JP2002141839A - エコーキャンセルシステム用分離回路及びその動作方法 - Google Patents
エコーキャンセルシステム用分離回路及びその動作方法Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03993—Noise whitening
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Artificial Intelligence (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Telephone Function (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、エコーキャンセル回路を用い
たビットポンプのエコーキャンセルシステム用分離回路
に関する。 【解決手段】 分離回路と、エコーの残差レベルを判定
する方法と、この回路と方法を用いるエコーキャンセル
システム、ビットポンプ及び送受信機。分離回路を使用
するエコーキャンセルシステムは、ビットポンプの伝送
経路と受信経路間に接続でき、エコーキャンセル信号を
発生する。一実施例において、分離回路は、受信経路に
沿って伝搬し、実質的にエコーのない受信信号を受け入
れて、受信信号と関連するシンボルを判定するシンボル
判定回路を含む。また、分離回路は、シンボル判定回路
に接続され、シンボルを受信して、推定された受信信号
を提供する推定器段も含む。分離回路は、推定された受
信信号及びエコーキャンセル信号の関数として、エコー
の残差レベルを表わすデータを発生する。
たビットポンプのエコーキャンセルシステム用分離回路
に関する。 【解決手段】 分離回路と、エコーの残差レベルを判定
する方法と、この回路と方法を用いるエコーキャンセル
システム、ビットポンプ及び送受信機。分離回路を使用
するエコーキャンセルシステムは、ビットポンプの伝送
経路と受信経路間に接続でき、エコーキャンセル信号を
発生する。一実施例において、分離回路は、受信経路に
沿って伝搬し、実質的にエコーのない受信信号を受け入
れて、受信信号と関連するシンボルを判定するシンボル
判定回路を含む。また、分離回路は、シンボル判定回路
に接続され、シンボルを受信して、推定された受信信号
を提供する推定器段も含む。分離回路は、推定された受
信信号及びエコーキャンセル信号の関数として、エコー
の残差レベルを表わすデータを発生する。
Description
【０００１】
【関連出願のクロスリファレンス】この米国特許出願
は、以下の米国特許出願に関連している。
は、以下の米国特許出願に関連している。
【表１】
【０００２】上記に参照された米国特許出願は、本発明
と共に共通に譲渡されており、参照によりここに含まれ
る。
と共に共通に譲渡されており、参照によりここに含まれ
る。
【０００３】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般に、デジタル
信号処理に向けられており、特に、エコーキャンセル回
路を用いたビットポンプのエコーキャンセルシステム用
分離回路に向けられている。
信号処理に向けられており、特に、エコーキャンセル回
路を用いたビットポンプのエコーキャンセルシステム用
分離回路に向けられている。
【０００４】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】既存の
公衆交換電話網は、大部分が最近の８０年にわたって行
なわれたかなりの資本投下を象徴している。公衆交換電
話網は、元来音声サービス（いわゆる、普通の旧式電話
サービス）向けに設計されており、完全にアナログであ
った。
公衆交換電話網は、大部分が最近の８０年にわたって行
なわれたかなりの資本投下を象徴している。公衆交換電
話網は、元来音声サービス（いわゆる、普通の旧式電話
サービス）向けに設計されており、完全にアナログであ
った。
【０００５】元来、公衆交換電話網は、家庭や会社を中
央局交換機に接続した“構内ループ”を含んでいた。こ
れにより、中央局交換機に接続された電話機を持つ誰も
が、互いに電話をかけることができた。既知の中央局
は、典型的に、比較的狭いエリアをカバーしているだけ
である。
央局交換機に接続した“構内ループ”を含んでいた。こ
れにより、中央局交換機に接続された電話機を持つ誰も
が、互いに電話をかけることができた。既知の中央局
は、典型的に、比較的狭いエリアをカバーしているだけ
である。
【０００６】人々がより遠い距離から互いに電話をかけ
ることができるように、中央局交換機は、アナログ中継
線で相互接続されていた。不幸にして、信号品質は、距
離が増すにつれてはなはだ悪くなった。フィルタ及び増
幅器が品質を改善したが、限られた程度だけだった。
ることができるように、中央局交換機は、アナログ中継
線で相互接続されていた。不幸にして、信号品質は、距
離が増すにつれてはなはだ悪くなった。フィルタ及び増
幅器が品質を改善したが、限られた程度だけだった。
【０００７】しかしながら、時間がたち、（公衆交換電
話網の“バックボーン”を形成するものと考えられる）
アナログ中継線は、陸上ベースのマイクロウェーブ、衛
星及び光ファイバリンクに取って代わられた。公衆交換
電話網信号（トラフィック）は、バックボーンによる伝
送のためにデジタル化され、信号品質、サービス及び信
頼性がかなり改善された。
話網の“バックボーン”を形成するものと考えられる）
アナログ中継線は、陸上ベースのマイクロウェーブ、衛
星及び光ファイバリンクに取って代わられた。公衆交換
電話網信号（トラフィック）は、バックボーンによる伝
送のためにデジタル化され、信号品質、サービス及び信
頼性がかなり改善された。
【０００８】バックボーンを最大限に利用するために、
この時、単刀直入と思われる仮定が行なわれた。この仮
定は、公衆交換電話網トラフィックは、本質的に４キロ
ヘルツ（ｋＨｚ）以下の周波数を占める人間の言語から
なるという観測に基づいていた。
この時、単刀直入と思われる仮定が行なわれた。この仮
定は、公衆交換電話網トラフィックは、本質的に４キロ
ヘルツ（ｋＨｚ）以下の周波数を占める人間の言語から
なるという観測に基づいていた。
【０００９】したがって、それより高い周波数は、限ら
れた値からなり、トラフィックが、デジタル化されて送
信されることになった場合、帯域幅の空費に相当すると
決定された。その結果、それより高い周波数は、信号が
最初からデジタル化されていた場合は捨てられた。最終
的な効果は、より多くの会話が、所定のマイクロウェー
ブ、衛星またはファイバリンクを介して伝達されたとい
うことであった。
れた値からなり、トラフィックが、デジタル化されて送
信されることになった場合、帯域幅の空費に相当すると
決定された。その結果、それより高い周波数は、信号が
最初からデジタル化されていた場合は捨てられた。最終
的な効果は、より多くの会話が、所定のマイクロウェー
ブ、衛星またはファイバリンクを介して伝達されたとい
うことであった。
【００１０】４ｋＨｚ以上の周波数を省略することは、
言語の伝送に対して重大ではなかったが、データが本物
ではないことがわかった。速度を追求して、コンピュー
タモデムは、可能な限り多くの帯域幅を最も巧妙なやり
方で使用しようと試みた。不運にも、最も巧妙なモデム
という観点でさえ、４ｋＨｚデジタル化削除は、このよ
うな装置の速度に明白な制限を押しつけることになっ
た。不幸にして、アナログ構内ループは、速度制限に関
する責任のほとんどを不当に取らされた。
言語の伝送に対して重大ではなかったが、データが本物
ではないことがわかった。速度を追求して、コンピュー
タモデムは、可能な限り多くの帯域幅を最も巧妙なやり
方で使用しようと試みた。不運にも、最も巧妙なモデム
という観点でさえ、４ｋＨｚデジタル化削除は、このよ
うな装置の速度に明白な制限を押しつけることになっ
た。不幸にして、アナログ構内ループは、速度制限に関
する責任のほとんどを不当に取らされた。
【００１１】過去数年にわたって開発されたデジタル加
入者線（ＤＳＬ）は、速度制限という難問に対する新規
な解決法を提供している。ＤＳＬによれば、構内ループ
は、（専ら４ｋＨｚ以下の）標準周波数のストリームの
言語を伝達するのに使用されている。しかしながら、構
内ループは、専ら４ｋＨｚ以上の周波数のストリームの
データを伝達することも求められる。家庭または会社と
中央局に配置されるＤＳＬ終端回路は、音声及びデータ
ストリームを、構内ループに出入りするときに合成した
り分離したりする。中央局で分離されると、音声ストリ
ームは、今まで通り公衆交換電話網バックボーンを介し
て既存のインフラストラクチャを使用することによる中
継のために、デジタル化される。しかしながら、データ
ストリームは、４ｋＨｚの人為的な帯域幅制限を課する
ことなく、公衆交換電話網または他のネットワーク（た
とえば、異なる経路を介するインターネット）で伝送さ
れる。
入者線（ＤＳＬ）は、速度制限という難問に対する新規
な解決法を提供している。ＤＳＬによれば、構内ループ
は、（専ら４ｋＨｚ以下の）標準周波数のストリームの
言語を伝達するのに使用されている。しかしながら、構
内ループは、専ら４ｋＨｚ以上の周波数のストリームの
データを伝達することも求められる。家庭または会社と
中央局に配置されるＤＳＬ終端回路は、音声及びデータ
ストリームを、構内ループに出入りするときに合成した
り分離したりする。中央局で分離されると、音声ストリ
ームは、今まで通り公衆交換電話網バックボーンを介し
て既存のインフラストラクチャを使用することによる中
継のために、デジタル化される。しかしながら、データ
ストリームは、４ｋＨｚの人為的な帯域幅制限を課する
ことなく、公衆交換電話網または他のネットワーク（た
とえば、異なる経路を介するインターネット）で伝送さ
れる。
【００１２】ＤＳＬの一形態である非対称ＤＳＬ（ＡＤ
ＳＬ）は、特に意図的にインターネットで設計され、よ
って、（インターネット“サーフィン”の本質である）
データのアップローディング以上にデータのダウンロー
ディングを強調する。ＡＤＳＬは、普通の旧式電話サー
ビスストリームのために０〜４ｋＨｚ間の周波数スペク
トラムを使用し、データストリームのために４ｋＨｚ乃
至２．２ＭＨｚ間の周波数スペクトラムを使用する。設
計に依存して、ＡＤＳＬは、ダウンストリーム（ネット
ワークからユーザーへ）通信のために９Ｍビット／ｓ
（Ｍｂｐｓ）までの速度を提供でき、アップストリーム
（ユーザーからネットワークへ）通信のために８００ｋ
ｂｐｓまでの速度を提供できる。
ＳＬ）は、特に意図的にインターネットで設計され、よ
って、（インターネット“サーフィン”の本質である）
データのアップローディング以上にデータのダウンロー
ディングを強調する。ＡＤＳＬは、普通の旧式電話サー
ビスストリームのために０〜４ｋＨｚ間の周波数スペク
トラムを使用し、データストリームのために４ｋＨｚ乃
至２．２ＭＨｚ間の周波数スペクトラムを使用する。設
計に依存して、ＡＤＳＬは、ダウンストリーム（ネット
ワークからユーザーへ）通信のために９Ｍビット／ｓ
（Ｍｂｐｓ）までの速度を提供でき、アップストリーム
（ユーザーからネットワークへ）通信のために８００ｋ
ｂｐｓまでの速度を提供できる。
【００１３】ＤＳＬの他の形態である高ビットレートＤ
ＳＬ（ＨＤＳＬ）は、ＤＳＬの技術拡張である。ＨＤＳ
Ｌは、リピータなしに１２，０００フィートまでの距離
にわたってダウンストリームとアップストリームの両方
に１．５４４Ｍｂｐｓ伝送速度を提供する対称伝送媒体
である。ループの約２０％は、１２，００フィートより
長いので、会社側は、スパンの範囲を２４，０００フィ
ートまで有効に２倍にするＨＤＳＬ用リピータを開発し
た。ＨＤＳＬは、伝送処理中、不利な環境状態ばかりで
なく銅線自体の歪みや欠陥をデジタル的に分析して補償
する適応等化と呼ばれる技術に基づいている。さらに、
ＨＤＳＬは、電線の各ペアにより全二重通信方式信号を
伝送し、エコーキャンセルを用いて伝送信号から受信信
号を分離する。
ＳＬ（ＨＤＳＬ）は、ＤＳＬの技術拡張である。ＨＤＳ
Ｌは、リピータなしに１２，０００フィートまでの距離
にわたってダウンストリームとアップストリームの両方
に１．５４４Ｍｂｐｓ伝送速度を提供する対称伝送媒体
である。ループの約２０％は、１２，００フィートより
長いので、会社側は、スパンの範囲を２４，０００フィ
ートまで有効に２倍にするＨＤＳＬ用リピータを開発し
た。ＨＤＳＬは、伝送処理中、不利な環境状態ばかりで
なく銅線自体の歪みや欠陥をデジタル的に分析して補償
する適応等化と呼ばれる技術に基づいている。さらに、
ＨＤＳＬは、電線の各ペアにより全二重通信方式信号を
伝送し、エコーキャンセルを用いて伝送信号から受信信
号を分離する。
【００１４】その固有な対称性を高めて基礎にするため
に、標準本体は、今やＨＤＳＬ２と呼ばれるＨＤＳＬの
次世代に基づいて働いている。ＨＤＳＬ２は、ＨＤＳＬ
が提供するＴ１展開と同じ時間及びコスト効率をいまだ
送り届けながら、１つの銅線ループを介する全二重通信
方式Ｔキャリア１（Ｔ１）ペイロードを約束する。ＨＤ
ＳＬ２の重要な恩恵の１つは、その営業にまともに焦点
を合わせて楽にするだろう。本質的に、この技術は、標
準的なＨＤＳＬで必要とされる２ペアと比較した場合、
１つだけの銅線ペアを必要とするので、利用可能なＴ１
線の数を２倍にする。その結果、ＨＤＳＬ２は、将来、
ほとんどのＴ１展開のために標準ＨｄＳＬに取って代わ
り得るが、ＨＤＳＬは、２ループ解決法を展開するため
のいくつかのエンジニアリング上の理由がまだある場合
にオプションとなっている。一例は、スパン給電式ＨＤ
ＳＬリピータがまだ必要となり得る１２，０００フィー
トを超える長いループと関係している。正に働き者Ｔ１
展開の範囲を越えて、ＨＤＳＬ２は、対称的なデータ送
出しを必要とするインターネットアクセスアプリケーシ
ョンのための実行可能な競争力のある技術であることが
わかる。
に、標準本体は、今やＨＤＳＬ２と呼ばれるＨＤＳＬの
次世代に基づいて働いている。ＨＤＳＬ２は、ＨＤＳＬ
が提供するＴ１展開と同じ時間及びコスト効率をいまだ
送り届けながら、１つの銅線ループを介する全二重通信
方式Ｔキャリア１（Ｔ１）ペイロードを約束する。ＨＤ
ＳＬ２の重要な恩恵の１つは、その営業にまともに焦点
を合わせて楽にするだろう。本質的に、この技術は、標
準的なＨＤＳＬで必要とされる２ペアと比較した場合、
１つだけの銅線ペアを必要とするので、利用可能なＴ１
線の数を２倍にする。その結果、ＨＤＳＬ２は、将来、
ほとんどのＴ１展開のために標準ＨｄＳＬに取って代わ
り得るが、ＨＤＳＬは、２ループ解決法を展開するため
のいくつかのエンジニアリング上の理由がまだある場合
にオプションとなっている。一例は、スパン給電式ＨＤ
ＳＬリピータがまだ必要となり得る１２，０００フィー
トを超える長いループと関係している。正に働き者Ｔ１
展開の範囲を越えて、ＨＤＳＬ２は、対称的なデータ送
出しを必要とするインターネットアクセスアプリケーシ
ョンのための実行可能な競争力のある技術であることが
わかる。
【００１５】したがって、ＨＤＳＬ２は、ＤＳＬと関連
する顕著な利点をさらに高める。第一に、ＤＳＬベース
の技術は、置換されるべき構内ループを必要としない。
第二に、ＤＳＬベースの技術は、既存の公衆交換電話網
音声処理機器に変更を要求することなく４ｋＨｚデジタ
ル化障害を克服する。第三に、ＤＳＬベースの技術は、
言語及びデータストリームを合成し後で分離するのに必
要な機器が比較的少ない。第四に、ＤＳＬベースの技術
は、言語とデータを同じ構内ループ上に同時に発生させ
ることができる。次に、ＨＤＳＬ２は、その先輩である
ＨＤＳＬが提供するＴ１展開と同じ時間及びコスト効率
をいまだ送り届けながら、１つの銅線ループを介する全
二重通信方式Ｔ１ペイロードを約束する。
する顕著な利点をさらに高める。第一に、ＤＳＬベース
の技術は、置換されるべき構内ループを必要としない。
第二に、ＤＳＬベースの技術は、既存の公衆交換電話網
音声処理機器に変更を要求することなく４ｋＨｚデジタ
ル化障害を克服する。第三に、ＤＳＬベースの技術は、
言語及びデータストリームを合成し後で分離するのに必
要な機器が比較的少ない。第四に、ＤＳＬベースの技術
は、言語とデータを同じ構内ループ上に同時に発生させ
ることができる。次に、ＨＤＳＬ２は、その先輩である
ＨＤＳＬが提供するＴ１展開と同じ時間及びコスト効率
をいまだ送り届けながら、１つの銅線ループを介する全
二重通信方式Ｔ１ペイロードを約束する。
【００１６】しかしながら、いくつかの技術的挑戦が、
ＨＤＳＬ２には残されている。１つは、参照によりここ
に含まれるアメリカ連邦規格協会（ＡＮＳＩ）委員会Ｔ
１Ｅ１．４（１９９５年６月））で定義された規格に関
して全二重通信方式Ｔ１ペイロードを適合できる送受信
機を設計することである。それに関連して、送受信機の
デジタル信号処理部分にエコーキャンセル技術を使用し
て、ＨＤＳＬ２ネットワークで伝送される情報と関連す
るエコー量を減らすことができる。
ＨＤＳＬ２には残されている。１つは、参照によりここ
に含まれるアメリカ連邦規格協会（ＡＮＳＩ）委員会Ｔ
１Ｅ１．４（１９９５年６月））で定義された規格に関
して全二重通信方式Ｔ１ペイロードを適合できる送受信
機を設計することである。それに関連して、送受信機の
デジタル信号処理部分にエコーキャンセル技術を使用し
て、ＨＤＳＬ２ネットワークで伝送される情報と関連す
るエコー量を減らすことができる。
【００１７】ＤＳＬベースのシステムに関して、伝送信
号のエコーは、通常、伝送経路と受信経路が互いに連結
される場所で生じる。これらの２つの経路を撚りペア電
話線に接続するのに典型的に使用されるハイブリッド回
路は、遠端からの受信信号と共に受信経路をダウン伝搬
するエコーを発生する。エコーは、容易に、強い受信信
号より１５デシベル（ｄＢ）にもなることがあり、それ
により、受信信号の処理を少なくともより難しくする。
受信信号が弱くなるにつれて、受信信号の受け入れ可能
な処理は、エコー重畳の影響に起因してさらに難しくな
る。したがって、エコーキャンセルは、通常、ＤＳＬベ
ースのシステムに用いられる送受信機で使用される。
号のエコーは、通常、伝送経路と受信経路が互いに連結
される場所で生じる。これらの２つの経路を撚りペア電
話線に接続するのに典型的に使用されるハイブリッド回
路は、遠端からの受信信号と共に受信経路をダウン伝搬
するエコーを発生する。エコーは、容易に、強い受信信
号より１５デシベル（ｄＢ）にもなることがあり、それ
により、受信信号の処理を少なくともより難しくする。
受信信号が弱くなるにつれて、受信信号の受け入れ可能
な処理は、エコー重畳の影響に起因してさらに難しくな
る。したがって、エコーキャンセルは、通常、ＤＳＬベ
ースのシステムに用いられる送受信機で使用される。
【００１８】デジタル適応型エコーキャンセラーは、伝
送経路と受信経路間に配置され、それにより、エコーと
同方向に動作する。エコーキャンセラーは、デジタル／
アナログコンバータ、送信フィルタ、ハイブリッド回
路、受信フィルタ及びアナログ／デジタルコンバータを
含むエコー経路を統合する。エコーキャンセラーは、同
じ伝送データを用いるが実エコーをキャンセルするため
に逆極性を有するエコーの複製を発生することが求めら
れる。
送経路と受信経路間に配置され、それにより、エコーと
同方向に動作する。エコーキャンセラーは、デジタル／
アナログコンバータ、送信フィルタ、ハイブリッド回
路、受信フィルタ及びアナログ／デジタルコンバータを
含むエコー経路を統合する。エコーキャンセラーは、同
じ伝送データを用いるが実エコーをキャンセルするため
に逆極性を有するエコーの複製を発生することが求めら
れる。
【００１９】さらに、エコーキャンセラーは、ハイブリ
ッド回路及び伝送線における変化を追跡して補正し、満
足な性能水準を維持する能力を持つべきである。この仕
事は、クロストーク雑音の信号源である高レベルの外乱
信号に起因してもっと難しくなることがある。エコーに
対して最も高い干渉をするものの１つは、遠端からの受
信信号である。この状態は、一般に、エコーキャンセラ
ーがエコーをキャンセルしようとしている時に起こり、
それにより、遠端からの大信号は、エコーキャンセラー
に過渡応答の導入を生じさせる。エコーキャンセラー
は、システムの作動中に係数を調節する方法と類似した
方法を用いることにより典型的に適応可能な係数を使用
する。遠端からの受信信号で生じた干渉は、通常、動作
追跡中に更新利得を減らすことにより軽減される。
ッド回路及び伝送線における変化を追跡して補正し、満
足な性能水準を維持する能力を持つべきである。この仕
事は、クロストーク雑音の信号源である高レベルの外乱
信号に起因してもっと難しくなることがある。エコーに
対して最も高い干渉をするものの１つは、遠端からの受
信信号である。この状態は、一般に、エコーキャンセラ
ーがエコーをキャンセルしようとしている時に起こり、
それにより、遠端からの大信号は、エコーキャンセラー
に過渡応答の導入を生じさせる。エコーキャンセラー
は、システムの作動中に係数を調節する方法と類似した
方法を用いることにより典型的に適応可能な係数を使用
する。遠端からの受信信号で生じた干渉は、通常、動作
追跡中に更新利得を減らすことにより軽減される。
【００２０】この方法は、更新の速度と適応性に対する
基本的な問題を有する。外乱レベルが高い場合、更新利
得は小さくなって、エコーキャンセラー係数のドリフト
を防止する。しかしながら、エコーキャンセラー更新利
得の減少は、より高い更新値に対する不適当な応答にな
り、それにより、必要な変化を追跡するためのエコーキ
ャンセラーの能力が下がる。したがって、低い方の更新
利得と高い方の外乱信号の組み合わせは、エコーが劣っ
た精度でキャンセルされることになり、それにより、送
受信機の全体性能が低くなる。
基本的な問題を有する。外乱レベルが高い場合、更新利
得は小さくなって、エコーキャンセラー係数のドリフト
を防止する。しかしながら、エコーキャンセラー更新利
得の減少は、より高い更新値に対する不適当な応答にな
り、それにより、必要な変化を追跡するためのエコーキ
ャンセラーの能力が下がる。したがって、低い方の更新
利得と高い方の外乱信号の組み合わせは、エコーが劣っ
た精度でキャンセルされることになり、それにより、送
受信機の全体性能が低くなる。
【００２１】さらに、スライサーと共に動作するエコー
キャンセラーは、外乱信号に対して非常に感度がある。
しかしながら、スライサーは、受信シンボルを用いるエ
コーキャンセラーを供給するのに好適であり、ここで
は、スライサーは、典型的に、存在し得るどんなモジュ
ロ情報も捨てることなく、スライス動作を実行すること
ができる。外乱信号に対するこの感度は、容易に、受信
信号の１０パーセントが誤って推定される結果となるこ
とがある。この作用は、エコーキャンセラーの性能をさ
らに劣化させる一因となる。
キャンセラーは、外乱信号に対して非常に感度がある。
しかしながら、スライサーは、受信シンボルを用いるエ
コーキャンセラーを供給するのに好適であり、ここで
は、スライサーは、典型的に、存在し得るどんなモジュ
ロ情報も捨てることなく、スライス動作を実行すること
ができる。外乱信号に対するこの感度は、容易に、受信
信号の１０パーセントが誤って推定される結果となるこ
とがある。この作用は、エコーキャンセラーの性能をさ
らに劣化させる一因となる。
【００２２】したがって、技術上必要とされるのは、た
とえば、ＨＤＳＬ２等のＤＳＬベースの技術を用いるネ
ットワークを介する通信を高めるために、エコーのより
厳しい、したがって信頼できる推定を提供する送受信機
のデジタル信号処理部分に使用可能なエコーキャンセル
システムと関連するサブシステムである。
とえば、ＨＤＳＬ２等のＤＳＬベースの技術を用いるネ
ットワークを介する通信を高めるために、エコーのより
厳しい、したがって信頼できる推定を提供する送受信機
のデジタル信号処理部分に使用可能なエコーキャンセル
システムと関連するサブシステムである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】分離回路と、エコーの残
差レベルを判定する方法と、この回路と方法を用いるエ
コーキャンセルシステム、ビットポンプ及び送受信機。
分離回路を使用するエコーキャンセルシステムは、ビッ
トポンプの伝送経路と受信経路間に接続でき、エコーキ
ャンセル信号を発生する。一実施例において、分離回路
は、受信経路に沿って伝搬し、実質的にエコーのない受
信信号を受け入れて、受信信号と関連するシンボルを判
定するシンボル判定回路を含む。また、分離回路は、シ
ンボル判定回路に接続され、シンボルを受信して、推定
された受信信号を提供する推定器段も含む。分離回路
は、推定された受信信号及びエコーキャンセル信号の関
数として、エコーの残差レベルを表わすデータを発生す
る。
差レベルを判定する方法と、この回路と方法を用いるエ
コーキャンセルシステム、ビットポンプ及び送受信機。
分離回路を使用するエコーキャンセルシステムは、ビッ
トポンプの伝送経路と受信経路間に接続でき、エコーキ
ャンセル信号を発生する。一実施例において、分離回路
は、受信経路に沿って伝搬し、実質的にエコーのない受
信信号を受け入れて、受信信号と関連するシンボルを判
定するシンボル判定回路を含む。また、分離回路は、シ
ンボル判定回路に接続され、シンボルを受信して、推定
された受信信号を提供する推定器段も含む。分離回路
は、推定された受信信号及びエコーキャンセル信号の関
数として、エコーの残差レベルを表わすデータを発生す
る。
【００２４】本発明は、一態様において、エコーの残差
レベルを受信信号から弁別して、エコーをさらに減衰さ
せる分離回路を紹介する。エコーの残差レベルを弁別す
る能力は、受信信号を推定して、合成された残差エコー
レベル及び受信信号から分離する分離回路の能力によっ
て決まる。本発明は、広範囲の信号対雑音比値にわたっ
て受信信号を確立する、高められた能力を提供する。そ
の結果、エコーキャンセルシステムは、エコーを以前は
達成できなかったレベルまで減少させ、それにより、ビ
ットポンプ（送受信機のデジタル信号処理部分）を用い
るネットワークを横断する通信トラフィック（たとえ
ば、音声、ビデオまたはデータ）の忠実度が増加し、そ
れと関連するエラーバック伝搬の可能性が減少する。
レベルを受信信号から弁別して、エコーをさらに減衰さ
せる分離回路を紹介する。エコーの残差レベルを弁別す
る能力は、受信信号を推定して、合成された残差エコー
レベル及び受信信号から分離する分離回路の能力によっ
て決まる。本発明は、広範囲の信号対雑音比値にわたっ
て受信信号を確立する、高められた能力を提供する。そ
の結果、エコーキャンセルシステムは、エコーを以前は
達成できなかったレベルまで減少させ、それにより、ビ
ットポンプ（送受信機のデジタル信号処理部分）を用い
るネットワークを横断する通信トラフィック（たとえ
ば、音声、ビデオまたはデータ）の忠実度が増加し、そ
れと関連するエラーバック伝搬の可能性が減少する。
【００２５】本発明の一実施例において、シンボル判定
回路は、シンボルを判定する等化器／スライサー段と、
シンボルを精製するシンボル誤り訂正段とを含む。等化
器／スライサー段は、好適にはフィードフォワード等化
器、決定帰還等化器及び雑音予測等化器を使用して、存
在する雑音を取り除き、直線歪みを減らして、雑音相関
を除去することができる。スライサーは、シンボル毎に
復号を実行し、シンボル誤り訂正段は、スライサーから
のシンボルを精製して、全信号忠実度及び信頼性を高め
る。
回路は、シンボルを判定する等化器／スライサー段と、
シンボルを精製するシンボル誤り訂正段とを含む。等化
器／スライサー段は、好適にはフィードフォワード等化
器、決定帰還等化器及び雑音予測等化器を使用して、存
在する雑音を取り除き、直線歪みを減らして、雑音相関
を除去することができる。スライサーは、シンボル毎に
復号を実行し、シンボル誤り訂正段は、スライサーから
のシンボルを精製して、全信号忠実度及び信頼性を高め
る。
【００２６】本発明の一実施例において、シンボル誤り
訂正段は、シンボルを受け取って、シンボルの信号対雑
音比を高めるビタビ復号器を含む。関連する他の実施例
では、シンボル誤り訂正段は、さらに、シンボルと関連
するシンボル間干渉を減らすたたみこみ符号器も含む。
関連するさらに他の実施例では、シンボル誤り訂正段
は、さらに、誤り訂正信号及びモジュロオフセット信号
を供給してシンボルを精製するロジック回路も含む。シ
ンボル誤り訂正段は、シンボルをさらに精製するため
に、上述の回路を別々にまたは一体化された構成で含む
ことができる。
訂正段は、シンボルを受け取って、シンボルの信号対雑
音比を高めるビタビ復号器を含む。関連する他の実施例
では、シンボル誤り訂正段は、さらに、シンボルと関連
するシンボル間干渉を減らすたたみこみ符号器も含む。
関連するさらに他の実施例では、シンボル誤り訂正段
は、さらに、誤り訂正信号及びモジュロオフセット信号
を供給してシンボルを精製するロジック回路も含む。シ
ンボル誤り訂正段は、シンボルをさらに精製するため
に、上述の回路を別々にまたは一体化された構成で含む
ことができる。
【００２７】本発明の一実施例において、推定器段は、
逆フィードフォワード等化器（または、逆フィードフォ
ワード等化器チャンネル推定器）及び有限インパルス応
答フィルタを含む。逆フィードフォワード等化器は、分
離回路からのデータを用いて最小平方平均法を使用する
ことにより適応することができる。有限インパルス応答
フィルタは、一般に、リニアな、分数的に間隔を置いた
最小２乗平均エラー等化を使用する。推定器段は、シン
ボル判定回路で発生する精製されたシンボルに基づいて
信頼できる受信信号を構築する。本発明の一実施例にお
いて、エコーキャンセルシステムは、主エコー及び副エ
コーキャンセル段を含む。本発明のこの実施例と関連し
て、エコーキャンセルシステムは、好適に主エコー及び
副エコーキャンセル段を使用して、エコーを減衰させ
る。エコーの残差レベルは、主エコーキャンセル段で使
用されて、フィルタ係数を適応するように発生する。こ
のフィルタ係数は、副エコーキャンセル段でも、エコー
の高められた減衰を提供するために使用される。
逆フィードフォワード等化器（または、逆フィードフォ
ワード等化器チャンネル推定器）及び有限インパルス応
答フィルタを含む。逆フィードフォワード等化器は、分
離回路からのデータを用いて最小平方平均法を使用する
ことにより適応することができる。有限インパルス応答
フィルタは、一般に、リニアな、分数的に間隔を置いた
最小２乗平均エラー等化を使用する。推定器段は、シン
ボル判定回路で発生する精製されたシンボルに基づいて
信頼できる受信信号を構築する。本発明の一実施例にお
いて、エコーキャンセルシステムは、主エコー及び副エ
コーキャンセル段を含む。本発明のこの実施例と関連し
て、エコーキャンセルシステムは、好適に主エコー及び
副エコーキャンセル段を使用して、エコーを減衰させ
る。エコーの残差レベルは、主エコーキャンセル段で使
用されて、フィルタ係数を適応するように発生する。こ
のフィルタ係数は、副エコーキャンセル段でも、エコー
の高められた減衰を提供するために使用される。
【００２８】上記のことは、当業者が、以下の本発明の
詳細な説明をもっと良く理解できるように、本発明の好
適な特徴及び他の特徴を、むしろあまねく概説した。本
発明の請求項の主題を形成する本発明のさらなる特徴
は、下文に説明される。当業者は、本発明の同じ目的を
実行する他の構成を設計または修正するためを基本とし
て、開示された概念及び特定の実施例を容易に使用でき
ることを分かるべきである。また、当業者は、これらの
同等な構成が、その最も広義の本発明の精神及び範囲か
ら逸脱しないことを分かるべきである。
詳細な説明をもっと良く理解できるように、本発明の好
適な特徴及び他の特徴を、むしろあまねく概説した。本
発明の請求項の主題を形成する本発明のさらなる特徴
は、下文に説明される。当業者は、本発明の同じ目的を
実行する他の構成を設計または修正するためを基本とし
て、開示された概念及び特定の実施例を容易に使用でき
ることを分かるべきである。また、当業者は、これらの
同等な構成が、その最も広義の本発明の精神及び範囲か
ら逸脱しないことを分かるべきである。
【００２９】本発明のより完全な理解のために、次に、
添付図面に関して行なわれる以下の説明の参照が行なわ
れる。
添付図面に関して行なわれる以下の説明の参照が行なわ
れる。
【００３０】
【発明の実施の形態】まず図１を参照すると、本発明の
原理にしたがって構成された送受信機の一実施例が動作
できる、包括的に１００で示される通信ネットワークの
一実施例のシステムレベル線図が示されている。通信ネ
ットワーク１００は、より大規模な通信ネットワーク
（たとえば、公衆交換電話網）の一部を形成し、好適に
は、１つの撚りペア電線を介する高ビットレートデジタ
ル加入者線サービス（一般にＨＤＳＬ２と呼ばれる）を
提供することができる。通信ネットワーク１００は、中
央局１１０及び遠隔端末１３０を含む。中央局１１０
は、通信ネットワーク１００による通信を促進する従来
のまたは後に開発される交換装置のいずれかを具体化し
ている。遠隔端末１３０は、通信ネットワーク１００で
通信するのに適応した従来のまたは後に開発される通信
装置（たとえば、マルチメディアパーソナルコンピュー
タ）のいずれかを具体化している。中央局１１０は、複
数の遠隔端末１３０に好適に接続することができること
が、理解されるべきである。
原理にしたがって構成された送受信機の一実施例が動作
できる、包括的に１００で示される通信ネットワークの
一実施例のシステムレベル線図が示されている。通信ネ
ットワーク１００は、より大規模な通信ネットワーク
（たとえば、公衆交換電話網）の一部を形成し、好適に
は、１つの撚りペア電線を介する高ビットレートデジタ
ル加入者線サービス（一般にＨＤＳＬ２と呼ばれる）を
提供することができる。通信ネットワーク１００は、中
央局１１０及び遠隔端末１３０を含む。中央局１１０
は、通信ネットワーク１００による通信を促進する従来
のまたは後に開発される交換装置のいずれかを具体化し
ている。遠隔端末１３０は、通信ネットワーク１００で
通信するのに適応した従来のまたは後に開発される通信
装置（たとえば、マルチメディアパーソナルコンピュー
タ）のいずれかを具体化している。中央局１１０は、複
数の遠隔端末１３０に好適に接続することができること
が、理解されるべきである。
【００３１】中央局１１０は、１つ以上の中央局中継線
（そのうちの１つは１１４で示される）で公衆交換電話
網に接続されている。中央局中継線１１４は、単なる例
示の目的で、Ｔ１長距離またはＤＳＸ−１短距離中継線
として示されている。中央局中継線１１４は、中央局線
間インターフェース１１３を介して中央局送受信機１１
１に接続されている。遠隔端末１３０は、１つ以上の遠
隔端末中継線（そのうちの１つは１３４で示されてい
る）を介して公衆交換電話網に接続されている。また、
遠隔端末１３０は、単なる例示の目的でＴ１長距離中継
線またはＤＳＸ−１短距離中継線のどちらかとして示さ
れている。遠隔端末中継線１３４は、遠隔端末中継線イ
ンターフェース装置１３３を介して遠隔端末送受信機１
３１に接続されている。
（そのうちの１つは１１４で示される）で公衆交換電話
網に接続されている。中央局中継線１１４は、単なる例
示の目的で、Ｔ１長距離またはＤＳＸ−１短距離中継線
として示されている。中央局中継線１１４は、中央局線
間インターフェース１１３を介して中央局送受信機１１
１に接続されている。遠隔端末１３０は、１つ以上の遠
隔端末中継線（そのうちの１つは１３４で示されてい
る）を介して公衆交換電話網に接続されている。また、
遠隔端末１３０は、単なる例示の目的でＴ１長距離中継
線またはＤＳＸ−１短距離中継線のどちらかとして示さ
れている。遠隔端末中継線１３４は、遠隔端末中継線イ
ンターフェース装置１３３を介して遠隔端末送受信機１
３１に接続されている。
【００３２】中央局１１０は、高ビットレートデジタル
加入者線サービスを伝えるのに適応した単一撚りペア電
線（または単一銅ループ）１２０を介して遠隔端末１３
０に接続されている。中央局及び遠隔端末送受信機１１
０，１３０は、高ビットレートデジタル加入者線サービ
スを支援するのに必要な信号処理と他の主要な機能を提
供する。当業者は、通信ネットワーク１００は、単なる
例示の目的で提示されており、他のネットワーク形態
（デジタル加入者線サービスと両立性のある通信ネット
ワークを含む）が、十分に本発明の広義の範囲内にある
ことを理解すべきである。
加入者線サービスを伝えるのに適応した単一撚りペア電
線（または単一銅ループ）１２０を介して遠隔端末１３
０に接続されている。中央局及び遠隔端末送受信機１１
０，１３０は、高ビットレートデジタル加入者線サービ
スを支援するのに必要な信号処理と他の主要な機能を提
供する。当業者は、通信ネットワーク１００は、単なる
例示の目的で提示されており、他のネットワーク形態
（デジタル加入者線サービスと両立性のある通信ネット
ワークを含む）が、十分に本発明の広義の範囲内にある
ことを理解すべきである。
【００３３】次に、図２に移ると、本発明の原理にした
がって構成された送受信機の一実施例２００のブロック
図が示されている。送受信機２００は、たとえば、Ｔ１
中継線（そのうちの１つは２１５で示されている）を介
する公衆交換電話網へのインターフェースを提供するシ
ステムインターフェースブロック２１０を含む。システ
ムインターフェースブロック２１０は、Ｔ１ペイロード
に加えて多数の運搬媒体及び規格中のいずれか１つを支
援することができる。システムインターフェースブロッ
ク２１０は、コマンド／状態情報の処理や、埋込み動作
チャンネル及び外部システムプロセッサへの接続の提供
等のシステムレベル機能を実行する。埋込み動作チャン
ネルは、典型的には、中間送受信機及びネットワーク保
守目的のために物理層に埋め込まれた仮想通信チャンネ
ルである。外部システムプロセッサは、内部マイクロプ
ロセッサと共に送受信機２００を構成し、送受信機２０
０の動作状態を監視する。
がって構成された送受信機の一実施例２００のブロック
図が示されている。送受信機２００は、たとえば、Ｔ１
中継線（そのうちの１つは２１５で示されている）を介
する公衆交換電話網へのインターフェースを提供するシ
ステムインターフェースブロック２１０を含む。システ
ムインターフェースブロック２１０は、Ｔ１ペイロード
に加えて多数の運搬媒体及び規格中のいずれか１つを支
援することができる。システムインターフェースブロッ
ク２１０は、コマンド／状態情報の処理や、埋込み動作
チャンネル及び外部システムプロセッサへの接続の提供
等のシステムレベル機能を実行する。埋込み動作チャン
ネルは、典型的には、中間送受信機及びネットワーク保
守目的のために物理層に埋め込まれた仮想通信チャンネ
ルである。外部システムプロセッサは、内部マイクロプ
ロセッサと共に送受信機２００を構成し、送受信機２０
０の動作状態を監視する。
【００３４】また、送受信機２００は、システムインタ
ーフェースブロック２１０に接続されたフレーマ／マッ
パ２２０も含む。フレーマ／マッパ２２０は、標準的な
インターフェースブロック２１０と、撚りペア電線を横
切る情報と関連するフレーム（たとえば，ＨＤＳＬ２フ
レーム）の間の伝送収束を提供する。それと共に、フレ
ーマ／マッパ２２０は、フレーム同期、ビット詰込み、
ジッタ制御処理及びレート誤り訂正も提供する。また、
フレーマ／マッパ２２０は、送受信機２００と関連する
チャンネルを多重化／多重解除し、ペイロードエラー検
出を提供し、特定のアプリケーションにしたがって信号
をスクランブル／スクランブル解除する。したがって、
フレーマ／マッパ２２０は、主に、送受信機２００内の
伝送収束の責任を負っている。
ーフェースブロック２１０に接続されたフレーマ／マッ
パ２２０も含む。フレーマ／マッパ２２０は、標準的な
インターフェースブロック２１０と、撚りペア電線を横
切る情報と関連するフレーム（たとえば，ＨＤＳＬ２フ
レーム）の間の伝送収束を提供する。それと共に、フレ
ーマ／マッパ２２０は、フレーム同期、ビット詰込み、
ジッタ制御処理及びレート誤り訂正も提供する。また、
フレーマ／マッパ２２０は、送受信機２００と関連する
チャンネルを多重化／多重解除し、ペイロードエラー検
出を提供し、特定のアプリケーションにしたがって信号
をスクランブル／スクランブル解除する。したがって、
フレーマ／マッパ２２０は、主に、送受信機２００内の
伝送収束の責任を負っている。
【００３５】送受信機２００は、さらに、フレーマ／マ
ッパ２２０に接続されたビットポンプ２３０も含む。ビ
ットポンプ２３０は、送受信機２３０のデジタル信号処
理部分であり、アナログフロントエンドを介して、高ビ
ットレートデジタル加入者線サービスを伝えるのに適応
した撚りペア電線２３５に接続されている。ビットポン
プ２３０の伝送経路は、フレーマ／マッパ２２０からデ
ータビットを受信し、このビットストリームを、たとえ
ば、アナログフロントエンドと関連するデジタル／アナ
ログコンバータによる撚りペア電線２３５を介する伝送
用の７２Ｘオーバーサンプリングされた３ビットデータ
に変換する。ビットポンプ２３０の受信経路は、アナロ
グフロントエンドと関連するアナログ／デジタルコンバ
ータから３ビットの７２Ｘオーバーサンプリングされた
受信データを受信し、この受信データを出力ビットスト
リームに変換して、デフレーマと最終的にはフレーマ／
マッパ２２０に送り届ける。
ッパ２２０に接続されたビットポンプ２３０も含む。ビ
ットポンプ２３０は、送受信機２３０のデジタル信号処
理部分であり、アナログフロントエンドを介して、高ビ
ットレートデジタル加入者線サービスを伝えるのに適応
した撚りペア電線２３５に接続されている。ビットポン
プ２３０の伝送経路は、フレーマ／マッパ２２０からデ
ータビットを受信し、このビットストリームを、たとえ
ば、アナログフロントエンドと関連するデジタル／アナ
ログコンバータによる撚りペア電線２３５を介する伝送
用の７２Ｘオーバーサンプリングされた３ビットデータ
に変換する。ビットポンプ２３０の受信経路は、アナロ
グフロントエンドと関連するアナログ／デジタルコンバ
ータから３ビットの７２Ｘオーバーサンプリングされた
受信データを受信し、この受信データを出力ビットスト
リームに変換して、デフレーマと最終的にはフレーマ／
マッパ２２０に送り届ける。
【００３６】ビットポンプ２３０は、一般に、２種類の
信号処理、すなわち、シンボル−時間参照処理及びシン
ボル−時間独立処理を実行する。シンボル−時間参照処
理は、エコーキャンセル及び等化と同様な機能を含むの
に対して、シンボル−時間独立処理は、送信機デジタル
シグマ／デルタ変調と同様な機能を含む。ビットポンプ
２３０の一実施例と関連する構成は、図３を参照して説
明される。
信号処理、すなわち、シンボル−時間参照処理及びシン
ボル−時間独立処理を実行する。シンボル−時間参照処
理は、エコーキャンセル及び等化と同様な機能を含むの
に対して、シンボル−時間独立処理は、送信機デジタル
シグマ／デルタ変調と同様な機能を含む。ビットポンプ
２３０の一実施例と関連する構成は、図３を参照して説
明される。
【００３７】送受信機２００は、さらに、システムイン
ターフェースブロック２１０、フレーマ／マッパ２２０
及びビットポンプ２３０に接続されたコントローラ（た
とえば、オンチップ制御マイクロプロセッサ）２４０も
含む。コントローラ２４０は、システムインターフェー
スブロック２１０、フレーマ／マッパ２２０及びビット
ポンプ２３０と通信し、それらの間の動作を調整する。
たとえば、コントローラ２４０は、特に、フレーマ／マ
ッパ２２０及びビットポンプ２３０の選択されたレジス
タを既知の状態に初期化することにより、送受信機２０
０の初期化処理を実行する。コントローラ２４０は、一
般に、周辺ブリッジによりメモリマッピングされた入力
／出力動作を用いて、データをマッパ／フレーマ２２０
に書き込んだりマッパ／フレーマ２２０から読み出した
りする。読み出し／書き込みメモリ動作は、デバッギン
グ、特性把握及び製品検査で使用されるものであるが、
一般に、組み込み自己検査モードを除いて、エンドユー
ザーアプリケーションでは使用されない。
ターフェースブロック２１０、フレーマ／マッパ２２０
及びビットポンプ２３０に接続されたコントローラ（た
とえば、オンチップ制御マイクロプロセッサ）２４０も
含む。コントローラ２４０は、システムインターフェー
スブロック２１０、フレーマ／マッパ２２０及びビット
ポンプ２３０と通信し、それらの間の動作を調整する。
たとえば、コントローラ２４０は、特に、フレーマ／マ
ッパ２２０及びビットポンプ２３０の選択されたレジス
タを既知の状態に初期化することにより、送受信機２０
０の初期化処理を実行する。コントローラ２４０は、一
般に、周辺ブリッジによりメモリマッピングされた入力
／出力動作を用いて、データをマッパ／フレーマ２２０
に書き込んだりマッパ／フレーマ２２０から読み出した
りする。読み出し／書き込みメモリ動作は、デバッギン
グ、特性把握及び製品検査で使用されるものであるが、
一般に、組み込み自己検査モードを除いて、エンドユー
ザーアプリケーションでは使用されない。
【００３８】しかしながら、コントローラ２４０は、送
受信機２００の作動（初期化を含む）及び通信段階中、
フレーマ／マッパ２２０及びビットポンプ２３０のレジ
スタにアクセスして更新する。コントローラ２４０は、
性能特性及びビットポンプ属性（たとえば、フィルタ
長、利得及び信号スケールファクタ）等の情報を受け取
り、送受信機２００を制御するための制御コマンドを提
供する。たとえば、ビットポンプ２３０に関して、コン
トローラ２４０は、制限なしに、係数更新を可能にし、
更新利得を選択し、たたみ込み及び遅延線更新を可能に
し、ノード選択を探求する。しかしながら、送受信機２
００がデータ透明（すなわち、ショータイム）に達する
と、ビットポンプ２３０は、例外事象が起こっていない
と仮定して、コントローラ２４０からの干渉を続けるこ
となく、データを処理することができる。システムイン
ターフェースブロック２１０に関して、コントローラ２
４０は、構成及び制御リセット、診断、作動、埋込み動
作チャンネル処理及び他の機能のために用いられるシス
テムコマンド及び状態レジスタにアクセスする。また、
コントローラ２４０は、送受信機２００の動作の全段階
の間、構成要素及びシステムの動作を同期化する際に複
雑に係わり合う。
受信機２００の作動（初期化を含む）及び通信段階中、
フレーマ／マッパ２２０及びビットポンプ２３０のレジ
スタにアクセスして更新する。コントローラ２４０は、
性能特性及びビットポンプ属性（たとえば、フィルタ
長、利得及び信号スケールファクタ）等の情報を受け取
り、送受信機２００を制御するための制御コマンドを提
供する。たとえば、ビットポンプ２３０に関して、コン
トローラ２４０は、制限なしに、係数更新を可能にし、
更新利得を選択し、たたみ込み及び遅延線更新を可能に
し、ノード選択を探求する。しかしながら、送受信機２
００がデータ透明（すなわち、ショータイム）に達する
と、ビットポンプ２３０は、例外事象が起こっていない
と仮定して、コントローラ２４０からの干渉を続けるこ
となく、データを処理することができる。システムイン
ターフェースブロック２１０に関して、コントローラ２
４０は、構成及び制御リセット、診断、作動、埋込み動
作チャンネル処理及び他の機能のために用いられるシス
テムコマンド及び状態レジスタにアクセスする。また、
コントローラ２４０は、送受信機２００の動作の全段階
の間、構成要素及びシステムの動作を同期化する際に複
雑に係わり合う。
【００３９】図示の送受信機２００は、単なる例示の目
的で提示されており、本発明の原理と両立性のある他の
送受信機構成を、アプリケーション指図通りに使用する
ことができる。
的で提示されており、本発明の原理と両立性のある他の
送受信機構成を、アプリケーション指図通りに使用する
ことができる。
【００４０】次に、図３に移ると、本発明の原理にした
がって構成されたビットポンプの一実施例３００のブロ
ック図が示されている。また、ビットポンプ３００は、
主に、送受信機と関連するデジタル信号処理を実行し、
伝送経路及び受信経路を含む。ビットポンプ３００の種
々のブロックが示され、ビットポンプ３００の送信部分
または及び受信部分に関して説明されているが、各ブロ
ックを構成する回路及びシステムは、伝送経路に沿って
伝搬するにせよ受信経路に沿って伝搬するにせよビット
ポンプ３００に広がる信号に基づく機能を実行すること
が理解されるべきである。さらに、ビットポンプ３００
の各ブロックと関連する機能は、事実上必ずしも別々で
はない。より明らかになるだろうが、これらの機能は、
統合されることがあり、リソースは、指定された目的を
達成するために他のブロックに関してある機能ブロック
から引き出される。最後に、本発明と関連する回路及び
システムは、ソフトウェア、専用もしくは結線された別
々のもしくは集積された回路、またはそれらの組み合わ
せで具体化することができる。
がって構成されたビットポンプの一実施例３００のブロ
ック図が示されている。また、ビットポンプ３００は、
主に、送受信機と関連するデジタル信号処理を実行し、
伝送経路及び受信経路を含む。ビットポンプ３００の種
々のブロックが示され、ビットポンプ３００の送信部分
または及び受信部分に関して説明されているが、各ブロ
ックを構成する回路及びシステムは、伝送経路に沿って
伝搬するにせよ受信経路に沿って伝搬するにせよビット
ポンプ３００に広がる信号に基づく機能を実行すること
が理解されるべきである。さらに、ビットポンプ３００
の各ブロックと関連する機能は、事実上必ずしも別々で
はない。より明らかになるだろうが、これらの機能は、
統合されることがあり、リソースは、指定された目的を
達成するために他のブロックに関してある機能ブロック
から引き出される。最後に、本発明と関連する回路及び
システムは、ソフトウェア、専用もしくは結線された別
々のもしくは集積された回路、またはそれらの組み合わ
せで具体化することができる。
【００４１】ビットポンプ３００は、伝送経路の入力に
接続された順方向誤り訂正／マッパ３０５を含む。伝送
経路の入力に存在する信号は、種々のタイプの雑音、特
に、特性的に短い持続期間からなるが強度で広いスペク
トラム足跡を有するインパルス雑音にさらされることが
ある。より信頼できるリンクを提供するために、信頼で
きるインパルス雑音耐性を支援するために知られている
順方向誤り訂正符号化技術（たとえば、リードソロモン
符号）を使用するのが望ましい。さらに、インパルス雑
音免疫性は、順方向誤り訂正符号化をインターリービン
グと共に用いることによって、追加の冗長性なしにある
係数だけ乗算される。ここで、この係数は、インターリ
ービングの深さと呼ばれる。このように、順方向誤り訂
正／マッパ３０５は、ビットポンプ３００の伝送経路の
入力に存在する伝送信号に順方向誤り訂正を提供する。
接続された順方向誤り訂正／マッパ３０５を含む。伝送
経路の入力に存在する信号は、種々のタイプの雑音、特
に、特性的に短い持続期間からなるが強度で広いスペク
トラム足跡を有するインパルス雑音にさらされることが
ある。より信頼できるリンクを提供するために、信頼で
きるインパルス雑音耐性を支援するために知られている
順方向誤り訂正符号化技術（たとえば、リードソロモン
符号）を使用するのが望ましい。さらに、インパルス雑
音免疫性は、順方向誤り訂正符号化をインターリービン
グと共に用いることによって、追加の冗長性なしにある
係数だけ乗算される。ここで、この係数は、インターリ
ービングの深さと呼ばれる。このように、順方向誤り訂
正／マッパ３０５は、ビットポンプ３００の伝送経路の
入力に存在する伝送信号に順方向誤り訂正を提供する。
【００４２】また、ビットポンプ３００は、伝送経路に
おいて順方向誤り訂正／マッパ３０５に接続された前置
符号器３０６も含む。前置符号器（たとえば、通常、Ａ
ＮＳＩ委員会Ｔ１Ｅ１．４で定義されたＨＤＳＬ２規格
におけるチャンネル前置符号器と呼ばれる）は、一般
に、ビットポンプ３００の送信部分における決定帰還等
化機能を有効に実行する固定非直線フィルタである。よ
り詳細には、前置符号器３０６は、受信経路に沿って伝
搬する対応する受信信号がフィードフォワード等化段を
通過した後、カーソル後シンボル間干渉歪み（つまり、
経路歪みで生じた隣接データシンボル間の干渉）がほと
んどなくなるように、伝送される信号を予め歪ませる。
おいて順方向誤り訂正／マッパ３０５に接続された前置
符号器３０６も含む。前置符号器（たとえば、通常、Ａ
ＮＳＩ委員会Ｔ１Ｅ１．４で定義されたＨＤＳＬ２規格
におけるチャンネル前置符号器と呼ばれる）は、一般
に、ビットポンプ３００の送信部分における決定帰還等
化機能を有効に実行する固定非直線フィルタである。よ
り詳細には、前置符号器３０６は、受信経路に沿って伝
搬する対応する受信信号がフィードフォワード等化段を
通過した後、カーソル後シンボル間干渉歪み（つまり、
経路歪みで生じた隣接データシンボル間の干渉）がほと
んどなくなるように、伝送される信号を予め歪ませる。
【００４３】前置符号器３０６は、（図２に関して説明
されたコントローラ２４０と類似した）送受信機のコン
トローラにより、作動中ビットポンプ３００の受信部分
内で計算される決定帰還等化係数でプログラムされる。
ショータイムにおける決定帰還等化器の代わりに前置符
号器（たとえば、トムリンソン−ハラシマ前置符号器）
を用いる動機付けは、決定帰還等化機能がビタビ復号器
と両立しがたいということである。ビタビ復号器より供
給される符号化利得と、雑音を増すことなく決定帰還等
化器より供給されるシンボル間干渉キャンセルとを同時
に実現するために、決定帰還等化器をショータイムにお
いて前置符号器３０６と置換するか、または、ビタビ復
号器及び決定帰還等化器を、減少状態シーケンス検出器
と置換するかのどちらかとすべきである。前置符号器３
０６は、典型的に、減少状態シーケンス検出器より効率
が良いので、ビットポンプ３００は、その送信部分に前
置符号器３０６を使用している。
されたコントローラ２４０と類似した）送受信機のコン
トローラにより、作動中ビットポンプ３００の受信部分
内で計算される決定帰還等化係数でプログラムされる。
ショータイムにおける決定帰還等化器の代わりに前置符
号器（たとえば、トムリンソン−ハラシマ前置符号器）
を用いる動機付けは、決定帰還等化機能がビタビ復号器
と両立しがたいということである。ビタビ復号器より供
給される符号化利得と、雑音を増すことなく決定帰還等
化器より供給されるシンボル間干渉キャンセルとを同時
に実現するために、決定帰還等化器をショータイムにお
いて前置符号器３０６と置換するか、または、ビタビ復
号器及び決定帰還等化器を、減少状態シーケンス検出器
と置換するかのどちらかとすべきである。前置符号器３
０６は、典型的に、減少状態シーケンス検出器より効率
が良いので、ビットポンプ３００は、その送信部分に前
置符号器３０６を使用している。
【００４４】したがって、前置符号器３０６は、ビット
ポンプ３００の受信部分に関して決定帰還等化器３２９
及び雑音予測等化器３３０も使用する。決定帰還等化器
３２９及び雑音予測等化器３３０は、ビットポンプ３０
０を動作させるのに必要な他の仕事と共に等化を実行す
るように作動中に訓練され、次いで、前置符号器３０６
と関連する機能を実行するようにショータイムにおいて
（コントローラコマンドで）再構成される。したがっ
て、前置符号器３０６の複雑さが減少する。前置符号器
３０６の入力信号は、順方向誤り訂正／マッパ３０５か
らのシンボルを含み、前置符号器３０６の出力は、この
シンボルレートでサンプリングされた実質的にホワイト
の一定分散された信号となる。
ポンプ３００の受信部分に関して決定帰還等化器３２９
及び雑音予測等化器３３０も使用する。決定帰還等化器
３２９及び雑音予測等化器３３０は、ビットポンプ３０
０を動作させるのに必要な他の仕事と共に等化を実行す
るように作動中に訓練され、次いで、前置符号器３０６
と関連する機能を実行するようにショータイムにおいて
（コントローラコマンドで）再構成される。したがっ
て、前置符号器３０６の複雑さが減少する。前置符号器
３０６の入力信号は、順方向誤り訂正／マッパ３０５か
らのシンボルを含み、前置符号器３０６の出力は、この
シンボルレートでサンプリングされた実質的にホワイト
の一定分散された信号となる。
【００４５】また、ビットポンプ３００は、伝送経路に
おいて前置符号器３０６に接続された送信整形フィルタ
３０７も含む。送信整形フィルタ３０７は、典型的に
は、１ｘレートのデータを受け取って４ｘレートに改変
し、その結果生じる４ｘレート信号の電力スペクトラム
密度を整形する有限インパルス応答（非適応）デジタル
フィルタである。この有限インパルス応答フィルタは、
プログラム可能であり（すなわち、フィルタ係数がラン
ダムアクセスメモリ／レジスタに記憶される）、送信整
形フィルタのデフォルト設定は一般に不明であり、送信
整形フィルタ３０７は、パワーアップ時にコントローラ
でプログラムされることを意味する。本発明の模範的な
実施例では、送信整形フィルタ３０７は、ＤＳＬベース
の技術に適応することができ、ＨＤＳＬ２に関連する必
要条件と両立性がある。たとえば、フィルタ長（たとえ
ば、１２８タップ）は、ＨＤＳＬ２と関連する必要条件
を満足するように設計される。
おいて前置符号器３０６に接続された送信整形フィルタ
３０７も含む。送信整形フィルタ３０７は、典型的に
は、１ｘレートのデータを受け取って４ｘレートに改変
し、その結果生じる４ｘレート信号の電力スペクトラム
密度を整形する有限インパルス応答（非適応）デジタル
フィルタである。この有限インパルス応答フィルタは、
プログラム可能であり（すなわち、フィルタ係数がラン
ダムアクセスメモリ／レジスタに記憶される）、送信整
形フィルタのデフォルト設定は一般に不明であり、送信
整形フィルタ３０７は、パワーアップ時にコントローラ
でプログラムされることを意味する。本発明の模範的な
実施例では、送信整形フィルタ３０７は、ＤＳＬベース
の技術に適応することができ、ＨＤＳＬ２に関連する必
要条件と両立性がある。たとえば、フィルタ長（たとえ
ば、１２８タップ）は、ＨＤＳＬ２と関連する必要条件
を満足するように設計される。
【００４６】送信整形フィルタ３０７のプログラム能力
は、ビットポンプ３００にいくつかの利点を提供する。
第一に、ビットポンプ３００を多レートまたはリピータ
アプリケーションに適用することが可能になる。また、
ビットポンプ３００への線間インターフェースにおける
構成要素許容誤差において換算が行なわれる場合、シス
テム信号対雑音比スライサマージンを改善することがで
きる。すなわち、許容誤差がより狭くなることにより、
伝送スペクトラムを、ＨＤＳＬ２規格に示される上限に
もっと近づけることができる。
は、ビットポンプ３００にいくつかの利点を提供する。
第一に、ビットポンプ３００を多レートまたはリピータ
アプリケーションに適用することが可能になる。また、
ビットポンプ３００への線間インターフェースにおける
構成要素許容誤差において換算が行なわれる場合、シス
テム信号対雑音比スライサマージンを改善することがで
きる。すなわち、許容誤差がより狭くなることにより、
伝送スペクトラムを、ＨＤＳＬ２規格に示される上限に
もっと近づけることができる。
【００４７】また、ビットポンプ３００は、伝送経路に
おいて送信整形フィルタ３０７に接続された送信補間器
／リサンプラー３０８も含む。送信補間器／リサンプラ
ー３０８は、送信整形フィルタ３０７の出力を、それに
接続されたデジタル変調器３０９と両立性のあるサンプ
リングレートにアップサンプリングする。送信補間器／
リサンプラー３０８の構成は、一般に、従属接続された
積分器くし型補間器（たとえば、参照によりここに含ま
れる、“An Economical Class of Digital Filters for
Decimation and Interpolation,"by E.B.Hogenauer,In
stitute of Electronic and Electrical Engineers(IEE
E)Transactions on Acoustics,Speech,and Signal Proc
essing,Vol.ASSP-29,No.2,April 1981 を参照）に基づ
いた乗算器のない構成を使用して、４*Ｆbaudから７２*
Ｆbaudまでアップサンプリングし、それに続いて、１次
ラグランジェ（リニア）補間器が、７２*Ｆbaud出力を
再サンプリングする。したがって、補間器は、１８（す
なわち、７２／４）の係数だけサンプリングレートを増
加させる。
おいて送信整形フィルタ３０７に接続された送信補間器
／リサンプラー３０８も含む。送信補間器／リサンプラ
ー３０８は、送信整形フィルタ３０７の出力を、それに
接続されたデジタル変調器３０９と両立性のあるサンプ
リングレートにアップサンプリングする。送信補間器／
リサンプラー３０８の構成は、一般に、従属接続された
積分器くし型補間器（たとえば、参照によりここに含ま
れる、“An Economical Class of Digital Filters for
Decimation and Interpolation,"by E.B.Hogenauer,In
stitute of Electronic and Electrical Engineers(IEE
E)Transactions on Acoustics,Speech,and Signal Proc
essing,Vol.ASSP-29,No.2,April 1981 を参照）に基づ
いた乗算器のない構成を使用して、４*Ｆbaudから７２*
Ｆbaudまでアップサンプリングし、それに続いて、１次
ラグランジェ（リニア）補間器が、７２*Ｆbaud出力を
再サンプリングする。したがって、補間器は、１８（す
なわち、７２／４）の係数だけサンプリングレートを増
加させる。
【００４８】従属接続積分器くし形補間器の次数（長
さ）を決定する場合、一般に２つの要件、すなわち、イ
メージ減衰及び通過帯域ドループがある。補間器は、信
号が、デジタル変調器３０９の整形された量子化雑音フ
ロアのレベル以下になるように、ベースバンド信号のイ
メージを抑圧するように設計される。４次従属接続積分
器くし形補間器は、伝送経路におけるイメージが、量子
化雑音のレベル以下（〜５ｄＢ）になるのを保証するの
に妥当なものとすべきである。
さ）を決定する場合、一般に２つの要件、すなわち、イ
メージ減衰及び通過帯域ドループがある。補間器は、信
号が、デジタル変調器３０９の整形された量子化雑音フ
ロアのレベル以下になるように、ベースバンド信号のイ
メージを抑圧するように設計される。４次従属接続積分
器くし形補間器は、伝送経路におけるイメージが、量子
化雑音のレベル以下（〜５ｄＢ）になるのを保証するの
に妥当なものとすべきである。
【００４９】改変フィルタが選ばれると、このフィルタ
で生じたどんな通過帯域ドループも、伝送経路におい
て、典型的には送信整形フィルタ３０７で補正される。
この補正機能は、送信整形フィルタ３０７のピーク対２
乗平均平方根比を増加させるが、ドループを補正するた
めに追加された特別なピークは、デジタル変調器３０９
に到達する前に、従属接続積分器くし形補間器で除去さ
れるので、デジタル変調器３０９に到達する信号のピー
ク対２乗平均平方根比をあまり変えない。
で生じたどんな通過帯域ドループも、伝送経路におい
て、典型的には送信整形フィルタ３０７で補正される。
この補正機能は、送信整形フィルタ３０７のピーク対２
乗平均平方根比を増加させるが、ドループを補正するた
めに追加された特別なピークは、デジタル変調器３０９
に到達する前に、従属接続積分器くし形補間器で除去さ
れるので、デジタル変調器３０９に到達する信号のピー
ク対２乗平均平方根比をあまり変えない。
【００５０】上記の要件に加えて、従属接続積分器くし
形補間器の総合利得は、伝送経路において補正されるべ
きである。従属接続積分器くし形補間器は、送信整形フ
ィルタ３０７と関連する係数と共に、総合利得を補正す
るのに妥当なものとすべきである。
形補間器の総合利得は、伝送経路において補正されるべ
きである。従属接続積分器くし形補間器は、送信整形フ
ィルタ３０７と関連する係数と共に、総合利得を補正す
るのに妥当なものとすべきである。
【００５１】送信補間器／リサンプラー３０８のリサン
プラー部分（たとえば、リニア改変リサンプラー）は、
ビットポンプ３００と関連するタイミング発生器３４５
で指定されたサンプリング位相と入力遅延線シフトにし
たがって補間器の出力を再サンプリングする。したがっ
て、送信補間器／リサンプラー３０８は、デジタル変調
器３０９に送り届けるために伝送信号に対するサンプリ
ング位相と周波数補正を提供する。
プラー部分（たとえば、リニア改変リサンプラー）は、
ビットポンプ３００と関連するタイミング発生器３４５
で指定されたサンプリング位相と入力遅延線シフトにし
たがって補間器の出力を再サンプリングする。したがっ
て、送信補間器／リサンプラー３０８は、デジタル変調
器３０９に送り届けるために伝送信号に対するサンプリ
ング位相と周波数補正を提供する。
【００５２】伝送経路において送信補間器／リサンプラ
ー３０８に接続されたデジタル変調器（たとえば、２次
変調器）３０９は、一般に、通過帯域中の雑音を最小に
するように整形された量子化雑音を伴う５レベル出力信
号を発生する。送信アナログフロントエンドインターフ
ェース３１０は、デジタル変調器３０９から５レベル量
子化出力信号を受け取り、この信号を（デジタル／アナ
ログコンバータで）アナログ信号に変換し、ビットポン
プ３００の伝送経路の出力におけるインターフェースを
提供する。デジタル変調器３０９及び送信アナログフロ
ントエンドインターフェース３１０は共に、典型的に、
望ましい７２ｘの転送レート（サンプルレート）を伴う
共通の１４４ｘクロックで動作する。これを促進するた
めに、送信アナログフロントエンドインターフェース３
１０は、７２ｘサンプル転送クロック信号を発生し、５
レベル量子化出力は、３ビットに符号化される。ビット
ポンプ３００からの出力データは、サンプル転送クロッ
ク信号の立ち上がりエッジで変化し、送信アナログフロ
ントエンドインターフェース３１０は、サンプル転送ク
ロック信号の立ち下がりエッジでデジタル変調器３０９
の出力データをサンプリングする。
ー３０８に接続されたデジタル変調器（たとえば、２次
変調器）３０９は、一般に、通過帯域中の雑音を最小に
するように整形された量子化雑音を伴う５レベル出力信
号を発生する。送信アナログフロントエンドインターフ
ェース３１０は、デジタル変調器３０９から５レベル量
子化出力信号を受け取り、この信号を（デジタル／アナ
ログコンバータで）アナログ信号に変換し、ビットポン
プ３００の伝送経路の出力におけるインターフェースを
提供する。デジタル変調器３０９及び送信アナログフロ
ントエンドインターフェース３１０は共に、典型的に、
望ましい７２ｘの転送レート（サンプルレート）を伴う
共通の１４４ｘクロックで動作する。これを促進するた
めに、送信アナログフロントエンドインターフェース３
１０は、７２ｘサンプル転送クロック信号を発生し、５
レベル量子化出力は、３ビットに符号化される。ビット
ポンプ３００からの出力データは、サンプル転送クロッ
ク信号の立ち上がりエッジで変化し、送信アナログフロ
ントエンドインターフェース３１０は、サンプル転送ク
ロック信号の立ち下がりエッジでデジタル変調器３０９
の出力データをサンプリングする。
【００５３】次に、ビットポンプ３００の受信部分に移
ると、受信アナログフロントエンドインターフェース３
２０が、ビットポンプ３００の受信経路の入力に接続さ
れている。受信アナログフロントエンドインターフェー
ス３２０は、ＨＤＳＬ２経路からアナログ信号を受け取
り、この信号をそれと関連するアナログ／デジタルコン
バータでデジタル信号に変換する。アナログ／デジタル
コンバータ及びビットポンプ３００は、典型的に、共通
の１４４ｘクロック及び７２ｘの転送レート（サンプル
レート）で動作する。アナログ／デジタルコンバータ
は、好適には、３ビットバスに分類された３つの１ビッ
ト出力を含む。受信アナログフロントエンドインターフ
ェース３２０の出力におけるデータは、クロックパルス
の立ち上がりエッジで遷移し、ビットポンプ３００は、
クロックパルスの立ち下がりエッジでアナログ／デジタ
ルコンバータ入力データをサンプリングする。
ると、受信アナログフロントエンドインターフェース３
２０が、ビットポンプ３００の受信経路の入力に接続さ
れている。受信アナログフロントエンドインターフェー
ス３２０は、ＨＤＳＬ２経路からアナログ信号を受け取
り、この信号をそれと関連するアナログ／デジタルコン
バータでデジタル信号に変換する。アナログ／デジタル
コンバータ及びビットポンプ３００は、典型的に、共通
の１４４ｘクロック及び７２ｘの転送レート（サンプル
レート）で動作する。アナログ／デジタルコンバータ
は、好適には、３ビットバスに分類された３つの１ビッ
ト出力を含む。受信アナログフロントエンドインターフ
ェース３２０の出力におけるデータは、クロックパルス
の立ち上がりエッジで遷移し、ビットポンプ３００は、
クロックパルスの立ち下がりエッジでアナログ／デジタ
ルコンバータ入力データをサンプリングする。
【００５４】また、ビットポンプ３００は、受信経路に
おいて受信アナログフロントエンドインターフェース３
２０に接続された受信リサンプラー３２１も含む。受信
リサンプラー（たとえば、３次ラグランジェ改変段及び
リニア改変段を含む）は、受信アナログフロントエンド
インターフェース３２０からの３つの出力を、１つの出
力に併合し、この信号を再サンプリングして、ビットポ
ンプ３００を用いる通信ネットワークの遠隔端末及び中
央局と関連するサンプリング位相を位相ロックさせる。
中央局において、送信及び受信タイミングは、一般に、
局部発振器にロックされ、したがって、端数の再サンプ
リングは不要である。遠隔端末において、タイミング発
生器３４５及び受信リサンプラー３２１と関連する信号
は、タイミング発生器３４５と関連する遠隔端末の局部
発振器に望ましいシンボルクロックを同期させるため
に、サンプリング位相、入力遅延線シフト及び出力サン
プル生成時間を必要とする。
おいて受信アナログフロントエンドインターフェース３
２０に接続された受信リサンプラー３２１も含む。受信
リサンプラー（たとえば、３次ラグランジェ改変段及び
リニア改変段を含む）は、受信アナログフロントエンド
インターフェース３２０からの３つの出力を、１つの出
力に併合し、この信号を再サンプリングして、ビットポ
ンプ３００を用いる通信ネットワークの遠隔端末及び中
央局と関連するサンプリング位相を位相ロックさせる。
中央局において、送信及び受信タイミングは、一般に、
局部発振器にロックされ、したがって、端数の再サンプ
リングは不要である。遠隔端末において、タイミング発
生器３４５及び受信リサンプラー３２１と関連する信号
は、タイミング発生器３４５と関連する遠隔端末の局部
発振器に望ましいシンボルクロックを同期させるため
に、サンプリング位相、入力遅延線シフト及び出力サン
プル生成時間を必要とする。
【００５５】また、ビットポンプ３００は、受信経路に
おいて受信リサンプラー３２１に接続されたデシメータ
３２２も含む。デシメータ３２２は、受信リサンプラー
３２１の出力を７２*Ｆbaudから２*Ｆbaudシンボルレー
トにダウンサンプリングする。デシメータ３２２は、一
般に、以下の従属接続されたフィルタ素子、すなわち、
７２*Ｆbaudから８*Ｆbaudにダウンサンプリングする従
属接続積分器くし形でデシメータと、８*Ｆbaudから４*
Ｆbaudにデシメートする５次電力対称デシメーションフ
ィルタと、４*Ｆbaudから２*Ｆbaudにデシメートする７
次電力対称デシメーションフィルタとを含む。
おいて受信リサンプラー３２１に接続されたデシメータ
３２２も含む。デシメータ３２２は、受信リサンプラー
３２１の出力を７２*Ｆbaudから２*Ｆbaudシンボルレー
トにダウンサンプリングする。デシメータ３２２は、一
般に、以下の従属接続されたフィルタ素子、すなわち、
７２*Ｆbaudから８*Ｆbaudにダウンサンプリングする従
属接続積分器くし形でデシメータと、８*Ｆbaudから４*
Ｆbaudにデシメートする５次電力対称デシメーションフ
ィルタと、４*Ｆbaudから２*Ｆbaudにデシメートする７
次電力対称デシメーションフィルタとを含む。
【００５６】第１のデシメーションフィルタ素子は、送
信補間器／リサンプラー３０８で使用される構造と類似
の従属接続補間器くし形フィルタ構造に基づいた乗算器
のない構成を使用している。デシメーション比及び従属
接続積分器くし形フィルタ次数をを決定するために、以
下の２つのファクタ、すなわち、量子化雑音の別名化及
び通過帯域の減衰を使用することができる。一般に、出
力サンプルレートが低くなればなるほど、固定帯域幅の
通過帯域に関して通過帯域のエッジにおける減衰が大き
くなる。たとえば、４*Ｆbaud出力を生成するために１
８という従属接続積分器くし形デシメーション比を用い
ると、遠隔端末で受信される信号の通過帯域のエッジに
おける減衰は、〜６８ｄＢの量子化雑音抑圧を提供する
フィルタに対して〜２．８ｄＢになるだろう。代わり
に、９という従属接続積分器くし形デシメーション比が
選択された場合は、通過帯域のエッジにおける減衰は、
〜９５ｄＢの量子化雑音抑圧を伴う〜０．７ｄＢまで縮
小される。アナログ／デジタルコンバータ性能を妨げな
いようにデシメータ３２２を保つためには、９のデシメ
ーション比と５のフィルタ次数が提案される。
信補間器／リサンプラー３０８で使用される構造と類似
の従属接続補間器くし形フィルタ構造に基づいた乗算器
のない構成を使用している。デシメーション比及び従属
接続積分器くし形フィルタ次数をを決定するために、以
下の２つのファクタ、すなわち、量子化雑音の別名化及
び通過帯域の減衰を使用することができる。一般に、出
力サンプルレートが低くなればなるほど、固定帯域幅の
通過帯域に関して通過帯域のエッジにおける減衰が大き
くなる。たとえば、４*Ｆbaud出力を生成するために１
８という従属接続積分器くし形デシメーション比を用い
ると、遠隔端末で受信される信号の通過帯域のエッジに
おける減衰は、〜６８ｄＢの量子化雑音抑圧を提供する
フィルタに対して〜２．８ｄＢになるだろう。代わり
に、９という従属接続積分器くし形デシメーション比が
選択された場合は、通過帯域のエッジにおける減衰は、
〜９５ｄＢの量子化雑音抑圧を伴う〜０．７ｄＢまで縮
小される。アナログ／デジタルコンバータ性能を妨げな
いようにデシメータ３２２を保つためには、９のデシメ
ーション比と５のフィルタ次数が提案される。
【００５７】第２のデシメーションフィルタ素子は、電
力対称楕円インパルス応答フィルタ構成に基づく、基準
符号がアラビア数字の乗算器構成を使用している。これ
らのフィルタは、等リップル楕円フィルタに基づいてい
るが、通過帯域及び停止帯域は、もはや等波状ではない
ので、係数量子化から生じるフィルタは、一般に楕円状
とはみなされない。それにもかかわらず、電力対称特性
は、係数量子化後も維持される。受け入れ可能な停止帯
域減衰に対して、通過帯域リップルは取るに足らなくな
ることを保証するのが、この特性である。第２のデシメ
ーションフィルタは、４次電力対称デシメーションフィ
ルタである。
力対称楕円インパルス応答フィルタ構成に基づく、基準
符号がアラビア数字の乗算器構成を使用している。これ
らのフィルタは、等リップル楕円フィルタに基づいてい
るが、通過帯域及び停止帯域は、もはや等波状ではない
ので、係数量子化から生じるフィルタは、一般に楕円状
とはみなされない。それにもかかわらず、電力対称特性
は、係数量子化後も維持される。受け入れ可能な停止帯
域減衰に対して、通過帯域リップルは取るに足らなくな
ることを保証するのが、この特性である。第２のデシメ
ーションフィルタは、４次電力対称デシメーションフィ
ルタである。
【００５８】また、第３のデシメーションフィルタ素子
は、電力対称無限インパルス応答フィルタ構成を使用し
ている。この第３のデシメーションフィルタは、７次電
力対称デシメーションフィルタである。したがって、デ
シメータ３２２により、サンプリング位相及び周波数補
正を、受信経路に沿って伝搬する受信信号に基づいて行
なうことができる。これらのフィルタ素子と関連する設
計基準のより良い理解のために、参照によりここに含ま
れる“Multirate Systems and Fiter Banks,"by P.P.Va
idyanathan,Prentice Hall Signal Processing Series,
Chap.5,Section5.3,pp.211-213,July 1992を参照された
い。
は、電力対称無限インパルス応答フィルタ構成を使用し
ている。この第３のデシメーションフィルタは、７次電
力対称デシメーションフィルタである。したがって、デ
シメータ３２２により、サンプリング位相及び周波数補
正を、受信経路に沿って伝搬する受信信号に基づいて行
なうことができる。これらのフィルタ素子と関連する設
計基準のより良い理解のために、参照によりここに含ま
れる“Multirate Systems and Fiter Banks,"by P.P.Va
idyanathan,Prentice Hall Signal Processing Series,
Chap.5,Section5.3,pp.211-213,July 1992を参照された
い。
【００５９】また、ビットポンプ３００は、受信経路に
おいてデシメータ３２２に接続されたＤＣキャンセラー
３２３も含む。デジタル／アナログコンバータ等の固定
点構成要素の存在時、キャンセルされるエコー信号中に
寄生ＤＣ成分がある可能性がある。この成分は、残差エ
コー２乗平均平方根値に影響を与えないが、伝送信号の
欠如に起因してフィードフォワード及び決定帰還等化組
み合わせに関する心配を提供する。この人工物は、定常
動作におけるスライサの２乗平均された誤りの１ｄＢほ
どの原因となっている。ＤＣキャンセラー３２３（たと
えば、１の定常値に適応する１タップ最小２乗平均フィ
ルタを含む）は、この劣化を軽減するように設計され
る。
おいてデシメータ３２２に接続されたＤＣキャンセラー
３２３も含む。デジタル／アナログコンバータ等の固定
点構成要素の存在時、キャンセルされるエコー信号中に
寄生ＤＣ成分がある可能性がある。この成分は、残差エ
コー２乗平均平方根値に影響を与えないが、伝送信号の
欠如に起因してフィードフォワード及び決定帰還等化組
み合わせに関する心配を提供する。この人工物は、定常
動作におけるスライサの２乗平均された誤りの１ｄＢほ
どの原因となっている。ＤＣキャンセラー３２３（たと
えば、１の定常値に適応する１タップ最小２乗平均フィ
ルタを含む）は、この劣化を軽減するように設計され
る。
【００６０】また、ビットポンプ３００は、伝送経路と
受信経路間に挿入されたエコーキャンセル段３２５も含
む。エコーキャンセル段３２５は、実質的に、ビットポ
ンプ３００のダイナミックレンジ全体にわたってリニア
なエコーをキャンセルする。エコーキャンセル段３１５
は、主及び副エコーキャンセル段（たとえば、ハイブリ
ッドデジタルフィルタ）に分割して、エコーをさらに限
定して最終的に軽減する際に支援することができる。エ
コーキャンセル段３２５の一実施例の説明は、図４に関
して以下に行なわれるので、詳細な説明は、ここでは提
示されない。
受信経路間に挿入されたエコーキャンセル段３２５も含
む。エコーキャンセル段３２５は、実質的に、ビットポ
ンプ３００のダイナミックレンジ全体にわたってリニア
なエコーをキャンセルする。エコーキャンセル段３１５
は、主及び副エコーキャンセル段（たとえば、ハイブリ
ッドデジタルフィルタ）に分割して、エコーをさらに限
定して最終的に軽減する際に支援することができる。エ
コーキャンセル段３２５の一実施例の説明は、図４に関
して以下に行なわれるので、詳細な説明は、ここでは提
示されない。
【００６１】また、ビットポンプ３００は、受信経路に
おいてＤＣキャンセラー３２３に接続されたデジタル自
動利得制御器３２６も含む。このデジタル自動利得制御
器３２６により、ビットポンプ３００は、エコーキャン
セル段３２５に続くデータ精度を加工することができ
る。また、デジタル自動利得制御器３２６は、最小２乗
平均アルゴリズムを使用して、正規化せずにフィードフ
ォワード等化機能をトレーニングする。
おいてＤＣキャンセラー３２３に接続されたデジタル自
動利得制御器３２６も含む。このデジタル自動利得制御
器３２６により、ビットポンプ３００は、エコーキャン
セル段３２５に続くデータ精度を加工することができ
る。また、デジタル自動利得制御器３２６は、最小２乗
平均アルゴリズムを使用して、正規化せずにフィードフ
ォワード等化機能をトレーニングする。
【００６２】より詳細には、デジタル自動利得制御器３
２６は、出力信号変動を固定することにより（一般に、
アナログ／デジタルコンバータ及びデジタル／アナログ
／デジタルコンバータの信号ピークを）望ましいレベル
にクリップする見込みを制限する。この動作の副次効果
は、フィードフォワード等化最小２乗平均アルゴリズム
における誤り正規化の必要性を緩和すると共に、フィー
ドフォワード等化係数のダイナミックレンジ必要条件を
軽減することである。
２６は、出力信号変動を固定することにより（一般に、
アナログ／デジタルコンバータ及びデジタル／アナログ
／デジタルコンバータの信号ピークを）望ましいレベル
にクリップする見込みを制限する。この動作の副次効果
は、フィードフォワード等化最小２乗平均アルゴリズム
における誤り正規化の必要性を緩和すると共に、フィー
ドフォワード等化係数のダイナミックレンジ必要条件を
軽減することである。
【００６３】また、ビットポンプ３００は、受信経路に
おいてＤＣキャンセラー３２３及びエコーキャンセル段
３２５に接続された等化器も含む。この等化器は、フィ
ードフォワード等化器３２７、決定帰還等化器３２９及
び雑音予測等化器３３０を含む。フィードフォワード等
化器３２７は、決定帰還等化器３２９と協働して、雑音
をホワイト化すると共に受信経路と関連する直線歪みを
等化する。たとえば、３８４タップを備えたフィードフ
ォワード等化器３２７は、より高いレベルの標準的な雑
音のケースにおける最適（信号対雑音比マージン）性能
の０．２ｄＢ内に入ることができる。雑音予測等化器３
３０は、等化作用後の誤り信号に残されることがあるど
んな相関も除去する。また、雑音予測等化器３３０は、
ビットポンプ３００内の収束を速める。等化器の部分
は、前置符号器３０６の一部となるようにショータイム
において再構成することができる。
おいてＤＣキャンセラー３２３及びエコーキャンセル段
３２５に接続された等化器も含む。この等化器は、フィ
ードフォワード等化器３２７、決定帰還等化器３２９及
び雑音予測等化器３３０を含む。フィードフォワード等
化器３２７は、決定帰還等化器３２９と協働して、雑音
をホワイト化すると共に受信経路と関連する直線歪みを
等化する。たとえば、３８４タップを備えたフィードフ
ォワード等化器３２７は、より高いレベルの標準的な雑
音のケースにおける最適（信号対雑音比マージン）性能
の０．２ｄＢ内に入ることができる。雑音予測等化器３
３０は、等化作用後の誤り信号に残されることがあるど
んな相関も除去する。また、雑音予測等化器３３０は、
ビットポンプ３００内の収束を速める。等化器の部分
は、前置符号器３０６の一部となるようにショータイム
において再構成することができる。
【００６４】また、ビットポンプ３００は、受信経路に
おいて等化器との加算ノードに接続されたスライサー３
２８及びビタビ復号器／デマッパ３３１も含む。スライ
サー３２８は、エコーキャンセル段３２５と関連する信
号を含むビットポンプ３００におけるパルス振幅変調信
号をスライスするように構成されたシンボル毎復号器で
ある。ビタビ復号器／デマッパ３３１は、ＨＤＳＬ２規
格で推奨されている５１２状態符号を復号し、ビットポ
ンプ３００の受信経路の出力から出る受信信号をデマッ
ピングする。
おいて等化器との加算ノードに接続されたスライサー３
２８及びビタビ復号器／デマッパ３３１も含む。スライ
サー３２８は、エコーキャンセル段３２５と関連する信
号を含むビットポンプ３００におけるパルス振幅変調信
号をスライスするように構成されたシンボル毎復号器で
ある。ビタビ復号器／デマッパ３３１は、ＨＤＳＬ２規
格で推奨されている５１２状態符号を復号し、ビットポ
ンプ３００の受信経路の出力から出る受信信号をデマッ
ピングする。
【００６５】また、ビットポンプ３００は、タイミング
回復器３４０及びタイミング発生器３４５も含む。タイ
ミング回復器３４０は、非常にわずかなジッタを伴うサ
ンプリングタイミングの非常に細かい制御を可能にす
る。たとえば、遠隔端末における伝送ジッタは、一般
に、ジッタエコーキャンセラーが必要ないほど小さい。
タイミング発生器３４５は、タイミング回復器３４０
と、送信補間器／リサンプラー３０８の送信リサンプラ
ーと、受信リサンプラー３２１との間の近くに配置され
ている。タイミング回復器３４０は、一般に、位相検出
器及び周波数積分器である。バースト位相誤り訂正と、
更新される周波数推定は、一般に、タイミング回復によ
り４００シンボル毎に計算され、タイミング発生器３４
５に送られて、送信リサンプラー及び受信リサンプラー
３２１を制御するのに使用される。
回復器３４０及びタイミング発生器３４５も含む。タイ
ミング回復器３４０は、非常にわずかなジッタを伴うサ
ンプリングタイミングの非常に細かい制御を可能にす
る。たとえば、遠隔端末における伝送ジッタは、一般
に、ジッタエコーキャンセラーが必要ないほど小さい。
タイミング発生器３４５は、タイミング回復器３４０
と、送信補間器／リサンプラー３０８の送信リサンプラ
ーと、受信リサンプラー３２１との間の近くに配置され
ている。タイミング回復器３４０は、一般に、位相検出
器及び周波数積分器である。バースト位相誤り訂正と、
更新される周波数推定は、一般に、タイミング回復によ
り４００シンボル毎に計算され、タイミング発生器３４
５に送られて、送信リサンプラー及び受信リサンプラー
３２１を制御するのに使用される。
【００６６】タイミング発生器３４５と送信及び受信リ
サンプラー３２１において、公称サンプリングレート
は、７２*Ｆbaudであり、それにより、サンプリング位
相を上記に説明したように７２ｘサンプルに関して維持
することができる。さらに、タイミング発生器３４５の
種々の構成要素は、送信及び受信サンプルが発生すべき
時及び送信及び受信入力遅延線が進められべき時を指示
する中央状態マシンで制御される。
サンプラー３２１において、公称サンプリングレート
は、７２*Ｆbaudであり、それにより、サンプリング位
相を上記に説明したように７２ｘサンプルに関して維持
することができる。さらに、タイミング発生器３４５の
種々の構成要素は、送信及び受信サンプルが発生すべき
時及び送信及び受信入力遅延線が進められべき時を指示
する中央状態マシンで制御される。
【００６７】代表的なビットポンプ３００は、単なる例
示の目的で提示されており、本発明の原理と両立性のあ
る他のビットポンプ構成を、アプリケーションが指示す
るとおりに使用することができる。
示の目的で提示されており、本発明の原理と両立性のあ
る他のビットポンプ構成を、アプリケーションが指示す
るとおりに使用することができる。
【００６８】次に図４に移ると、本発明の原理にしたが
って構成された分離回路４３０の一実施例を含むエコー
キャンセルシステム４００のブロック図が示されてい
る。エコーキャンセルシステム４００は、伝送経路４０
１に接続された副エコーキャンセル段４１０と、伝送経
路遅延４１１に接続され、フィルタ係数４１５を発生す
る主エコーキャンセル段４２０とを含む。また、エコー
キャンセルシステム４００は、主エコーキャンセル段４
２０及び受信経路遅延４１２に接続された受信経路加算
ノード４１３を含む。受信経路遅延４１２は、さらに受
信経路４０５に接続されている。
って構成された分離回路４３０の一実施例を含むエコー
キャンセルシステム４００のブロック図が示されてい
る。エコーキャンセルシステム４００は、伝送経路４０
１に接続された副エコーキャンセル段４１０と、伝送経
路遅延４１１に接続され、フィルタ係数４１５を発生す
る主エコーキャンセル段４２０とを含む。また、エコー
キャンセルシステム４００は、主エコーキャンセル段４
２０及び受信経路遅延４１２に接続された受信経路加算
ノード４１３を含む。受信経路遅延４１２は、さらに受
信経路４０５に接続されている。
【００６９】また、エコーキャンセルシステム４００
は、分離回路４３０も含む。分離回路４３０は、副エコ
ーキャンセル段４１０及び受信経路４０５に接続された
第１の分離加算ノード４３１を含む。また、分離回路４
３０は、第１の分離加算ノード４３１に接続された等化
器／スライサー段４３２と、等化器／スライサー段４３
２に接続されたシンボル誤り訂正段４４０とを有するシ
ンボル判定回路４５０を含む。また、分離回路４３０
は、シンボル誤り訂正段４４０に接続された推定器段４
３３も含む。また、分離回路４３０は、推定器段４３３
及び受信経路加算ノード４１３に接続された第２の分離
加算ノード４６０も含む。主エコーキャンセル段４２０
及び推定器段４３３は、第２の分離加算ノード４６０か
らデータ４６５を受け取るのに適応するように接続され
ている。
は、分離回路４３０も含む。分離回路４３０は、副エコ
ーキャンセル段４１０及び受信経路４０５に接続された
第１の分離加算ノード４３１を含む。また、分離回路４
３０は、第１の分離加算ノード４３１に接続された等化
器／スライサー段４３２と、等化器／スライサー段４３
２に接続されたシンボル誤り訂正段４４０とを有するシ
ンボル判定回路４５０を含む。また、分離回路４３０
は、シンボル誤り訂正段４４０に接続された推定器段４
３３も含む。また、分離回路４３０は、推定器段４３３
及び受信経路加算ノード４１３に接続された第２の分離
加算ノード４６０も含む。主エコーキャンセル段４２０
及び推定器段４３３は、第２の分離加算ノード４６０か
らデータ４６５を受け取るのに適応するように接続され
ている。
【００７０】分離回路４３０は、エコーの残差レベルを
判定し、さらにエコーを軽減する。示された実施例にお
いて、シンボル判定回路４５０は、実質的にエコーがな
くなった、受信経路４０５に沿って伝搬する受信信号を
受け入れ、受信信号と関連するシンボルを判定する。シ
ンボル判定回路４５０に接続された推定器段４３３は、
このシンボルを受け取り、推定された受信信号を提供す
る。分離回路４３０は、推定された受信信号と、主エコ
ーキャンセル段４２０で発生するエコーキャンセル信号
と、（受信経路遅延４１２を介して）遅延された受信信
号との関数として、エコーの残差レベルを表わすデータ
４６５を発生する。
判定し、さらにエコーを軽減する。示された実施例にお
いて、シンボル判定回路４５０は、実質的にエコーがな
くなった、受信経路４０５に沿って伝搬する受信信号を
受け入れ、受信信号と関連するシンボルを判定する。シ
ンボル判定回路４５０に接続された推定器段４３３は、
このシンボルを受け取り、推定された受信信号を提供す
る。分離回路４３０は、推定された受信信号と、主エコ
ーキャンセル段４２０で発生するエコーキャンセル信号
と、（受信経路遅延４１２を介して）遅延された受信信
号との関数として、エコーの残差レベルを表わすデータ
４６５を発生する。
【００７１】エコーキャンセルシステム４００は、エコ
ーキャンセルシステム４００を役立つように使用するビ
ットポンプ（たとえば、図３に示されるビットポンプ３
００）の全ダイナミックレンジにわたってリニアなエコ
ーをキャンセルするように設計される。特に、エコーキ
ャンセルシステム４００の理想的性能から大いに逸脱す
ると、低い乃至最小の雑音状態の下では、そのループ範
囲による効果は実質的にない。示された実施例では、エ
コーキャンセルシステム４００の構成は、２つのエコー
キャンセル段、すなわち、副エコーキャンセル段４１０
及び主エコーキャンセル段４２０の使用を含む。副エコ
ーキャンセル段４１０及び主エコーキャンセル段４２０
は、主エコーキャンセル段４２０で生成されて共にアク
セス可能な共通メモリ位置に記憶されたフィルタ係数４
１５を共有し、それにより、各々のエコーキャンセル信
号を発生する。副エコーキャンセル段４１０は、ビット
ポンプの前置符号器（たとえば、トムリンソン−ハラシ
マ前置符号器）から受け取った伝送経路４０１の伝送信
号のたたみ込みのみを実行する。
ーキャンセルシステム４００を役立つように使用するビ
ットポンプ（たとえば、図３に示されるビットポンプ３
００）の全ダイナミックレンジにわたってリニアなエコ
ーをキャンセルするように設計される。特に、エコーキ
ャンセルシステム４００の理想的性能から大いに逸脱す
ると、低い乃至最小の雑音状態の下では、そのループ範
囲による効果は実質的にない。示された実施例では、エ
コーキャンセルシステム４００の構成は、２つのエコー
キャンセル段、すなわち、副エコーキャンセル段４１０
及び主エコーキャンセル段４２０の使用を含む。副エコ
ーキャンセル段４１０及び主エコーキャンセル段４２０
は、主エコーキャンセル段４２０で生成されて共にアク
セス可能な共通メモリ位置に記憶されたフィルタ係数４
１５を共有し、それにより、各々のエコーキャンセル信
号を発生する。副エコーキャンセル段４１０は、ビット
ポンプの前置符号器（たとえば、トムリンソン−ハラシ
マ前置符号器）から受け取った伝送経路４０１の伝送信
号のたたみ込みのみを実行する。
【００７２】前置符号器からの信号と受信信号は、それ
ぞれ、伝送及び受信経路遅延４１１，４１２で適当に遅
延される。この遅延構成は、シンボル判定回路４５０及
び推定器段４３３で生じる信号伝搬遅延に適応してい
る。等化器／スライサー段４３２、シンボル誤り訂正段
４４０及び推定器段４３３は協働して、受信経路加算ノ
ード４１３から受け取ったエコーの残差レベルから受信
信号の一部を分離する。この作用により、残差エコーレ
ベルは、第２の分離加算ノード４６０からのデータ４６
５のかなりの部分になることができる。次いで、データ
４６５は、主エコーキャンセル段４２０で使用され、共
有されるフィルタ係数４１５が適応するように生成され
る。好適には、データ４６５（主にエコーの残差レベル
を表わす）は、もはや受信号でマスクされないので、さ
らに減少する。したがって、残差レベルをゼロの理想値
に近いより小さな値に軽減するフィルタ係数４１５を発
生させることができる。
ぞれ、伝送及び受信経路遅延４１１，４１２で適当に遅
延される。この遅延構成は、シンボル判定回路４５０及
び推定器段４３３で生じる信号伝搬遅延に適応してい
る。等化器／スライサー段４３２、シンボル誤り訂正段
４４０及び推定器段４３３は協働して、受信経路加算ノ
ード４１３から受け取ったエコーの残差レベルから受信
信号の一部を分離する。この作用により、残差エコーレ
ベルは、第２の分離加算ノード４６０からのデータ４６
５のかなりの部分になることができる。次いで、データ
４６５は、主エコーキャンセル段４２０で使用され、共
有されるフィルタ係数４１５が適応するように生成され
る。好適には、データ４６５（主にエコーの残差レベル
を表わす）は、もはや受信号でマスクされないので、さ
らに減少する。したがって、残差レベルをゼロの理想値
に近いより小さな値に軽減するフィルタ係数４１５を発
生させることができる。
【００７３】この構成と関連する他の利点は、ショータ
イム動作中の更新及び妨害または他の外乱の両方に適応
する高められた能力である。定常状態またはまたはショ
ータイム動作中の周囲温度の変化または回転によって、
相当な外乱が生じることがある。この外乱は、典型的
に、従来のエコーキャンセラーのシステム性能のかなり
の劣化を引き起こす。特に、これは、割り当てられた信
号対雑音マージンの４．７ｄＢほどの原因となることが
ある。
イム動作中の更新及び妨害または他の外乱の両方に適応
する高められた能力である。定常状態またはまたはショ
ータイム動作中の周囲温度の変化または回転によって、
相当な外乱が生じることがある。この外乱は、典型的
に、従来のエコーキャンセラーのシステム性能のかなり
の劣化を引き起こす。特に、これは、割り当てられた信
号対雑音マージンの４．７ｄＢほどの原因となることが
ある。
【００７４】半二重通信動作モードでは、システムパラ
メータの更新は、システムが（システム動作ポイント
で）非常に高い信号対雑音比で適応するので、問題を表
わさない。しかしながら、全二重通信動作モードでは、
早い周囲変化の追跡は、等化器／スライサー段４３２用
のエコーのような信号と、エコーキャンセルシステム４
００の更新用の受信信号との干渉の存在に起因する重大
な問題を生じることがある。受信信号が、エコーよりか
なり大きい場合は、全二重通信更新期間中の適応レート
は、受信信号の一部がデータ４６５から除去されなけれ
ば、非常に遅くなることがある。受信信号の一部の除去
により、データ４６５中のエコーの残差レベルを有効に
増大させると、エコーキャンセルシステム４００の更新
能力が高められる。
メータの更新は、システムが（システム動作ポイント
で）非常に高い信号対雑音比で適応するので、問題を表
わさない。しかしながら、全二重通信動作モードでは、
早い周囲変化の追跡は、等化器／スライサー段４３２用
のエコーのような信号と、エコーキャンセルシステム４
００の更新用の受信信号との干渉の存在に起因する重大
な問題を生じることがある。受信信号が、エコーよりか
なり大きい場合は、全二重通信更新期間中の適応レート
は、受信信号の一部がデータ４６５から除去されなけれ
ば、非常に遅くなることがある。受信信号の一部の除去
により、データ４６５中のエコーの残差レベルを有効に
増大させると、エコーキャンセルシステム４００の更新
能力が高められる。
【００７５】等化器／スライサー段４３２の等化部分
は、フィードフォワード等化器４３６、決定帰還等化器
４３７及び雑音予測等化器４３８を含み、これらは、最
小２乗平均適応フィルタとして動作する。前述のよう
に、フィードフォワード等化器４３６及び決定帰還等化
器４３７は協働して、雑音をホワイト化すると共に、チ
ャンネルで生じた直線歪みを等化する。雑音予測等化器
４３８は、等化後に残されることがあるどんな相関も除
去するように作用する。雑音予測等化器４３８は、作動
中エコーキャンセルシステム４００のトレーニングを速
める。したがって、図示の実施例における雑音予測等化
器４３８の使用は、エコーキャンセルシステム４００の
性能とさらにビットポンプとに重要な利点を提供する。
は、フィードフォワード等化器４３６、決定帰還等化器
４３７及び雑音予測等化器４３８を含み、これらは、最
小２乗平均適応フィルタとして動作する。前述のよう
に、フィードフォワード等化器４３６及び決定帰還等化
器４３７は協働して、雑音をホワイト化すると共に、チ
ャンネルで生じた直線歪みを等化する。雑音予測等化器
４３８は、等化後に残されることがあるどんな相関も除
去するように作用する。雑音予測等化器４３８は、作動
中エコーキャンセルシステム４００のトレーニングを速
める。したがって、図示の実施例における雑音予測等化
器４３８の使用は、エコーキャンセルシステム４００の
性能とさらにビットポンプとに重要な利点を提供する。
【００７６】フィードフォワード等化器４３６は、一般
にボーレートの２倍で動作し、最小２乗平均アルゴリズ
ムにより適応され、後処理前にボーレートにデシメート
される出力を提供する。決定帰還等化器４３７は、ボー
レートで動作し、最小２乗平均アルゴリズムにより適応
される。雑音予測等化器４３８は、ボーレートで動作
し、同様に最小２乗平均アルゴリズムにより適応され
る。適切なタイミングで、フィードフォワード等化器４
３６及び決定帰還等化器４３７の組み合わせは、スライ
サー４３９の入力における雑音をホワイト化し、それに
より、より良い性能が提供される。しかしながら、雑音
予測等化器４３８は、スライサー４３９の入力における
雑音をもっと早くホワイト化する。
にボーレートの２倍で動作し、最小２乗平均アルゴリズ
ムにより適応され、後処理前にボーレートにデシメート
される出力を提供する。決定帰還等化器４３７は、ボー
レートで動作し、最小２乗平均アルゴリズムにより適応
される。雑音予測等化器４３８は、ボーレートで動作
し、同様に最小２乗平均アルゴリズムにより適応され
る。適切なタイミングで、フィードフォワード等化器４
３６及び決定帰還等化器４３７の組み合わせは、スライ
サー４３９の入力における雑音をホワイト化し、それに
より、より良い性能が提供される。しかしながら、雑音
予測等化器４３８は、スライサー４３９の入力における
雑音をもっと早くホワイト化する。
【００７７】決定帰還等化器４３７及び雑音予測等化器
４３８係数は、ゼロに初期化される。フィードフォワー
ド等化器４３６は、ゼロでない１つのタップで初期化す
る。このゼロでないタップの位置は、フィードフォワー
ド等化器４３６内のカーソル位置を決定する。図示の実
施例では、このカーソル位置は、フィードフォワード等
化器４３６の長さ対性能を斟酌したタップ７０にある。
この位置により、カーソルは、受け入れ可能な性能を維
持しながら、チャンネルの温度変化に起因して移動する
ことができる。
４３８係数は、ゼロに初期化される。フィードフォワー
ド等化器４３６は、ゼロでない１つのタップで初期化す
る。このゼロでないタップの位置は、フィードフォワー
ド等化器４３６内のカーソル位置を決定する。図示の実
施例では、このカーソル位置は、フィードフォワード等
化器４３６の長さ対性能を斟酌したタップ７０にある。
この位置により、カーソルは、受け入れ可能な性能を維
持しながら、チャンネルの温度変化に起因して移動する
ことができる。
【００７８】図示の実施例では、スライサー４３９（受
信信号と関連するシンボルを判定するシンボル毎復号
器）は、エコーキャンセルシステム４００における（モ
ジュロを伴う）１６パルス振幅変調信号をスライスす
る。スライサー４３９は、ショータイム更新中フィード
フォワード等化器４３６のための誤り信号を得るのに用
いられる１６レベルスライサーである。ビットポンプ中
の他のスライサー（たとえば、プログラム可能なスライ
サー）は、（モジュロなしの）２パルス振幅変調信号を
スライスし、また、必要な通りに、４パルス振幅変調信
号及び８パルス振幅変調信号をスライスする能力を有す
る。
信信号と関連するシンボルを判定するシンボル毎復号
器）は、エコーキャンセルシステム４００における（モ
ジュロを伴う）１６パルス振幅変調信号をスライスす
る。スライサー４３９は、ショータイム更新中フィード
フォワード等化器４３６のための誤り信号を得るのに用
いられる１６レベルスライサーである。ビットポンプ中
の他のスライサー（たとえば、プログラム可能なスライ
サー）は、（モジュロなしの）２パルス振幅変調信号を
スライスし、また、必要な通りに、４パルス振幅変調信
号及び８パルス振幅変調信号をスライスする能力を有す
る。
【００７９】シンボル誤り訂正段４４０は、より高い妨
害信号またはより低い信号対雑音比状態が生じた場合で
さえ、分離回路４３０における適切なシンボルの発生に
より、エコーキャンセルシステム４００の厳しい動作を
提供する。模範的な実施例では、シンボル誤り訂正段４
４０は、ビタビ復号器と重み付けロジックとを使用し
て、等化器／スライサー段４３２のみの使用に勝る６デ
シベル信号対雑音比の利点を提供する。この利点は、特
に、低い信号対雑音比、とりわけ２０〜２２ｄＢに近い
信号対雑音比において高められる。
害信号またはより低い信号対雑音比状態が生じた場合で
さえ、分離回路４３０における適切なシンボルの発生に
より、エコーキャンセルシステム４００の厳しい動作を
提供する。模範的な実施例では、シンボル誤り訂正段４
４０は、ビタビ復号器と重み付けロジックとを使用し
て、等化器／スライサー段４３２のみの使用に勝る６デ
シベル信号対雑音比の利点を提供する。この利点は、特
に、低い信号対雑音比、とりわけ２０〜２２ｄＢに近い
信号対雑音比において高められる。
【００８０】推定器段４３３に関して、受信信号は、エ
コーキャンセル動作に対してかなりの減損の構成要素と
なるので、受信信号自体はキャンセルされるべきであ
る。したがって、推定器段４３３の機能は、受信信号の
遅延された変形を推定することであり、それにより、推
定された受信信号が発生する。この動作の力は、最小２
乗逆数問題の有限長ウィーナー解法に対応する、リニア
な分数的に間隔が置かれた有限インパルス応答−最小２
乗平均等化と類似している。
コーキャンセル動作に対してかなりの減損の構成要素と
なるので、受信信号自体はキャンセルされるべきであ
る。したがって、推定器段４３３の機能は、受信信号の
遅延された変形を推定することであり、それにより、推
定された受信信号が発生する。この動作の力は、最小２
乗逆数問題の有限長ウィーナー解法に対応する、リニア
な分数的に間隔が置かれた有限インパルス応答−最小２
乗平均等化と類似している。
【００８１】推定器段４３３は、逆フィードフォワード
等化器４３４をチャンネル推定器として使用する。推定
器段４３３は、スライサー４３９で回復されるシンボル
を用いる有限インパルス応答フィルタ４３５を含む。シ
ンボルは、受信経路加算ノード４１３より提供される合
成信号中に存在する受信信号部分を推定するためにシン
ボルレートの２倍に再サンプリングされる。逆フィード
フォワード等化器４３４は、データ４６５を主エコーキ
ャンセル段４２０で使用されるゼロにしようとしなが
ら、最小２乗平均法を用いることにより適応される。
等化器４３４をチャンネル推定器として使用する。推定
器段４３３は、スライサー４３９で回復されるシンボル
を用いる有限インパルス応答フィルタ４３５を含む。シ
ンボルは、受信経路加算ノード４１３より提供される合
成信号中に存在する受信信号部分を推定するためにシン
ボルレートの２倍に再サンプリングされる。逆フィード
フォワード等化器４３４は、データ４６５を主エコーキ
ャンセル段４２０で使用されるゼロにしようとしなが
ら、最小２乗平均法を用いることにより適応される。
【００８２】推定器段４３３のいくつかの重要な性能仮
定は、次の通り要約することができる。第一に、スライ
サー４３９における雑音信号は、実質的にゼロ平均でホ
ワイトになる。これは、フィードフォワード等化器４３
６と関連する目的は、雑音スペクトラムをホワイトにす
ることであるので、妥当である。第二に、スライサー４
３９における雑音信号は、受信シンボルと相関しない。
最後に、受信シンボルは、規格に従順な伝送により、実
質的にホワイトで相関しない。
定は、次の通り要約することができる。第一に、スライ
サー４３９における雑音信号は、実質的にゼロ平均でホ
ワイトになる。これは、フィードフォワード等化器４３
６と関連する目的は、雑音スペクトラムをホワイトにす
ることであるので、妥当である。第二に、スライサー４
３９における雑音信号は、受信シンボルと相関しない。
最後に、受信シンボルは、規格に従順な伝送により、実
質的にホワイトで相関しない。
【００８３】推定器段４３３の収束特性は、スライサー
４３９の信号対雑音比性能で制限される。漸近的に、時
間と逆フィードフォワード等化器長の両方において、受
信信号のキャンセルは、スライサー４３９における信号
対雑音比とほぼ同等になる。制限されたトレーニング時
間及び長さにより、推定器段４３３は、エコーキャンセ
ルシステム４００を備えた送受信機（及びビットポン
プ）を用いる通信ネットワークの中央局側で約２１ｄＢ
の受信信号減少を提供し、遠隔端末側で約２６ｄＢの受
信信号減少を提供する。推定器段４３３の性能は、信号
対雑音比マージンが少ない場合ではより重要になる。エ
コーキャンセルシステム４００に対する更新の開始に基
づく最小の性能劣化を保証するために、システムトレー
ニングは、漸近定常状態性能が達成されるまで持続しな
ければならず、これは、図示の実施例では約４秒であ
る。
４３９の信号対雑音比性能で制限される。漸近的に、時
間と逆フィードフォワード等化器長の両方において、受
信信号のキャンセルは、スライサー４３９における信号
対雑音比とほぼ同等になる。制限されたトレーニング時
間及び長さにより、推定器段４３３は、エコーキャンセ
ルシステム４００を備えた送受信機（及びビットポン
プ）を用いる通信ネットワークの中央局側で約２１ｄＢ
の受信信号減少を提供し、遠隔端末側で約２６ｄＢの受
信信号減少を提供する。推定器段４３３の性能は、信号
対雑音比マージンが少ない場合ではより重要になる。エ
コーキャンセルシステム４００に対する更新の開始に基
づく最小の性能劣化を保証するために、システムトレー
ニングは、漸近定常状態性能が達成されるまで持続しな
ければならず、これは、図示の実施例では約４秒であ
る。
【００８４】次に、図５に移ると、本発明の原理にした
がって構成されたシンボル誤り訂正段５００の一実施例
のブロック図が示されている。シンボル誤り訂正段５０
０は、ビタビ復号器５０５と、ビタビ復号器５０５に接
続されたたたみ込み符号器５１０と、たたみ込み符号器
５１０に接続された質問ロジック５１５とを含む。ま
た、シンボル誤り訂正段５００は、スライサー５２５に
も接続され、先入れ先出し記憶装置５３０とフロアロジ
ック５３５を含む。ビタビ復号器５０５及び先入れ先出
し記憶装置５３０は、スライサー５３５に接続され、フ
ロアロジック５３５は、先入れ先出し記憶装置５３０に
接続されている。
がって構成されたシンボル誤り訂正段５００の一実施例
のブロック図が示されている。シンボル誤り訂正段５０
０は、ビタビ復号器５０５と、ビタビ復号器５０５に接
続されたたたみ込み符号器５１０と、たたみ込み符号器
５１０に接続された質問ロジック５１５とを含む。ま
た、シンボル誤り訂正段５００は、スライサー５２５に
も接続され、先入れ先出し記憶装置５３０とフロアロジ
ック５３５を含む。ビタビ復号器５０５及び先入れ先出
し記憶装置５３０は、スライサー５３５に接続され、フ
ロアロジック５３５は、先入れ先出し記憶装置５３０に
接続されている。
【００８５】また、シンボル誤り訂正段５００は、誤り
訂正信号発生ロジック５４０及び加算ノード５５０も含
む。誤り訂正信号発生ロジック５４０は、たたみ込み符
号器５１０、先入れ先出し記憶装置５３０及びフロアロ
ジック５３５に接続されている。加算ノード５５０は、
質問ロジック５１５、誤り訂正信号発生ロジック５４０
及びフロアロジック５３５に接続され、たとえば、推定
器段（図４に示される推定器段４３３等）に出力を供給
する。
訂正信号発生ロジック５４０及び加算ノード５５０も含
む。誤り訂正信号発生ロジック５４０は、たたみ込み符
号器５１０、先入れ先出し記憶装置５３０及びフロアロ
ジック５３５に接続されている。加算ノード５５０は、
質問ロジック５１５、誤り訂正信号発生ロジック５４０
及びフロアロジック５３５に接続され、たとえば、推定
器段（図４に示される推定器段４３３等）に出力を供給
する。
【００８６】図４を参照すると、推定器段４３３の役割
は、主に、受信経路加算ノード４１３において受信信号
を除去することである。この仕事を実行するために、推
定器段４３３は、一般に、入力としてシンボル（すなわ
ち、プリモジュロ動作情報）を受け取り、係数としてフ
ィードフォワード等化器４３６チャンネルのゼロ強制逆
数を近似する。受け取ったシンボルは、スライサー５２
５と、シンボルを運搬する先入れ先出し記憶装置５３０
の組み合わせの出力として利用可能である。入力が“モ
ジュロ化されない”のを可能にしながら、シンボル検出
を行なうために、拡張されたスライサーを用いることが
できる。
は、主に、受信経路加算ノード４１３において受信信号
を除去することである。この仕事を実行するために、推
定器段４３３は、一般に、入力としてシンボル（すなわ
ち、プリモジュロ動作情報）を受け取り、係数としてフ
ィードフォワード等化器４３６チャンネルのゼロ強制逆
数を近似する。受け取ったシンボルは、スライサー５２
５と、シンボルを運搬する先入れ先出し記憶装置５３０
の組み合わせの出力として利用可能である。入力が“モ
ジュロ化されない”のを可能にしながら、シンボル検出
を行なうために、拡張されたスライサーを用いることが
できる。
【００８７】しかしながら、より低い信号対雑音比状態
では、スライス動作は、シンボルの１０パーセントくら
いの誤った結果を生じることがある。これらの誤りは、
推定器段４３３を介して受信経路加算ノード４１３に伝
搬し、ここで、副及び主エコーキャンセル段４１０，４
２０の係数の変化を発生させることがある。この作用
は、信号対雑音比をさらに減少させる傾向があり、それ
により、ビットポンプは、連続的に劣化する性能の悪い
サイクルに押し込まれることがある。
では、スライス動作は、シンボルの１０パーセントくら
いの誤った結果を生じることがある。これらの誤りは、
推定器段４３３を介して受信経路加算ノード４１３に伝
搬し、ここで、副及び主エコーキャンセル段４１０，４
２０の係数の変化を発生させることがある。この作用
は、信号対雑音比をさらに減少させる傾向があり、それ
により、ビットポンプは、連続的に劣化する性能の悪い
サイクルに押し込まれることがある。
【００８８】次に、図５のシンボル誤り訂正段５００に
戻ると、シンボル誤り訂正段５００は、このような問題
の救済策を提供する。推定器段のための受信シンボルの
生成の際にビタビ復号器５０５を含めると、シンボル判
定の精度が高まり、したがって、ビットポンプの総合品
質が改善される。シンボル誤り訂正段５００は、その出
力におけるシンボルを精製するために３つの情報ストリ
ームを使用する。第１の情報ストリームは、ビタビ復号
器５０５、たたみ込み符号器５１０及び質問ロジック５
１５の組み合わせを含む。この第１の情報ストリーム
は、拡張されたスライサー組み合わせに勝る約５ｄＢま
での信号対雑音比改善を伴う、回復された高精度伝送さ
れるビットの一因となる。
戻ると、シンボル誤り訂正段５００は、このような問題
の救済策を提供する。推定器段のための受信シンボルの
生成の際にビタビ復号器５０５を含めると、シンボル判
定の精度が高まり、したがって、ビットポンプの総合品
質が改善される。シンボル誤り訂正段５００は、その出
力におけるシンボルを精製するために３つの情報ストリ
ームを使用する。第１の情報ストリームは、ビタビ復号
器５０５、たたみ込み符号器５１０及び質問ロジック５
１５の組み合わせを含む。この第１の情報ストリーム
は、拡張されたスライサー組み合わせに勝る約５ｄＢま
での信号対雑音比改善を伴う、回復された高精度伝送さ
れるビットの一因となる。
【００８９】第２の情報ストリームは、信号モジュロ情
報の一因となる、フロアロジック５３５及び拡張された
スライサーの組み合わせを含む。第３の情報ストリーム
は、誤りのあるスライスで生じたモジュロ情報における
誤りを訂正する、誤り訂正信号発生ロジック５４０を含
む。情報の組み合わせにより、シンボル及びそれぞれの
モジュロの回復精度が高くなり、したがって、推定器段
の精度がより良くなる。シンボル誤り訂正段５００の動
作シーケンスは、図示の実施例に関して以下に説明され
る。
報の一因となる、フロアロジック５３５及び拡張された
スライサーの組み合わせを含む。第３の情報ストリーム
は、誤りのあるスライスで生じたモジュロ情報における
誤りを訂正する、誤り訂正信号発生ロジック５４０を含
む。情報の組み合わせにより、シンボル及びそれぞれの
モジュロの回復精度が高くなり、したがって、推定器段
の精度がより良くなる。シンボル誤り訂正段５００の動
作シーケンスは、図示の実施例に関して以下に説明され
る。
【００９０】ビタビ復号器５０５は、典型的に、６４ビ
ットトレースバック長を用いてその改善を達成し、次い
で、この改善は、たたみ込み符号器５１０の段階に送ら
れる。たたみ込み符号器５１０の出力は、質問ロジック
５１５で監視される。この出力がゼロより小さければ、
質問ロジック５１５は、加算ノード５５０に情報を提供
する前にそれに１を加算する。この出力がゼロより大き
ければ、情報は、変化しない状態で加算ノード５５０に
提供される。この出力は、推定器段に伝えられる伝送ビ
ットを含む。モジュロ情報は、スライスされたシンボル
から抽出される。スライサー５２５の出力は、ビタビ復
号器５０５の出力で整列するために、ビタビ復号器５０
５の６４ビットトレースバック長の深さだけ、先入れ先
出し記憶装置５３０で遅延される。
ットトレースバック長を用いてその改善を達成し、次い
で、この改善は、たたみ込み符号器５１０の段階に送ら
れる。たたみ込み符号器５１０の出力は、質問ロジック
５１５で監視される。この出力がゼロより小さければ、
質問ロジック５１５は、加算ノード５５０に情報を提供
する前にそれに１を加算する。この出力がゼロより大き
ければ、情報は、変化しない状態で加算ノード５５０に
提供される。この出力は、推定器段に伝えられる伝送ビ
ットを含む。モジュロ情報は、スライスされたシンボル
から抽出される。スライサー５２５の出力は、ビタビ復
号器５０５の出力で整列するために、ビタビ復号器５０
５の６４ビットトレースバック長の深さだけ、先入れ先
出し記憶装置５３０で遅延される。
【００９１】次いで、３つの重要な情報部分は、情報ス
トリームから抽出される。すなわち、スライスされた値
に基づくフロア動作を表わすスライスされた値より小さ
い第１の整数と、この整数の（２で割り切れることを表
わす）パリティと、フロア動作中に捨てられる部分の最
初のビットである。たたみ込み符号器５１０の出力の符
号と、パリティと、捨てられる部分の最初のビットとの
組み合わせは、モジュロ及びフロア境界における不適切
なスライスに起因する誤り訂正を実行するために使用さ
れる。誤り訂正ルールと誤り訂正状態の一例は、以下の
表１と図６に関して示される。
トリームから抽出される。すなわち、スライスされた値
に基づくフロア動作を表わすスライスされた値より小さ
い第１の整数と、この整数の（２で割り切れることを表
わす）パリティと、フロア動作中に捨てられる部分の最
初のビットである。たたみ込み符号器５１０の出力の符
号と、パリティと、捨てられる部分の最初のビットとの
組み合わせは、モジュロ及びフロア境界における不適切
なスライスに起因する誤り訂正を実行するために使用さ
れる。誤り訂正ルールと誤り訂正状態の一例は、以下の
表１と図６に関して示される。
【００９２】次に、図６に移ると、図５のシンボル誤り
訂正段５００の自明でない誤り訂正係数の判定に導く誤
り訂正状態の代表的なコレクションを表わすモジュロ線
図が示されている。この誤り訂正状態のコレクション
は、第１、第２、第３及び第４の誤り訂正状態６００，
６０５，６１０，６１５を含み、これらは、図５の参照
を続けながら下文に説明される。誤り訂正状態６００，
６０５，６１０，６１５は各々、モジュロ値ｍに合わせ
られた線図上にプロットされる。これらのモジュロ線図
は、ゼロ交差境界２ｍ、上部モジュロ境界２ｍ＋１およ
び下部モジュロ境界２ｍ−１を表わす。また、誤り訂正
状態６００，６０５，６１０，６１５は各々、以下の表
１でさらに定義される図５の誤り訂正信号発生ロジック
５４０に対する入力パラメータＡ（モジュロのパリティ
を表わす）、Ｂ（たたみ込み符号器５１０の出力の符号
を表わす）、及びＣ（フロア動作時の最初の捨てられた
ビットを表わす）の特別なケースを表わす。
訂正段５００の自明でない誤り訂正係数の判定に導く誤
り訂正状態の代表的なコレクションを表わすモジュロ線
図が示されている。この誤り訂正状態のコレクション
は、第１、第２、第３及び第４の誤り訂正状態６００，
６０５，６１０，６１５を含み、これらは、図５の参照
を続けながら下文に説明される。誤り訂正状態６００，
６０５，６１０，６１５は各々、モジュロ値ｍに合わせ
られた線図上にプロットされる。これらのモジュロ線図
は、ゼロ交差境界２ｍ、上部モジュロ境界２ｍ＋１およ
び下部モジュロ境界２ｍ−１を表わす。また、誤り訂正
状態６００，６０５，６１０，６１５は各々、以下の表
１でさらに定義される図５の誤り訂正信号発生ロジック
５４０に対する入力パラメータＡ（モジュロのパリティ
を表わす）、Ｂ（たたみ込み符号器５１０の出力の符号
を表わす）、及びＣ（フロア動作時の最初の捨てられた
ビットを表わす）の特別なケースを表わす。
【表２】
【００９３】表１は、誤り訂正信号発生ロジック５４０
に対する８つの可能性のある入力組み合わせを表わす８
つのことなるケースを示す。表１に示されているよう
に、ケース１の誤り訂正信号発生ロジック５４０に対す
る３つの入力（Ａ＝０，Ｂ＝−１，Ｃ＝０）は、−１の
自明でない誤り訂正係数を発生する。図６は、これが、
スライサー５２５がモジュロゼロ交差境界２ｍ以上を検
出しかつビタビ復号器５０５がモジュロゼロ交差境界２
ｍ以下を検出した場合の第１の誤り訂正状態６００を表
わしていることを示す。
に対する８つの可能性のある入力組み合わせを表わす８
つのことなるケースを示す。表１に示されているよう
に、ケース１の誤り訂正信号発生ロジック５４０に対す
る３つの入力（Ａ＝０，Ｂ＝−１，Ｃ＝０）は、−１の
自明でない誤り訂正係数を発生する。図６は、これが、
スライサー５２５がモジュロゼロ交差境界２ｍ以上を検
出しかつビタビ復号器５０５がモジュロゼロ交差境界２
ｍ以下を検出した場合の第１の誤り訂正状態６００を表
わしていることを示す。
【００９４】同様に、表１のケース８に対応する第２の
誤り訂正状態６０５は、１の相補的な自明でない誤り訂
正係数を生じる、第１の誤り訂正状態６００（すなわ
ち、ケース１）に対して相補的な状態を表わす。
誤り訂正状態６０５は、１の相補的な自明でない誤り訂
正係数を生じる、第１の誤り訂正状態６００（すなわ
ち、ケース１）に対して相補的な状態を表わす。
【００９５】同様に、ケース２に相当する第３の誤り訂
正状態６１０と、ケース７に相当するその相補的な第４
の誤り訂正状態６１５は、それぞれ、１および−１の誤
り訂正係数を発生する。表１は、ケース３，４，５及び
６が、誤り訂正がないことを表わす０（ゼロ）の自明な
誤り訂正係数を発生することを示す。
正状態６１０と、ケース７に相当するその相補的な第４
の誤り訂正状態６１５は、それぞれ、１および−１の誤
り訂正係数を発生する。表１は、ケース３，４，５及び
６が、誤り訂正がないことを表わす０（ゼロ）の自明な
誤り訂正係数を発生することを示す。
【００９６】ケース２及び７においては、モジュロ境界
は交差されており、モジュロ値の誤り訂正が必要であ
る。スライスされたシンボルにおけるモジュロの数のパ
リティ（すなわち、スライスされたシンボルのフロアの
パリティ）の誤り訂正情報を計算するために、たたみ込
み符号器５１０の出力の符号が使用される。しかしなが
ら、その情報だけが使用される場合は、ケース７は、ケ
ース４と区別が付かず、モジュロ数の誤り訂正は不要で
ある。この問題を緩和するために、モジュロ境界内のス
ライスされたシンボルの位置の追加情報が使用される。
この情報は、フロア動作中に捨てられたデータの最初の
ビットより得られる。このビットは、モジュロ境界内の
スライスされたシンボルの位置を与え、ここでは、境界
を横切るわずかな誤りも、確実に検出される。
は交差されており、モジュロ値の誤り訂正が必要であ
る。スライスされたシンボルにおけるモジュロの数のパ
リティ（すなわち、スライスされたシンボルのフロアの
パリティ）の誤り訂正情報を計算するために、たたみ込
み符号器５１０の出力の符号が使用される。しかしなが
ら、その情報だけが使用される場合は、ケース７は、ケ
ース４と区別が付かず、モジュロ数の誤り訂正は不要で
ある。この問題を緩和するために、モジュロ境界内のス
ライスされたシンボルの位置の追加情報が使用される。
この情報は、フロア動作中に捨てられたデータの最初の
ビットより得られる。このビットは、モジュロ境界内の
スライスされたシンボルの位置を与え、ここでは、境界
を横切るわずかな誤りも、確実に検出される。
【００９７】先の図面に関して示され、説明された分離
回路及びシンボル誤り訂正段を含むエコーキャンセルシ
ステムの実施例は、単なる例示の目的で提示されてお
り、アプリケーションが指示するように、本発明の原理
と両立性のある他の構成を使用することができることが
理解されるべきである。
回路及びシンボル誤り訂正段を含むエコーキャンセルシ
ステムの実施例は、単なる例示の目的で提示されてお
り、アプリケーションが指示するように、本発明の原理
と両立性のある他の構成を使用することができることが
理解されるべきである。
【００９８】要約すれば、本発明は、一態様において、
受信信号からエコーの残差レベルを識別して、エコーを
より完全に減衰させる分離回路を紹介している。残差レ
ベルを識別する能力は、受信信号を推定して、合成され
た残差エコーレベルと受信信号から分離する能力に依存
している。本発明は、広い信号対雑音比にわたって受信
信号を確立するように高められた能力を使用する。その
結果、エコーキャンセルシステムは、エコーを以前に達
成できなかったレベルまで減少させ、それにより、ビッ
トポンプを用いるネットワークを横断する通信トラフィ
ック（たとえば、音声、ビデオまたはデータ）の忠実度
が増大する。
受信信号からエコーの残差レベルを識別して、エコーを
より完全に減衰させる分離回路を紹介している。残差レ
ベルを識別する能力は、受信信号を推定して、合成され
た残差エコーレベルと受信信号から分離する能力に依存
している。本発明は、広い信号対雑音比にわたって受信
信号を確立するように高められた能力を使用する。その
結果、エコーキャンセルシステムは、エコーを以前に達
成できなかったレベルまで減少させ、それにより、ビッ
トポンプを用いるネットワークを横断する通信トラフィ
ック（たとえば、音声、ビデオまたはデータ）の忠実度
が増大する。
【００９９】一般に、デジタル通信と、この技術を支援
する規格及びシステムを含むデジタル加入者線サービス
をもっと良く理解するために、参照によりここに含まれ
る、“Understanding Digital Subscriber Line Techno
logy" by Thomas Starr, Peter Silverma, and John M.
Coiffi, Prentice Hall(1988)、及び“Digital Commun
ication" by Edward A. Lee and David G. Messerschmi
tt, Kluwer AcademicPublishers(1994)を参照された
い。
する規格及びシステムを含むデジタル加入者線サービス
をもっと良く理解するために、参照によりここに含まれ
る、“Understanding Digital Subscriber Line Techno
logy" by Thomas Starr, Peter Silverma, and John M.
Coiffi, Prentice Hall(1988)、及び“Digital Commun
ication" by Edward A. Lee and David G. Messerschmi
tt, Kluwer AcademicPublishers(1994)を参照された
い。
【０１００】本発明が詳細に説明されたが、当業者は、
その最も広い形態の本発明の精神及び範囲から逸脱する
ことなく、ここに種々の変更、置換及び改造をすること
ができることを理解すべきである。
その最も広い形態の本発明の精神及び範囲から逸脱する
ことなく、ここに種々の変更、置換及び改造をすること
ができることを理解すべきである。
【図１】本発明の原理にしたがって構成された送受信機
の一実施例が動作できる通信ネットワークの一実施例を
示すシステムレベル線図である。
の一実施例が動作できる通信ネットワークの一実施例を
示すシステムレベル線図である。
【図２】本発明の原理にしたがって構成された送受信機
の一実施例を示すブロック図である。
の一実施例を示すブロック図である。
【図３】本発明の原理にしたがって構成されたビットポ
ンプの一実施例を示すブロック図である。
ンプの一実施例を示すブロック図である。
【図４】本発明の原理にしたがって構成された分離回路
の一実施例を含むエコーキャンセルシステムのブロック
図である。
の一実施例を含むエコーキャンセルシステムのブロック
図である。
【図５】本発明の原理にしたがって構成されたシンボル
誤り訂正段の一実施例のブロック図である。
誤り訂正段の一実施例のブロック図である。
【図６】図５のシンボル誤り訂正段の自明でない誤り訂
正係数の判定に至る誤り訂正状態の代表的なコレクショ
ンを説明するモジュロ線図である。
正係数の判定に至る誤り訂正状態の代表的なコレクショ
ンを説明するモジュロ線図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マンディープ シング チャドハ アメリカ合衆国 78732 テキサス，オー スチン，キャニオン グレン サークル 4049 (72)発明者 シャウン ロバート マックキャスリン アメリカ合衆国 78610 テキサス，ブダ, レイジャーウッズ ドライヴ 505 (72)発明者 マイル ミリサヴルジェヴィック アメリカ合衆国 78704 テキサス，オー スチン，ナンバー509，サウス ラマー ブウルヴァード 3816 Ｆターム(参考） 5K027 DD10 5K046 AA01 BB01 BB05 HH42 HH71
Claims (35)
- 【請求項１】 ビットポンプの伝送及び受信経路間に接
続可能であり、エコーキャンセル信号を発生するように
適応されたエコーキャンセルシステムと共に使用するた
めの分離回路であって、 該受信経路に沿って伝搬する、実質的にエコーのない受
信信号を受け入れて、該受信信号と関連するシンボルを
判定するように構成されたシンボル判定回路と、 該シンボル判定回路に接続され、該シンボルを受け取っ
て、推定された受信信号を供給するように構成された推
定器段とを含み、該推定された受信信号及び該エコーキ
ャンセル信号の関数として、該エコーの残差レベルを表
わすデータを発生するように構成されている分離回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の分離回路において、前記
シンボル判定回路は、前記シンボルを判定するように構
成された等化器／スライサー段と、前記シンボルを精製
するように構成されたシンボル誤り訂正段とを含む分離
回路。 - 【請求項３】 請求項２記載の分離回路において、前記
シンボル誤り訂正段は、前記シンボルを受け取って、前
記シンボルの信号対雑音比を高めるように構成されたビ
タビ復号器を含む分離回路。 - 【請求項４】 請求項２記載の分離回路において、前記
シンボル誤り訂正段は、前記シンボルと関連するシンボ
ル間干渉を減らすように構成されたたたみ込み符号器を
含む分離回路。 - 【請求項５】 請求項２記載の分離回路において、前記
シンボル誤り訂正段は、誤り訂正信号及びモジュロオフ
セット信号を供給して、前記シンボルを精製するように
構成されたロジック回路を含む分離回路。 - 【請求項６】 請求項１記載の分離回路において、前記
推定器段は、逆フィードフォワード等化器と有限インパ
ルス応答フィルタを含む分離回路。 - 【請求項７】 請求項１記載の分離回路において、前記
エコーキャンセルシステムは、主及び副エコーキャンセ
ル段を含む分離回路。 - 【請求項８】 ビットポンプの伝送及び受信経路間に接
続可能であり、エコーキャンセル信号を発生するエコー
キャンセルシステムと共に使用するために、該受信経路
に沿って伝搬する受信信号と関連するエコーの残差レベ
ルを判定する方法であって、 実質的に該エコーのない受信信号を受け入れることと、 該受信信号と関連するシンボルを判定することと、 該シンボルの関数として推定された受信信号を供給する
ことと、 該推定された受信信号及び該エコーキャンセル信号の関
数として、該残差レベルを表わすデータを発生すること
とを含む方法。 - 【請求項９】 請求項８記載の方法において、前記シン
ボルを判定することは、前記シンボルを精製することを
含む方法。 - 【請求項１０】 請求項９記載の方法において、前記シ
ンボルを精製することは、前記シンボルの信号対雑音比
を高めることを含む方法。 - 【請求項１１】 請求項９記載の方法において、前記シ
ンボルを精製することは、前記シンボルと関連するシン
ボル間干渉を減少させることを含む方法。 - 【請求項１２】 請求項９記載の方法において、前記シ
ンボルを精製することは、誤り訂正信号及びモジュロオ
フセット信号を用いることを含む方法。 - 【請求項１３】 請求項８記載の方法において、前記供
給することは、逆フィードフォワード等化器及び有限イ
ンパルス応答フィルタを含む推定器段で実行される方
法。 - 【請求項１４】 請求項８記載の方法において、前記エ
コーキャンセルシステムは、主及び副エコーキャンセル
段を含む方法。 - 【請求項１５】 ビットポンプの伝送及び受信経路間に
接続されたエコーキャンセルシステムであって、 エコーキャンセル信号を発生するエコーキャンセル段
と、 該エコーキャンセル段に接続され、 該受信経路に沿って伝搬する、実質的にエコーのない受
信信号を受け入れて、該受信信号と関連するシンボルを
判定するシンボル判定回路と、 該シンボル判定回路に接続され、該シンボルを受け取っ
て、推定された受信信号を供給する推定器段とを含む分
離回路とを含み、該分離回路は、該推定された受信信号
及び該エコーキャンセル信号の関数として、該エコーの
残差レベルを表わすデータを発生するエコーキャンセル
システム。 - 【請求項１６】 請求項１５記載のエコーキャンセルシ
ステムにおいて、前記シンボル判定回路は、前記シンボ
ルを判定する等化器／スライサー段と、前記シンボルを
精製するシンボル誤り訂正段とを含むエコーキャンセル
システム。 - 【請求項１７】 請求項１６記載のエコーキャンセルシ
ステムにおいて、前記シンボル誤り訂正段は、前記シン
ボルを受け取って、前記シンボルの信号対雑音比を高め
るビタビ復号器を含むエコーキャンセルシステム。 - 【請求項１８】 請求項１６記載のエコーキャンセルシ
ステムにおいて、前記シンボル誤り訂正段は、前記シン
ボルと関連するシンボル間干渉を減少させるたたみ込み
符号器を含むエコーキャンセルシステム。 - 【請求項１９】 請求項１６記載のエコーキャンセルシ
ステムにおいて、前記シンボル誤り訂正段は、誤り訂正
信号及びモジュロオフセット信号を供給して、前記シン
ボルを精製するロジック回路を含むエコーキャンセルシ
ステム。 - 【請求項２０】 請求項１５記載のエコーキャンセルシ
ステムにおいて、前記推定器段は、逆フィードフォワー
ド等化器と有限インパルス応答フィルタを含むエコーキ
ャンセルシステム。 - 【請求項２１】 請求項１５記載のエコーキャンセルシ
ステムにおいて、前記エコーキャンセル段は、主及び副
エコーキャンセル段を含むエコーキャンセルシステム。 - 【請求項２２】 伝送及び受信経路を有するビットポン
プであって、 該伝送経路に接続され、該伝送経路に沿って伝搬する伝
送信号を予め調整する前置符号器と、 該前置符号器に接続され、該伝送信号と関連する雑音を
減少させる変調器と、 該受信経路に接続され、該ビットポンプで受信した受信
信号をデジタルフォーマットに変換するアナログ／デジ
タルコンバータと、 該アナログ／デジタルコンバータに接続され、該受信経
路に沿って伝搬する該受信信号をダウンサンプリングす
るデシメータと、 該伝送経路と受信経路間に接続され、該受信信号中のエ
コーを減衰させるエコーキャンセルシステムであって、
エコーキャンセル信号を発生するエコーキャンセル段
と、該エコーキャンセル段に接続された分離回路とを含
むエコーキャンセルシステムとを含み、 該分離回路は、 実質的に該エコーのない該受信信号を受け入れ、該受信
信号と関連するシンボルを判定するシンボル判定回路
と、 該シンボル判定回路に接続され、該シンボルを受け取っ
て、推定された受信信号を供給する推定器段とを含み、 該分離回路は、該推定された受信信号及び該エコーキャ
ンセル信号の関数として、該エコーの残差レベルを表わ
すデータを発生するビットポンプ。 - 【請求項２３】 請求項２２記載のビットポンプにおい
て、前記シンボル判定回路は、前記シンボルを判定する
等化器／スライサー段と、前記シンボルを精製するシン
ボル誤り訂正段とを含むビットポンプ。 - 【請求項２４】 請求項２３記載のビットポンプにおい
て、前記シンボル誤り訂正段は、前記シンボルを受け取
って、前記シンボルの信号対雑音比を高めるビタビ復号
器を含むビットポンプ。 - 【請求項２５】 請求項２３記載のビットポンプにおい
て、前記シンボル誤り訂正段は、前記シンボルと関連す
るシンボル間干渉を減少させるたたみ込み符号器を含む
ビットポンプ。 - 【請求項２６】 請求項２３記載のビットポンプにおい
て、前記シンボル誤り訂正段は、誤り訂正信号及びモジ
ュロオフセット信号を供給して、前記シンボルを精製す
るロジック回路を含むビットポンプ。 - 【請求項２７】 請求項２２記載のビットポンプにおい
て、前記推定器段は、逆フィードフォワード等化器と有
限インパルス応答フィルタを含むビットポンプ。 - 【請求項２８】 請求項２２記載のビットポンプにおい
て、前記エコーキャンセル段は、主及び副エコーキャン
セル段を含むビットポンプ。 - 【請求項２９】 送受信機内の信号をフォーマットする
フレーマと、 該フレーマに接続され、伝送及び受信経路を有するビッ
トポンプと、 該フレーマ及び該ビットポンプの動作を制御するコント
ローラとを含み、 該ビットポンプは、 該伝送経路に接続され、該伝送経路に沿って伝搬する伝
送信号を予め調整する前置符号器と、 該前置符号器に接続され、該伝送経路と関連する雑音を
減少させる変調器と、 該受信経路に接続され、該ビットポンプで受信された受
信信号をデジタルフォーマットに変換するアナログ／デ
ジタルコンバータと、 該アナログ／デジタルコンバータに接続され、該受信経
路に沿って伝搬する該受信信号をダウンサンプリングす
るデシメータと、 該伝送経路と受信経路間に接続され、該受信信号中のエ
コーを減衰させるエコーキャンセルシステムとを含み、 該エコーキャンセルシステムは、 エコーキャンセル信号を発生するエコーキャンセル段
と、 該エコーキャンセル段に接続された分離回路とを含み、 該分離回路は、 実質的に該エコーのない該受信信号を受け入れて、該受
信信号と関連するシンボルを判定するシンボル判定回路
と、 該シンボル判定回路に接続され、該シンボルを受け取
り、推定された受信信号を供給する推定器段とを含み、 該分離回路は、該推定された受信信号及び該エコーキャ
ンセル信号の関数として、該エコーの残差レベルを表わ
すデータを発生する送受信機。 - 【請求項３０】 請求項２９記載の送受信機において、
前記シンボル判定回路は、前記シンボルを判定する等化
器／スライサー段と、前記シンボルを精製するシンボル
誤り訂正段とを含む送受信機。 - 【請求項３１】 請求項３０記載の送受信機において、
前記シンボル誤り訂正段は、前記シンボルを受け取っ
て、前記シンボルの信号対雑音比を高めるビタビ復号器
を含む送受信機。 - 【請求項３２】 請求項３０記載の送受信機において、
前記シンボル誤り訂正段は、前記シンボルと関連するシ
ンボル間干渉を減少させるたたみ込み符号器を含む送受
信機。 - 【請求項３３】 請求項３０記載の送受信機において、
前記シンボル誤り訂正段は、誤り訂正信号及びモジュロ
オフセット信号を供給して、前記シンボルを精製するロ
ジック回路を含む送受信機。 - 【請求項３４】 請求項２９記載の送受信機において、
前記推定器段は、逆フィードフォワード等化器と有限イ
ンパルス応答フィルタを含む送受信機。 - 【請求項３５】 請求項２９記載の送受信機において、
前記エコーキャンセル段は、主及び副エコーキャンセル
段を含む送受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/650,854 US6894989B1 (en) | 2000-08-29 | 2000-08-29 | Separation circuit for an echo canceling system and method of operating the same |
| US09/650854 | 2000-08-29 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP2002141839A5 JP2002141839A5 (ja) | 2004-09-16 |
| JP4314553B2 JP4314553B2 (ja) | 2009-08-19 |
Family
ID=24610586
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001258881A Expired - Fee Related JP4314553B2 (ja) | 2000-08-29 | 2001-08-29 | エコーキャンセルシステム用分離回路及びその動作方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6894989B1 (ja) |
| EP (1) | EP1187360B1 (ja) |
| JP (1) | JP4314553B2 (ja) |
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