DE2727242A1

DE2727242A1 - Anordnung fuer simultane zweiwegdatenuebertragung ueber zweidrahtverbindungen

Info

Publication number: DE2727242A1
Application number: DE19772727242
Authority: DE
Inventors: Hendricus Christianus Va Elzen; Petrus Josephus Van Gerwen; Wilfred Andre Maria Snijders
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1976-06-28
Filing date: 1977-06-16
Publication date: 1978-01-05
Also published as: GB1540036A; CA1093698A; US4117277A; FR2357119B1; NL170688B; AU2638277A; SE7707284L; NL170688C; DE2727242C3; JPS5733738B2; JPS533003A; NL7607037A; FR2357119A1; DE2727242B2; IT1080952B; AU510666B2; SE420790B

Description

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PHN. 8446.

_A VIJN/EVH.

3.5.1977.

"Anordnung für simultane Zweiwegdatenübertragung über Zweidrahtverbindungen"

(Α) Hintergrund der Erfindung (1-) Gebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung für simultane Zweiwegübertragung von Datensignalen mit einer Symbolfrequenz l/T über Verbindungen mit einer gegebenen Bandbreite. Simultane Zweiwegübertragung in ein und demselben Frequenzband erfordert meistens zwei getrennte Einwegkanäle, wozu im öffentlichen Fernsprechnetz

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die Vierdrahtverbindungen zwischen Knotenpunktzentralen benutzt werden können. In den meisten Fernsprechnetzen sind jedoch die Verbindungen zwischen Teilnehmer und Knotenpunktzentrale Zweidrahtverbindungen, wobei die Ortsverbindung zwischen dem Teilnehmer und der Endzentrale durch ein nicht pupinisiertes Kabel und die Verbindung zwischen der Endzentrale und der Knotenpunktzentrale meistens durch ein pupinisiertes Kabel gebildet wird. Die Verwendung pupinisierter Kabel bringt mit sich, dass die verfügbare Bandbreite dieser Zweidrahtverbindungen auf etwa 34OO Hz beschränkt ist. Damit simultane Zweiwegübertragung über derartige Zweidrahtverbindungen angewandt werden kann, sind an den beiden Enden dieser Verbindungen Anordnungen aufgenommen, in denen der Einwegsendekanal und der Einwegempfangskanal mittels eines hybriden Koppelkreises (Gabelschaltung) an die Zweidrahtverbindung angeschlossen sind. Diese hybriden Koppelkreise sind zur Anpassung an die Kabelimpedanz durch ein Nachbildungsnetzwerk abgeschlossen. In Anbetracht der verschiedenen Längen und Typen von Kabeln ist die Kabelimpedanz meistens nicht genau bekannt, so dass das in der Praxis verwendete Nachbildungsnetzwerk ein Kompromissnetzwerk ist. Dies führt zu einem direkten Lecken von der Sende- zur Empfangsseite des hybriden Koppelkreises. Ausserdem führen Dis- kontinuitäten in der Impedanz der Zweidrahtverbindung

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- r-

zu Signalreflexionen. Die beiden Effekte führen dazu, dass Echos der der Sendeseite des hybriden Koppelkreises zugef uhrten Signale an der Empfangsseite dieses Kreises auftreten. Pur Sprachübertragung ist das Kompromiss-Nachbildungs-. 5 'netzwerk fast immer ausreichend um den Pegel der Echos innerhalb akzeptierbarer Grenzen zu halten, so dass diese Echos nicht belästigend wirken insofern ihre Laufzeiten nicht zu gross werden. Bei grossen Laufzeiten kann der störende Einfluss der Echos durch Verwendung eines sogenannten Echokompensators wesentlich verringert werden, in dem mit Hilfe eines adaptiven Filters mit einstellbaren Filterkoeffizienten angenäherte Echosignale aus den Signalen an der Sendeseite des hybriden Koppelkreises erzeugt werden, welche angenäherten Echosignale von den Signalen an der Empfangsseite dieses hybriden Koppelkreises subtrahiert werden um Restsignale zu erhalten, die im wesentlichen keine Echos aufweisen. Die Einstellung der Filterkoeffizienten beruht meistens auf einem Kriterium zum Minimalisieren des mittleren quadratischen Fehlers, wobei die optimale Einstellung auf iterative Weise mit Hilfe eines Gradientenalgorithmus erreicht wird.

Die Erfindung rührt aus Untersuchungen nach den Möglichkeiten simultaner Zweiwegeübertragung binärer Datensignale mit einer Geschwindigkeit von 64OO bit/s über Zweidrahtverbindungen her, wie diese im öffentlichen

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Fernsprechnetz vorhanden sind, wenn dieses Fernsprechnetz als lieber tragungsmöglichkeit für ein öffentliches Datennetz verwendet werden würde. Die Erfindung beschränkt sich jedoch nicht darauf, da dieselben Prinzipien für Datensignale mit Mehrpegeldatensymbolen, für andere Datensymbolgeschwindigkeiten und für andere Zweidrahtverbindungen vergleichbaren Charakters angewandt werden können. Obschon die simultane Zweiwegübertragung binärer Datensignale mit einer Geschwindigkeit von 64OO bit/s nachstehend oft genannt wird, soll dies nicht als eine Beschränkung der Anwendungsmöglichkeiten der erfindungsgemässen Prinzipien betrachtet werden. (2) Beschreibung des Standes der Technik

Aus dem Bezugsmaterial (D.1) ist eine Anordnung für simultane Zweiwegübertragung von Datensignalen mit einer gegebenen Symbolfrequenz über Zweidrahtverbindungen im öffentlichen Fernsprechnetz bekannt. Diese Anordnung ist mit einem Einwegsendekanal, einem Einwegempfangskanal, einem Koppelkreis um die genannten Kanäle und die Zweidrahtverbindung aneinander anzuschliessen, und mit einem Echokompensator versehen, der ein adaptives Filter mit einstellbaren Filterkoeffizienten enthält um aus Signalen im Sendekanal ein angenähertes Echosignal zu erzeugen, das differenziell mit Signalen im Empfangskanal zur Bildung eines Restsignals kombiniert wird, wobei die genannten Filterkoeffizienten unter Ansteuerung des Restsignals und der Signale im Sendekanal zur Minima.lisierung einer

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vorgeschriebenen Funktion des Restsignals eingestellt werden.

Diese bekannte Anordnung benutzt nicht den eigenen Charakter der Datensignale und der darin verwendete

Echokompensator ist von den Modulationstechniken, die für

die eigentliche Datenübertragung über die Zweidrahtverbindung angewandt werden, völlig unabhängig. Vas die Ausbildung in analoger oder digitaler Technik anbelangt und was die Wirkungsweise anbelangt, weicht dieser Echokompensator auch nicht von den bekannten Echokompensatoren ab, die für Sprachübertragung im Fernsprechnetz verwendet werden und beispielsweise im Bezugsmaterial (D.2) und (D.3) beschrieben worden sind.

Die obere Grenze zur Uebertragung über pupinisierte Fernsprechkabel (etwa 3500 Hz) könnte zu dem Gedanken

führen, dass in dem Falle binärer Datensignale (Zweipegel-Datensymbole) Basisbandübertragung für Datengeschwindigkeiten ansteiegend bis etwa 6400 bit/s angewandt werden könnte. Der binäre Charakter dieser Datensignale kann dann zur Verwirklichung eines interessanten digitalen Echokompensator benutzt werden, in dem die notwendigen Multiplizierer sehr einfach ausgebildet sind. Die betrachteten Zweidrahtverbindungen sowie die gewöhnlich darin verwendeten hybriden Koppelkreise enthalten jedoch eine Anzahl Trans formatoren, so dass bei Basisbandübertragung die niedrigen ■ ·

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Frequenzen im Spektrum der binären Datensignale unterdrückt werden. Zwar können diese fehlenden niederfrequenten Komponenten als solche durch eine sogenannte quantisierte Rückkopplung auf der Empfangsseite zurückgewonnen werden aber in der Praxis bietet diese Technik keine brauchbare Abhilfe, weil die Frequenzkennlinie der niederfrequenten Unterdrückung nicht genau bekannt ist wegen der verschiedenen Anzahlen und Typen von Transformatoren in der Uebertragungsstrecke, wodurch die Wahrscheinlichkeit kumulativer Fehler auf unzulässige Weise vergrössert wird.

Im Falle binärer Datensignale wurde bereits vorgeschlagen, die durch die Transformatoren verursachten Probleme durch Anwendung einer der Modulationsmethoden die als "biphase modulation" und "delay modulation" bekannt sind, zu vermeiden.'Die Anwednung der beiden Modulationsmethoden führt zu einem binären (Zweipegel) Bandpassignal mit wenig Energie bei den niedrigen Frequenzen und mit vielen Uebergängen zwischen den beiden Pegeln. Dadurch ist es möglich, den obenstehend genannten einfachen digitalen

Echokompensator zu verwenden, Transformatoren in der

liebertragungsstrecke zuzulassen und die Symbolfrequenz zur Regeneration auf schnelle und einfache Weise zurückzugewinnen. Der grosse Nachteil der beiden Modulationsmethoden ist die verhältnismässig grosse Bandbreite, die das Bandpass signal zur Uebertragung binärer Datensignale mit einer

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gegebenen Datengeschwindigkeit benötigt, oder mit anderen Worten die niedrige relative Datengeschwindigkeit (Datengeschwindigkeit pro Hz Bandbreite) des Bandpassignals. Dadurch ist es nicht möglich mit Hilfe dieser Modulationsmethoden binäre Datensignale mit einer Datengeschwindigkeit von 6^00 bit/s über die Zweidrahtverbindungen im öffentlichen Fernsprechnetz zu übertragen, ohne die Fupinspulen in den pupinisierten Kabelstrecken zu entfernen.

(Β) Zusammenfassung der Erfindung Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung der genannten Art zu schaffen für simultane Zweiwegübertragung von Datensignalen über eine Zweidrahtverbindung mit einer gegebenen Bandbreite, welche Anordnung es ermöglicht, Transformatoren in der Uebertragungsstrecke zuzulassen und dennoch eine sehr hohe relative Datengeschwindigkeit zu erzielen und welche Anordnung den Eigencharakter der Datensignale zur Verwirklichung einer einfachen Ausführung des Echokompensators benutzt.

Die erfindungsgemässe Anordnung weist dazu das Kennzeichen auf, dass der Sendekanal mit einem Kodewandler versehen ist, in dem p-Pegeldatensymbole in modifizierte p-Pegeldatensymbole umgewandelt werden, indem die p-Pegeldatensymbole und die modifizierten p-Pegeldatensymbole, die um eine Zeit NT verzögert sind, wobei N eine ganze Zahl ist, modulο-ρ addiert werden, und in dem modifizierte

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p-Pegeldatensymbole in (2p-1)-Pegeldatensymbole umgewandelt werden, indem modifizierte ρ—Pegeldatensymbole, die um eine gleiche Zeit NT verzögert worden sind, von den modifizierten p-Pegeldatensymbolen linear subtrahiert werden, dass weiter der Empfangskanal mit einem inversen Kodewandler versehen ist, in dem (2p-1)-Pegel-Datensymbole in p-Pegeldatensymbole umgewandelt werden, deren Pegel den Pegeln modulo-p in e'en (2p-1)-Pegeldatensymbolen entsprechen, und die Anordnung weiter mit einem Extraktionskreis versehen ist, der mit dem Empfangskanal gekoppelt ist um die Symbolfrequenz aus den Signalen im Empfangskanal zurückzugewinnen, und zugleich mit einem digitalen adaptiven Filter versehen ist, dem die modifizierten p-Pegeldatensymbole vom Kodewandler im Sendekanal und die Signalabtastwerte des Restsignals, die zu Abtastzeitpunkten auftreten, die durch die rückgewonnene Symbolfrequenz bestimmt werden, zur Einstellung der Filterkoeffizienten zugeführt werden.

(C) Kurze Beschreibung der Zeichnung Die Erfindung und ihre Vorteile werden an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine blockschematische Darstellung einer Anordnung nach dem obenstehend genannten Stand der Technik für simultane Zweiwegdatenübertragung über Zweidrahtverbindungen ,

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Fig. 2 eine blockschematische Darstellung einer erfindungsgemässen Anordnung zur simultanen Zweiwegübertragung über Zweidrahtverbindungen,

Fig. 3 einige Frequenzdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 2,

Fig. 4 eine blockschematische Darstellung einer Abwandlung der Anordnung nach Fig. 2,

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel eines digitalen

Echokompensators, der in der Anordnung nach Fig. 2 anwendbar ist. (υ) Bezugsmaterial

1) V.G. KoIl et al., "Simultaneous Two-Way Data Transmission over A Two-Wire Circuit", IEEE Transactions, Heft COM-21, Nr. 2, Februar 1973, Seiten 1^3-1^7.

2) M.M. Sondhi, "An Adaptive Echo Canceller", Bell Syst. Techn. J., Heft k6, Nr. 3, März 1967, Seiten ^97-511.

3) J.R.Rosenberger et al., "Performance of an Adaptive Echo Canceller Operating in a Noisy, Linear, Time-Invariant Environment", Bell Syst. Tech* J., Heft 50, Nr. 3, März 1971, Seiten 785-8I3.

k) J.G. Proakis et al., "An Adaptive Receiver for Digital

Signalling through Channels with Intersymbol Interference", IEEE Transactions, Heft IT-I5, Nr. k, Juli I969, Seiten
5) D.¹A. George et al., "An Adaptive Decision Feedback Equalizer", IEEE Transactions, Heft. Com-19, Nr. 3, Juni 1971, Seiten 281-293.

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6) U.S.-Patentschrift Nr. 3 707 683.

7) U.S.-Patentschrift Nt. 3 590 386.

8) L.R. Rabiner et al., "Terminology in Digital Signal Processing", IEEE Transactions, Heft Au-20, Nr. 5, Dezember 1972, Seiten 322-337.

(Ε) Beschreibung der Ausführungsbeispiele

.( 1 ) Allgemeine Beschreibung

In Fig. 1 ist das Blockschaltbild einer bekannten Anordnung zur simultanen Zweiwegübertragung von Daten-Signalen über eine Zweidrahtverbindung 1 im öffentlichen Fernsprechnetz dargestellt, die Transformatoren sowie Pupinspulen enthält.

Diese Anordnung ist mit einem Einwegsendekanal 2, einem Einwegempfangskanal 3 und einem hybriden Koppelkreis k »it einem Kompromiss-Nachbildungsnetzwerk 5 zum gegenseitigen Anschliessen dieser Kanäle 2, 3 und der Zweidrahtverbindung 1 versehen. Die einer Endstelle 6 entnommenen Datensignale werden einem Eingang 7 des Sendekanals 2 zugeführt. Der Sendekanal 2 enthält einen Datensender 8, in dem mit Hilfe bekannter Modulationsmethoden wie Phasenmodulation oder Restseitenbandamplitudenmodulation ein Bandpassignal erzeugt wird, das sich zur Uebertragung über_adie Zweidrahtverbindung 1 eignet. Dieses Bandpasssignal erscheint an einem Tor 9 des Koppelkreises k und wird über die Zweidrahtverbindung 1 zu einer in einem

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Abstand liegenden Endstelle übertragen, die in Fig. 1 nicht dargestellt ist, die aber auf dieselbe Weise wie die Endstelle 6 an die Zweidrahtverbindung 1 angeschlossen ist. Am Tor 9 erscheint ebenfalls ein Bandpassignal, das zu den dieser in einem Abstand liegenden Endstelle entnommenen Datensignalen gehört und dem Empfangskanal 3 zugeführt wird. Der Empfangskanal 3 enthält einen Datenempfänger 10, in dem diese Datensignale mit Hilfe von Demodulationsmethoden, die den im Datensender 8 angewandten Modulationsmethoden entsprechen, zurückgewonnen werden. Die zurückgewonnenen Datensignale erscheinen an einem Ausgang 11 des Empfangskanals 3 und werden zur Endstelle weitergeleitet.

Da in der Praxis die Impedanz der Zweidrahtverbindung 1 beim Tor 9 nicht genau bekannt ist, bildet das Nachbildungsnetzwerk 5 keinen einwandfreien Abschluss des hybriden Koppelkreises 4. Dies führt zu einem direkten Lecken vom Sendekanal 2 zum Empfangskanal 3 über den Koppelkreis 4. Weiter führen Impedanzdiskontinuitäten in der Zweidrahtverbindung 1 zu Signalreflexionen. Die beiden Effekte führen dazu, dass Echos des vom Datensender 8 erzeugten Bandpassignals im Empfangskanal 3 erscheinen.

Damit der störende Einfluss dieser Echos möglichst verringert wird, ist die Anordnung nach Fig. 1 mit einem Echokompensator 12 versehen, der ein adaptives Filter

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mit einstellbaren Filterkoeffizienten enthält um aus dem Bandpassignal im Sendekanal 2 ein angenähertes Echosignal zu erzeugen. Dieses angenäherte Echosignal wird in einem Kombinierkreis 14 von den Signalen im Empfangskanal 3 subtrahiert (das Bandpassignal, das zu den Datensignalen der in einem Abstand liegenden Endstelle gehört, Rausch oder sonstige Störungen und die Echos des Bandpassignals im Sendekanal 2). Am Ausgang des Kombinierkreises 14 erscheint dann ein Restsignal, das im wesentlichen von Echos befreit ist und dem Datenempfänger 10 zugeführt wird.

Die Filterkoeffizienten des adaptiven Filters werden unter Ansteuerung des Restsignals und des Bandpasssignals im Sendekanal 2 zur Minimalisierung einer vorgeschriebenen Funktion dieses Restsignals eingestellt.

Meistens ist diese vorgeschriebene Funktion der mittlere quadratische Wert entweder des Restsignals selbst oder einer ungeradzahligen nicht abnehmenden Funktion des Restsignals. Die optimale Einstellung der Filterkoeffizienten wird auf iterative Weise mit Hilfe eines Gradientenalgorithmus erreicht.

Die Prinzipien, auf denen der Echokompensator beruht, sind dieselben wie diejenigen, auf denen der üblichste Typ eines adaptiven Entzerrers beruht, wobei ein Kriterium zum Minimalisieren des mittleren quadratischen Fehlers zum Erreichen der optimalen Einstellung angewandt wird.

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Folglich können zur Verwirklichung des Echokompensators die bekannten Strukturen für diesen Entzerrertyp, die beispielsweise im Bezugsmaterial (D.4) und (D.5) beschrieben worden sind, benutzt werden. In den meisten Fällen wird das adaptive Filter 13 ein nicht rekursives Filter sein, vorzugsweise ein Transversalfilter, wie im Bezugsmaterial (D.h) aber im Falle sehr grosser Echolaufzeiten kann auch ein rekursives Filter verwendet werden, wie im Bezugsmaterial (D.5) In der bekannten Anordnung nach Fig. 1 ist der

Echokompensator 12 von den Modulationsmethoden, die im

Datensender 8 zur Uebertragung über die Zweidrahtverbindung angewandt werden, völlig unabhängig. Was die Ausbildung (analog oder digital) und die Wirkungsweise anbelangt, weicht dieser Echokompensator denn auch von den Echo kompensatoren, die für Sprachübertragung im Fernsprechnetz verwendet werden und im Bezugsmaterial (D.2) und (D.3) beschrieben worden sind, nicht ab.

(2) Beschreibung der Fig. 2

In Fig. 2 ist das Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der Anordnung nach der Erfindung zur

Uebertragung binärer (Zweipegel-)-Datensignale dargestellt. Elemente aus Fig. 2, die denen aus Fig. 1 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.

Der Endstelle 6 in Fig. 2 werden binäre Daten-

signale mit einer ,Symbolfrequenz 1/T entnommen, die im

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Sendekanal 2 unmittelbar einem Kodewandler 15 zugeführt werden. In diesem Kodewandler 15 werden binäre Datensymbole in modifizierte binäre Datensymbole umgewandelt, indem die binären Datensymbole und die modifizierten binären Datensymbole, die mit Hilfe eines Verzögerungskreises 16 um eine Zeit NT verzögert worden sind, wobei N eine ganze Zahl ist, mit Hilfe eines Modulo-2-Addierers 17 modulo-2-addiert werden. Veiter werden in diesem Kodewandler 15 die modifizierten binären Datensymbole in ternäre Datensymbole umgewandelt, indem modifizierte binäre Datensymbole, die mit Hilfe des Verzögerungskreises 16 um eine Zeit NT verzögert worden sind, von den modifizierten binären Datensymbolen mit Hilfe eines Kombinierkreises 18 linear subtrahiert werden. Die ternären Datensignale am Ausgang des Kodewandlers 15 werden dem Koppelkreis h über ein Tiefpassfilter 19 zugeführt.

Die über den Koppelkreis 4 eintreffenden Signale werden im Empfangskanal 3 einem inversen Kodewandler 20 zugeführt (invers was die Konversion im Kodewandler 15 anbelangt). In diesem inversen Kodewandler 20 werden ternäre Datensymbole in binäre Datensymbole umgewandelt, deren Pegel den Pegeln modulo-2- in den ternären Datensymbolen entsprechen. In diesem Fall kann der inverse Kodewandler 20 als Zweiweggleichrichter ausgebildet werden. Die binären Datensignale am Ausgang des inversen Kodewandlers

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werden einem Regenerator 21 zugeführt und die regenerierten binären Datensignale werden zur Endstelle 6 weitergeleitet.

Weiter ist die Anordnung nach Fig. 2 mit einem Extraktionskreis 22 versehen, der mit einem Empfangskanal 3 verbunden ist um ein Taktsignal mit der Symbolfrequenz 1/T aus den Signalen in diesem Empfangskanal zurückzugewinnen. Das zurückgewonnene Taktsignal wird u.a. zur Steuerung des Regenerators 21 verwendet.

Der Echokompensator 12 aus Fig. 2 enthält ein digitales adaptives Filter 13, dessen Filterkoeffizienten unter Ansteuerung der modifizierten binären Datensymbole am Ausgang des Modulo-2-Addierers 17 im Kodewandler 15 und Signalabtastwerte des Restsignals am Ausgang des Kombinierkreises 14 mit einer Abtastfrequenz entsprechend der Symbolfrequenz 1/T eingestellt werden. Diese Signalabtastwerte werden mit Hilfe eines Analog-Digital-Wandlers erhalten, der durch das Taktsignal mit der Symbolfrequenz 1/T, das im Extraktionskreis 22 zurückgewonnen worden ist, gesteuert wird. Das digitale Ausgangssignal des Filters wird mit Hilfe eines Digital-Analog-Wandlers 24, der ebenfalls durch dieses zurückgewonnene Taktsignal gesteuert wird, in das angenäherte Echosignal umgewandelt.

(3) Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 2 Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 2, wird nun beispielsweise vorausgesetzt, dass.

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- ι*- Ai 11212kl

der Endstelle 6 binäre Datensignale mit einer Datengeschwindigkeit von 6400 bit/s entnommen werden, so dass die Symbolfrequenz 1/T gleich 6,4 kHz ist. Weiter wird die Verzögerungszeit NT des Verzögerungskreises 16 im Kodewandler 15 gleich 2T gewählt.

Wenn die Datensymbole, die zu den Zeitpunkten t = t + kT auftreten, wobei t ein Bezugszeitpunkt und k eine ganze Zahl ist, durch ein Suffix k bei den betreffenden Symbolen bezeichnet werden, können die Signalverarbeitungen im Kodewandler 15 zum Umwandeln der binären Datensymbole 5 a, "Vin modifizierte binäre Datensymbole Υ^λΛ ^unt* z^um Umwandeln der modifizierten binären Datensymbole j b.l in ternäre Datensymbole ι ⁰Vf durch die nachfolgenden Formeln angegeben werden:

b_k = (s^ + b_k_₂) modulo 2 (i)

k - <^bk - ^bk-₂)

Diese Formeln können zu der nachfolgenden Formel kombiniert werden:

^ck - W ^{+ b}k-2^ ^modul° ²-^bk-2
die die Umwandlung der binären Datensymbole ι a.1 in ternäre

Datensymbole 1c, L darstellt. In diesen Formeln ist

a. = O oder 1 , b, = O oder 1 und c, = -1 oder O oder 1 .

Die lineare Signalverarbeitung nach der Formel (2) führt zugleich zu einer Spektrumtransformation mit einer Amplitude-Frequenzkennlinie

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A(f) = |i-exp(-j4 Λ fT) J = 2|sin(2 ITfT) wie diese im Frequenzdiagramm a aus Fig. 3 dargestellt ist. Die Signalverarbeitung nach der Formel (i) ist eine nicht lineare binärecTransformation, die es ermöglicht, im inversen Kodewandler 20 die ursprünglichen binären Datensymbole ή ⁸Tc^ durch eine sehr einfache Signalverarbeitung ■aus den ternären Datensymbolen 5 c, J zurückzugewinnen, die auf Grund der Formel (3) durch die nachstehende Formel dargestellt werden kann:

^= (c_k) modulo 2 (5)

und die in diesem Fall eine Zweiweggleichrichtung bedeutet.

Die ternären Datensignale am Ausgang des Kodewandlers 15 werden dadurch in ihrer Bandbreite beschrankt, dass die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters 19 gleich 1/(2T) gewählt wird. Dadurch hat das Ausgangssignal des Sendekanals 2 ein Spektrum, wie dies im Frequenzdiagramm b nach Fig. 3 dargestellt ist. Dieses Spektrum weist einen Nullpunkt bei der Frequenz f = 0 auf und wenig Energie bei den gerade darüber liegenden niedrigen Frequenzen, so dass Transformatoren in der Zweidrahtverbindung 1 und im hybriden Koppelkreis 4 zugelassen werden können. Veiter weist dieses Spektrum einen Nullpunkt bei der Frequenz f = 1/(2T) auf und wenig Energie bei den gerade darunter liegenden hohen Frequenzen, so dass auch bei der betrachteten Symbolfrequenz 1/T = 6,k Hz die Pupinspulen

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in der Zweidrahtverbindung 1 beibehalten werden können. Die Rückgewinnung des Taktsignals mit der Symbolfrequenz l/T •us den Signalen mit einem derartigen Spektrum kann auf bekannte Weise erfolgen. So kann der Extraktionskreis in diesem Fall unter Anwendung der im Bezugsmaterial (D.6) beschriebenen Techniken ausgebildet werden. Die in der Anordnung nach Fig. 2 angewandte Uebertragungsmethode führt folglich zu einer hohen relativen Datengeschwindigkeit, wobei 6400 bit/s Datensignale in einer Bandbreite von 3200 Hz übertragen werden.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise des Echokompensators 12 aus Fig. 2 wird vorausgesetzt, dass das!digitale adaptive Filter 13 ein Transversalfilter ist, in dem das Ausgangssignal durch Summierung einer Reihe verzögerter Darstellungen des Eingangssignals, die durch einen Satz Gewichtsfaktoren gewogen worden sind, erzeugt wird, wobei die aufeinanderfolgenden verzögerten Darstellungen jeweils um eine Zeit T auseinander liegen und die Gewichtsfaktoren die Filterkoeffizienten bilden. Die allgemeine mathematische Beschreibung und die sich daraus ergebenden praktischen Ausführungen eines derartigen Echokompensators 12 sind an sich aus dem Bezugsmaterial (D.3) bekannt. Es dürfte an dieser Stelle ausreichen, auf die ebenfalls bekannte Tatsache hinzuweisen, dass die Steuersignale zur Einstellung der Filterkoeffizienten des Transversalfilters in der

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Praxis dadurch erhalten werden, dass das Restsignal am Ausgang des Kombinierkreises i4 (oder eine ungerade nicht abnehmende Funktion dieses Restsignals) mit jeder der verzögerten Darstellungen des Eingangssignals korreliert wird. Dies bedeutet, dass zum Berechnen jedes Ausgangssignalabtastwertes eine Vielzahl arithmetischer Bearbeitungen (Multiplikationen und Addierungen) pro Zeiteinheit T im digitalen adaptiven Filter 13 durchgeführt werden müssen. Durch die Tatsache, dass das Eingangssignal des Filters 13 in Fig. 2 gebildet wird durch die modifizierten binären Datensymbole, die mit einer Symbolfrequenz 1/T am Ausgang des Modulo-2-Addierers 17 im Kodewandler 15 auftreten, können die erforderlichen Multiplizierer in diesem Filter 13 besonders einfach ausgebildet werden. Ausserdem ist in diesem Fall kein Analog-Digital-Wandler notwendig um Eingangssignalabtastwerte in digitaler Form zu erhalten. Weiter weist das Restsignal am Ausgang des Kombinierkreises Ik ein Spektrum auf, das im wesentlichen dem Spektrum entspricht, wie dieses im Frequenzdiagramm t> nach Fig. 3 dargestellt ist. Folglich kann auf Grund des bekannten Abtasttheorems dieses Restsignal mit Hilfe eines Analog-Digital-Wandlers 23 eindeutig in ein digitales Signal mit einer Abtastfrequenz entsprechend der Symbolfrequenz 1/T umgewandelt werden. Auch das angenäherte Echosignal am Eingang des Kombinierkreises 14 braucht

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keine Spektrunikomponenten über der Frequenz f = 1/(2T) aufzuweisen, so dass dieses Signal auf eindeutige Weise durch ein digitales Ausgangssignal des Filters 13 mit einer Abtastfrequenz entsprechend der Symbolfrequenz 1/T dargestellt werden kann. Da die Anzahl arithmetischer Bearbeitungen pro Zeiteinheit T und damit die innere Verarbeitungsgeschwindigkeit dieses digitalen Filters 13 unmittelbar mit der Abtastfrequenz der Signalabtastwerte zusammenhängt, ist es zur praktischen Verwirklichung dieses Filters 13 ein wesentlicher Vorteil, dass diese Abtastfrequenz nicht höher zu sein braucht als die Symbolfrequenz 1/T. Auf diese Weise wird in der Anordnung nach Fig. 2 der eigene Charakter der binären Datensignale auf sehr zweckmässige Weise dazu benutzt, eine interessante, einfache Ausführungsform des Echokompensators 12 zu verwirklichen.

Nun könnte der Gedanke aufkommen, dass im Echokompensator 12 nach Fig. 2 die Einfachheit der Ausführungsform auf Kosten einer guten Wirkung erreicht wird. Denn die Wirkung eines Echokompensators beruht auf der Tatsache, dass Echos als das Ausgangssignal eines Echoweges mit einer gewissen Impulsantwort betrachtet werden dürfen, die durch die Impulsantwort des adaptiven Filters in dem dem Echoweg parallelgeschalteten Echokompensator möglichst gut angenähert wird. Wenn der Echoweg zwischen dem Ausgang

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des Sendekanals 2 und dem Eingang des Empfangskanals 3 eine Impulsantwort h(t) aufweist und das adaptive Filter eine Impulsantwort g(t), muss der Echokompensator 12 in der Anordnung nach Fig. 1 dafür sorgen, dass die 5' nachfolgende Gleichung möglichst gut erfüllt wird:

g(t) = h(t) (6)

aber der Echokompensator 12 in der Anordnung nach Fig. 2 muss dafür sorgen, dass die nachfolgende Gleichung möglichst gut erfüllt wird:

g(t) = a(6)*f(t)*h(t) (7)

wobei a(t) die Impulsantwort ist, die zu der linearen Signalverarbeitung nach der Formel (2) im Kodewandler 15 gehört, f(t) die Impulsantwort des Tiefpassfilters 19 ist und ^ die Faltungsbearbeitung bezeichnet. Sogar wenn erwähnt wird, dass die Impulsantwort f(t) des Tiefpassfilters 19 fast keinen Einfluss auf die Einstellung des adaptiven Filters 13 im Echokompensator 12 nach Fig. 2 hat, weil das Restsignal im Analog-Digital-Wandler 23 mit der Symbolfrequenz l/T abgetastet wird, ändert dies nichts an der Tatsache, dass das adaptive Filter 13 in Fig. 2 auch die lineare Signalverarbeitung nach der Formel (2) nachahmen muss.

Obenstehendes könnte zu der Folgerung führen, dass durch einen Anschluss des Einganges des Echokompensators 12 in Fig. 2 an den Ausgang entweder des Tiefpass-

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filters 19 oder des Kodewandlers 15 die Ausführung des Echokompensators 12 zwar verwickelter wird (im ersteren Fall ist ein zusätzlicher Analog-Digital-Wandler notwendig um Eingangssignalabtastwerte in der erforderlichen digitalen Form zu erhalten und der Vorteil der sehr einfachen Multi-? plizierer geht völlig verloren, im zweiten Fall ist ein Kodierkreis notwendig um die ternären Datensymbole in 2-Bit-Eingangssignalabtastwerte umzuwandeln und geht der Vorteil der sehr einfachen Multiplizierer ebenfalls, sei es teilweise, verloren), aber dass dann die Wirkung des Echokompensators 12, insbesondere hinsichtlich der Geschwindigkeit, mit der die optimale Einstellung der Filterkoeffizienten angenähert wird (die sogenannte Konvergenzgeschwindigkeit), besser sein wird als bei der in Fig. 2 dargestellten Art und Weise des Anschlusses des Echokompensators 12.

Ueberraschenderweise hat es sich jedoch aus

eingehenden Versuchen, herausgestellt, dass die obenstehende Folgerung unrichtig ist und dass die in Fig. 2 dargestellte Anschlussart des Echokompensators 12 nicht nur zu einem Echokompensator mit der einfachsten Ausführung führt, sondern auch zu einem Echokompensator mit der grössten Konvergenzgeschwindigkeit. Aus theoretischen und praktischen Untersuchungen nach möglichen Ursachen dieses überraschenden Resultates hat es sich herausgestellt, dass die Erläuterung

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in der Tatsache gesucht werden muss, dass beim Anschluss des Echokompensators 12 an den Ausgang entweder des Tiefpassfilters 19 oder des Kodewandlers 15 die aufeinanderfolgenden Eingangssignalabtastwerte nicht untereinander unabhängig sind, sondern eine durch die lineare Signalverarbeitung nach der Formel (2) bestimmte Korrelation aufweisen, wodurch die im adaptiven Filter 13 durchzuführenden Korrelationsbearbeitungen zur Einstellung der Filterkoeffizienten sehr ungünstig beeinflusst werden. Dies hat zur Folge, dass der Iterationsfaktor im Gradientenalgorithmus zur Einstellung der Filterkoeffizienten, welcher Iterationsfaktor in hohem Masse für die Konvergenzgeschwindxgkeit bestimmend ist, beim Anschluss des Echokompensators 12 an den Ausgang entweder des Tiefpassfilters 19 oder des Kodewandlers 15 etwa zweimal kleiner gewählt werden muss als der Iterationsfaktor bei der in Fig. 2 dargestellten Anschlussart des Echokompensators 12, wenn die übrigen Verhältnisse dieselben sind.

Vollständigkeitshalber sei auf die Tatsache hingewiesen, dass es wenig sinnvoll ist, in Fig. '2 den Echokompensator 12 an den Eingang des Kodewandlers 15 anzuschliessen, da das adaptive Filter 13 ein lineares Signalverarbeitungsnetzwerk ist, das die nicht-lineare Signalverarbeitung nach der Formel (1) nicht nachahmen kann ohne zusätzliche Massnahmen zu treffen, die zum

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tatsächlichen Durchführen dieser nichtlinearen Signalbearbeitung führen würden.

(4) Beschreibung von Fig. 4

In Fig. 4 ist das Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemässen Anordnung dargestellt, welche zweite Ausführungsform eine Abwandlung der in Fig. 2 dargestellten Ausführungsform ist. Elemente in Fig. 4, die denen in Fig. 2 entsprechen, sind in Fig. mit denselben Bezugszeichen angegeben wie in Fig. 2.

Was den Sendekanal 2 anbelangt, weicht Fig.4 darin von Fig. 2 ab, dass das Tiefpassfilter als Digitalfilter 25 ausgebildet ist, an das ein Digital-Analog-Wandler angeschlossen ist um das Ausgangssignal des Sendekanals 2 in analoge Form zu bekommen. Obschon in Fig. 4 die Elemente des Kodewandlers 15 und des Filters 25 als einzelne Elemente dargestellt sind um die jeweiligen Funktionen auf einfache Weise unterscheiden zu können, können diese Funktionen auf dem Fachmann bekannte Weise kombiniert und in nur einem digitalen Signalverarbeitungskreis durchgeführt werden, der in Fig. 4 auf symbolische Weise durch einen Block mit dem Bezugszeichen 27 bezeichnet ist, in dem die Signalverarbeitungen nach den Formeln (l) und (2) sowie Signalverarbeitungen, die zum Berechnen der Ausgangssignalabtastwerte des Filters 25 notwendig sind, durchführen werden. Beispielsweise wird in Fig. 4 vorausgesetzt,

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dass der Signalverarbeitungskreis 27 und der Digital-Analog-Vandler 26 durch ein Taktsignal mit der Symbolfrequenz 1/T gesteuert werden, welches Signal durch die Endstelle 6 einem Eingang 28 der Anordnung zugeführt wird. Was den Empfangskanal 3 anbelangt, weicht Fig. k darin von Fig. 2 ab, dass die über den Koppelkreis k eintreffenden Signal unmittelbar einem Analog-Digital-Wandler zugeführt werden, der durch das Taktsignal mit der Symbolfrequenz 1/T, das im Extraktionskreis 22 zurückgewonnen worden ist, gesteuert wird. Dadurch kann die weitere Signalverarbeitung im Empfangskanal 2 und im Echokompensator auf völlig digitale Weise erfolgen. Ebenfalls beispielsweise wird in Fig. 4 vorausgesetzt, dass diese weitere Signalverarbeitung unter Ansteuerung des Taktsignals, das die Endstelle 6 dem Eingang 28 zuführt, erfolgt.

Wegen der in der Praxis unvermeidlichen Phasenunterschiede zwischen dem im Extraktionskreis 22 zurück-

gewonnenen Taktsignal und dem von der Endstelle 6 herrührenden Taktsignal ist der Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 29 in Fig. k an einen elastischen Speicher 30 angeschlossen, in dem das digitale Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers 29 zu Zeitpunkten gespeichert wird, die durch das im Extraktionskreis 22 zurückgewonnene Taktsignal bestimmt werden, und zu Zeitpunkten ausgelesen wird, die durch das von der Endstelle 6 herrührende Taktsignal am Eingang 29 bestimmt werden.

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Das digitale Ausgangssignal des elastischen
Speichers 30 wird in Fig. 4 einem völlig digitalen Echokompensator 12 mit einem digitalen Kombinierkreis 14 zur Bildung eines digitalen Restsignals zugeführt. Dadurch
können im Echokompensator 12 nach Fig. 4 der im Echokompensator 12 nach Fig. 2 erforderliche Analog-Digital-Wandler 23 und Digital-Analog-Wandler 24 fortfallen.
Weiter ist in Fig. 4 der inverse Kodewandler 20 als Kreis zum Unterdrücken des Vorzeichens des digitalen Restsignals ausgebildet und ist der Regenerator 21 als Entscheidungskreis ausgebildet, der auf Grund der Grosse des digitalen Restsignals entscheidet, welcher der beiden Pegel der
binären Datensignale zur Endstelle 6 weitergeleitet werden muss.

Was die prinzipielle Wirkung anbelangt, weicht die Anordnung nach Fig. 4 nicht von der nach Fig. 2 ab,
aber die Ausbildung der Anordnung nach Fig. 4 bietet den Vorteil, dass Unzulänglichkeiten, wie Ungenauigkeit und Unstabilitat, die bei der Verwendung analoger Kreise

schwer vermeidbar sind, durch Verwendung entsprechender
digitaler Kreise vermieden werden.

Vollständigkeitshalber sei auf die Möglichkeit hingewiesen, die völlige Signalverarbeitung im Sendekanal 2, im Empfangskanal 3 und im Echokompensator 12 unter

Ansteuerung des zurückgewonnenen Taktsignals des Extraktions·

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kreises 22 erfolgen zu lassen. Dies kann beispielsweise dadurch bewirkt werden, dass die Endstelle 6 an den Ausgang des Extraktionskreises 22 angeschlossen wird, so dass das Taktsignal am Eingang 28 dem zurückgewonnenen Taktsignal völlig entspricht. In diesem Fall ist der elastische Speicher 30 überflüssig und kann folglich fortfallen. Weiter ist es möglich, die Signalverarbeitung im Empfangskanal 3 und im Echokompensator 12 unter Ansteuerung des im Extraktionskreis 22 zurückgewonnenen Taktsignals ·erfolgen zu lassen, und die Signalverarbeitung im Sendekanal 2 unter Ansteuerung des von der Endstelle 6 herrührenden Taktsignals erfolgen zu lassen. In diesem Fall soll ein elastischer Speicher vor dem Eingang des adaptiven Filters 13 vorgesehen werden, welcher Speicher auf ähnliche Weise gesteuert wird wie der elastische Speicher in Fig. 4 (der in diesem Fall fortfallen kann). (5) Beschreibung der Fig. 5

In Fig. 5 ist das Blockschaltbild einer vorteilhaften Ausführungsform des digitalen Echokompensators 12 in Fig. k dargestellt. Da die Abtastfrequenz der diesem Echokompensator zugeführten digitalen Signale (die Ausgangssignale des Modulo-2-Addierers 17 und des elastischen Speichers 30) der Symbolfrequenz 1/T entspricht, ist in Fig. 5 eine sequentielle Struktur des Echokompensators gewählt worden, wodurch die Ausbildung besonders einfach wird

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ohne dass die innere Verarbeitungsgeschwindigkeit extrem hoch wird.

Für die Beschreibung der Fig. 5 wird vorausgesetzt, dass das adaptive Filter 13 in Fig. 4 ein Transversalfilter ist mit X Filterkoeffizienten, mit je Y Bits, und dass das Korrelationsintervall gleich RT ist. Wie erwähnt, wird der Echokompensator 12 durch ein Taktsignal mit der Symbolfrequenz 1/T gesteuert, das von der Endstelle 6 herrührt und am Eingang 28 verfügbar ist. Dieses Taktsignal am Eingang 28 wird in Fig. 5 einem Steuerkreis 31 zugeführt, der die zur Signalverarbeitung erforderlichen Steuersignale erzeugt. Der Steuerkreis 31 weist eine Anzahl Ausgänge 32, 33» 34 und 35 auf, an denen ein Steuersignal S₁ mit einer Frequenz X/T, ein Steuersignal S„ mit einer Frequenz XY/T bzw. ein Steuersignal S. mit einer Frequenz 1/(RT+T) verfügbar sind.

Der transversale Filterteil des Echokornpensators in Fig. 5 enthält einen Umschalter 36, der durch das Signal S- gesteuert wird und ein Datenregister 37» das durch das Signal S„ gesteuert wird. Am Anfang jeder Symbolperiode T bringt das Signal S₁ den Umschalter 36 kurzzeitig in die Stellung I, wodurch ein Abtastwert der modifizierten binären Datensymbole in das Datenregister eingeschrieben wird. Für die restliche Zeit jeder Symbolperiode steht der Umschalter 36 in der Stellung II, in der

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der Ausgang des Datenregisters 37 mit seinem Eingang verbunden ist, so dass das Datenregister 37 dann als Umlaufregister wirksam ist, an dessen Ausgang die (X-1) vorhergehenden Datenabtastwerte und der neue Datenabtastwert nacheinander auftreten mit der Frequenz X/T. Weiter enthält dieser transversale Filterteil ein Koeffizienten register 38, in dem die X-Filterkoeffizienten gespeichert werden mit je Y Bits in Reihenform. Der Ausgang des Koeffizientenregisters 38 ist über einen Reihen-Addierer mit seinem Eingang verbunden. Das Koeffizientenregister wird durch das Signal S„ gesteuert, so dass die Filterkoeffizienten darin ebenfalls umlaufen und zwar mit der Frequenz X/T.

Die Datenabtastwerte am Ausgang des Datenregisters und die Filterkoeffizienten am Ausgang des Addierers 39 werden in einem Reihen-Multiplizierer kO multipliziert, so dass in jeder Symbolperiode T am Ausgang dieses Multiplizierers X Produkte auftreten, die in einem Reihen-Akkumulator kl akkumuliert werden um einen Abtastwert des angenäherten Echosignals zu bilden. Der Akkumulator wird derart durch das Signal S. gesteuert, dass am Ende jeder Symbolperiode T dieser Abtastwert des angenäherten Echosignals vom Ausgangsabtastwert des elastischen Speichers 30 subtrahiert wird um einen Abtastwert des Restsignals am Ausgang des Kombinierkreises 14 zu bilden

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und dass danach der Inhalt des Akkumulators 41 auf* Null zurückgestellt wird.

Der Korrelatorteil des Echokompensators in Fig. 5 enthält einen Multiplizierer 42, der an die Ausgänge des Kombinierkreises 14 und des Datenregisters angeschlossen ist und weiter ein Korrelatorregister 43, in dem X Zahlen gespeichert werden mit je Y Bits in Reihenform. Der Ausgang des Korrelatorregisters 43 ist über einen Reihen-Addierer 44 und einen Umschalter 45 mit dem Eingang gekoppelt. Das Korrelatorregister 43 wird durch das Signal S_ gesteuert und der Umschalter 45 durch das Signal Sr. Beim Fehlen des Signals S. befindet sich der Umschalter 45 in der Stellung II, in dem der Addierer und das Korrelatorregister 43 miteinander verbunden sind und folglich einen Akkumulator bilden. Die Datenabtastwerte am Ausgang des Datenregisters 37 und der Restsignalabtastwert am Ausgang des Kombinierkreises 14 werden im Multiplizierer 42 multipliziert, so dass in jeder Symbolperiode T am Ausgang dieses Multiplizierers X Produkte auftreten mit je Y Bits in Reihenform, welche Produkte im Addierer 44 zum vorhergehenden Inhalt des Korrelatorregisters 43 addiert werden.

Weiter ist in Fig. 5 der Ausgang des Korrelatorregisters 43 über einen Multiplizierer 46 mit einem festen Multiplizierfaktor und einen Umschalter 47 mit

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einem Eingang des Addierers 39 gekoppelt. Der genannte Multiplizierfaktor ist der IterationsTaktor des Gradientenalgorithmus. Der Umschalter 47 wird durch das Signal Sl gesteuert, wobei der Umschalter 47 beim Fehlen des Signals S. in der Stellung II steht, in der dem Addierer 39 ein Wert Null zugeführt wird.

Nach Ablauf eines Korrelationsintervalls RT bringt das Signal S. den Umschalter 47 in die Stellung I für die Dauer einer Symbolperiode T, wodurch die X-Korrelationsresultate am Korrelatorregister 43, multipliziert mit dem Iterationsfaktor, im Addierer 39 zu den X-Filterkoeffizienten im Koeffizientenregister 38 addiert werden, so dass dies am Ende dieser Symbolperiode T einen neuen Satz Filterkoeffizienten aufweist. Das Signal S. bringt den Umschalter 45 für die Dauer derselben Symbolperiode T in die Stellung I, in der dem Korrelatorregister 43 ein Wert Null zugeführt wird, so dass der Inhalt desselben am Ende dieser Symbolperiode T auf Null zurückgesetzt ist. Die innere Verarbeitungsgeschwindigkeit des Echokompensators 12 in Fig. 5 entspricht dem Wert XY/T. Wenn für X und Y die Werte 32 bzw. 16 gewählt werden, führt dies für eine Symbolfrequenz 1/T = 6,4 kHz, zu einer inneren Verarbeitungsgeschwindigkeit von etwa 3t3 MHz. (6) Allgemeine Bemerkungen Im Abschnitt (E.3) wurde bereits bemerkt, dass

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das Tiefpassfilter 19 im Sendekanal 2 nach Fig. 2 fast keinen Einfluss auf die Einstellung des adaptiven Filters im Echokompensator 12 hat. Was den Einfluss auf die Regeneration der binären Datensignale im Regenerator 21 anbelangt, ist die Stelle des Tiefpassfilters 19 in der Uebertragungsstrecke zwischen dem Kodewandler 15 im Sendekanal 2 am einen Ende der Zweidrahtverbindung 1 und dem inversen Kodewandler 20 im Empfangskanal 3 am anderen Ende der Zweidrahtverbindung 1 nicht von Bedeutung. Statt das Tiefpassfilter 19 in den Sendekanal 2 aufzunehmen, kann in den Empfangskanal 3 ein entsprechendes Tiefpassfilter aufgenommen werden.

Weiter ist die Erläuterung im Abschnitt (E.3) für binäre Datensignale mit einer Symbolfrequenz 1/T = 6,4 kHz und für eine Verzögerungszeit NT = 2T gegeben worden.

Für andere Werte der Symbolfrequenz 1/T, beispielsweise 3,2 kHz kann auch ein Verzögerungskreis 16 mit einer Verzögerungszeit NT = T verwendet werden. Das Spektrum der ternären Datensignale hat dann dieselbe Form wie das im Frequenzdiagramm a aus Fig. 3 aber die Nullpunkte liegen nun bei den Frequenzen f = 0 und f = 1/T, wobei diese letztere Frequenz jedoch denselben Wert hat wie die Frequenz f = 1/(2T) in dem Beispiel des Abschnitts (E.3) und zwar 3»2 kHz. Das Tiefpassfilter 19 im Sendekanal 2 kann dann eine Grenzfrequenz 1/(2Τ) aufweisen aber auch

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eine Grenzfrequenz 1/T, oder kann wie obenstehend erwähnt, völlig fortfallen. In den beiden letzteren Fällen wird in den Empfangskanal 3 ein einfaches Tiefpassfilter aufgenommen um dafür zu sorgen, dass annähernd das erste Nyquist-Kriterium erfüllt wird. Wohl wird in allen Fällen das Restsignal am Ausgang des Kombinierkreises 14 mit der zurückgewonnenen Symbolfrequenz 1/T abgetastet.

Im Abschnitt (a.2) wurde bemerkt, dass für binäre Datensignale manche Vorteile der betreffenden Anordnung auch durch Anwendung der Modulationsmethoden die als"biphase modulation" und"delay modulation" bekannt sind, erreichbar sind. Ein wesentlicher zusätzlicher Vorteil der betreffenden Anordnung ist jedoch, dass sie ohne Aenderungen in der Struktur auch für p-Pegeldatensignale mit ρ grosser als 2 und zwar unter Beibehaltung aller bereits erwähnter Vorteile angewandt werden kann, während die beiden bekannten Modulationsmethoden ausschliesslich für binäre (2-Pegel) Datensignale anwendbar sind.

In dem Falle von p-Pegeldatensignalen mit einer Symbolfrequenz 1/T können die Signalverarbeitungen, die im Kodewandler und im inversen Kodewandler der betreffenden Anordnung durchgeführt werden müssen für eine Verzögerungszeit NT = 2T entsprechend den im Abschnitt (1.3) gegebenen Formeln (i), (2) und (5)durch

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die generalisierten Formeln dargestellt werden: ^bk ⁼ (³Ic ^{+ b}k-2^ ^modul° P

C, =

- ^bv_p) (9)

k - ^v"k k-2.
a_k = (c_k) modulo ρ (ΐθ)

wobei a. sowie b. einen der Werte aus der Reihe 0, 1, ...(p-1) und c, einen der Werte aus der Reihe -(p-1), -1, . ··, (p-1) annehmen kann. Die linearen Signalverarbeitungen nach den Formeln (2) und (9) führen zu derselben Spektrumtransformation mit einer Amplitude-Frequenzkennlinie, die durch die Formel (4) gegeben wird, so dass die Signale am Ausgang des Kodewandlers in den beiden Fällen dieselben spektralen Eigenschaften aufweisen. Zur Rückgewinnung des Taktsignals mit der Symbolfrequenz können wieder die im Bezugsmaterial (D.6) beschriebenen Techniken angewandt werden, während in bestimmten Fällen auch die im Bezugsmaterial (D.7) beschriebenen Techniken angewandt werden können. Dem adaptiven Filter im Echokompensator werden die modifizierten p-Pegeldatensymbole zugeführt, die aus den p-Pegeldatensymbolen mit Hilfe der nicht-linearen p-Pegeltransformation nach der Formel (8) erhalten worden sind.

Wenn die betreffende Anordnung für p-Pegeldatensignale mit ρ grosser als 2 angewandt wird bleibt nicht nur die Struktur dieselbe wie für ρ = 2, sondern kann auch die Ausbildung vieler zusammenstellender Teile

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dieselbe bleiben. So braucht beispielsweise die Ausbildung des digitalen Echokompensators 12 in Fig. 5 nur in dem Sinne geändert, zu werden, dass die Abtastwerte der modifizierten 4-Pegeldatensymbole in 2 Bits kodiert und die j Teile, die diese Abtastwerte selber verarbeiten, (Daten-' register 37 und Multiplizierer 4θ, 42) für 2-Bits-Datenabtastwerte eingerichtet werden. Die übrigen Teile des Echokompensators 12 in Fig. 5 und auch die innere Verarbeitungsgeschwindigkeit brauchen jedoch nicht geändert zu werden. Eine derartige Ausführungsform der betreffenden Anordnung für ρ = 4 kann beispielsweise verwendet werden, wenn binäre Datensignale mit einer Geschwindigkeit von 12800 bit/s über Zweidrahtverbindungen im öffentlichen Fernsprechnetz übertragen werden müssen. An den Eingang des Sendekanals wird dann ein Reihen-Parallelwandler angeschlossen, der die binären Datensignale in 4-Pegeldatensignale mit einer Symbolfrequenz l/T von 6,4 kHz umwandelt und an den Ausgang des Empfangskanals wird dann ein Parallel-Reihenwandler angeschlossen, der die regenerierten 4-Pegeldatensignale in binäre Datensignale mit einer Geschwindigkeit von 12800 bit/s umwandelt.

Es sei hingewiesen auf die Tatsache, dass der Pegel der Signale, die über den hybriden Koppelkreis in den Empfangskanal eintreffen, von Fall zu Fall stark ändern kann (abhängig vom Typ und von der Länge der Zweidrahtverbindung können diese Pegeländerungen bis etwa 4θ dB

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ansteigen). Diese Pegeländerungen können dadurch ausgeglichen werden, dass am Eingang des Empfangskanals eine automatische Verstärkungsregelung angewandt wird. Für die in Fig. 2 dargestellte Ausführungsform ist jedoch eine andere Lösung möglich, die durch ihre Einfachheit interessant ist. Diese Lösung besteht darin, dass ein einfaches Hochpassfilter mit einer Grenzfrequenz in der Grössenordnung von 5 Hz zwischen den als Zweiweggleichrichter ausgeführten inversen Kodewandler 20 und den Regenerator 21 angeschlossen wird. Durch dieses Hochpassfilter wird die Gleichspannung infolge der Zweiweggleichrichtung unterdrückt, so dass der Entscheidungspegel des Regenerators 27 nun auf ein Bezugspotential Null zu liegen kommt und folglich von den Pegeländerungen am Eingang des Empfangskanals unabhängig geworden ist. Der Regenerator 21 kann durch einen Polaritätsdetektor, beispielsweise einen Zweiwegbegrenzer, und einen Entscheidungskreis, beispielsweise eine bistabile Triggerschaltung vom D-Typ, die durch das zurückgewonnene Taktsignal gesteuert wird, gebildet werden. Die Empfindlichkeit des Polaritätsdetektors bestimmt dann die Grenzen des Gebietes, in dem der Entscheidungskreis von den Pegelanderungen am Eingang des Empfangskanals unabhängig ist. Durch diese einfache Lösung können Pegeländerungen bis etwa 50 dB ausgeglichen werden, ohne dass eine automatische Verstärkungsregelung angewandt wird. Zwar erfordert diese

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Lösung, dass die binären Datensignale in einer fast beliebigen Abwechslung auftreten aber diese Bedingung bildet in der Praxis keine Beschränkung, weil im allgemeinen bereits aus anderen Gründen eine sogenannte "data scrambling" bei den Datensignalen angewandt wird. Das digitale Aequivalent dieser Lösung kann in der in Fig. 4 dargestellten Abwandlung der Fig. 2 angewandt werden.

Zum Schluss sei bemerkt, dass in der betreffenden Anordnung zwar eine zweckmässige Echokompensation bewirkt wird, aber dass dadurch die Uebertragungskennlinien der eigentlichen, die Zweidrahtverbindung umfassenden Uebertragungsstrecke nicht geändert werden. Wenn die Amplituden- und Laufzeitverzerrungen, die durch diese Uebertragungsstrecke verursacht werden, unzulässige Werte annehmen, kann ein automatischer Entzerrer von einem Typ, wie dieser beispielsweise im Bezugsmaterial (D. 4) oder (D.j>) beschrieben wird, in den Empfangskanal zwischen dem Echokompensator und dem inversen Kodewandler aufgenommen werden.

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Leerseite

Claims

PHN.

PATENTANSPRUCH ;

Schaltungsanordnung für simultane Zweiwegübertragung von Datensignalen mit einer Symbolfrequenz 1/T über eine Zweidrahtverbindung mit einer gegebenen Bandbreite, welche Anordnung mit einem Einwegsendekanal, einem Einwegempfangskanal, einem Koppelkreis um die genannten Kanäle und die Zweidrahtverbindung aneinander anzuschliessen, und einem Echokompensator versehen ist, der ein adaptives Filter mit einstellbaren Filterkoeffizienten enthält um aus Signalen im Sendekanal ein angenähertes Echosignal zu erzeugen, das differenziell mit den Signalen im Empfangskanal zur Bildung eines Restsignals kombiniert wird, wobei die genannten Filterkoeffizienten unter Ansteuerung des Resteignais und der Signale im Sendekanal zur Minimalisierung einer vorgeschriebenen Funktion des Restsignals eingestellt werden, dadurch gekennzeichnet, dass der Sendekanal mit einem Kodewandler versehen ist, in dem p-Pegeldatensymbole in modifizierte p-Pegeldatensymbole umgewandelt werden, indem die p-Pegeldatensymbole und die modifizierten p-Pegeldatensymbole, die um eine Zeit NT verzögert sind, wobei N eine ganze Zahl ist, modulo-p addiert werden, und in dem modifizierte p-Pegeldatensymbole in (2p-1)-Pegeldatensymbole umgewandelt werden, indem modifizierte p-Pegeldatensymbole, die um eine gleiche Zeit NT verzögert sind, von den modifizierten p-Pegeldatensymbolen linear subtrahiert

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werden, dass weiter der Empfangskanal mit einem inversen Kodewandler versehen ist, in dem (2p-1)-Pegeldatensymbole in p-Pegeldatensymbole umgewandelt werden, deren Pegel den Pegeln modulo-p in den (2p-1)-Pegeldatensymbolen entsprechen, und die Anordnung weiter mit einem Extraktionskreis versehen ist, der mit dem Empfangskanal gekoppelt ist um die Symbolfrequenz aus den Signalen im Empfangskanal zurückzugewinnen, und zugleich mit einem digitalen adaptiven Filter versehen ist, dem die modifizierten p-Pegeldatensymbole vom Kodewandler im Sendekanal und die Signalabtastwerte des Restsignals, die zu Abtastzeitpunkten auftreten, die durch die zurückgewonnene Symbolfrequenz bestimmt werden, zur Einstellung der Filterkoeffizienten zugeführt werden.

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