JP3368872B2 - エコーキャンセラ - Google Patents
エコーキャンセラInfo
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- JP3368872B2 JP3368872B2 JP22609099A JP22609099A JP3368872B2 JP 3368872 B2 JP3368872 B2 JP 3368872B2 JP 22609099 A JP22609099 A JP 22609099A JP 22609099 A JP22609099 A JP 22609099A JP 3368872 B2 JP3368872 B2 JP 3368872B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- echo
- data
- frequency
- band
- tap coefficient
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はエコーキャンセラに
係わり、詳細には送信信号が受信側に回り込むエコー信
号を除去するエコーキャンセラに関する。
係わり、詳細には送信信号が受信側に回り込むエコー信
号を除去するエコーキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】非対称ディジタル加入者線（Asymmetric
Digital Subscriber Line：以下、ＡＤＳＬと略す。）
伝送方式は、既設の１本の電話回線を用いて、上り方向
と下り方向とで異なる伝送速度を有するデータ通信シス
テムを提供する。実際には１本の電話回線を用いて、デ
ータだけではなく、電話とデータ通信の両方に利用する
ことができる。以下、このようなＡＤＳＬ伝送方式によ
るデータ通信システムをＡＤＳＬシステムという。ＡＤ
ＳＬシステムは、例えば相互に複数のコンピュータネッ
トワーク同士が接続されたインターネット（the Intern
et）あるいはビデオ・オン・デマンド（Video On Deman
d：ＶＯＤ）サービスといった端末側一方のみで大容量
のデータを受信するサービスの提供に適している。
Digital Subscriber Line：以下、ＡＤＳＬと略す。）
伝送方式は、既設の１本の電話回線を用いて、上り方向
と下り方向とで異なる伝送速度を有するデータ通信シス
テムを提供する。実際には１本の電話回線を用いて、デ
ータだけではなく、電話とデータ通信の両方に利用する
ことができる。以下、このようなＡＤＳＬ伝送方式によ
るデータ通信システムをＡＤＳＬシステムという。ＡＤ
ＳＬシステムは、例えば相互に複数のコンピュータネッ
トワーク同士が接続されたインターネット（the Intern
et）あるいはビデオ・オン・デマンド（Video On Deman
d：ＶＯＤ）サービスといった端末側一方のみで大容量
のデータを受信するサービスの提供に適している。
【０００３】国際電気通信連合電気通信標準化部門（In
ternational Telecommunication Union-Telecommunicat
ion Standardization Sector：ＩＴＵ−Ｔ）や米国規格
協会（American National Standards Institute：ＡＮ
ＳＩ）などの標準化団体により、ＡＤＳＬ伝送方式の標
準仕様の１つとして、ＤＭＴ（Discrete MultiTone）方
式が規定されている。ＤＭＴ方式は、データを数ビット
ごとに組み合わせて各キャリアに割り当て、複数のキャ
リアを多重化して送受信を行うマルチキャリア伝送方式
の一種である。送信データは、直交振幅変調（Quadratu
re Amplitude Modulation：ＱＡＭ）され、各キャリア
に配置される。配置された複数のキャリアの多重化は、
高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：以下、Ｆ
ＦＴと略す。）を用いる。
ternational Telecommunication Union-Telecommunicat
ion Standardization Sector：ＩＴＵ−Ｔ）や米国規格
協会（American National Standards Institute：ＡＮ
ＳＩ）などの標準化団体により、ＡＤＳＬ伝送方式の標
準仕様の１つとして、ＤＭＴ（Discrete MultiTone）方
式が規定されている。ＤＭＴ方式は、データを数ビット
ごとに組み合わせて各キャリアに割り当て、複数のキャ
リアを多重化して送受信を行うマルチキャリア伝送方式
の一種である。送信データは、直交振幅変調（Quadratu
re Amplitude Modulation：ＱＡＭ）され、各キャリア
に配置される。配置された複数のキャリアの多重化は、
高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：以下、Ｆ
ＦＴと略す。）を用いる。
【０００４】全二重化通信方式としては、周波数分割多
重（Frequency Division Multiplex：ＦＤＭ）方式とエ
コーキャンセラ（Echo Canceller：以下、ＥＣと略
す。）方式とがある。ＦＤＭ方式は、上り方向と下り方
向とで使用する周波数帯域を完全に分割して、全二重化
通信を実現し、良好な伝送特性を得る。これに対してＥ
Ｃ方式は、上り方向と下り方向とで使用する周波数帯域
を重複させて、全二重化通信を実現し、帯域使用効率を
高める。重複した周波数帯域の上り方向と下り方向の信
号は、ＥＣにより分離する。ＥＣ方式は、ＦＤＭ方式と
比較して、帯域使用効率は高いが、分離処理等に必要な
演算の規模が増加することに加えて、厳しいエコー抑圧
特性が求められる。
重（Frequency Division Multiplex：ＦＤＭ）方式とエ
コーキャンセラ（Echo Canceller：以下、ＥＣと略
す。）方式とがある。ＦＤＭ方式は、上り方向と下り方
向とで使用する周波数帯域を完全に分割して、全二重化
通信を実現し、良好な伝送特性を得る。これに対してＥ
Ｃ方式は、上り方向と下り方向とで使用する周波数帯域
を重複させて、全二重化通信を実現し、帯域使用効率を
高める。重複した周波数帯域の上り方向と下り方向の信
号は、ＥＣにより分離する。ＥＣ方式は、ＦＤＭ方式と
比較して、帯域使用効率は高いが、分離処理等に必要な
演算の規模が増加することに加えて、厳しいエコー抑圧
特性が求められる。
【０００５】従来、ＡＤＳＬシステムにおけるＥＣとし
ては、例えば米国特許第５，３１７，５９６号“METHOD
AND APPARATUS FOR ECHO CANCELLATION WITH DISCRETE
MULTITONE MODULATION”（May 31,1994, John M.Cioff
i,A.C.Bingham）で開示されているような周波数域ＥＣ
と時間域ＥＣを併用したＥＣが提案されている。
ては、例えば米国特許第５，３１７，５９６号“METHOD
AND APPARATUS FOR ECHO CANCELLATION WITH DISCRETE
MULTITONE MODULATION”（May 31,1994, John M.Cioff
i,A.C.Bingham）で開示されているような周波数域ＥＣ
と時間域ＥＣを併用したＥＣが提案されている。
【０００６】図３は、従来提案されたＥＣを適用したＡ
ＤＳＬシステムにおける送受信装置の構成の概要を表わ
したものである。ここでは、送信帯域と比較して受信帯
域が広いＡＤＳＬシステムに適用される送受信装置を示
す。この送受信装置は、線路１０を介して対向する図示
しない別の送受信装置と接続されている。線路１０に
は、送信部１１と受信部１２とが、ハイブリッドトラン
ス１３を介して接続されている。線路１０は、既設の電
話回線に用いられる、メタリック・ケーブルである。ハ
イブリッドトランス１３は、線路１０と送信部１１およ
び受信部１２とを電磁的に結合するトランスによって、
２線−４線変換を行う。これにより、送信部１１からの
送信信号は、ハイブリッドトランス１３を介して線路１
０へ送出される。また、線路１０からの受信信号は、ハ
イブリッドトランス１３を介して受信部１２で受信され
る。しかし、この際、受信部１２で受信される受信信号
に、ハイブリッドトランス１３を介して送信部１１から
の送信信号のエコーが回り込んでしまうため、受信部１
２においてこのエコーを抑圧するＥＣ１４が設けられて
いる。
ＤＳＬシステムにおける送受信装置の構成の概要を表わ
したものである。ここでは、送信帯域と比較して受信帯
域が広いＡＤＳＬシステムに適用される送受信装置を示
す。この送受信装置は、線路１０を介して対向する図示
しない別の送受信装置と接続されている。線路１０に
は、送信部１１と受信部１２とが、ハイブリッドトラン
ス１３を介して接続されている。線路１０は、既設の電
話回線に用いられる、メタリック・ケーブルである。ハ
イブリッドトランス１３は、線路１０と送信部１１およ
び受信部１２とを電磁的に結合するトランスによって、
２線−４線変換を行う。これにより、送信部１１からの
送信信号は、ハイブリッドトランス１３を介して線路１
０へ送出される。また、線路１０からの受信信号は、ハ
イブリッドトランス１３を介して受信部１２で受信され
る。しかし、この際、受信部１２で受信される受信信号
に、ハイブリッドトランス１３を介して送信部１１から
の送信信号のエコーが回り込んでしまうため、受信部１
２においてこのエコーを抑圧するＥＣ１４が設けられて
いる。
【０００７】送信部１１は、シリアルに入力される送信
データ１５をパラレルに変換するシリアルパラレル変換
部１６と、このパラレルに変換された送信データを数ビ
ットごとに各キャリアに配置するマッパー部１７と、配
置されたキャリアを帯域拡張後に逆高速フーリエ変換
（Inverse Fast Fourier Transform：以下、ＩＦＦＴと
略す。）を行うＩＦＦＴ部１８と、ＩＦＦＴ部１８の出
力に対してサイクリックプレフィックス（Cyclic Prefi
x：以下、ＣＰと略す。）を付加するＣＰ挿入部１９と
を備えている。さらに送信部１１は、ＣＰを付加された
信号をシリアルデータに変換するパラレルシリアル変換
部２０と、変換されたシリアルデータをアナログ化する
ディジタルアナログ変換部２１と、アナログ化された信
号の高周波成分を遮断するローパスフィルタ２２とを備
えている。
データ１５をパラレルに変換するシリアルパラレル変換
部１６と、このパラレルに変換された送信データを数ビ
ットごとに各キャリアに配置するマッパー部１７と、配
置されたキャリアを帯域拡張後に逆高速フーリエ変換
（Inverse Fast Fourier Transform：以下、ＩＦＦＴと
略す。）を行うＩＦＦＴ部１８と、ＩＦＦＴ部１８の出
力に対してサイクリックプレフィックス（Cyclic Prefi
x：以下、ＣＰと略す。）を付加するＣＰ挿入部１９と
を備えている。さらに送信部１１は、ＣＰを付加された
信号をシリアルデータに変換するパラレルシリアル変換
部２０と、変換されたシリアルデータをアナログ化する
ディジタルアナログ変換部２１と、アナログ化された信
号の高周波成分を遮断するローパスフィルタ２２とを備
えている。
【０００８】受信部１２は、ハイブリッドトランス１３
を介して入力された受信信号の例えば線路１０で混入し
た高周波ノイズ成分を遮断するローパスフィルタ２３
と、この出力をディジタル化するアナログディジタル変
換部２４と、ディジタル化された出力信号に対してＥＣ
１４によって推定された過去のシンボルによって生じる
エコーを消去するための減算器２５と、減算器２５の減
算結果をパラレルに変換するシリアルパラレル変換部２
６とを備えている。さらに受信部１２は、変換されたパ
ラレルデータをＦＦＴによって復調するＦＦＴ部２７
と、ＦＦＴされた信号に対してＥＣ１４によって推定さ
れた現在のシンボルによって生じるエコーを消去するた
めの減算器２８と、減算器２８の減算結果をバイナリデ
ータに再構築する符号識別部２９とを備えている。
を介して入力された受信信号の例えば線路１０で混入し
た高周波ノイズ成分を遮断するローパスフィルタ２３
と、この出力をディジタル化するアナログディジタル変
換部２４と、ディジタル化された出力信号に対してＥＣ
１４によって推定された過去のシンボルによって生じる
エコーを消去するための減算器２５と、減算器２５の減
算結果をパラレルに変換するシリアルパラレル変換部２
６とを備えている。さらに受信部１２は、変換されたパ
ラレルデータをＦＦＴによって復調するＦＦＴ部２７
と、ＦＦＴされた信号に対してＥＣ１４によって推定さ
れた現在のシンボルによって生じるエコーを消去するた
めの減算器２８と、減算器２８の減算結果をバイナリデ
ータに再構築する符号識別部２９とを備えている。
【０００９】ＥＣ１４は、マッパー部１７の出力を受信
側の帯域にまで拡張する帯域拡張部３０と、帯域拡張部
３０によって帯域拡張されたキャリアから、各キャリア
によって生じるエコーのレプリカを算出する周波数域Ｅ
Ｃ３１とを有している。さらにＥＣ１４は、ＩＦＦＴ部
１８によって時間域に変換されたデータを補間するデー
タ補間部３２と、有限インパルス応答フィルタ（Finite
Impulse Response Filter：以下、ＦＩＲと略す。）か
らなりデータ補間部３２によって補間されたデータから
エコーのレプリカを生成する時間域ＥＣ３３と、周波数
域ＥＣ３１のタップ係数からＩＦＦＴにより時間域ＥＣ
３３のタップ係数を算出するＩＦＦＴ部３４とを備えて
いる。周波数域ＥＣ３１および時間域ＥＣ３３でそれぞ
れ算出されたレプリカは、それぞれ受信部１２における
減算器２８および減算器２５において、周波数域と時間
域でエコーを消去する。
側の帯域にまで拡張する帯域拡張部３０と、帯域拡張部
３０によって帯域拡張されたキャリアから、各キャリア
によって生じるエコーのレプリカを算出する周波数域Ｅ
Ｃ３１とを有している。さらにＥＣ１４は、ＩＦＦＴ部
１８によって時間域に変換されたデータを補間するデー
タ補間部３２と、有限インパルス応答フィルタ（Finite
Impulse Response Filter：以下、ＦＩＲと略す。）か
らなりデータ補間部３２によって補間されたデータから
エコーのレプリカを生成する時間域ＥＣ３３と、周波数
域ＥＣ３１のタップ係数からＩＦＦＴにより時間域ＥＣ
３３のタップ係数を算出するＩＦＦＴ部３４とを備えて
いる。周波数域ＥＣ３１および時間域ＥＣ３３でそれぞ
れ算出されたレプリカは、それぞれ受信部１２における
減算器２８および減算器２５において、周波数域と時間
域でエコーを消去する。
【００１０】このような構成の送受信装置では、まず時
系列のシリアルデータである送信データ１５が、シリア
ルパラレル変換部１６でパラレルデータに変換される。
シリアルパラレル変換部１６によって変換されたパラレ
ルデータは、マッパー部１７で数ビットごとに、複数キ
ャリアに配置される。ここでは、パラレルデータは数ビ
ットごとに複数情報に変換された後、ＱＡＭによって各
キャリアに配置されるものとする。
系列のシリアルデータである送信データ１５が、シリア
ルパラレル変換部１６でパラレルデータに変換される。
シリアルパラレル変換部１６によって変換されたパラレ
ルデータは、マッパー部１７で数ビットごとに、複数キ
ャリアに配置される。ここでは、パラレルデータは数ビ
ットごとに複数情報に変換された後、ＱＡＭによって各
キャリアに配置されるものとする。
【００１１】図４は、マッパー部１７で２ビットのデー
タを１キャリアに割り当てる一例を表わしたものであ
る。データの１ビット目と２ビット目の２ビットの組み
合わせごとに、互いに直交する実部成分と虚部成分との
組み合わせに変換する。例えば、１ビット目が“０”で
２ビット目が“０”のパラレルデータを、実部が“１”
で虚部が“１”と変換されキャリア上に配置されること
を示す。また、例えば１ビット目が“１”で２ビット目
が“１”のパラレルデータを、実部が“１”で虚部が
“−１”に変換されキャリア上に配置されることを示
す。
タを１キャリアに割り当てる一例を表わしたものであ
る。データの１ビット目と２ビット目の２ビットの組み
合わせごとに、互いに直交する実部成分と虚部成分との
組み合わせに変換する。例えば、１ビット目が“０”で
２ビット目が“０”のパラレルデータを、実部が“１”
で虚部が“１”と変換されキャリア上に配置されること
を示す。また、例えば１ビット目が“１”で２ビット目
が“１”のパラレルデータを、実部が“１”で虚部が
“−１”に変換されキャリア上に配置されることを示
す。
【００１２】図５は、マッパー部１７における４ＱＡＭ
によるキャリア配置例を表わしたものである。横軸に実
部（Ｒｅ）、縦軸に虚部（Ｉｍ）をとると、図４に示す
ように割り当てることで、マッパー部１７では、４ＱＡ
Ｍにより２ビットのデータが１キャリアに配置される。
によるキャリア配置例を表わしたものである。横軸に実
部（Ｒｅ）、縦軸に虚部（Ｉｍ）をとると、図４に示す
ように割り当てることで、マッパー部１７では、４ＱＡ
Ｍにより２ビットのデータが１キャリアに配置される。
【００１３】このようにして配置されたマッパー部１７
の出力データは、ＩＦＦＴ部１８でＩＦＦＴされ、時間
域のデータへ変換される。この一回のＩＦＦＴ処理され
るデータ系列を１シンボルと呼ぶ。ところで、このＩＦ
ＦＴ前に、マッパー部１７の出力データは、帯域拡張さ
れる。マッパー部１７の出力データをＸk,nとすると、
この帯域拡張は次の（１）〜（３）式のように行われ
る。ここで、ｋはシンボル番号、ｎはキャリア番号、Ｎ
／２は送信キャリア数とする。
の出力データは、ＩＦＦＴ部１８でＩＦＦＴされ、時間
域のデータへ変換される。この一回のＩＦＦＴ処理され
るデータ系列を１シンボルと呼ぶ。ところで、このＩＦ
ＦＴ前に、マッパー部１７の出力データは、帯域拡張さ
れる。マッパー部１７の出力データをＸk,nとすると、
この帯域拡張は次の（１）〜（３）式のように行われ
る。ここで、ｋはシンボル番号、ｎはキャリア番号、Ｎ
／２は送信キャリア数とする。
【００１４】
Ｘk,n ＝ ０ （ｎ＝０，Ｎ／２） ・・・（１）
Ｘk,n ＝ Ｘk,n （０＜ｎ＜Ｎ／２） ・・・（２）
Ｘk,n ＝ Ｘ* k,N-n （ｎ＞Ｎ／２） ・・・（３）
【００１５】ここで、Ｘ* k,N-nは、Ｘk,N-nの複素共役
とする。
とする。
【００１６】図６は、上式（１）〜（３）による帯域拡
張の様子を表わしたものである。第１の領域４０に配置
されたデータは、送信のナイキスト周波数に相当する
“Ｎ／２”番目のキャリアを中心として、実部は縦軸に
対して線対称に第２の領域４１に（複写４２）、虚部は
点対称に第３の領域４４に帯域拡張される（複写４
４）。これにより、ＩＦＦＴ部１８によるＩＦＦＴ後の
データは、実部だけとなり、サンプル数は２倍の“Ｎ”
となる。
張の様子を表わしたものである。第１の領域４０に配置
されたデータは、送信のナイキスト周波数に相当する
“Ｎ／２”番目のキャリアを中心として、実部は縦軸に
対して線対称に第２の領域４１に（複写４２）、虚部は
点対称に第３の領域４４に帯域拡張される（複写４
４）。これにより、ＩＦＦＴ部１８によるＩＦＦＴ後の
データは、実部だけとなり、サンプル数は２倍の“Ｎ”
となる。
【００１７】ＩＦＦＴ部１８の出力データは、ＣＰ挿入
部１９でＣＰが付加される。通常、各データは、線路１
０の応答特性や、ハイブリッドトランス１３の低域遮断
特性によって、“すそひき”が生じる。ＣＰは、シンボ
ル内に収まることができないデータ端の“すそひき”を
自シンボル内に取り込むために、各シンボルの先頭に付
加される。さらに、ＣＰは、ＦＦＴ時の周期性の再現を
も目的とする。付加されるＣＰの長さは、受信シンボル
における孤立波応答長としての“すそひき”を基準に設
定されるため、時間域ＥＣで処理を行う必要がある。
部１９でＣＰが付加される。通常、各データは、線路１
０の応答特性や、ハイブリッドトランス１３の低域遮断
特性によって、“すそひき”が生じる。ＣＰは、シンボ
ル内に収まることができないデータ端の“すそひき”を
自シンボル内に取り込むために、各シンボルの先頭に付
加される。さらに、ＣＰは、ＦＦＴ時の周期性の再現を
も目的とする。付加されるＣＰの長さは、受信シンボル
における孤立波応答長としての“すそひき”を基準に設
定されるため、時間域ＥＣで処理を行う必要がある。
【００１８】図７は、ＣＰの付加される様子を表わした
ものである。同図（ａ）は、各シンボルが時系列に連続
している様子を示している。同図（ｂ）は、第（Ｋ＋
１）のシンボルについて、ＣＰが付加される様子を示し
ている。ＩＦＦＴ部１８で時間域に変換された出力デー
タは、第Ｋのシンボル４５K、第（Ｋ＋１）のシンボル
４５K+1、第（Ｋ＋２）のシンボル４５K+2、・・・とし
て時系列に連続している。各シンボル４５K、４５K+1、
４５K+2は、それぞれ先頭にＣＰ４６K、ＣＰ４６ K+1、
ＣＰ４６K+2が付加される。同図（ｂ）に示すように、
上述した“すそひき”は、例えば第（Ｋ＋１）のシンボ
ル４５K+1のデータ端からＬサンプル分だけのデータ４
７が、線路１０の応答特性やハイブリッドトランス１３
の低域遮断特性に起因して、後続のシンボルに対して生
ずる。この“すそひき”は、“すそひき”４８K+1の部
分に相当する。そこで、ＣＰK+1には、次の（４）式の
ようにＣＰを付加する。ただし、ｋはシンボル番号、ｊ
をシンボル内のサンプル番号、Ｘ k,jをＣＰが付加され
るデータとする。
ものである。同図（ａ）は、各シンボルが時系列に連続
している様子を示している。同図（ｂ）は、第（Ｋ＋
１）のシンボルについて、ＣＰが付加される様子を示し
ている。ＩＦＦＴ部１８で時間域に変換された出力デー
タは、第Ｋのシンボル４５K、第（Ｋ＋１）のシンボル
４５K+1、第（Ｋ＋２）のシンボル４５K+2、・・・とし
て時系列に連続している。各シンボル４５K、４５K+1、
４５K+2は、それぞれ先頭にＣＰ４６K、ＣＰ４６ K+1、
ＣＰ４６K+2が付加される。同図（ｂ）に示すように、
上述した“すそひき”は、例えば第（Ｋ＋１）のシンボ
ル４５K+1のデータ端からＬサンプル分だけのデータ４
７が、線路１０の応答特性やハイブリッドトランス１３
の低域遮断特性に起因して、後続のシンボルに対して生
ずる。この“すそひき”は、“すそひき”４８K+1の部
分に相当する。そこで、ＣＰK+1には、次の（４）式の
ようにＣＰを付加する。ただし、ｋはシンボル番号、ｊ
をシンボル内のサンプル番号、Ｘ k,jをＣＰが付加され
るデータとする。
【００１９】
Ｘk,j ＝ Ｘk,N+J-1 （ｊ＝−１〜−Ｌ） ・・・（４）
【００２０】すなわち、Ｘk,jに、“すそひき”４８K+1
を発生したサンプルデータであるＬサンプル分のデータ
４７を複写４９する。そして、回避することができない
“すそひき”４８K+1に相当する“すそひき”５０K+1部
分を、シンボル５１内に取り込む。これにより、シンボ
ル５１内には、ＣＰK+1による“すそひき”５１K+1が含
まれる。このように、本来ＸK+1,0〜ＸK+1,N-1までのＮ
サンプルの第（Ｋ＋１）のシンボル４５K+1から、その
データ端ＸK+1,N-L-1〜ＸK+1,N-1のＬサンプルだけ先頭
に複写してＣＰK+1とすることで、ＸK+1,-L〜ＸK+1,N-1
の“Ｎ＋Ｌ”サンプルのシンボルとなる。さらに、ＣＰ
の付加は、ＦＦＴにより復調されるデータ列が、始点と
終点において連続性を保つように付加される。始点と終
点において連続性を保つことで、周期性を実現でき、Ｆ
ＦＴ時に正確な周波数応答を得ることができる。
を発生したサンプルデータであるＬサンプル分のデータ
４７を複写４９する。そして、回避することができない
“すそひき”４８K+1に相当する“すそひき”５０K+1部
分を、シンボル５１内に取り込む。これにより、シンボ
ル５１内には、ＣＰK+1による“すそひき”５１K+1が含
まれる。このように、本来ＸK+1,0〜ＸK+1,N-1までのＮ
サンプルの第（Ｋ＋１）のシンボル４５K+1から、その
データ端ＸK+1,N-L-1〜ＸK+1,N-1のＬサンプルだけ先頭
に複写してＣＰK+1とすることで、ＸK+1,-L〜ＸK+1,N-1
の“Ｎ＋Ｌ”サンプルのシンボルとなる。さらに、ＣＰ
の付加は、ＦＦＴにより復調されるデータ列が、始点と
終点において連続性を保つように付加される。始点と終
点において連続性を保つことで、周期性を実現でき、Ｆ
ＦＴ時に正確な周波数応答を得ることができる。
【００２１】シンボル５０の範囲では、“すそひき”４
８K+1の部分も含まれるので、過去のシンボルの“すそ
ひき”が現在のシンボルと重複せず、あるいは現在のシ
ンボルの復調時に必要なデータをシンボル内で収めるこ
とができるように最低限Ｌサンプル分の保護時間が確保
され、良好な復調特性が得られる。
８K+1の部分も含まれるので、過去のシンボルの“すそ
ひき”が現在のシンボルと重複せず、あるいは現在のシ
ンボルの復調時に必要なデータをシンボル内で収めるこ
とができるように最低限Ｌサンプル分の保護時間が確保
され、良好な復調特性が得られる。
【００２２】ＣＰ挿入部１９でＣＰが付加されたデータ
は、パラレルシリアル変換部２０でシリアルデータに変
換される。パラレルシリアル変換部２０で変換されたシ
リアルデータは、ディジタルアナログ変換部２１でアナ
ログ化され、ローパスフィルタ３２で高調波成分２２が
除去された後、ハイブリッドトランス１３を介して線路
１０に送出される。
は、パラレルシリアル変換部２０でシリアルデータに変
換される。パラレルシリアル変換部２０で変換されたシ
リアルデータは、ディジタルアナログ変換部２１でアナ
ログ化され、ローパスフィルタ３２で高調波成分２２が
除去された後、ハイブリッドトランス１３を介して線路
１０に送出される。
【００２３】一方、線路１０を介して入力された受信信
号は、ハイブリッドトランス１３を経て、受信部１２に
入力される。受信部１２では、まずローパスフィルタ２
３により、線路１０で付加された高調波ノイズ成分を除
去後、アナログディジタル変換部２４でディジタル化さ
れる。ディジタル化された出力信号は、減算器２５によ
って、ＥＣ１４で推定された過去のシンボルによって生
じるエコー成分が消去される。減算器２５の減算結果
は、シリアルパラレル変換部２６でパラレルデータに変
換され、ＦＦＴ部２７で周波数域のデータに変換され
る。ＦＦＴ部２７で変換された周波数域のデータは、減
算器２８によって、ＥＣ１４で推定された現在のシンボ
ルによって生じるエコー成分が消去される。減算器２８
の減算結果は、符号識別部２９で図５で示したキャリア
配置に当てはめる。その際、この当てはめ時の“ずれ”
に対応する識別誤差信号５２がＥＣ１４に供給される。
図５で示したキャリア配置に当てはめられたデータは、
図示しないデマッパーにより、図４で行われた割り当て
と逆の変換を行って、バイナリデータを再構築する。
号は、ハイブリッドトランス１３を経て、受信部１２に
入力される。受信部１２では、まずローパスフィルタ２
３により、線路１０で付加された高調波ノイズ成分を除
去後、アナログディジタル変換部２４でディジタル化さ
れる。ディジタル化された出力信号は、減算器２５によ
って、ＥＣ１４で推定された過去のシンボルによって生
じるエコー成分が消去される。減算器２５の減算結果
は、シリアルパラレル変換部２６でパラレルデータに変
換され、ＦＦＴ部２７で周波数域のデータに変換され
る。ＦＦＴ部２７で変換された周波数域のデータは、減
算器２８によって、ＥＣ１４で推定された現在のシンボ
ルによって生じるエコー成分が消去される。減算器２８
の減算結果は、符号識別部２９で図５で示したキャリア
配置に当てはめる。その際、この当てはめ時の“ずれ”
に対応する識別誤差信号５２がＥＣ１４に供給される。
図５で示したキャリア配置に当てはめられたデータは、
図示しないデマッパーにより、図４で行われた割り当て
と逆の変換を行って、バイナリデータを再構築する。
【００２４】図８は、図３で示した全二重化通信方式に
おける使用周波数帯域を表わしたものである。ここで
は、縦軸に振幅、横軸に周波数を示す。低周波数域に既
存のメタリックケーブルによる通常の音声信号５５と、
３０ｋＨｚから１３８ｋＨｚまでのキャリア５６を複数
有する送信信号５７と、３０ｋＨｚから１．１ＭＨｚま
での複数のキャリアを有する受信信号５８とによって、
周波数帯域が使用される。各キャリアの配置間隔５９
は、４．３１２５ｋＨｚごとに配置される。このよう
に、図３で示したＡＤＳＬシステムでは、上り方向の送
信信号と比較して、下り方向の受信信号の使用帯域が広
い。例えばＡＤＳＬシステムの加入者側では、送信はキ
ャリア番号“０”から“３１”までを使用し、受信はキ
ャリア番号“０”から“２５５”までを使用する。
おける使用周波数帯域を表わしたものである。ここで
は、縦軸に振幅、横軸に周波数を示す。低周波数域に既
存のメタリックケーブルによる通常の音声信号５５と、
３０ｋＨｚから１３８ｋＨｚまでのキャリア５６を複数
有する送信信号５７と、３０ｋＨｚから１．１ＭＨｚま
での複数のキャリアを有する受信信号５８とによって、
周波数帯域が使用される。各キャリアの配置間隔５９
は、４．３１２５ｋＨｚごとに配置される。このよう
に、図３で示したＡＤＳＬシステムでは、上り方向の送
信信号と比較して、下り方向の受信信号の使用帯域が広
い。例えばＡＤＳＬシステムの加入者側では、送信はキ
ャリア番号“０”から“３１”までを使用し、受信はキ
ャリア番号“０”から“２５５”までを使用する。
【００２５】ＥＣ１４は、送信信号と受信信号の使用帯
域が重複し、ハイブリッドトランス１３を介して回り込
む送信信号によるエコーを消去する。帯域拡張部３０で
は、マッパー部１７の出力データについて、図８で示し
たように広い帯域を使用する受信信号の帯域にまで拡張
する。
域が重複し、ハイブリッドトランス１３を介して回り込
む送信信号によるエコーを消去する。帯域拡張部３０で
は、マッパー部１７の出力データについて、図８で示し
たように広い帯域を使用する受信信号の帯域にまで拡張
する。
【００２６】周波数域ＥＣ３１は、各キャリアごとに用
意される１タップの複素フィルタであり、帯域拡張部３
０によって帯域拡張された送信信号から、受信の各キャ
リアによって生じるエコーのレプリカを算出する。算出
されたレプリカは、受信部１２においてＦＦＴ部２７に
よって復調された信号から減算し、符号識別部２９にお
いて、復調信号をキャリア配置に当てはめる。その際
に、生じる復調時の誤差を改善するため、周波数域ＥＣ
３１のタップ係数を適応的に更新する。これは、符号識
別部２９によって算出された識別誤差信号５２により行
われる。周波数域ＥＣのタップ係数は、この識別誤差信
号５２に基づいて、最小２乗（Least MeanSquare：以
下、ＬＭＳと略す。）アルゴリズムによって更新され
る。シンボルｋにおけるキャリアｎのタップ係数をＣ
k,nとすると、タップ係数の更新は次の（５）式のよう
に行われる。
意される１タップの複素フィルタであり、帯域拡張部３
０によって帯域拡張された送信信号から、受信の各キャ
リアによって生じるエコーのレプリカを算出する。算出
されたレプリカは、受信部１２においてＦＦＴ部２７に
よって復調された信号から減算し、符号識別部２９にお
いて、復調信号をキャリア配置に当てはめる。その際
に、生じる復調時の誤差を改善するため、周波数域ＥＣ
３１のタップ係数を適応的に更新する。これは、符号識
別部２９によって算出された識別誤差信号５２により行
われる。周波数域ＥＣのタップ係数は、この識別誤差信
号５２に基づいて、最小２乗（Least MeanSquare：以
下、ＬＭＳと略す。）アルゴリズムによって更新され
る。シンボルｋにおけるキャリアｎのタップ係数をＣ
k,nとすると、タップ係数の更新は次の（５）式のよう
に行われる。
【００２７】
Ｃk+1,n ＝ Ｃk,n ＋ μＥk,nＸ* k,n ・・・（５）
【００２８】ここで、Ｅk,nを識別誤差信号、μを係数
更新のステップサイズ、Ｘ* k,nをマッパー部１７の出力
データＸk,nの複素共役としている。
更新のステップサイズ、Ｘ* k,nをマッパー部１７の出力
データＸk,nの複素共役としている。
【００２９】このように周波数域ＥＣ３１では、周波数
域において符号識別部２９からの識別誤差信号５２に基
づいて送信データからレプリカを生成することによっ
て、現在のシンボルによって生ずるエコー成分の消去を
可能としている。
域において符号識別部２９からの識別誤差信号５２に基
づいて送信データからレプリカを生成することによっ
て、現在のシンボルによって生ずるエコー成分の消去を
可能としている。
【００３０】上り方向の送信信号と下り方向の受信信号
との間でサンプリングレートが異なる。これは、図８で
示すように、送信信号と受信信号とは使用帯域幅が異な
るため、１シンボルの時間長を等しくするには、１シン
ボル当たりの送信信号および受信信号では異なるサンプ
ル数にする必要があるからである。例えば、上り方向の
送信信号はＣＰを除いて６４サンプル、下り方向の受信
信号はＣＰを除いて５１２サンプルである。そこで、デ
ータ補間部３２はＩＦＦＴ部１８によって時間域に変換
された時間域データを“０”補間することによって、下
り方向の受信信号のサンプル数に補間する。
との間でサンプリングレートが異なる。これは、図８で
示すように、送信信号と受信信号とは使用帯域幅が異な
るため、１シンボルの時間長を等しくするには、１シン
ボル当たりの送信信号および受信信号では異なるサンプ
ル数にする必要があるからである。例えば、上り方向の
送信信号はＣＰを除いて６４サンプル、下り方向の受信
信号はＣＰを除いて５１２サンプルである。そこで、デ
ータ補間部３２はＩＦＦＴ部１８によって時間域に変換
された時間域データを“０”補間することによって、下
り方向の受信信号のサンプル数に補間する。
【００３１】ＩＦＦＴ部１８によって時間域に変換され
たシンボルｋにおけるサンプルｎのデータをｙk,jとす
ると、次の（６）〜（７）式のように、データ補間が行
われる。
たシンボルｋにおけるサンプルｎのデータをｙk,jとす
ると、次の（６）〜（７）式のように、データ補間が行
われる。
【００３２】
ｙ´k,j ＝ ｙk,j/8 （ｍｏｄ（ｊ，８）＝０） ・・・（６）
ｙ´k,j ＝ ０ （ｍｏｄ（ｊ，８）≠０） ・・・（７）
【００３３】ここで、ｙ´k,jは、データ補間後の出力
データである。また、“ｍｏｄ（ｊ，８）”は、“ｊ”
を“８”で割った余りを示す。
データである。また、“ｍｏｄ（ｊ，８）”は、“ｊ”
を“８”で割った余りを示す。
【００３４】図９は、このデータ補間部３２の動作原理
を説明するためのものである。同図（ａ）は、補間前の
送信シンボルを示す。同図（ｂ）は、補間後のデータを
示す。すなわち、同図（ａ）に示すように、送信シンボ
ル６０の６４データが、補間後のデータ６１の５１２デ
ータについて、（６）式で示すサンプルに拡張され、そ
れ以外には“０”が補間される。
を説明するためのものである。同図（ａ）は、補間前の
送信シンボルを示す。同図（ｂ）は、補間後のデータを
示す。すなわち、同図（ａ）に示すように、送信シンボ
ル６０の６４データが、補間後のデータ６１の５１２デ
ータについて、（６）式で示すサンプルに拡張され、そ
れ以外には“０”が補間される。
【００３５】時間域ＥＣ３３は、ＦＩＲフィルタにより
構成される。そのタップ係数は、まず周波数域ＥＣ３１
のタップ係数を次の（８）〜（１０）式で示すように帯
域拡張することによって得られる。
構成される。そのタップ係数は、まず周波数域ＥＣ３１
のタップ係数を次の（８）〜（１０）式で示すように帯
域拡張することによって得られる。
【００３６】
Ｃk,n ＝ ０ （ｎ＝０，Ｎ／２） ・・・（８）
Ｃk,n ＝ Ｃk,n （０＜ｎ＜Ｎ／２） ・・・（９）
Ｃk,n ＝ Ｃ* k,N-n （ ｎ＞Ｎ／２） ・・・（１０）
【００３７】その後、ＩＦＦＴ部３４のＩＦＦＴによ
り、時間域ＥＣ３３のタップ係数が算出される。
り、時間域ＥＣ３３のタップ係数が算出される。
【００３８】時間域ＥＣ３３は、次の２つの前処理を行
う。第１の前処理は、受信部１２で後段の周波数ＥＣ３
１によって算出されたレプリカの減算だけでは消去され
ない過去のシンボルによって生じるエコーを消去する。
第２の前処理は、現在の送信シンボルによって後続する
シンボルに生じるエコーを、現在のシンボルのＦＦＴ区
間の先頭に複写する。これら２つの処理により、現在の
シンボルのＦＦＴ区間には、現在にシンボルによっての
み生じるエコーだけが周期性をもって残るようにしてい
る。これら時間域の残留エコーは、後段の周波数域ＥＣ
３３によって算出されたレプリカの減算により消去する
ことができる。
う。第１の前処理は、受信部１２で後段の周波数ＥＣ３
１によって算出されたレプリカの減算だけでは消去され
ない過去のシンボルによって生じるエコーを消去する。
第２の前処理は、現在の送信シンボルによって後続する
シンボルに生じるエコーを、現在のシンボルのＦＦＴ区
間の先頭に複写する。これら２つの処理により、現在の
シンボルのＦＦＴ区間には、現在にシンボルによっての
み生じるエコーだけが周期性をもって残るようにしてい
る。これら時間域の残留エコーは、後段の周波数域ＥＣ
３３によって算出されたレプリカの減算により消去する
ことができる。
【００３９】図１０は、時間域ＥＣ３３によって行われ
る２つの前処理を説明するためのものである。同図
（ａ）は、送信信号を示す。同図（ｂ）は、この送信信
号によって生じたエコーを示す。同図（ｃ）は、２つの
前処理によって生じた時間域残留エコーを示す。ここで
は、第Ｋのシンボルに着目して説明する。同図（ａ）に
示すように、送信信号は第（Ｋ−１）のシンボル、第Ｋ
のシンボル、第（Ｋ＋１）のシンボルが時系列に連続し
ている。各シンボルの先頭には、ＣＰが付加されてい
る。ＣＰK-1、ＣＰK、ＣＰK+1は、図７で説明したよう
に、それぞれ各シンボルの後ろＬサンプル分のサンプル
ＢK-1、ＢK、ＢK+1が複写される。しかしながら、通常
エコーの孤立波応答による“すそひき”がこのＣＰのサ
ンプル長Ｌを超える場合がある。このような場合、後続
するシンボルにエコーが発生する。
る２つの前処理を説明するためのものである。同図
（ａ）は、送信信号を示す。同図（ｂ）は、この送信信
号によって生じたエコーを示す。同図（ｃ）は、２つの
前処理によって生じた時間域残留エコーを示す。ここで
は、第Ｋのシンボルに着目して説明する。同図（ａ）に
示すように、送信信号は第（Ｋ−１）のシンボル、第Ｋ
のシンボル、第（Ｋ＋１）のシンボルが時系列に連続し
ている。各シンボルの先頭には、ＣＰが付加されてい
る。ＣＰK-1、ＣＰK、ＣＰK+1は、図７で説明したよう
に、それぞれ各シンボルの後ろＬサンプル分のサンプル
ＢK-1、ＢK、ＢK+1が複写される。しかしながら、通常
エコーの孤立波応答による“すそひき”がこのＣＰのサ
ンプル長Ｌを超える場合がある。このような場合、後続
するシンボルにエコーが発生する。
【００４０】各シンボルを、ＣＰと、ＣＰの複写される
Ｌサンプル数分のサンプルＢと、それ以外のサンプルＡ
として表わす。同図（ｂ）では、例えば、第Ｋのシンボ
ルに着目すると、ＣＰKに過去のシンボル第（Ｋ−１）
のシンボルのサンプルＡK-1によるエコーＥＡK-1と、サ
ンプルＢK-1によるエコーＥＢK-1が発生することを示し
ている。また、第ＫのシンボルのＣＰKによるエコーＥ
ＣＰKは、サンプルＡKのところまで発生する。
Ｌサンプル数分のサンプルＢと、それ以外のサンプルＡ
として表わす。同図（ｂ）では、例えば、第Ｋのシンボ
ルに着目すると、ＣＰKに過去のシンボル第（Ｋ−１）
のシンボルのサンプルＡK-1によるエコーＥＡK-1と、サ
ンプルＢK-1によるエコーＥＢK-1が発生することを示し
ている。また、第ＫのシンボルのＣＰKによるエコーＥ
ＣＰKは、サンプルＡKのところまで発生する。
【００４１】復調すべきＦＦＴ区間は、本来第Ｋのシン
ボルのサンプルＡKとＢKの範囲６２である。しかしなが
ら、第ＫのシンボルＡKにまで発生するＥＢK-1による斜
線部分６３は、過去のシンボルである第（Ｋ−１）のシ
ンボルのＢK-1により発生するため、後段の周波数域Ｅ
Ｃ３１では消去することができない。そこで、この斜線
部分６３を消去するのが、上述した第１の前処理であ
る。
ボルのサンプルＡKとＢKの範囲６２である。しかしなが
ら、第ＫのシンボルＡKにまで発生するＥＢK-1による斜
線部分６３は、過去のシンボルである第（Ｋ−１）のシ
ンボルのＢK-1により発生するため、後段の周波数域Ｅ
Ｃ３１では消去することができない。そこで、この斜線
部分６３を消去するのが、上述した第１の前処理であ
る。
【００４２】また、第（Ｋ＋１）のシンボルのＣＰK+1
には、第ＫのシンボルのサンプルＢKによるエコーが発
生している。そこで、この第（Ｋ＋１）のシンボルに発
生したＥＡKの斜線部分６４をサンプルＡKの先頭に複写
する第２の前処理を行うことにより、第Ｋのシンボルの
エコーＥＡKは、ＦＦＴ区間６２で連続となり、周期性
を持つことができる。なお、第ＫのシンボルのＣＰKに
よるエコーＥＣＰKと、第（Ｋ＋１）のシンボルにおけ
るサンプルＢKによるエコーＥＢKとは、既に複写されて
同じものとなるので、特に複写を行う必要がない。
には、第ＫのシンボルのサンプルＢKによるエコーが発
生している。そこで、この第（Ｋ＋１）のシンボルに発
生したＥＡKの斜線部分６４をサンプルＡKの先頭に複写
する第２の前処理を行うことにより、第Ｋのシンボルの
エコーＥＡKは、ＦＦＴ区間６２で連続となり、周期性
を持つことができる。なお、第ＫのシンボルのＣＰKに
よるエコーＥＣＰKと、第（Ｋ＋１）のシンボルにおけ
るサンプルＢKによるエコーＥＢKとは、既に複写されて
同じものとなるので、特に複写を行う必要がない。
【００４３】このように、時間域において時間域ＥＣ３
３で過去のシンボルによる生じるエコーと現在の送信シ
ンボルによって後続のシンボルに生じるエコーとを推定
する。さらに周波数域において周波数域ＥＣ３１で現在
の送信シンボルによって生じるエコーを推定する。そし
て、これらを用いてそれぞれの領域で受信信号から減算
を行うことで、ハイブリッドトランス１３を介して送信
信号が回り込むことによる受信信号のエコーを消去して
いる。
３で過去のシンボルによる生じるエコーと現在の送信シ
ンボルによって後続のシンボルに生じるエコーとを推定
する。さらに周波数域において周波数域ＥＣ３１で現在
の送信シンボルによって生じるエコーを推定する。そし
て、これらを用いてそれぞれの領域で受信信号から減算
を行うことで、ハイブリッドトランス１３を介して送信
信号が回り込むことによる受信信号のエコーを消去して
いる。
【００４４】
【発明が解決しようとする課題】上述したように従来の
ＥＣでは、適用されるＡＤＳＬシステムにおいて、図８
に示したように上り方向の送信信号と下り方向の受信信
号とが使用する帯域が異なる。そこで、ＥＣにおいて、
送信信号と受信信号との帯域を同一にするため、帯域拡
張を行って、効率的にエコーを消去するとともに、受信
部１２におけるローパスフィルタに要求される遮断特性
の緩和を図る。
ＥＣでは、適用されるＡＤＳＬシステムにおいて、図８
に示したように上り方向の送信信号と下り方向の受信信
号とが使用する帯域が異なる。そこで、ＥＣにおいて、
送信信号と受信信号との帯域を同一にするため、帯域拡
張を行って、効率的にエコーを消去するとともに、受信
部１２におけるローパスフィルタに要求される遮断特性
の緩和を図る。
【００４５】周波数域で周波数域ＥＣ３１により現在の
シンボルによるエコーのレプリカを算出するために、送
信部１１におけるマッパー部１７の出力データを帯域拡
散した出力データを用いる。シンボル番号ｋにおけるキ
ャリア番号ｎのデータをＸk, nとすると、送信データは
次の（１１）〜（１３）式により帯域拡張される。
シンボルによるエコーのレプリカを算出するために、送
信部１１におけるマッパー部１７の出力データを帯域拡
散した出力データを用いる。シンボル番号ｋにおけるキ
ャリア番号ｎのデータをＸk, nとすると、送信データは
次の（１１）〜（１３）式により帯域拡張される。
【００４６】
Ｘ´k,n ＝ ０ （ｎ＝０，Ｎ／２） ・・・（１１）
Ｘ´k,n ＝ Ｘk,n （ ｎ＜Ｎ／２） ・・・（１２）
Ｘ´k,n ＝ Ｘ* k,N-1-n （ ｎ＞Ｎ／２） ・・・（１３）
【００４７】ここで、“Ｎ／２”は送信のキャリア数、
Ｘ´k,nは拡張後のデータである。図８で示した使用周
波数帯域では、Ｎは“６４”で、送信キャリア数が“３
２”となる。さらに続いて、次の（１４）〜（１７）式
により帯域拡張される。
Ｘ´k,nは拡張後のデータである。図８で示した使用周
波数帯域では、Ｎは“６４”で、送信キャリア数が“３
２”となる。さらに続いて、次の（１４）〜（１７）式
により帯域拡張される。
【００４８】
Ｘ´´k,n ＝ Ｘ´k,n （ ｎ＜Ｎ） ・・・（１４）
Ｘ´´k,n ＝ Ｘ´k,n-N （Ｎ≦ｎ＜２Ｎ） ・・・（１５）
Ｘ´´k,n ＝ Ｘ´k,n-2N （２Ｎ≦ｎ＜３Ｎ） ・・・（１６）
Ｘ´´k,n ＝ Ｘ´k,n-3N （３Ｎ≦ｎ＜Ｍ／２） ・・・（１７）
【００４９】ここで、“Ｍ／２”は受信シンボルのキャ
リア数、Ｘ´´k,nは拡張後のデータである。図８で示
した使用周波数帯域では、Ｍは“５１２”で、送信キャ
リア数が“２５６”となる。
リア数、Ｘ´´k,nは拡張後のデータである。図８で示
した使用周波数帯域では、Ｍは“５１２”で、送信キャ
リア数が“２５６”となる。
【００５０】図１１は、（１４）〜（１７）式で示され
る帯域拡張部３０における帯域拡張の動作原理を説明す
るためのものである。ここでは、縦軸に振幅、横軸に拡
張後のＸ´´k,nのキャリア番号を示す。すなわち、
（１１）〜（１３）式で示されるように第１の領域６５
に変換されたデータは、（１５）式によって、“Ｎ”キ
ャリア分移動されて第２の領域６６に複製される（複製
６７）。さらに、（１６）式によって“２Ｎ”キャリア
分移動されて第３の領域６８に複製される（複製６
９）。さらに、（１７）式によって“３Ｎ”キャリア分
移動されて第４の領域７０に複製される（複製７１）。
る帯域拡張部３０における帯域拡張の動作原理を説明す
るためのものである。ここでは、縦軸に振幅、横軸に拡
張後のＸ´´k,nのキャリア番号を示す。すなわち、
（１１）〜（１３）式で示されるように第１の領域６５
に変換されたデータは、（１５）式によって、“Ｎ”キ
ャリア分移動されて第２の領域６６に複製される（複製
６７）。さらに、（１６）式によって“２Ｎ”キャリア
分移動されて第３の領域６８に複製される（複製６
９）。さらに、（１７）式によって“３Ｎ”キャリア分
移動されて第４の領域７０に複製される（複製７１）。
【００５１】ところで、（１１）〜（１７）式から、明
らかなように、キャリア番号ｎが“Ｎ／２”のとき、帯
域拡張されたデータは、“０”になる。したがって、
（５）式で定義されるとおり、周波数域ＥＣ３１のタッ
プ係数のうちＣk,N/2は更新されないことになる。すな
わち、周波数域ＥＣ３１において、ナイキスト周波数に
キャリアが存在せず、対応するタップ係数の更新が行わ
れないことを意味する。図３に示す従来のＡＤＳＬシス
テムにおける送受信装置では、３２タップごとに“０”
となる周波数応答をＩＦＦＴして、時間域ＥＣ３３のタ
ップ係数を算出する。このため、正確な時間域ＥＣ３１
のタップ係数を算出することができないという問題があ
る。したがって、時間域ＥＣ３１では、過去のシンボル
によって生じるエコーを正確に消去することができなく
なり、周波数域ＥＣ３１では本来このエコーを消去する
ことができないことから、エコー抑圧特性が劣化してし
まう。
らかなように、キャリア番号ｎが“Ｎ／２”のとき、帯
域拡張されたデータは、“０”になる。したがって、
（５）式で定義されるとおり、周波数域ＥＣ３１のタッ
プ係数のうちＣk,N/2は更新されないことになる。すな
わち、周波数域ＥＣ３１において、ナイキスト周波数に
キャリアが存在せず、対応するタップ係数の更新が行わ
れないことを意味する。図３に示す従来のＡＤＳＬシス
テムにおける送受信装置では、３２タップごとに“０”
となる周波数応答をＩＦＦＴして、時間域ＥＣ３３のタ
ップ係数を算出する。このため、正確な時間域ＥＣ３１
のタップ係数を算出することができないという問題があ
る。したがって、時間域ＥＣ３１では、過去のシンボル
によって生じるエコーを正確に消去することができなく
なり、周波数域ＥＣ３１では本来このエコーを消去する
ことができないことから、エコー抑圧特性が劣化してし
まう。
【００５２】そこで本発明の目的は、送信信号がハイブ
リッドトランスを介して受信側に回り込み、消去できな
かったエコーを、簡素な演算により正確に消去するエコ
ーキャンセラを提供することにある。
リッドトランスを介して受信側に回り込み、消去できな
かったエコーを、簡素な演算により正確に消去するエコ
ーキャンセラを提供することにある。
【００５３】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明で
は、（イ）受信帯域より狭い送信帯域を受信帯域まで拡
張する帯域拡張手段と、（ロ）この帯域拡張手段によっ
て帯域拡張された各キャリアの送信データから受信信号
の符号識別結果に基づいて更新されたタップ係数を用い
て現在のシンボルによるエコーのレプリカを算出する周
波数域エコー算出手段と、（ハ）周波数域エコー算出手
段のタップ係数を補間する周波数補間手段と、（ニ）こ
の周波数補間手段によって補間した周波数域エコー算出
手段のタップ係数を時間域のタップ係数に変換する逆高
速フーリエ変換手段と、（ホ）送信データを帯域拡張後
逆高速フーリエ変換により変換した時間域の送信データ
を受信信号のサンプリング数に補間するデータ補間手段
と、（ヘ）逆高速フーリエ変換手段により変換されたタ
ップ係数を用いてこのデータ補間手段によって補間され
たデータから過去のシンボルによって生じるエコーを消
去するとともに現在のシンボルによって後続するシンボ
ルに生じるエコーを補償するレプリカを算出する時間域
エコー算出手段とをエコーキャンセラに具備させる。
は、（イ）受信帯域より狭い送信帯域を受信帯域まで拡
張する帯域拡張手段と、（ロ）この帯域拡張手段によっ
て帯域拡張された各キャリアの送信データから受信信号
の符号識別結果に基づいて更新されたタップ係数を用い
て現在のシンボルによるエコーのレプリカを算出する周
波数域エコー算出手段と、（ハ）周波数域エコー算出手
段のタップ係数を補間する周波数補間手段と、（ニ）こ
の周波数補間手段によって補間した周波数域エコー算出
手段のタップ係数を時間域のタップ係数に変換する逆高
速フーリエ変換手段と、（ホ）送信データを帯域拡張後
逆高速フーリエ変換により変換した時間域の送信データ
を受信信号のサンプリング数に補間するデータ補間手段
と、（ヘ）逆高速フーリエ変換手段により変換されたタ
ップ係数を用いてこのデータ補間手段によって補間され
たデータから過去のシンボルによって生じるエコーを消
去するとともに現在のシンボルによって後続するシンボ
ルに生じるエコーを補償するレプリカを算出する時間域
エコー算出手段とをエコーキャンセラに具備させる。
【００５４】すなわち請求項１記載の発明では、帯域拡
張手段で、より広い受信帯域にまで各送信キャリアに割
り当てられた送信データの帯域を拡張し、周波数域エコ
ー算出手段で受信信号の符号識別結果に基づいて更新さ
れたタップ係数を用いて現在のシンボルによるエコーの
レプリカを算出するようにした。そして、従来であれ
ば、時間域エコー算出手段により、周波数域エコー算出
手段のタップ係数を時間域に変換したタップ係数を用い
て、送信データを帯域拡張後に受信信号のサンプリング
数にまで補間したデータから過去のシンボルによって生
じるエコーを消去し、現在のシンボルによって後続する
シンボルに生じるエコーを補償するレプリカを算出す
る。しかし、本発明では、周波数域エコー算出手段のタ
ップ係数を周波数補間手段により補間した後、逆高速フ
ーリエ変換手段で時間域のタップ係数に変換し、この変
換したタップ係数を用いて時間域エコー算出手段でエコ
ーのレプリカを算出するようにしている。
張手段で、より広い受信帯域にまで各送信キャリアに割
り当てられた送信データの帯域を拡張し、周波数域エコ
ー算出手段で受信信号の符号識別結果に基づいて更新さ
れたタップ係数を用いて現在のシンボルによるエコーの
レプリカを算出するようにした。そして、従来であれ
ば、時間域エコー算出手段により、周波数域エコー算出
手段のタップ係数を時間域に変換したタップ係数を用い
て、送信データを帯域拡張後に受信信号のサンプリング
数にまで補間したデータから過去のシンボルによって生
じるエコーを消去し、現在のシンボルによって後続する
シンボルに生じるエコーを補償するレプリカを算出す
る。しかし、本発明では、周波数域エコー算出手段のタ
ップ係数を周波数補間手段により補間した後、逆高速フ
ーリエ変換手段で時間域のタップ係数に変換し、この変
換したタップ係数を用いて時間域エコー算出手段でエコ
ーのレプリカを算出するようにしている。
【００５５】請求項２記載の発明では、（イ）受信帯域
より狭い送信帯域を受信帯域まで拡張する帯域拡張手段
と、（ロ）この帯域拡張手段によって帯域拡張された各
キャリアの送信データから受信信号の符号識別結果に基
づいて更新されたタップ係数を用いて現在のシンボルに
よるエコーのレプリカを算出する周波数域エコー算出手
段と、（ハ）送信データのナイキスト周波数に対応する
周波数域エコー算出手段のタップ係数を補間する周波数
補間手段と、（ニ）この周波数補間手段によって補間し
た周波数域エコー算出手段のタップ係数を時間域のタッ
プ係数に変換する逆高速フーリエ変換手段と、（ホ）送
信データを帯域拡張後逆高速フーリエ変換した時間域の
送信データを受信信号のサンプリング数に補間するデー
タ補間手段と、（ヘ）逆高速フーリエ変換手段により変
換されたタップ係数を用いてこのデータ補間手段によっ
て補間されたデータから過去のシンボルによって生じる
エコーを消去するとともに現在のシンボルによって後続
するシンボルに生じるエコーをするレプリカを算出する
時間域エコー算出手段とをエコーキャンセラに具備させ
る。
より狭い送信帯域を受信帯域まで拡張する帯域拡張手段
と、（ロ）この帯域拡張手段によって帯域拡張された各
キャリアの送信データから受信信号の符号識別結果に基
づいて更新されたタップ係数を用いて現在のシンボルに
よるエコーのレプリカを算出する周波数域エコー算出手
段と、（ハ）送信データのナイキスト周波数に対応する
周波数域エコー算出手段のタップ係数を補間する周波数
補間手段と、（ニ）この周波数補間手段によって補間し
た周波数域エコー算出手段のタップ係数を時間域のタッ
プ係数に変換する逆高速フーリエ変換手段と、（ホ）送
信データを帯域拡張後逆高速フーリエ変換した時間域の
送信データを受信信号のサンプリング数に補間するデー
タ補間手段と、（ヘ）逆高速フーリエ変換手段により変
換されたタップ係数を用いてこのデータ補間手段によっ
て補間されたデータから過去のシンボルによって生じる
エコーを消去するとともに現在のシンボルによって後続
するシンボルに生じるエコーをするレプリカを算出する
時間域エコー算出手段とをエコーキャンセラに具備させ
る。
【００５６】すなわち請求項２記載の発明では、請求項
１記載の発明における周波数補間手段において、送信デ
ータのナイキスト周波数に対応する周波数域エコー算出
手段のタップ係数を補間するようにした。これにより、
周波数域エコー算出手段のナイキスト周波数に対応する
タップ係数に対応するキャリアの送信データが“０”と
なっているため周波数応答が“０”となり、タップ係数
が更新されないことにより時間域エコー算出手段のタッ
プ係数が正しく算出されないという問題点を解消し、エ
コー抑圧特性を向上させることができる。
１記載の発明における周波数補間手段において、送信デ
ータのナイキスト周波数に対応する周波数域エコー算出
手段のタップ係数を補間するようにした。これにより、
周波数域エコー算出手段のナイキスト周波数に対応する
タップ係数に対応するキャリアの送信データが“０”と
なっているため周波数応答が“０”となり、タップ係数
が更新されないことにより時間域エコー算出手段のタッ
プ係数が正しく算出されないという問題点を解消し、エ
コー抑圧特性を向上させることができる。
【００５７】請求項３記載の発明では、請求項２記載の
エコーキャンセラで、周波数補間手段は隣接するキャリ
アのタップ係数の平均値をとることによってナイキスト
周波数に対応するタップ係数を補間することを特徴とし
ている。
エコーキャンセラで、周波数補間手段は隣接するキャリ
アのタップ係数の平均値をとることによってナイキスト
周波数に対応するタップ係数を補間することを特徴とし
ている。
【００５８】すなわち請求項３記載の発明では、隣接す
るキャリアのタップ係数の平均値をとってナイキスト周
波数に対応するタップ係数の補間を行うようにしたの
で、必要な演算量の増加を抑えつつ、非常に簡素な構成
でエコー抑圧特性の劣化を回避することができる。
るキャリアのタップ係数の平均値をとってナイキスト周
波数に対応するタップ係数の補間を行うようにしたの
で、必要な演算量の増加を抑えつつ、非常に簡素な構成
でエコー抑圧特性の劣化を回避することができる。
【００５９】請求項４記載の発明では、請求項１〜請求
項３記載のエコーキャンセラで、周波数補間手段は受信
信号のナイキスト周波数に相当するキャリアのタップ係
数を隣接するキャリアのタップ係数とその複素共役の平
均値をとることによって受信信号のナイキスト周波数に
対応するタップ係数を補間することを特徴としている。
項３記載のエコーキャンセラで、周波数補間手段は受信
信号のナイキスト周波数に相当するキャリアのタップ係
数を隣接するキャリアのタップ係数とその複素共役の平
均値をとることによって受信信号のナイキスト周波数に
対応するタップ係数を補間することを特徴としている。
【００６０】すなわち請求項４記載の発明では、さらに
受信信号のナイキスト周波数に相当するキャリアについ
ても、複素共役との平均値をとって補間するようにした
ので、エコーのスペクトラムが、受信使用帯域のナイキ
スト周波数にまで広がる場合には、さらにエコー抑圧特
性を改善することができる。
受信信号のナイキスト周波数に相当するキャリアについ
ても、複素共役との平均値をとって補間するようにした
ので、エコーのスペクトラムが、受信使用帯域のナイキ
スト周波数にまで広がる場合には、さらにエコー抑圧特
性を改善することができる。
【００６１】
【００６２】
【実施例】以下実施例につき本発明を詳細に説明する。
【００６３】第１の実施例
【００６４】図１は、本発明の第１の実施例におけるＥ
Ｃを適用したＡＤＳＬシステムにおける送受信装置の構
成の概要を表わしたものである。ただし、図３に示す従
来提案されたＥＣを適用したＡＤＳＬシステムと同一部
分には、同一符号を付している。ここでは、送信帯域と
比較して受信帯域が広いＡＤＳＬシステムに適用される
送受信装置を示す。第１の実施例におけるＥＣを適用し
た送受信装置は、線路１０を介して対向する図示しない
別の送受信装置と接続されている。線路１０には、送信
部１１と受信部１２とが、ハイブリッドトランス１３を
介して接続されている。線路１０は、既設の電話回線に
用いられる、メタリック・ケーブルである。ハイブリッ
ドトランス１３は、線路１０と送信部１１および受信部
１２とを結合するトランスによって、２線−４線変換を
行う。これにより、送信部１１からの送信信号は、ハイ
ブリッドトランス１３を介して線路１０へ送出される。
また、線路１０からの受信信号は、ハイブリッドトラン
ス１３を介して受信部１２で受信される。しかし、この
際、受信部１２に入力される受信信号に、ハイブリッド
トランス１３を介して送信部１１からの送信信号のエコ
ーが回り込んでしまうため、受信部１２においてこのエ
コーを抑圧するＥＣ８０が設けられている。
Ｃを適用したＡＤＳＬシステムにおける送受信装置の構
成の概要を表わしたものである。ただし、図３に示す従
来提案されたＥＣを適用したＡＤＳＬシステムと同一部
分には、同一符号を付している。ここでは、送信帯域と
比較して受信帯域が広いＡＤＳＬシステムに適用される
送受信装置を示す。第１の実施例におけるＥＣを適用し
た送受信装置は、線路１０を介して対向する図示しない
別の送受信装置と接続されている。線路１０には、送信
部１１と受信部１２とが、ハイブリッドトランス１３を
介して接続されている。線路１０は、既設の電話回線に
用いられる、メタリック・ケーブルである。ハイブリッ
ドトランス１３は、線路１０と送信部１１および受信部
１２とを結合するトランスによって、２線−４線変換を
行う。これにより、送信部１１からの送信信号は、ハイ
ブリッドトランス１３を介して線路１０へ送出される。
また、線路１０からの受信信号は、ハイブリッドトラン
ス１３を介して受信部１２で受信される。しかし、この
際、受信部１２に入力される受信信号に、ハイブリッド
トランス１３を介して送信部１１からの送信信号のエコ
ーが回り込んでしまうため、受信部１２においてこのエ
コーを抑圧するＥＣ８０が設けられている。
【００６５】送信部１１は、シリアルに入力される送信
データ１５をパラレルに変換するシリアルパラレル変換
部１６と、このパラレルに変換された送信データを数ビ
ットごとに各キャリアに配置するマッパー部１７と、配
置されたキャリアを帯域拡張後にＩＦＦＴを行うＩＦＦ
Ｔ部１８と、ＩＦＦＴ部１８の出力に対してＣＰを付加
するＣＰ挿入部１９とを備えている。さらに送信部１１
は、ＣＰを付加された信号をシリアルデータに変換する
パラレルシリアル変換部２０と、変換されたシリアルデ
ータをアナログ化するディジタルアナログ変換部２１
と、アナログ化された信号の高周波成分を遮断するロー
パスフィルタ２２とを備えている。
データ１５をパラレルに変換するシリアルパラレル変換
部１６と、このパラレルに変換された送信データを数ビ
ットごとに各キャリアに配置するマッパー部１７と、配
置されたキャリアを帯域拡張後にＩＦＦＴを行うＩＦＦ
Ｔ部１８と、ＩＦＦＴ部１８の出力に対してＣＰを付加
するＣＰ挿入部１９とを備えている。さらに送信部１１
は、ＣＰを付加された信号をシリアルデータに変換する
パラレルシリアル変換部２０と、変換されたシリアルデ
ータをアナログ化するディジタルアナログ変換部２１
と、アナログ化された信号の高周波成分を遮断するロー
パスフィルタ２２とを備えている。
【００６６】受信部１２は、ハイブリッドトランス１３
を介して入力された受信信号の例えば線路１０で混入し
た高周波ノイズ成分を遮断するローパスフィルタ２３
と、この出力をディジタル化するアナログディジタル変
換部２４と、ディジタル化された出力信号に対してＥＣ
８０によって推定された過去のシンボルによって生じる
エコーを消去するための減算器２５と、減算器２５の減
算結果をパラレルに変換するシリアルパラレル変換部２
６とを備えている。さらに受信部１２は、変換されたパ
ラレルデータをＦＦＴによって復調するＦＦＴ部２７
と、ＦＦＴされた信号に対してＥＣ８０によって推定さ
れた現在のシンボルによって生じるエコーを消去するた
めの減算器２８と、減算器２８の減算結果をバイナリデ
ータに再構築する符号識別部２９とを備えている。
を介して入力された受信信号の例えば線路１０で混入し
た高周波ノイズ成分を遮断するローパスフィルタ２３
と、この出力をディジタル化するアナログディジタル変
換部２４と、ディジタル化された出力信号に対してＥＣ
８０によって推定された過去のシンボルによって生じる
エコーを消去するための減算器２５と、減算器２５の減
算結果をパラレルに変換するシリアルパラレル変換部２
６とを備えている。さらに受信部１２は、変換されたパ
ラレルデータをＦＦＴによって復調するＦＦＴ部２７
と、ＦＦＴされた信号に対してＥＣ８０によって推定さ
れた現在のシンボルによって生じるエコーを消去するた
めの減算器２８と、減算器２８の減算結果をバイナリデ
ータに再構築する符号識別部２９とを備えている。
【００６７】ＥＣ８０は、マッパー部１７の出力を送信
側の帯域を受信側の帯域にまで拡張する帯域拡張部３０
と、帯域拡張部３０によって帯域拡張されたキャリアか
ら、各キャリアによって生じるエコーのレプリカを算出
する周波数域ＥＣ３１とを有している。さらにＥＣ８０
は、ＩＦＦＴ部１８によって時間域に変換されたデータ
を補間するデータ補間部３２と、ＦＩＲフィルタからな
りデータ補間部３２によって補間されたデータからエコ
ーのレプリカを生成する時間域ＥＣ３３とを備えてい
る。さらにまた、第１の実施例におけるＥＣ８０は、周
波数域ＥＣ３１のタップ係数を補間する周波数補間部８
１と、周波数補間部８１によって補間されたタップ係数
をＩＦＦＴにより時間域ＥＣ３３のタップ係数を算出す
るＩＦＦＴ部３４とを備えている。周波数域ＥＣ３１お
よび時間域ＥＣ３３でそれぞれ算出されたレプリカは、
それぞれ受信部１２における減算器２８および減算器２
５において、周波数域と時間域でエコーを消去する。
側の帯域を受信側の帯域にまで拡張する帯域拡張部３０
と、帯域拡張部３０によって帯域拡張されたキャリアか
ら、各キャリアによって生じるエコーのレプリカを算出
する周波数域ＥＣ３１とを有している。さらにＥＣ８０
は、ＩＦＦＴ部１８によって時間域に変換されたデータ
を補間するデータ補間部３２と、ＦＩＲフィルタからな
りデータ補間部３２によって補間されたデータからエコ
ーのレプリカを生成する時間域ＥＣ３３とを備えてい
る。さらにまた、第１の実施例におけるＥＣ８０は、周
波数域ＥＣ３１のタップ係数を補間する周波数補間部８
１と、周波数補間部８１によって補間されたタップ係数
をＩＦＦＴにより時間域ＥＣ３３のタップ係数を算出す
るＩＦＦＴ部３４とを備えている。周波数域ＥＣ３１お
よび時間域ＥＣ３３でそれぞれ算出されたレプリカは、
それぞれ受信部１２における減算器２８および減算器２
５において、周波数域と時間域でエコーを消去する。
【００６８】このような構成の第１の実施例におけるＥ
Ｃを適用した送受信装置では、時系列のシリアルデータ
である送信データ１５が、シリアルパラレル変換部１６
でパラレルデータに変換される。シリアルパラレル変換
部１６によって変換されたパラレルデータは、図４およ
び図５で示したようにマッパー部１７で数ビットごとに
束ね、ＱＡＭにより複数キャリアに配置される。
Ｃを適用した送受信装置では、時系列のシリアルデータ
である送信データ１５が、シリアルパラレル変換部１６
でパラレルデータに変換される。シリアルパラレル変換
部１６によって変換されたパラレルデータは、図４およ
び図５で示したようにマッパー部１７で数ビットごとに
束ね、ＱＡＭにより複数キャリアに配置される。
【００６９】各キャリアに配置されたマッパー部１７の
出力データは、上述した（１）〜（３）式で示すように
帯域拡張された後、ＩＦＦＴ部１８でＩＦＦＴされ、１
シンボルごとに時間域のデータへ変換される。
出力データは、上述した（１）〜（３）式で示すように
帯域拡張された後、ＩＦＦＴ部１８でＩＦＦＴされ、１
シンボルごとに時間域のデータへ変換される。
【００７０】ＩＦＦＴ部１８の出力データは、ＣＰ挿入
部１９でＣＰが付加される。通常、各データは、線路１
０の応答特性や、ハイブリッドトランス１３の低域遮断
特性によって、“すそひき”が生じる。ＣＰは、シンボ
ル内に収まらないデータ端の“すそひき”を自シンボル
内に取り込むために、各シンボルの先頭に付加される。
同時に、ＣＰは、ＦＦＴ時の周期性の再現をも目的とし
ている。付加されるＣＰの長さは、受信シンボルにおけ
る“すそひき”を基準に設定されるため、時間域ＥＣで
処理を行う。
部１９でＣＰが付加される。通常、各データは、線路１
０の応答特性や、ハイブリッドトランス１３の低域遮断
特性によって、“すそひき”が生じる。ＣＰは、シンボ
ル内に収まらないデータ端の“すそひき”を自シンボル
内に取り込むために、各シンボルの先頭に付加される。
同時に、ＣＰは、ＦＦＴ時の周期性の再現をも目的とし
ている。付加されるＣＰの長さは、受信シンボルにおけ
る“すそひき”を基準に設定されるため、時間域ＥＣで
処理を行う。
【００７１】ＣＰ挿入部１９でＣＰが付加されたデータ
は、パラレルシリアル変換部２０でシリアルデータに変
換される。パラレルシリアル変換部２０で変換されたシ
リアルデータは、ディジタルアナログ変換部２１でアナ
ログ化され、ローパスフィルタ３２で高調波成分２２が
除去後、ハイブリッドトランス１３を介して線路１０に
送出される。
は、パラレルシリアル変換部２０でシリアルデータに変
換される。パラレルシリアル変換部２０で変換されたシ
リアルデータは、ディジタルアナログ変換部２１でアナ
ログ化され、ローパスフィルタ３２で高調波成分２２が
除去後、ハイブリッドトランス１３を介して線路１０に
送出される。
【００７２】これに対して、線路１０を介して入力され
た受信信号は、ハイブリッドトランス１３を経て、受信
部１２に入力される。受信部１２では、まずローパスフ
ィルタ２３により、線路１０で付加された高調波ノイズ
成分を除去後、アナログディジタル変換部２４でディジ
タル化される。ディジタル化された出力信号は、減算器
２５によって、ＥＣ８０で推定された過去のシンボルに
よって生じるエコー成分が消去される。減算器２５の減
算結果は、シリアルパラレル変換部２６でパラレルデー
タに変換され、ＦＦＴ部２７で周波数域のデータに変換
される。ＦＦＴ部２７で変換された周波数域のデータ
は、減算器２８によって、ＥＣ１４で推定された現在の
シンボルによって生じるエコー成分が消去される。減算
器２８の減算結果は、符号識別部２９で図５で示したキ
ャリア配置に当てはめる。その際に、復調特性によって
誤差が生じ、これに対応する識別誤差信号５２がＥＣ１
４に供給される。図５で示したキャリア配置に当てはめ
られたデータは、図示しないデマッパーにより、図４で
行われた割り当てと逆の変換を行って、バイナリデータ
を再構築する。
た受信信号は、ハイブリッドトランス１３を経て、受信
部１２に入力される。受信部１２では、まずローパスフ
ィルタ２３により、線路１０で付加された高調波ノイズ
成分を除去後、アナログディジタル変換部２４でディジ
タル化される。ディジタル化された出力信号は、減算器
２５によって、ＥＣ８０で推定された過去のシンボルに
よって生じるエコー成分が消去される。減算器２５の減
算結果は、シリアルパラレル変換部２６でパラレルデー
タに変換され、ＦＦＴ部２７で周波数域のデータに変換
される。ＦＦＴ部２７で変換された周波数域のデータ
は、減算器２８によって、ＥＣ１４で推定された現在の
シンボルによって生じるエコー成分が消去される。減算
器２８の減算結果は、符号識別部２９で図５で示したキ
ャリア配置に当てはめる。その際に、復調特性によって
誤差が生じ、これに対応する識別誤差信号５２がＥＣ１
４に供給される。図５で示したキャリア配置に当てはめ
られたデータは、図示しないデマッパーにより、図４で
行われた割り当てと逆の変換を行って、バイナリデータ
を再構築する。
【００７３】ＥＣ８０は、図８に示したように送信信号
と受信信号の使用帯域が重複し、ハイブリッドトランス
１３を介して回り込む送信信号によるエコーを消去す
る。以下、ＥＣ８０について説明する。
と受信信号の使用帯域が重複し、ハイブリッドトランス
１３を介して回り込む送信信号によるエコーを消去す
る。以下、ＥＣ８０について説明する。
【００７４】帯域拡張部３０では、マッパー部１７の出
力データについて、図８で示したように広い帯域を使用
する受信信号の帯域にまで拡張する。これは、図８で示
すように、送信信号と受信信号とは使用帯域が異なるた
めである。
力データについて、図８で示したように広い帯域を使用
する受信信号の帯域にまで拡張する。これは、図８で示
すように、送信信号と受信信号とは使用帯域が異なるた
めである。
【００７５】図２は周波数域ＥＣ３１の構成要部の概要
を表わしたものである。周波数域ＥＣ８１は、キャリア
ごとに設けられたタップ係数が複素数である１タップの
第１〜第Ｐのフィルタ８５1〜８５Pと、符号識別部２９
によって生成された識別誤差信号５２とステップサイズ
μとを掛け合わせる乗算器８６とを有している。第１〜
第Ｐのフィルタ８５1〜８５Pの構成は、それぞれ同一で
ある。なお、第２〜第Ｐのフィルタ８５2〜８５Pの動作
も同様に行われるので、図示および説明を省略し、以下
では第１のフィルタ８５1についてのみ説明する。帯域
拡張部３０によって帯域拡張された送信データ８７は、
各キャリアごとに第１〜第Ｐのフィルタ８５1〜８５Pに
入力される。第１〜第Ｐのフィルタ８５1〜８５Pには、
乗算器８６によって乗算された識別誤差信号５２とステ
ップサイズμとの乗算結果がそれぞれ入力される。
を表わしたものである。周波数域ＥＣ８１は、キャリア
ごとに設けられたタップ係数が複素数である１タップの
第１〜第Ｐのフィルタ８５1〜８５Pと、符号識別部２９
によって生成された識別誤差信号５２とステップサイズ
μとを掛け合わせる乗算器８６とを有している。第１〜
第Ｐのフィルタ８５1〜８５Pの構成は、それぞれ同一で
ある。なお、第２〜第Ｐのフィルタ８５2〜８５Pの動作
も同様に行われるので、図示および説明を省略し、以下
では第１のフィルタ８５1についてのみ説明する。帯域
拡張部３０によって帯域拡張された送信データ８７は、
各キャリアごとに第１〜第Ｐのフィルタ８５1〜８５Pに
入力される。第１〜第Ｐのフィルタ８５1〜８５Pには、
乗算器８６によって乗算された識別誤差信号５２とステ
ップサイズμとの乗算結果がそれぞれ入力される。
【００７６】第１のフィルタ８５1に入力された１キャ
リア分の送信データは、１シンボル分だけ遅延させる遅
延素子８８1と乗算器８９1に入力される。乗算器８６に
よって乗算された識別誤差信号５２とステップサイズμ
との乗算結果と遅延素子８８ 1によって遅延された遅延
データとが乗算器９０1に入力される。この乗算結果
は、加算器９１1に入力され、この加算器９１1の加算結
果を遅延素子９２1で１シンボル分だけ遅延させた遅延
データと加算される。また、この加算器９１1の加算結
果は、乗算器８９1に入力され、１キャリア分の送信デ
ータと加算される。すなわち、上述した（５）式で示さ
れるようにタップ係数Ｃk,nを更新する。そして、この
更新したタップ係数により現在のシンボルによるエコー
のレプリカを算出する。
リア分の送信データは、１シンボル分だけ遅延させる遅
延素子８８1と乗算器８９1に入力される。乗算器８６に
よって乗算された識別誤差信号５２とステップサイズμ
との乗算結果と遅延素子８８ 1によって遅延された遅延
データとが乗算器９０1に入力される。この乗算結果
は、加算器９１1に入力され、この加算器９１1の加算結
果を遅延素子９２1で１シンボル分だけ遅延させた遅延
データと加算される。また、この加算器９１1の加算結
果は、乗算器８９1に入力され、１キャリア分の送信デ
ータと加算される。すなわち、上述した（５）式で示さ
れるようにタップ係数Ｃk,nを更新する。そして、この
更新したタップ係数により現在のシンボルによるエコー
のレプリカを算出する。
【００７７】各フィルタ８５1〜８５Pの加算器８９1〜
８９Pからの加算結果は、それぞれ受信部１２の減算器
２８に入力される。減算器２８では、各キャリアごとに
減算器２８1〜２８Pを有しており、ＦＦＴ部２７によっ
て周波数域に変換された変換データ９３から、この加算
結果が減算される。この減算された結果は、受信データ
９４として、符号識別部２９に対して出力される。
８９Pからの加算結果は、それぞれ受信部１２の減算器
２８に入力される。減算器２８では、各キャリアごとに
減算器２８1〜２８Pを有しており、ＦＦＴ部２７によっ
て周波数域に変換された変換データ９３から、この加算
結果が減算される。この減算された結果は、受信データ
９４として、符号識別部２９に対して出力される。
【００７８】符号識別部２９では、復調信号をキャリア
配置に当てはめる。その際に生じる復調特性による誤差
を改善するため、周波数域ＥＣ３１のタップ係数を適応
的に更新する。これは、上述したように符号識別部２９
によって算出された識別誤差信号５２により行われる。
配置に当てはめる。その際に生じる復調特性による誤差
を改善するため、周波数域ＥＣ３１のタップ係数を適応
的に更新する。これは、上述したように符号識別部２９
によって算出された識別誤差信号５２により行われる。
【００７９】このように周波数域ＥＣ３１では、周波数
域において符号識別部２９からの識別誤差信号５２に基
づいて送信データからレプリカを評価することによっ
て、現在のシンボルによって生ずるエコー成分の消去を
可能としている。
域において符号識別部２９からの識別誤差信号５２に基
づいて送信データからレプリカを評価することによっ
て、現在のシンボルによって生ずるエコー成分の消去を
可能としている。
【００８０】図８で示すように、送信信号と受信信号と
は使用帯域が異なるため、１シンボルの時間長は等しい
ため、１シンボル当たりのサンプル数が異なる。そこ
で、データ補間部３２は、ＩＦＦＴ部１８によって時間
域に変換された時間域データを“０”補間することによ
って、上述した（６）〜（７）式で示されるように下り
方向の受信信号のサンプル数に補間する。
は使用帯域が異なるため、１シンボルの時間長は等しい
ため、１シンボル当たりのサンプル数が異なる。そこ
で、データ補間部３２は、ＩＦＦＴ部１８によって時間
域に変換された時間域データを“０”補間することによ
って、上述した（６）〜（７）式で示されるように下り
方向の受信信号のサンプル数に補間する。
【００８１】時間域ＥＣ３３は、ＦＩＲフィルタにより
構成される。そのタップ係数は、周波数域ＥＣ３１のタ
ップ係数を、周波数補間部８１において次の（１８）〜
（２０）式で示すように周波数補間した後、ＩＦＦＴ部
３４でＩＦＦＴして算出する。周波数域ＥＣのタップ係
数をｃk,n、ＩＦＦＴ部３４の入力データをｃ´k,nとす
る。
構成される。そのタップ係数は、周波数域ＥＣ３１のタ
ップ係数を、周波数補間部８１において次の（１８）〜
（２０）式で示すように周波数補間した後、ＩＦＦＴ部
３４でＩＦＦＴして算出する。周波数域ＥＣのタップ係
数をｃk,n、ＩＦＦＴ部３４の入力データをｃ´k,nとす
る。
【００８２】
ｃ´k,n ＝ ０ （ｎ＝０，Ｍ／２） ・・・（１８）
ｃ´k,n ＝ （ｃk,n-1＋ｃk,n+1）／２
（ｍｏｄ（ｎ，Ｎ／２）＝０、ｎ＜Ｍ／２，ｎ≠０） ・・・（１９）
ｃ´k,n ＝ ｃk,n
（ｍｏｄ（ｎ，Ｎ／２）≠０，ｎ＜Ｍ／２，ｎ≠０） ・・・（２０）
【００８３】ここで、ｎはタップ番号、Ｎ／２は送信キ
ャリア数、Ｍ／２は受信キャリア数とする。このように
周波数補間部８１では、ナイキスト周波数に対応するタ
ップ係数を隣接する２つのタップ係数の平均値をとって
補間する。
ャリア数、Ｍ／２は受信キャリア数とする。このように
周波数補間部８１では、ナイキスト周波数に対応するタ
ップ係数を隣接する２つのタップ係数の平均値をとって
補間する。
【００８４】（１８）〜（２０）式で示される周波数補
間部８１による補間に伴う演算量は、加算演算量をＤ
ａ、シフト演算量をＤｓとすると、次の（２１）、（２
２）式より求めることができる。
間部８１による補間に伴う演算量は、加算演算量をＤ
ａ、シフト演算量をＤｓとすると、次の（２１）、（２
２）式より求めることができる。
【００８５】
Ｄａ ＝ ２・Ｍ／Ｎ ・・・（２１）
Ｄｓ ＝ ２・Ｍ／Ｎ ・・・（２２）
【００８６】上述したＡＤＳＬシステムでは、Ｎが“６
４”、Ｍが“５１２”であるため、周波数補間部８１に
よる補間に伴う演算量は、加算が１６回、シフトが１６
回である。この演算量の増加は、従来のＥＣにおける演
算量と比較すれば、無視することができる演算増加量で
あると言える。
４”、Ｍが“５１２”であるため、周波数補間部８１に
よる補間に伴う演算量は、加算が１６回、シフトが１６
回である。この演算量の増加は、従来のＥＣにおける演
算量と比較すれば、無視することができる演算増加量で
あると言える。
【００８７】周波数補間部８１で補間されたタップ係数
をＩＦＦＴし、算出した時間域ＥＣ３３のタップ係数を
用いて、時間域ＥＣ３３は上述した２つの前処理を行
う。すなわち、第１の前処理は、受信部１２で後段の周
波数ＥＣ３１によって算出されたレプリカの減算だけで
は消去されない過去のシンボルによって生じるエコーを
消去する。また第２の前処理は、現在の送信シンボルに
よって後続するシンボルに生じるエコーを、現在のシン
ボルのＦＦＴ区間の先頭に複写する。図１０に示したよ
うにこれら２つの処理により、現在のシンボルのＦＦＴ
区間には、現在にシンボルによってのみ生じるエコーだ
けが周期性をもつ時間域の残留エコーを残す。時間域の
残留エコーは、後段の周波数域ＥＣ３３によって算出さ
れたレプリカの減算により消去する。
をＩＦＦＴし、算出した時間域ＥＣ３３のタップ係数を
用いて、時間域ＥＣ３３は上述した２つの前処理を行
う。すなわち、第１の前処理は、受信部１２で後段の周
波数ＥＣ３１によって算出されたレプリカの減算だけで
は消去されない過去のシンボルによって生じるエコーを
消去する。また第２の前処理は、現在の送信シンボルに
よって後続するシンボルに生じるエコーを、現在のシン
ボルのＦＦＴ区間の先頭に複写する。図１０に示したよ
うにこれら２つの処理により、現在のシンボルのＦＦＴ
区間には、現在にシンボルによってのみ生じるエコーだ
けが周期性をもつ時間域の残留エコーを残す。時間域の
残留エコーは、後段の周波数域ＥＣ３３によって算出さ
れたレプリカの減算により消去する。
【００８８】このように第１の実施例によるＥＣは、周
波数域ＥＣ３１のタップ係数を補間する周波数補間部８
１を備え、この補間されたタップ係数を用いてＩＦＦＴ
部３４により時間域ＥＣ３２のタップ係数を算出するよ
うにした。周波数補間部８１では、ナイキスト周波数に
対応するタップ係数を隣接する２つのタップ係数の平均
値をとって補間する。これにより、周波数応答が“０”
となって周波数域ＥＣ３１のタップ係数が更新されるこ
とがなかったナイキスト周波数に対応するタップ係数
を、補間することにより更新されるようにしたため、正
しい時間域ＥＣ３２のタップ係数を求めることができる
ようになる。また、その補間を隣接するタップ係数の平
均値をとるようにしたので、簡素な構成でエコー抑圧特
性を改善できる。
波数域ＥＣ３１のタップ係数を補間する周波数補間部８
１を備え、この補間されたタップ係数を用いてＩＦＦＴ
部３４により時間域ＥＣ３２のタップ係数を算出するよ
うにした。周波数補間部８１では、ナイキスト周波数に
対応するタップ係数を隣接する２つのタップ係数の平均
値をとって補間する。これにより、周波数応答が“０”
となって周波数域ＥＣ３１のタップ係数が更新されるこ
とがなかったナイキスト周波数に対応するタップ係数
を、補間することにより更新されるようにしたため、正
しい時間域ＥＣ３２のタップ係数を求めることができる
ようになる。また、その補間を隣接するタップ係数の平
均値をとるようにしたので、簡素な構成でエコー抑圧特
性を改善できる。
【００８９】第２の実施例
【００９０】第１の実施例におけるＥＣでは、周波数補
間部８１において（１８）〜（２０）式で示されるよう
に周波数域ＥＣ３１のタップ係数を補間することで、時
間域ＥＣ３２のタップ係数をより正確に算出するように
していた。しかし、第２の実施例におけるＥＣでは、
（１８）式において受信信号のナイキスト周波数に相当
するＭ／２番目のキャリアについて“０”としていた
が、これを次の（２３）式のように補間するようにして
も良い。
間部８１において（１８）〜（２０）式で示されるよう
に周波数域ＥＣ３１のタップ係数を補間することで、時
間域ＥＣ３２のタップ係数をより正確に算出するように
していた。しかし、第２の実施例におけるＥＣでは、
（１８）式において受信信号のナイキスト周波数に相当
するＭ／２番目のキャリアについて“０”としていた
が、これを次の（２３）式のように補間するようにして
も良い。
【００９１】
ｃ´k,M/2 ＝ （ｃk,M/2-1＋ｃ* k,M/2+1）／２ ・・・（２３）
【００９２】ここで、ｃ* k,M/2-1は、ｃk,M/2-1の複素
共役である。なお、これ以外の構成および動作は、第１
の実施例と同様なので説明を省略する。
共役である。なお、これ以外の構成および動作は、第１
の実施例と同様なので説明を省略する。
【００９３】第２の実施例におけるＥＣでは、さらに受
信信号のナイキスト周波数に相当するキャリアについて
も、複素共役との平均値をとって補間するようにしたの
で、エコーのスペクトラムが、受信使用帯域のナイキス
ト周波数にまで広がる場合には、さらにエコー抑圧特性
を改善することができる。
信信号のナイキスト周波数に相当するキャリアについて
も、複素共役との平均値をとって補間するようにしたの
で、エコーのスペクトラムが、受信使用帯域のナイキス
ト周波数にまで広がる場合には、さらにエコー抑圧特性
を改善することができる。
【００９４】なお第１および第２の実施例では、ナイキ
スト周波数に対応するタップ係数を平均値をとることで
補間していたが、これに限定されるものではない。演算
能力と必要な演算量とのトレードオフにより、さらに公
知の精密な補間処理によってエコー抑圧特性をより改善
することが可能である。
スト周波数に対応するタップ係数を平均値をとることで
補間していたが、これに限定されるものではない。演算
能力と必要な演算量とのトレードオフにより、さらに公
知の精密な補間処理によってエコー抑圧特性をより改善
することが可能である。
【００９５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、周
波数域エコー算出手段のタップ係数を補間してから時間
域エコー算出手段のタップ係数を求めるようにしたの
で、例えば送信データのナイキスト周波数に対応するタ
ップ係数の周波数応答が“０”のため、タップ係数が更
新されないことにより時間域エコー算出手段のタップ係
数が正しく算出されないという問題点を解消し、エコー
抑圧特性を向上させることができる。
波数域エコー算出手段のタップ係数を補間してから時間
域エコー算出手段のタップ係数を求めるようにしたの
で、例えば送信データのナイキスト周波数に対応するタ
ップ係数の周波数応答が“０”のため、タップ係数が更
新されないことにより時間域エコー算出手段のタップ係
数が正しく算出されないという問題点を解消し、エコー
抑圧特性を向上させることができる。
【００９６】さらに請求項３記載の発明によれば、隣接
するキャリアのタップ係数の平均値をとってナイキスト
周波数に対応するタップ係数の補間を行うようにしたの
で、必要な演算量の増加を抑えつつ、非常に簡素な構成
でエコー抑圧特性の劣化を回避することができる。
するキャリアのタップ係数の平均値をとってナイキスト
周波数に対応するタップ係数の補間を行うようにしたの
で、必要な演算量の増加を抑えつつ、非常に簡素な構成
でエコー抑圧特性の劣化を回避することができる。
【００９７】さらにまた請求項４記載の発明によれば、
受信信号のナイキスト周波数に相当するキャリアについ
ても、複素共役との平均値をとって補間するようにした
ので、エコーのスペクトラムが、受信使用帯域のナイキ
スト周波数にまで広がる場合には、さらにエコー抑圧特
性を改善することができる
受信信号のナイキスト周波数に相当するキャリアについ
ても、複素共役との平均値をとって補間するようにした
ので、エコーのスペクトラムが、受信使用帯域のナイキ
スト周波数にまで広がる場合には、さらにエコー抑圧特
性を改善することができる
【図１】本発明の第１の実施例におけるＥＣを適用した
ＡＤＳＬシステムにおける送受信装置の構成の概要を示
すブロック図である。
ＡＤＳＬシステムにおける送受信装置の構成の概要を示
すブロック図である。
【図２】周波数域ＥＣの構成要部の概要を示すブロック
図である。
図である。
【図３】従来提案されたＥＣを適用したＡＤＳＬシステ
ムにおける送受信装置の構成の概要を示すブロック図で
ある。
ムにおける送受信装置の構成の概要を示すブロック図で
ある。
【図４】マッパー部でのキャリア割り当ての一例を示す
説明図である。
説明図である。
【図５】マッパー部におけるキャリアは一例を示す説明
図である。
図である。
【図６】帯域拡張の概念を説明するための説明図であ
る。
る。
【図７】ＣＰの概念を説明するための説明図である。
【図８】全二重化通信方式における使用周波数帯域を示
す説明図である。
す説明図である。
【図９】データ補間部の動作原理を説明するための説明
図である。
図である。
【図１０】時間域ＥＣにおける処理内容を説明するため
の説明図である。
の説明図である。
【図１１】帯域拡張部における動作原理を説明するため
の説明図である。
の説明図である。
１０ 線路
１１ 送信部
１２ 受信部
１３ ハイブリッドトランス
１４、８０ ＥＣ
１５ 送信データ
１６、２６ シリアルパラレル変換部
１７ マッパー部
１８、３４ ＩＦＦＴ部
１９ ＣＰ挿入部
２０ パラレルシリアル変換部
２１ ディジタルアナログ変換部
２２、２３ ローパスフィルタ
２４ アナログディジタル変換部
２５、２８ 減算器
２７ ＦＦＴ部
２９ 符号識別部
３０ 帯域拡張部
３１ 周波数域ＥＣ
３２ データ補間部
３３ 時間域ＥＣ
８１ 周波数補間部
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平10−285686（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−354212（ＪＰ，Ａ)
米国特許5317596（ＵＳ，Ａ)
Ｄａｖｉｄ Ｃ．Ｊｏｎｅｓ，“Ｆｒ
ｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｃｈ
ｏ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ
Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｍｕｌｔｉｔｏｎ
ｅ Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｄｉｇｉｔ
ａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ
Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ，”ＩＥＥ
Ｅ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ
Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏ
ｌ．43，Ｎｏ．２／３／４，（1995）,
ｐｐ．1663−1672
Ｍｉｎｎｉｅ Ｈｏ，Ｊｏｈｎ Ｍ.
Ｃｉｏｆｆｉ ａｎｄ Ｊｏｈｎ Ａ.
Ｃ．Ｂｉｎｇｈａｍ，“Ｄｉｓｃｒｅｔ
ｅ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ Ｅｃｈｏ Ｃ
ａｎｃｅｌａｔｉｏｎ，”ＩＥＥＥ Ｔ
ｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍ
ｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．44,
Ｎｏ．７，（Ｊｕｌｙ 1996），ｐｐ.
817−825
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 1/76
H04B 3/00
H04B 7/005 - 7/015
H03H 17/00
H04J 11/00
ＩＮＳＰＥＣ（ＤＩＡＬＯＧ)
ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)
Claims (4)
- 【請求項１】 受信帯域より狭い送信帯域を前記受信帯
域まで拡張する帯域拡張手段と、 この帯域拡張手段によって帯域拡張された各キャリアの
送信データから受信信号の符号識別結果に基づいて更新
されたタップ係数を用いて現在のシンボルによるエコー
のレプリカを算出する周波数域エコー算出手段と、 前記周波数域エコー算出手段のタップ係数を補間する周
波数補間手段と、 この周波数補間手段によって補間した前記周波数域エコ
ー算出手段のタップ係数を時間域のタップ係数に変換す
る逆高速フーリエ変換手段と、 前記送信データを帯域拡張後逆高速フーリエ変換により
変換した時間域の送信データを前記受信信号のサンプリ
ング数に補間するデータ補間手段と、 前記逆高速フーリエ変換手段により変換されたタップ係
数を用いてこのデータ補間手段によって補間されたデー
タから過去のシンボルによって生じるエコーを消去する
とともに現在のシンボルによって後続するシンボルに生
じるエコーを補償するレプリカを算出する時間域エコー
算出手段とを具備することを特徴とするエコーキャンセ
ラ。 - 【請求項２】 受信帯域より狭い送信帯域を前記受信帯
域まで拡張する帯域拡張手段と、 この帯域拡張手段によって帯域拡張された各キャリアの
送信データから受信信号の符号識別結果に基づいて更新
されたタップ係数を用いて現在のシンボルによるエコー
のレプリカを算出する周波数域エコー算出手段と、 前記送信データのナイキスト周波数に対応する前記周波
数域エコー算出手段のタップ係数を補間する周波数補間
手段と、 この周波数補間手段によって補間した前記周波数域エコ
ー算出手段のタップ係数を時間域のタップ係数に変換す
る逆高速フーリエ変換手段と、 前記送信データを帯域拡張後逆高速フーリエ変換した時
間域の送信データを前記受信信号のサンプリング数に補
間するデータ補間手段と、 前記逆高速フーリエ変換手段により変換されたタップ係
数を用いてこのデータ補間手段によって補間されたデー
タから過去のシンボルによって生じるエコーを消去する
とともに現在のシンボルによって後続するシンボルに生
じるエコーをするレプリカを算出する時間域エコー算出
手段とを具備することを特徴とするエコーキャンセラ。 - 【請求項３】 前記周波数補間手段は隣接するキャリア
のタップ係数の平均値をとることによって前記ナイキス
ト周波数に対応するタップ係数を補間することを特徴と
する請求項２記載のエコーキャンセラ。 - 【請求項４】 前記周波数補間手段は前記受信信号のナ
イキスト周波数に相当するキャリアのタップ係数を隣接
するキャリアのタップ係数とその複素共役の平均値をと
ることによって受信信号のナイキスト周波数に対応する
タップ係数を補間することを特徴とする請求項１〜請求
項３記載のエコーキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22609099A JP3368872B2 (ja) | 1999-08-10 | 1999-08-10 | エコーキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22609099A JP3368872B2 (ja) | 1999-08-10 | 1999-08-10 | エコーキャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001053653A JP2001053653A (ja) | 2001-02-23 |
| JP3368872B2 true JP3368872B2 (ja) | 2003-01-20 |
Family
ID=16839675
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22609099A Expired - Fee Related JP3368872B2 (ja) | 1999-08-10 | 1999-08-10 | エコーキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3368872B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4296327B2 (ja) * | 2003-09-10 | 2009-07-15 | 財団法人日本産業技術振興協会 | デジタルデータ伝送装置 |
| CN110138990A (zh) * | 2019-05-14 | 2019-08-16 | 浙江工业大学 | 一种消除移动设备VoIP电话回声的方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5317596A (en) | 1992-12-01 | 1994-05-31 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University | Method and apparatus for echo cancellation with discrete multitone modulation |
-
1999
- 1999-08-10 JP JP22609099A patent/JP3368872B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5317596A (en) | 1992-12-01 | 1994-05-31 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University | Method and apparatus for echo cancellation with discrete multitone modulation |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| Ｄａｖｉｄ Ｃ．Ｊｏｎｅｓ，"Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｃｈｏ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ，"ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．４３，Ｎｏ．２／３／４，（１９９５），ｐｐ．１６６３−１６７２ |
| Ｍｉｎｎｉｅ Ｈｏ，Ｊｏｈｎ Ｍ．Ｃｉｏｆｆｉ ａｎｄ Ｊｏｈｎ Ａ．Ｃ．Ｂｉｎｇｈａｍ，"Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ Ｅｃｈｏ Ｃａｎｃｅｌａｔｉｏｎ，"ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．４４，Ｎｏ．７，（Ｊｕｌｙ １９９６），ｐｐ．８１７−８２５ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001053653A (ja) | 2001-02-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |