DE2727242C3

DE2727242C3 - Schaltungsanordnung für simultane Zweiwgdatenübertragung über Zweidrahtverbindungen

Info

Publication number: DE2727242C3
Application number: DE2727242A
Authority: DE
Inventors: Wilfred Andre Maria Snijders
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1976-06-28
Filing date: 1977-06-16
Publication date: 1981-09-03
Also published as: GB1540036A; CA1093698A; US4117277A; FR2357119B1; NL170688B; AU2638277A; SE7707284L; NL170688C; DE2727242A1; JPS5733738B2; JPS533003A; NL7607037A; FR2357119A1; DE2727242B2; IT1080952B; AU510666B2; SE420790B

Description

(2) Beschreibung des Standes eier Technik

Aus dem Bezugsmaterial (D.l) ist eine Anordnung für simultane Zweiwegübertragung von Datensignalen mit einer gegebenen Symbolfrequenz über Zweidrahtverbindungen im öffentlichen Fernsprechnetz bekannt. Diese Anordnung ist mit einem Einwegsendekanal, einem Einwegempfangskanal, einem Koppelkreis um die genannten Kanäle und die Zweidrahtverbindung aneinander anzuschließen, und mit einem Echokompensator versehen, der ein adaptives Filter mit einstellbaren Filterkoeffizienten enthält, um aus Signalen im Sendekanal ein angenähertes Echosignal zu erzeugen, das differenziell mit Signalen im Empfangskanal zur Bildung eines Restsignals kombiniert wird, wobei die genannten Filterkoeffizienten unter Ansteuerung durch das Restsignal und die Signale im Sendekanal zur Minimalisierung einer vorgeschriebenen Funktion des Restsignals eingestellt werden.

Diese bekannte Anordnung benutzt nicht den eigenen Charakter der Datensignale, und der darin verwendete

Echokompensator ist von den Modulationstechniken, die für die eigentliche Datenübertragung über die Zweidrahtverbindung angewandt werden, völlig unabhängig. Bezüglich der Ausbildung in analoger oder digitaler Technik und der Wirkungsweise, weicht dieser Echokompensator auch nicht von den bekannten Echokompensatoren ab, die für Sprnrhübertragung im Fernsprechnetz verwendet werden und beispielsweise im Bezugsmaterial (D.2) und (D3) beschrieben worden sind

Die obere Grenze zur Übertragung über pupinisierte Fernsprechkabel (etwa 3500 Hz) könnte zu dem Gedanken führen, daß in dem Falle binärer Datensignale (Zweipegel-Datensymbole) Basisbandübertragung für Datengeschwindigkeiten ansteigend bis etwa 6400 bit/s angewandt werden könnte. Der binäre Charakter dieser Datensignale kann dann zur Verwirklichung eines interessanten digitalen Echokompensator benutzt werden, in dem die notwendigen Multiplizierer sehr einfach ausgebildet sind. Die betrachteten Zweidrahtverbindungen sowie die gewöhnlich darin verwendeten hybriden Koppelkreise enthalten jedoch eine Anzahl Transformatoren, so daß bei Basisbandübertragung die niedrigen Frequenzen im Spektrum der binären Datensignale unterdrückt werden. Zwar können diese fehlenden niederfrequenten Komponenten als solche durch eine sogenannte quantisierte Rückkopplung auf der Empfangsseite zurückgewonnen werden, aber in der Praxis bietet diese Technik keine brauchbare Abhilfe, weil die Frequenzkennlinie der niederfrequenten Unterdrückung nicht genau bekannt ist wegen der verschiedenen Anzahlen und Typen von Transformatoren in der Übertragungsstrecke, wodurch die Wahrscheinlichkeit kumulativer Fehler auf unzulässige Weise vergrößert wird.

Im Falle binärer Datensignale ist es bereits aus der Zeitschrift »Proc. IEEE«, Vol. 57, Juli 1969, S. 1314-1316, bekannt, die durch die Transformatoren verursachten Probleme durch Anwendung einer der Modulationsmethoden, die als »biphase modulation« und »delay modulation« bekannt sind, zu vermeiden. Die Anwendung der beiden Modulationsmethoden führt zu einem binären (Zweipegel) Bandpaßsignal mit wenig Energie bei den niedrigen Frequenzen und mit vielen Übergängen zwischen den beiden Pegeln. Dadurch ist es möglich, den obenstehend genannten einfachen digitalen Echokompensator zu verwenden. Transformatoren in der Übertragungsstrecke zuzulassen und die Symbolfrequenz zur Regeneration auf schnelle und einfache Weise zurückzugewinnen. Der große Nachteil der beiden Modulationsmethoden ist die verhältnismäßig große Bandbreite, die das Bandpaßsignal zur Übertragung binärer Datensignale mit einer gegebenen Datengeschwindigkeit benötigt, oder mit anderen Worten die niedrige relative Datengeschwindigkeit (Datengeschwindigkeit pro Hz Bandbreite) des Bandpaßsignals. Dadurch ist es nicht möglich, mit Hilfe dieser Modulationsmethoden binäre Datensignale mit einer Datengeschwindigkeit von 6400 bit/s über die Zweidrahtverbindungen im öffentlichen Fernsprechnetz zu übertragen, ohne die Pupinspulen in den pupinisierten Kabelstrecken zu entfernen.

(B) Beschreibung der Erfindung

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung der genannten Art für simultane Zweiwegübertragung von Datensignalen über eine Zweidrahtverbindung mit einer gegebenen Bandbreite zu schaffen, die es ermöglicht. Transformatoren in der Übertragungsstrekke zuzulassen und dennoch eine sehr hohe relative Datengeschwindigkeit zu erzielen, und die die Eigenschaften der Datensignale zur Verwirklichung einer einfachen Ausführung des Echokompensator benutzt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die um kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs angegebenen Merkmale gelöst
Die in der erfindungsgemäßen Anordnung vorge-

Hi nommene Kodewandlung der p-Pegeldatensymbole und die entsprechende inverse Kodewandlung der (2p— 1)-Pegeldatensymboie sind für den Fall ρ = 2 und N = 2 an sich bekannt, vgl. The Bell Syst Techn. Journal 45 (1966), S. 755-758, und Nachrichtentechn. Z. 29 (1976), S. 449-452. Diese Kodewandlungen werden wegen ihrer günstigen Eigenschaften hinsichtlich Frequenzcharakteristik und Bandausnutzung in steigendem Maße in Datenübertragungssystemen angewendet Weiter ist in der älteren, nicht vorveröffentlichten DE-AS 26 53 965 ein Echokompensator für eine Datenübertragungsanlage über Zweidrahtverbindungen beschrieben, bei dem ein ein adaptives Filter enhaltender Prozessor mit seinem Signaleingang unmittelbar an den Ausgang der Datenquelle angeschlossen ist Die erfindungsgemäße Anschlußweise des adaptiven Filters bei Verwendung einer Kodewandlung, die aus einem nichtlinearen Teil und einem linearen Teil besteht, kann jedoch aus dieser DE-AS 26 53 965 nicht abgeleitet werden.

(C) Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Die Erfindung und ihre Vorteile werden an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 eine blockschematische Darstellung einer Anordnung nach dem obenstehend genannten Stand der Technik für simultane Zweiwegdatenübertragung über Zweidrahtverbindungen,

F i g. 2 eine blockschematische Darstellung einer erfindungsgemäßen Anordnung zur simultanen Zweiwegübertragung über Zweidrahtverbindungen,

Fig. 3 einige Frequenzdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung nach F i g. 2,

Fig.4 eine blockschematische Darstellung einer Abwandlung der Anordnung nach F i g. 2,
F i g. 5 ein Ausführungsbeispiel eines digitalen Echokompensators, der in der Anordnung nach Fig. 2 anwendbar ist.

(1) Allgemeine Beschreibung

In Fig. 1 ist das Blockschaltbild einer bekannten Anordnung zur simultanen Zweiwegübertragung von Datensignalen über eine Zweidrahtverbindung 1 im öffentlichen Fernsprechnetz dargestellt, die Transformatoren sowie Pupinspulen enthält.

Diese Anordnung ist mit einem Einwegsendekanal 2, einem Einwegempfangskanal 3 und einem hybriden Koppelkreis 4 mit einem Kompromiß-Nachbildungsnetzwerk 5 zum gegenseitigen Anschließen dieser Kanäle 2, 3 und der Zweidrahtverbindung 1 versehen.

bo Die einer Endstelle 6 entnommenen Datensignale werden einem Eingang 7 des Sendekanals 2 zugeführt. Der Sendekanal 2 enthält einen Datensender 8, in de:m mit Hilfe bekannter Modulationsmethoden wie Phasenmodulation oder Restseitenbandamplitudenmodulation

f>5 ein Bandpaßsignal erzeugt wird, das sich zur Übertragung über die Zweidrahtverbindung 1 eignet Diesaes Bandpaßsignal erscheint an einem Tor 9 des Koppelkreises 4 und wird über die Zweidrahtverbindung 1 ;tu

einer in einem Abstand liegenden Endstelle übertragen, die in Fig. 1 nicht dargestellt ist, die aber auf dieselbe Weise wie die Endstelle 6 an die Zweidrahtverbindung 1 angeschlossen ist. Am Tor 9 erscheint ebenfalls ein Bandpaßsignal, das zu den einer in einem Abstand liegenden Endstelle entnommenen Datensignalen gehört und dem Empfangskanal 3 zugeführt wird. Der Empfangskanal 3 enthält einen Datenempfänger 10, in dem diese Datensignale mit Hilfe von Demodulationsmethoden, die den im Datensender 8 angewandten Modulationsmethoden entsprechen, zurückgewonnen werden. Die zurückgewonnenen Datensignale erscheinen an einem Ausgang 11 des Empfangskanals 3 und werden zur Endstelle 6 weitergeleitet.

Da in der Praxis die Impedanz der Zweidrahtverbindung 1 beim Tor 9 nicht genau bekannt ist, bildet das Nachbildungsnetzwerk 5 keinen einwandfreien Abschluß des hybriden Koppelkreises 4. Dies führt zu einem direkten Lecken vom Sendekanal 2 zum Empfangskanal 3 über den Koppelkreis 4. Weiter führen Impedanzdiskontinuitäten in der Zweidrahtverbindung 1 zu Signalreflexionen. Die beiden Effekte führen dazu, daß Echos des vom Datensender 8 erzeugten Bandpaßsignals im Empfangskanal 3 erscheinen.

Damit der störende Einfluß dieser Echos möglichst verringert wird, ist die Anordnung nach F i g. 1 mit einem Echokompensator 12 versehen, der ein adaptives Filter 13 mit einstellbaren Filterkoeffizienten enthält, um aus dem Bandpaßsignal im Sendekanal 2 ein angenähertes Echosignal zu erzeugen. Dieses angenäherte Echosignal wird ir. einem Kombinierkreis 14 von den Signalen im Empfangskanal 3 subtrahiert (das Bandpaßsignal, das zu den Datensignalen der in einem Abstand liegenden Endstelle gehört, Rausch- oder sonstige Störungen und die Echos des Bandpaßsignals im Sendekanal 2). Am Ausgang des Kombinierkreises 14 erscheint dann ein Restsignal, das im wesentlichen von Echos befreit ist und dem Datenempfänger 10 zugeführt wird.

Die Filterkoeffizienten des adaptiven Filters 13 werden unter Ansteuerung durch das Restsignal und das Bandpaßsignal im Sendekanal 2 zur Minimalisierung einer vorgeschriebenen Funktion dieses Restsignals eingestellt. Meistens ist diese vorgeschriebene Funktion der mittlere quadratische Wert entweder des Restsignals selbst oder einer ungeradzahligen nicht abnehmenden Funktion des Restsignals. Die optimale Einstellung der Filterkoeffizienten wird auf interative Weise mit Hilfe eines Gradientenalgorithmus erreicht.

Die Prinzipien, auf denen der Echokompensator 12 beruht, sind dieselben wie diejenigen, auf denen der üblichste Typ eines adaptiven Entzerrers beruht, wobei ein Kriterium zum Minimalisieren des minieren quadratischen Fehlers zum Erreichen der optimalen Einstellung angewandt wird. Folglich können zur Verwirklichung des Echokompensator 12 die bekannten Strukturen für diesen Entzerrertyp, die beispielsweise im Bezugsmaterial (D.4) und (D.5) beschrieben worden sind, benutzt werden. In den meisten Fällen wird das adaptive Filter 13 ein nicht rekursives Filter sein, vorzugsweise ein Transversalfilter, wie im Bezugsmaterial (D.4) aber im Falle sehr großer Echolaufzeiten kann auch ein rekursives Filter verwendet werden, wie im Bezugsmaterial (D.5).

In der bekannten Anordnung nach F i g. 1 ist der Echokompensator 12 von den Modulationsmethoden, die im Datensender 8 zur Übertragung über die Zweidrahtverbindung 1 angewandt werden, völlig unabhängig. Was die Ausbildung (analog oder digital) und die Wirkungsweise anbelangt, weicht dieser Echokompensator denn auch von den Echokompensatoren, die für Sprachübertragung im Fernsprechnetz ^ri verwendet werden und im Bezugsmaterial (D.2) und (D.3) beschrieben worden sind, nicht ab.

(2) Beschreibung der F i g. 2

In F i g. 2 ist das Blockschaltbild einer ersten

κι Ausführungsform der Anordnung nach der Erfindung zur Übertragung binärer (Zweipegel-)Datensignale dargestellt. Elemente aus Fig. 2, die denen aus Fig. 1 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.

ι) Der Endstelle 6 in F i g. 2 werden binäre Datensignale mit einer Symbolfrequenz MT entnommen, die im Sendekanal 2 unmittelbar einem Kodewandler 15 zugeführt werden. In diesem Kodewandler 15 werden binäre Datensymbole in modifizierte binäre Datensym-

2« bole umgewandelt, indem die binären Datensymbole und die modifizierten binären Datensymbole, die mit Hilfe eines Verzögerungskreises 16 um eine Zeit NT verzögert worden sind, wobei A/eine ganze Zahl ist, mit Hilfe eines Modulo-2-Addierers 17 modulo-2 addiert

_'^ri werden. Weiter werden in diesem Kodewandler 15 die modifizierten binären Datensymbole in ternäre Datensymbole umgewandelt, indem modifizierte binäre Datensymbole, die mit Hilfe des Verzögerungskreises

16 um eine Zeit NT verzögert worden sind, von den in modifizierten binären Datensymbolen mit Hilfe eines Kombinierkreises 18 linear subtrahiert werden. Die ternären Datensignale am Ausgang des Kodewandlers 15 werden dem Koppelkreis 4 über ein Tiefpaßfilter 19 zugeführt.

π Die über den Koppelkreis 4 eintreffenden Signale werden im Empfangskanal 3 einem inversen Kodewandler 20 zugeführt (invers was die Konversion im Kodewandler 15 anbelangt). In diesem inversen Kodewandler 20 werden ternäre Datensymbole in binäre Datensymbole umgewandelt, deren Pegel den Pegeln modulo-2- in den ternären Datensymbolen entsprechen. In diesem Fall kann der inverse Kodewandler 20 als Zweiweggleichrichter ausgebildet werden. Die binären Datensignale am Ausgang des

J) inversen Kodewandlers 20 werden einem Regenerator 21 zugeführt und die regenerierten binären Datensignale werden zur Endstelle 6 weitergeleitet.

Weiter ist die Anordnung nach Fig. 2 mit einem Extraktionskreis 22 versehen, der mit einem Empfangs-

■><> kanal 3 verbunden ist um ein Taktsignal mit der Symbolfrequenz MT aus den Signalep in diesem Empfangskanal zurückzugewinnen. Das zurückgewonnene Taktsignal wird u. a. zur Steuerung des Regenerators 21 verwendet.

si Der Echokompensator 12 aus Fig. 2 enthält ein digitales adaptives Filter 13, dessen Filterkoeffizienten unter Ansteuerung durch die modifizierten binären Datensymbole vom Ausgang des Modulo-2-Addierers

17 im Kodewandler 15 und Signalabtastwerte des mi Restsignals vom Ausgang des Kombinierkreises 14 mit einer Abtastfrequenz entsprechend der Symbolfrequenz 1 / Feingestellt werden. Diese Signalabtastwerte werden mit Hilfe eines Analog-Digital-Wandlers 23 erhalten, der durch das Taktsignal mit der Symbolfrequenz MT. hi das im Extraktionskreis 22 zurückgewonnen worden ist gesteuert wird. Das digitale Ausgangssignal des Filters 13 wird mit Hilfe eines Digital-Analog-Wandlers 24, der ebenfalls durch dieses zurückgewonnene Taktsignal

gesteuert wird, in das angenäherte Echosignal umgewandelt.

(3) Wirkungsweise der Anordnung nach F i g. 2

Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung nach F i g. 2, wird nun beispielsweise vorausgesetzt, daß der Endstelle 6 binäre Datensignale mit einer Datengeschwindigkeit von 6400 bit/s entnommen werden, so daß die Symbolfrequenz 1/7" gleich 6,4 kHz ist. Weiter wird die Verzögerungszeit NT des Verzögerungskreises 16 im Kodewandler 15 gleich 27"gewählt.

Wenn die Datensymbole, die zu den Zeitpunkten / = fo + £7"auftreten, wobei ro ein Bezugszeitpunkt und Ar eine ganze Zahl ist, durch ein Suffix k bei den betreffenden Symbolen bezeichnet werden, können die Signalverarbeitungen im Kodewandler 15 zum Umwandeln der binären Datensymbole ja*) in modifizierte binäre Datensymbole {bk\ und zum Umwandeln der modifizierten binären Datensymbole \bk\ in ternäre Datensymbole |c*| durch die nachfolgenden Formeln angegeben werden:

b_k = (a_k+ Z>*_₂) modulo 2 (1)

c_k = (b_k -b„-2) (2)

Diese Formeln können zu der nachfolgenden Formel kombiniert werden:

+ b_k-2) moau\o 2-b_k-2

(3)

die die Umwandlung der binären Datensymbole \a_k\ in ternäre Datensymbole (c*| darstellt. In diesen Formeln ist Sk = 0 oder 1, bk = 0 oder 1 und c* = — 1 oder 0 oder 1.

Die lineare Signalverarbeitung nach der Formel (2) führt zugleich zu einer Spektrumtransformation mit einer Amplitude-Frequenzkennlinie

A(f) = I 1 -exp(-j4.T/T;| = 2 | s\n{2nfT)\ (4)

wie diese im Frequenzdiagramm a_aus F i g. 3 dargestellt ist. Die Signalverarbeitung nach der Formel (1) ist eine nicht lineare binäre Transformation, die es ermöglicht, im inversen Kodewandler 20 die ursprünglichen binären Datensymbole {a_k} durch eine sehr einfache Signalverarbeitung aus den ternären Datensymbolen {Ck\ zurückzugewinnen, die auf Grund der Formel (3) durch die nachstehende Formel dargestellt werden kann:

= (ck) modulo 2

(5)

und die in diesem Fall eine Zweiweggleichrichtung bedeutet.

Die ternären Datensignale am Ausgang des Kodewandlers 15 werden dadurch in ihrer Bandbreite beschränkt, daß die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 19 gleich 1/(277gewähii ^w'rd. Dadurch hai das AüSgangssignal des Sendekanals 2 ein Spektrum, wie dies im Frequenzdiagramm Jj nach F i g. 3 dargestellt ist. Dieses Spektrum weist einen Nullpunkt bei der Frequenz / = 0 auf und wenig Energie bei den gerade darüber liegenden niedrigen Frequenzen, so daß Transformatoren in der Zweidrahtverbindung 1 und im hybriden Koppelkreis 4 zugelassen werden können. Weiter weist dieses Spektrum einen Nullpunkt bei der Frequenz f = 1/(27} auf und wenig Energie bei den gerade darunter liegenden hohen Frequenzen, so daß auch bei der betrachteten Symbolfrequenz 1/7"= 6,4 Hz die Pupinspulen in der Zweidrahtverbindung 1 beibehalten werden können. Die Rückgewinnung des Taktsignals mit der Symbolfrequenz 1 /Taus den Signalen mit einem derartigen Spektrum kann auf bekannte Weise erfolgen.

So kann der Extraktionskreis 22 in diesem Fall unter Anwendung der im Bezugsmaterial (D.6) beschriebenen Techniken ausgebildet werden. Die in der Anordnung nach Fig.2 angewandte Übertragungsmethode führt folglich zu einer hohen relativen Datengeschwindigkeit, wobei 6400 bit/s Datensignale in einer Bandbreite von 3200 Hz übertragen werden.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise des Echokompensator 12 aus F i g. 2 wird vorausgesetzt, daß das digitale adaptive Filter 13 ein Transversalfilter ist, in dem das Ausgangssignal durch Summierung einer Reihe verzögerter Darstellungen des Eingangssignals, die durch einen Satz Gewichtsfaktoren gewogen worden sind, erzeugt wird, wobei die aufeinanderfolgenden verzögerten Darstellungen jeweils um eine Zeit T auseinander liegen und die Gewichtsfaktoren die Filterkoeffizienten bilden. Die allgemeine mathematische Beschreibung und die sich daraus ergebenden praktischen Ausführungen eines derartigen Echokompensator 12 sind an sich aus dem Bezugsmaterial (D.3) bekannt. Es dürfte an dieser Stelle ausreichen, auf die ebenfalls bekannte Tatsache hinzuweisen, daß die Steuersignale zur Einstellung der Filterkoeffizienten des Transversalfilters in der Praxis dadurch erhalten werden, daß das Restsignal am Ausgang des Kombinierkreises 14 (oder eine ungerade nicht abnehmende Funktion dieses Restsignals) mit jeder der verzögerten Darstellungen des Eingangssignals korreliert wird. Dies bedeutet, daß zum Berechnen jedes Ausgangssignalabtastwertes eine Vielzahl arithmetischer Bearbeitungen (Multiplikationen und Addierungen) pro Zeiteinheit T im digitalen adaptiven Filter 13 durchgeführt werden müssen.

Durch die Tatsache, daß das Eingangssignal des Filters 13 in F i g. 2 gebildet wird durch die modifizierten binären Datensymbole, die mit einer Symbolfrequenz MT am Ausgang des Modulo-2-Addierers 17 im Kodewandler 15 auftreten, können die erforderlichen Multiplizierer in diesem Filter 13 besonders einfach ausgebildet werden. Außerdem ist in diesem Fall kein Analog-Digital-Wandler notwendig, um Eingangssignalabtastwerte in digitaler Form zu erhalten. Weiter weist das Restsignal am Ausgang des Kombinierkreises 14 ein Spektrum auf, das im wesentlichen dem Spektrum entspricht, wie dieses im Frequenzdiagramm b_ nach F i g. 3 dargestellt ist. Folglich kann auf Grund des bekannten Abtasttheorems dieses Restsignal mit Hilfe eines Analog-Digital-Wandlers 23 eindeutig in ein digitales Signal mit einer Abtastfrequenz entsprechend der Symbolfrequenz 1/Γ umgewandelt werden. Auch das angenäherte Echosignal am Eingang des Kombinierkreises 14 braucht keine Spektrumkomponenten über der Frequenz f = 1 /{2 T)aufzuweisen, so daß dieses Signal auf eindeutige Weise durch ein digitales Ausgangssignal des Filters 13 mit einer Abtastfrequenz entsprechend der Symbolfrequenz 1/7" dargestellt werden kann. Da die Anzahl arithmetischer Bearbeitungen pro Zeiteinheit 7" und damit die innere Verarbeitungsgeschwindigkeit dieses digitalen Filters 13 unmittelbar mit der Abtastfrequenz der Signalabtastwerte zusammenhängt, ist es zur praktischen Verwirklichung dieses Filters 13 ein wesentlicher Vorteil, daß diese Abtastfrequenz nicht höher zu sein braucht als die Symbolfrequenz MT. Auf diese Weise wird in der Anordnung nach Fig.2 der eigene Charakter der binären Datensignale auf sehr zweckmäßige Weise dazu benutzt eine interessante, einfache Ausführungsform des Echokompensator 12 zu verwirklichen.

Nun könnte der Gedanke aufkommen, daß im Echokompensator 12 nach F i g. 2 die Einfachheit der Ausführungsform auf Kosten einer guten Wirkung erreicht wird. Denn die Wirkung eines Echokompensators beruht auf der Tatsache, daß Echos als das Ausgangssignal eines Echoweges mit einer gewissen Impulsantwort betrachtet werden dürfen, die durch die Impulsantwort des adaptiven Filters in dem dem Echoweg parallelgeschalteten Echokompensator möglichst gut angenähert wird. Wenn der Echoweg zwischen dem Ausgang des Sendekanals 2 und dem Eingang des Empfangskanals 3 eine Impulsantwort h(t) aufweist und das adaptive Filter 13 eine Impulsantwort g(t), muß der Echokompensator 12 in der Anordnung nach F i g. 1 dafür sorgen, daß die nachfolgende Gleichung möglichst gut erfüllt wird:

g(t) = h(t)

(6)

aber der Echokompensator 12 in der Anordnung nach Fig.2 muß dafür sorgen, daß die nachfolgende Gleichung möglichst gut erfüllt wird:

g(t) = a(t)'f(t)*h(t)

(7)

wobei a(t) die Impulsantwort ist, die zu der linearen Signalverarbeitung nach der Formel (2) im Kodewandler 15 gehört, f(t)die Impulsantwort des Tiefpaßfilters 19 ist und * die Faltungsbearbeitung bezeichnet. Sogar wenn erwähnt wird, daß die Impulsantwort f(t) des Tiefpaßfilters 19 fast keinen Einfluß auf die Einstellung des adaptiven Filters 13 im Echokompensator 12 nach Fig.2 hat, weil das Restsignal im Analog-Digital-Wandler 23 mit der Symbolfrequenz MT abgetastet wird, ändert dies nichts an der Tatsache, daß das adaptive Filter 13 in F i g. 2 auch die lineare Signalverarbeitung nach der Formel (2) nachahmen muß.

Obenstehendes könnte zu der Folgerung führen, daß durch einen Anschluß des Einganges des Echokompensator 12 in Fig.2 an den Ausgang entweder des Tiefpaßfilters 19 oder des Kodewandlers 15 die Ausführung des Echokompensators 12 zwar verwickelter wird (im ersteren Fall ist ein zusätzlicher Analog-Digital-Wandler notwendig, um Eingangssignalabtastwerte in der erforderlichen digitalen Form zu erhalten und der Vorteil der sehr einfachen Multiplizierer geht völlig verloren, im zweiten Fall ist ein Kodierkreis notwendig, um die ternären Datensymbole in 2-Bit-Eingangssignalabtastwerte umzuwandeln und geht der Vorteil der sehr einfachen Multiplizierer ebenfalls, wenn auch nur teilweise, verloren, jedoch könnte dann die Wirkung des Echikompensators 12, insbesondere hinsichtlich der Geschwindigkeit, mit der die optimale Einstellung der Filterkoeffizienten angenähert wird (die sogenannte Konvergenzgeschwindigkeit), besser sein als bei der in F i g. 2 dargestellten Art und Weise des Anschlusses des Echokompensators 12,

Überraschenderweise hat es sich jedoch aus eingehenden Versuchen herausgestellt, daß die obenstehende Folgerung unrichtig ist und daß die in Fig.2 dargestellte Anschlußart des Echokompensators 12 nicht nur zu einem Echokompensator mit der einfachsten Ausführung führt, sondern auch zu einem Echokompensator mit der größten Konvergenzgeschwindigkeit Aus theoretischen und praktischen Untersuchungen nach möglichen Ursachen dieses Überraschenden Resultates hat es sich herausgestellt, daß die Erläuterung in der Tatsache gesucht werden muß, daß beim Anschluß des Echokompensators 12 an den Ausgang entweder des Tiefpaßfilters 19 oder des Kodewandlers 15 die aufeinanderfolgenden Eingangssignalabtastwerte nicht untereinander unabhängig sind, sondern eine durch die lineare Signalverarbeitung nach der Formel (2) bestimmte Korrelation aufweisen, wodurch die im adaptiven Filter 13 durchzuführenden Korrelationsbearbeitungen zur Einstellung der Filterkoeffizienten sehr ungünstig beeinflußt werden. Dies hat zur Folge, daß der Iterationsfaktor im Gradientenalgorithmus zur Einstellung der Filterkoeffizienten, welcher

in Iterationsfaktor in hohem Maße für die Konvergenzgeschwindigkeit bestimmend ist, beim Anschluß des Echokompensators 12 an den Ausgang entweder des Tiefpaßfilters 19 oder des Kodewandlers 15 etwa zweimal kleiner gewählt werden muß als der Iterations-

|5 faktor bei der in Fig.2 dargestellten Anschlußart des Echokompensators 12, wenn die übrigen Verhältnisse dieselben sind.

Vollständigkeitshalber sei auf die Tatsache hingewiesen, daß es wenig sinnvoll ist, in Fig. 2 den Echokompensator 12 an den Eingang des Kodewandlers 15 anzuschließen, da das adaptive Filter 13 ein lineares Signalverarbeitungsnetzwerk ist, das die nichtlineare Signalverarbeitung nach der Formel (1) nicht nachahmen kann ohne zusätzliche Maßnahmen zu treffen, die zum tatsächlichen Durchführen dieser nichtlinearen Signalbearbeitung führen würden.

(4) Beschreibung von F i g. 4

In Fig.4 ist das Blockschaltbild einer zweiten

3« Ausführungsform der erfindungsgemäßen Anordnung dargestellt, welche zweite Ausführungsform eine Abwandlung der in F i g. 2 dargestellten Ausführungsform ist. Elemente in F i g. 4, die denen in F i g. 2 entsprechen, sind in F i g. 4 mit denselben Bezugszeichen angegeben wie in F i g. 2.

Was den Sendekanal 2 anbelangt, weicht F i g. 4 darin von F i g. 2 ab, daß das Tiefpaßfilter als Digitalfilter 25 ausgebildet ist, an das ein Digital-Analog-Wandler 26 angeschlossen ist, um das Ausgangssignal des Sendeka-

■*') nals 2 in analoge Form zu bekommen. Obschon in F i g. 4 die Elemente des Kodewandlers 15 und des Filters 25 als einzelne Elemente dargestellt sind, um die jeweiligen Funktionen auf einfache Weise unterscheiden zu können, können diese Funktionen auf dem Fachmann bekannte Weise kombiniert und in nur einem digitalen Signalverarbeitungskreis durchgeführt werden, der in Fig.4 auf symbolische Weise durch einen Block mit dem Bezugszeichen 27 bezeichnet ist, in dem die Signalverarbeitungen nach den Formeln (1) und (2) sowie Signalverarbeitungen, die zum Berechnen der Ausgangssignalabtastwerte des Filters 25 notwendig sind, durchführen werden. Beispielsweise wird in F i g. 4 voräusgeseizi, daß der Signalverarbeitunskreis 27 and der Digital-Analog-Wandler 26 durch ein Taktsignal mit der Symbolfrequenz MT gesteuert werden, welches Signal durch die Endstelle 6 einem Eingang 28 der Anordnung zugeführt wird.

Was den Empfangskanal 3 anbelangt, weicht F i g. 4 darin von F i g. 2 ab, daß die über den Koppelkreis 4 eintreffenden Signale unmittelbar einem Analog-Digital-Wandler 29 zugeführt werden, der durch das Taktsignal mit der Symbolfrequenz MT, das im Extraktionskreis 22 zurückgewonnen worden ist, gesteuert wird. Dadurch kann die weitere Signalverarbeitung im Empfangskanal 2 und im Echokompensator 12 auf völlig digitale Weise erfolgen. Ebenfalls beispielsweise wird in F i g. 4 vorausgesetzt, daß diese weitere Signalverarbeitung unter Ansteuerung des

Taktsignals, das die Endstelle 6 dem Eingang 28 zuführt, erfolgt.

Wegen der in der Praxis unvermeidlichen Phasenunterschiede zwischen dem im Extraktionskreis 22 zurückgewonnenen Taktsignal und dem von der Endstelle 6 herrührenden Taktsignal ist der Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 29 in F i g. 4 an einen Puffer-Speicher 30 angeschlossen, in dem das digitale Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers 29 zu Zeitpunkten gespeichert wird, die durch das im Extraktionskreis 22 zurückgewonnene Taktsignal bestimmt werden, und zu Zeitpunkten ausgelesen wird, die durch das von der Endstelle 6 herrührende Taktsignal am Eingang 29 bestimmt werden.

Das digitale Ausgangssignal des Puffer-Speichers 30 wird in Fig.4 einem völlig digitalen Echokompensator 12 mit einem digitalen Kombinierkreis Ϊ4 zur Bildung eines digitalen Restsignals zugeführt. Dadurch können im Echokompensator 12 nach Fig.4 der im Echokompensator 12 nach Fig.2 erforderliche Analog-Digital-Wandler 23 und Digital-Analog-Wandler 24 fortfallen. Weiter ist in Fig.4 der inverse Kodewandler 20 als Kreis zum Unterdrücken des Vorzeichens des digitalen Restsignals ausgebildet und ist der Regenerator 21 als Entscheidungskreis ausgebildet, der auf Grund der Größe des digitalen Restsignals entscheidet, welcher der beiden Pegel der binären Datensignale zur Endstelle 6 weitergeleitet werden muß.

Was die prinzipielle Wirkung anbelangt, weicht die Anordnung nach F i g. 4 nicht von der nach F i g. 2 ab, aber die Ausbildung der Anordnung nach F i g. 4 bietet den Vorteil, daß Unzulänglichkeiten, wie Ungenauigkeit und Unstabilität, die bei der Verwendung analoger Kreise schwer vermeidbar sind, durch Verwendung entsprechender digitaler Kreise vermieden werden.

Vollständigkeitshalber sei auf die Möglichkeit hingewiesen, die völlige Signalverarbeitung im Sendekanal 2, im Empfangskanal 3 und im Echokompensator 12 unter Ansteuerung des zurückgewonnenen Taktsignals des Extraktionskreises 22 erfolgen zu lassen. Dies kann beispielsweise dadurch bewirkt werden, daß die Endstelle 6 an den Ausgang des Extraktionskreises 22 angeschlossen wird, so daß das Taktsignal am Eingang 28 dem zurückgewonnenen Taktsignal völlig entspricht. In diesem Fall ist der Puffer-Speicher 30 überflüssig und kann folglich fortfallen. Weiter ist es möglich, die Signalverarbeitung im Empfangskanal 3 und im Echokompensator 12 unter Ansteuerung des im Extraktionskreis 22 zurückgewonnenen Taktsignals erfolgen zu lassen, und die Signalverarbeitung im Sendekanal 2 unter Ansteuerung des von der Endstelle 6 herrührenden Taktsignals erfolgen zu lassen. In diesem rSn SOn ein r üiicr-opciChcf VoF defn Eingang des adaptiven Filters 13 vorgesehen werden, welcher Speicher auf ähnliche Weise gesteuert wird wie der Puffer-Speicher 30 in Fig.4 (der in diesem Fall fortfallen kann).

(5) Beschreibung der F i g. 5

In F i g. 5 ist das Blockschaltbild einer vorteilhaften Ausführungsform des digitalen Echokompensators 12 in Fig.4 dargestellt Da die Abtastfrequenz der diesem Echokompensator zugeführten digitalen Signale (die Ausgangssignale des Modulo-2-Addierers 17 und des Puffer-Speichers 30) der Symbolfrequenz MT entspricht, ist in F i g. 5 eine sequentielle Struktur des Echokompensators 12 gewählt worden, wodurch die Ausbildung besonders einfach wird ohne daß die innere

Verarbeitungsgeschwindigkeit extrem hoch wird.

Für die Beschreibung der F i g. 5 wird vorausgesetzt, daß das adaptive Filter 13 in F i g. 4 ein Transversalfilter ist mit X Filterkoeffizienten, mit je Y Bits, und daß das Korrelationsintervall gleich RT ist. Wie erwähnt, wird der Echokompensator 12 durch ein Taktsignal mit der Symbolfrequenz MT gesteuert, das von der Endstelle 6 herrührt und am Eingang 28 verfügbar ist. Dieses. Taktsignal am Eingang 28 wird in Fig.5 einem Steuerkreis 31 zugeführt, der die zur Signalverarbeitung erforderlichen Steuersignale erzeugt. Der Steuerkreis 31 weist eine Anzahl Ausgänge 32,33, 34 und 35 auf, an denen ein Steuersignal S\ mit einer Frequenz X/T, ein Steuersignal S3 mit einer Frequenz XY/T bzw. ein Steuersignal St mit einer Frequenz M(RT+ T)verfügbar sind.

Der transversale Fiiterteii des Echokompensators in F i g. 5 enthält einen Umschalter 36, der durch das Signal Si gesteuert wird und ein Datenregister 37, das durch das Signa! S2 gesteuert wird. Am Anfang jeder Symbolperiode Γ bringt das Signal Si den Umschalter

36 kurzzeitig in die Stellung I, wodurch ein Abtastwert der modifizierten binären Datensymbole in das Datenregister 37 eingeschrieber, wird. Für die restliche Zeit jeder Symbolperiode steht der Umschalter 36 in der Stellung H, in der der Ausgang des Datenregisters

37 mit seinem Eingang verbunden ist, so daß das Datenregister 37 dann als Umlaufregister wirksam ist, an dessen Ausgang die (X — 1) vorhergehenden Datenabtastwerte und der neue Datenabtastwert nacheinander auftreten mit der Frequenz X/T. Weiter enthält dieser transversale Filterteil ein Koeffizientenregister 38, in dem die X-Filterkoeffizienten gespeichert werden mit je Y Bits in Reihenform. Der Ausgang des Koeffizieiitenregisiers 38 ist über einen Reihen-Addierer 39 mit seinem Eingang verbunden. Das Koeffizientenregister 38 wird durch das Signal S3 gesteuert, so daß die Filterkoeffizienten darin ebenfalls umlaufen, und zwar mit der Frequenz X/T.

Die Datenabtastwerte am Ausgang des Datenregisters 37 und die Filterkoeffizienten am Ausgang des Addierers 39 werden in einem Reihen-Multiplizierer 40 multipliziert, so daß in jeder Symbolperiode T am Ausgang dieses Multiplizierers X Produkte auftreten, die in einem Reihen-Akkumulator 41 akkumuliert werden, um einen Abtastwert des angenäherten Echosignals zu bilden. Der Akkumulator 41 wird derart durch das Signal Si gesteuert, daß am Ende jeder Symbolperiode Γ dieser Abtastwert des angenäherten Echosignals vom Ausgangsabtastwert des Puffer-Speichers 30 subtrahiert wird, um einen Abtastwert des Restsignals am Ausgang des Kombinierkreises 14 zu bilden und daß danach der inhalt des Akkumulators 4i auf Null zurückgestellt wird.

Der Korrelatorteil des Echokompensators in F i g. 5 enthält einen Multiplizierer 42, der an die Ausgänge des Kombinierkreises 14 und des Datenregisters 37 angeschlossen ist und weiter ein Korrelatorregisier 43, in dem X Zahlen gespeichert werden mit je Y Bits in Reihenform. Der Ausgang des Korrelatorregisters 43 ist über einen Reihen-Addierer 44 und einen Umschalter 45 mit dem Eingang gekoppelt Das Korrelatorregister 43 wird durch das Signal S3 gesteuert und der Umschalter 45 durch das Signal S₄. Beim Fehlen des Signals S₄ befindet sich der Umschalter 45 in der Stellung 11, in dem der Addierer 44 und das Korrelatcrregister 43 miteinander verbunden sind und folglich einen Akkumulator bilden. Die Datenabtastwerte am Ausgang des

Π Π IM

Datenregisters 37 und der Restsignalabtastwert am Ausgang des Kombinierkreisps 14 werden im Multiplizierer 42 multipliziert, so daß in jeder Symbolperiode Γ am Ausgang dieses Multiplizierers X Produkte auftreten mit je Y Bits in Reihenform, welche Produkte im Addierer 44 zum vorhergehenden Inhalt des Korrelatorregisters 43 addiert werden.

Weiter ist in F i g. 5 der Ausgang des Korrelatorregisters 43 über einen Multiplizierer 46 mit einem festen Multiplizierfaktor und einen Umschalter 47 mit einem Eingang des Addierers 39 gekoppelt. Der genannte Multiplizierfaktor ist der IteratiGnsfaktor des Gradientenalgorithmus. Der Umschalter 47 wird durch das Signal Si gesteuert, wobei der Umschalter 47 beim Fehlen des Signals 5^ in der Stellung 11 steht, in der dem ι ί Addierer 39 ein Wert Null zugeführt wird.

Nach Ablauf eines Korrelationsintervalls RT bringt das Signal & den Umschalter 47 in die Stellung I für die Dauer einer Symbolperiode T, wodurch die X-Korrelationsresultate am Korrelatorregister 43, multipliziert ja mit dem Iterationsfaktor, im Addierer 39 zu den X-Filterkoeffizienten im Koeffizientenregister 38 addiert werden, so daß dies am Ende dieser Symbolperiode T einen neuen Satz Filterkoeffizienten aufweist. Das Signal S» bringt den Umschalter 45 für die Dauer derselben Symbolperiode Tin die Stellung I, in der dem Korrelatorregister 43 ein Wert Null zugeführt wird, so daß der Inhalt desselben am Ende dieser Symbolperiode Tauf Null zurückgesetzt ist.

Die innere Verarbeitungsgeschwindigkeit des Echo- ia kompensators 12 in F i g. 5 entspricht dem Wert XYiT. Wenn für X und V die Werte 32 bzw. 16 gewählt werden, führt dies für eine Symbolfrequenz 1/r=6,4kHz, zu einer inneren Verarbeitungsgeschwindigkeit von etwa 3,3 MHz. i >

(6) Allgemeine Bemerkungen

Im Abschnitt (E.3) wurde bereits bemerkt, daß das Tiefpaßfilter 19 im Sendekanal 2 nach F i g. 2 fast keinen Einfluß auf die Einstellung des adaptiven Filters 13 im Echokompensator 12 hat. Was den Einfluß auf die Regeneration der binären Datensignale im Regenerator 21 anbelangt, ist die Stelle des Tiefpaßfilters 19 in der Übertragungsstrecke zwischen dem Kodewandler 15 im Sendekanal 2 am einen Ende der Zweidrahtverbindung « 1 und dem inversen Kodewandler 20 im Empfangskanal 3 am anderen Ende der Zweidrahtverbindung 1 nicht von Bedeutung. Statt das Tiefpaßfilter 19 in den Sendekanal 2 aufzunehmen, kann in den Empfangskanal 3 ein entsprechendes Tiefpaßfilter aufgenommen "xi werden.

Weiter ist die Erläuterung im Abschnitt (E.3) für binäre Datensignale mit einer Symbolfrequenz I / T = 6,4 kHz und für eine Verzögerungszeit NT = 2 T gegeben worden. Für andere Werte der Symbolfre- « quenz \/T, beispielsweise 3,2 kHz kann auch ein Verzögerungskreis 16 mit einer Verzögerungszeit NT = Γ verwendet werden. Das Spektrum der ternären Datensignale hat dann dieselbe Form wie das im Frequenzdiagramm a. aus Fig.3 aber die Nullpunkte ■>» liegen nun bei den Frequenzen f = 0 und /" = MT, wobei diese letztere Frequenz jedoch denselben Wert hat wie die Frequenz f = \/(2T)'m dem Beispiel des Abschnitts (E.3), und zwar 3,2 kHz. Das Tiefpaßfilter 19 im Sendekanal 2 kann dann eine Grenzfrequenz 1/(2 7} '" aufweisen aber auch eine Grenzfrequenz \/T, oder kann wie obenstehend erwähnt, völlig fortfallen. In den beiden letzteren Fällen wird in den Empfangskanal 3 ein einfaches Tiefpaßfilter aufgenommen, um dafür zu sorgen, daß annähernd das erste Nyquist-Kriterium erfüllt wird. Wohl wird in allen Fällen das Restsignal am Ausgang des Kombinierkreises 14 mit der zurückgewonnenen Symbolfrequenz 3/Tabgetastet.

Im Abschnitt (A.2) wurde bemerkt, daß für binäre Daxensignale manche Vorteile der betreffenden Anordnung auch durch Anwendung der Modulationsmethoden die als »biphase modulation« und »delay modulation« bekannt sind, erreichbar sind. Ein wesentlicher zusätzlicher Vorteil der betreffenden Anordnung ist jedoch, daß sie ohne Änderungen in der Struktur auch für p-Pegeldatensignale mit ρ größer als 2, und zwar unter Beibehaltung aller bereits erwähnter Vorteile angewandt werden kann, während die beiden bekannten Modulationsmethoden ausschließlich für binäre (2-Pegel) Datensignale anwendbar sind.

In dem Falle von p-Pegeldatensignalen mit einer Symbolfrequenz 1/Γ können die Signalverarbeitungen, die im Kodewandler und im inversen Kodewandler der betreffenden Anordnung durchgeführt werden müssen für eine Verzögerungszeit NT= 2 Γ entsprechend den im Abschnitt (1.3) gegebenen Formeln (1), (2) und (5) durch die generalisierten Formeln dargestellt werden:

(a_k + bk-2) modulo ρ	(8)
*(bk - bk-₂)*	(9)
(Ck) modulo ρ	(10)

wobei ak sowie bk einen der Werte aus der Reihe 0,1,.... (p— 1) und Ck einen der Werte aus der Reihe — (p- 1), — 1,..., (p- 1) annehmen kann. Die linearen Signalverarbeitungen nach den Formeln (2) und (9) führen zu derselben Spektrumtransformation mit einer Amplitude-Frequenzkennlinie, die durch die Formel (4) gegeben wird, so daß die Signale am Ausgang des Kodewandlers in den beiden Fällen dieselben spektralen Eigenschaften aufweisen. Zur Rückgewinnung des Taktsignals mit der Symbolfrequenz können wieder die im Bezugsmaterial (D.6) beschriebenen Techniken angewandt werden, während in bestimmten Fällen auch die im Bezugsmaterial (DJ) beschriebenen Techniken angewandt werden können. Dem adaptiven Filter im Echokompensator werden die modifizierten p-Pegeldatensymbole zugeführt, die aus den p-Pegeldatensymbolen mit Hilfe der nicht-linearen p-Pegeltransformation nach der Formel (8) erhalten worden sind.

Wenn die betreffende Anordnung für p-Pegeldatensignale mit ρ größer als 2 angewandt wird bleibt nicht nur die Struktur dieselbe wie für ρ = 2, sondern kann auch die Ausbildung vieler zusammenstellender Teile dieselbe bleiben. So braucht beispielsweise die Ausbildung des digitalen Echokompensator 12 in Fig. 5 nur in dem Sinne geändert zu werden, daß die Abtastwerte der modifizierten 4-Pegeldatensymbole in 2 Bits kodiert und die Teile, die diese Abtastwerte selber verarbeiten (Datenregister 37 und Multiplizierer 40, 42), für 2-Bits-Datenabtastwerte eingerichtet werden. Die übrigen Teile des Echokompensators 12 in F i g. 5 und auch die innere Verarbeilungsgeschwindigkeit brauchen jedoch nicht geändert zu werden. Eine derartige Ausführungsform der betreffenden Anordnung für ρ = 4 kann beispielsweise verwendet werden, wenn binäre Datensignale mit einer Geschwindigkeit von 12 800 bit/s über Zweidrahtverbindungen im öffentlichen Fernsprechnetz übertragen werden müssen. An den Hingang des Sendekanals wird dann ein Reihen-Parallelwandler angeschlossen, der die binären Dalen-

signale in 4-PegeldatensignaIe mit einer Symbolfrequenz 1/Tvon 6,4 kHz umwandelt und an den Ausgang des Empfangskanals wird dann ein Parallel-Reihenwandler angeschlossen, der die regenerierten 4-Pegeldatensignale in binäre Datensignale mit einer Geschwindigkeit von 12 800 bit/s umwandelt'

Es sei hingewiesen auf die Tatsache, daß der Pegel der Signale, die über den hybriden Kcppelkreis in den Empfangskanal eintreffen, von Fall zu Fall stark ändern kann (abhängig vom Typ und von der Länge der Zweidrahtverbindung können diese Pegeländerungen bis etwa 4OdB ansteigen). Diese Pegeländerungen können dadurch ausgeglichen werden, daß am Eingang des Empfangskanals eine automatische Verstärkungsregelung angewandt wird. Für die in F i g. 2 dargestellte Ausführungsform ist jedoch eine andere Lösung möglich, die durch ihre Einfachheit interessant ist. Diese Lösung besteht darin, daß ein einfaches Hochpaßfilter mit einer Grenzfrequenz in der Größenordnung von 5 Hz zwischen den als Zweiweggieichrichter ausgeführten inversen Kodewandler 20 und den Regenerator 21 angeschlossen wird. Durch dieses Hochpaßfilter wird die Gleichspannung infolge der Zweiweggleichrichtung unterdrückt, so daß der Entscheidungspegel des Regenerators 27 nun auf ein Bezugspotential Null zu liegen kommt und folglich von den Pegeländerungen am Eingang des Empfangskanals unabhängig geworden ist. Der Regenerator 21 kann durch einen Polaritätsdetektor, beispielsweise einen Zweiwegbegrenzer, und einen Entscheidungskreis, beispielsweise eine bistabile Triggerschaltung vom D-Typ, die durch das zurückgewonnene Taktsignal gesteuert wird, gebildet werden. Die Empfindlichkeit des Polaritätsdetektors bestimmt dann die Grenzen des Gebietes, in dem der Entscheidungskreis von den Pegeländerungen am Eingang des Empfangskanals unabhängig ist. Durch diese einfache Lösung können Pegeländerungen bis etwa 5OdB ausgeglichen werden, ohne daß eine automatische Verstärkungsregelung angewandt wird. Zwar erfordert diese Lösung, daß die binären Datensignale in einer fast beliebigen Abwechslung auftreten, aber diese Bedingung bildet in der Praxis keine Beschränkung, weil im allgemeinen bereits aus anderen Gründen eine sogenannte »data scrambling»; bei den Datensignalen angewandt wird. Das digitale Äquivalent dieser Lösung kann in der in Fig.4 dargestellten Abwandlung der F i g. 2 angewandt werden.

Zum Schluß sei bemerkt, daß in der betreffenden Anordnung zwar eine zweckmäßige Echokompensation bewirkt wird, aber daß dadurch die Übertragungskennlinien der eigentlichen, die Zweidrahtverbindung umfassenden Übertragungsstrecke nicht geändert werden. Wenn die Amplituden- und Laufzeitverzerrungen, die durch diese Übertragungsstrecke verursacht werden, unzulässige Werte annehmen, kann ein automatischer Entzerrer von einem Typ, wie dieser beispielsweise im Bezugsmaterial (D.4) oder (DJi) beschrieben wird, in den Empfangskanal zwischen dem Echokompensator und dem inversen Kodewandler aufgenommen werden.

(D) Bezugsmaterial

1) V. G. KoIl et aL »Simultaneous Two-Way Data Transmission over A Two-Wire Circuit«, IEEE Transactions, Heft COM-21, Nr. 2, Februar 1973, Seiten 143-147.

2) M. M. Sondhi, »An Adaptive Echo Canceller«, Bell Syst. Techn. J, Heft 46, Nr. 3, März 1967, Seiten 497-511.

3) J. R. Rosenberger et al, »Performance of an Adaptive Echo Canceller Operating in a Noisy, Linear, Time-Invariant Environment«, Bell Syst. Tech. J., Heft 50, Nr.3, März 1971, Seiten 785-813.

4) J. G. Proakis et al„ »An Adaptive Receiver for Digital Signalling through Channels with Intersymbol Interference«, IEEE Transactions, Heft IT-15, Nr. 4, Juli 1969, Seiten 484-497.

5) D. A. George etaL, »An Adaptive Decision Feedback Equalizer«, IEEE Transactions, Heft Com-19,Nr.3, Juni 1971,

6) U.S.-Patentschrift Nr. 37 07 683.

7) U.S.-Patentschrift Nr. 35 90 386.

8) L. R. Rabiner et al., »Terminology in Digital Signal Processing«, IEEE Transactions, Heft Au-20, Nr. 5, Dezember 1972, Seiten 322-337.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentanspruch:

Schaltungsanordnung für simultane Zweiwegübertragung von Datensignalen mit einer Symbolfrequenz MT über eine Zweidrahtverbindung mit einer gegebenen Bandbreite, mit einem Einwegsendekanal, einem Einwegempfangskanal, einem Koppelkreis zum Anschließen der Kanäle an die Zweidrahtverbindung und einem Echokompensator, der ein adaptives Filter mit einstellbaren Filterkoeffizienten enthält, um aus Signalen im Sendekanal ein angenähertes Echosignal zu erzeugen, das differenziell mit den Signalen im Empfangskanal zur Bildung eines Restsignals kombiniert wird, wobei die genannten Filterkoeffizienten unter Ansteuerung des Restsignals und der Signale im Sendekanal zur Minimalisierung einer vorgeschriebenen Funktion des Restsignals eingestellt werden, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung eines Kodewandlers im Sendekanal, der p- Pegeldatensymbole in modifizierte p- Pegeldatensymbole umwandelt, indem die p-Pegeldatensymbole zu den um eine Zeit nT(n = 1,2...) verzögerten modifizierten />-Pegeldatensymbole addiert werden, und der die modifizierten p-Pegeldatensymbole in (2p—I)-Pegeldatensymbole umwandelt, indem von den modifizierten p- Pegeldatensymbolen die um eine gleiche Zeit nf verzögerten modifizierten p-Pegeldatensyrnbole linear subtrahiert werden, und bei Verwendung eines inversen Kodewandlers im Empfangskanal, der die (2p—1)-Pegeldatensymbole in p-Pegeldatensymbole umwandelt, deren Pegel den Pegeln MODULO ρ in den (2p-1)-Pegeldatensymbolen entsprechen, die modifizierten p-Pegeldatensymbole vom Kodewandler im Sendekanal dem adaptiven Filter zur Bildung des angenäherten Echosignals zugeführt werden.

(Al) Gebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs.

Simultane Zweiwegübertragung in dem selben Frequenzband erfordert meistens zwei getrennte Einwegkanäle, wozu im öffentlichen Fernsprechnetz die Vierdrahtverbindungen zwischen Knotenpunktzentralen benutzt werden können. In den meisten Fernsprechnetzen sind jedoch die Verbindungen zwischen Teilnehmer und Knotenpunktzentrale Zweidrahtverbindungen, wobei die Ortsverbindung zwischen dem Teilnehmer und der Endzentrale durch ein nicht pupinisiertes Kabel und die Verbindung zwischen der Endzentrale und der Knotenpunktzentrale meistens durch ein pupinisiertes Kabel gebildet wird. Die Verwendung pupinisierter Kabel bringt mit sich, daß die verfügbare Bandbreite dieser Zweidrahtverbindungen auf etwa 3400 Hz beschränkt ist. Damit simultane Zweiwegübertragung über derartige Zweidrahtverbindungen angewandt werden kann, sind an den beiden Enden dieser Verbindungen Anordnungen aufgenommen, in denen der Einwegsendekanal und der Einwegempfangskanal mittels eines hybriden Koppelkreises (Gabelschaltung) an die Zweidrahtverbindung angeschlossen sind. Diese hybriden Koppelkreise sind zur Anpassung an die Kabelimoedanz durch ein Nachbildungsnetzwerk abgeschlossen. In Anbetracht der verschiedenen Längen und Typen von Kabeln ist die Kabelimpedanz meistens nicht genau bekannt, so daß das in der Praxis verwendete Nachbildungsnetzwerk ein Kcmpromißnetzwerk ist. Dies führt zu einem direkten Lecken von der Sende- zur Empfangsseite des hybriden Koppelkreises. Außerdem führen Diskontinuitäten in der Impedanz der Zweidrahtverbindung zu Signalreflexionen. Die beiden Effekte führen dazu, daß Echos der der Sendeseite des

ίο hybriden Koppelkreises zugeführten Signale an der Empfangsseite dieses Kreises auftreten. Für Sprachübertragung ist das Kompromiß-Nachbildungsnetzwerk fast immer ausreichend, um den Pegel der Echos innerhalb akzeptierbarer Grenzen zu halten, so daß diese Echos nicht belästigend wirken, sofern ihre Laufzeiten nicht zu groß werden. Bei großen Laufzeiten kann der störende Einfluß der Echos durch Verwendung eines sogenannten Echokompensators wesentlich verringert werden, in dem mit Hilfe eines adaptiven Filters mit einstellbaren Filterkoeffizienten angenäherte Echosignale aus den Signalen an der Sendeseite des hybriden Koppelkreises erzeugt werden, welche angenäherten Echosignale von den Signalen an der Empfangsseite dieses hybriden Koppelkreises subtrahiert werden, um Restsignale zu erhalten, die im wesentlichen keine Echos aufweisen. Die Einstellung der Filterkoeffizienten beruht meistens auf einem Kriterium zum Minimalisieren des mittleren quadratischen Fehlers, wobei die optimale Einstellung auf iterative Weise mit Hilfe eines

JO Gradientenalgorithmus erreicht wird.

Die Erfindung entstand aus Untersuchungen über Möglichkeiten simultaner Zweiwegeübertragung binärer Datensignale mit einer Geschwindigkeit von 6400 bit/s über Zweidrahtverbindungen her, wie diese im öffentlichen Fernsprechnetz vorhanden sind, wenn dieses Fernsprechnetz als Übeitragungsmöglichkeit für ein öffentliches Datennetz verwendet werden würde. Die Erfindung beschränkt sich jedoch nicht darauf, da dieselben Prinzipien für Datensignale mit Mehrpegelda-

•»o tensymbolen, für andere Datensymbolgeschwindigkeiten und für andere Zweidrahtverbindungen vergleichbaren Charakters angewandt werden können. Obschon die simultane Zweiwegübertragung binärer Datensignale mit einer Geschwindigkeit von 6400 bit/s nachstehend

•<⁵ oft genannt wird, soll dies nicht als eine Beschränkung der Anwendungsmöglichkeiten der erfindungsgemäßen Prinzipien betrachtet werden.