NL8600087A

NL8600087A - Inrichting voor vol-duplex datatransmissie over tweedraadsverbindingen.

Info

Publication number: NL8600087A
Application number: NL8600087A
Authority: NL
Original assignee: Philips Nv
Priority date: 1986-01-17
Filing date: 1986-01-17
Publication date: 1987-08-17
Also published as: EP0231959B1; AU6761987A; JPS62172831A; EP0231959A1; DE3782069T2; JPH0767104B2; US4835765A; CA1274594A; DE3782069D1

Description

. ‘ »' * PHN.11.618 1 * N.V. Philips* Gloeilampenfabrieken "Inrichting voer vol-duplex datatransmissie over tweedraadsverbindingen" (A) achtergrond van de uitvinding

De uitvinding heeft betrekking cp een inrichting voor vol-duplex transmissie van datasignalen over een tweedraadsverbinding, welke inrichting is voorzien van een cp een basisband datazender 5 aangesloten êénrichtingszendkanaal, een cp een basisband data-ontvanger aangesloten êênrichtingsontvangkanaal, een hybride koppelcircuit on . de zend- en ontvangkanalen en de tweedraadsverbinding op elkaar aan te sluiten, een echocanpensator die een adaptief filter met instelbare filtercoëfficiënten en een instelcircuit voor de filtercoëfficiënten 10 bevat, en een in het ontvangkanaal opgenamen catibineercircuit, waarbij het adaptive filter een benaderd echosignaal opwekt uit signalen in het zendkanaal, het combineercircuit het benaderde echosignaal differentieel caribineert met binnenkanende signalen van het ontvangkanaal ter opwekking van een residusignaal en het instelcircuit in 15 responsie cp signalen in het zendkanaal en het residusignaal in het ontvangkanaal de filtercoëfficiënten van het adaptieve filter instelt ter minimalisering van een voorgeschreven functie van het residusignaal.

Een dergelijke inrichting is bekend uit het artikel van 20 P.J. van Gerwen et al. in IEEE J. Select. Areas Caiïtun., Vol. SAC-2,

No. 2, March 1984, pp. 314-323.

Voor de vol-duplex transmissie van datasignalen wordt dikwijls gébruik gemaakt van de verbindingen van het openbare telefoonnet. In het lokale deel van dit net zijn de verbindingen meestal 25 van het twsedraadstype. De datatransmissie is dan onderhevig aan vier hoofdtypen van verslechteringen: echosignalen, intersymboolinterf erentie, overspraak van altijd aanwezige signalen in naastliggende verbindingen en ruis (achtergrondruis en impulsruis). Vele van de thans beschikbare inrichtingen voor vol-duplex datatransmissie over tweedraads-30 verbindingen bevatten een echocarpensator met een adaptief filter cm de starende invloed van echosignalen aanzienlijk te reduceren, waarbij de coëfficiënten van het adaptieve filter meestal cp iteratieve $353087 EHN.11.618 2 * . * * wijze worden ingesteld volgens een criterium voor het minimaliseren van de gemiddelde kwadratische waarde van de in het residusignaal aanwezige restecho. Verder bevatten de in deze inrichtingen toegepaste data-ontvangers de gangbare voorzieningen voor het sterk reduceren van de 5 storende invloed van intersymboolinterferentie, altijd aanwezige over-spraak en achtergrondruis. In de thans beschikbare inrichtingen zijn echter nog geen specifieke voorzieningen getroffen voor het reduceren van de invloed van impulsruis die bestaat uit geconcentreerde puls-achtige storingen die op onregelmatige en in het algemeen ver uiteen-10 liggende tijdstippen optreden. De invloed van deze impulsruis doet zich vooral gelden qp langere verbindingen bij hogere datasnelheden.

Een op zich bekende mogelijkheid tot het bestrijden van de invloed van impulsruis is het invoegen van een versmer ings f ilter aan de zendzijde en een complementair versmeringsfilter aan de ontvang-15 zijde van de verbinding. In het algemeen hebben beide filters een vlakke amplitudekarakteristiek, maar hun groeplooptij den variëren in de voorgeschreven frequentieband op tegengestelde wijze, waarbij de son van de groeploopt ij den zo goed mogelijk constant is. In het ideale geval ondergaat een datasignaal dat beide filters passeert uitsluitend 2Q een vertraging. Een in de verbinding geïnjecteerde stoorpuls passeert echter alleen het complementaire versmeringsfilter aan de ontvangzijde, zodat de energie van een dergelijke stoorpuls wordt uitgesmeerd in de tijd en daardoor zijn invloed op het ontvangen datasignaal op ieder moment wordt verminderd. Nadere bijzonderheden ontrent ontwerp en 25 implementatie van efficiënte en toch eenvoudige versmeringsfilters voor datatransmissie zijn te vinden in het artikel van G.F.M. Beenker et al. in IEEE Trans. Ccmmun., Vol. COM-33, No. 9, September 1985, pp. 955-963.

In de inrichtingen voor vol-duplex datatransmissie over tweedraadsverbindingen kan de invloed van Impulsruis op dezelfde wijze worden bestreden door aan de ingang van het éénrichtingszendkanaal de datazender via een versmeringsfilter aan te sluiten en aan de uitgang van het éênrichtingsontvangkanaal de data-ontvanger via een complementair versmeringsfilter aan te sluiten. Deze wijze van aansluiten van de versmeringsfilters houdt in dat de signalen in het zend- 09 kanaal die worden toegevoerd aan de echocorpensator thans worden gevormd door versmeerde datasignalen met een aanzienlijk groter aantal significante signaalwaarden dan in het geval zonder versmeringsfilters.

8 'Ö O O O B -

* X

EHN.11,618 3

Daardoor wordt de implementatie van de echoccnpensator eveneens aanzienlijk ingewikkelder crrdat de aan een digitale echocompensator toe te voeren s ignaalmcns ter s dan met een veel groter aantal bits moeten worden gerepresenteerd. Dit is met name ongewenst gezien de 5 verwachting dat versmeringsfliters slechts pp een beperkt aantal verbindingen in het lokale telefoonnet ingezet zullen hoeven worden, zodat de complexiteit van de bij. iedere tweedraadsverbinding aanwezige echocoirpensator veel zwaarder weegt dan die van de versmeringsfilters, welke als een relatief infrequent toegepaste optie beschouwd dienen 10 te warden.

(B) Samenvatting van de uitvinding

De uitvinding beoogt een inrichting voor vol-duplex datatransmissie van het in de aanhef van paragraaf (A) vermelde type te verschaffen, waarin ver smeringsf ilters worden toegepast zonder daardoor de complexiteit van de echoccnpensator te vergroten.

De inrichting volgens de uitvinding heeft daartoe het kenmerk, dat de inrichting is voorzien van eerste vertragingsmiddelen die zijn opgencmen in een eerste signaalpad van de datazenderuitgang naar het instelcircuit, en tweede vertragingsmiddelen die zijn opgenomen 20 in een tweede signaalpad van de datazenderuitgang via het adaptieve filter en het combineercircuit naar een punt in het ontvangkanaal waar het aan het instelcircuit toe te voeren residusignaal wordt afgetakt van het ontvangkanaal, welke eerste en tweede vertragingsmiddelen een zelfde vertragingstijd bezitten die in hoofdzaak correspondeert __ met de signaalvertragingstijd van de cascadeschakeling van het versme-25 ringsfilter en het complementaire versmeringsfilter, en verder het complementaire ver smeringsf ilter in het ontvangkanaal is ingevoegd tussen het kcppelcircuit en genoemd aftakpunt voor het residusignaal.

(C) Korte beschrijving van de tekeningen

Uitvoeringsvoorbeelden van de uitvinding en hun voordelen zullen thans nader worden toegelicht· aan de hand van.de tekeningen.

Daarbij toont:

Fig. 1 een blokschema van een inrichting volgens de hiervoor vermelde stand van de techniek voor vol-duplex basisband transmissie van datasignalen over tweedraadsverbindingen, welke 35 inrichting op bekende wijze is voorzien van versireringsfilters voor het bestrijden van de invloed van impulsruis;

Fig. 2 een blokschema van een eerste uitvoeringsvoorbeeld

V J- *y J J Q J

Jf ' ΐ EHN.11.618 4 van een inrichting volgens de uitvinding voor vol-duplex basisband datatransmissie over tweedraadsverbindingen;

Fig. 3 een drietal blokschema's van praktische modificaties van de inrichting van Fig. 2 wat betreft de aansluiting van de echo-compensator op het· zendkanaal;

Fig. 4 een blokschema van een tweede uitvoeringsvoorbeeld van een inrichting volgens de uitvinding voor vol-duplex basisband datatransmissie over tweedraadsverbindingen;

Fig. 5 een blokschema van een variant van de inrichting van Fig. 4 die leidt tot een eenvoudiger implementatie;

Fig. 6 een blokschema van een modulaatband variant van het eerste uitvoeringsvoorbeeld van een inrichting volgens de uitvinding getoond in Fig. 2, welke variant is ingericht voor vol-duplex modulaatband datatransmissie over tweedraadsverbindingen ;

Fig. 7 een blokschema van een modulaatband variant van het 15 tweede uitvoeringsvoorbeeld van een inrichting volgens de uitvinding getoond in Fig. 5, welke variant is ingericht voor vol-duplex modulaatband datatransmissie over tweedraadsverbindingen; en

Fig. 8 een blokschema van een variant van de inrichting van Fig. 7, waarin versmeringsfilters van het basisband type zijn toegepast.

(D). Beschrijving van de uitvoeringsvoorbeelden D (1). Algemene beschrijving

In Fig. 1 is het blokschema weergegeven van een bekende ^ inrichting voor vol-duplex basisband transmissie van binaire datasignalen over een tweedraadsverbinding 1 in het openbare lokale telefoonnet.

Deze inrichting is voorzien van een êênrichtingszendkanaal 2, een êênrichtingsontvangkanaal 3 en een hybride koppelcircuit 4 met een compromis balanceemetwerk 5 cm deze kanalen 2, 3 en tweedraads-30 verbinding 1 op elkaar aan te sluiten. Op zendkanaal 2 is een basisband datazender 6 aangesloten met een databron 7 en een lijncoder 8 die een binair datasignaal van databron 7 cmzet in een temair datasignaal overeenkomstig de MI code (Alternate Mark Inversion) cm een lijnsignaal te verkrijgen dat geschikt is voor transmissie over tweedraadsverbinding 1. Dit lijnsignaal wordt via koppelcircuit 4 en tweedraadsverbinding 1 overgedragen naar een op afstand gelegen inrichting die niet is weergegeven in Fig. 1, maar die qp dezelfde wijze is uitgevoerd.

8000087 m \ EHN.11.618 5

Een aan deze cp afstand gelegen inrichting ontleend lijnsignaal wordt via tweedraadsverbinding 1 overgedragen ai via kcppelcircuit 4 toegevoerd aan ontvangkanaal 3 en daarin doorgegeven aan een basisband data-ontvanger 9 via een cntvangfilter 10. Data-ontvanger 9 bevat een lijndecoder 11/ een detector 12 voor het aldus verkregen datasignaal en een dataput 13 waaraan het gedetecteerde binaire datasignaal wordt doorgegeven. In data-ontvanger 9 kan tevens een (in Fig. 1 niet getoonde) egalisator zijn opgencmen aan de ingang van lijndecoder 11.

Aangezien in de praktijk de impedantie van tweedraadsver-binding 1 niet precies beleend is , vormt balanceemetwerk 5 geen perfecte afsluiting van hybride kcppelcircuit 4. Dit leidt tot een directe lek van zendkanaal 2 naar ontvangkanaal 3 via kcppelcircuit 4.

Verder leiden impedantiediscontinuiLteiten in tweedraadsverbinding 1 tot signaalreflecties. Beide effecten hebben tot gevolg dat echo's van het uitgangssignaal van datazender 6 verschijnen in ontvangkanaal 3.

15

Teneinde de starende invloed van deze echosignalen zoveel mogelijk te verminderen, is de inrichting van Fig. 1 voorzien van een echoccmpensator 14 die een adaptief filter 15 met instelbare filter-coëfficiënten en een instelcircuit 16 voor deze filtercoëfficiënten 2(J bevat. Dit adaptieve filter 15 wekt uit het lijnsignaal in zendkanaal 2 een benaderd echosignaal cp dat in een ccmbineercircuit 17 wordt afgetrokken van de binnenkomende signalen van ontvangkanaal 3 (het ontvangen lijnsignaal van de cp afstand gelegen inrichting, storingen en de echo's van het lijnsignaal in zendkanaal 2). Aan de uitgang van ccmbi-25 neercircuit 17 verschijnt dan een residusignaal dat in hoofdzaak vrij is van echo's en dat wordt toegevoerd aan data-ontvanger 9.

In responsie cp het lijnsignaal in zendkanaal 2 en het residusignaal in ontvangkanaal 3 stelt instelcircuit 16 de filtercoëfficiënten van adaptief filter 15 in cm een voorgeschreven functie ^ van dit residusignaal te minimaliseren. Gewoanlijk is deze voargeschre-ven functie de gemiddelde kwadratische waarde van óf het residusignaal zelf óf een oneven, niet-afnemende functie van het residusignaal.

De optimale instelling van de filtercoëfficiënten wordt op iteratieve wijze bereikt met behulp van een algoritme van het gradiënt-type.

Nadere bijzonderheden omtrent ontwerp en mogelijke implementatie 35 van digitale uitvoeringen van echoccmpensator 14 en ook van data-ontvanger 9 zijn te vinden in het hiervoor vermelde artikel van P.J. van Gerwen et al. en de daarin genoemde referenties.

:.03087 FHN.11.618 6 « ' -*

Vooral bij langere verbindingen en hogere datasnelheden wordt de datatransmissie echter ook verstoord door een type verslechtering dat bekend staat als impulsruis. Deze impulsruis bestaat uit geconcentreerde pulsachtige storingen die op onregelmatige en in het algemeen ver uiteenliggende tijdstippen optreden. Het is op zich bekend 5 dat de invloed van de impulsruis kan worden bestreden door aan de zendzijde van de verbinding een versmeringsfilter en aan de ontvang-zijde een complementair versmeringsfilter in te voegen. In de inrichting van Fig. 1 is gebruik gemaakt van deze bekende maatregel door datazender 6 via een versmeringsfilter 18 aan de ingang van zendkanaal 2 en data-ontvanger 9 via een complementair versmeringsfilter 19 aan de uitgang van ontvangkanaal 3 aan te sluiten.

Het gebruik van de versmeringsfilters 18/ 19 in de inrichting van Fig. 1 heeft echter tot gevolg dat het aan echocompensator 14 toegevoerde lijnsignaal in zendkanaal 2 wordt gevormd door een versmeerd datasignaal met een aanzienlijk groter aantal anplitudeniveaus dan de drie niveaus van· het temaire datasignaal aan de uitgang van lijncoder 8, Daardoor wordt de implementatie van echocarrpensator 14 eveneens aanzienlijk ingewikkelder, ondat dan veel hogere eisen moeten worden gesteld aan de nauwkeurigheid waarmede het aan echocompensator 14 toe 20 te voeren signaal inwendig wordt gerepresenteerd in echocompensator 14; bij een digitale uitvoering van echocompensator 14 betekent dit dus een representatie met een veel groter aantal bits dan de twee bits nodig voor de representatie van het temaire datasignaal aan de uitgang van lijncoder 8. De sterk toegencmen complexiteit van echo-25 compensator 14 is in het bijzonder ongewenst omdat de versmeringsfilters 18, 19 naar verwachting op slechts een relatief klein aantal tweedraadsverbindingen van het lokale telefoonnet ingezet behoeven te warden, zodat de complexiteit van de bij iedere tweedraadsverbinding aanwezige echocompensator 14 veel zwaarder weegt dan de complexiteit 30 van de versmeringsfilters 18, 19 die als een relatief infrequent toegepaste optie te beschouwen zijn.

D(2) ♦ Eerste uitvoeringsvoorbeeld van de uitvinding

In Fig. 2 is het blokschema van een eerste uitvoeringsvoorbeeld van een inrichting volgens de uitvinding weergegeven, waarbij 35 elementen in Fig. 2 die overeenkomen met elementen in Fig. 1 zijn aangeduid met dezelfde verwijzingscijfers als in Fig. 1.

Deze inrichting is voorzien van eerste vertragingsmiddelen 8600087

Pf3N.11.618 7 20 die zijn opgenanen in een eerste signaalpad van de uitgang van data-zender 6 naar de ingang van instelcircuit 16 van echocompensator 14 en is verder voorzien van tweede vertragingsmiddelen 21 die zijn opge-ncmen in een tweede signaalpad van de uitgang van datazender 6 via 5 adaptief filter 15 van echoccmpensator 14 en corabineercircuit 17 naar een punt P in ontvangkanaal 3 waar het aan instelcircuit 16 toe te voeren residusignaal wordt afgetakt van ontvangkanaal 3. Deze eerste en tweede vertragingsmiddelen 20, 21 bezitten een zelfde vertragings-tijd D die in hoofdzaak correspondeert met de signaalvertragingstijd S van de cascadeschakeling van versmeringsfilter 18 en complementair versmer ings fliter 19. Verder is complementair versmeringsfilter 19 in ontvangkanaal 3 ingevoegd tussen kqppelcircuit 4 en genoemd aftak-punt P voor het residusignaal. In het uitvoeringsvoorbeeld van Fig. 2 zijn de tweede vertragingsmiddelen 21 cpgenomen in dat deel van het J5 tweede signaalpad dat is gelegen tussen de uitgang van datazender 6 en de ingang van adaptief filter 15 en is complementair versmeringsfilter ingevoegd tussen kqppelcircuit 4 en combineercircuit 17.

Door toepassing van deze maatregelen wordt bereikt dat adaptief filter 15 en instelcircuit 16 van echoccmpensator 14 signalen 20 uit zendkanaal 2 ontvangen die worden gevormd door vertraagde versies van het temaire datasignaal aan de uitgang van datazender 6 en dus niet door het ver smeerde datasignaal aan de uitgang van versmeringsfilter 18 zoals in de inrichting van Fig. 1. Hierdoor kunnen de in echocompensatar 14 te bewerken signalen met dezelfde nauwkeurigheid 25 werden gerepresenteerd als in het geval zonder toepassing van versme-ringsfilters 18, 19 en wel bij een digitale uitvoering van echocompensatar 14 wederom met de twee bits die nodig zijn voor de representatie van het temaire datasignaal aan de uitgang van datazender 6. Bovendien blijkt dat kan worden volstaan met een zelfde lengte van de impulsresponsie van adaptief filter 15 in echoccmpensator 14 als in het geval

t/U

zender toepassing van versmeringsfilters 18, 19, ondanks het feit dat het pad van de echosignalen thans tevens de versmeringsfilters 18, 19 omvat. Dit zal worden toegelicht voor het geval dat adaptief filter 15 en versmeringsfilters 18, 19 transversale filters van het tijd-discrete 35 type zijn en dus ingericht zijn voor het verwerken van signalen, waarvan de monsters optreden op tijdstippen t = nT waarbij n een geheel getal is met - eo<£n < «o en T de monsterperiode. Eenvoudigheidshalve wordt hier verondersteld dat deze monsterperiode T gelijk is aan de v -:)37

Jt % EHN.11.618 8 symboolpericde van de datasignalen. Verder wordt verondersteld dat uitsluitend datazender 6 werkzaam is en dus geen lijnsignaal van de qp afstand gelegen transmiss ie-inrichting en geen impulsruis aanwezig is.

5 Wanneer de qp tijdstip t = nT optredende monsters van het temaire datasignaal aan de uitgang van datazender 6 worden aangeduid met x(n) en de monsters op tijdstip t = nT van het echosignaal en het benaderde echosignaal aan de ingangen van combineercircuit 17 met e(n) respectievelijk ê(n), en wanneer op soortgelijke wijze voor 10 versmeringsfilter 18, complementair versmsringsfilter 19, echopad tussen de uitgang van zendkanaal 2 en de ingang van ontvangkanaal 3, en adaptief filter 15 de waarden van hun impulsresponsie op tijdstip t = nT worden aangeduid met respectievelijk sm(n), dsm(n), g(n) en g(n) dan geldt: 15 e(n) = (dsm * g 36 sm x x) (n) (1) waarbij het symbool "X" de lineaire convolutie-operatar aanduidt en dus (dsm x g X sm X x) de lineaire canvolutie van de impulsresponsies dsm(n), g(n), sm(n) en x(n). Formule (1) kan worden herschreven als: e(n) = ((smxdsm) x (gxx)) (n) (2) 2{J In het ideale geval zou de cascadeschakeling van de versmeringsf liters 18, 19 uitsluitend een signaalvertragingstijd S ter grootte van een aantal Nq van monsterperioden introduceren, zodat S = NT (3) en deze cascadeschakeling zou dan een impulsresponsie h(n) met: 25 h(n) = (sm x dsm) (n) (4) bezitten waarvoor geldt: h(n) = 6(n-NQ) (5) waarbij £ (.) de Kronecker deltafunctie is. In de praktijk zijn echter de versmeringsf ilter s 18, 19 niet exact complementair zodat 30 9eldti h(n) = S(n-N0) + bin) (6) waarbij b(n) de afwijking van de ideale situatie is en de door de cascadeschakeling van versmeringsfilters 18, 19 geïntroduceerde inter-symboolinterferentie voorstelt. Met behulp van formules (4) en (6) 35 kan formule (2) worden geschreven als: e(n) = (g X x) (n - NQ) + (b x g x x) (n) (7)

Er wordt nu aangenomen dat de cascadeschakeling van versmeringsfilters 18, 19 een zodanig kleine intersymboolinterferentie b(n) introduceert 8.6 0 0 0 8 7

♦ V

PHtf.11.S18 9 dat de tweede term in formule (7) mag worden verwaarloosd. In dat geval geldt met goede benadering: e(n) = (g i x) (n - NQJ (8)

Met een vertr agings tij d D van tweede vertragingsmiddelen 21 gelijk aan s de signaalvertragingstijd S van de cascadeschakeling van versmerings-fliters 18/ 19 en dus met: D = S = NqT (9) ontvangt adaptief filter 15 ingangssignaalmonsters x(n - NQ) en geldt voor de monsters ê(n) van het benaderde echosignaal: 10 ê(n) = (g * x) (n - NQ) (10)

Voor de monsters r(n) van het residusignaal aan de uitgang van ccmbi-neercircuit 17, welke monsters bij de genaakte veronderstellingen uitsluitend gevormd warden door de monsters van het restechosignaal, geldt dan: ls r(n) = e(n) - ê(n) = (g * x) (n - NQ) - (g * x) (n - NQ) (11)

Ofwel: r(n) = ((g -g)n) (n - nq) (12)

Aangezien echocarpensator 14 is ingericht voor het minimaliseren van de gemiddelde kwadratische waarde van het residusignaal, leidt deze 2Q minimalisering op grond van fantule (12) tot de convergentie van de inpulsresponsie g(n) van adaptief filter 15 naar de impulsresponsie g(n) van het echcpad tussen de uitgang van zendkanaal 2 en de ingang van cntvangkanaal 3. Deze convergentie treedt evenwel ook op in het geval dat geen versmeringsfilters 18, 19 worden toegepast.

25 De beschreven maatregelen maken het dus mogelijk versme ringsfilters 18, 19 toe te passen zonder dat daardoor echocompensator 14 behoeft te warden gewijzigd.

De diagrammen van Fig. 3 tonen praktische modificaties van de inrichting van Fig. 2 wat betreft de aansluiting van echoccmpen- sator 14 cp zendkanaal 2.

30 r

In diagram a van Fig. 3 worden de functies van eerste en tweede vertragingsmiddelen 20, 21 van Fig. 2 in combinatie vervuld door aan de eerste en tweede signaalpaden gemene vertragingsmiddelen 22 die zijn cpgencmen tussen de uitgang van datazender 6 en de. twee met elkaar verbonden ingangen van echocompensator 14 voor signalen afkomstig 35 van zendkanaal 2.

In het beschouwde voorbeeld is lijneoder 8 van datazender 6 een AMI-coder. Diagram b van Fig, 3 toont hoe in dat geval de hier 3 0 -J 0 3 / PHN.11.618 10 beschreven maatregelen bovendien kunnen werden gecombineerd met de uit het Amerikaanse octrooischrift 4.117.277 bekende maatregelen ter vereenvoudiging van de implementatie van echocompensator 14. In de op zich bekende lijncoder 8 van diagram b wordt het binaire datasignaal 5 van databron 7 omgezet in een gemodificeerd binair datasignaal door het binaire datasignaal en het gemodificeerde binaire datasignaal dat vertraagd is over een tijd T met behulp van een vertragingscircuit 23, modulo-2 qp tellen met behulp van een modulo-2 opteller 24. Verder wordt het gemodificeerde binaire datasignaal omgezet in een temair 10 datasignaal door het over een tijd T vertraagde gemodificeerde binaire datasignaal lineair af te trekken van het gemodificeerde binaire datasignaal met behulp van een combineercircuit 25. Dit temaire datasignaal aan de uitgang van combineercircuit 25 vormt het normale uitgangssignaal van datazender 6 dat wordt toegevqerd aan versmeringsfilter 18.

15 Diagram b van Fig. 3 verschilt nu daarin van diagram a dat het via vertragingsmiddelen 22 aan echocompensator 14 toe te voeren signaal niet wordt gevormd door dit normale uitgangssignaal van datazender 6, maar overeenkomstig genoemd octrooischrift wordt gevormd door het gemodificeerde binaire datasignaal aan de uitgang van modulo-2 opteller 20 24 dat aan een extra uitgang van datazender 6 wordt doorgegeven.

De door laatstgenoemde maatregel bereikte vereenvoudiging van echo-campensator 14 (zijn ingangssignaal behoeft immers met slechts één bit te worden gerepresenteerd in plaats van de twee bits die nodig zijn in het geval van een temair datasignaal) blijft aldus ook 25 behouden wanneer versmeringsfilters 18, 19 worden toegepast.

In het geval van transversale versmeringsfilters 18, 19 van het tijd-discrete type kan gebruik gemaakt worden van de in versme-ringsfilter 18 reeds aanwezige elementen voor het verwezenlijken van de vertragingsmiddelen 22. Zoals weergegeven in diagram c van Fig. 3, bevat een dergelijk versmeringsfilter 18 een op datazender 6 aangeslo- ou ten schuif register 18(1) dat gevormd wordt door de serieschakeling van een aantal secties met elk een vertragingstijd T, en een weeg-circuit 18(2) dat op aftakkingen van de secties van schuifregister 18(1) is aangesloten cm de afgetakte signalen te vermenigvuldigen net filter-coëfficiënten en de resulterende productsignalen te sommeren, waarbij het scrasignaal het ver smeerde datasignaal vormt dat wordt toegevoerd aan koppelcircuit 4. In diagram c worden de secties van schuifregister 18(1) nu tevens benut voor het verkrijgen van de vereiste vertraging 8600087

Ti.

PHN.11.618 11 D = N T van vertragingsmiddelen 22 door de uitgang- van een bepaalde sectie te koppelen met de beide ingangen van echocompensator 14 voor signalen afkomstig van zendkanaal 2. Bij een ontwerp van de transversale versmeringsfliters 18, 19 zoals voargesteld in het hiervoor vermelde 5 artikel van G.F.M. Beenker et al., kan de waarde Nq gelijk zijn aan het aantal (N - 1) van de secties van schuifregister 18(1) van versne- ringsfilter 18. De totale vertragingstijd van de secties tussen de eerste en de laatste aftakking bedraagt dan (N - 1)T, zodat de vereiste vertragingstijd N_T = (N - 1)T dan kan warden verkregen door de uitgang j van schuifregister 18(1) te verbinden met echoconpensator 14. In het geval dat Nq groter zou zijn dan (N - 1), dient schuifregister 18(1) te warden verlengd met één of meer vertragingssecties 18(3), zoals aangegeven in diagram c, en dient de uitgang van het aldus verlengde schuifregister 18(1) te warden verbonden met echoconpensator 14. In

het tegengestelde geval dat N kleiner zou zijn dan (N - 1), dient de 15 O

uitgang van een voor de laatste sectie van schuifregister 18(1) gelegen sectie te warden verbonden met echoconpensator 14.

Tot dusver is de vertragingstijd D van vertragingsmiddelen 20, 21 en 22 gelijk gekozen aan de signaalvertragingstijd S = NqT van de cascadeschakeling van versmeringsfilters 18, 19. De door de cascade- schakeling van deze filters 18, 19 en het echopad geïntroduceerde intersymboolinterferentie (b * g) (n) valt voor een deel binnen het interval van de over NQ monsterperioden vertraagde iirpulsresponsie van het eigenlijke echopad g(n - NQ) en dit deel wordt eveneens gecompenseerd door echoconpensator 14, omdat het interval van iirpuls-25 responsie g(n - NQ) van adaptief filter 15 gelijk is aan dat van g(n - Nq) . In scnmige gevallen kan een monster van (b x g) (n) dat direct voorafgaat aan het interval van g(n - Nq) belangrijk groter zijn dan een monster van g(n - NQ) zelf aan het eind van dit interval.

Voor het reduceren van de gecombineerde invloed van echos ignalen en door versmeringsf ilters 18, 19 zelf opgewekte intersymboolinterferentie kan het dan gunstig zijn cm de vertragingstijd D niet gelijk te kiezen aan de signaalvertragingstijd S = NT, maar een enigszins lagere waarde D = (N - 1)T of D = (N - 2)T te gebruiken.

In het beschreven eerste uitvoeringsvqarbeeld worden hoge u9 eisen gesteld aan het complementair zijn van versmeringsf ilters 18, 19 teneinde in familie (6) voor iirpulsresponsie h(n) van hun cascadeschakeling de intersymboolinterferentie b(n) zodanig laag te houden 8 ’ -10 0 3 y PHN.11.618 12 > ·«* dat in formule (7) voor monsters e(n) van het eehosignaal de tweede term (b s g * x) (n) mag worden verwaarloosd. Als maat voor deze inter-symboolinterferentie introduceert het hiervoor vermelde artikel van G.F.M. Beenker et al. de "tweede kwaliteitsmaat" F2, die in het geval 5 van formule (6) kan worden geschreven als: f2 = 1/[Zb2(n)J 2 (13)

De verwaarlozing van de tweede term in formule (7) is dan gerechtvaardigd indien F2 groter is dan ongeveer 50 dB. Een hoge waarde van 10 is echter een nadeel, omdat in het algemeen een hoge waarde van F^ vereist dat de coëfficiënten van versmeringsfilters 18, 19 met een grote nauwkeurigheid worden gerepresenteerd (bij digitale filters dus met een groot aantal bits), waardoor de implementatie van versmeringsfilters 18, 19 ingewikkelder wordt.

15 Wanneer gebruik gemaakt wordt van de in laatstgenoemd artikel beschreven versmeringsfilters die binaire of temaire coëfficiënten hebben en daardoor een relatief eenvoudige implementatie toelaten, kan echter slechts een waarde van F2 van niet meer dan ongeveer 20 dB worden verwezenlijkt. Aan de hand van een tweede uitvoe-20 ringsvoorbeeld van de inrichting volgens de uitvinding zal worden toegelicht hoe in dat geval de invloed van de grotere intersymbool-interferentie b(n) die door versmeringsfilters 18, 19 zelf wordt opgewekt op eenvoudige wijze kan worden tegengegaan.

D(3). Tweede uitvoeringsvoorbeeld van de uitvinding 25 In Fig. 4 is het blokschema van een tweede uitvoerings voorbeeld van een inrichting volgens de uitvinding weergegeven, waarbij elementen in Fig. 4 die overeenkomen met elementen in Fig. 2 zijn aangeduid met dezelfde verwijzingscijfers als in Fig. 2.

Het eerste verschil tussen de inrichtingen van Fig. 2 30 en Fig. 4 is dat in Fig. 4 de tweede vertragingsmiddelen 21 zijn opge-nomen in het deel van het tweede signaalpad (van datazender 6 via adaptief filter 15 en combineercircuit 17 naar aftakpunt P voor het residusignaal in ontvangkanaal 3) dat gelegen is tussen de uitgang van adaptief filter 15 en de ingang van combineercircuit 17 voor 35 het benaderde eehosignaal.

Wanneer met betrekking tot de versmeringsfilters 18, 19 in Fig. 4 dezelfde veronderstellingen worden gemaakt als die in de toelichting van het eerste uitvoeringsvoorbeeld, geldt deze toelichting S3 0 0 0 S 7 EHN.11.618 13 * eveneens voor de inrichting van Fig. 4. Voor de monsters ê(n) van het benaderde echosignaal aan de ingang van ccmbineercircuit 17 maakt het immers geen verschil in deze toelichting of tweede vertragings- middelen 21 voorafgaan aan dan wel volgen op adaptief filter 15, zodat formule (10) voor de monsters ë(n) in dat geval ook geldt voor de 5 inrichting van Fig. 4,

Warneer echter in Fig. 4 gebruik gemaakt wordt van versmeringsfilters 18, 19 die beschreven zijn in het hiervoor vermelde artikel van G.F.M. Beenker et al. en die een tweede kwaliteitsmaat F^ in de buurt van 20 dB bezitten, dan is de door deze versmeringsfil- 10 ters 18, 19 zelf veroorzaakte intersyniboolinterferentie b(n) in formule (6) zodanig groot dat het niet langer gerechtvaardigd is om de tweede term in formule (7) voor de monsters e(n) van het echosignaal te verwaarlozen.

Het tweede verschil tussen de inrichtingen van Fig. 2 en Fig. 4 is dat in Fig. 4 de tweede vertragingsmiddelen 21 worden gevormd door de cascadeschakeling van een versmeringsfilter 26 en een complementair versmeringsf ilter 27, waarbij versmeringsf ilters 26 en 18 dezelfde impulsresponsie sm(n) bezitten en evenzo complementaire versmeringsf ilters 27 en 19 dezelfde impulsresponsie dsm(n) bezitten.

De cascadeschakeling van versmeringsf ilters 26 , 27 heeft dan een impulsresponsie h(n) volgens formules (4) en (6). In Fig. 4 ontvangt adaptief filter 15 van echocompensator 14 monsters x(n) van het temaire datasignaal aan de uitgang van datazender 6 en produceert monsters (g * x) (n) die na het passeren van filters 26, 27 25 resulteren in monsters ê(n) van het benaderde echosignaal aan de ingang van combineercircuit 17, waarvoor op grond van formule (4) geldt: ê(n) = (dsm * sm * g x x) (n) (14) ofwel: 30 _ ' e(n) a ((sm*dsm) £ (g*x))(n) (15)

Met behulp van formule (6) kan formule (15) worden geschreven als: ê(n) = (g * x) (n - Nq) + (b £ g £ x) (n) (16)

Voor de monsters r(n) = e(n) - ê(n) van het residusignaal aan de uitgang van combineercircuit 17 geldt dan op grand van formules (7) 35 en (16): r(n) = ((g - g) * x) (n - nq) + ((g - g) * b * x) (n) (17)

De minimalisering van de gemiddelde kwadratische waarde van het D-.C0Ö87 PHN.11.618 14 residusignaal door echocompensator 14 leidt ook in dit geval tot de convergentie van impulsrespons ie g(n) van adaptief filter 15 naar inpulsresponsie g(n) van het echqpad tussen de uitgang van zendkanaal 2 en de ingang van ontvangkanaal 3. Vergelijking van formules (17) en (12) laat dan. duidelijk zien dat niet alleen de starende invloed van 5 het echosignaal sterk wordt gereduceerd, maar ook de storende invloed van de door versmeringsfliters 18, 19 zelf veroorzaakte intersymbool-interferentie.

De in Fig. 4 getroffen maatregelen maken het dus mogelijk on niet alleen versmeringsfilters 18, 19 toe te passen zonder dat daardoor echocotpensator 14 behoeft te worden gewijzigd, maar bovendien versmeringsf ilters 18, 19 toe te passen met lagere waarden van de tweede kwaliteitsmaat F2 dan in het geval van Fig. 2. Zoals reeds is toegelicht, levert dit laatste het voordeel op van een eenvoudiger 16

Fig. 5 toont het blokschema van een variant van de inrichting van Fig. 4 die cp eenvoudige wijze kan worden afgeleid door op te merken dat de functies van beide complementaire versmeringsfilters 19, 27 aan de ingangen van combineercircuit 17 in combinatie kunnen worden vervuld door een enkel complementair versmeringsfilter 19 aan de uitgang van combineercircuit 17 aan te brengen. In dit geval wordt complementair versmeringsfilter 27 uitgespaard en daardoor wordt een eenvoudiger implementatie verkregen. Bij deze variant is het echter niet meer mogelijk om het uitgangssignaal van een adaptieve egalisator van het bes liss ingsterugkcppeltype in data-ontvanger 9 samen 25 te voegen met het benaderde echos ignaal aan de ingang van ccambineer- circuit 17, cmdat complementair versmeringsfilter 19 dan is opgencmen in de signaalterugkoppellus van deze adaptieve egalisator en aldaar een ontoelaatbare tijdvertraging veroorzaakt (zoals bekend mag de in deze lus toegelaten tijdvertraging ten hoogste één syxtiboolperiode T 30 bedragen). In dit geval dient het uitgangssignaal van deze adaptieve egalisator te worden afgetrokken van het residusignaal in ontvangkanaal 3 met behulp van een extra combineercircuit dat is ingevoegd tussen aftakpunt P en de ingang van data-ontvanger 9.

Wat betreft de praktische implementatie zijn nog allerlei 35 varianten van de inrichtingen van Fig. 4 en Fig. 5 xnogelijk. Zo kan in Fig. 4 en Fig. 5 voor de verwezenlijking van eerste vertragings-middelen 20 qp soortgelijke wijze als in diagram c van Fig. 3 gebruik fi Λ fi Λ Q 7 ii) \) *j v y c) i - PHN.11.618 15 gemaakt worden van een in versmeringsfilter 18 reeds aanwezig schuif-register. Verder kunnen in Fig. 4 versmeringsf ilters 26, 27 van tweede vertragingsmiddelen 21 gecombineerd worden tot een enkel filter.

D(4). Toepassingen bij modulaatbandtransmissie 5 De maatregelen die in de voorgaande paragrafen D (2) en D(3) zijn beschreven voor het geval van basisband datatransmissie kunnen ook worden toegepast wanneer het datasignaal wordt overgedragen met behulp van mcdulaatband transmissie.

Fig. 6 toont het blokschema van een variant van het eerste 1fl uitvoeringsvoorbeeld voor modulaatband transmissie, welke variant is gebaseerd op de modificatie van de inrichting van Fig. 2 volgens diagram a van Fig. 3. Elementen in Fig. 6 die overeenkomen met elementen in Fig. 2 en Fig. 3 zijn aangeduid met dezelfde verwijzings-cijfers als in Fig. 2 en Fig. 3.

15 Het verschil tussen de inrichtingen van Fig. 2 en Fig. 6 is dat met het oog op de modulaatband transmissie in Fig. 6 een modulator 28 is cpgencmen aan de ingang van versmeringsfilter 18 in zend-kanaal 2, een met modulator 28 corresponderende modulator 29 is opgenomen aan de uitgang van adaptief filter 15 in het pad van het 2Q benaderde echos ignaal, en een met modulatoren 28, 29 geassocieerde demodulator 30 is opgenomen in het deel van ontvangkanaal 3 dat gelegen is tussen de uitgang van ccmbineercircuit 17 en aftakpunt P voor het residusignaal. Anders dan in Fig. 2 zijn versmeringsfilters 18 en 19 in Fig. 6 filters van het modulaatband type, maar evenals in Fig. 2 25 worden ook in Fig. 6 hoge eisen gesteld aan het complementair zijn van versmeringsf ilters 18, 19 teneinde de door deze filters zelf veroorzaakte intersymboolinterferentie voldoende klein te houden.

Minder strenge eisen aan het complementair zijn van versmeringsf ilters 18, 19 behoeven te worden gesteld in een modulaat-band variant van het tweede uitvoer ingsvoorbeeld, welke variant is

vU

weergegeven in het blokschema van Fig. 7 en is gebaseerd cp de inrichting van Fig. 5. Elementen in Fig. 7 die overeenkomen met elementen in Fig. 5 zijn aangeduid met dezelfde verwijzingscijfers als in Fig. 5.

35 Met het oog op de modulaatband transmissie zijn ook in de inrichting van Fig. 7 modulatoren 28, 29 en demodulator 30 aangebracht en wel op dezelfde plaatsen als in de inrichting van Fig. 6. Op dezelfde wijze als in Fig. 5 is in Fig. 7 versmeringsfilter 26 opgenomen in het

Si <3 0 0 3 7 PEN. 11.618 16 m- v.

pad van het benaderde echosignaal aan de ingang van combineercircuit 17 en is conplementair versmer ingsf ilter 19 opgenamen in ontvangkanaal 3 aan de uitgang van ccmbineercircuit 17, waarbij ook in Fig. 7 versme-ringsfilters 26 en 18 dezelfde impulsresponsie bezitten. Evenals in 5 Fig. 6 zijn ook in Fig. 7 versmeringsfilters 18, 19 en 26 van het modulaatband type, maar in Fig. 7 kunnen versmeringsfilters 18, 19 net lagere waarden van de tweede kwaliteitsmaat F^ worden toegepast, omdat dankzij de aanwezigheid van versmer ingsf ilter 26 en de plaats van complementair versmer ingsf ilter 19 in Fig. 7 ook de storende 10 invloed van de door versmeringsfilters 18, 19 zelf veroorzaakte inter-symboolinterferentie sterk wordt gereduceerd op soortgelijke wijze als in Fig. 5 en net hetzelfde voordeel van een eenvoudiger implementatie.

In Fig. 6 en Fig. 7 zijn alle versmeringsfilters 18, 19 15 en 26 filters van het modulaatband type. Echter ook in het geval van modulaatband transmissie is het mogelijk cm gebruik te maken van versmeringsfilters van het basisband type, zoals zal worden geïllustreerd aan de hand van Fig. 8.

Fig. 8 toont een andere modulaatband variant van het 2Q tweede uitvoeringsvoorbeeld die uit het blokschema van Fig. 7 kan worden afgeleid door het verwisselen van de plaats van de elementen in de volgende cascadeschakelingen: modulator 28 en versmer ingsf ilter 18 in zendkanaal 2, modulator 29 en versmeringsfilter 26 in het pad van het benaderde echosignaal, complementair versmeringsf ilter 19 en 2g demodulator 30 in ontvangkanaal 3. Door deze plaatsverwisseling zijn alle versmeringsfilters 18, 19 en 26 in Fig. 8 filters van het basisband type. Evenals in Fig. 7 behoeven ook in Fig. 8 aan het complementair zijn van versmeringsfilters 18, 19 minder strenge eisen te worden gesteld dan in het geval van Fig. 6.

Naast de in Fig. 6, Fig. 7 en Fig. 8 getoonde configuraties

Ou zijn nog gemengde configuraties mogelijk, waarbij sommige van de versmeringsfilters 18, 19 en 26 in de modulaatband werken en andere in··.de basisband. Deze gemengde configuraties leveren geen wezenlijke voordelen ten opzichte van de reeds getoonde configuraties, maar 35 maken het probleem van het ontwerpen van de versmeringsfilters wel aanzienlijk moeilijker.

Van de mogelijke configuraties bezitten de inrichtingen van Fig. 6 en Fig. 7 de voorkeur wat betreft het als optie toepassen 83 0 0 0 8 7 τ ΡΗΝ.11.618 · 17 van versmeringsfilters, cmdat de overige bestanddelen van deze inrichtingen daartoe geen substantiële wijzigingen behoeven te ondergaan. Zo kan in Fig. 6 en Fig. 7 gebruik gemaakt worden van de uit het Amerikaanse octrooischrift 4.162.378 bekende maatregelen om g echoccmpensator 14 en modulator 29 te combineren tot één geheel met behulp van een principe dat bekend staat als echomodulatie. In Fig. 8 kan echter geen gébruik gemaakt worden van de uit dit octrooischrift békende maatregelen, omdat in Fig. 8 versmeringsfilter 26 is ingevoegd tussen modulator 29 en adaptief filter 15 van echoccmpensator 14.

10 Verder heeft het invoegen van versmeringsfilter 18 voorafgaand aan modulator 28 in zendkanaal 2 van Fig. 8 tot gevolg dat modulator 28 ingewikkelder dient te zijn dan in het geval zonder toepassing van versmeringsfilters, maar behoeft modulator 28 in zendkanaal 2 van Fig. 6 en Fig. 7 niet te warden gewijzigd bij toepassing van versmerings-1g filters. Gezien de minder stringente eisen aan het complementair zijn van versmeringsf ilters 18, 19 verdient dan de inrichting van Fig. 7 de voorkeur boven die van Fig. 6.

Bij de inrichtingen van Fig. 6 en Fig. 7 kan het voor de modulaatband transmissie van het datasignaal voordeel opleveren dat in 20 plaats van een (niet getoonde) adaptieve egalisator van het basisband type in data-cntvanger 9 gebruik gemaakt wordt van een (eveneens niet getoonde) adaptieve egalisator van het modulaatband type die aan de ingang van demodulator 30 in ontvangkanaal 3 is opgenomen (vergelijk bijvoorbeeld het artikel van S.B. Weinstein in irrr Trans. Conrnun., 2g Vol. CCM-25, No. 7, July 1977, pp. 654-666). Om ongewenste interactie tussen instelcircuit 16 van echoccmpensator 14 en het instelcircuit van deze modulaatband egalisator te voorkomen, dient het residusignaal dan van ontvangkanaal 3 te worden afgetakt in een punt aan de ingang van deze modulaatband egalisator en afzonderlijk te worden gedemoduleerd 3Q alvorens aan instelcircuit 16 van echoccmpensator 14 te worden toegevoerd.

35

O ' > Λ Λ Λ 7 w ^ v V O J

Claims

1. Inrichting voor vol-duplex transmissie van datasignalen over een tweedraadsverbinding, welke inrichting is voorzien van een op een basisband datazender aangesloten éénrichtingszendkanaal dat een 5 versmeringsfilter omvat, een op een basisband data-ontvanger aangesloten éénrichtingsontvangkanaal dat een complementair versmeringsfilter omvat, een hybride koppelcircuit cm de zend- en cntvangkanalen en de tweedraads-verbinding qp elkaar aan te sluiten, een echocompensator die een adaptief filter met instelbare filtercoëfficiënten en een instelcircuit 10 voor de filtercoëfficiënten bevat, en een in het ontvangkanaal opgenomen combineercircuit, waarbij het adaptieve filter een benaderd echosignaal opwekt uit signalen in het zendkanaal, het combineercircuit het benaderde echosignaal differentieel combineert met binnenkomende signalen van het ontvangkanaal ter opwekking van een residusignaal 15 en het instelcircuit in responsie op signalen in het zendkanaal en het residusignaal in het ontvangkanaal de filtercoëfficiënten van het adaptieve filter instelt ter minimalisering van een voorgeschreven functie van het-residusignaal, met het kenmerk, dat de inrichting is voorzien van eerste vertragingsmiddelen die zijn opgenomen in een 20 eerste signaalpad van de datazenderuitgang naar het instelcircuit, en tweede vertragingsmiddelen die zijn opgenomen in een tweede signaalpad van de datazenderuitgang via het adaptieve filter en het combineercircuit naar een punt in het ontvangkanaal waar het aan het instelcircuit toe te voeren residusignaal wordt afgetakt van het ontvang-25 kanaal, welke eerste en tweede vertragingsmiddelen een zelfde vertra-gingstijd bezitten die in hoofdzaak correspondeert met de signaal-vertragingstijd van de cascadeschakeling van het ver smeringsf ilter en het complementaire versmeringsf ilter, en verder het complementaire versmeringsf ilter in het ontvangkanaal is ingevoegd tussen het koppel-30 circuit en genoemd aftakpunt voor het residusignaal.

2. Inrichting volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de eerste en tweede vertragingsmiddelen worden gevormd door aan de eerste en tweede signaalpaden gemene vertragingsmiddelen die zijn opgenomen tussen de datazenderuitgang en de echocompensator. 3g

3. Inrichting volgens conclusie 1 of 2, met het kenmerk, dat het versmeringsf ilter in het zendkanaal een tijd-discreet transversaal filter is met een op de datazenderuitgang aangesloten schuif-register dat tevens deel uitmaakt van de eerste vertragingsmiddelen. ' - 0 0 0 8 7 f * EHN.11.618 19

4. Inrichting volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de tweede vertragingsmiddelen zijn opgenanen tussen het adaptieve filter en het ccmbineercircuit, welke tweede vertragingsmiddelen worden gevormd door de cascadeschakeling van een versmeringsfilter en een 5 ccnplementair versmeringsfilter, waarvan de respectieve impulsresponsies corresponderen met de impulsrespans ies van het versmeringsfilter in het zendkanaal en het corplementaire versmeringsfilter in het ontvang-kanaal.

5. Inrichting volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de tweede vertragingsmiddelen zijn opgencnen tussen het adaptieve filter en genoemd aftakpunt voor het residusignaal, welke tweede vertragingsmiddelen zijn samengesteld uit een tussen het adaptieve filter en het ccmbineercircuit gelegen versmeringsfilter, waarvan de impulsres- pcnsie correspondeert met de irrpulsrespcnsie van het versmeringsfilter in het zendkanaal, en het tussen het ccmbineercircuit en genoemd 15 aftakpunt voor het residusignaal gelegen complementaire versmeringsfilter in het ontvangkanaal.

6. Inrichting volgens conclusie 2, met het kenmerk, dat voor modulaatband transmissie van datasignalen een eerste modulator 2Q is opgenanen in het zendkanaal in cascade met het versmeringsfilter, een met de eerste modulator corresponderende tweede modulator is opgenanen tussen het adaptieve filter en het combineercircuit, en een met de eerste en tweede modulatoren geassocieerde demodulator is opgenanen in het ontvangkanaal volgend op het ccmbineercircuit.

7. Inrichting volgens conclusie 5, met het kenmerk, dat voor modulaatband transmissie van datasignalen een eerste modulator is opgenanen in het zendkanaal in cascade met het versmeringsfilter, een met de eerste modulator corresponderende tweede modulator is opgenanen in cascade net het versmeringsfilter in het tweede signaalpad tussen het adaptieve filter en het ccmbineercircuit, en een met 30 de eerste en tweede modulatoren geassocieerde demodulator is opgenanen in het ontvangkanaal in cascade met het complementaire versmeringsfilter en volgend op het ccmbineercircuit. 35 ö . -3 3 0 3 7