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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf digitale Teilnehmerleitungsübertragungssysteme (digital
subscriber line (DSL) transmission systems), die eine Hochgeschwindigkeitskommunikation
insbesondere auf einem verdrillten Paar (twisted pair) von Telefonleitungen
erlaubt. Die Erfindung bezieht sich irn Detail auf eine Lösung, die
das Beibehalten einer Orthogonalität eines lokalen Echos ermöglicht.
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Die 1 zeigt
auf sehr schematische Weise ein DSL-Übertragungssystem an einem
Ende einer Telefonleitung 10. Ein serieller Strom von abgehenden
digitalen Daten Dout wird an einen Seriell-zu-Parallel-Wandler 12 geliefert,
der N Multibitwerte, von denen jeder einem komplexen Frequenzdomainkoeffizienten
entspricht, extrahiert. Diese Frequenzdomainkoeffizienten werden
an eine Schaltung 14 für
eine inverse, schnelle Fourier-Transformation (inverse fast Fourier
transform (IFFT)) geliefert, die für jeden Satz von N Koeffizienten
ein Zeitdomainsymbol generiert. Ein Symbol ist somit die Summe von
N sinusförmigen
Teilträgern
von verschiedenen Frequenzen, wobei die Amplitude und Phase eine
jeden Teilträgers
durch die entsprechenden Frequenzdomainkoeffizienten, empfangen
durch die IFFT-Schaltung, bestimmt werden.
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Jedes Symbol wird durch ein Hybridleitungsinterface 16 auf
eine Telefonleitung 10 transferiert. Das Leitungsinterface 16 empfängt ebenfalls
eingehende Symbole von Leitung 10. Diese eingehenden Symbole
werden an eine Schaltung 18 für eine schnelle Fourier-Tranformation
(fast Fourier transform (FFT)) geliefert, die die N Frequenzdomainkoeffizienten
eines jeden empfangenen Symbols extrahieren. Diese Frequenzdomainkoeffizienten
werden in einem eingehenden seriellen Datenstrom Din mittels eines
Parallel-zu-Seriell-Wandlers 20 angeordnet.
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Eine ähnliche Struktur wird an dem
anderen Ende der Leitung 10 vorgesehen.
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Die dargestellten Seriell-Parallel-Umwandlungen
dienen nur zum Zwecke der Klarheit, da in der Praxis die FFT- und
IFFT-Schaltungen direkt auf die seriellen Ströme auf eine Pipeline-Weise
operieren.
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Das System der 1 wird in der US-A-5317596 beschrieben,
das sich auf ein Verfahren und Vorrichtung für die Echokompensierung mittels
Tail-Kompensierung
bzw. Tail Cancellation bezieht.
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2 stellt
das Spektrum der Signale dar, die auf Leitung 10 in solch
einem System übermittelt werden.
Die Bandbreite der Telefonleitung ist in N Kanäle unterteilt, von denen jeder
einem Frequenzdomainkoeffizienten, wie er durch die IFFT- und FFT-Schaltungen
verarbeitet wird, entspricht. Es gibt z. B. N = 2048 Kanäle, von
denen jeder eine Bandbreite von 5 kHz hat. Die ersten Frequenzdomainkoeffizienten
können
11 Bits breit sein und entsprechen so 2048 unterschiedlichen Amplituden/Phasen
in der Zeitdomain. Aufgrund der Dämpfung, die die höheren Frequenzen
auf der Telefonleitung erfahren, können die letzten Frequenzdomainkoeffizienten
nur 2 Bits breit sein.
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Eine Lücke, die in der 2 zu Beginn des Spektrums
gezeigt ist, ist für „reine
alte Telefondienste" bzw. „plain
old telephone services" (POTS)
reserviert.
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3 zeigt
das Spektrum eines Teilträgers f1,
das in einem Symbol übermittelt
wird. Dieses Spektrum ist nicht ein diskreter Wert bei f1, da das Symbol
in einem Fenster abgetastet bzw. gesampled wird. Die Leistungsspektraldichte
hat somit eine Form einer sin(x)/x (sinc) Funktion. Um die Interferenz
der Keulen (lobes) dieses Spektrums gegen über benachbarten Kanälen zu vermeiden,
werden die Teilträger
so gewählt,
dass sie „orthogonal" sind. Dies bedeutet,
dass, wie gezeigt, die Distanz zwischen Teilträgern so gewählt wird; dass jeder Teilträger sich
an einem Nulldurchgang der sinc- bzw. Spaltfunktionen befindet.
Die sinc-Funktionen hängen
nur von der Fensterbreite, die konstant ist, ab und haben somit
eine konstante Pseudoperiode, wobei alle Nullwerte an denselben
Frequenzen haben.
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Um Nah-End- und Lokalecho-Probleme
zu vermeiden, werden die Kanäle
oft nur für
unidirektionale Kommunikation verwendet, wobei theoretisch Nah-End-Echos von abgehenden
Symbolen in Kanälen,
die für
eingehende Symbole nicht verwendet werden, auftreten. In der Praxis
besteht jedoch ein Hauptproblem bei der Implementierung dieser Lösung, wie
es unten beschrieben wird.
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4 zeigt
einen Strom von abgehenden Symbolen S1, S2... auf Leitung 10 und
einen Strom von eingehenden Symbolen S'1, S'2...
. Aus Gründen der
Klarheit wird angenommen, dass die eingehenden Symbole nur einen
Teilträger
(subcarrier) f2 und die ausgehenden Symbole nur einen Teilträger f1 befördern, wobei
die Teiträger
f1 und f2 benachbart sind. Wie dargestellt, sind die eingehenden
und abgehenden Symbole nicht synchronisiert, wobei die Phasenverschiebung
im Wesentlichen von den Charakteristiken der Telefonleitung 10 abhängt. Die FFT-Schaltung 18 synchronisiert
ihr Sampling der eingehenden Symbole, wie es durch die gepunkteten Linien
dargestellt ist. Während
jedes eingehende Symbol durch die FFT-Schaltung 18 gesampelt
wird, wird das Echo des abgehenden Signals ebenfalls gesampelt.
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Aufgrund der Verzögerung zwischen der eingehenden
und abgehenden Symbole werden die Übergänge zwischen den abgehenden
Symbolen in den Echos gesampelt. Solche Übergänge sind Diskontinuitäten, die
ein weites Spektrum in der Frequenzdomain haben. Dies ist in der 3 durch gepunktete Linien
für Teilträger f2 gezeigt.
Diese weite Spektrum beeinflusst alle benachbarten Kanäle.
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5 beschreibt
eine herkömmliche
Lösung,
die in der PCT-Patentanmeldung WO 97/06619 offenbart ist, und zwar
zum Vermeiden dieses Problems,. Jedes Symbol wird um einen zyklischen
Suffix (cyclic suffix (CS)) erweitert, das Iänger ist als die Verzögerung zwischen
den eingehenden und ausgehenden Symbolen. Dieses zyklische Suffix ist
eine einfache Kopie des ersten Teils des entsprechenden Symbols.
(Das zyklische Suffix, das hier erwähnt wird, ist nicht zu verwechseln
mit einem zyklischen Prefix, das herkömmlicherweise für andere Zwecke
verwendet wird. Solch ein zyklisches Prefix, das hier aus Klarheitsgründen nicht
gezeigt ist, entspricht einem Endteil eines jeden Symbols, platziert vor
dem Symbol).
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Wie dargestellt, werden die eingehenden Symbole
außerhalb
des zyklischen Suffix CS gesampelt. Auf diese Art und Weise sampelt
das System das Echo eines Teils eines jeden ausgehenden Symbols,
gefolgt von einem Teil seines zyklischen Suffixes CS, und sieht
so nicht einen Übergang
zwischen zwei Symbolen. Als Folge bleibt das gesampelte Echo orthogonal,
d.h. jeder Teilträger
in dem gesampelten Echo hat ein Spektrum in der sinc-Form, dargestellt
in der kontinuierlichen Linie in der 3 und nicht
das weite Spektrum, das in gepunkteten Linien gezeigt ist.
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Ein Nachteil dieser Lösung ist
es, dass es die Übertragung
eines zyklischen Suffix für
jedes Symbol benötigt,
wobei das Suffix eine Verdoppelung eines Teils des entsprechenden
Symbols, oft 5% des Symbols, ist. Dieses reduziert unausweichlich
den Übertragungsdurchsatz
des Systems um mindestens 5%.
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Man könnte überlegen, das lokale Echo zu löschen, um
die Verwendung eines zyklischen Suffix zu umgehen. Weiterhin würde eine
Löschung
des Inkalen Echos es ermöglichen,
jeden Kanal im Vollduplexmodus, d. h. in beiden Übertragungsrichtungen zu verwenden.
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Die Theorie, wie adaptive Filter,
wie z. B. Filter mit endlicher Impulsantwort (Finite Impulse Response
filters (FIR)), die in Echo-Kompensierern verwendet werden, konstruiert
werden, kann in dem Handbuch „Adaptive
Filter Theory" von
S. Haykin, Prentice-Hall, New Jersey, 1991, gefunden werden.
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Die Verwendung eines Echo-Kompensierers würde dramatisch
den Durchsatz des Systems erhöhen,
doch können
die Hardware-Anforderungen stärker
ansteigen als im Vergleich zu der Durchsatzverbesserung. Tatsächlich sollte
ein adaptiver Filter, der für
die Echo-Kompensierung in einem DSL-Übertragungssystem
verwendet wird, so konstruiert sein, dass alle Zeitdomainsamples
eines momentan zu verarbeitenden Symbols gespeichert werden können, und
weiter zum adaptiven Berechnen von Gewichtungskoeffizienten für eine große Anzahl
von Samples, und zwar bis zu 1000, wenn das Symbol mehr als 1000
Samples besitzt. Die Komplexität
des Algorithmus ist proportional zu dem Produkt der Größe des Filters
mit der Anzahl der zu berechnenden Gewichtungskoeffizienten, da
alle Gewichtungskoeffizienten jedesmal, wenn ein neues Sample empfangen
wird, erneut berechnet werden. Die Anzahl von Samples eines Symbols
ist gleich der Ordnung bzw. Rang der FFT, d. h. der Anzahl der verwendeten
Kanäle.
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Ein Ziel der vorliegenden Erfindung
ist es, ein DSL-Übertragungssystem
mit einem besonders einfachen Aufbau vorzusehen, das den Einsatz
von zyklischen Suffixen, um das lokale Echo orthogonal zu gestalten,
vermeidet.
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Diese Ziel wird durch ein digitales
Teilnehmerleitungsübertragungssystem
bzw. Digital Subscriber Line-Übertragungssystem
erreicht, das Folgendes aufweist: eine Schaltung für eine inverse, schnelle
Fourier-Transformation, die sukzessive abgehende Zeitdomainsymbole
auf einer Teilnehmerleitung aus jeweiligen Gruppen von digitalen
Frequenzdomainkoeffizienten generiert; eine Schaltung zur schnellen
Fourier-Transformation, die Gruppen von digitalen Frequenzdomainkoeffizienten
von jeweiligen eingehenden Zeitdomainsymbolen, die auf der Teilnehmerleitung
empfangen werden, generiert, wobei ein momentan eingehendes Symbol
bezüglich
eines momentan abgehenden Symbols um ein vorbestimmtes Zeitintervall
verzögert
ist; und Mittel zum, während
eines Endteils eines momentanen, eingehenden Symbols, Subtrahieren
eines geschätzten Echos,
das durch einen Filter von einem Signalteil, das dem Ende des momentan
abgehenden Symbols folgt, erhalten wird, van dem auf der Teilnehmerleitung
empfangenen Signal, und zum Addieren, und zwar durch den Filter,
eines Anfangsteils des momentan abgehenden Symbols hierzu, wobei
die Teile eine Zeitdauer haben, die zumindest gleich dem vorbestimmten
Zeitintervall ist.
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Gemäß einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist der Filter ein Filter mit endlicher Impulsantwort,
und zwar mit einer Größe, die
angepasst ist zum Verarbeiten von Samples der Symbole nur während des
vorbestimmten Zeitintervalls, und Mittel aufweist zum kontinuierlichen
Berechnen von Filterkoeffizienten aus den Signalen, die über die
Teilnehmerleitung empfangen und gesendet werden.
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Gemäß einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist das vorbestimmte Zeitintervall gleich einer maximalen
Verzögerung
zwischen den eingehenden und abgehenden Symbolen.
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Gemäß einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung weist das System Folgendes auf: einen FIFO-Speicher,
der die abgehenden Symbole empfängt;
einen Subtrahierer, der angeordnet ist zum Subtrahieren der abgehenden
Symbole von der Ausgabe der Verzögerungsleitung;
wobei der Filter die Ausgabe: bzw. Ausgangsgröße des Subtrahierers empfängt und
nur während
des Zeitintervalls nach dem Ende eines jeden abgehenden Symbols
freigegeben ist.
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Gemäß einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung hat der FIFO-Speicher eine Größe, die nur zum Speichern des
Anfangsteils eines jeden abgehenden Symbols dient, während des
Zeitintervalls von dem Beginn eines jeden abgehenden Symbols an
schreib-freigegeben ist, und während
des Zeitintervalls von dem Ende eines jeden abgehenden Symbols an
lese-freigegeben ist.
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Diese Ziele, Merkmale, Aspekte und
Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung
der Ausführungsbeispiele
offensichtlich, wobei die Beschreibung unter Bezugnahme auf die
beigefügten
Zeichnungen zur Darstellung dient und keinerlei Einschränkung darstellt.
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1 zeigt
schematisch ein zuvor beschriebenes DSL-Übertragungssystem;
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2 stellt
eine Unterteilung der Telefonleitungsbandbreite in verschiedene
Kanäle,
die in DSL-Systemen verwendet werden, dar;
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3 stellt
das Spektrum eines abgetasteten bzw. gesampelten Teilträgers und
eines Nahend-Echos dar;
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4 beschreibt
ursprüngliche
(bare) eingehende und abgehende Symbole auf einer Telefonleitung;
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5 stellt
eingehende und abgehende Symbole mit zyklischen Suffixen auf einer
Telefonleitung dar;
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6 stellt
das Prinzip der vorliegenden Erfindung mit Hilfe von eingehenden
und abgehenden Symbolen in der Zeitdomain dar;
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7 zeigt
schematisch ein Ausführungsbeispiel
der Schaltung gemäß der Erfindung,
die das Prinzip der 6 implementiert;
und
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8 stellt
die eingehenden Symbole mit zyklischen Prefixen auf einer Telefonleitung
dar.
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Um ein lokales Echo orthogonal ohne
Verwendung eines zyklischen Suffixes für jedes Symbol zu gestalten,
ersetzt die vorliegende Erfindung in dem Echosignal den Beitrag
des Anfangsteiles eines jeden Symbols durch den Beitrag des Anfangsteiles des
vorhergehenden Symbols, was der Verwendung von zyklischen Suffixen
ohne das Vorhandensein der zyklischen Suffixe in dem Signal entspricht.
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6 zeigt
sukzessive eingehende und abgehende Symbole in der Zeitdomain, so
wie sie an dem Eingang IN der FFT-Schaltung 18 und dem
Ausgang OUT der IFFT-Schaltung 14 (1) erscheinen. Die eingehenden Symbole
werden um ein Zeitintervall δ verzögert und
werden mit dem lokalen Echo h(.) generiert durch die abgehenden
Symbole, dargestellt.
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Wie dargestellt, überlappt ein momentanes eingehendes
Symbol S'n einen
großen
Endteil des Echos h(Sn) eines momentan abgehenden Symbols Sn und
einen kleinen Anfangsteil h(Xn + 1) des Echos des nächsten abgehenden
Symbols Sn + 1.
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Der Zweck der Erfindung ist es, den
Echoteil h(Xn + 1) durch einen Teil der selben Länge h(Xn) des Anfangs des Echos
von Symbol Sn zu ersetzten.
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In der Praxis wird das Echoteil h(Xn
+ 1) von dem Endteil des momentan empfangenen Symbols S'n subtrahiert, während der
Echoteil h(Xn) hierzu addiert wird. Somit wird ein neues Eingabesignal
IN' generiert, indem
das eingehende Symbol S'n
mit den Echoteilen, die zu einem selben abgehenden Symbol gehören, zusammentreffen,
wodurch die Orthogonalität
erhalten bleibt.
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Da das Echo der abgehenden Symbole
unbekannt ist, sollte die Transferfunktion h der Echoerzeugung, ähnlich wie
in herkömmlichen
Echo-Kompensierern geschätzt
werden. Die geschätzte
Transferfunktion wird als h* bezeichnet. Wie in der 6 symbolisiert, wird die geschätzte Transferfunktion
h* verwendet zum Berechnen, aus dem abgehenden Signal, der Echoteile,
die zu dem eingehenden Signal addiert und subtrahiert werden.
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Im Gegensatz zu herkömmlichen
Echo-Kompensierern werden gemäß der Erfindung
die Echos nur für
kleine Teile eines jeden Symbols, die nicht 5% überschreiten, berechnet. Als
Folge hieraus wird die Größe des zu
verwendenden FIR-Filters gewählt, das
nur 5% des Samples eines jeden Symbols gespeichert wird. Die Anzahl
der zu berechnenden Gewichtungskoeffizienten überschreitet nicht die Größe des Filters.
Wenn z. B. die zu verarbeitenden Symbole 4096 Samples bzw. Abtastwerte
besitzen, wird der Filter eine Größe von 200 besitzen, wobei
die Anzahl der zu berechnenden Gewichtungskoeffizienten ebenfalls
200 ist. Die Komplexität
des Rechnungsalgorithmus hat einen Faktor von 2002 =
40.000, anstelle des herkömmlichen
Faktors von 1000 × 4096
= 4.096.000.
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Die Länge der obigen Echoteile, und
damit die Größe des Filters,
sollte zumindest gleich der Verzögerung δ zwischen
den eingehenden und abgehenden Symbolen sein. Da die Verzögerung δ von verschiedenen
Parametern, wie z. B. Länge
der Teilnehmerleitung abhängt,
wird die Länge
des Filters so gewählt,
dass sie gleich der maximalen Verzögerung ist, was tatsächlich der
Länge,
die herkömmlich
für zyklische
Suffixe gewählt
wurde, entspricht. Wenn die Verzögerung δ jedoch kürzer ist
als der Maximalwert, ist es möglich,
ent sprechend die Zahl der zu berechnenden Gewichtungskoeffizienten
zu reduzieren.
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7 zeigt
schematisch ein Ausführungsbeispiel
einer Schaltung, die das Prinzip, das bezüglich der 6 beschrieben wurde, implementiert. Die abgehenden
Zeitdomainsymbole S, d.h. die Ausgangsgröße OUT der IFFT-Schaltung 14 der 1, werden an eine digitale
Verzögerungsleitung 80 geliefert,
die eine Verzögerung
um ein Symbol einführt. Die
abgehenden Symbole S werden ebenfalls von der Ausgangsgröße der Verzögerungsleitung 80 durch
einen Subtrahierer 82 subtrahiert. Der Subtrahierer 82 liefert
somit die Differenz zwischen einem abgehenden Symbol Sn und dem
nächsten
abgehenden Symbol Sn + 1. Diese Differenz wird an einen FIR-Filter 84 geliefert,
der angepasst wird, um die geschätzte
Transferfunktion h* der lokalen Echo-Erzeugung zu haben.
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Wie zuvor erwähnt, ist der Filter 84 so
konstruiert, dass er nur auf eine Anzahl von Samples entsprechend
der Verzögerung δ oder dem
maximalen Wert hiervon operiert. Wenn der Filter 84 keine Samples,
für die
ein Echo geschätzt
werden soll, empfängt,
wird er in einem Reset-Zustand gehalten, sodass er den Wert Null
vorsieht. Ein beispielhaftes Reset-Signal RST ist in der 6 dargestellt. Es ist inaktiv
mit Beginn eines jeden abgehenden Symbol, und zwar für eine Zeitdauer,
die dem maximalen Wert der Verzögerung δ entspricht.
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Tatsächlich schätzt der Filter 84 mit
dem Aufbau der 7 das
Echo der Differenz von zwei Symbolteilen (die Subtraktion wird durch
Element 82 vor dem Filter erreicht), was der Subtraktion
der Echos von den zwei Teilen entspricht, da der Filter linear ist.
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Die Ausgabe des Filters 84 wird
an einen Addierer 86 vorgesehen, der ebenfalls die eingehenden Symbole
S', die von dem
nicht-orthogonalen Echo beeinflusst werden, empfängt. Addieren 86 liefert
das Eingabesignal IN' der
FFT-Schaltung 18,
wobei das Signal das gewünschte
orthogonale Echo besitzt.
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Die nötigen Gewichtungskoeffizienten
für Filter 84 werden
durch ein Berechnungselement 88, das einen herkömmlichen
Echo-Kompensiereralgorithmus (echo-canceller algorithm) implementiert,
unter Verwendung von Eingangsund Ausgangssignalen IN und OUT vorgesehen.
Da der Berechnungsalgorithmus nicht von der Ausgabe des Filters
abhängt, kann
die Berechnung sogar während
der Perioden, in denen der Filter 84 inaktiv ist, fortgesetzt
werden. Da die Gewichtungskoeffizienten in aufeinanderfolgenden
Iterationen berechnet werden, wird der permanente Betrieb des Algorithmus
eine schnellere Konvergenz der Gewichtungskoeffizienten, insbesondere
in der Start-Up-Phase des Systems ermöglichen.
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Da der Filter 84 nur während kurzer
Zeitperioden, zu Beginn eines jeden abgehenden Symbols, operativ
ist, ist es nicht nötig
ein ganzes Symbol in der Verzögerungsleitung 80 zu
speichern. Die Verzögerungsleitung 80 kann
mit einer Größe, die
angepasst ist, um nur den nötigen
Teil eines jeden Symbols zu speichern, gewählt werden. In diesem Fall wird
die Verzögerungsleitung 80 nur
während
der Perioden, wenn das Reset-Signal RS des Filters inaktiv ist,
freigegeben.
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Aus Gründen der Klarheit wurden herkömmliche
zyklische Prefixe nicht in der obigen Beschreibung berücksichtigt.
Solche Prefixe werden jedoch meistens verwendet.
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In 8 werden
zyklische Prefixe CP zu den Symbolen addiert. Diese Figur zeigt
das eingehende Signal IN, wie es durch das Echo des abgehenden Signals
beeinflusst wird. Ein momentan eingehendes Symbol S'n überlappt
das Echo des momentan abgehenden Symbols Sn und das Prefix des nächsten abgehenden
Symbols Sn + 1. In diesem Fall ist es das Echo des Prefix des nächsten abgehenden
Symbols, das durch das Echo des beginnenden Teils des momentan abgehenden
Symbols ersetzt wird.
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Tatsächlich wird, als allgemeine
Regel für
Signale mit oder ohne zyklische Prefixe, das Echoteil, das nach
dem Echo des abgehenden Symbols kommt, durch das Echo des Anfangsteiles
des abgehenden Symbols ersetzt.
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Die Verzögerungsleitung 80 ist
tatsächlich ein
FIFO-Speicher, der zumindest für
die Zeit δ von Beginn
eines jeden abgehenden Symbols an schreibfreigegeben ist und lese-freigegeben
ist, wenn der Filter 84 operativ ist, d. h. für zumindest eine
Zeitdauer δ von
dem Ende eines jeden abgehenden Symbols an. Entsprechende Schreib-,
Lese- und Reset-Signale W, R, RST sind in der 8 gezeigt.