DE2740141A1

DE2740141A1 - Gemeinsame adaptive echounterdrueckungs- und entzerrervorrichtung fuer eine zweidraht-vollduplex-datenuebertragungsanordnung

Info

Publication number: DE2740141A1
Application number: DE19772740141
Authority: DE
Inventors: David Duncan Falconer; Stephen Brant Weinstein
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1976-09-07
Filing date: 1977-09-06
Publication date: 1978-03-09
Also published as: GB1586225A; JPS5842665B2; DE2740141C3; NL7709797A; BE858374A; CA1109133A; FR2363944A1; IT1091005B; DE2740141B2; US4074086A; FR2363944B1; JPS5334406A

Description

Western Electric Company Incorporated Falconer, 3-3 195 Broadway, New York, New York 10007 U.S.A.

Gemeinsame adaptive Echounterdrückungsund Entzerrervorrichtung für eine Zweidraht-Vollduplex-Datenübertragungsanordnung

Die Erfindung betrifft eine gemeinsame Echo- und Vorwärtsentzerrungsvorrichtung gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Ein Großteil des heutigen sehr schnellen Datenübertragungsverkehrs wird gleichzeitig in zwei Richtungen durchgeführt; d.h., es handelt sich um Vollduplex-Verkehr. Für Datenübertragungsgeschwindigkeiten unterhalb etwa 2400 bits pro Sekunde kann das Sprachband, das sich von etwa 300 bis 3OOO Hz erstreckt, in zwei Hälften unterteilt werden, wobei jede Hälfte einer speziellen übertragungsrichtung auf einer äquivalenten Vierdraht-Übertragungsleitungsbasis zugeteilt wird. Für Datenübertragungsgeschwindigkeiten oberhalb 2400 bits

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pro Sekunde sind derzeit zwei physikalisch getrennte Zweidraht-Übertragungsleitungen mit Sprachbandbreite erforderlich. Wenn eine sehr schnelle gleichzeitige Zweiweg- Übertragung zwischen zwei Punkten bei voller Bandbreite über einen einzigen Zweidraht-Kanal verwirklicht werden könnte, wären beträchtliche Kosteneinsparungen möglich. Ferner wäre die Möglichkeit zur gleichzeitigen Zweiweg-Digitaldatenübertragung über ein Öffentlich vermitteltes Direktfernwahl-(DDD,-) Netzwerk wertvoll in solchen Fällen, in welchen der Datenteilnehmer von einer Null-"Verweilzeit" Nutzen ziehen könnte. Bei der derzeitigen Praxis erfordert die übertragungsrichtungsumkehr auf einem Halbduplex-DDD-Übertragungskanal Zeit, um eingebaute Echounterdrücker abzuschalten.

Bisher wurde eine Vollduplex-Datenübertragung über einen Zweidraht-Übertragungskanal durchgeführt, in dem getrennte Abschnitte des verfügbaren Ubertragungsbandes benutzt wurden, die je einer vorbestimmten Übertragungsrichtung zugeteilt waren. Obwohl diese Bandaufteilungsmethode möglich und recht einfach durchzuführen ist, hat sie folgende Nachteile:

(1) die Summe der Datenübertragungsgeschwindigkeit oder Datenrate für die beiden Übertragungsrichtungen ist kleiner oder höchstens gleich der ansonsten er-

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hältlichen Einweg-Datenübertragungsgeschwindgkeit für den gegebenen Kanal, der im Halbduplexbetrieb arbeitet; und

(2) jeder Sender verwendet ein anderes Frequenzband in Abhängigkeit davon, ob er am Anfangs- oder Endpunkt eines Nachrichtenkanals liegt. Dies kann zu einer Geräteverdopplung und komplizierten Ubertragungsprotokollen, d.h., Startprogrammen,führen.

Viele gebührenpflichtige Fernbereichs-Fernsprecheinrichtungen umfassen Echounterdrücker, die dazu ausgelegt sind, Rückverkehr zu unterdrücken, wenn Vorwärts-·: verkehr die Einrichtung belegt hat. Jedes Mal, wenn die Verkehrsrichtung umgekehrt wird, muß eine Gruppe von Echounterdrückern außer Betrieb gesetzt und eine andere Gruppe aktiviert werden. Ohne spezielle Anordnungen zum Abschalten aller Echounterdrücker ist somit ein gleichzeitiger Zweiwegverkehr ausgeschlossen. Solche Anordnungen sind üblicherweise in vielen VoIlduplex-Sprachbereichs-Modems (Modem: Sammelbegriff für Modulatoren und Demodulatoren) vorgesehen. Bei Sprachverkehr rechnet man gewöhnlich nicht damit, daß beide Parteien gleichzeitig sprechen...

Zur gleichzeitigen Zweiweg-Übertragung innerhalb desselben Frequenzbandes ist es unerläßlich, das örtliche Sendersignal vom gewöhnlich schwachen Empfangssignal

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von der entfernten Stelle zu trennen. Gabelschaltungsnetzwerke oder Brückenschaltungen, die mit oder ohne übertrager realisierbar sind, sind übliche, bekannte Anordnungen zum Erhalt dieser Trennung. In solchen Schaltungen muß zur vollkommenen Trennung eine Abschlußimpedanz verwendet werden, die gleich der Impedanz der Zweidraht-Leitung ist. Auf grund der komplexen und frequenzabhängigen Art dieser Impedanz ist in der Praxis mit passiven Schaltungen nur eine sehr näherungsweise Kompensation möglich. Gleichstromstreuung über die Gabelschaltung und verzögerte Echos, die von Signalen verursacht werden, die von weiter entfernt liegenden Impedanzfehlanpassungen reflektiert werden, führen dazu, daß gesendete Signalkomponenten das von entfernter Stelle empfangene Signal stören.

Für analoge Einrichtungen sind adaptive Echounterdrücker oder Echoauslöscher, die mit Transversalfiltern aufgebaut sind, vorgeschlagen worden, beispielsweise in der US-Ps 3 500 000. Im letzteren Echounterdrücker (welcher Begriff im folgenden auch Echoauslöscher umfassen soll) gelangt ein Teil des Analogsignals, das von der Vierdraht-Seite her an einer Gabelschaltungsverbindung ankommt, durch ein Transversalfilter mit einstellbaren Abgriffsverstärkungssteuerungen, um ein Auslöschsignal zu synthetisieren, das von dem von der Gabel-

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Schaltungsverbindung abghenden Signal subtrahiert wird. Das resultierende abgehende Signal wird Amplituden-begrenzt und mit der Abtastwertfolge des an den Abgriffen des Transversalfilters erscheinenden ankommenden Signals korreliert, um Steuersignale für die Abgriffsverstarkungs- oder -Wichtungskoeffizienten des Transversalfilters zu bilden. Eine ähnliche Anordnung ist von F.K.Becker und H.R.Rudin beschrieben in dem Artikel "Application of Automatic Transversal Filters to the Problem of Echo Suppression", der erschienen ist im Bell System Technical Journal (Bd.45, 1966, Seiten 1847-1850). Ergebnisse, die mit einer praktischen Ausführung des Transversalfilters als adaptiver Echounterdrücker erzielt worden sind, werden von V.G.KoIl und S.B.Weinstein in dem Artikel "Simultaneous Two-Way Data Transmission Over a Two-Wire Circuit", erschienen in I.E.E.E. Transactions on Communications (Bd. COM-21, Nr.2, 1973, Seiten 143-147) berichtet.

Die erwähnten Echoauslöscher, die Transversalstrukturen verwenden, erfordern Abgriffsabstände beim Reziprokwert des doppelten Wertes der im zu übertragenden Nachrichtensignal vorhandenen höchsten Frequenz, hauptsächlich deswegen, weil angenommen wird, daß das zu sendende Signal von analoger Natur ist. Bei der typischen Sprachbandbreite von 4000 Hz sind für jede Millisekunde der angenommenen Echoverzögerung acht Abgriffe erforderlich.

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Solche Intervalle sind als Nyquist-Intervalle bekannt und beziehen sich auf das gesendete Signal, nämlich auf den Reziprokwert des zweifachen Wertes der höchsten vorhandenen Frequenz.

In dem System wird in einer Transversalstruktur mit Abgriffen, deren Abstände nicht bei Nyquist-Intervallen sondern bei Baud-Intervallen liegen, ein Echounterdrückungs- oder Echoauslöschsignal aus Abtastwerten der zu senderden Basisbanddaten synthetisiert, und zwar vor der Modulation oder Zuführung zum Gabelschaltungsnetzwerk und unter der Steuerung eines Fehlersignals, das am Ausgang des Empfangsteils eines Daten-Senders-Empfängers erhalten worden ist.

Die Lösung dieses Problems ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet und in den Unteransprüchen vorteilhaft weitergebildet.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In der zugehörigen Zeichnung zeigen:

Pig.1 ein Blockschaltbild einer bekannten Zweiweg-Zweidraht-Vollduplex-Digital-Datenübertragungsanordnung mit einer Echoauslöschvorrichtung;

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Fig.2 ein Blockschaltbild einer kombinierten EchoauslÖEch- und Empfangssignalentzerrungsanordnung für eine Basisbandendstelle einer erfindungsgemäßen Digitaldatenübertragungsanordnung;

Fig.3 ein Blockschaltbild einer kombinierten Echoauslösch- und Empfangssignalentzerreranordnung für eine Passbandendstelle einer erfindungsgemäßen Digitaldatenübertragungsanordnung ;

Fig.4 eine alternative Variante des Demodulator-Kombinator-Teils der Figur 3·

Gemäß vorliegender Erfindung wird ein von entfernter Stelle kommendes Datensignal, das über eine Gabelschaltung von einer Zweidraht-Ubertragungseinrichtung empfangen worden ist, entzerrt. Gleichzeitig wird eine unerwünschte Echokomponente, die von einer örtlichen Quelle für ein abgehendes Datensignal stammt, im wesentlichen ausgelöscht, um eine gleichzeitige VoIlbandbreiten-Zweiweg-Digitaldatenübertragung über eine Zweidraht-Ubertragungseinrichtung zu schaffen. Das ankommende Datensignal wird vor der Zuführung des Echoauslöschsignals in einer Transversalstruktur entzerrt, die Abgriffe im Abstand von Baud-Intervallen

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auf»eist. Das Echoauslöschsignal wird aus Baud-Intervall-Abtastwerten des abgehenden Datensignals vor der Modulation in das Durchlaßband oder Passband der übertragungseinrichtung Synthetisiert. Ein gemeinsames entscheidungsgerichtetes Fehlersignal, das auf dem Kriterium der Minimierung der mittleren quadratischen Differenz zwischen einem nicht-quantisierten und einem quantisierten Empfängerausgangssignal beruht, wird mit den Signalabtastwerten an jedem Abgriff der Entzerrer- bzw. Echoauslösch-Transversalstruktur korreliert.

Bei einer beispielsweisen Ausführungsform werden alle Operationen im Basisband ausgeführt, d.h., in dem sich bis zur Frequenz Null erstreckenden Frequenzband. Diese Ausführungsform umfaßt einen elastischen Puffer zur Kompensation möglicher Phasendifferenzen zwischen abgehenden und ankommenden Signalen.

Bei einer anderen beispielsweisen Ausführungsform werden die Operationen im Durchlaßband oder Passband durchgeführt, d.h., in dem Frequenzband, das einer Trägerfrequenz zugeordnet ist und keine Null-Frequenzkomponente aufweist. Bei dieser Ausführungsform wird das Echoauslöschsignal im Basisband synthetisiert, jedoch nach oben ins Passband umgesetzt, bevor es mit dem entzerrten Empfangssignal kombiniert wird. Gleichzeitig bearbeitet der Vorwärtsentzerrer das Empfangs- signal vor der Demodulation im Empfangsteil. Phasen-

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differenzen zwischen gesendeten und empfangenen Signalen können bei der Passband-Ausführungsform ebenfalls kompensiert werden. Bei der Passband-Ausführungsform kann das Auslöschsignal mit dem entzerrten Empfangssignal alternativ vor oder nach der Demodulation kombiniert werden.

Die Werkmale der Erfindung umfassen eine gemeinsame adaptive Einstellung und Aktualisierung eines Echoentzerrers und eines Vorwärtsempfangskanalentzerrers auf einer Baud-Ratenbasis; eine digitale Ausführung unter Verwendung von Baud-Ratenabtastwerten; ein gemeinsames Kriterium für die Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers der Empfängerausgangsabtactwerte durch Einstellung sowohl des Echo- als auch des Vorwärtsentzerrers; und das Anlegen einer linearen Kombination von Restecho und empfangenem Signal an den Empfänger für Datenentscheidungen oder DatenbeurteiluLgen zur Realisierung einer gemeinsamen Ausbauchung des mittleren quadratischen Fehlers bezüglich der Abgriffsverstärkungskoeffizienten in beiden Entzerrern.

Fig.1 zeigt eine Vollduplex-Zweidraht-Digitaldatenübertragungsanordnung mit einem Echounterdrücker in jeder Endstelle, der dazu dient, eine gleichzeitige Zweiweg-Datenübertragung einzurichten. Bei der in Fig.1 gezeigten Anordnung handelt es sich im wesent-

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lichen um jene zuvor erwähnte Anordnung, bei der die Abgriffe im Abstand von Baud-Intervallen angeordnet sind.

Fig.1 zeigt eine Ost- und eine West-Datenendstelle, die miteinander über ein Zweidraht-Ubertragungsmedium 10 verbunden sind. Die Ost-Endstelle umfaßt eine Ost-Datenquelle 21, die eine Basisbanddatenfolge b, erzeugt, einen Ost-Sender 23» eine Ost-Gabelschaltung 25, einen Ost-Empfänger 27, eine Datenrückgewinnungsschaltung 28 zur Wiederherstellung der empfangenen Basisbanddatenfolge a, , eine Ost-Datensenke 29, einen EchounterdxHicker 24 und eine Differenzschaltung 26. Gleichermaßen umfaßt die West-Endstelle eine West-Datenquelle 11 zur Erzeugung einer Basisband-Datenfolge a^, einen West-Sender 13, eine West-Gabelschaltung 15, einen West-Empfänger 17, eine Datenrückgewinnungsschaltung zur Wiederherstellung der empfangenen Basisband-Datenfolge b, , eine West-Datensenke 19, einen Echounterdrücker 14 und eine Differenzschaltung 16. Sind die Echounterdrücker 14 und 24 nicht vorhanden, können die West-Datenquelle 11 und die Ost-Datenquelle 21 nur abwechselnd bei voller Bandbreite Datenfolgen a, bzw. b, zur Ost-Datensenke 29 bzw. West-Datensenke 19 übertragen. Der Grund dafür, daß eine gleichzeitige Vollduplex-Datenübertragung mit voller Bandbreite

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bisher nicht praktiziert worden ist, ist prinzipiell der, daß die Gabelschaltungsnetzwerke 15 und 25 lediglich kompromissartige Impedanzanpassungen an die Leitung 1o bilden können, die von Ferngespräch zu Ferngespräch einen unterschiedlichen Aufbau aufweist und selbst während der Ferngespräche zeitlich veränderlich sein kann. Die unvollkommene Anpassung bei den Gabelschaltungen erlaubt eine beträchtliche Streuung des relativ starken Signals vom örtlichen Sender über die Gabelschaltungsverbindung hinweg und bringt eine beträchtliche Störung des relativ schwachen empfangenen Signals mit sich. Wie früher vorgeschlagen wurde ein Echounterdrücker, der auf das geformte oder modulierte Senderausgangssignal anspricht, direkt parallel zum Streuungsweg über die Gabelschaltungsverbindung hinweg angeordnet, um ein Unterdrückungssignal zu erzeugen. Bei der zuvor erwähnten Anordnung, bei der die Abgriffe im Abstand von Baud-Intervallen angeordnet sind, ist dieser Vorschlag dadurch modifiziert, daß dafür gesorgt ist, daß der Echounterdrücker nicht auf modulierte oder gefilterte Daten, wie sie dem Gabelschaltungsnetzwerk zugeführt werden, anspricht, sondern auf Baud-Intervallabtastwerte der Basisbandquellendaten, und daß das Fehlersignal für die Abgriffverstärkungskoeffizienteneinstellung von den quantisierten Empfängerausgangsdaten abgeleitet wird. Diese Modifikation reduzierte im wesentlichen die Anzahl der Abgriffe, die

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für die Transversalanordnung erforderlich sind, welche das Unterdrückungssignal zusammensetzt.

Fig.1 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild der zuvor erwähnten Anordnung, bei der die Abgriffe im Abstand von Baud-Intervallen angeordnet sind. Bei dieser Anordnung wird in der West-Endstelle die von der Quelle stammende und zum Verbindungspunkt 12 gelangende Basisbanddatenfolge a, einerseits im Sender 13 zur herkömmlichen Formung oder Modulation und andererseits dem Echounterdrücker 14 zugeführt. In seiner am leichtesten zu erstellenden Form ist der Unterdrücker 14 eine Transversalanordnung, die eine Vielzahl ναι Elementen der Folge a, speichert und diese Elemente an Abgriffen, die zu ihr gehören, zur Summierung in das gewünschte Unterdrückungssignal an einstellbare Abgriffverstärkungsvorrichtungen liefert. Das Unterdrückungssignal vom Unterdrücker 14 wird durch Subtraktion mit dem ankommenden abgetasteten Empfangssignal kombiniert, das gesendete Folgen b, und eine von der Quelle 11 stammende Echokomponente umfaßt. Eine Fehlerkorrekturschleife wird über den Empfänger 17 und die Datenrückgewinnungsschaltung 18 vervollständigt, wodurch ein Steuersignal erzeugt wird, das der Fehlerdifferenz zwischen dem analogen Eingangesignal und dem quantieierten digitalen Ausgangssignal der Datenrückgewinnungsschaltung 18 proportional ist. Dieses Steuersignal ist mit allen Abgriffausgangssignalen des Unterdrückers 14 kreuzkorreliert, um die Abgriffeverstärkungen

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in solcher Richtung einzustellen, daß der Fehler minimal gemacht wird.

Die gleichen Funktionen und Arbeitsabläufe werden in der Ost-Endstelle beim Senden der Datenfolge b, und Empfangen des die Datenfolge a, enthaltenden ankommenden Signals ausgeführt.

Die zuvor erwähnte Anordnung, bei der die Abgriffe im Abstand von Baud-Intervallen angeordnet sind, beschäftigte sich nicht spezifisch mit dem Entzerrungsproblem hinsichtlich der Amplituden- und Verzögerungsverzerrung im empfangenen Signal. Man kann jedoch vermuten, daß bei Datengeschwindigkeiten über 2400 bits pro Sekunde im Empfänger ein Entzerrer erforderlich wäre. In Übereinstimmung mit der zuvor erwähnten Gesamtanordnung, bei der die Abgriffe in Baud-Intervallabständen angeordnet sind, würde innerhalb des Empfängers in angemessener Weise eine Vorwärtsentzerrung erhalten, d.h., nach„dem das Echounterdrückungssignal vom empfangenen Signal subtrahiert worden ist. Eine Untersuchung dieser Anordnung deckt auf, daß ein ernsthaftes Konvergenzproblem entsteht, wenn man versucht, die Einstellung der Abgriffsverstärkungsvorrichtungen sowohl beim Echounterdrücker als auch beim Vorwärtsentzerrer mit Hilfe eines gemeinsamen Fehlersignals zu steuern. Man hat daraus gefolgert,

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daß nur dann, wenn eine Entzerrung des empfangenen Leitungssignals vor der Echounterdrückung durchgeführt wird, eine Konvergenz sowohl in der Entzerrerais auch in der Unterdrückungstransversalanordnung zuverlässig erhalten werden kann.

Fig.2 zeigt eine einzige Endstelle einer erfindungsgemäß modifizierten Datenübertragungsanordnung zur Erzeugung einer gemeinsamen Vorwärts- und Echoentzerrung bei Basisbandfrequenten. Es ist angenommen, daß an das andere Ende der Zweidrahtleitung 4o eine exakt angepaßte Endstelle angeschlossen ist. Fig.2 unterscheidet sich von Fig.1 darin, daß ausdrücklich dargestellt ist, daß der Empfänger einen Vorwärtsentzerrer 38, einen Quantisierer 41, einen Fehlerrechner 42, einen Kombinator 36» eine Datensenke 39 und eine Taktrückgewinnungsschaltung 37 umfaßt. Fig.2 zeigt ferner, daß der Echounterdrücker 34 über einen elastischen Puffer 44 am Verbindungspunkt 32 mit der Datenquelle 31 verbunden ist und daß eine Taktquelle 45 die Datenquelle 31 und die Eingabe in den Echo-Unterdrücker 34 steuert. Ein Sender 33 ist zwischen dem Verbindungspunkt 32 und einem Gabelschaltungsnetzwerk 35 angeordnet. Der Echounterdrücker JA übernimmt eine Folge a, abgehender Datensignale und führt an einer endlichsi Reihe von Gliedern der Folge a. eine lineare Operation unter der Steuerung eines Fehlersignals e, durch, das im Fehlerrechner 42 als

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die l·ehlerdifferenz zwischen dei· Eingabe und der Ausgabe des Quantisieres 41 erhalten worden ist. Die Ausgangsfolge f, des Echounterdrückers 3^ auf Ader wird im Kombinator 36 vom Ausgangssignal s, des Vorwärtsentzerrers 38 subtrahiert.

Beim Kombinator 36 handelt es sich um einen linearen Addierer, der als Operationsverstärker mit einer Wiederstandsrückkopplungsverbindung zwischen Eingang und Ausgang realisierbar ist, wie es beschrieben ist in Operational Amplifiers von J.G.Graeme u.a. (MacGraw-HiIl Book Company, New York 1971)» und zwar im Anhang A, Fig.A.3· Konzeptmäßig handelt es sich dabei um des gleiche wie bei den Differenzverstärkern 16 und 26 in Fig.1, ausgenommen das algebraische Vorzeichen eines der Eingangssignal. Das genannte Buch diskutiert Differenzverstärker ausführlich in Kapitel 6.

Die Taktrückgewinnungsschaltung 37 reagiert auf Übergänge zwischen negativen und positiven Werten des Empfangssignals und erzeugt ein gepulstest Ausgangssignal, das im eingelaufenen Betriebszustand eine Folgefrequenz entsprechend jenen Prinzipien aufweist, wie sie angegeben sind in Data Transmission von W.R.Bennet u.a. (McGraw-Hill Book Company, New York, 1965)» Kapitel 14.

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Beim Entzerrer 38 handelt es sich beispielsweise um einen linearen Signalprozessor unter Verwendung einer Transversalanordnung der Art, wie sie in Kapitel 15 des letztgenannten Buches speziell in Fig.15-3 angegeben ist. Die Verzögerungsleitung ist bei T-Sekunden-Intervallen mit Abgriffen versehen, wobei T der Reziprokwert der Datenübertragungsrate ist. Die Verstärkungsmultipliziereinrichtungen an jedem Abgriff wirken auf die Signalwerte an jedem Abgriff solchermaßen ein, daß die Summe der durch Verstärkung eingestellten Signalwerte eine Impulsantwort ist, die zu Signalabtastzeitpunkten frei von Komponenten ungleich Null ist, d.h., das Summensignal ist frei von Zwischensymbolstörung, d.h., Störung zwischen einzelnen Symbolen. Die Zeitsteuerung- oder Taktimpulse von der Taktrückgewinnungsschaltung 37 bestimmen die Zeitpunkte, zu denen von der Gabelschaltung 35 ankommende Signale r, von einem Abgriff zu einem nachfolgenden Abgriff schrittweise weitergegeben werden.

Effektiv werden die empfangenen Signale r_fc durch die Taktimpulse von der Taktrückgewinnungsschaltung 37 abgetastet, wenn sie in den Entzerrer 38 eintreten. Das Fehlersignal e, nach der Korrelation mit den Abgriffsignalen bestimmt die Richtung und den Betrag der Einstellung der Multipliziereinrichtungen.

Beim Echounterdrücker 34 handelt es sich um einen weiteren linearen Signalprozessor mit der gleichen Struktur,

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wie sie der Entzerrer 38 aufweist, und seine Multipliziereinrichtungen werden unter der Steuerung des selben Fehlersignals e, eingestellt. Beim Eingangssignal des Echounterdrückers 34 handelt es sich jedoch um die dem Sender 33 zugeführte Datensignalfolge a, , jedoch noch in diskreter digitaler Form. Bei der Folgefrequenz, mit welcher die Datensignale a. in den Echounterdrücker 3^ gelangen, ist jedoch nicht durch de Zeitsteuerungs- oder Taktimpulse von der Taktquelle 45 sondern durch die rückgewonnenen Zeitsteuerungsimpulse von der Taktrückgewinnungsschaltung 37 bestimmt. In der Praxis besteht eine größere Wahrscheinlichkeit einer Phasendifferenz zwischen Zeitsteuerungsimpulsen, die von der Taktquelle 45 und der Taktrückgewinnungsschaltung 37 ausgehen, als für eine Frequenzdifferenz.

Im Fall binärer Daten handelt es sich beim Quantisierer um eine Nullpegel-Trenneinrichtung, die periodische Abtatswerte des Ausgangssignals y,, die eine Reihe von Werten haben können, umwandelt in ein Digitalsignal diskreten Pegels mit entweder festgelegtem positiven oder negativen Wert in Abhängigkeit davon, ob das Ausgangssignal y_k bei jedem k-ten AbtastZeitpunkt oberhalb oder unterhalb des Nullpegels liegt.

Ein Quantisierer stellt eine elementare Form eines Analog-Digital-Konverters dar. Die bekannte Schmitt-

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Trigger-Schaltung stellt ein Beispiel eines Quantisierers dar. Ein weiteres Beispiel ist ein Diodenbegrenzer.

Der Fehlerrechner 42 läßt sich leicht durch einen einzigen Operationsverstärker benutzenden linearen Differenzverstärker verwirklichen, wie er beispielsweise in dem genannten Buch von Graeme u.a. in Kapitel 6 bei Fig.6.1 gezeigt ist, wo binäre Signale verarbeitet werden. Ein Eingangssignal ist das Ausgangssignal y. des Kombinators 36» und das andere

Eingangssignal ist das quantisierte Ausgangssignal b, des Quantisieres 41. Das Ausgangssignal des Fehlerrechners 42 stellt die Differenz zwischen y, und b, dar. Sind Mehrfachpegelsignale vorhanden, kann die Mehrfachpegeltrenneinrichtung 18 in Fig.1 des US-Reissue-Patens Re.27047 verwendet werden.

Beim Puffer 44 handelt es sich einfach um ein Schieberegister, das Signale aufnimmt und von Stufe zu Stufe mit einer Frequenz weitergibt, die durch eine Zeitsteuerungseinrichtung bestimmt ist, und Signale mit einer etwas unterschiedlichen Phase abgibt, die durch eine andere Zeitsteuerungseinrichtung bestimmt ist. Es wird angenommen, daß sich die beiden Zeitsteuerungssignale mehr in der Phase als in der Frequenz unterscheiden.

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Bei der Taktquelle 45 handelt es sich vorteilhafterweise um einen stabilen Oszillator, der eine Ausgangsfolge von Impulsen oder Signalen mit scharfen Übergängen mit der gewünschten Datensymbolrate 1/T erzeugt, wobei T das Zeitintervall zwischen den Symbolen ist. Für eine Sprachfrequenzbandübertragung liegt diese Rate oder Folgefrequenz typischerweise bei 1200, 1800 oder 2400 Hertz. Unabhängig von der Frequenz bezeichnet der tiefgestellte Index k bei den verschiedenen Signalfolgen den k-ten Abtastwert bei der gewählten Frequenz. Bei einer Taktfrequenz von 1200 Hertz treten in jeder Sekunde 1200 Zeitpunkte k auf. Es wird angenommen, daß alle zum Zeitpunkt k genommenen Abtastwerte im wesentlichen gleichzeitig auftreten und nur der Phasendifferenz zwischen der Sender- und der Empfängerzeitsteuerung, die durch den Puffer 44 kompensiert ist, ausgesetzt sind.

Bei der Ausgangsfolge e, vom Vorwärtstransversalentzerrer 38 handelt es sich um eine lineare Folge, die dadurch gebildet ist, daß eine Reihe von Abtastwerten r, der vom Gabelschaltungsnetzwerk 35 empfangenen Signalwelle durch ein Transversalfilter mit einstellbaren Abgriffsverstärkungen geleitet wird, um die Folge s, zu erzeugen, aus der eine Zwischensymbolstörung im wesentlichen entfernt worden ist. Das Signal s, wird in Form einer Subtraktion mit dem

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Unterdrückungs- oder Auslöschsignal f\ des Echounterdrückers oder -auslöschers 34 kombiniert, um das analoge Empfangssignal y, zu erzeugen. Das Signal y, wird bezüglich einer oder mehrerer vorgewählter diskreter digitaler Amplituden quantisiert, um eine Bewertung der empfangenen Datenfolge b, zu erhalten. Letztere Folge wird an die Datensenke 39 geliefert, bei welcher es sich um den Kunden- oder Teilnehmerteil der Datenendstelle handelt. Die Differenz zwischen dem analogen Eingangssignal y. des Quantisierers 41 und dessen digitalen Ausgangssignal b,, die im Fehlerrechner 42 gebildet wird, ist die Fehlerfolge e^.

Sowohl die hier beschriebenen Echounterdrücker als auch die hier beschriebenen Vorwärtsentzerrer können generell als lineare Signalverarbeitungseinrichtungen klassifiziert werden.

Während eines jeden Baud-Intervalls wird jeder Abgriffverstärkungskoeffizient des Echounterdrückers und des Entzerrers proportional zum Produkt aus seinem gegenwärtig gespeicherten Abtastwert (a. bzw. r. ) und dem gegenwärtigen Fehlersignal e_fc eingestellt. Diese Verwendung des Fehlereigneis e, zur gemeinschaftlichen Einstellung beider Gruppen von Abgriffekoeffizienten führt zur Minimietrung dee mittleren quadratischen Wertes von e^.

Die Arbeitsweise und Adaptation der Endstelle läßt sich folgendermaßen beschreiben: a^ und r. seien Vektoren,

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deren Komponenten diejenigen Abtatswerte sind, welche im k-ten Baud-Intervall im Unterdrücker bzw. Entzerrer gespeichert sind. Die gegenwärtigen Gruppen von Echounterdrücker- und Entzerrerabgriffskoeffizienten seien durch die Vektoren p, bzw. w, dargestellt (wobei die Unterstreichung einen Vektor bedeutet). Dann ist das Unterdrückerausgangssignal

* (D

Dabei steht der hochgestellte Index T für die Transponierung (transpose) des Vektors. Das Ausgangssignal des Transversalunterdrückers ist

^ßk ⁼ S

und das Ausgangssignal des Kombinators 36 ist

Das Fehlersignal ist

Die Abgriffskoeffizienten sind folgendermaßen einge stellt :

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B₁ e_k a,, (5a)

^ek ^k- ^(5b)

Dabei sind ß^. und ß~ geeignet gewählte Schrittgrößen.

Im Prinzip unterdrückt oder löscht der Empfangsteil der Endstelle in Fig.2 jegliche Echokomponente innerhalb des Bereichs des Unterdrückerspeichers, die ansonsten in der Ausgangsfolge y, vorhanden wäre, vorausgesetzt, die ßymbolfolgefrequenzen am östlichen und am westlichen Ende der Zweidrahtleitung 4o sind identisch, d.h., die Baud- oder Symbol-Intervalle T_£ und Ty sind gleich und in Phase. Um für die praktische Situation vorzusorgen, in welcher die Intervalle T_£ und Ty sich etwas unterscheiden, ist der Puffer 44 zwischen den Verbindungspunkt 32, an dem die abgehende Datenfolge a, mit einer Taktfrequenz verfügbar ist, die durch das Intervall T_y von der Taktquelle 45 bestimmt ist, und den Echounterdrücker 34 geschaltet. Der Puffer arbeitet unter der gemeinsamen Steuerung der Taktquelle und der mit ihm über eine Leitung 46 verbundenen Taktrückgewinnungsschaltung 37» um eine "Schlupf-Funktion auszuüben.

Der Puffer 44 schafft eine elastische firet-in-first-out-Speicherung (bei der das zuerst in den Speicher Übernommene zuerst wieder ausgegeben wird), was örtlich

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erzeugte Informationszeichen von der Datenquelle 31 mit der Frequenz 1/Ty einbringt. Dieselben Informationszeichen gelangen auch in den Echounterdrücker, der den Streuungs- oder Ableitungsweg über die Gabelschaltung hinweg aufweist und dadurch die empfangene Signalfolge r, "verunreinigt". Die Abtastwerte des empfangenen Signals werden dem Vorwärtsentzerrer 38 mit der Frequenz 1/Tjr zugeführt. Die entzerrte Folge s,, aus der Zwischensymbolstörung im wesentlichen entfernt worden ist, verläßt den Entzerrer 38 mit der Frequenz 1/T_E und wird einem Eingang des Kombinators 36 zugeführt. Auf den anderen Eingang des Kombinators 36 wird die Folge f, gegeben, das Echounterdrückungs- oder Echoauslöschsignal. Es ist offensichtlich, daß die Auslöschfolge f, für eine optimale Echoauslöschung im wesentlichen die gleiche Taktfrequenz wie die entzerrte Folge s_k aufweisen sollte. Dies wird erreicht, wenn das Sendersymbolintervall Ty gleich dem Empfängersymbolintervall Tj, ist.

Der Puffer 44 kann ein mehrstufiges Schieberegister aufweisen, dessen Eingangszeiteteuerung mit der Frequenz VTy und dessen Ausgangssteuerung mit der Frequenz 1/Τ_£ gesteuert wird.

Wenn Ty gleich T_£ ist, ist der Puffer 44 für die Datenfolge a. transparent. Wenn Ty für größer als

Tj. befunden wird, wird der Puffer 44 nicht so schnell

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gefüllt, wie er entleert wird. Diese Situation wird geheilt, indem das nächste Auslesen ausgelassen wird, beispielsweise durch das Sperren eines Zeitsteuerungsimpulses der Frequenz 1/T , und in_wdem die Abgriffs-

£
Verstärkungskoeffizienten des Echounterdrückers 3^ um einen Abgriff nach links, d.h., in Richtung zu seinem Eingang,verschoben werden.

Wird T_£ für größer als Ty befunden, wird der Puffer überfüllt. Die Abhilfe besteht dann darin, innerhalb eines Ty-Intervalls zwei Zeichen aus dem Puffer 44 in den Echounterdrücker 3^ auszulesen und gleichzeitig die Abgriffsverstärkungskoeffizienten des Echounterdrückers 34 um einen Abgriff nach rechts, d.h., von seinem Eingang weg, zu verschieben.

Durch eine dieser Schlupfeinsteilungen, und zwar in Abhängigkeit vom algebraischen Vorzeichen der Differenz zwischen T„ und T_£, wird die Synchronisation des Echounterdrückungssignals fj_ mit dem entzerrten empfangenen Signal s, wiederhergestellt auf Kosten des Verluste einer Abgriffsignalkorrelation am einen oder anderen Ende des Echounterdrückerβ JA. Dieser am Ende auftretende Verlust ist jedoch in praktischen Fällen vernachlässigbar, da die Abgriffskoeffizientenwerte deutlich von der Mittelbezugsgröße zu denen an den Enden der Transversalanordnung abfallen. Tatsächlich, wird die Schlupfoperation nahezu transparent, wenn die

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Endwerte Null erreichen.

Fig.3 zeigt ein Blockschaltbild einer einzigen Endstelle einer Datenübertragungsanordnung, die bei Passbandfrequenzen über einen Zweidraht-Ubertragungskanal überträgt, die erfindungsgemäß modifiziert ist, um eine gemeinsame Entzerrung und Echounterdrückung verfügbar zu machen. Es ist angenommen, daß an das Ende einer Zweidrahtleitung 60 eine genau angepaßte Endstelle angeschlossen ist. Die Passbandendstclle der Fig.3 weist im wesentlichen dasselbe Prinzip auf wie die in Fig.2 gezeigte Endstelle. Sie unterscheidet sich in der ausdrücklichen Darstellung von Modulatoren 64 und 66, eines Demodulators 65 und einer Trägerquelle 63. Der Sender 53 umfaßt nun einen (nicht ausdrücklich gezeigten) Modulator, der neben irgendwelchen Impulsgangformungsfiltern unter der Steuerung des Ausgangssignals der Trägerquelle 63 steht.

Die Trägerquelle 63 läßt sich leicht durch einen stabilen kristallgesteuerten Oszillator aufbauen, der ein sinusförmiges Ausgangssignal erzeugt, dem im Sender 53 Datensignale aufmodulliert werden. Für eine Sprachfrequenzübertragung werden für Zweiseitenband- oder Restseitenbandmodulation typischerweise Leitungsträgerfrequenzen im Bereich von 1200 bis 3OOO Hertz verwendet. Da in beiden Endstellen der Übertragungsanordnung im wesentlichen dieselbe Trägerfrequenz verwendet wird, wird das Ausgangs-

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- 3ο -

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signal der Trägerquelle 63 auch dazu verwendet, im Demodulator 65 das empfangene Signal ins Basisband zu demodulieren. Überdies wird dieselbe Trägerfrequenz der Trägerquelle 63 in Aufwärtsmodulatoren 64 und verwendet, um das Basisband-Echounterdrückungssignal f, und das Fehlersignal e, in das Passband oder Frequenzband des empfangenen Signals r. umzusetzen.

Beim Demodulator 65 handelt es sich um einen herkömmlichen kohärenten Detektor, in dem das Impulsmodul^ierte Passbandsignal vom Kombinator 56 mit der sinusförmigen Trägerwelle der Trägerquelle 63 multipliziert wird, um Seitenbänder zu bilden, die um die Frequenz Null gebündelt sind. Eines dieser Seitenbänder ist die Basisbandimpulsserie y, .

Die Aufwärtsmodulatoren 64 und 66 gleichen strukturell dem Demodulator 65. Die Signalwellen liegen jedoch im Basisband und werden auf die Multiplikation mit der sinusförmigen Welle der Trägerquelle 63 hin in einen höheren Frequenzebereich umgesetzt, damit sie um die Frequenz der Trägerwelle gebündelt sind. Das ankommende Empfangssignal liegt natürlich bei diesem gleichen Passbandbereich.

Im Betrieb erzeugt die Datenquelle 51 eine synchrone

Datenfolge a, mit einer von der Taktquelle 56 beFrequenz stimmten VTy/ Diese an einer Verbindungsstelle 52

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erscheinende Datenfolge wird einem Sender 55 ^ur^d einem Puffer 68 zugeführt. Der Sender 55 moduliert eine Trägerwelle von der Trägerquelle 65 mit der Datenfolge a, und formt die resultierende Welle, um sie an die Ubertragungseigenschaften der Zweidraht-Leitung anzupassen, zu welcher die Welle über das Gabelschaltungsnetzwerk 55 Zutritt hat. Die gepufferte Dftenfolge a. wird einem Echounterdrücker 5^ zugeleitet, bei dem es sich vorzugsweise um eine Transversalanordnung mit vielen Abgriffen handelt, bei der zwischen jeden Abgriff und eine Ausgangssummiereinrichtung eine Vorrichtung mit einstellbarer Verstärkung geschaltet ist. Beim summierten Ausgangssignal des Unterdrückers 5^ handelt es sich um eine neue Folge f,, die zum Unterdrücken oder Auslöschen von Echokomponenten, welche das empfangene Signal stören, verwendet wird. Da das zu kompensierende empfangene Signal im· Passbandfrequenzbereich der Zweidraht-Leitung 6o liegt, wird die Basisbandfolge f, unter Steuerung des Trägersignals der Quelle 65 im ersten Aufwärtsmodulator 64 aufwärts moduliert.

Zur gleichen Zeit, zu welcher der Sender 55 ein abgehendes moduliertes Trägersignal auf die Zweidraht- Leitung 6o gibt, kann ein unabhängiges Empfangssignal von einer (nicht gezeigten) entfernten Endstelle im Passbandbereich in der Gabelschaltung 55 eintreffen. Aufgrund eines nicht ganz perfekten Abgüdchs, den man in der Praxis in der Gabelschaltung 55 erreicht, streut

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ein unvoraussagbarer Rest des gesendeten Signals über die Gabelschaltung hinweg und bildet zusammen mit entfernten Reflektionen ein Echo, das sich mit dem relativ schwachen Empfangssignal r, mischt. Das Empfangssignal r. wird auch einer Taktrückgewinnungsschaltung 57 zugeführt, von der man Abtastzeitpunkte bei T_£-Intervallen erhält.

Da die Zeitsteuerung beim Vorhandensein eines störenden lokalen Echosignals vom entfernten Signal abgeleitet werden muß, wird ein Entscheidungs-gerichtetes Taktrückgewinnungsschema verwendet. Ein Beispiel eines solchen Schemas, das man leicht modifizieren kann, um es an Passbandsignale anzupassen, findet man in Timing Recovery in Digital Synchronous Data Receivers von K.H.Mueller und M.Mueller, IEEE Trans.on Communications, Mai 1976, Seiten 516-531.

Das mit der Frequenz 1/Tj, abgetastete empfangene Signal r. wird einem Vorwärtsentzerrer 58 zugeführt. Die entzerrte Folge s_k wird aus der Summe der Produkte aus den Abgriffsverstärkungen des Entzerrers und den ent sprechenden Abgriffsabtastwerten des empfangenen Signals r. im Vorwärtsentzerrer 58 gebildet. Die Abgriffsverstärkungen werden während eines jeden Baud-Intervalls proportional zu den Korrelationsprodukten aus dem Fehlersignal e^ (MOD) und den entsprechenden Abgriffeabtastwerten r. eingestellt.

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Das vom Entzerrer gelieferte empfangene Signal s, wird nun im Kombinator 56 in Form einer Subtraktion mit dem Unterdrückungssignal f_k (MOD) kombiniert, um ein entzerrtes Passbandsignal zu erzeugen, das im wesentlichen frei von Echostörung ist. Letzteres Signal wird im Demodulator 65 unter der Steuerung einer demodulierenden Trägerwelle von der Trägerquelle 63 zum Basisbandsignal y_k demodulieft. Das Basisbandsignal y, wird in einem Quantisierer 61 quantisiert, um ein Ausgangsdatensignal b, abzuleiten, das sowohl einer Datensenke 59 als auch einem I'ehlerrechner 62 zugeführt wird. Der Fehlerrechner erzeugt an seinem Ausgang das Fehlersignal e, als die Differenz zwischen dem analogen Basisbandsignal y. und

dem digitalen Ausgangssignal b, . Wie zuvor erläutert steuert das Fehlersignal e, den Echounterdrücker 54 direkt, und es liefert nach einer Aufwärtsmodulation im Modulator 66 unter Steuerung der Trägerquelle 63 ein Passbandfehlersignal e, (MOD) an den Vorwärtsentzerrer 58. Die wahrscheinlichste Ausführungsform der Passbandstruktur besteht in einer Datenübertragungsanordnung mit Phasenmodulation oder Quadratur-Amplituden-Modulation. Bei einer solchen Ausführungsform verlaufen die Entzerrung, die Echoauslöschung und die Adaptation parallel zu jenen bei der Basisbandausführungsform der Fig.2. Jedoch werden die Datensymbole a, und b,, die

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empfangenen Signale r^, die Abgriffskoeffizienten w, und p_k, die Ausgangssignale s^, f_k und f^ (MOD) und die Fehler e. durch Größen mit komplexen Wert dargestellt, deren reelle und imaginäre Teile parallelen

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Phasen-Synchronen bzw. Neunziggrad-Phasen-verschobenen Werten entsprechen. Die Ausführung der Passbandentzerrung, -Demodultation und -Trägerrückgewinnung in Passbandanordnungen mit Quadraturamplituden- oder Phasenmodulation ist ausführlicher in der US-Ps 3878468 beschrieben.

In ähnlicher Weise, wie sie in Verbindung mit der Basisbandausführungsform der Fig.2 beschrieben worden ist, wird die Datenfolge a, der Datenquelle 51» die bei Intervallen Ty unter Steuerung der Taktquelle 55 abgetastet wird, durch einen Puffer 68 gegenüber dem Echounterdrücker 54 gepuffert. Der Puffer 68 erhält auch ein Zeitsteuerungseingangssxgnal bei Intervallen T^, von einer Taktrückgewinnungsschaltung 57» mit dem Ergebnis, daß der Echounterdrücker 54 seine Eingangsabtastwerte effektiv zu den T_£-Intervallen erhält. Der Mechanismus der Pufferung ist der gleiche wie der zuvor hinsichtlich I'ig.2 erläuterte. Wenn der Puffer 68 zum Überfließen neigt, werden während eines Ty-Intervalls zwei Ausgangsabtastwerte ausgelesen. Wenn der Puffer 68 zu geringe Füllung aufweist, wird ein Ausgangsabtastwert ausgelassen. Damit einhergehende Verschiebungen der Abgriffsverstärkungskoeffizienten des Echounterdrückers 54 werden wie zuvor erläutert durchgeführt, um Störungen im Ausgangssignal f, zu vermeiden.

Alternativ dazu kann das vom Block 54 in Fig.3 erhaltene Echoauslöschsignal f. im Basisbandfrequenzbereich

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mit dem entzerrten empfangenen Signal s nach der Demodulation kombiniert werden. In Fig.3 wurde das Auslöschsignal f, zur direkten Kombination mit dem entzerrten empfangenen Signal s, in den Passbandfrequenzbereich umgesetzt. In Fig.3 sind vier Verbindungspunkte identifiziert, nämlich: Der Verbindungspiankt W zwischen der Trägerquelle 63 und dem Demodulator 65; der Verbindungspunkt X zwischen dem Echounterdrücker 54 und dem Aufwärtsmodulator 64; der Verbindungspunkt Y zwischen dem Demodulator 65 und dem Quantisierer 61; und der Verbindungspunkt Z zwischen dem Vorwärtsentzerrer 58 und dem Kombinator Die zwischen diese Verbindungspunkte W, X, Y und Z geschalteten Elemente, d.h., der Aufwärtsmodulator 64, der Kombinator 56 und der Demodulator 65» können aus dem Empfängerabschnitt der Fig.3 herausgenommen und mit dem gleichen Funktionsergebnis durch die in Fig.4 gezeigten Elemente ersetzt werden.

Fig.4 zeigt einen Demodulator 65', der sich in Reihenschaltung mit einem Kombinator 56' befindet und diesem in Signalflußrichtung vorausgeschaltet ist. Diese Elemente sind mit jenen in Fig.3 identisch. Die Eingänge und Ausgänge dieser Elemente 56' und 65' sind in Verbindungspunkten W, X, Y und Z angeschlossen. Diese Verbindungspunkte sollen mit den entsprechenden Verbindungspunkten in Fig.3 verbunden werden. Venn die angegebene Ersetzung durchgeführt ist,

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wird das entzerrte Signal s, vom Vorwärtsentzerrer 56 im Demodulator 65' unter Steuerung der Trägerquelle am Anschluß W unmittelbar in den Basisbandfrequenzbereich demoduliert. Das resultierende Basisbandempfangssignal wird dann im Kombinator 56* mit einem Basisbandauslöschsignal fV kombiniert, das direkt vom Echounterdrücker 5^ am Anschluß X kommt, um am Anschluß Y das analoge Ausgangssignal y. zu bilden. Dieses analoge Signal y, ist im wesentlichen dasselbe, wie es in der ursprünglichen Schaltung gemäß Fig.3 erhalten worden ist. Bei der Anordnung nach Fig.4 ist das Erfordernis für den Aufwärtsmodulator 64 beseitigt.

Als Zusammenfassung kann man sagen: Eine adaptive Entzerreranordnung für eine gleichzeitige Zweiweg-Datenverbindung über eine Zweidraht-Übertragungsleitung, bei der die volle Kanalbandbreite für jede Übertragungsrichtung verwendet wird, umfaßt einen Echoentzerrer zur Unterdrückung oder Auslöschung von Komponenten des örtlich gesendeten Signals zu den Dedektorabtastzeitpunkten zusätzlich zu einem Vorwärtsentzerrer zur Eliminierung von Zwischensymbolstörkomponenten. Wenn der Echoentzerrerspeicher den Bereich des Echokanals überspannt, d.h., den Weg über die Gabelschaltungsverbindung hinweg, ist eine vollkommene Echoauslöschung möglich. Folglich sind die Vorwärts-Abgriffeverstärkungskoeffizienten und das Empfängerleistungsvermögen potentiell dieselben wie für eine Einweg-Datenverbindung mit linearer Entzerrung. Da die Vor-

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wärtsentzerrung der Echoentzerrung im Empfänger vorausgeht, können die Abgriffsverstärkungskoeffizienten beider Entzerrerstrukturen gemeinschaftlich von einem gemeinsamen Entscheidungs-gerichteten mittleren quadratischen Fehlerminimierungsalgorithmus eingestellt werden, wobei der Fehler die Differenz zwischen dem demodulierten Ausgangssignal des Empfängers und dem quantisierten Datensymbol ist.

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L e e r s e i t e

Claims

BLUMBACH · WESER · BERGEN · KRAMER

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UUD WIESBADEN

Patentconsull RadedcestraBe 43 800O München 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Patentconsult Palentconsult Sonnenberger SUaBe 43 6200 Wiesbaden Telelon (061211162943/561998 Telex 04-186737 Teiegfamme Palentconsult

Western Electric Company Incorporated Falconer, 3-3 Broadway, New York, New York 10007

U.S.A.

Patentansprüche:

Gemeinsame Echo- und Vorwärtsentzerrungsvorrichtung für eine Digitaldatenübertragungsanordnung mit einem Sendeabschnitt (33) und einem Empfangsabschnitt (37-39» 41-42) zur gleichzeitigen Zweiweg-Signalübertragung mit voller Bandbreite über einen gemeinsamen Signalweg (4o),
gekennzeichnet durch

einen im Empfangsabschnitt (37-39, 41, 42) befind- ■ liehen ersten einstellbaren Signalprozessor (38) zur Erzeugung eines Auegangssignals, das bezüglich Zwischensymbolstörungen, die Signalen anhaften, die den gemeinsamen Signalweg zu und von einer entfernten

München: R. Kramer Dipl.-Ing. - W. Weser Dipl.-Phys. Dr. rer. nat. · P. Hirsch Dipl.-Ing. · H. P. Brehm Dipl.-Chem. Or. phil. nat. Wiesbaden: P. G. Blumbach Dipl.-Ing . P. Bergen Dipl.-Ing. Dr. jur. · G. Zwirner Dipl.-Ing. Dipl.-W.-Ing.

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ORIGINAL INSPECTED

Endstelle durchlaufen, kompensiert ist, einen zweiten einstellbaren Signalprozessor (34) zum Kompensieren der in den Empfangsabschnitt gelangten Echos von Signalen, die vom Sendeabschnitt (31» 33» 45) gesendet werden, wobei der zweite Signalprozessor eingangsseitig mit einer Signalquelle (31) im Sendeabschnitt verbunden ist und ausgangsseitig in subtraktiver Weise mit dem Ausgangssignal des ersten Prozessors (38) kombiniert wird,

und eine auf die Fehlerdifferenz zwischen quantisiertem und wirklichem Ausgangssignal des Empfangsabs chnitte ansprechende Einrichtung (42) zur Erzeugung eines gemeinsamen Steuersignals für den ersten und zweiten Prozessor.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,

daß das Ausgangssignal des zweiten einstellbaren Signalprozessors (34)und das Ausgangssignal des ersten Signalprozessors (38) in einer Kombinatoreinrichtung (36) subtraktiv gekoppelt sind, um ein resultierendes Signal zu erzeugen, das im wesentlichen frei ist sowohl von Zwischensymbolstörung als auch von Streukomponenten.

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3. Vorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet_T

daß die Ubertragungsanordnung zwischen den Endstellen im Basisbandfrequenzbereich betrieben wird.

A-. Vorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,

daß die Anordnung zwischen den Anschlüssen in einem Passbandfrequenzbereich betrieben wird, daß das Ausgangssignal des zweiten Signalprozessors in den Passbandfrequenzbereich aufwärts moduliert wird, bevor es vom Ausgangssignal des ersten Signalprozessors subtrahiert wird, und daß das gemeinsame Steuersignal in den Passbandfrequenzbereich aufwärts moduliert wird, bevor es dem ersten Signalprozessor zugeführt wird.

5. Vorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,

daß die Anordnung zwischen den Endstellen in einem Passbandfrequenzbereich betrieben wird und daß das Auegangssignal des ersten Signalprozessors in einen Basisbandfrequenzbereich demoduliert wird, bevor es mit dem Ausgangssignal des ersten Signalprozessors kombiniert wird, und daß das gemeinsame Steuersignal in den Passbandfrequenzbereich aufwärts moduliert wird-v bevor ee dem ersten Signalprozessor

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zugeführt wird.

6. Vorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,

daß zwischen die Datenquelle im Sendeabschnitt und den zweiten Signalprozessor ein elastischer Puffer (44, 68) geschaltet ist, der die Differenz in den gleichgehenden Taktfrequenzen für das gesendete Signal einerseits und das empfangene Signal andererseits kompensiert.

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