JP2007526665A

JP2007526665A - 非対称スペクトルを有する通信システムにおけるデュアルモードアナログ／デジタル適応エコーキャンセレーション

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Publication number: JP2007526665A
Application number: JP2006517394A
Authority: JP
Inventors: タンシァングオ; エイチ．ファズロラヒアミール; ロンクオズ
Original assignee: センティリアムコミュニケーションズインコーポレイテッド
Priority date: 2003-06-18
Filing date: 2004-06-18
Publication date: 2007-09-13
Anticipated expiration: 2024-06-18
Also published as: WO2004114578A2; US7009945B1; WO2004114578A3; JP4436366B2

Abstract

非対称信号サンプリングレートを有する全二重通信システムにおいて、特に、ＡＤＳＬシステムにおいて、用いられるエコーキャンセレーション（ＥＣ）システムについて説明する。このシステムは、スイッチング論理回路を用いて、ループ状態によってデジタルまたはアナログ領域でローカルエコー信号のキャンセレーションを行う。このＥＣシステムは、送信信号の低サンプリングレートでデジタルエコー推定信号を生成して、そのデジタル信号を高サンプリングレートに補間してエコー信号をキャンセルすることによって計算の複雑さを低減するＥＣユニットを、さらに含む。そのデジタル被補間エコー推定信号は、アナログエコーキャンセレーションに供するべくアナログ形式に変換される。前記アナログエコーキャンセレーションにより求まった減算された信号は、デジタル領域に変換され、前記ＥＣユニットが適応的に前記エコー推定の精度を向上させるためにフィードバックとして用いられる。

Description

［関連出願への相互参照］
［０００１］
この出願は、次の出願の利益を主張する：２００３年６月１８日に提出された米国仮出願第６０／４７９，７８２号および２００４年３月１８日に提出された米国仮出願第６０／５５４，７０９号および２００４年４月３０日に提出された米国特許出願第１０／８３６，５４２号。

［発明の分野］
［０００２］
本発明は、一般に、全二重通信システム、特に、非対称デジタル加入者線（Asymmetric Digital Subscriber Line:ＡＤＳＬ）システムにおけるエコーキャンセレーションに関する。

［背景］
［０００３］
全二重通信システムでは、ひとつの通信装置、たとえばモデムが、信号の送信および信号の受信を同時に行っている。その結果、エコー信号が送信経路から受信経路に漏洩する。このエコー信号を前記受信信号から効果的に除去またはキャンセルするために、エコーキャンセラ（ＥＣ）が用いられる。

［０００４］
図１は、物理的な媒体（例えばツイストペアケーブル）を介して接続された二つのモデムＡおよびＢを含む従来技術のＡＤＳＬ通信システムのブロック図を示す。モデムＡは、顧客構内機器（Customer Premises Equipment：ＣＰＥ）側のモデムであり、デジタル領域（domain）におけるエコーキャンセレーションを行うエコーキャンセラＡを含む。モデムＢは、中央局（Central Office：ＣＯ）側のモデムである。以下の説明では、ＣＰＥモデムＡに焦点を当てて説明していくことにするが、そこで検討される課題はＣＯモデムＢにも同様に当てはまるものである。図示する送信経路は、データをシンボルにエンコードするエンコーダＡを含み、エンコーダＡは、そのシンボルを時間領域デジタル送信信号に変調する変調器Ａと通信可能に連結されている。変調器Ａは、エコーキャンセラＡにも通信可能に連結されており、前記時間領域デジタル送信信号を基準信号としてエコーキャンセラＡに送信する作用も有する。デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）Ａが、前記デジタル送信信号をアナログ時間領域送信信号に変換し、ラインドライバＡが、それを増幅してハイブリッドＡに送る。ハイブリッドＡは、モデムＡの送信（ＴＸ）経路と受信（ＲＸ）経路を分離する。理想的には、ハイブリッドＡは、前記ＴＸ信号がモデムＡの受信（ＲＸ）経路へエコーバックするのを遮断する。しかし、実際のハイブリッドは、ＴＸ経路からＲＸ経路へ、わずか２０ｄＢ程度の減衰をもたらすにすぎない。前記受信経路は、受信信号を増幅するアナログ増幅器Ａを含む。この受信信号は、遠端信号に加えてハイブリッドＡから漏洩するいくらかのローカルエコー信号（ＲＸ＋Ｅｃｈｏ）を含む。アナログ-デジタル変換器（ＡＤＣ）Ａは、前記増幅された受信信号をデジタル信号に変換し、復調器Ａがそれを前記エコーキャンセラＡに送って前記ローカルエコー信号を除去する。復調器Ａは、そのように変形された受信信号をエコーキャンセラＡから受信して、それからシンボルを復調し、そのシンボルはデコーダＡにより、データにデコードされる。ＡＤＳＬシステム用のエコーキャンセレーション手法の一例が、ミニー・ホ（Minnie Ho）、ジョン・Ｍ．チオッフィ（John M. Cioffi）、ジョン・Ａ．Ｃ．ビンガム（John A. C. Bingham）共著「ディスクリート・マルチトーン・エコー・キャンセレーション（Discrete Multitone Echo Cancellation）」（ＩＥＥＥトランザクションズ・オン・コミュニケーションズ（IEEE Transactions on Communications）、第４４巻、第７号、８１７〜８２５頁、１９９６年７月、所収）により提案されている。この文献は、ここに、参照により引用するものとする。このデジタル手法は、ＤＭＴ（Discrete Multi-tone）変調の特徴を活用して、時間領域においてエコー信号を一部キャンセルし、周波数領域において残りのエコー信号をキャンセルする。

［０００５］
起こりうる問題の一つに、エコー信号がキャンセルされる前にＡＤＣブロックに受信されて、ＡＤＣを飽和させ、所望のＲＸ信号に対するそのダイナミックレンジを目減りさせる虞があるという、ＡＤＣダイナミックレンジ飽和問題がある。たとえば、減衰した遠端受信信号とともに強いローカルエコー信号がＡＤＣに入力されると、ＣＯからの所望のＲＸ信号として利用可能な利得が大幅に減少する。ＴＸ帯域とＲＸ帯域とが分離している周波数分割二重（frequency division duplex：ＦＤＤ）通信システムでは、このようなＡＤＣダイナミックレンジ飽和問題は、分離フィルタを用いて克服することができる。しかし、重複スペクトルのシステムでは、通常、エコーキャンセラ（ＥＣ）を使用するために、分離フィルタを用いることができなくなる。デジタルＥＣにおけるＡＤＣ飽和問題については、テキサスインスツルメント（Texas Instruments）のマイケル・Ｏ．ポーリ（Michael O. Polley）、ウィリアム・Ｊ．ブライト（William J. Bright）による米国特許第６，６１８，４８０号で検討されている。しかし、そこで提案されている解法は、エコーの一部をアナログで、残りのエコーをデジタルで除去するというものであり、その提案するところのアナログ／デジタルＥＣを訓練する方法を何ら提供していない。

［０００６］
図２は、全二重通信システム、ＡＤＳＬシステムにおける、重複および非重複スペクトルの一例を示すものである。上り（upstream：ＵＳ）信号および下り（downstream：ＤＳ）信号がそれぞれ、［ｆ０Ｈｚ，ｆ１Ｈｚ］および［ｆ２Ｈｚ，ｆ３Ｈｚ］の帯域内で送信される。一例としてのＦＤＤシステムでは、下りスペクトル２０４は、上りスペクトルと重複しない。他の例では、ＤＳ容量を増やすために、図２に示すようにＤＳ信号周波数帯域をＵＳ帯域にまで拡げ、下りスペクトル２０２が上りスペクトルと重複するようにすることができる。

［０００７］
ｆ２＜ｆ１となる場合には、ＤＳおよびＵＳが［ｍａｘ（ｆ０，ｆ２）Ｈｚからｆ１Ｈｚまで］の帯域を共有するため、ＣＯ側ＣＰＥ側の両方でエコーキャンセラが必要となる。例示を目的として、受信（ＲＸ）経路でのサンプリングレートが送信（ＴＸ）経路でのサンプリングレートのＸ倍（Ｘは整数）となるＣＰＥ側でのエコーキャンセレーションに焦点を当てて説明する。一実施形態としての例１において、ＣＰＥ−ＲＸ経路での信号サンプリングレートを２２０８ｋＨｚとする。ＣＰＥ−ＴＸ経路でのサンプリングレートは、５５２ｋＨｚである。すると、この実施形態ではＸ＝４ということになる。他の例としての例２において、ＣＰＥ−ＲＸ経路での信号サンプリングレートを８．８３２ＭＨｚ（すなわち、３．７５ＭＨｚ相当ないし４．４１６ＭＨｚ以下のｆ３に対応するもの）とし、ＣＰＥ−ＴＸ経路でのサンプリングレートを１１０４ｋＨｚ（すなわち、５５２ＫＨｚ相当のｆ１に対応するもの）とする。この場合、Ｘ＝８となる。重複するＡＤＳＬシステムにおけるこれらの例に示されているように、ＣＰＥ側の送信上り信号のサンプリングレートは、受信下り信号のサンプリングレートのそれよりも大幅に低くなる。

［０００８］
ダイナミックレンジ飽和を回避するために、アナログ−デジタル変換する前にエコー信号をキャンセルする、エコーキャンセレーションシステムを提供することが望ましい。また、重複スペクトルで動作するときと非重複スペクトルで動作するときにシステムを適応させることができるエコーキャンセレーションシステムを提供することが望ましい。これは、特に、ＡＤＳＬシステムに望ましい。なぜなら、ＡＤＳＬシステムにおいては、例えば、スペクトル適合性の問題により、ある特定のループ長を超えて重複スペクトルを用いることができず、ＦＤＤを使用しなければならないからである。また、エコーキャンセレーションシステムは、エコー抑制に用いられるＦＤＤシステムの分離フィルタがなくてもすむようにすることが望ましい。また、エコーキャンセレーションシステムは、非対称信号サンプリングレートに適応するものであることが望ましい。また、エコーキャンセレーションシステムは、用途や動作態様によって、選択的に、アナログ領域またはデジタル領域のいずれかでエコーをキャンセルすることができるものであることが望ましい。

［発明の要約］
［０００９］
本発明は、従来技術の制約を克服する、全二重通信システムにおけるエコーキャンセレーションのためのシステムおよび方法の多様な実施形態を提供する。全二重通信システムにおいては、本発明の一実施形態によるエコーキャンセレーションシステムは、デジタルエコー推定信号を生成するデジタルエコーキャンセラユニットと、前記デジタルエコーキャンセラユニットと通信可能に接続されて前記デジタルエコー推定信号をアナログエコー推定信号に変換するデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）と、前記ＤＡＣと通信可能に接続されて帯域外ＤＡＣノイズフロアを抑制する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）と、前記ＬＰＦと通信可能に接続されてＤＡＣノイズをさらに抑制するアナログ減衰器と、前記アナログ減衰器と通信可能に接続されて前記アナログエコー推定信号を受信するアナログ減算器と、を含む。前記アナログ減算器は、さらに、ローカルエコー信号を重畳された受信信号を受信するために、通信インターフェースと通信可能に接続されている。前記アナログ減算器は、前記エコー推定信号と前記重畳された受信信号との差を計算してアナログ誤差信号を生成する。前記アナログ減算器は、前記アナログ誤差信号をデジタル誤差信号に変換するアナログ−デジタル変換器と通信可能に接続されている。この変換器は、前記デジタル誤差信号を受信する前記デジタルエコーキャンセラユニットと通信可能に接続されている。他の実施形態において、全二重通信システムは、低いサンプリングレートおよび高いサンプリングレートを含む非対称信号サンプリングレートを使用し、前記デジタルエコーキャンセレーションユニットは、前記信号サンプリングレートのうちの前記低いサンプリングレートに基づいて前記デジタルエコー推定信号を生成する。さらに他の実施形態において、前記システムは、ある基準に基づいてデジタルエコーキャンセレーション経路かアナログエコーキャンセレーション経路を選択するスイッチング論理回路を含む。

［００１０］
全二重通信システムにおけるエコーキャンセレーションの方法は、送信信号およびデジタル誤差信号に基づいてデジタルエコー推定信号を生成し、前記デジタルエコー推定信号をアナログエコー推定信号に変換し、前記アナログエコー推定信号とローカルエコー信号を重畳された受信信号との差を計算してアナログ誤差信号を求め、前記アナログ誤差信号をデジタル誤差信号に変換することを特徴とする。他の実施形態では、前記通信システムは、低いサンプリングレートおよび高いサンプリングレートを含む非対称信号サンプリングレートを使用し、送信信号およびデジタル誤差信号に基づいてデジタルエコー推定信号を生成する際に、さらに、前記低い方の信号サンプリングレートに基づいて前記デジタルエコー推定信号を生成することを特徴とする。前記方法の他の実施形態では、送信信号およびデジタル誤差信号に基づいてデジタルエコー推定信号を生成する際に、さらに、受信した信号よりも低い信号サンプリングレートを有する前記送信信号および前記デジタル誤差信号に基づいて中間エコー推定信号を生成し、その中間エコー推定信号を、前記受信した信号と同じ信号サンプリングレートを有する前記デジタルエコー推定信号に補間することを特徴とする。

［詳細な説明］
［００１９］
図３は、本発明の一実施形態による、アナログエコーキャンセレーションシステムを含むＡＤＳＬモデムのブロック図を示す。図１に示すように、ＣＰＥ側のモデムＡと、ＣＯ側のモデムＢのコンポーネントの一部とが図示されている。図３には、たとえば有限インパルス応答（ＦＩＲ）適合フィルタを用いたエコーキャンセラユニット３０４と、エコーキャンセラデジタル−アナログ変換器３０６と、アナログ減算器３０８とを含むアナログエコーキャンセレーションシステム３１２が含まれており、その点が、図３のモデムＡの、図１のモデムＢとの相違点となっている。エコーキャンセラユニット３０４は、デジタルエコー推定信号を生成するものであり、そのデジタルエコー推定信号をアナログ推定信号に変換するエコーキャンセラデジタル−アナログ変換器（ＥＣＤＡＣ）３０６と通信可能に接続されている。ＥＣＤＡＣ３０６は、本実施形態では何らかのローカルエコー信号を含む受信アナログ信号から前記アナログエコー推定信号を減算する差分増幅器３０８として図示されているアナログ減算器３０８と通信可能に接続されている。訓練中には、遠端ＲＸ信号が存在せず、前記減算により、訓練でＥＣ係数に適合させるのに用いられる誤差信号が求まる。ＡＤＣＡは、その誤差信号を受信し、それをデジタル信号に変換し、復調器３１０がそれを受信する。この実施形態において、復調器３１０は、前記デジタル誤差信号を、前記エコーキャンセラ係数を適応訓練するためのフィードバックとして用いることができる誤差信号として、前記デジタルエコーキャンセラ３０４に送る。データモードまたは動作時間（show-time）中においては、前記減算で、前記ローカルエコー信号を除去した変形受信信号を求める。エコーチャンネルインパルス応答は、温度や湿度等により経時変化することが予想される。その場合、初期の訓練されたＥＣ係数は、動作時間中において、時間の経過とともに有効ではなくなる。減算後、前記信号は、遠端ＲＸ信号に、前記エコー信号および前記推定エコー信号の間の誤差信号を加えたものとなる。この遠端ＲＸ信号を、ブロックＬＭＳ（［００３０］をご参照ください）等の手法により除去することによって、残った残差信号を用いて前記ＥＣ係数を再調整する。

［００２０］
エコーキャンセラユニット３０４は、多様な実施形態を取り得る。たとえば、受信信号の信号レートにアップサンプリングされたバージョンの送信信号をフィルタリングする有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタとして実装された時間領域エコーキャンセラを含むことができる。このエコーキャンセラユニット３０４は、さらに、適応エコーキャンセレーションアルゴリズムの（たとえば、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、あるいは、それらの何れかを組み合わせたもので実装された）論理回路を含む。適応エコーキャンセレーションアルゴリズムの一例に、エコー推定信号と受信信号との差を計算することにより生成する誤差信号に基づいて適応的にフィルタ係数を更新するものがある。最小平均二乗アルゴリズムの例については、後述する。また、このエコーキャンセラユニット３０４は、時間および周波数領域エコーキャンセラ（time and frequency domain echo canceller：ＴＦＥＣ）として実装することもできる。

［００２１］
図３のシステムの実施形態においては、ＡＤＣＡのダイナミックレンジを改善し、受信信号を量子化ノイズ比まで引き上げ、同時に、ＦＤＤを用いるときに大がかりなアナログフィルタを使用せずに済ますことができるように、アナログ−デジタル変換に先立ってローカルエコー信号が除去される。

［００２２］
図４は、本発明の他の実施形態による、ＡＤＳＬのＣＰＥモデムにおけるエコーキャンセレーションシステム４３２のブロック図を示す。このＣＰＥモデムは、送信経路および受信経路を含み、後述のように、エコーキャンセレーションシステム４３２の諸要素は、そこで動作する。送信経路には、シンボルを時間領域出力送信信号に変調する変調器４０１が含まれ、変調器４０１は、時間領域エコーキャンセラユニット４０４および第１補間器４０１の両方と通信可能に接続されている。一例として、ＤＭＴ（Discrete Multi-tone）変調を用いる場合には、変調器は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）である。変調器４０１の出力側のサンプリングレートは、復調器４２０の入力側のサンプリングレートよりも低い。次に、前記第１補間器４０２および第２補間器４０５は、ともに、前記変調器４０１からの送信信号を補完して所望の信号サンプリングレートとするものであり、ＤＡＣ４０７は、送信信号をアナログ信号に変換して、帯域外ＤＡＣノイズを低減する低域通過フィルタ４０８に出力するとともに、ラインドライバ４１０に入力してハイブリッド４１９に送り、送信線へと出力するものである。ハイブリッド４１９からの受信信号が通過する受信経路は、その出力信号がＡＤＣ４２６に接続されている差分増幅器４２８を含み、ＡＤＣ４２６で、その受信信号がデジタル形式に変換されると、続いて、第１デシメータ４２４および第２デシメータ４２２によりデシメートされて、デジタル減算ユニット４３２を経て復調器４２０に送られる。一例として、ＤＭＴ変調を用いる場合には、復調器は時間領域等化器およびＦＦＴからなるものとする。

［００２３］
この実施形態において、エコーキャンセレーションシステム４３２は、適応エコーキャンセレーション論理回路４４５および補間器４０６を含む時間領域エコーキャンセラ（ＴＥＣ）ユニット４０４を含むエコーキャンセレーションユニット４４０を含む。図２に示すＡＤＳＬまたはＶＤＳＬシステム等の非対称送信および受信スペクトルを有する全二重通信システムにおいて、前記（ＴＥＣ）ユニット４０４は、ＣＰＥ−ＴＸ経路の低サンプリングレートでの送信信号に基づき、エコー信号を推定して、そのＴＥＣ出力をＣＰＥ−ＲＸ経路の高サンプリングレートに一致するように補間する。その結果、最初に送信信号を受信レートにアップサンプリングしてからエコー信号を推定する従来のＴＥＣと比べて大幅に計算の複雑さを低減することができる。一例として、ＴＥＣユニット４４０がＦＩＲフィルタを含むものである場合、ＴＥＣフィルタの計算の複雑さは、補間比率相当の比率で低減される。上述した図２の信号サンプリングレートの第１および第２の例に対する補間比率は、それぞれ４および８である。その補間プロセスにより導入される追加計算処理を考慮してもなお、フィルタ係数の数が低サンプリングレートで少ないため、総合的な計算の複雑さは、従来のＴＥＣまたはＴＦＥＣに対するものに比べ、依然として大幅に低減されたものとなる。ＴＥＣユニット４０４の諸実施形態は、図３のエコーキャンセレーションユニット３０４にも用いることができる。

［００２４］
時間領域ＥＣユニット４０４は、スイッチング論理回路と通信可能に接続されている補間器４０６に中間エコー推定信号を出力するが、スイッチング論理回路は、ここでは補間器４０６の出力の送信先となるスイッチＳとして図示されている。一例として、ＥＣユニット４０４は、エコー経路のインパルス応答タイムスパンと同じ長さを有する有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタである。スイッチング論理回路Ｓは、補間されたデジタルエコー推定信号を受信するよう通信可能に接続されており、スイッチは、複数のエコーキャンセレーション経路、この例では、アナログエコーキャンセレーション経路およびデジタルエコーキャンセレーション経路のうちの一つと通信可能に接続することができる。スイッチＳは、さらに、どの経路と接続するかを決定する選択論理回路４４４を含む。前記アナログエコーキャンセレーション経路は、前記デジタルエコー推定信号を受信するスイッチ位置２０に接続することができる別の補間器４１２を含む。この補間器４１２は、第２段階の補間を行い、その出力信号を、アナログエコー推定信号に変換するＤＡＣ４１４に送るよう通信可能に接続されている。そのアナログエコー推定信号は、低域通過フィルタ４１６により受信され、フィルタリングされて、減衰器４１８に送られ、そこで、アナログエコーキャンセレーション推定信号の信号強度を、ハイブリッド４１９を通じて漏洩するローカルエコー信号の信号強度に近似するよう調整する。減衰器４１８は、前記アナログエコーキャンセレーション推定信号を差分アナログ増幅器（ＤＡＡ）４２８の負入力に送るよう通信可能に接続されており、ＤＡＡ４２８はアナログ減算器の一例であって、その正入力において送信経路から漏洩する何らかのローカルエコー信号を含む受信信号を受信する作用も有する。ＤＡＡ４２８から得られた、差を計算される等変形された受信信号は、ＡＤＣ４２６によってデジタル信号に変換された後で、デシメータ４２４およびデシメータ４２２によってデシメートされる。デシメータ４２２から、前記変形された信号は、デジタル減算器４３４に通信可能に接続されている。しかし、アナログ経路接続２０が選択された場合には接続経路１０からの入力がないので、その信号は、本質的に同一であり、ＥＣ訓練中にはＥＣ係数を訓練するために用いられ、データ受信中にはシンボル抽出のために復調器４２０に接続される。

［００２５］
アナログエコーキャンセレーション経路において、前記抽出された信号は、誤差信号とも呼称することができるが、追加の遅延を導入するエコーキャンセレーション適応アルゴリズムにおいて使用される前に、ＡＤＣやデシメータ等の一連のブロックを経由しなければならない。適応エコーキャンセレーションに用いることができる追加の遅延に適応可能なアルゴリズムの一例に、‘遅延ＬＭＳ’と呼ばれるＬＭＳアルゴリズムがあり、その安定性は、Ｇ．ロング（Long, G.）、Ｆ．リン（Ling, F.）、Ｊ．Ｇプロアキス（Proakis, J.G.）共著「ジ・ＬＭＳ・アルゴリズム・ウィズ・ディレイド・コエフィシェント・アダプテーション（The LMS algorithm with delayed coefficient adaptation）」ＩＥＥＥトランザクションズ・オン・アコースティクス・スピーチ・アンド・シグナルプロセシング（IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing）第３７巻、第９号、１３９７〜１４０５頁（１９８９年９月）において研究され確認されている。この文献は、ここに、参照により引用するものとする。

［００２６］
別の例では、選択基準に応じて、スイッチＳの選択論理回路１４４は、デジタルエコー推定信号がデジタルエコーキャンセレーション経路と接続するように、スイッチ位置１０が選択されるべきであると判定する。ハイブリッド４１９からの受信信号は、位置２０の接続が遮断されているため負入力上に信号がないので、何らかの漏洩ローカルエコー信号を本質的にそのまま含んで、ＤＡＡ４２８を通過する。ＡＤＣ４２６は、受信信号をデジタル信号に変換すると、それをデシメータ１およびデシメータ２がそれぞれデシメートして、デシメートされた受信信号を正入力上のデジタル減算器４３０に送る。デジタル減算器４３４は、その負入力上で、補間されたデジタルエコーキャンセレーション推定信号を受信する。遠端信号が存在しない状態でＴＥＣ訓練を行う間、出力された差分信号は、適応的にＥＣのＦＩＲ係数を訓練しエコー推定信号を生成するためのフィードバックとして時間領域エコーキャンセラユニット４０４に転送される。

［００２７］
一例において、選択基準は所定のあるいはユーザが定義したものである。他の例では、どのエコーキャンセレーション経路の接続を選択するかを決定する選択基準は、ＣＰＥモデムとＣＯモデムの間のループ長である。たとえば、２６ＡＷＧの６Ｋｆｔ以上の長距離ループでは、ローカルエコー信号は、受信遠端信号よりずっと強いことがあるので、アナログエコーキャンセレーションは、ＡＤＣ入力前のエコーを抽出することによって所望の遠端信号を変換するＡＤＣに、より広いダイナミックレンジを提供する。たとえば、２６ＡＷの６Ｋｆｔ未満の短距離ループ上では、エコー信号の電力は受信信号電力より小さく、受信信号のＳＮＲが非常に高いので、アナログエコーキャンセラにより導入された追加ＤＡＣノイズが受信信号のＳＮＲを劣化させることがあるため、デジタルエコーキャンセラが好ましい。さらに、ＡＤＳＬシステムにおいては、たとえば、スペクトル適合性の問題のため、あるループ長を超えると重複スペクトルが使用不可能であり、ＦＤＤを用いなければならない。この場合、図４のシステムの実施形態は、アナログＥＣを用いて帯域外エコーエネルギを抑制することによりＦＤＤが用いられる際に大がかりなアナログフィルタを使用せずにすませるという利点がある。なお、アナログＥＣを生成するのに用いられるＤＡＣは、ＴＸ信号を送信するのに用いられるＤＡＣと同一ないし類似するものである。最近のＶＬＳＩ技術の進歩により、追加ＤＡＣを設けるコストはごく僅かで済む。

［００２８］
サンプル基盤およびブロック基盤のＬＭＳアルゴリズムは適応エコーキャンセレーション論理回路４４５が実装可能なアルゴリズムの例である。これらの例について、まず、入力信号のサンプリングレートと受信信号が同じＴＥＣシステム用の例を検討する。図５は、本発明の一実施形態によるアナログエコーキャンセレーションシステムに用いられる、従来の時間領域エコーキャンセラおよびそれが最小平均二乗アルゴリズムにしたがって処理する信号を示す。

［００２９］
ＬＭＳアルゴリズムは、次のようにＴＥＣフィルタ係数を更新する。

ｗ（ｉ）はフィルタ係数（ｉ＝０，１，．．．，Ｌ−１）である。Ｌは、ＴＥＣフィルタの長さである。ｘ（ｋ）はフィルタへの入力である。ｙ（ｋ）は、フィルタからの出力である。ｒ（ｋ）は受信信号である。ｅ（ｋ）はｒ（ｋ）とｙ（ｋ）との差である。入力信号ｘ（ｋ）および受信信号ｒ（ｋ）は同じサンプリングレートを有する。

［００３０］
前記手順において、ＴＥＣ係数は受信サンプルごとに更新される。動作時間（SHOWTIME）、すなわち、ＡＤＳＬモデムの通常のデータ送信状態において、（ＡＤＳＬシステムの動作に関する背景情報については、ITU-T, G.992.1 (G.dmt), July 1999, Editor Final Version entitled “Draft New Recommendation G.992.1: Asymmetrical Digital Subscriber Line (ADSL) Transceivers - Approved”参照。この文献は、ここに、参照により引用するものとする。）ＴＥＣが、エコーチャンネルの変動に適応可能であることも望まれる。しかし、受信信号は、自己エコー信号とともに遠端送信信号を含むので、その遠端信号が、特に短ループ上では、ＴＥＣのＬＭＳ更新に対して大きなノイズとして作用することになろう。遠端信号のＬＭＳ更新に対する影響を抑えるため、ブロックＬＭＳアルゴリズムを用いて、ゆるやかなエコーチャンネルの変動を追跡する。

［００３１］
ブロックＬＭＳの基本的な考え方は、受信サンプルごとにではなく受信サンプルのブロックごとにＴＥＣ係数を更新することである。ブロックＬＭＳでは、最初の２つの工程は、サンプル基盤のＬＭＳと同様、推定信号および残差信号を計算する。しかし、第３工程では、ｅ（ｋ）ｘ（ｋ−ｉ）を計算した後で、ｗ（ｉ）をすぐには更新しない。更新成分ｅ（ｋ）ｘ（ｋ−１）は、受信サンプルを１ブロック分、すなわちＮ個のサンプル分、蓄積してから、その蓄積したｅ（ｋ）ｘ（ｋ−１）でｗ（ｉ）を更新する。蓄積を通じて、遠端信号成分は、（ローカル送信信号ｘ（ｋ）から独立であるので）平均化され、ＬＭＳ更新に対してエコー推定誤差成分を抽出する。この間、ｗ（ｉ）は変わらない。

［００３２］
Ｎ個のサンプルからなる１ブロックに対して、

を計算する、ｔ＝１，２，３．．．に対してｋ＝ｔＮのとき、ｗ（ｉ）＝ｗ（ｉ）＋ｕｖ（ｉ）を更新する（ｉ＝０，１，．．．，Ｌ−１）。

［００３３］
ＬＭＳアルゴリズムの諸実施形態において、適応（ＦＩＲ）フィルタ係数の更新に用いられる推定誤差は、フィルタの出力と受信信号との差として定義される。しかし、ＴＥＣユニット４４０の実施形態では、観測可能な誤差は、補間されたＴＥＣフィルタ出力と受信信号との差である。換言すれば、ＴＥＣおよび誤差信号は異なるサンプリングレートで処理していることになる。補間器がサブフィルタで構成される実施形態において、観測可能な誤差は、実際には、ＴＥＣフィルタ出力での観測不可能な推定誤差のフィルタリングされたバージョンである。ＴＥＣフィルタ出力での推定誤差を復元するために、観測可能な誤差を、補間器のサブフィルタごとに設計された図示せぬ等化器（たとえば、逆フィルタ）に渡すことができる。

［００３４］
これらの等化器を追加すると、実装形態の複雑さが増すことになる。代替的に、前記観測可能な誤差が観測不可能な誤差の遅延されたバージョンとして取り扱われるのであれば、逆フィルタリングせずとも、その遅延分だけ補償することが必要となる。図６Ａ、６Ｂ、６Ｃおよび６Ｄは、図２の例１の非対称スペクトルで動作するＡＤＳＬシステムにおいて用いられる補間器４０６に対する一実装例のサブフィルタ１、サブフィルタ２、サブフィルタ３、サブフィルタ４のインパルス応答をそれぞれ示す。各サブフィルタの長さは、１６タップである。第１サブフィルタ（図６Ａ）は、その第９タップで最も大きい電力を有するので、その出力の誤差は、ＴＥＣユニット４０４を更新するために用いられる。一方で、８のサブフィルタ遅延も補償しなければならない。したがって、ＬＭＳを実行する際に、ｅ（４ｋ）Ｘ（ｋ−８）を更新ベクトルとして計算する。ここで、Ｘ（ｋ）＝［ｘ（ｋ），ｘ（ｋ−１），．．．，ｘ（ｋ−Ｌ＋１）］である。ｅ（４ｋ）は、８の時間遅延を除く観測不可能な誤差に最小のひずみを導入する第１サブフィルタ（図６Ａ）の出力での誤差を表す。Ｘ（ｋ−８）は、この遅延を補償するために用いられる。このＬＭＳアルゴリズムは、アナログまたはデジタルのエコーキャンセレーション経路においてエコーキャンセレーションユニット４４０の実施形態によって、あるいは、エコーキャンセレーションユニット４４０の実施形態が図３のシステムの実施形態３１２においてエコーキャンセラユニット３０４として使用されるときに、使用することができる。さらに、ＬＭＳアルゴリズム、従来のＴＥＣユニットを使用する際に、図３のシステムの実施形態３１２において使用することもできる。さらに、エコーキャンセレーションシステムの実施形態４３２を、アナログまたはデジタルのエコーキャンセレーション経路へスイッチＳによって出力が割り振られるＴＥＣユニットによる受信前に送信信号をアップサンプリングする従来のＴＥＣユニットを使用するように変形することもできる。

［００３５］
図７は、全二重通信システムにおけるアナログエコーキャンセレーションの方法のフローチャートを示す。図７は、図４のシステムに関連して例示を目的として説明するものである。エコーキャンセラユニット４４０は、送信信号およびデジタル誤差信号に基づきデジタルエコー推定信号を生成する（７０２）。基準がアナログＥＣの選択を指す場合（７０３）、ＤＡＣ４１４は前記デジタルエコー推定信号をアナログエコー推定信号に変換する（７０４）。差分アナログ増幅器４２８は、前記エコー推定信号と何らかのローカル誤差信号を重畳された受信信号との差を計算して（７０６）、アナログ誤差信号を求め、ＡＤＣＡが、そのアナログ誤差信号をデジタル誤差信号に変換する（７０８）。基準がアナログＥＣの選択を示すのではない場合に（７０３）、ＡＤＣ４２６は、何らかのローカル誤差信号を重畳された受信アナログをデジタル形式に変換し、デジタル減算器４３４はデジタルエコー推定信号と受信信号との差を計算して、デジタル誤差信号を求める。

［００３６］
図８は、信号の送受信に非対称な信号サンプリングレートを用いる通信システムにおいて、送信信号およびデジタル誤差信号に基づいてデジタルエコー推定信号を生成するフローチャートを示す。図８は、図４のシステムのコンテクストにおける例示を目的として説明するものである。ＴＥＣ４０４は、受信した信号より低いサンプリングレートを有する送信信号およびデジタル誤差信号に基づき、中間エコー推定信号を生成する（８０２）。補間器４０６は、前記中間エコー推定信号を、受信した信号と同じサンプリングレートを有するデジタルエコー推定に補間する（８０４）。

［００３７］
諸実施形態において記載した要素ないし動作は、一つまたは複数が個別ユニットを構成するものとして記述してきたが、各実施形態の要素ないし動作の任意の組み合わせをソフトウェア、ハードウェア、ファームウェアまたはそれらの組み合わせとして実装してもよいのであり、同時にあるいは選択的に、コンピュータが使用可能な媒体に記憶することも可能である。

［００３８］
以上の本発明の諸実施形態の説明は、例示と説明を目的として提示したものである。それは、網羅的なものとすること、あるいは、本発明を開示された精確な形態に限定することを意図するものではない。上に説くところに照らし、多くの修正や変形が可能である。本発明の範囲は、この詳細な説明によってではなく、むしろ以下に添付の請求の範囲によって限定されることを意図するものである。

［００１１］図１は、二つのモデムＡおよびＢを含む従来技術のＡＤＳＬ通信システムのブロック図を示す。［００１２］図２は、ＡＤＳＬシステムにおける重複スペクトルの例および非重複スペクトルの例として、示すものである。［００１３］図３は、アナログエコーキャンセレーションシステムを含むＡＤＳＬモデムのブロック図を示す。［００１４］図４は、アナログエコーキャンセレーション経路、デジタルエコーキャンセレーション経路、およびその間のスイッチングを行うスイッチング論理回路を含む本発明の他の実施形態によるエコーキャンセレーションシステムを備えるＡＤＳＬモデムの詳細なブロック図を示す。［００１５］図５は、本発明の一実施形態によるエコーキャンセレーションシステムに用いられる、時間領域エコーキャンセラユニット、および該ユニットが最小平均二乗アルゴリズムによって処理する信号を示す。［００１６］図６Ａ、６Ｂ、６Ｃおよび６Ｄは、それぞれ、本発明の一実施形態による全二重通信システムにおけるエコーキャンセレーションシステムに用いられる、図４のデジタルエコーキャンセレーションユニットにおける補間器の実施例における各サブフィルタのインパルス応答を示す。［００１７］図７は、本発明の一実施形態による全二重通信システムにおいてアナログＥＣ経路かデジタルＥＣ経路を選択する方法のフローチャートを示す。［００１８］図８は、信号の送受信に非対称信号サンプリングレートを用いる通信システムにおける、送信信号およびデジタル誤差信号に基づいてデジタルエコー推定信号を生成するフローチャートを示す。

Claims

低いサンプリングレートおよび高いサンプリングレートを含む非対称信号サンプリングレートを有する全二重通信システムにおいて、
前記信号サンプリングレートのうち前記低いサンプリングレートに基づいてデジタルエコー推定信号を生成するデジタルエコーキャンセラユニットと、
前記デジタルエコーキャンセラユニットと通信可能に接続され、前記デジタルエコー推定信号をアナログエコー推定信号に変換するデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）と、
前記ＤＡＣユニットと通信可能に接続され、前記ＤＡＣの帯域外ノイズを抑制する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）と、
前記ＬＰＦと通信可能に接続され、後記アナログ減衰器への入力前に前記ＤＡＣの帯域外ノイズをさらに抑制するアナログ減衰器と、
前記アナログ減衰器と通信可能に接続され、前記アナログエコー推定信号を受信するとともに、通信システムインターフェースと通信可能に接続され、ローカルエコー信号を重畳された受信信号を受信して、前記エコー推定信号と前記受信信号との差を計算することによって誤差信号を生成し、前記デジタルエコーキャンセラと通信可能に接続され、前記エラー信号をそこに送信するアナログ減算器と、
前記アナログ減算器と通信可能に接続され、前記アナログ誤差信号をデジタル誤差信号に変換して、前記デジタルエコーキャンセラに送信するアナログ−デジタル変換器と
を含むことを特徴とするエコーキャンセレーションシステム。
前記デジタルエコーキャンセラは、デジタルエコーキャンセラ係数を調整する適応訓練アルゴリズムを実装する論理回路を含むことを特徴とする請求項１のシステム。
前記デジタルエコーキャンセラは、前記デジタル誤差信号を処理するための遅延を伴うおよび伴わない最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムを実装する論理回路を含むことを特徴とする請求項１のシステム。
前記デジタルエコー推定信号を受信するよう通信可能に接続され、受信された通信信号のレートを有する補間されたデジタルエコー推定信号を生成するとともに、さらに、前記補間されたデジタルエコー推定信号を前記ＤＡＣに送信するよう通信可能に接続された補間器をさらに含むことを特徴とする請求項３のシステム。
前記補間されたデジタルエコー推定信号を受信するよう通信可能に接続され、アナログエコーキャンセレーション経路用およびデジタルエコーキャンセレーション経路用の２つの可能な接続と、どちらの経路と接続するかを決定する選択論理回路とを含むスイッチをさらに含むことを特徴とする請求項３のシステム。
前記全二重通信システムは、非対称デジタル加入者線（ＡＤＳＬ）システムであって、
前記ＡＤＳＬシステムが短ループ長の重複スペクトルで送信するよう構成されている場合に、前記選択論理回路が前記デジタルエコーキャンセレーション経路を選択し、
前記ＡＤＳＬシステムが周波数分割二重伝送用に構成されている場合に、前記選択論理回路が前記アナログエコーキャンセレーション経路を選択する
ことを特徴とする請求項５のシステム。
送信信号およびデジタル誤差信号に基づいてデジタルエコー推定信号を生成し、
前記デジタルエコー推定信号をアナログエコー推定信号に変換し、
前記エコー推定信号とローカルエコー信号を重畳された受信信号との差を計算してアナログ誤差信号を求め、
前記アナログ誤差信号をデジタル誤差信号に変換する
ことを特徴とする全二重通信システムにおけるエコーキャンセレーションの方法。
送信信号およびデジタル誤差信号に基づいてデジタルエコー推定信号を生成する際に、さらに、適応的訓練アルゴリズムを適用することを特徴とする請求項７の方法。
送信信号およびデジタル誤差信号に基づいてデジタルエコー推定信号を生成する際に、さらに、遅延を伴う最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムを適用することを特徴とする請求項７の方法。
送信信号およびデジタル誤差信号に基づいてデジタルエコー推定信号を生成する際に、さらに、
受信した信号よりも低い信号サンプリングレートを有する前記送信信号および前記デジタル誤差信号に基づいて、中間エコー推定信号を生成し、
前記中間エコー推定信号を、前記受信した信号と同じ信号サンプリングレートを有する前記デジタルエコー推定に、補間する
ことを特徴とする請求項７の方法。
前記全二重通信システムは、非対称デジタル加入者線（ＡＤＳＬ）システムであって、
さらに、
前記ＡＤＳＬシステムが短ループ長の重複スペクトルで送信するよう構成されている場合に、前記デジタルエコーキャンセレーション経路を選択し、
前記ＡＤＳＬシステムが周波数分割二重伝送用に構成されている場合に、前記アナログエコーキャンセレーション経路を選択する
ことを特徴とする請求項７の方法。