DE69914816T2

DE69914816T2 - Elektrische Servolenkung mit einer verbesserten Motorstromsteuerung mit Bandsperrfilter

Info

Publication number: DE69914816T2
Application number: DE69914816T
Authority: DE
Inventors: Engelbert Ann Arbor Lu; Kevin M. Troy McLaughlin
Original assignee: TRW Automotive US LLC
Current assignee: ZF Active Safety and Electronics US LLC
Priority date: 1998-03-20
Filing date: 1999-03-19
Publication date: 2004-12-02
Anticipated expiration: 2019-03-20
Also published as: US6107767A; EP0943527A3; EP0943527A2; BR9901165A; DE69914816D1; JPH11313497A; EP0943527B1

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Elektroservolenksystem, wie beispielsweise in DE 196 15 377A beschrieben, und bezieht sich insbesondere auf ein Elektroservolenksystem, das eine verbesserte Motorstromsteuervorrichtung besitzt, die eine steuerbare Bandbreite liefert, die konsistente Steuerzielen aufweist, wie beispielsweise eine konstante Bandbreite, und zwar im Wesentlichen unabhängig von den Motorbetriebszuständen, reduzierte akustische Motorgeräusche bzw. -schwingungen, erhöhter Drehmomentabgabe bei Drehzahlen und reduzierte Drehmomentwelligkeit.
Hintergrund der Erfindung
Elektroservolenksysteme sind in der Technik bekannt. Elektroservolenksysteme, die einen Zahnstangen- und Ritzelgetriebesatz verwenden, sehen Hilfskraft vor mittels eines Elektromotors, um entweder (i) Drehkraft an eine Lenkwelle anzulegen, die mit einem Ritzelgetriebe verbunden ist oder um (ii) lineare Kraft an ein Lenkglied mit Zahnstangenzähne darauf anzulegen. Der Elektromotor in solchen Systemen wird typischerweise ansprechend auf (i) ein von einem Fahrer angelegtes Drehmoment auf das Fahrzeuglenkrad und (ii) auf die abgefühlte Fahrzeuggeschwindigkeit gesteuert.
U.S. Patent Nr. 4,415,054 von Drutchas (jetzt U.S. Reissue Patent_Nr. 32,222), übertragen auf TRW Inc., verwendet einen Gleichstrom-Elektrohilfsmotor, der durch eine "H-Brücken"-Anordnung angetrieben wird. Der Hilfsmotor umfasst einen Rotor, der ein Lenkglied umschließt. Das Lenkglied besitzt einen ersten Teil mit einem Gewindeschraubgang und einen zweiten Teil mit gerade geschnittenen Zahnstangenzähnen. Drehung des Elektrohilfsmotors bewirkt lineare Bewegung des Lenkglieds durch eine Kugelmutter, die antriebsmäßig mit dem Gewindeschraubgangsteil des Lenkglieds verbunden ist. Eine Drehmomentabfühl- bzw. Drehmomentsensoreinrichtung ist mit dem Lenkrad gekuppelt zum Abfühlen des vom Fahrer auf das Lenkrad angelegten Drehmoments. Die Drehmomentsensoreinrichtung verwendet ei nen magnetischen Halleffektsensor, der relative Drehung zwischen den Antriebs- und Abtriebslenkwellen über eine Torsionsstange hinweg abfühlt. Eine elektronische Steuereinheit (electronic control unit, "ECU") überwacht das Signal von der Drehmomentsensoreinrichtung. Ein Fahrzeuggeschwindigkeitssensor sieht ein Signal zu der ECU vor, das eine Anzeige bildet für die Fahrzeuggeschwindigkeit. Die ECU steuert den Strom durch den Elektrohilfsmotor und dadurch Lenkhilfe, ansprechend auf sowohl die abgefühlte Fahrzeuggeschwindigkeit als auch auf das abgefühlte, angelegte Lenkdrehmoment. Die ECU vermindert Lenkhilfe, wenn sich die Fahrzeuggeschwindigkeit erhöht. Darauf wird in der Technik allgemein Bezug genommen als geschwindigkeitsabhängige Lenkung.
U.S. Patent Nr. 5,257,828 von Miller et. al. und übertragen auf TRW Inc., offenbart einen Elektroservolenksystem, das Gierratensteuerung besitzt. Dieses System verwendet einen Motor mit variabler Reluktanz (variable reluctance, "VR"), um Lenkhilfe an das Zahnstangenglied anzulegen. Das Drehmomentsbefehlssignal ist modifiziert als eine Funktion eines Lenkratenrückkoppelungssignals, um so Dämpfung vorzusehen.
U.S. Patent Nr. 5,504,403 von McLaughlin und übertragen auf TRW Inc., offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern eines Elektroservolenksystems, das einen adaptierbaren Drehmomentmischfilter verwendet. Der adaptierbare Drehmomentmischfilter verarbeitet das angelegte Lenkdrehmomentssignal und behält eine auswählbare Systembandbreite während des Systembetriebs bei. Diese Anordnung sieht ein Lenksystem vor, was eine Bandbreite besitzt, die im Wesentlichen unabhängig ist von der Fahrzeuggeschwindigkeit und von dem angelegten Lenkdrehmoment.
US 4961038A offenbart eine Drehmomentsschätzvorrichtung für geschaltete Reluktanzmaschinen mit einer Stromsteuerung mit geschlossener Schleife durch Anpassungen der Phasenströme, um Drehmomentpulsieren zu reduzieren oder zu beseitigen.
Idealerweise wird der Elektromotor eines Elektroservolenksystems eine Bandbreite besitzen, die viel größer ist als die des Elektrolenksystems, so dass das Ansprechen des Elektromotors keinen negativen Einfluß auf die Stabilität des Lenksystems hat. Ein Motor mit variabler Reluktanz ist solch ein Motor mit hoher Bandbreite. Ein Motor mit konstanter Bandbreite ist wünschenswert, um Steuerung nicht nur über den niedrigen Frequenzlenkbetrieb zu erreichen, sondern auch über das Hochfrequenzakustikgeräusch, so dass der Motor leise ist. Jedoch variiert die ungesteuerte Bandbreite eines VR Motors (Motors mit variabler Reluktanz) und ist eine Funktion des Motorstroms i, der Rotorposition θ relativ zu dem Stator, des Motorwiderstands und der Motortemperatur t. Es ist wünschenswert eine gleichbleibende Systembandbreite beizubehalten, unabhängig von solchen Motorbetriebszuständen. Die Steuervorrichtung muß für diese variierende Bandbreite kompensieren, um eine konstante Bandbreite zu erreichen. VR Motoren besitzen akustisch sensible Strukturmodi, in denen das Statorgehäuse ("Schale") des Motors Bewegung in einer radialen Richtung erfährt, und bei bestimmten Antriebsfrequenzen wird das Motorgehäuse in Resonanz kommen. Leider kann diese Resonanz in dem für Menschen hörbaren Bereich auftreten. Der Motor wirkt dadurch als ein "Lautsprecher", wobei ein unerwünschtes Motordröhnen erzeugt wird. Der Motor kann ferner einen "Mikrophon"-Effekt zeigen als Ergebnis einer Schalenbeschleunigung, die Stromschwingungen in den Motorspulen bewirkt, was weiteres Geräusch aus dem Motor induziert. Es ist daher wünschenswert, solch akustisches Geräusch bzw. Schwingungen und damit die Drehmomentwelligkeit zu reduzieren.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Motorsteuervorrichtung vorgesehen, die eine variable Verstärkung besitzt. Die Verstärkung wird als eine Funktion der Motorrotorposition und des Motorstroms gesteuert. Die Verstärkung wird gesteuert, um eine gleichbleibende Strombandbreite vorzusehen, und zwar im Wesentlichen unabhängig von Rotorposition und Motorstrom. Ein Filter (200) ist in einer Regelschleife vorgesehen, um aus einem Strombe fehlssignal Frequenzen herauszufiltern, die in Motorgehäuseresonanz resultieren könnten. Das System gemäß der vorliegenden Erfindung sieht vor (i) gleichbleibende Betriebsbandbreite, (ii) reduzierte Akustikschwingung, (iii) eine schnelle Ansprechzeit, (iv) reduzierte Drehmomentwelligkeit, und (v) erhöhte Drehmomentsabgabe bei Drehzahlen bzw. Geschwindigkeiten. Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst eine Motorsteuervorrichtung Mittel zum Summieren eines empfangenen Motorstrombefehlssignals mit einem Motorstromrückkoppelungssignal und zum Vorsehen eines Fehlerstrombefehlssignals, das einen Wert besitzt, der funktionsmäßig im Bezug steht zu der Differenz zwischen dem Motorstrombefehlssignal und dem Motorstromrückkoppelungssignal. Notch- bzw. Kerbfiltermittel filtern das Fehlerstrombefehlssignal und sehen ein gefiltertes Strombefehlssignal vor. Der Kerbfilter ist angepasst, um Frequenzen um die Resonanzfrequenz eines Motors herum aus dem Fehlerstrombefehlssignal auszusperren. Eine Antriebsschaltung erregt den Motor ansprechend auf das gefilterte Strombefehlssignal. Ein Motorstromsensor zum Abfühlen des Motorstroms und Liefern des Motorstromrückkoppelungssignals ist vorgesehen.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst ein Elektroservolenksystem einen Drehmomentsensor zum Abfühlen des angelegten Lenkdrehmoments an ein Fahrzeuglenkrad und zum Vorsehen eines Signals, das einen Wert besitzt mit funktionsmäßigem Bezug zu dem angelegten Lenkdrehmoment. Einen Motor, der antriebsmäßig mit einem Lenkglied eines Fahrzeugs verbunden ist, um, wenn erregt, Lenkhilfe vorzusehen. Eine Motorsteuervorrichtung ist betriebsmäßig verbunden mit einem Drehmomentsensor zum Vorsehen eines Motorstrombefehlssignals mit einem Wert, der funktionsmäßig im Bezug steht zu dem Wert des angelegten Lenkdrehmomentssignal. Das System umfasst ferner Mittel zum Summieren des Motorstrombefehlssignals mit einem Motorstromrückkoppelungssignal und sieht ein Fehlerstrombefehlssignal vor, das einen Wert besitzt mit funktionsmäßigem Bezug zu der Differenz zwischen dem Motorstrombefehlssignal und dem Motorstromrückkoppelungssignal. Das System umfasst ferner Notch- bzw. Kerbfiltermittel zum Filtern des Fehlerstrombefehlssignals und zum Vorsehen eines gefilter ten Strombefehlssignals. Der Kerbfilter ist angepasst, um Frequenzen aus dem Fehlerstrombefehlssignal um die Resonanzfrequenz des Motors herum auszusperren. Eine Antriebsschaltung erregt den Motor ansprechend auf das gefilterte Strombefehlssignal. Ein Motorstromsensor fühlt den Motorstrom ab und sieht ein Motorstromrückkoppelungssignal an die Mitteln zum Summieren vor. Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst ein Verfahren zum Steuern eines Motors die Schritte des Summierens eines Motorstrombefehlssignals mit einem Motorstromrückkoppelungssignal und des Vorsehens eines Fehlerstrombefehlssignals, das einen Wert besitzt, der funktionsmäßig in Bezug steht zur Differenz zwischen einem Motorstrombefehlssignal und dem Motorstromrückkoppelungssignal. Das Verfahren umfasst ferner die Schritte der Kerbfilterung des Fehlerstrombefehlssignals und des Vorsehens eines gefilterten Strombefehlssignals. Der Schritt der Kerbfilterung sperrt die Frequenzen um die Resonanzfrequenz eines Motors aus dem Fehlerstrombefehlssignal aus. Der Motor wird ansprechend auf das gefilterte Strombefehlssignal erregt. Das Verfahren umfasst ferner den Schritt des Abfühlens von Motorstrom und des Vorsehens des Motorstromrückkoppelungssignals.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden den Fachleuten des Gebietes, auf das sich die vorliegende Erfindung bezieht, beim Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen offensichtlich werden, in denen zeigt:
1 ein schematisches Blockdiagramm, das ein Servolenksystem gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
2 ein schematisches Blockdiagramm eines Teils des Systems der 1, das den adaptierbaren Drehmomenmischtfilter in größerem Detail zeigt;
3 ein schematisches Blockdiagramm eines Teils des Systems der 1, das die digitale Motorstromsteuervorrichtung in größerem Detail zeigt;
4 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines Teils der Antriebsschaltung und der Leistungsschalter, gezeigt in 1;
5 ein Blockdiagramm, das einen Teil der Regelfunktion bzw. geschlossenen Schleifensteuerfunktion der vorliegenden Erfindung zeigt;
6 eine dreidimensionale, graphische Darstellung einer Induktivitätskarte eines VR-Motors (Motor mit variabler Reluktanz);
7 eine dreidimensionale, graphische Darstellung einer proportionalen Verstärkungskarte als einer Funktion des abgefühlten Stroms und des Rotorwinkels;
8 eine Bode-Darstellung einer offenen Schleifenübertragungsfunktion bzw. Steuertransferfunktion eines Lenksystems bei verschiedenen Stromwerten mit einem Motorversetzung von 0°;
9 eine Darstellung eines Frequenzansprechens der Motorgehäusebeschleunigung auf den Motorstrombefehl für das offenen Schleifensystem der 8;
10 eine Bode-Darstellung einer offenen Schleifentransferfunktion eines Lenksystems bei unterschiedlichen Stromwerten mit einer Motorverschiebung bei 30°;
11 eine Darstellung einer Frequenzreaktion der Motorgehäusebeschleunigung auf den Motorstrombefehl für das offene Schleifensystem der 10;
12 eine Bode-Darstellung einer geschlossenen Schleifentransferfunktion eines Lenksystems, das keinen Verstärkungsscheduler der vorliegenden Erfindung besitzt bei verschiedenen Stromwerten mit einer Motorverschiebung bei 0°;
13 eine Darstellung einer Frequenzreaktion einer Motorgehäusebeschleunigung auf den Motorstrombefehl für das geschlossene Schleifensystem der 12;
14 eine Bode-Darstellung einer geschlossenen Schleifentransferfunktion eines Lenksystems, das den Verstärkungsplaner der vorliegenden Erfindung besitzt bei verschiedenen Stromwerten mit einer Motorverschiebung bei 0°;
15 eine Darstellung einer Frequenzreaktion der Motorgehäusebeschleunigung auf den Motorstrombefehl für das geschlossene Schleifensystem der 14;
16 eine Verstärkungsdarstellung einer Bode-Darstellung eines typischen Notch- bzw. Kerbfilters;
17 eine Phasendarstellung einer Bode-Darstellung für den Notch- bzw. Kerbfilter der 16;
18 eine Wurzel-Ortungs-Darstellung eines Kerbfilters in einem vollständigen Stromsteuersystem;
19 eine graphische Darstellung eines Verstärkungsvergleichs der Kerbsteuervorrichtung mit gleichbleibender Bandbreite vorliegenden Erfindung;
20 eine graphische Darstellung eines Phasenvergleichs der Notchsteuervorrichtung mit gleichbleibender Bandbreite der vorliegenden Erfindung; und
21 eine graphische Darstellung der Motorgehäusebeschleunigung mit und ohne die Notchsteuervorrichtung mit gleichbleibender Bandbreite der vorliegenden Erfindung.
Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels
Bezugnehmend auf 1 umfasst ein Servolenksystem 10 ein Lenkrad 12, das betriebsmäßig mit einem Ritzelgetriebe 14 verbunden ist. Genau gesagt ist das Fahrzeuglenkrad 12 mit einer Antriebswelle 16 und das Ritzelgetriebe 14 ist mit einer Abtriebswelle 18 verbunden. Die Antriebswelle 16 ist betriebsmäßig mit der Abtriebswelle 18 durch eine Torsionsstange 20 gekuppelt.
Die Torsionsstange 20 dreht sich ansprechend auf das angelegte Lenkdrehmoment, wodurch sie eine relative Drehung zwischen der Eingangswelle 16 und der Abtriebswelle 18 zulässt. Anschläge, nicht gezeigt, begrenzen den Betrag solcher relativen Drehung zwischen den Antriebs- und Abtriebswellen in einer in der Technik bekannten Art und Weise. Die Torsionsstange 20 besitzt eine Federkonstante, auf die hierin als K_t Bezug genommen wird. Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Federkonstante K_t = 20 in-lb/deg. Der Betrag von relativer Drehung zwischen der Antriebswelle 16 und der Abtriebswelle 18 ansprechend auf das angelegte Lenkdrehmoment ist funktionsmäßig in Bezug stehend zu der Federkonstanten der Torsionsstange.
Wie in der Technik bekannt, besitzt das Ritzelgetriebe 14 schräg verzahnte bzw. schraubenförmige Zähne, nicht gezeigt, die in Zahneingriff mit den gerade geschnittenen Zähnen, nicht gezeigt, auf einer Zahnstange oder auf einem geradem Lenkglied 22 stehen. Das Ritzelgetriebe 14 in Kombination mit den gerade geschnittenen Zahnradzähnen auf dem Zahnstangenglied 22 bilden einen Zahnstangen- und Ritzelgetriebesatz. Die Zahnstange ist in einer bekannten Weise mit einer Lenkverbindung lenkbar mit den lenkbaren Rädern 24, 26 des Fahrzeugs gekuppelt. Wenn das Lenkrad 12 gedreht wird, wandelt der Zahnstangen- und Ritzelgetriebesatz die Drehbewegung des Lenkrads 12 in eine lineare Bewegung der Zahnstange 22 um. Wenn sich die Zahnstange linear bewegt, schwenken die lenkbaren Räder 24, 26 um ihre assoziierten Lenkachsen und das Fahrzeug wird gelenkt.
Ein Elektrohilfsmotor 28 ist antriebsmäßig mit der Zahnstange 22 durch eine Kugelmutter, Antriebsanordnung verbunden. Wenn der Elektromotor 28 erregt wird, sieht er Servolenkung vor durch Helfen bei dem linearen Antrieb der Zahnstange, um bei der Drehung des Fahrzeuglenkrads 1 durch den Fahrzeugfahrer zu helfen.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist der Elektrohilfsmotor 28 ein Motor mit variabler Reluktanz ("VR"). Ein VR Motor ist zweckmäßig für den Gebrauch in einem Elektroservolenksystem wegen seiner geringen Größe, niedriger Reibung und seinem hohen Drehmoment-zu-Trägheit-Verhältnis. Der VR Motor 28, gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, ist ein Vier-Phasen-Motor, der acht Statorpole und sechs Rotorpole besitzt. Die Statorpole sind so angebracht, dass sie in Paaren erregt werden, wodurch sie die vier Phasen des Motors bilden.
Die Betriebsprinzipien des VR Motors sind in der Technik bekannt und werden daher hierin nicht im Detail beschrieben. Grundsätzlich werden die Statorpole in Paaren erregt. Der Rotor bewegt sich, um die magnetische Reluktanz zwischen den erregten Statorpolen und dem dichtesten Paar der Rotorpole zu minimieren. Minimale Reluktanz tritt auf, wenn ein Paar von Rotorpolen mit den erregten Statorpolen ausgerichtet ist. Sobald minimale Reluktanz erreicht ist, d. h., wenn sich die Rotorpole mit den erregten Statorpolen ausrichten, werden diese erregten Statorspulen ent-erregt und, angenommen weitere Motorbewegung ist erwünscht, wird ein benachbartes Paar Statorspulen (abhängig von der gewünschten Motorrichtung) erregt.
In vielen Gleichstrommotoren steuert ein Steuern der Richtung des Stromflusses durch die Motorwicklungen die Richtung der Motordrehung. In einem VR Motor wird Strom durch die Statorspulen nur in einer Richtung, und zwar unabhängig von der erwünschten Richtung des Motorbetriebs, geleitet. Die Richtung der Motordrehung wird durch die Reihenfolge gesteuert, in der die Statorspulen erregt werden. Zum Beispiel wird, damit sich der Motor in einer Richtung bewegt, Phase Aa erregt gefolgt von Bb. Wenn es wünschenswert ist, den Motor in der entgegengesetzten Richtung zu bewegen, würde die Erregung der Phase Aa von der Erregung der Phase Dd gefolgt.
Das Steuern des Stroms durch die Statorspulen steuert das Drehmoment, das durch den Motor erzeugt wird. Wenn der Servolenkmotor erregt wird, dann dreht sich der Rotor, was wiederum den Mutterteil der Kugelmutterantriebsanordnung dreht. Wenn sich die Mutter dreht, dann überträgen die Kugeln eine lineare Kraft auf die Zahnstange. Die Richtung der Zahnstangenbewegung und, daraus folgend die Richtung der Lenkbewegung der lenkbaren Fahrzeugräder, ist abhängig von der Drehrichtung des Motors.
Ein Motorrotorpositionssensor 30 ist betriebsmäßig mit dem Motorrotor und dem Motorgehäuse verbunden. Es ist die Funktion des Rotorpositionssensors 30, ein elektrisches Signal vorzusehen, das eine Anzeige bildet für die Position des Motorotors relativ zu dem Motorstator. Wie in der Technik bekannt, erfordert der Betrieb eines VR Motors diese Positionsinformation. Während jeder bekannte Rotorpositionssensor bei der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann, wird ein Rotorpositionssensor des Typs, der in U.S. Patent Nr. 5,625,239 von Persson et al. und übertragen auf TRW Inc., offenbart ist, bevorzugt.
Ein Lenkwellenpositionssensor 40 ist betriebsmäßig verbunden über die Lenkantriebswelle 16 und die Lenkantriebswelle 18 und sieht ein elektrisches Signal vor, das einen Wert besitzt, der eine Anzeige bildet für die relative Drehposition oder relative Winkelorientierung zwischen der Eingangswelle 16 und der Abtriebswelle 18. Der Positionssensor 40 in Kombination mit der Torsionsstange 20 bilden einen Drehmomentssensor 44, der ein elektrisches Signal vorsieht, das einen für das angelegte Lenkdrehmoment anzeigenden Wert besitzt. Das Lenkrad 12 wird durch den Fahrer während eines Lenkmanövers um einen Winkel θ_HW gedreht. Auf diesen relativen Winkel zwischen der Eingangswelle 16 und der Abtriebswelle 18 als ein Ergebnis des angelegten Eingangsdrehmoments wird hierin als θ_p Bezug genommen. Wenn die Federkonstante K_t der Torsionsstange 20 berücksichtigt wird, ist das elektrische Signal von dem Sensor 40 ebenfalls anzeigend für das angelegte Lenkdrehmoment, hier bezeichnet mit τ_s. Der Ausgang des Drehmomentsensors 44 ist mit einer Drehmomentssignalverarbeitungsschaltung 50 verbunden. Die Verarbeitungsschaltung 50 überwacht den angelegten Lenkdrehmomentwinkel θ_p und die Federkonstante K_t der Torsionsstange "kennend", sieht sie ein elektrisches Signal vor, das eine Anzeige für das angelegte Lenkdrehmoment τ_s bildet.
Das Drehmomentsensorsignal wird durch eine Filterschaltung 52 geleitet. Vorzugsweise ist der Filter 52 ein adaptierbarer Drehmomentmischfilter des Typs, der in U.S. Patent Nr. 5,504,403 von McLaughlin und übertragen auf TRW Inc., offenbart wird. Der adaptierbare Drehmomentmischfilter 52 empfängt ein Fahrzeuggeschwindigkeitssignal von einem Fahrzeuggeschwindigkeitssensor 56. Der adaptierbarer Drehmomentmischfilter 52 ist angepasst, eine nicht-lineare Charakteristik bei Drehmomentfrequenzen kleiner als eine Mischfrequenz und eine lineare Charakteristik bei Drehmomentfrequenzen größer als die Mischfrequenz zu besitzen. Der Mischfilter 52 richtet die Mischfrequenz bei einem Wert ein, der funktionsmäßig in Bezug zu der Fahrzeuggeschwindigkeit steht. Es wird erwogen, dass andere Drehmomentsignalfilteranordnungen in der vorliegenden Erfindung verwendet werden können. Der Zweck der adaptierbaren Drehmomentmischfilter ist es, eine auswählbare Systembandbreite während des Systembetriebs aufrechtzuerhalten und dadurch Lenkträgheit bei zunehmender Fahrzeuggeschwindigkeit zu verhindern.
Bezugnehmend auf 2 umfasst der Mischfilter 52 sowohl einen Tiefpassfilter 70 als auch einen Hochpassfilter 71, die beide mit dem Ausgang des Drehmomentsignalprozessors 50 verbunden sind. Die Filter 70, 71 sind so konstruiert, dass die Summierung der zwei Filter identisch ist eine für alle Frequenzen. Der Tiefpassfilter 70 gestattet dem ganzen Signal τ_s mit einem Frequenz τ_s1-Gehalt unterhalb einer vorbestimmten Mischfrequenz w_b hindurchzugehen, während alle Hochfrequenzdaten zurückgewiesen werden. Der Hochpassfilter 71 gestattet dem ganzen Signal τ_s mit einem Frequenz τ_sh-Gehalt oberhalb einer vorbestimmten Mischfrequenz w_b, hindurchzugehen, während alle Tieffrequenzdaten zurückgewiesen werden. Der Wert der Mischfilterfrequenz w_b ist eine Funktion der Fahrzeuggeschwindigkeit und wird durch die Mischfilterbestimmungsschaltung 68 bestimmt, die mit dem Ausgang des Geschwindigkeitssensors 56 verbunden ist. Die Bestimmung von w_b kann durch den Gebrauch einer Nachschlagetabelle in einem Mikrocomputer erreicht werden, die vorbestimmte, gespeicherte Werte besitzt oder durch Berechnen gemäß einer gewünschten Steuerfunktion.
Der Tiefhassdrehmomentsensorausgang ist mit einer Hilfskurvenschaltung 69 verbunden, die vorzugsweise eine Nachschlagetabelle ist. Der Fahrzeugge schwindigkeitssensor 56 ist ebenso betriebsmäßig verbunden mit der Hilfskurvenschaltung. Wie in der Technik bekannt, vermindert sich die Größe der gewünschten Hilfskraft für ein Fahrzeuglenksystem, wenn sich die Fahrzeuggeschwindigkeit erhöht. Deswegen ist es, um ein genaues oder wünschenswertes Gefühl für Lenkmanöver aufrechtzuerhalten, wünschenswert, die Größe der Lenkhilfskraft zu vermindern, wenn sich die Fahrzeuggeschwindigkeit erhöht. Darauf wird in der Technik Bezug genommen als geschwindigkeitsproportionale Lenkung.
Die Hilfsdrehmoment τ_assist-Werte werden von den gespeicherten Werten in einer Nachschlagetabelle bestimmt, die eine Vielzahl von Hilfskurven von Drehmoment-in Werten abhängig vom Drehmoment-aus Werten darstellt. Da Drehmomenthilfe als eine Funktion der Fahrzeuggeschwindigkeit variiert, reichen diese Kurven von Werten, die während Parkens auf trockener Oberfläche erfordert werden, bis zu denen, die bei hohen Fahrzeuggeschwindigkeiten gebraucht werden. Im Allgemeinen wird auf den Wert der Ausgangsgröße von der Hilfskurvenschaltung 69 als τ_assist Bezug genommen. Die tatsächlichen oder Ist-Werte für die Steuerungs werden durch Interpolation der vorbestimmten Werte, die in der Nachschlagetabelle gespeichert sind, bestimmt, wenn sie gebraucht werden. Vorzugsweise werden Dualhilfskurven mit Interpolation verwendet, wie in U.S. Patent Nr. 5,568,389 von McLaughlin et al. und übertragen auf TRW Inc. beschrieben.
Das Hochpassdrehmomentsensorsignal τ_sh von einem Hochpassfilter 72 wird multipliziert mit einem vorbestimmten Verstärkungswert S_c1, der eine Funktion der Fahrzeuggeschwindigkeit ist. Die Bestimmung von S_c1 kann erreicht werden durch Gebrauch einer Nachschlagetabelle in einem Mikrocomputer oder kann erreicht werden, indem eine tatsächliche Berechnung gemäß einer gewünschten Steuerfunktion benutzt wird. Modifikation des Hochfrequenzhilfsverstärkungswertes S_c1 gestattet, dass die Bandbreite des Lenksystems modifiziert wird.
Der Hilfskurvenwert τ_assist, der von 69 ausgegeben wird und der bestimmte Hochfrequenzhilfsverstärkungswert von 72 werden in der Summierfunktion 79 summiert. Dieser summierte Wert, abgegeben von der Summierungsschaltung 79, wird als τ_ba bezeichnet und an eine adaptierbare bzw. adaptierbare Drehmomentfilterschaltung 80 angelegt.
Die adaptierbare Drehmomentfilterschaltung 80 filtert das gemischte Eingangshilfsdrehmomentsignal τ_ba. Der Filter ist derart adaptierbar, dass sich seine Pole und Nullpunkte verändern können, wenn sich die Fahrzeuggeschwindigkeit verändert, um ein optimales Steuersystem vorzusehen. Diese Filterung ergibt in einem gefilterten Drehmomentssignal τ_m das Drehmomentbefehlssignal. Das Drehmomentsbefehlssignal τ_m ist verbunden mit einer Motorsteuervorrichtung 90.
Die Mischfilterbestimmungsschaltung 68 und der adaptierbare Filter 80 sind vollständig in dem oben erwähnten McLaughlin '403 – Patent beschrieben. Grundsätzlich wird ein linearisiertes, geschlossenes Schleifensteuersystem (Regelsystem) für die Konstruktion von dem Mischfilter und dem adaptierbaren Filter für das Lenksystem erwogen. Drehung des Handrads 12 resultiert in einer Winkelverschiebung von θ_HW auf der Lenkradseite des Torsionsstangenpositionssensors 40. Diese Winkelverschiebung wird in eine Differenzbeziehung gesetzt mit der resultierenden Winkelverschiebung der Abtriebswelle 18, nachdem sie in Drehung durch den Elektrohilfsmotor um einen Winkel θ_m angetrieben wird durch das Zahnradverhältnis dargestellt durch r_m/r_p, wobei r_m der effektive Radius der Motorkugelmutter ist und r_p der effektive Radius des Ritzels ist. Ein Radiant der Drehung der Kugelmutter erzeugt r_m Zoll Bewegung der Zahnstange. Genauso erzeugt ein Radiant der Drehung des Ritzels r_p Zoll Fortbewegung der Zahnstange. Die resultierende Winkelverschiebung θ_p mal der Federkonstante K_t ergibt das Drehmomentssignal τ_s. In der geschlossenen Schleifen- bzw. Regelanordnung ist die Ausgangsgröße τ_s mit den Tiefpass/Hochpassfilterschaltungen verbunden.
Das Drehmomentsignal τ_s wird durch den Tiefpassfilter 70 geleitet, resultierend in dem Tiefpasshilfsdrehmoment τ_sl. Das Hochpasshilfsdrehmoment τ_sh wird durch Subtrahieren des Tieffrequenzhilfsdrehmoments von dem Drehmomentsignal τ_s bestimmt. Der Grund, warum τ_sh auf diese Weise bestimmt werden kann, wird unten diskutiert.
Mischfilter mit kontinuierlicher Domäne- werden so ausgesucht, dass die Summe des Tiefpassfilters G_I(S) und des Hochpassfilters G_H(S) immer gleich eins ist. Der Tiefpassfilter ist so gewählt, dass er ein Filter erster Ordnung mit einem Pol bei ω_b ist. Der Hochpassfilter wird definiert durch die Einschränkung, dass die Summe der zwei Filter eins sein muß. Daher können die Tief und Hochpassfilter dargestellt werden als:
GH(S) = SI(S + ωb)
Beim Realisieren eines Satzes von Mischfiltern in einem digitalen Computer erkennt der Fachmann, dass es nicht notwendig ist, getrennte Hoch- und Tiefpassfilterstufen herzustellen. Vielmehr wird die Eingabegröße an die Mischfilters τ_s durch den Tiefpassfilter geleitet, und zwar resultierend in dem Signal τ_sl. Das Hochpasssignal ist das Originaleingabedrehmoment minus dem Tiefpassteil. Dies kann äquivalent angesehen werden als das Bestimmen des Tieffrequenzteils des Signals und einfaches Subtrahieren aus dem Originalsignal. Das Ergebnis ist ein Signal mit nur Hochfrequenzinformation. Alternativ kann man Mischfilter höherer Ordnung verwenden. Jedoch erhöht sich die Komplexität der Filterberechnungen mit der Filterordnung in einem digitalen Computer. Der Gebrauch von Filtern erster Ordnung wird bevorzugt.
Wieder Bezug nehmend auf 1 ist die Ausgangsgröße τ_m des adaptierbaren Drehmomentmischfilters 52 mit einer Motorsteuervorrichtung 90 verbunden. Der Rotorpositionssensor 30 ist mit der Motorsteuervorrichtung 90 ver bunden, ebenso wie der Fahrzeuggeschwindigkeitssensor 56. Die Motorsteuervorrichtung 90, die den Hilfsmotor 28 steuert, steuert ebenfalls Lenkdämpfung ansprechend auf die abgefühlte Rotordrehzahl. Obwohl Motordämpfung in jeder gewünschten Weise (wenn überhaupt) gesteuert werden kann, ist eine bevorzugte Dämpfungsanordnung in U.S. Patent Nr. 5,257,828 von Miller et al. und übertragen auf TRW Inc., beschrieben.
Ein Steuerungssystemtemperatursensor 98 und andere Eingangsgrößen 94 sind ebenfalls mit der Motorsteuervorrichtung 90 verbunden. Solche anderen Eingangsgrößen 94 können jeden gewünschten Sensor, wie beispielsweise einen Gierratensensor, Beschleunigungssensor, Motor-RPM-Sensor etc. umfassen. Solche anderen Eingangsgrößen wären mit der Motorsteuerung verbunden, um Motorsteuerung ansprechend auf solche anderen abgefühlten Parameter vorzusehen.
Es wird erwogen, dass die Steuerungsschaltung, die den angepassten Drehmomentmischfilter 52, die Motorsteuervorrichtung 90 und andere unten beschriebene Schaltungen ausmachen, in einer anwendungsspezifischen, integrierten Schaltung ("ASIC") hergestellt würden. Der Temperatursensor 98 würde die Temperatur der ASIC überwachen. Der Steuereinheitstemperatursensor 98 sieht ein Signal an die Steuervorrichtung 90 vor, das eine Anzeige bildet für die Temperatur der Gesamtsystemsteuerschaltung. Die Steuervorrichtung 90 würde die Steuerung des Motors ansprechend auf die abgefühlte Temperatur anpassen. Zum Beispiel könnte eine zu hohe Temperatur der A-SIC ein Reduzieren des Betrags der vorgesehenen Hilfe gewährleisten.
Die Motorsteuervorrichtung 90 sieht ein Motorstrombefehlssignal i_cmdϕ vor und ein Phasenauswahlsignal ϕ_SEL ansprechend auf das Drehmomentanforderungssignal τ_m, die gegenwärtige Rotorposition θ, wie durch den Rotorpositionssensor 30 abgefühlt, die Richtung der Drehmomentanforderung, die abgefühlte Fahrzeuggeschwindigkeit, wie durch den Motorstromsensor 97 abgefühlt, und die Temperatur des Steuersystems, wie durch den Temperatursensor 98 abgefühlt. Die Steuervorrichtung 90 kann andere gewünschte Steuer merkmale, wie beispielsweise Systemsoftstart etc. umfassen. Die Merkmale sind in der Technik bekannt und deshalb hier nicht beschrieben.
Die Motorsteuervorrichtung 90 sieht das Stromanforderungssignal vor gemäß jedem bekannten Lenksteueralgorithmus. Die Strombefehlswerte als Funktionen der gemessenen Parameter werden vorzugsweise in Nachschlagetabellen gespeichert, in denen Werte ausgewählt werden gemäß gemessenen Parametern. Da eine Nachschlagetabelle nur eine diskrete Anzahl von Werten speichern kann, würden finale Strombefehlswerte bestimmt werden durch den Gebrauch einer Interpolationstechnik. Solche Interpolation wird in U.S. Patent Nr. 5,475,289 von McLaughlin et al. und übertragen auf TRW Inc., offenbart. Der gewünschte Betrag Lenkhilfe als eine Funktion von angelegtem Lenkdrehmoment, Fahrzeuggeschwindigkeit etc. (d. h. die Strombefehlswerte in der Nachschlagetabelle) kann durch den Fahrzeughersteller spezifiziert werden. Solche Werte können auch ansprechend auf Computermodelle oder durch empirische Verfahren ausgewählt werden.
Die Steuervorrichtung 90 gibt das Strombefehlssignal i_cmdϕ und das Phasenauswahlsignal ϕ_SEL aus an eine digitale Motorstromsteuervorrichtung 100 ("DMCC"). Da der Motor 28 eine Vier-Phasen-VR Motor (gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel) ist, wird die Phase, die erregt werden soll, ausgewählt, und zwar ansprechend auf die Motorposition und die Richtung des angelegten Lenkdrehmoments.
Ein Motortemperatursensor 102 ist betriebsmäßig gekuppelt mit dem Motor 28 und liefert dem DMCC 100 ein Signal, dass eine Anzeige bildet für die Temperatur des Motors 28. Der Ausgang von dem Rotorpositionssensor 30 ist auch verbunden mit dem DMCC 100, ebenso wie der Ausgang des Motorstromsensors 97.
Der Ausgang des DMCC 100 steuert den Strom, der zu jeder Motorphase durch eine Antriebsschaltung 120 geliefert wird, die steuerbar mit einer Vielzahl von Leistungsschaltern 110 verbunden ist. Die Leistungsschalter 110 sind betriebsmäßig verbunden mit der Fahrzeugbatterie B+ und den Statorspulen des Motors 28. Wie oben erwähnt, erfordert die Steuerung eines Motors mit variabler Reluktanz, dass die relative Position zwischen dem Rotor und dem Stator bekannt ist.
Bezugnehmend auf 4 sind ein Teil der Antriebsschaltung 120 und ein Teil der Leistungsschalter 110 gezeigt für die Statorspulen Aa und Cc, d. h. für zwei der vier Phasen des bevorzugten Vier-Phasen-Motors. Wie erwähnt, bilden die acht Statorpole die vier als Aa, Bb, Cc und Dd bezeichneten Motorphasenwicklungen. Wenn sich der Motor kontinuierlich in einer Richtung bewegt und angenommen, dass die Motorrotorposition identifiziert, dass Phase Aa die erste Phase ist, die erregt werden soll, dann wären die Erregung der Phasen Aa, AaBb, Bb, BbCc, Cc, CcDd, Dd, DdAa, Aa etc. In der anderen Richtung wäre die Erregung der Phasen Aa, AaDd, Dd, DdCc, Cc, CcBb, Bb, BbAa, Aa etc. Wie man erkennt, werden die Phasen Aa und Cc nicht gleichzeitig erregt und die Phasen Bb und Dd werden nicht gleichzeitig erregt. Diese Tatsache gestattet kleine Einsparungen in der Schaltung. Jede der Phasenwicklungen Aa und Cc teilen eine obere Schalteinrichtung, um selektiv ein Ende der Wicklungen mit dem positiven Batterieanschluss zu verbinden. Jede der Motorwicklungen Aa und Cc besitzen ihre eigene Schalteinrichtung, um selektiv den anderen Anschluss ihrer assoziierten Wicklung mit elektrischer Erde zu verbinden. Die Wicklungen Aa und Cc können einen Stromabfühlwiderstand teilen, da die zwei Wicklungen nicht gleichzeitig erregt werden. Die Schaltanordnung für die Wicklungen Bb und Dd ähnlich sich darin, dass sie eine obere Schalteinrichtung und einen Stromabfühlwiderstand teilen. Eine ähnliche Steueranordnung kann bei einen Drei-Phasen-System angewendet werden, obwohl jede Phase einen eigenen DMCC erfordern würde und kein Teilen von FET's oder Stromabfühlwiderständen.
Genau gesagt, zeigt 4 die Verbindung für die Antriebsschaltung und Leistungsschalter für Phasen Aa und Cc. Die anderen Motorphasen Bb, Dd haben gleiche Antriebs- und Schaltkreise. Eine untere Schalteinrichtung 160 ist betriebsmäßig verbunden mit einer Seite der Statorspule Aa und elektrischer Erde. Eine untere Schalteinrichtung 161 ist betriebsmäßig verbunden mit einer Seite der Statorspule Cc und elektrischer Erde. Eine obere Schalteinrichtung 163 ist betriebsmäßig gekuppelt mit der anderen Seite des Spulenpaars Aa und Cc durch einen Stromabfühlwiderstand 164. Die andere Seite der Schalteinrichtung 161 ist mit der Fahrzeugbatterie durch ein LC Filternetzwerk 165 verbunden. Eine erste Rücklaufdiode 166 ist verbunden mit dem unteren Anschluss der Spule Aa und dem LC Filter 162. Eine zweite Rücklaufdiode 167 ist verbunden mit der Erde und der Schalteinrichtung 163. Eine dritte Rücklaufdiode 168 ist verbunden mit dem unteren Anschluss der Spule Cc und dem LC Filter 165. Eine Überspannungsschutz-Zenerdiode 169 ist parallel geschaltet mit Schalteinrichtung 163. Eine Überspannungsschutz-Zenerdiode 170 ist parallel geschaltet mit Schalteinrichtung 160. Eine Überspannungsschutz-Zenerdiode 171 ist parallel geschaltet mit Schalteinrichtung 161. Vorzugsweise sind Schalteinrichtung 160, 161 und 163 Festkörperschalter, wie beispielsweise Feld-Effekt-Transistoren ("FET'S"). Der Motorstromsensor 97 ist betriebsmäßig parallel gekuppelt mit dem Stromabfühlwiderstand 164. Die Stromsteuerung wird erreicht durch die digitale Motorstromsteuervorrichtung 100, die steuerbar verbunden ist mit jedem der Schalter 160, 161, 163. Der Motorstrom wird gesteuert durch Pulsbreitenmodulieren (pulse-widthmodulating, "PWM") der Schalter 160, 161 und 163.
Jeder der oberen FET 161 und unteren FETs 160, 161 werden kontinuierlich pulsenbreitenmoduliert. Der Strom durch die assoziierte Motorspule wird durch den Betrag der EIN(ON)-Zeit-Überlappung ihrer assoziierten PWM-Steuersignale gesteuert. Wenn kein Strom zu einer bestimmten Phase des Motors geliefert werden soll, besitzen seine assoziierten oberen und unteren FET'S, obwohl beide kontinuierlich pulsbreitenmoduliert werden, eine 0% EIN-Zeit-Überlappung. Maximaler Phasenstrom für jede der Wicklungen (Spulen) würde auftreten, wenn eine 100% EIN-Zeit-Überlappung der PWM-EIN-Zeiten seiner assoziierten oberen und unteren FETs auftritt. Durch Steuerung des Betrags der EIN-Zeit-Überlappung wird der Strom durch jede der Motorphasen gesteuert.
Bezugnehmend auf 3 ist die digitale Motorstromsteuervorrichtung ("DMCC") 100 in größerem Detail gezeigt. Die DMCC steuert den Strom für alle Phasen des Motors 28 durch Verarbeiten des Strombefehlssignals i_cmdϕ und des Phasenauswahlsignals ϕ_SEL von der Steuervorrichtung 90. Der Zweck der digitalen Motorstromsteuervorrichtung 100 ist es, eine konsistente Bandbreite aufrecht zu erhalten, die unabhängig von den Motorbetriebsparametern der Rotorposition, Motorstrom und Motortemperatur ist. Wie erwähnt, werden in dem bevorzugten Vier-Phasen-Motor (Phasen Aa, Bb, Cc und Dd) Phasen Aa und Cc nicht gleichzeitig erregt und die Phasen Bb und Dd werden nicht gleichzeitig erregt. Dies gestattet nicht nur die Schaltungseinsparungen bei bei der Antriebsschaltung 120 und Leistungsschaltern 110, wie oben diskutiert, sondern auch bei der Größe der Schaltung und Software in den DMCC. Zum Zweck der Erklärung ist eine Steueranordnung in dem DMCC beschrieben, wobei klar ist, dass dies die Steueranordnung für zwei Phasen, z. B. Aa und Cc, darstellt und dass das DMCC ähnliche Schaltungen/Funktionen für andere Motorphasen Bb und Dd umfasst.
Der Strombefehl i_cmdϕ von der Motorsteuervorrichtung für eine Phase, die erregt werden soll, wird mit einer ersten Filterschaltung 182 verbunden. Dieser Filter 182 ist vorzugsweise ein Pre-Notch- bzw. Vorkerbfilter, um jeden ungewollten Frequenzgehalt von dem Strombefehlssignal i_cmdϕ zu entfernen. Vorzugsweise ist dieser Filter ein Filter zweiter Ordnung, und zwar entweder in Serienform oder in Parallelform ausgeführt. Der Filter 182 nimmt die folgende Form an: icmd(n) = a·icmd(n–1) + b·icmd(n–2) + c·iunfiltcmd(n) + d·iunfilt(n–1) + e·iunfiltcmd(n–2)
Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der Filter konstruiert, um 2,4 kHz auszusperren, weil der primäre Radial-axial-Modus des Motors (d. h. die Resonanzfrequenz des Motors) bei 2,4 kHz liegt. Dies entspricht auch der Frequenz, bei der der Motor am besten Akustikschwingungen abgibt. Der Kerbfilter entfernt Energie in dem Befehlspfad, der den Akustikschwingungen produ zierenden Modus des Motorgehäuses anregen kann. Dieser Wert ist natürlich abhängig von dem bestimmten verwendeten Motor.
Das gefilterte Strombefehlssignal wird als nächstes in einem Gleichstrom-Verstärkungs-Kompensator 184 verarbeitet, der konstruiert ist, um jeden stetigen Zustand-Verstärkungs-Verlust in der Steuerschleife infolge relativer Größenunterschiede auszugleichen. Wie aus der Diskussion unten klar werden wird, kann der Gleichstrom -Verstärkungs-Kompensator 184 unter bestimmten Konstruktionskriterien der Steuerschleife aus der Steuerschleife des DMCC eliminiert werden. Zum Beispiel, wenn eine proportionale Steuervorrichtung verwendet wird, wird der Gleichstrom-Verstärkungs-Kompensator benötigt. Wenn eine integrale Steuervorrichtung verwendet wird, kann der Gleichstrom-Verstärkungs-Kompensator unnötig sein.
Der Gleichstrom-Verstärkungs-Kompensator 184 liefert einen Referenzstrombefehlswert i_rcmd an einen positiven Eingang einer Rückkoppelungssummierverbindung 186. Der negative Eingang der Summierverbindung 186 ist mit einer Motorstromabfühl-i_s-Rückkoppelungsleitung verbunden. Die Ausgangsgröße der Summierverbindung 186 ist ein Stromdifferenzwert Δi_cmd, der gleich dem Wert der Differenz zwischen dem Referenzstrombefehlswert und dem abgefühlten Motorstromwert ist, d. h., Δicmd = ircmd – is
Dieser Differenzwert Δi_cmd liegt an einer Steuervorrichtung 190 mit variabler Verstärkung (auch als Regler mit variabler Verstärkung bezeichnet) an. Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist die Steuervorrichtung mit variabler Verstärkung ein PID-Regler 190 (proportional-integral derivative, "PID" controller or regulator) 190. PID Regler sind in der Technik bekannt. Der PID Regler 190 nimmt, gemäß der vorliegenden Erfindung, folgende Formel an:
Angenommen e(k) = Δi_cmd(k), dann gilt
wobei K_p, K_d und K_i proportionale, abgeleitete bzw. integrale Verstärkungsvariablen sind, k der Tast- bzw. Probewert ist, δt die Tast- bzw. Proberate und e_cmd die Fehlerbefehlsausgangsgröße der PID Steuervorrichtung 130 sind. Diese Verstärkungsvariablen und daraus folgend die Verstärkung der Steuervorrichtung PID werden gemäß der vorliegenden Erfindung gesteuert.
Der Rotorpositionssensor 30, der Temperatursensor 102 und die Rückkoppelungsstromabfühlung i_s von der Motorstromabfühlfunktion 97 sind mit einem Verstärkungssteuerprogramm bzw. Planer 196 verbunden. Das Verstärkungssteuerprogramm 196 wählt die Werte der Verstärkungsvariablen K_p, K_d und K_l ansprechend auf die Rotorposition, die Motortemperatur und den abgefühlten Motorstrom und gibt diese Werte an den PID Regulator 190 ab. Der proportionale Verstärkungsausdruck K_p liegt an dem Gleichstromverstärkungs-Kompensator 184 an, so dass die Verstärkungskompensierung die Reglerverstärkung bzw. Steuerschleifenverstärkung "kennt".
Die Werte für K_p, K_d und K_l werden nicht nur ausgewählt, um eine gleichbleibende Strombandbreite vorzusehen, sondern auch um akustische Geräusche bzw. Schwingung zu reduzieren, die durch die Stromoszillationen induziert wird und um eine schnelle Motorstromansprechzeit vorzusehen. Die gleichbleibende Bandbreite erlaubt die Anwendung der linearerzeitinvarianten Regler- bzw. Steuertheorie, da die nicht-lineare Phasenveränderung der Parametervariation adaptierbar entfernt wird. Tatsächlich reduziert die adaptierbare Steuervorrichtung 190 den Effekt von Motorbetriebsparameterveränderungen von dem resultierenden Motordrehmoment.
Die Fehlerbefehlsausgangsgröße, e_cmd, des PID Reglers 190 ist verbunden mit einem Notch- bzw. Kerbfilter 200. Der Zweck des Notchfilters 200 ist es, akustische Geräusche infolge von Statorgehäusevibration zu entfernen.
Es wurde entdeckt, dass Erregung eines Paars der VR-Motorpole in radialer Bewegung des Statorgehäuses resultiert. Darauf wird Bezug genommen als der akustisch empfindliche Strukturmodus des Motors. Bei bestimmten Antriebsfrequenzen kann das Statorgehäuse bei einer Frequenz in Resonanz geraten, die im für Menschen gut hörbaren Bereich liegt. Diese Resonanz macht, dass der Motor wie ein "Lautsprecher" wirkt. Der Motor kann auch als ein Mikrophon wirken, dadurch dass der Resonanzeffekt in Stromfluktuationen in der erregten Phase wirkt. Die radiale Bewegung des Gehäuses kann ausgedrückt werden in Form von Gehäuseverschiebung, Geschwindigkeit und/oder Beschleunigung.
Der Notch- bzw. Kerbfilter 200 sperrt die Resonanzfrequenzen aus den akustisch empfindlichen Strukturmodi des Motors aus von der Spannung, die an die Motorspule angelegt wird. Der Ausgang bzw. die Ausgangsgröße des Kerbfilters 200 ist mit einem PWM Formatieren 204 verbunden. Das Phasenauswahlsignal ϕ_SEL von der Steuervorrichtung 90 ist ebenfalls mit dem PWM Formatierer 204 verbunden. Die Ausgangsgröße des PWM Formatieren 204 ist steuerbar verbunden mit den oberen und unteren Schalt-FETs, um die PWM AN-Zeit für jede der Motorphasen zu steuern. Ansprechend auf das gefilterte Stromanforderungssignal von dem Kerbfilter 200 und dem Phasenauswahlsignal steuert das PWM Format die EIN-Zeit-Überlappung der geeigneten oberen und unteren Schalt-FETs, um den Motor in der gewünschten Richtung mit dem gewünschten Drehmoment zu erregen.
Die Motorsteuervorrichtung 90 ist betriebsmäßig gekuppelt mit einer Diagnostikanzeigevorrichtung 240, die in der Insassenkabine des Fahrzeugs angeordnet ist. Wie in der Technik bekannt, überwacht die Steuervorrichtung 90 (oder eine andere nicht gezeigte Steuervorrichtung) den Systembetrieb und betätigt Anzeigevorrichtung 240, wenn ein Fehlerzustand abgefühlt wird. Wenn ein Fehlerzustand abgefühlt wird, wird verhindert, dass der Motor 28 erregt wird, und das Lenksystem kehrt zurück zu einem nicht unterstützten Modus.
Es ist wünschenswert, speziell in einem Elektroservolenksystem, eine Steueranordnung zu haben, die eine reduzierte Drehmomentwelligkeit besitzt. Um das VR Motordrehmoment richtig zu steuern, muss von der Stromsteuervorrichtung an jeder Motorphase ein magnetischer Fluss induziert werden. Während Steuerung des Motors tritt eine sich verändernde Flussverbindung auf, die eine Funktion der variierenden Motorbetriebszustände ist. Eine typische Flussverbindung für einen VR Motor ist eine Funktion der Motorbetriebszustände, wie beispielsweise der Strom und die Position. Die sich verändernde Natur der Flussverbindungen resultiert in einer Zeit-variierenden Dynamik des VR Motors während des Betriebs. Die variierende Charakteristik ist am signifikantesten während des Phasenübergangs, wenn die Reluktanz, das Luftvolumen zwischen Stator und Rotor, von dem Maximalwert zu dem Minimalwert variiert.
Drehmomentwelligkeit wird auftreten, wenn der Phasenübergang nicht gesteuert und kompensiert wird. Um die Drehmomentwelligkeit zu minimieren, wird ein optimiertes Stromprofil erzeugt, das die meiste Drehmomentwelligkeit entfernt. Sogar mit solch einem Stromprofil muss die Steueranordnung die Zeit-variierenden, dynamischen Motorcharakteristika berücksichtigen. Der sich abhängig von der Zeit verändernde Phasenstrom kann folgendermaßen ausgedrückt werden:
wobei L(i, θ, x) die Phaseninduktivität als eine Funktion des Stroms i, der Position θ und der Luftspalt x ist, ferner gilt:
R ist der Motorwiderstand,
λ(i, θ, x): die Flussverbindung als eine Funktion des Stroms i, der Position θ und der Luftspalt x,
σ₁ ist weißes Geräusch,
v_cmd ist der Strombefehl,
θ ist die Drehrate bzw. die Drehzahl des Motors, und
x ist die radiale Verschiebungsrate bzw. Geschwindigkeit des Motorgehäuses.
Die Steuerung des Phasenstroms wird durch die Batteriespannung B+ begrenzt, in Bezug auf wieviel Spannungsbefehl V_cmd angelegt werden kann. Zusätzlich werden die letzten drei Ausdrücke der obigen Gleichung als Störung d1 behandelt, was Störungsrückweisung erfordern würde, um die Robustheit aufrechtzuerhalten. Die Stromgleichung kann geschrieben werden als:
Es sei bemerkt, dass die Induktivität eine Funktion von Strom, Position und Luftspalt ist. Angenommen, dass der Luftspalteffekt vernachlässigbar ist, dann kann die Induktivität eines VR Motors als eine dreidimensionale Karte, wie in 6 gezeigt, ausgedrückt werden. Diese Karte wurde empirisch für eine einzelne Phase eines Vier-Phasen-VR-Motors gemessen, wobei ein Induktanz- bzw. Induktivitätsanalysator verwendet wurde. Dieses variierende Induktivitätsmerkmal des Motors hat Einfluß auf die Stromsteuerleistungsfähigkeit und wird, gemäß der vorliegenden Erfindung, in der Steueranordnung berücksichtigt. Wenn sich der Motor dreht, erscheint die Induktivität Zeit-variierend zu sein, obwohl Induktivität eine deterministische Funktion von Strom und Winkel ist.
Für ein digitales Stromsteuersystem mit einem Anti-Alias-Filter mit einem Pol bei Frequenz "a" und einer proportionalen Verstärkung K_p kann die Transferfunktion in dem Laplace-Bereich wie folgt angenähert werden:
Die Größe der Induktivität wird die Polstellungen dieser Transferfunktion verändern und die Leistungsfähigkeit des Stromreglers bzw. der geschlossenen Schleifenstromsteuervorrichtung beeinflussen. Mit einer festen Verstärkung K_p würden sich die Polstellungen von der realen Achse zu der Komplexebene bewegen. Mit dieser veränderten Polstellung kann sich das System von stabil zu schwingend oder sogar zu einem instabilen System verändern, wenn zusätzliche Pole und Nullstellen ohne Berücksichtigung dieser variierenden Motormerkmale während des Betriebs eingeführt werden. Wenn der feste, proportionale Verstärkungswert K_p gesenkt wird, so dass das Stromansprechen keine Schwingung zeigt, wird das Motorakustikgeräusch bzw. -schwingung reduziert, aber die Drehmomentwelligkeit wird wegen der schlechten Stromsteuerung auftreten. Dies wird auch die Leistungsfähigkeit der Steuervorrichtung beeinträchtigen, und zwar durch Vermindern der Nachführ- bzw. Spurführungsfähigkeit für sowohl eine vorübergehende als auch einen Dauerzustandsantwort bei gewissen Bedingungen.
Der Verstärkungsplaner gemäß der vorliegenden Erfindung, kann zu jeder gewünschten Bandbreite eingestellt werden, abhängig von den Konstruktionskriterien. Um den Zeit-variierenden Effekt des dynamischen Systems auszugleichen, ist es das Konstruktionsziel, eine gleichbleibende Systemcharakteristik von konstanter Bandbreite und gleichbleibender Phasenverzögerung aufrechtzuerhalten.
Indem die Merkmalsgleichung gelöst wird kann der dominante, Realpol des Systems ausgedrückt werden als
Generell kann die folgende Annahme gemacht werden R << aL zum Beispiel R < 0.1 Ω << aL(i, θ) < 3.14 = 5000 Hz·2π·100 μH
Die Gleichung kann vereinfacht werden als
Um einen Realpol sicherzustellen muss die folgende Bedingung gelten
Und um eine konstante Bandbreite ω_ref beizubehalten muss die proportionale Verstärkung des Systems als eine Funktion der Induktivität, des Widerstands und der Anti-Alias-Filterpolstellung geplant werden und kann wie folgt ausgedrückt werden:
Die Verstärkungskarte als eine Funktion der Induktivität, die diese Gleichung verwendet, kann erzeugt werden und ist in 7 gezeigt.
Ohne den Anti-Alias-Filter kann der Verstärkungsplaner weiter vereinfacht werden als: Kp = L(i, θ)·ωref – R
Die Temperatur wird auch die Verstärkungskarte beeinflussen, und zwar durch Zunahme des Motorwiderstands bei höherer Temperatur. In diesem Fall kann der Temperatureffekt, wie folgt, einbezogen werden:
Der letzte Ausdruck ist die Widerstandsveränderung infolge der Temperatureffekte. Die Motortemperatur wird durch den Motortemperatursensor 102 abgefühlt.
Der Stetigzustandsfehler bzw. die Regelabweichung kann signifikant sein, wenn die geplante Verstärkung K_p erniedrigt wird. Die Regelabweichung kann ausgedrückt werden als:
Zum Beispiel ist die nominale Verstärkung für ein typisches Steuersystem ungefähr 2 und der Widerstand ist annähernd 0.1 Ohm, was eine 5% Regelabweichung einführen würde. Da der Verstärkungsplaner jedoch K_p anpassend berechnet, um die Induktivitätsvariation zu kompensieren, kann die Verstärkung K_p klein genug sein, um eine große Regelabweichung zu induzieren. Dies wird durch den Gleichstromverstärkungskompensator 184 berichtigt. Der Gleichstromverstärkungskompensator kann, wie folgt, ausgedrückt werden:
Die Gehäusevibration kann durch den Gebrauch der gleichbleibenden Verstärkungsstromsteuervorrichtung reduziert werden. Beibehalten der Stromsteuerbandbreite auf einem niedrigen Niveau wird die Gehäusebeschleunigung reduzieren, indem eine konstante Verstärkungssteuervorrichtung verwendet wird. Der Verstärkungsplaner wurde in einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet, um die Stromsteuerbandbreite bei angenähert 330 Hz zu halten.
Der Kerbfilter reduzierte die Geräuschverstärkung von dem Rückkoppelungspfad der Stromsteuerschleife. Die Geräuschtransferfunktion von d₂ kann ausgedrückt werden als
Der Nenner ist der gleiche wie die Stromansprechcharakteristikgleichung. Das Motorakustikgeräusch hat einen direkten Bezug zu der Stromregel- bzw Stromsteuerschleife durch das Motorgehäuse oder die Gehäusebeschleunigung. Reduktion des Geräuschansprechens bei dem Strukturmodus ist gleichbedeutend mit Einschränkung der Verstärkung der Stromsteuerschleife bei dieser Frequenz. Ohne den Verstärkungsplaner der vorliegenden Erfindung kann die Bandbreite den Motorstrukturmodus erreichen, der hohe Geräuschverstärkung vorsieht und mehr Akustikgeräusch induziert. Der Verstärkungsplaner wird die Erregung bei dieser Frequenz reduzieren, und zwar durch Beibehalten einer gleichbleibenden Bandbreite, die geringer ist als die höchste variierende Bandbreite ohne die Erfindung.
Der Wert von K_p steht funktionsmäßig in Bezug zu dem Motorstrom, Motorposition, Systemwiderstand und Motortemperatur. Werte für K_p sind vorzugsweise vorbestimmt und in einer Nachschlagetabelle gespeichert.
5 zeigt die Regelanordnung bzw. die geschlossene Schleifenrückkoppelungssteueranordnung für die digitale Motorstromsteuervorrichtung gezeigt. Die Ausgangsgröße des Gleichstromverstärkungskompensators 184, der das Referenzstrombefehlssignal i_rcmd ist, ist mit der Summierungsschaltung 186, wie oben beschrieben, verbunden. Der andere Eingang der Summierschaltung ist das Motorstromrückkoppelungssignal i_s. Der PID-Regler mit variabler Verstärkung wird durch Transferfunktionsbezeichnung G_c dargestellt. Die Transferfunktion für den Kerbfilter 200 wird durch die Transferfunktionsbezeichnung G_n dargestellt. Spannungsgeräusch N_v ist in dem System gegenwärtig und wird als in die Steuerschleife summiert gezeigt. Der Kerbfilter G_n plus das Spannungsrauschen N_v ist mit der Motorspule verbunden, die die Transferfunktionsbezeichnung G_m besitzt. Der Motorstrom im wird summiert mit dem in dem System gegenwärtigen Stromgeräusch N_s, was in einem abgefühlten Rückkoppelungsstrom i_s resultiert. Der abgefühlte Rückkoppelungsstrom i_s wird mit dem Referenzbefehlsstrom i_rcmd durch einen Regelschalter bzw. geschlossenen Schleifenschalter summiert. Der Schalter ist gezeigt, um einen Bruchpunkt zu bestimmen, wenn das normalerweise geschlossene Schleifensystem als ein offenes Schleifensteuersystem betrachtet wird.
Bezugnehmend auf 8 ist eine Bode-Darstellung in dem System für eine offene Schleifentransferfunktion des Phase D Motorstroms im gezeigt zu Motorbefehl i_cmd (der Schalter in der Rückkoppelungsleitung ist offen) mit der Rotorverschiebung um 0° bei unterschiedlichen Strömen. Der Winkel 0° ist der Winkel, bei dem der Rotor ausgerichtet ist, wenn Phase D des Motors erregt ist. Dies wird generell bezeichnet als die ausgerichtete Rotorposition und ist ein stabiler Gleichgewichtspunkt für den Motor, d. h. wenn die Spule erregt ist, wird der Rotor bei 0° bleiben. Der Winkel 30° ist eine Drehung von 30 mechanischen Grad von dem 0° Punkt. Diese Stellung ist ein unstabiler Gleichgewichtspunkt für Phase-D-Erregung, weil der Rotorpol sich genau zwischen zwei Statorpolen befindet, und um die Induktivität zu maximieren, muss sich der Rotor entweder um 0° oder 60° drehen. Diese Darstellung ist für ein Lenksystem ohne die digitale Motorsteuervorrichtung der vorliegenden Erfindung. Wenn sich der Strom erhöht, erhöht sich die Hochfrequenzverstärkung. Die Linie 300 ist ein Stromwert geringer als der Strom, der durch Linie 302 dargestellt wird, der wiederum geringer als der Stromwert ist, der durch Linie 304 dargestellt, der seinerseits geringer ist als der Stromwert, der durch die Linie 306 dargestellt ist.
Die Hochfrequenzverstärkung erhöht sich mit Strom, da sich die Induktivität des Motors mit Strom bei der ausgerichteten Rotorposition vermindert. Der Pol des Motors ist bei der Frequenz R/L und je höher der Pol, desto höher die Verstärkung bei Hochfrequenz.
Eine Darstellung der Motorgehäusebeschleunigung ist in 9 gezeigt, wobei die Linien die gleichen Stromwerte darstellen, die in 8 gezeigt wurden, wiederum ohne die digitale Motorstromsteuervorrichtung der vorliegenden Erfindung. Diese Darstellung zeigt eine Resonanzfrequenz für das Motorgehäuse bei 2,4 kHz.
10 ist eine Bode-Darstellung, wobei die Linien die gleichen Stromwerte wie in 8 gezeigt darstellen, wieder ohne die digitale Motorstromsteuervorrichtung der vorliegenden Erfindung. Diese Darstellung unterscheidet sich dadurch, dass sie eine Rotorverschiebung von 30° darstellt, die die Maximumverschiebung ist, die auftreten würde in einem Vier-Phasen-Motor mit einem Rotor, der sechs Rotorpole besitzt. In dieser Darstellung kann man sehen, dass die Hochfrequenzverstärkungen die gleichen sind, wenn die Motorinduktivität sich bei einem Minimum befindet. Die Hochfrequenzverstärkung ist im Wesentlichen konstant mit sich erhöhendem Strom, da die Induktivität des Motors im Wesentlichen konstant ist in Bezug auf den Strom bei der nicht ausgerichteten Rotorposition.
11 ist ein Frequenzansprechen, dass, die Gehäusebeschleunigung zeigt, wenn der Motorrotor sich in einem 30° Verschiebungszustand befindet, wieder ohne die digitale Motorstromsteuervorrichtung der vorliegenden Erfindung. Man kann sehen, dass die Motorresonanz wieder bei 2,4 kHz auftritt.
12 ist eine Bode-Darstellung einer Regelvorrichtung bzw. geschlossenen Schleifensteuervorrichtung mit konstanter Verstärkungssteuervorrichtung, wenn der Motorrotor um 0° verschoben ist.
13 ist eine Frequenzansprechdarstellung, die die Gehäusebeschleunigung bei Verwendung einer konstanten Verstärkungssteuervorrichtung zeigt. Diese Darstellung zeigt die Gehäusebeschleunigung bei der Motorresonanzfrequenz von 2,4 kHz.
14 ist eine Bode-Darstellung, die die Regelanordnung bzw. geschlossene Schleifensteueranordnung mit dem Verstärkungsplaner zeigt, und zwar gemäß der vorliegenden Erfindung, mit einer Rotorverschiebung von 0° (Verschiebung). Diese Darstellung zeigt eine signifikante Verbesserung in dem Systemfrequenzansprechen und der 3 dB Abrollpunkte (roll-off points), d. h. die Bandbreite der Motorstromsteuerung ist konstanter als für das konstante Verstärkungssystem von 12.
15 ist eine Frequenzansprechdarstellung, die die Gehäusebeschleunigung zeigt, wenn der Verstärkungsplaner, gemäß der vorliegenden Erfindung, bei einer Rotorverschiebung von 0° verwendet wird. Man kann eine wesentliche Verminderung in der Gehäusebeschleunigung sehen, die wiederum gleichbedeutend mit reduziertem, hörbaren Geräusch und reduzierter Drehmomentwelligkeit ist.
Es sei bemerkt, dass es der Effekt des Verstärkungsplaners (13) ist, eine konstantere Bandbreite der Stromtransferfunktion zu erlangen im Vergleich zu dem konstanten Verstärkungssystem (12). Die Verstärkung ist in 13 konstanter, da die verändernde Induktivität der Spule kompensiert wird, wenn sich der Motorstrom erhöht, und zwar durch Verminderung der proportionalen Verstärkung des Systems. Der Effekt des Verstärkungsplaners ist auch, die Beschleunigung des Motorgehäuses zu reduzieren im Vergleich zu einem konstanten Verstärkungssystem (13 und 15).
Der Kerbfilter 200 wirkt, um das Frequenzansprechen der Motorstromsteuervorrichtung innerhalb seiner Steuerbandbreite zu formen. Zum Beispiel vermeidet ein Formen des Frequenzansprechens der Motorstromsteuervorrichtung das Akustikgeräusch durch Aussperren der Resonanzfrequenzen der akustisch empfindlichen Strukturmodi, d. h. jene Frequenzen, bei denen das Statorgehäuse in Resonanz gerät. Durch Steuerung des Akustikgeräuschs kann die Motorstromsteuerbandbreite erhöht werden. Durch Erhöhen dieser Steuerbandbreite wird die Drehmomentwelligkeit reduziert. Der Kerbfilter vermeidet die strukturelle Resonanz, die das Akustikgeräusch erzeugt.
G_c ist die Transferfunktion für die Steuervorrichtung 190. Angenommen, dass die Steuervorrichtung 190 eine proportional/integrale Steuervorrichtung ist, ist ihre Transferfunktion: Gc = Kp(l + KI/s)
Die Transferfunktion G_n für den Kerbfilter 200 ist:
wobei ω_n1, ω_n2 die Frequenzen nahe bei der Kerbe sind und das Verhältnis der Dämpfungsfaktoren ζ1 und ζ2 definiert die Tiefe der Kerbe. In der vorliegenden Erfindung ω_n1 = ω_n2 = 2100·2π, ζ1 = 0,1 und ζ2 = 0,6 sehen ungefähr 15 db Zurückweisung bzw. Sperrung vor. (In diesem Ausführungsbeispiel ist die Motorresonanz bei 2,1 kHz)
Die Motortransferfunktion G_m ist
wobei L die lokale Induktivität des Motors ist und R der Widerstand.
Unter Berücksichtigung der Regel- bzw. Steuerschleifentransferfunktion erhält man: ((ircmd – (im + Ns))GcGn + Nv)Gm = im
Das Befehlsansprechen ist dann:
Das Sensorgeräuschansprechen ist:
Das Spannungsgeräuschansprechen ist:
Bei einem gleichbleibenden Bandbreitenmotor kann die Kerbe G_n verwendet werden, um eine Motorstromsteuervorrichtung zu konstruieren, die das Geräusch bei der Frequenz, wo das strukturelle Geräusch auftritt, dämpft. Wie in 16 und 17 gezeigt, wurde eine Kerbe G_n konstruiert, um 20 dB Dämpfung der Motorgehäusebeschleunigung vorzusehen. Von der Wurzelortanalyse, wie in 18 gezeigt, kann ein Stromregler bzw. eine geschlossene Schleifenstromsteuervorrichtung konstruiert werden, um eine gekerbte, gleichbleibende Bandbreite zu erreichen, die kein Motorstrukturgeräusch erregt. Verglichen mit der niedrigsten Bandbreite einer konstanten Verstärkungssteuervorrichtung, wie in 19 und 20 gezeigt, besitzt die gekerbte, gleichbleibende Bandbreitensteuervorrichtung eine Geräuschvergrößerungsverstärkung während sie eine höhere Bandbreite beibehält. Der niedrigere Abfallverlauf ist 100 Hz und der obere Abfallverlauf ist 600 Hz.
Das Ergebnis der obigen Steuervorrichtung wurde bei 20 rpm getestet und die Gehäusevibration wurde gemessen und mit einer konstanten Verstärkungssteuervorrichtung, (d. h. einer Steuervorrichtung mit konstanter Verstärkung) verglichen. Wie in 21 gezeigt, ist die Leistungsspektraldichte der vorgeschlagenen, gleichbleibenden Kerbbandbreite nur 1,4% der konstanten Verstärkungssteuervorrichtung. Die obere Darstellung in 21 ist ohne den Kerbfilter und die untere Darstellung ist mit der gleichbleibenden Kerbbandbreitensteuervorrichtung.
Hieran angefügt als Anhang A ist eine Kopie einer Softwareprogrammliste zur Implementierung der digitalen Motorstromsteuervorrichtung. Der Verstärkungsplaner und der Kerbfilter könnten implementiert werden, und zwar ent weder digital durch den Gebrauch eins Mikrocomputers, um die in den Figuren dargestellten Funktionen zu erreichen, durch Gebrauch einer diskreten Schaltung oder durch Gebrauch einer Kombination von digitaler und diskreter Implementierung, vorzugsweise in einer ASIC untergebracht.
Aus der obigen Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele der Erfindung werden Fachleute Verbesserungen, Veränderungen und Modifikationen entnehmen. Zum Beispiel werden dynamische Betriebsmerkmale, wie beispielsweise Position, Strom und Temperatur in der Motorsteuerung verwendet. Fachleute werden erkennen, dass Motorfluss in der Motorsteuervorrichtung als ein dynamisches Betriebsmerkmal verwendet werden kann. Solche Verbesserungen, Veränderungen und Modifikationen innerhalb des Fachkönnens sollen durch die angehängten Ansprüche abgedeckt werden.
Gemäß seinem breitesten Aspekt bezieht sich die Erfindung auf eine Motorsteuervorrichtung, die Folgendes aufweist: Mittel zum Summieren eines Motorstrombefehlssignals mit einem Motorstromrückkoppelungssignal und zum Vorsehen eines Fehlerstrombefehlssignals, das einen Wert besitzt, der funktionsmäßig in Bezug steht zu der Differenz zwischen dem Motorstrombefehlssignal und dem Motorstromrückkoppelungssignal.

Claims

Ein Motorregler, der Folgendes aufweist: Mittel (186) zum Summieren eines Motorstrombefehlssignals (i_rcmd) mit einem Motorstromrückkoppelungssignal (i_s) und zum Vorsehen eines Fehlerstrombefehlssignals (Δi_cmd), das einen Wert besitzt, der funktionsmäßig in Bezug steht mit der Differenz zwischen dem Motorstrombefehlssignal und dem Motorstromrückkoppelungssignal; gekennzeichnet durch Notch- bzw. Kerbfiltermittel (Bandsperre) (200) zum Filtern des Fehlerstrombefehlssignals und zum Vorsehen eines gefilterten Strombefehlssignals, wobei das Kerbfilter angepasst ist, um Frequenzen um eine Resonanzfrequenz des Motors (28) herum aus dem Fehlerstrombefehlssignal auszusperren; Antriebsschaltung (120) zum Erregen des Motors ansprechend auf das gefilterte Strombefehlssignal; und einen Motorstromsensor (97) zum Abfühlen des Motorstroms und zum Vorsehen des Motorstromrückkoppelungssignals.
Ein Elektroservolenksystem, das Folgendes aufweist: einen Drehmomentsensor zum Abfühlen des angelegten Lenkdrehmoments an ein Fahrzeuglenkrad und zum Vorsehen eines Signals mit einen Wert, der funktionsmäßig in Bezug steht mit dem angelegten Lenkdrehmoment; einen Motor, der antriebsmäßig mit einem Lenkglied eines Fahrzeugs verbunden ist, um, wenn erregt, Lenkhilfe vorzusehen; eine Motorregler, betriebsmäßig verbunden mit dem Drehmomentsensor zum Vorsehen eines Motorstrombefehlssignals, mit einem Wert, der funktionsmäßig in Bezug steht mit dem Wert des angelegten Lenkdrehmomentsignals; Mittel zum Summieren des Motorstrombefehlssignals mit einem Motorstromrückkoppelungssignal und zum Vorsehen eines Fehlerstrombefehlssignals, das einen Wert besitzt, der funktionsmäßig in Bezug steht mit der Differenz zwischen dem Motorstrombefehlssignal und dem Motorstromrückkoppelungssignal; gekennzeichnet durch Notch- bzw. Kerbfiltermittel zum Filtern des Fehlerstrombefehlssignals und zum Vorsehen eines gefilterten Strombefehlssignals, wobei das Kerbfilter angepasst ist die Frequenzen um eine Resonanzfrequenz des Motors herum aus dem Fehlerstrombefehlssignal auszusperren; eine Antriebsschaltung zum Erregen des Motors ansprechend auf das gefilterte Strombefehlssignal; und einen Motorstromsensor zum Abfühlen des Motorstroms und zum Vorsehen des Motorstromrückkoppelungssignals zu den Summiermitteln.
Das Elektroservolenksystem nach Anspruch 2, das ferner einen Pre-Notch- bzw. Vorkerbfilter umfasst zum Filtern des Motorstrombefehlssignals, um Frequenzkomponenten bei Frequenzen um die Frequenz der Motorresonanz herum aus dem Motorstrombefehlssignal zu entfernen.
Ein Verfahren zum Steuern eines Motors, das folgende Schritte umfasst: Summieren eines Motorstrombefehlssignals mit einem Motorstromrückkoppelungssignal und Vorsehen eines Fehlerstrombefehlssignals, das einen Wert besitzt, der funktionsmäßig in Bezug steht mit der Differenz zwischen dem Motorstrombefehlssignal und dem Motorstromrückkoppelungssignal; Kerbfiltern des Fehlerstrombefehlssignals und Vorsehen eines gefilterten Strombefehlssignals, um Frequenzen um eine Resonanzfrequenz des Motors herum aus dem Fehlerstrombefehlssignal auszusperren; Erregen des Motors ansprechend auf das gefilterte Strombefehlssignal; und Abfühlen des Motorstroms und Vorsehen des Motorstromrückkoppelungssignals.