangsanschluß A10 auf L-Pegel festgelegt ist, die Knoten N12 und N13 Potentiale mit H-Pegel (= 5V) durch die Versorgungsspannung Vcc auf. In diesem Zu stand ist das Potential am Knoten N15 wie oben beschrieben festgelegt. Im folgenden wird eine Beschreibung des Betriebs unter Bezug auf die Fig. 5 und 6 vorgenommen. Fig. 5 ist ein Schaltbild, welches den Aufbau der Einschaltimpulsgenerator schaltung verdeutlicht. Fig. 6 ist ein Signalpulsdiagramm zum Verdeutlichen des Betriebs der Einschaltimpulsgeneratorschal tung nach Fig. 4, wenn die Versorgungsspannung eingeschaltet wird, bevor die Ladungen hinreichend von den Knoten N12 und N13 nach dem letzten Ausschalten entladen sind. Fig. 6 zeigt einen Fall, bei welchem die Spannung zuerst zu einem Zeit punkt t20 eingeschaltet wird, wenn das Potential an jedem Knoten der Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung 0V be trägt, und anschließend Ein- und Ausschalten wiederholt wer den.

Wenn, wie in den Fig. 5 und 6 gezeigt, die Versorgungsspan nung zum Zeitpunkt t10 ausgeschaltet wird und damit die Ver sorgungsspannung Vcc ((a) in Fig. 6) abzufallen beginnt, be ginnt das Potential am Knoten N12, das auf H-Potential gewe sen ist, mit der Versorgungsspannung Vcc durch den Transistor 110 im ON-Zustand abzufallen (siehe (c) und (d) in Fig. 6).

Währenddessen ist der Knoten N15 auf Vth festgelegt,so daß die Transistoren T13 und D13 beide im OFF-Zustand sind. In der Restladungskompensierungschaltung 103 beginnt daher der Kondensator C14 mit dem Anlegen der negativen Ladungen an den Knoten N15 als Reaktion auf das Ausschalten (siehe Fig. 8C). Hierdurch erreicht das Potential am Knoten N15 ((e) in Fig. 6) -Vth zum Zeitpunkt t11 nach dem Ablauf der Zeit, die durch ein Verhältnis der Kapazität des Kondensators C14 und einer Streukapazität des Knotens N15 bestimmt wird ausgehend vom Zeitpunkt t10. Wenn die Versorgungsspannung Vcc nach diesem Zeitpunkt t11 weiter abfällt, neigt das Potential am Knoten N15 dazu, weiter tiefer als -Vth abzufallen, so daß das Source-Potential des Transistors T13 auf ein Potential ab fällt, das niedriger als das Gate-Potential (0V) des Transi stors T13 ist um eine Spannung gleich oder größer als die Schwellspannung Vth. Hierdurch wird der Transistor T13 einge schaltet und neigt dazu, das Potential am Knoten N12 unter die Versorgungsspannung Vcc zu diesem Zeitpunkt zu vermin dern. Das Potential am Knoten N15 hängt allerdings vom Ladebe trieb des Kondensators C14 ab und ist daher instabil. Im Ge gensatz hierzu ist das Potential am Knoten N12 relativ sta bil, verglichen mit dem Potential am Knoten N15, da der Kno ten N12 mit dem Versorgungsanschluß 500 über den Transistor 110 im ON-Zustand verbunden ist. Daher wird das Potential am Knoten N12 auf einer Spannung gehalten, die gleich der Ver sorgungsspannung Vcc ist durch das Ausgangssignal des Inver ters 11. Währenddessen wird das Potential am Knoten N15 auf -Vth gehalten selbst nach dem Zeitpunkt t11 durch die posi tiven Ladungen, die vom Knoten N12 durch den Transistor T13 an den Knoten N15 angelegt werden.

Wenn die Versorgungsspannung Vcc auf die Schwellspannung Vth des MOS-Transistors zu dem Zeitpunkt t12 abfällt, werden alle Transistoren mit Ausnahme des Transistors T13 im Einschalt- Reset-Impulsgenerator ausgeschaltet wie bei dem Stand der Technik. Daher wird im Flip-Flop 101 und im Inverter 11 der Entladungspfad für die Ladung vom Knoten N12 elektrisch abge schnitten, so daß die positiven Ladungen im Knoten N12 ver bleiben. Bei der dargestellten Ausführungsform ist der Tran sistor T13 im ON-Zustand allerdings mit dem Knoten N12 ver bunden. Während die Versorgungsspannung Vcc weiter von der Schwellspannung Vth in Richtung 0V absinkt, da der Transi stor 110 außer Betrieb ist, ist das Potential am Knoten N12 nicht länger fixiert. Daher wird während dieser Periode das Potential am Knoten N15 noch weiter unterhalb -Vth gezogen durch die negativen Ladungen, die an den Knoten N15 vom Kon densator C14 verbracht werden. Der Transistor T13 wird daher im ON-Zustand für diese Periode gehalten. Folglich werden die negativen Ladungen vom Knoten N15 an den Knoten N12 angelegt (siehe Fig. 8D). Als Ergebnis neutralisieren die im Knoten N12 verbliebenen positiven Ladungen und die im Knoten N15 existierenden negativen Ladungen einander in der Periode vom Zeitpunkt t12, an dem die Versorgungsspannung Vcc die Schwellspannung Vth erreicht, bis zum Zeitpunkt t13, zu wel chem sie vollständig auf 0V absinkt. Wenn daher die Kapazi tät des Kondensators C14 größer als die des Kondensators C12 ist, werden die Restladungen am Knoten N12 entfernt, so daß das Potential am Knoten N12 auf 0V oder niedriger während eines Zeitpunkts t13 abfällt, wenn die Versorgungsspannung Vcc auf 0V absinkt (siehe (c) in Fig. 6).

Wenn das Potential am Knoten N12 0V oder weniger zum Zeit punkt t13 erreicht, kann die Versorgungsspannung unmittelbar nach dem Zeitpunkt t13 oder zu einem sehr kurzen Zeitpunkt danach eingeschaltet werden, ohne daß die Fehlfunktion dieser Einschalt-Reset-Impulsgeneratorschaltung auftritt wie bei der bereits beschriebenen Ausführungsform. Die Beschreibung wird unter Bezug auf den Schaltungsbetrieb jetzt fortgesetzt, wobei die Versorgungsspannung nach dem Zeitpunkt t13 wieder eingeschaltet wird. Bei der folgenden Beschreibung wird ange nommen, daß das Potential am Knoten N12 zum Zeitpunkt t13 0V beträgt.

Wenn zum Zeitpunkt t13, bei dem die Versorgungsspannung Vcc auf 0V absinkt, der Knoten N12 das Potential von 0V be sitzt, liegen an den Knoten N12 und N13 die Potentiale von 0 V bzw. -Vth zum Zeitpunkt t14 des nächsten Einschaltens. Wäh renddessen haben zum Zeitpunkt t14 die Knoten N11 und N13 die Potentiale von -Vth bzw. Vth, und die Potentiale am Knoten N14 und am Ausgabeanschluß A10 sind 0V bzw. 5V. Folglich wird nach diesem Einschalten der Knoten N11 das Potential von 0V am Zeitpunkt t15 aufweisen, an dem die Versorgungsspan nung Vcc die Schwellspannung Vth erreicht, wodurch die MOS- Transistoren in den aktiven Zustand versetzt werden. Während dessen steigt nach dem Einschalten das Potential am Knoten N15 mit dem Ansteigen der Versorgungsspannung Vcc und er reicht 0V zum Zeitpunkt t15. Daher sind zum Zeitpunkt t15 die Potentiale aller in dieser Einschalt-Reset-Impulsgenera torschaltung enthaltenen Knoten auf 0V gesetzt. Daher arbei tet nach dem Zeitpunkt t15 diese Einschalt-Reset-Impulsgene ratorschaltung als Reaktion auf den Anstieg der Versorgungs spannung Vcc mit dem Übertragen der Impulse mit H-Pegel an den Ausgabeanschluß A10 für die vorbestimmte Periode.

Genauer gesagt, steigt nach dem Zeitpunkt t15 das Potential am Knoten N11 entsprechend mit dem Anstieg der Versorgungs spannung Vcc durch die Kopplung des Kondensators C11. Wäh renddessen wird das Potential am Knoten N12 auf 0V gehalten, was dem Wert entspricht, der zum Einschaltzeitpunkt t14 durch den Kondensator C12 gesetzt wird. Daher wird das Flip-Flop 101 so gesetzt, daß das Potential am Knoten N11 und das Po tential am Knoten N12 H-Pegel bzw. L-Pegel aufweisen. Folg lich erhöht der eingeschaltete Transistor 120 im Inverter 12 das Potential am Knoten N11 als Reaktion auf die Änderung der Versorgungsspannung Vcc. Wenn daher die Versorgungsspannung Vcc die Schwellspannung Vth zum Zeitpunkt t15 erreicht, wird der Transistor 131 im Inverter 13 leitend. Folglich weist der Knoten N13 das Potential 0V auf, bis die Versorgungsspannung Vcc die Summe 3Vth der Schwellspannung 2Vth des MOS-Dioden feldes 102 und der Schwellspannung Vth des Transistors T12 zum Zeitpunkt t16 erreicht (siehe (f) in Fig. 6). Der Transi stor 140 im Inverter 14 ist daher leitend, so daß das Poten tial am Ausgabeanschluß A10 als Reaktion auf die Änderung der Versorgungsspannung Vcc ansteigt für eine Periode vom Zeit punkt t14 zum Zeitpunkt t16 (siehe (d) in Fig. 6).

Der Transistor T12 wird leitend und vermindert das Potential am Knoten N11 auf 0V zum Zeitpunkt t16 (siehe (b) in Fig. 6). Als Reaktion hierauf werden die Transistoren 110 und 121 in den Invertern 11 und 12 leitend. Das Potential am Knoten N12 steigt daher auf die Versorgungsspannung Vcc zum Zeit punkt t16 und folgt danach der Änderung der Versorgungsspan nung Vcc auf 5V. Das Potential am Knoten N11 wird durch den Inverter 13 invertiert und zum Knoten N13 übertragen, so daß das Potential am Knoten N13 auf den Anstieg des Potentials am Knoten N12 durch Ansteigen auf 5V reagiert, entsprechend der Versorgungsspannung Vcc. Wie durch (d) in Fig. 6 angedeutet, steigt daher das Potential am Ausgabeanschluß A10 als Reak tion auf die aktuelle Versorgungsspannung Vcc bis zum Zeit punkt t16, bei dem das Potential am Knoten N11 abfällt, und wird danach auf 0V abfallen.

Wie oben für den Restladungskompensierungskreis 103 beschrie ben, steigt das Potential am Knoten N15 mit dem Anstieg der Versorgungsspannung Vcc nach dem Einschaltzeitpunkt t14, um an der Schwellspannung Vth verriegelt zu werden, zum Halten des Transistors T13 im OFF-Zustand (siehe (e) in Fig. 6).

Wie oben ebenfalls unter Bezug auf die Einschalt-Reset-Im pulsgeneratorschaltung der obigen Ausführungsform beschrieben wurden, kann das Potential am Knoten N12 sicher den L-Pegel für die vorbestimmte Periode halten, nachdem die Versorgungs spannung Vcc die Schwelle Vth erreicht, selbst wenn die Peri ode vom Ausschaltzeitpunkt t10 zum nächsten Einschaltzeit punkt t14 kurz ist. Folglich kann der Einschalt-Reset-Impuls POR zum hinreichenden Rücksetzen der internen Schaltung 400 in Fig. 13 an den Ausgabeanschluß A10 angelegt werden. Bei dieser Ausführungsform ist es ebenfalls möglich, das Poten tial am Knoten N10 auf einen Pegel niedriger als 0V zu set zen, wenn die Spannung wieder eingeschaltet wird, indem die Kapazität des Kondensators C14 hinreichend größer als dieje nige des Kondensators C12 gewählt wird. Bei dem in den Fig. 3 und 6 gezeigten Beispiel beträgt das Potential am Knoten N12 0V, wenn die Spannung eingeschaltet wird. Bei jeder der oben beschriebenen Ausführungsformen ist allerdings der Betrieb mit dem Potential am Knoten N12 mit einem Pegel niedriger als 0V beim Wiedereinschalten der Versorgungsspannung selbstver ständlich und geht aus der obigen Beschreibung hervor, so daß die Beschreibung für diesen Fall nicht wiederholt wird.

Indem die Restladungskompensierungsschaltung 103 der vorlie genden Erfindung eingesetzt wird, kann auf diese Weise das Potential am Knoten N12 mit verbleibenden Ladungen beim Aus schalten auf ein beliebiges Potential, das nicht höher als 0 V ist, gesetzt werden. Wenn daher die Restladungskompensie rungsschaltung 103 auf z. B. eine Einschalt-Reset-Impulsgene ratorschaltung angewendet wird, kann das Flip-Flop 101 sicher in eine Richtung gesetzt werden, die ein Ausgabepotential des Inverters 12 mit hohem Pegel gestattet, wenn die Spannung wieder eingeschaltet wird. Verglichen mit der herkömmlichen Methode des Entfernens der Restladung vom Knoten N12 kann ein angemessener Einschalt-Reset-Impuls sicher bereitgestellt werden.

Außerdem fließt bei der Restladungskompensierungsschaltung 103 der durchgängige Strom vom Versorgungsanschluß 500 zur Erde GND nur für den kurzen Zeitraum vom Einschaltzeitpunkt t14 bis zum Zeitpunkt t15, zu dem die Versorgungsspannung Vcc die Schwellspannung Vth des MOS-Transistors erreicht. Vergli chen mit der herkömmlichen Methode, bei der verbleibende La dungen durch Erden des Knotens N12 durch den Widerstand ent fernt werden, kann der Anstieg des Stromverbrauchs daher durch Einsetzen der Restladungskompensierungsschaltung 103 zum Entfernen der Restladungen am Knoten N12 verhindert wer den. Außerdem enthält die Restladungskompensierungsschaltung 103 zwei MOS-Transistoren und den Kondensator T12, und die Größen der Transistoren D13 und T13 sind vorzugsweise schmal genug, um das Ansteigen des Stromverbrauchs durch den be schriebenen Strom zu verhindern. Es ist daher nicht notwen dig, die Fläche auf dem Halbleitersubstrat, die von den Schaltungselementen zum Entfernen der Restladungen am Knoten 11 belegt wird, zu vergrößern, was im Stand der Technik zum Vermindern des hindurchfließenden Stroms nötig ist. Folglich kann die Restladungskompensierungsschaltung nach der Ausfüh rungsform das Potential an einem Knoten, der Restladungen beim Ausschalten enthält, auf das gewünschte Potential zie hen, ohne daß Stromverbrauch und belegte Fläche vergrößert werden. Folglich kann eine derartige Einschalt-Reset-Impuls generatorschaltung erreicht werden, bei der, selbst wenn der Zeitraum vom Ausschalten bis zum nächsten Einschalten kurz ist, der Einschalt-Reset-Impuls oder POR zum hinreichen den Initialisieren der internen Schaltung 400 ausgegeben wer den, wobei eine hohe Integrationsdichte und niedriger Strom verbrauch der integrierten Halbleiterschaltungsvorrichtung erhalten bleiben.

Obwohl die erfindungsgemäße Restladungskompensierungsschal tung unter Bezug auf den Fall beschrieben wurde, bei dem sie auf einen Einschalt-Reset-Impulsgeneratorkreis angewandt wurde, kann die erfindungsgemäße Restladungsentfernungsschal tung mit jedem Knoten verbunden werden, an dem beim Ausschal ten einer Versorgungsspannung Restladungen verbleiben zum Entfernen dieser Restladungen. Im vorliegenden Fall könnten Parameter wie die Größen der Transistoren D13 und T13 und die Kapazität des Kondensators C14 entsprechend dem Aufbau einer Peripherieschaltung optimiert werden, die zu dem Knoten ge hört, mit dem die erfindungsgemäße Restladungskompensierungs schaltung zu verbinden wäre.

Claims

1. Restladungskompensierungsschaltung (103), die mit einer Schaltungsvorrichtung verbunden ist,
wobei die Schaltungsvorrichtung einen mit einer Spannungsversorgung (500) verbundenen Knoten (N12) aufweist, in dem eine Restladung einer ersten Polarität nach dem Abschalten der Versorgungsspannung (Vcc) verbleibt, mit
mit einer Ladungserzeugungsschaltung (103b) zum Erzeugen einer Ladung mit einer der ersten Polarität entgegengesetzten zweiten Polarität zum Kompensieren der Restladung
und einer Vorrichtung (103g) zum Anlegen der kompensierenden Ladung an den Knoten (N12) zu einem Zeitpunkt des Abschaltens der Versorgungsspannung (Fig. 7 und Fig. 1).

2. Restladungskompensierungsschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Steuerkreis (103c) zum Steuern der Anlegevorrichtung (103a).

3. Restladungskompensierungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladungserzeugungsschaltung (103b) und der Steuerkreis (103c) gemeinsam als ein erstes kapazitives Koppelelement (C14) und ein in Reihe damit als Diode geschaltetes erstes Feldeffekt-Halbleiterelement (D13) ausgebildet sind.

4. Restladungskompensierungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch einen zweiten Knoten (N15), wobei die Ladungserzeugungsschaltung (C14, D13) die Ladung an den zweiten Knoten (N15) zu dem Zeitpunkt des Abschaltens der Versorgungsspannung anlegt und die Anlegevorrichtung (T13) die im zweiten Knoten (N15) gespeicherte Ladung an den ersten Knoten (N12) zu dem Zeitpunkt des Abschaltens der Versorgungsspannung anlegt.

5. Restladungskompensierungsschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Anlegevorrichtung (T13) einen Strompfad zwischen dem ersten (N12) und zweiten Knoten (N15) zu dem Zeitpunkt des Abschaltens der Versorungsspannung einrichtet.

6. Restladungskompensierungsschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Anlegevorrichtung (T13) eine zwischen dem ersten (N12) und zweiten Knoten (N15) verbundene Schaltvorrichtung (T13) aufweist, die als Reaktion auf eine Änderung des Potentials auf dem zweiten Knoten (N15) leitend wird.

7. Restladungskompensierungsschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltvorrichtung (T13) ein zweites Feldeffekt-Halbleiterelement (T13) umfaßt, dessen Steueranschluß mit einer Referenzpotentialquelle (GND) und dessen erster Leiteranschluß mit dem ersten Knoten (N12) verbunden ist und das einen zweiten Leiteranschluß aufweist, und daß der erste Leiteranschluß des ersten Feldeffekt-Halbleiterelementes (D13) mit dem zweiten Knoten (N15) verbunden ist, der zweite Leiteranschluß mit der Referenzpotentialquelle (GND) verbunden ist und der Steueranschluß mit dem zweiten Knoten (N15) verbunden ist.

8. Restladungskompensierungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsvorrichtung eine Einschalt-Resetimpuls-Generatorschaltung zum Erzeugen eines Resetimpulses umfaßt, zum Rücksetzen anderer Schaltungsvorrichtungen als Reaktion auf das Einschalten.

9. Restladungskompensierungsschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Einschalt-Resetimpuls-Generatorschaltung
einen dritten Knoten (N11),
ein zwischen der Spannungsversorgung (500) und dem dritten Knoten (N11) verbundenes zweites kapazitives Koppelelement (C11),
eine zwischen dem ersten und dritten Knoten (N12, N11) verbundene Flip-Flop-Vorrichtung (101)
ein zwischen dem ersten Knoten (N12) und einer vorbestimmten Niedrigpotentialquelle verbundenes drittes kapazitives Koppel element (C12),
eine erste Invertervorrichtung (13) zum Invertieren des Poten tials am ersten Knoten (N12) und
eine Potentialziehvorrichtung (T12) aufweist, die das Potential am dritten Knoten (N11) auf ein vorbestimmtes Potential als Reaktion auf einen Anstieg eines Ausgangssignals der ersten Invertervorrichtung (13) zieht.

10. Restladungskompensierungsschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Flip-Flop-Vorrichtung (101) eine zweite Invertervorrichtung (11) zum Invertieren des Potentials am dritten Knoten (N11) und zum Anlegen des invertierten Potentials an den ersten Knoten (N12) sowie eine dritte Invertervorrichtung (12) zum Invertieren des Potentials am ersten Knoten (N12) und zum Anlegen des invertierten Potentials an den dritten Knoten (N11) aufweist und
die Potentialziehvorrichtung ein drittes Feldeffekt-Halbleiterelement (T12) aufweist, dessen erster Leiteranschluß mit dem dritten Knoten (N11) verbunden ist, dessen zweiter Leiteran schluß mit der vorbestimmten Potentialquelle verbunden ist und dessen Steueranschluß ein Ausgangssignal von der ersten Inver tervorrichtung (13) empfängt.

11. Restladungskompensierungsschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Einschalt-Resetimpuls-Generatorschaltung
eine zwischen dem Steueranschluß des dritten Feldeffekt-Halbleiterelements (T12) und einem Ausgangsanschluß der ersten Invertervorrichtung (13) verbundene Verzögerungsvorrichtung (102) umfaßt, zum Übertragen eines Anstiegs einer Ausgangsspannung der ersten Invertervorrichtung (13) an den Steueranschluß des dritten Feldeffekt-Halbleiterelements (T12) mit einer Verzögerung um einen vorbestimmten Zeitraum,
eine vierte Invertervorrichtung (14) zum Invertieren eines Ausgangssignals der ersten Invertervorrichtung (13) aufweist,
ein viertes zwischen dem Steueranschluß des dritten Feldeffekt-Halbleiterelements (T12) und der vorbestimmten Potentialquelle verbundenes kapazitives Koppelelement (C13) aufweist,
und ein viertes Feldeffekt-Halbleiterelement (T11) aufweist, dessen erster Leiteranschluß mit dem Steueranschluß des dritten Feldeffekt-Halbleiterelements (T12) verbunden ist, dessen zweiter Leiteranschluß mit der vorbestimmten Potentialquelle verbunden ist und dessen Steueranschluß ein Ausgangssignal der vierten Invertervorrichtung (14) empfängt.

12. Restladungskompensierungsschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsvorrichtung (102) ein fünftes Feldeffekt-Halbleiterelement (D11, D12) mit zwei Leiteranschlüssen aufweist, dessen Steueranschluß mit einem der beiden Leiteranschlüsse verbunden ist.

13. Restladungskompensierungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die von der Ladungserzeugungsschaltung (C14, D13) angelegte Ladungsmenge im wesentlichen gleich der Restladung ist.

14. Restladungskompensierungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die von der Ladungserzeugungsschaltung (C14, D13) angelegte Ladungsmenge größer als die Restladung ist.

15. Restladungskompensierungsschaltung nach einem der Ansprüche 7 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarität der ersten und zweiten Feldeffekt-Halbleiterelemente (T13, D13) vom N-Typ ist und die Referenzpotentialquelle (GND) eine Niedrigpotentialquelle aufweist.

16. Restladungskompensierungsschaltung nach einem der Ansprüche 10 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarität des dritten Feldeffekt-Halbleiterelements (T12) vom N-Typ ist.

17. Restladungskompensierungsschaltung nach einem der Ansprüche 11 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarität des vierten Feldeffekt-Halbleiterelements (T11) vom N-Typ ist.

18. Restladungskompensierungsschaltung nach einem der Ansprüche 12 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarität des fünften Feldeffekt-Halbleiterelements (D11, D12) vom N-Typ ist.

19. Restladungskompensierungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Restladungskompensierungsschaltung un die Schaltungsvorrichtung auf demselben Halbleitersubstrat gebildet sind.

20. Verfahren zum Kompensieren einer Restladung in einer Schaltungsvorrichtung, die einen mit einer Spannungsversorgung (500) gekoppelten ersten Knoten (N12) aufweist, auf dem eine Restladung einer ersten Polarität nach dem Abschalten der Spannungsversorgung erhalten bleibt, mit den Schritten: Erzeugen einer im wesentlichen kompensierenden Ladung einer der ersten Polarität entgegengesetzten Polarität und Anlegen der kompensierenden Ladung an den Knoten (N12) zu einem Zeitpunkt eines Abschaltens der Spannungsversorgung.

21. Verfahren nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladung der der ersten Polarität entgegengesetzten Polarität eine größere Ladungsmenge als die Restladung aufweist.