JP2000299650A - 近端エコーの直交性を保証する手段を有するｄｓｌ伝送システム - Google Patents
近端エコーの直交性を保証する手段を有するｄｓｌ伝送システムInfo
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- JP2000299650A JP2000299650A JP2000059264A JP2000059264A JP2000299650A JP 2000299650 A JP2000299650 A JP 2000299650A JP 2000059264 A JP2000059264 A JP 2000059264A JP 2000059264 A JP2000059264 A JP 2000059264A JP 2000299650 A JP2000299650 A JP 2000299650A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/231—Echo cancellers using readout of a memory to provide the echo replica
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Telephonic Communication Services (AREA)
- Bidirectional Digital Transmission (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Telephone Function (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 ローカルエコーの直交性を可能にしながら周
期的後縁を付加せずに簡単な構成によるＤＳＬ伝送シス
テムを提供する。 【解決手段】 受信すべきシンボル系列は送信されるシ
ンボル系列よりも予め決められた時間だけ遅延させ、各
受信シンボルの終了期間に、加入者電話線路から受信さ
れた信号に対し、現在送信中のシンボルの終了点に続く
ある期間の信号部分からフィルター処理により予測され
たエコー成分を差し引き、また現在送信中のシンボルの
開始点に続くある期間の信号に基づく前記フィルターに
よるエコー予測値を加算し、フィルター処理用の期間が
少なくとも予め設定された時間長であることを特徴とす
る。
期的後縁を付加せずに簡単な構成によるＤＳＬ伝送シス
テムを提供する。 【解決手段】 受信すべきシンボル系列は送信されるシ
ンボル系列よりも予め決められた時間だけ遅延させ、各
受信シンボルの終了期間に、加入者電話線路から受信さ
れた信号に対し、現在送信中のシンボルの終了点に続く
ある期間の信号部分からフィルター処理により予測され
たエコー成分を差し引き、また現在送信中のシンボルの
開始点に続くある期間の信号に基づく前記フィルターに
よるエコー予測値を加算し、フィルター処理用の期間が
少なくとも予め設定された時間長であることを特徴とす
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、特にツイストペア
線からなる加入者電話線路によって高速データー伝送を
可能にするデジタル加入者線伝送システムに関するもの
である。本発明は、とりわけローカル・エコーの直交性
を維持するための解決法を提供するものである。
線からなる加入者電話線路によって高速データー伝送を
可能にするデジタル加入者線伝送システムに関するもの
である。本発明は、とりわけローカル・エコーの直交性
を維持するための解決法を提供するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１は、ＤＳＬ伝送システムにおける電
話線１０の一方の終端部分を概略的に示したものであ
る。送信されるべきシリアル形式のデーターは、複数ビ
ットから成るＮ個の、複素周波数領域に対応した周波数
成分値を生成するシリアル−パラレル変換回路１２へ送
られる。それらの周波数成分値は、１セットのＮ個の周
波数成分から対応する一つの時間領域信号、以降シンボ
ルと称する、を生成する逆ファースト・フーリエ・トラ
ンスフォーム（ＩＦＦＴ）回路１４へ供給される。一つ
の時間領域信号は、Ｎ個の異なった周波数の副搬送波の
サイン信号の合成であり、それらの振幅及び位相は対応
する１セットの周波数成分に基づきＩＦＦＴ回路１４に
よって決定される。
話線１０の一方の終端部分を概略的に示したものであ
る。送信されるべきシリアル形式のデーターは、複数ビ
ットから成るＮ個の、複素周波数領域に対応した周波数
成分値を生成するシリアル−パラレル変換回路１２へ送
られる。それらの周波数成分値は、１セットのＮ個の周
波数成分から対応する一つの時間領域信号、以降シンボ
ルと称する、を生成する逆ファースト・フーリエ・トラ
ンスフォーム（ＩＦＦＴ）回路１４へ供給される。一つ
の時間領域信号は、Ｎ個の異なった周波数の副搬送波の
サイン信号の合成であり、それらの振幅及び位相は対応
する１セットの周波数成分に基づきＩＦＦＴ回路１４に
よって決定される。
【０００３】生成された各シンボルはハイブリッド接続
回路１６を通して、加入者電話線路１０に送出される。
ライン接続回路１６は、また、加入者電話線路１０を通
して伝送されてくるシンボル系列を受信する。各シンボ
ルからＮ個の周波数成分を生成する高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）回路１８へ、受信シンボル系列は送られる。
それらの周波数領域成分は、パラレル−シリアル変換回
路２０により、一つの連続したデーター系列 Ｄｉｎ に
合成される。
回路１６を通して、加入者電話線路１０に送出される。
ライン接続回路１６は、また、加入者電話線路１０を通
して伝送されてくるシンボル系列を受信する。各シンボ
ルからＮ個の周波数成分を生成する高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）回路１８へ、受信シンボル系列は送られる。
それらの周波数領域成分は、パラレル−シリアル変換回
路２０により、一つの連続したデーター系列 Ｄｉｎ に
合成される。
【０００４】同様な回路は加入者電話線路１０他方の端
にも構成される。
にも構成される。
【０００５】図示されているシリアル−パラレル変換回
路は、実際のＦＦＴやＩＦＦＴがパイプライン動作によ
りシリアル・データーに対して直接演算処理を行うの
で、概念説明のための便宜的なものである。
路は、実際のＦＦＴやＩＦＦＴがパイプライン動作によ
りシリアル・データーに対して直接演算処理を行うの
で、概念説明のための便宜的なものである。
【０００６】図２は、上述システムにより加入者電話線
路１０を伝播する信号のスペクトラムを概念的に示した
ものである。加入者電話線路の伝送帯域はＮ個のサブ・
チャネルに分割され、それぞれのサブ・チャネルはＩＦ
ＦＴ及びＦＦＴで処理される各々の周波数領域成分に対
応する。一例として、Ｎ＝２０４８チャネル、夫々のサ
ブ・チャネルの帯域幅は５ＫＨｚの組み合わせがある。
最初の周波数領域成分が１１ビットの場合、時間領域で
は振幅と位相の組み合わせに２０４８通りがある。他
方、高域周波数領域成分では電話線路での減衰特性によ
り、特に最高成分では２ビット程度に留まる。
路１０を伝播する信号のスペクトラムを概念的に示した
ものである。加入者電話線路の伝送帯域はＮ個のサブ・
チャネルに分割され、それぞれのサブ・チャネルはＩＦ
ＦＴ及びＦＦＴで処理される各々の周波数領域成分に対
応する。一例として、Ｎ＝２０４８チャネル、夫々のサ
ブ・チャネルの帯域幅は５ＫＨｚの組み合わせがある。
最初の周波数領域成分が１１ビットの場合、時間領域で
は振幅と位相の組み合わせに２０４８通りがある。他
方、高域周波数領域成分では電話線路での減衰特性によ
り、特に最高成分では２ビット程度に留まる。
【０００７】図２の低域周波数領域のギャップは、アナ
ログ電話サービス用（ＰＯＴＳ）に確保されている。
ログ電話サービス用（ＰＯＴＳ）に確保されている。
【０００８】図３は、ある一つのシンボルを伝送するサ
ブ・キャリアｆ１のスペクトラムを表している。そのス
ペクトラムは、ある幅の窓でサンプリングされるので、
センター周波数ｆ１からなる単一成分とはならない。ス
ペクトラム形状はｓｉｎ（ｘ）／ｘ（以後ｓｉｎｃと略
記）となる。隣接サブ・チャネルの夫々のスペクトラム
の裾野による干渉を避けるために、サブ・チャネルの搬
送波は位相的に相互に直交するように選ばれる。また、
サブ・チャネルの搬送波間隔は、ｓｉｎｃ波形が隣接間
でゼロ・クロスとなるように選ばれる。夫々のｓｉｎｃ
波形は、サンプリングの窓幅、通常一定値、にのみ依存
するので、全体のスペクトラムは擬似周期的となり、一
定の周波数毎にゼロ値となる。
ブ・キャリアｆ１のスペクトラムを表している。そのス
ペクトラムは、ある幅の窓でサンプリングされるので、
センター周波数ｆ１からなる単一成分とはならない。ス
ペクトラム形状はｓｉｎ（ｘ）／ｘ（以後ｓｉｎｃと略
記）となる。隣接サブ・チャネルの夫々のスペクトラム
の裾野による干渉を避けるために、サブ・チャネルの搬
送波は位相的に相互に直交するように選ばれる。また、
サブ・チャネルの搬送波間隔は、ｓｉｎｃ波形が隣接間
でゼロ・クロスとなるように選ばれる。夫々のｓｉｎｃ
波形は、サンプリングの窓幅、通常一定値、にのみ依存
するので、全体のスペクトラムは擬似周期的となり、一
定の周波数毎にゼロ値となる。
【０００９】近端エコーおよびローカル・エコーを防止
するために、各サブ・チャネルは一方通行の非対称で使
用される場合がある。この場合では、近端エコーの影響
を受けたシンボルを送信するサブ・チャネルは、シンボ
ル受信には使用されない。しかしながら、実際上の帯域
有効活用の観点からは適用上の問題がある。以下、その
点を説明する。
するために、各サブ・チャネルは一方通行の非対称で使
用される場合がある。この場合では、近端エコーの影響
を受けたシンボルを送信するサブ・チャネルは、シンボ
ル受信には使用されない。しかしながら、実際上の帯域
有効活用の観点からは適用上の問題がある。以下、その
点を説明する。
【００１０】図４は、加入者電話線路１０上の送信シン
ボル系列Ｓ１，Ｓ２，．．．、及び受信シンボル系列
Ｓ'１，Ｓ'２，．．．を表す。説明を簡単にするため
に、受信シンボル系列は一つのサブ・チャネル搬送波ｆ
２により、同様に送信シンボル系列も一つのサブ・チャ
ネル搬送波ｆ１によるものとし、搬送波ｆ１とｆ２は互
いに隣接していると仮定する。言うまでも無く、受信・
送信シンボル系列間には同期関係はない。位相シフト特
性は、加入者電話線路１０の特性による。ＦＦＴ回路１
８は、破線で示すような関係で、受信シンボル系列に対
して同期的サンプリング動作を行う。従って、受信シン
ボルのサンプリングの際に、エコーの影響を受けた送信
シンボルも同時にサンプリングされることになる。
ボル系列Ｓ１，Ｓ２，．．．、及び受信シンボル系列
Ｓ'１，Ｓ'２，．．．を表す。説明を簡単にするため
に、受信シンボル系列は一つのサブ・チャネル搬送波ｆ
２により、同様に送信シンボル系列も一つのサブ・チャ
ネル搬送波ｆ１によるものとし、搬送波ｆ１とｆ２は互
いに隣接していると仮定する。言うまでも無く、受信・
送信シンボル系列間には同期関係はない。位相シフト特
性は、加入者電話線路１０の特性による。ＦＦＴ回路１
８は、破線で示すような関係で、受信シンボル系列に対
して同期的サンプリング動作を行う。従って、受信シン
ボルのサンプリングの際に、エコーの影響を受けた送信
シンボルも同時にサンプリングされることになる。
【００１１】受信及び送信シンボル間の伝播遅延のため
に、エコーの影響を受けた送信シンボル間の過度期間信
号もサンプリングされることになる。エコーの影響を受
けたシンボル間の過度期間信号は非連続的であり、周波
数領域において一般に広いスペクトラムを有する。その
概念は図３のサブ・チャネル搬送波ｆ２に対応する破線
によって示されている。このような広いスペクトラムは
近接する全てのサブ・チャネルに影響を与える。
に、エコーの影響を受けた送信シンボル間の過度期間信
号もサンプリングされることになる。エコーの影響を受
けたシンボル間の過度期間信号は非連続的であり、周波
数領域において一般に広いスペクトラムを有する。その
概念は図３のサブ・チャネル搬送波ｆ２に対応する破線
によって示されている。このような広いスペクトラムは
近接する全てのサブ・チャネルに影響を与える。
【００１２】図５は、そうした問題を解決するために、
ＰＣＴ特許出願ＷＯ９７／０６６１９で提案されている
方式を示したものである。各々のシンボルは、送信・受
信シンボル間の伝播遅延時間よりも長い時間幅の周期的
な後縁（サフィックス）付加により時間拡張される。こ
の周期的に挿入される後縁（サフィックス）は、対応す
るシンボルの単なる最初の部分のコピー・データーでよ
い。（この周期的後縁（サフィックス）は、他の特定目
的の為に周期的にシンボルの先頭部分に付加される前縁
（プリフィックス）と混同されるべきではない。そのよ
うな周期的前縁は、図には明示されてないが、各々のシ
ンボルの後部に対応して挿入され、続くシンボルの前に
置かれることになる。）
ＰＣＴ特許出願ＷＯ９７／０６６１９で提案されている
方式を示したものである。各々のシンボルは、送信・受
信シンボル間の伝播遅延時間よりも長い時間幅の周期的
な後縁（サフィックス）付加により時間拡張される。こ
の周期的に挿入される後縁（サフィックス）は、対応す
るシンボルの単なる最初の部分のコピー・データーでよ
い。（この周期的後縁（サフィックス）は、他の特定目
的の為に周期的にシンボルの先頭部分に付加される前縁
（プリフィックス）と混同されるべきではない。そのよ
うな周期的前縁は、図には明示されてないが、各々のシ
ンボルの後部に対応して挿入され、続くシンボルの前に
置かれることになる。）
【００１３】既に示したように、受信シンボル系列のサ
ンプリングにおいて、周期的後縁ＣＳの一部がサンプリ
ングされる。この場合、システムは周期的後縁ＣＳを伴
う各送信シンボルのエコー部分をサンプリングするが、
シンボル系列が連続することによる過度期間は存在しな
い。従って、サンプリングされるエコー成分も直交性が
維持される。サンプリングされるエコー成分は、各々の
サブ・チャネルの搬送波周波数を中心として、図３の実
線に示すようにｓｉｎｃ関数形状のスペクトラムとな
り、点線で示すような広がったスペクトラムとはなら
ず、妨害を与えることはない。
ンプリングにおいて、周期的後縁ＣＳの一部がサンプリ
ングされる。この場合、システムは周期的後縁ＣＳを伴
う各送信シンボルのエコー部分をサンプリングするが、
シンボル系列が連続することによる過度期間は存在しな
い。従って、サンプリングされるエコー成分も直交性が
維持される。サンプリングされるエコー成分は、各々の
サブ・チャネルの搬送波周波数を中心として、図３の実
線に示すようにｓｉｎｃ関数形状のスペクトラムとな
り、点線で示すような広がったスペクトラムとはなら
ず、妨害を与えることはない。
【００１４】この方式の問題点は以下の通りである。各
送信シンボルに周期的後縁ＣＳを付加せねばならず、そ
の中身は各シンボルの一部分のコピーであり、データー
量的には、全シンボル・データーの５％にも及ぶことは
しばしばである。このことは、送信効率を少なくとも５
％低下させることを意味する。
送信シンボルに周期的後縁ＣＳを付加せねばならず、そ
の中身は各シンボルの一部分のコピーであり、データー
量的には、全シンボル・データーの５％にも及ぶことは
しばしばである。このことは、送信効率を少なくとも５
％低下させることを意味する。
【００１５】上述の周期的後縁ＣＳ付加を避けるため
に、ローカル・エコーをキャンセルする方法が考えられ
る。また更に、エコー・キャンセリングは、各サブ・チ
ャネルを全二重化、即ち双方向伝送を可能にする。
に、ローカル・エコーをキャンセルする方法が考えられ
る。また更に、エコー・キャンセリングは、各サブ・チ
ャネルを全二重化、即ち双方向伝送を可能にする。
【００１６】一般に、エコー・キャンセリング等で使わ
れる有限インパルス・レスポンス・フィルター（ＦＩ
Ｒ）などの適応型フィルターの設計理論は、Ｓ．Ｈａｙ
ｋｉｎ著「適応型フィルター理論(Adaptive Filter The
ory)」、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ出版、ニュージャ
ージー、１９９１年、に詳しい。本文では、同書を参考
文献としている。
れる有限インパルス・レスポンス・フィルター（ＦＩ
Ｒ）などの適応型フィルターの設計理論は、Ｓ．Ｈａｙ
ｋｉｎ著「適応型フィルター理論(Adaptive Filter The
ory)」、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ出版、ニュージャ
ージー、１９９１年、に詳しい。本文では、同書を参考
文献としている。
【００１７】エコー・キャンセラーの適用は、システム
の伝送効率を著しく改善するが、効率改善以上のハード
ウエア面でのリソース増が要求される。実際、ＤＳＬ伝
送システムに適用されるエコー・キャンセラーのための
適応型フィルターは、処理中のシンボルの全サンプリン
グデーターをストアし、もしその処理シンボルが１００
０サンプルをもたらすのであれば、１０００個に及ぶ適
応的重み付け係数の計算処理能力を有するものでなけれ
ばならない。新しいサンプル値が到達する度に全ての重
み付け係数は再計算されねばならないために、その処理
アルゴリズムの複雑度は、適応的重み付け係数の計算個
数の自乗に比例する。一つのシンボルのサンプリング数
は、即ちサブ・チャネル数に等しく、およそフィルター
次数の自乗程となる。
の伝送効率を著しく改善するが、効率改善以上のハード
ウエア面でのリソース増が要求される。実際、ＤＳＬ伝
送システムに適用されるエコー・キャンセラーのための
適応型フィルターは、処理中のシンボルの全サンプリン
グデーターをストアし、もしその処理シンボルが１００
０サンプルをもたらすのであれば、１０００個に及ぶ適
応的重み付け係数の計算処理能力を有するものでなけれ
ばならない。新しいサンプル値が到達する度に全ての重
み付け係数は再計算されねばならないために、その処理
アルゴリズムの複雑度は、適応的重み付け係数の計算個
数の自乗に比例する。一つのシンボルのサンプリング数
は、即ちサブ・チャネル数に等しく、およそフィルター
次数の自乗程となる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、ロー
カル・エコーの直交性を可能にしながら、周期的後縁Ｃ
Ｓを付加することなく、簡単な構成によるＤＳＬ伝送シ
ステムを提供することにある。
カル・エコーの直交性を可能にしながら、周期的後縁Ｃ
Ｓを付加することなく、簡単な構成によるＤＳＬ伝送シ
ステムを提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明の目的及び他の目
的は、デジタル化された周波数領域成分の各々のグルー
プから連結した時間領域信号を生成し加入者電話線路に
送出するための逆高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ）を
備え、また、加入者電話線路から受信した各々の時間領
域シンボル系列からデジタル化された周波数領域成分の
グループを生成する高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）を
備え、さらに、受信すべきシンボル系列は送信されるシ
ンボル系列よりも予め決められた時間だけ遅延させら
れ、これにより、各受信シンボルの終了期間に、加入者
電話線路から受信された信号に対し、現在送信中のシン
ボルの終了点に続くある期間の信号部分からフィルター
処理により予測されたエコー成分を差し引き、また現在
送信中のシンボルの開始点に続くある期間の信号に基づ
く前記フィルターによるエコー予測値を加算し、フィル
ター処理用の前記期間が少なくとも前記の予め設定され
た時間長であることを特徴とするＤＳＬ伝送システムで
ある。
的は、デジタル化された周波数領域成分の各々のグルー
プから連結した時間領域信号を生成し加入者電話線路に
送出するための逆高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ）を
備え、また、加入者電話線路から受信した各々の時間領
域シンボル系列からデジタル化された周波数領域成分の
グループを生成する高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）を
備え、さらに、受信すべきシンボル系列は送信されるシ
ンボル系列よりも予め決められた時間だけ遅延させら
れ、これにより、各受信シンボルの終了期間に、加入者
電話線路から受信された信号に対し、現在送信中のシン
ボルの終了点に続くある期間の信号部分からフィルター
処理により予測されたエコー成分を差し引き、また現在
送信中のシンボルの開始点に続くある期間の信号に基づ
く前記フィルターによるエコー予測値を加算し、フィル
ター処理用の前記期間が少なくとも前記の予め設定され
た時間長であることを特徴とするＤＳＬ伝送システムで
ある。
【００２０】本発明によれば、フィルターは有限インパ
ルス・レスポンス型であり、前記受信シンボルの終了期
間におけるシンボルのサンプリング数量を処理するのに
対応したサイズのものでよく、加入者電話線路の受信お
よび送信信号から連続的に重み付け係数を計算する能力
を持つ。
ルス・レスポンス型であり、前記受信シンボルの終了期
間におけるシンボルのサンプリング数量を処理するのに
対応したサイズのものでよく、加入者電話線路の受信お
よび送信信号から連続的に重み付け係数を計算する能力
を持つ。
【００２１】本発明によれば、予め設定された時間長は
送信及び受信シンボルの最大遅延時間と等しくなるよう
に設定される。
送信及び受信シンボルの最大遅延時間と等しくなるよう
に設定される。
【００２２】本発明によれば、本システムは送信シンボ
ル系列を一時格納するＦＩＦＯメモリーを有し、遅延ラ
イン出力から送信シンボルを差し引く減算回路が設けら
れ、その減算回路からの出力が入力され、かつ前記設定
時間長のみ動作させられる前記フィルターを有し、フィ
ルターからの出力及び受信シンボルが入力される加算回
路から成る。
ル系列を一時格納するＦＩＦＯメモリーを有し、遅延ラ
イン出力から送信シンボルを差し引く減算回路が設けら
れ、その減算回路からの出力が入力され、かつ前記設定
時間長のみ動作させられる前記フィルターを有し、フィ
ルターからの出力及び受信シンボルが入力される加算回
路から成る。
【００２３】本発明によれば、ＦＩＦＯメモリーは各送
信シンボルの開始部分を格納するに足る容量で十分であ
り、その送信シンボルの開始点から前記設定時間長の間
だけ書き込み動作が行われ、同送信シンボルの終了点か
ら前記設定時間長の間だけ読み出し動作が行われる。
信シンボルの開始部分を格納するに足る容量で十分であ
り、その送信シンボルの開始点から前記設定時間長の間
だけ書き込み動作が行われ、同送信シンボルの終了点か
ら前記設定時間長の間だけ読み出し動作が行われる。
【００２４】
【発明の実施の形態】本発明では、周期的後縁部を各シ
ンボルに付加することなく、ローカル・エコーの直交性
を保つために、エコー信号成分中、各シンボルの開始部
分からの寄与は先行するシンボルの開始部分からの寄与
によって置換され、それは効果として、各シンボルへの
周期的後縁部を付加すること無しに同等の結果をもたら
す。
ンボルに付加することなく、ローカル・エコーの直交性
を保つために、エコー信号成分中、各シンボルの開始部
分からの寄与は先行するシンボルの開始部分からの寄与
によって置換され、それは効果として、各シンボルへの
周期的後縁部を付加すること無しに同等の結果をもたら
す。
【００２５】図６は、時間領域での連続する入力及び出
力シンボル系列を表し、図１におけるＦＦＴ回路１８の
入力端子ＩＮ及びＩＦＦＴ回路１４の出力ＯＵＴに夫々
対応する。入力シンボル系列は遅延時間δだけ遅延させ
られ、出力シンボル系列によって発生したローカル・エ
コーｈ（．）と一緒に示されている。
力シンボル系列を表し、図１におけるＦＦＴ回路１８の
入力端子ＩＮ及びＩＦＦＴ回路１４の出力ＯＵＴに夫々
対応する。入力シンボル系列は遅延時間δだけ遅延させ
られ、出力シンボル系列によって発生したローカル・エ
コーｈ（．）と一緒に示されている。
【００２６】同図に示すように、現時点で入力するシン
ボルＳ'ｎには、同時点で出力されるシンボルＳｎによ
る大きな近端エコーｈ(Ｓｎ)及び続いて送信されるシン
ボルＳｎ＋１の開始部分による低いレベルのエコーｈ
(Ｘｎ＋１)が重乗されている。
ボルＳ'ｎには、同時点で出力されるシンボルＳｎによ
る大きな近端エコーｈ(Ｓｎ)及び続いて送信されるシン
ボルＳｎ＋１の開始部分による低いレベルのエコーｈ
(Ｘｎ＋１)が重乗されている。
【００２７】本発明の一つの目的は、エコー成分ｈ(Ｘ
ｎ＋１)をシンボルＳｎのエコー成分の初期の同一長の
部分ｈ(Ｘｎ)で置換することにある。
ｎ＋１)をシンボルＳｎのエコー成分の初期の同一長の
部分ｈ(Ｘｎ)で置換することにある。
【００２８】実際、エコー成分ｈ(Ｘｎ＋１)は、現時点
で受信されているシンボルＳ'ｎの終了部分から減算さ
れ、一方エコー成分ｈ(Ｘｎ)は加算される。このように
して、新しい入力信号ＩＮ'が生成され、入力シンボル
Ｓ'ｎは同時点で出力されるシンボルによるエコー成分
と性質が合致する。従って、直交性が維持されることに
なる。
で受信されているシンボルＳ'ｎの終了部分から減算さ
れ、一方エコー成分ｈ(Ｘｎ)は加算される。このように
して、新しい入力信号ＩＮ'が生成され、入力シンボル
Ｓ'ｎは同時点で出力されるシンボルによるエコー成分
と性質が合致する。従って、直交性が維持されることに
なる。
【００２９】出力シンボルのエコー発生については未知
であるので、エコー発生の伝達関数については、従来の
エコー・キャンセラーの場合と同様に推定する必要があ
る。推定された伝達関数はｈ＊と表現する。図６に表記
されているように、この推定された伝達関数ｈ＊は、入
力シンボルに対して出力シンボル処理によりエコー成分
を加・減算するために用いられる。
であるので、エコー発生の伝達関数については、従来の
エコー・キャンセラーの場合と同様に推定する必要があ
る。推定された伝達関数はｈ＊と表現する。図６に表記
されているように、この推定された伝達関数ｈ＊は、入
力シンボルに対して出力シンボル処理によりエコー成分
を加・減算するために用いられる。
【００３０】従来のエコー・キャンセラーとは対照的
に、本発明では、エコー成分は各シンボルの極わずかな
部分、全体の５％を越えない、に基づき計算されること
が特徴である。従って、ＦＩＲフィルターのサイズは各
シンボルの５％をサンプリングしストアするに足れば十
分である。計算すべき重み付け係数の個数はフィルター
のサイズを越えることはない。例えば、各シンボルが４
０９６サンプルから成る場合、フィルターは２００のサ
イズで済み、重み付け係数の計算個数は同様に２００で
済む。故に、計算アルゴリズムの複雑度は２００の自
乗、即ち４０，０００程度となる。他方の、従来方法で
はオーダー的に１０００×４０９６＝４，０９６，００
０と非常に大きい。
に、本発明では、エコー成分は各シンボルの極わずかな
部分、全体の５％を越えない、に基づき計算されること
が特徴である。従って、ＦＩＲフィルターのサイズは各
シンボルの５％をサンプリングしストアするに足れば十
分である。計算すべき重み付け係数の個数はフィルター
のサイズを越えることはない。例えば、各シンボルが４
０９６サンプルから成る場合、フィルターは２００のサ
イズで済み、重み付け係数の計算個数は同様に２００で
済む。故に、計算アルゴリズムの複雑度は２００の自
乗、即ち４０，０００程度となる。他方の、従来方法で
はオーダー的に１０００×４０９６＝４，０９６，００
０と非常に大きい。
【００３１】本発明では、上記のエコー補償部分の長
さ、つまりフィルターのサイズは、少なくとも入力及び
出力シンボル系列間の遅延時間δに等しくなければなら
ない。この遅延時間δは、様々なパラメーター、例え
ば、加入者電話線路長に依存し、フィルター長も、従来
の周期的後縁部付加の場合の時間幅としても選定される
最大遅延時間に等しくなるように設定される。しかしな
がら、遅延時間δが最大遅延時間よりも小さい場合に
は、重み付け係数計算量を減らすことが出来る。
さ、つまりフィルターのサイズは、少なくとも入力及び
出力シンボル系列間の遅延時間δに等しくなければなら
ない。この遅延時間δは、様々なパラメーター、例え
ば、加入者電話線路長に依存し、フィルター長も、従来
の周期的後縁部付加の場合の時間幅としても選定される
最大遅延時間に等しくなるように設定される。しかしな
がら、遅延時間δが最大遅延時間よりも小さい場合に
は、重み付け係数計算量を減らすことが出来る。
【００３２】図７は、図６の動作原理に基づき、本発明
の回路構成概念を示す図である。出力される時間領域シ
ンボルＳ、即ちＩＦＦＴの出力ＯＵＴ信号は、一個のシ
ンボル長相当の遅延を付加するデジタル遅延ライン８０
に供給される。出力シンボル系列Ｓは、遅延ライン８０
の出力から減算回路８２によって減算される。従って、
減算回路８２は、出力シンボルＳｎと続く出力シンボル
Ｓｎ＋１の差分を出力する。この差分信号は、ローカル
・エコー推定のための伝達関数ｈ＊を実現するためのＦ
ＩＲフィルター８４に供給される。
の回路構成概念を示す図である。出力される時間領域シ
ンボルＳ、即ちＩＦＦＴの出力ＯＵＴ信号は、一個のシ
ンボル長相当の遅延を付加するデジタル遅延ライン８０
に供給される。出力シンボル系列Ｓは、遅延ライン８０
の出力から減算回路８２によって減算される。従って、
減算回路８２は、出力シンボルＳｎと続く出力シンボル
Ｓｎ＋１の差分を出力する。この差分信号は、ローカル
・エコー推定のための伝達関数ｈ＊を実現するためのＦ
ＩＲフィルター８４に供給される。
【００３３】既に説明しているように、フィルター８４
は、遅延時間δまたは線路の最大遅延時間に対応するサ
ンプリング・データーにのみ動作するように構成されて
いる。フィルター８４がエコーを推定するためのサンプ
リング・データーを受け取っていない場合には、同フィ
ルターはリセット状態にあり、従ってゼロ・エコー出力
となる。リセット・シグナルＲＳＴが図６には明示され
ている。フィルター８４は、出力シンボルの開始点から
終了点に続く遅延時間δまたは最大遅延時間の開始点ま
では、停止状態にある。
は、遅延時間δまたは線路の最大遅延時間に対応するサ
ンプリング・データーにのみ動作するように構成されて
いる。フィルター８４がエコーを推定するためのサンプ
リング・データーを受け取っていない場合には、同フィ
ルターはリセット状態にあり、従ってゼロ・エコー出力
となる。リセット・シグナルＲＳＴが図６には明示され
ている。フィルター８４は、出力シンボルの開始点から
終了点に続く遅延時間δまたは最大遅延時間の開始点ま
では、停止状態にある。
【００３４】実際、図７の構成により、フィルター８４
は二個の続くシンボルの差分からエコー成分を推定する
が、（減算はフィルター処理の前に減算回路８２によっ
て行われる）線形フィルターであるために、同二個のシ
ンボルの各々のエコー成分の差分と等価である。
は二個の続くシンボルの差分からエコー成分を推定する
が、（減算はフィルター処理の前に減算回路８２によっ
て行われる）線形フィルターであるために、同二個のシ
ンボルの各々のエコー成分の差分と等価である。
【００３５】フィルター８４の出力は加算回路８６に供
給されるが、同時に非直交性のエコーの影響を受けた入
力シンボル Ｓ'を受け取る。加算回路８６はＦＦＴ回路
１８に対して、望ましい直交性エコー信号を入力信号Ｉ
Ｎ'として供給する。
給されるが、同時に非直交性のエコーの影響を受けた入
力シンボル Ｓ'を受け取る。加算回路８６はＦＦＴ回路
１８に対して、望ましい直交性エコー信号を入力信号Ｉ
Ｎ'として供給する。
【００３６】フィルター８４の動作のための重み付け係
数は、入力信号ＩＮ及び出力信号ＯＵＴを用い従来のエ
コー・キャンセラーアルゴリズムによって動作する演算
回路８８から供給される。この計算アルゴリズムはフィ
ルター出力値には依存しないために、フィルター８４が
停止状態にあっても動作し得る。従って、重み付け係数
の算出及び評価は反復され、この連続動作は、重み付け
係数算出計算の収束を速めることにつながり、特にシス
テムのスタートアップ特性は大きく改善される。
数は、入力信号ＩＮ及び出力信号ＯＵＴを用い従来のエ
コー・キャンセラーアルゴリズムによって動作する演算
回路８８から供給される。この計算アルゴリズムはフィ
ルター出力値には依存しないために、フィルター８４が
停止状態にあっても動作し得る。従って、重み付け係数
の算出及び評価は反復され、この連続動作は、重み付け
係数算出計算の収束を速めることにつながり、特にシス
テムのスタートアップ特性は大きく改善される。
【００３７】フィルター８４は、各送信シンボルの開始
点での短時間でしか動作しないので、遅延ライン８０に
はシンボルの全サンプリング・データーをストアしてお
く必要は無い。遅延ライン８０は各シンボルの必要な部
分のみストアするように構成される。この場合には、遅
延ライン８０は、フィルター８０のＲＳＴ信号が不活性
の時にのみ、動作する。
点での短時間でしか動作しないので、遅延ライン８０に
はシンボルの全サンプリング・データーをストアしてお
く必要は無い。遅延ライン８０は各シンボルの必要な部
分のみストアするように構成される。この場合には、遅
延ライン８０は、フィルター８０のＲＳＴ信号が不活性
の時にのみ、動作する。
【００３８】説明を簡単にするために、従来用いられて
いる周期的前縁部挿入は、上の説明では触れられなかっ
たが、大抵の場合ではそうした方法が適用される。
いる周期的前縁部挿入は、上の説明では触れられなかっ
たが、大抵の場合ではそうした方法が適用される。
【００３９】図８では、周期的前縁部ＣＰが各シンボル
間に挿入されている。この図中では、入力信号ＩＮは送
信信号のエコーの影響を受けている。受信中のシンボル
Ｓ'ｎは、現時点で送信中のシンボルＳｎのエコー成分
及び続く送信シンボルＳｎ＋１の前縁部のエコー成分を
含むものとなっている。この場合には、続く送信シンボ
ルの前縁部に起因するエコー成分は、現時点で送信中の
シンボルの先頭部分に起因するエコー成分によって置換
される。
間に挿入されている。この図中では、入力信号ＩＮは送
信信号のエコーの影響を受けている。受信中のシンボル
Ｓ'ｎは、現時点で送信中のシンボルＳｎのエコー成分
及び続く送信シンボルＳｎ＋１の前縁部のエコー成分を
含むものとなっている。この場合には、続く送信シンボ
ルの前縁部に起因するエコー成分は、現時点で送信中の
シンボルの先頭部分に起因するエコー成分によって置換
される。
【００４０】実際、周期的前縁部の有無に関する一般的
な信号理論により、ある出力シンボルに伴うエコー発生
に続く新たなるエコーは、最初の出力シンボルによるエ
コーによって置換することが可能である。
な信号理論により、ある出力シンボルに伴うエコー発生
に続く新たなるエコーは、最初の出力シンボルによるエ
コーによって置換することが可能である。
【００４１】遅延ライン８０は、実際にはＦＩＦＯメモ
リーであり、各送信シンボルの開始点から少なくとも時
間δの間は書き込み可能となり、各送信シンボルの終了
点から少なくとも時間δの間はフィルター８４が動作す
るので、遅延ライン８０は読み出し可能となるように動
作する。関係するライト制御、リード制御、リセットの
各信号、Ｗ，Ｒ，ＲＳＴのタイミング関係は図８に示す
通りである。
リーであり、各送信シンボルの開始点から少なくとも時
間δの間は書き込み可能となり、各送信シンボルの終了
点から少なくとも時間δの間はフィルター８４が動作す
るので、遅延ライン８０は読み出し可能となるように動
作する。関係するライト制御、リード制御、リセットの
各信号、Ｗ，Ｒ，ＲＳＴのタイミング関係は図８に示す
通りである。
【００４２】以上述べた本発明の実施形態及び実施例
は、本発明を例示的に示すものであって、上述した部分
にのみ限定されるものではなく、本発明は他の種々の変
形適用で実施することが出来る。従って、本発明の範囲
は、特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定
されるものである。
は、本発明を例示的に示すものであって、上述した部分
にのみ限定されるものではなく、本発明は他の種々の変
形適用で実施することが出来る。従って、本発明の範囲
は、特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定
されるものである。
【図１】既に説明したＤＳＬ伝送システムの概要を示す
図である。
図である。
【図２】ＤＳＬ伝送システムで適用される周波数帯域の
サブ・チャネルへの分割を示す図である。
サブ・チャネルへの分割を示す図である。
【図３】サンプリングされた一つのサブ・チャネル信号
のスペクトラム、及び近端エコーを示す図である。
のスペクトラム、及び近端エコーを示す図である。
【図４】加入者電話線路における、入力及び出力シンボ
ルを示す図である。
ルを示す図である。
【図５】加入者電話線路における、周期的後縁部ＣＳを
有する入力及び出力シンボルを示す図である。
有する入力及び出力シンボルを示す図である。
【図６】時間領域での入力及び出力シンボルにより、本
発明の動作原理を説明する図である。
発明の動作原理を説明する図である。
【図７】図６の動作原理に基づき、本発明の回路構成概
念を示す図である。
念を示す図である。
【図８】加入者電話線路における、周期的前縁部を有す
る入力シンボルを示す図である。
る入力シンボルを示す図である。
フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｍ 3/00 Ｈ０４Ｍ 3/00 Ｃ (72)発明者 オリヴィエ イソン フランス国， 38700 ラ トロンシュ, ブウルヴァール ドゥ ラ シャントゥ ルネ， 24番地 (72)発明者 トマス ノルトシュトローム スウェーデン国， 977 53 ルレア， プラクティカントヴァーゲン ８番地
Claims (5)
- 【請求項１】 デジタル化された周波数領域成分の各々
のグループから連結した時間領域信号を生成し加入者電
話線路に送出するための逆高速フーリエ変換回路（ＩＦ
ＦＴ）（１４）と、 加入者電話線路から受信した各々の時間領域シンボル系
列（Ｓ')からデジタル化された周波数領域成分のグルー
プを生成する高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）（１８）
とを有し、受信すべきシンボル系列は送信されるシンボ
ル系列よりも予め決められた時間（δ）だけ遅延させら
れており、 各受信シンボルの終了期間に、加入者電話線路から受信
された信号（ＩＮ）に対し、現在送信中のシンボルの終
了点に続くある期間の信号部分（Ｘｎ＋１）からフィル
ター（８４）により予測されたエコー成分を減算し（８
２）、また現在送信中のシンボルの開始点に続くある期
間の信号（Ｘｎ）に基づく前記フィルター（８４）によ
るエコー予測値を加算し（８６）、フィルター処理用の
前記期間が少なくとも前記の予め設定された時間長であ
ることを特徴とするデジタル加入者線路伝送システム。 - 【請求項２】 前記フィルター（８４）が、有限インパ
ルス・レスポンス型であり、前記の予め設定された時間
長の間のみのサンプリング・データーを処理する適応サ
イズのものであり、また加入者電話線路上の受信信号
（ＩＮ）及び送信信号（ＯＵＴ）から重み付け係数の連
続計算を行う演算回路（８８）を有することを特徴とす
る請求項１に記載のシステム。 - 【請求項３】 前記の予め設定された時間長が、受信及
び送信シンボル間の最大遅延時間であることを特徴とす
る請求項１に記載のシステム。 - 【請求項４】 出力シンボルを受け取るよう構成される
ＦＩＦＯメモリー（８０）と遅延ライン（８０）の出力
から出力シンボルを減算処理するように構成される減算
回路（８２）と前記フィルター（８４）が前記減算回路
（８２）からの出力を受け取り、各送信シンボルの終了
点から前記の予め定められた時間長だけ動作するよう構
成され、 前記フィルター（８４）の出力と前記入力シンボルとを
受け取るよう構成される加算回路（８６）がもうけられ
ることを特徴とする請求項１記載のシステム。 - 【請求項５】 前記ＦＩＦＯメモリーは、各送信シンボ
ルの開始部分のみをストアするに足るだけの容量を持
ち、各送信シンボルの開始点から前記の予め定められた
時間長だけ書き込み動作が可能であり、また各送信シン
ボルの終了点から前記の予め定められた時間長だけ読み
出し動作が可能なように構成されていることを特徴とす
る請求項４に記載のシステム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP99410014.7 | 1999-03-05 | ||
| EP99410014A EP1035700B1 (en) | 1999-03-05 | 1999-03-05 | DSL transmission system with means for ensuring local echo orthogonality |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000299650A true JP2000299650A (ja) | 2000-10-24 |
Family
ID=8242243
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000059264A Withdrawn JP2000299650A (ja) | 1999-03-05 | 2000-03-03 | 近端エコーの直交性を保証する手段を有するｄｓｌ伝送システム |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7103015B1 (ja) |
| EP (1) | EP1035700B1 (ja) |
| JP (1) | JP2000299650A (ja) |
| DE (1) | DE69907864T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100377429B1 (ko) * | 2000-12-29 | 2003-03-26 | 엘지전자 주식회사 | 에이디에스엘 시스템의 에코 제거장치 및 그 제어방법 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU2003276812A1 (en) | 2002-06-14 | 2003-12-31 | Globespan Virata Incorporated | System and method for applying transmit windowing in adsl+ networks |
| US20060203896A1 (en) * | 2005-03-11 | 2006-09-14 | Axel Clausen | Semi-digital duplexing |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0748681B2 (ja) * | 1989-02-23 | 1995-05-24 | 日本電気株式会社 | エコー消去器の係数制御方法 |
| US5317596A (en) * | 1992-12-01 | 1994-05-31 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University | Method and apparatus for echo cancellation with discrete multitone modulation |
| GB9323337D0 (en) * | 1993-11-11 | 1994-01-05 | Marconi Gec Ltd | High-speed digital subscriber lines |
| US5623513A (en) * | 1993-12-13 | 1997-04-22 | Amati Communications Corporation | Mitigating clipping and quantization effects in digital transmission systems |
| US5577116A (en) * | 1994-09-16 | 1996-11-19 | North Carolina State University | Apparatus and method for echo characterization of a communication channel |
| US5521908A (en) * | 1995-04-20 | 1996-05-28 | Tellabs Operations Inc. | Method and apparatus for providing reduced complexity echo cancellation in a multicarrier communication system |
| SE9502775L (sv) * | 1995-08-04 | 1997-02-05 | Telia Ab | Förfarande för att undertrycka näröverhörning vid dubbelriktad kommunikation i trådnät |
| US5751716A (en) * | 1996-06-19 | 1998-05-12 | Aware, Inc. | Multi-carrier transmission system adapted for packet data transfer |
| US6072782A (en) * | 1996-12-23 | 2000-06-06 | Texas Instruments Incorporated | Efficient echo cancellation for DMT MDSL |
| US6546055B1 (en) * | 1998-01-12 | 2003-04-08 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Carrier offset determination for RF signals having a cyclic prefix |
| US6377683B1 (en) * | 1998-05-29 | 2002-04-23 | 3Com Corporation | Low complexity frequency domain echo canceller for DMT transceivers |
| US6535550B1 (en) * | 1999-03-02 | 2003-03-18 | Legerity, Inc. | Transceiver with variable width cyclic prefix |
| JP3717363B2 (ja) * | 2000-03-07 | 2005-11-16 | 富士通株式会社 | ｘＤＳＬトランシーバ |
-
1999
- 1999-03-05 DE DE69907864T patent/DE69907864T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-05 EP EP99410014A patent/EP1035700B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-03-02 US US09/517,417 patent/US7103015B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-03-03 JP JP2000059264A patent/JP2000299650A/ja not_active Withdrawn
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100377429B1 (ko) * | 2000-12-29 | 2003-03-26 | 엘지전자 주식회사 | 에이디에스엘 시스템의 에코 제거장치 및 그 제어방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69907864T2 (de) | 2004-05-06 |
| EP1035700B1 (en) | 2003-05-14 |
| US7103015B1 (en) | 2006-09-05 |
| EP1035700A1 (en) | 2000-09-13 |
| DE69907864D1 (de) | 2003-06-18 |
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