CN113452632A - 均衡器和使用其的通信模块 - Google Patents

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Abstract

均衡器和使用其的通信模块。均衡器具有：第一抽头延迟线，在第一抽头延迟线中级联连接N个抽头(N是正整数)；第二抽头延迟线，第二抽头延迟线具有一个抽头并与第一抽头延迟线并联连接；第一乘法器，第一乘法器用于将从N个抽头提取的信号乘以对应的系数；第二乘法器，第二乘法器用于将从第二抽头延迟线输出的信号乘以第二系数；以及加法器，加法器用于将第一乘法器的乘积与第二乘法器的乘积相加。第一抽头延迟线具有固定延迟，并且第二抽头延迟线具有能够以固定延迟的1/M分辨率改变的可变延迟，其中，M是大于1的数。

Description

均衡器和使用其的通信模块
技术领域
本发明涉及均衡器和使用其的通信模块。
背景技术
随着数据传输容量的增加，数据传送速率越来越高，并且多级信令的程度也在增加。400G-标准化数据中心通信模块采用4电平脉冲幅度调制(PAM-4)信令。
在高数据传送速率下，信号带宽可能受到高频部件或组件的限制。为了补偿有限的带宽，通常使用诸如有限脉冲响应(FIR)滤波器之类的数字滤波器。参见例如下面给出的专利文献1。此外，已经提出了针对发送器模块的可变延迟FIR均衡器。参见例如专利文献2。
相关公开
专利文献1：日本专利申请公开第2008-219078号
专利文献2：美国专利第7330506号
发明内容
待解决的技术问题
由于较高级的信令，眼图中的相邻电压电平之间的眼振幅变得更小。由反射波引起的眼图案劣化的影响不再是可忽略的。因为典型FIR滤波器具有固定的延迟，所以普通FIR滤波器难以消除或补偿根据连接部件或组件之间的传输线的长度而变化的反射的影响。通过提供大量抽头可以减小反射波的不利影响，但是电路规模和功耗不可避免地增加。至于可变延迟FIR均衡器，整形分辨率比固定延迟FIR滤波器更粗糙(或更大)。常规可变延迟FIR均衡器不能令人满意地减小反射的影响。
本发明的目的之一是令人满意地减少或补偿通信模块中反射波的影响，同时使电路规模和功耗的增加最小化。
技术方案
根据本发明的一个方面，均衡器包括：
第一抽头延迟线，第一抽头延迟线中N个抽头级联连接，其中，N是正整数；
第二抽头延迟线，第二抽头延迟线与第一抽头延迟线并联连接，第二抽头延迟线具有一个抽头；
第一乘法器，第一乘法器用于将从N个抽头提取的信号乘以对应的系数；
第二乘法器，第二乘法器用于将从第二抽头延迟线输出的信号乘以第二系数；以及
加法器，加法器用于将第一乘法器的乘积与第二乘法器的乘积相加，
其中，第一抽头延迟线具有固定延迟，并且第二抽头延迟线具有能够以固定延迟的1/M分辨率改变的可变延迟，其中，M是大于1的数。
本发明的有益效果
反射波的影响在通信模块中被令人满意地减小或补偿，同时使电路规模和功耗的增加最小化。
附图说明
图1示出了常规FIR滤波器中的技术问题；
图2是使用实施方式的均衡器的通信模块的示意图；
图3示出了根据实施方式的均衡器的配置示例；
图4示出了实施方式的均衡器的另一配置示例；
图5是使用实施方式的均衡器的光学发送器的示意图；
图6是使用实施方式的均衡器的光学接收器的示意图；
图7A示出了没有反射的信号波形；
图7B示出了在没有反射消除器的情况下出现反射时的信号波形；
图7C示出了在实施方式的配置中出现反射时的信号波形；
图8A示出了根据实施方式的对频率特性的补偿；
图8B示出了使用常规装置的对频率特性的补偿；
图9A示出根据实施方式的对另一频率特性的补偿；
图9B示出使用常规装置的对另一频率特性的补偿；
图10A是根据实施方式的具有反射补偿的眼图；以及
图10B是没有反射补偿的眼图。
具体实施方式
图1示出了发明人发现的技术问题，即，当使用一般FIR滤波器对波形进行整形时，需要对反射进行补偿。在高速光学通信收发器模块的光学发送和光学接收中，由于部件或组件的带宽不足而引起的波形失真通常通过数字信号处理来补偿。诸如PAM-4之类的多级信令被用于高速、高容量光学通信。为了保持信号质量，在发送器和接收器二者处执行波形整形以保持令人满意的眼图开度。
FIR滤波器通常用作带宽补偿的数字滤波器。FIR滤波器通过沿时间轴以预定延迟移位经编码的输入数字信号、并通过用系数C0到Cn对其加权且对项或乘积求和来修改波形的形状。
然后，波形整形信号由数模转换器(DAC)转换为模拟电信号，并提供给下一块的连接部件/组件。
DSP和连接部件/组件通过电传输线连接。从DSP输出的模拟电信号从连接部件/组件的输入点(反射点I)反射，并且一部分信号分量返回到DSP。返回到DSP的信号再次从DSP的输出点(反射点O)反射，并且行进到连接部件/组件。这种类型的反射导致发送信号的损失。
假设传输线的长度为D/2(其中，D是操作频率下的延迟时间)，则往返传输线的长度(即，传输延迟时间)为D。反射区的频率传送函数G(ω)可以例如由下式表示。
G(ω)＝1+Li·LO·cosωD+j(-Li·LO·sinωD)
其中，“Li”是在反射点I处的衰减，并且“Lo”是在反射点O处的衰减。为了简化，假设电传输线上的群延迟(group delay)、S11反射特性和S22反射特性相对于频率是恒定的。
等式右侧的第一项表示从DSP输出的被归一化为1的信号。包括在反射信号分量的实部和虚部中的往返传输延迟时间D不总是整数。
此外，FIR滤波器的频率传送函数F(ω)由例如下式表示。
Figure BDA0002971175100000031
其中，k是抽头数量，Ck是针对每个抽头的加权因子或系数，并且τ是固定延迟。从FIR滤波器输出以k＝0为中心的从-n到+n的(2n+1)抽头处的乘积之和。
由FIR滤波器均衡的信号的实部和虚部中的变量k是整数。由于典型FIR滤波器具有固定延迟，所以它难以根据不一定是固定延迟的整数倍的传输线的有效长度或反射延迟时间来补偿反射波。通过在FIR滤波器中提供大量抽头，可以减小反射的影响；然而，电路规模和功耗将增加。
当使用PAM-4调制方案时，由“0”和“1”表示的比特串以四个电压电平“00”、“01”、“10”和“11”作为脉冲信号发送，其中，每单位时间的传输容量被加倍。针对PAM-4信令，优选尽可能精确地补偿回波损耗(return loss)，以便于将相邻电压电平之间的三个眼开度保持在令人满意的形状。
在下面的实施方式中，提供具有可变延迟的数字滤波器，以根据由反射引起的延迟量以高分辨率补偿反射。
图2是使用实施方式的均衡器的通信模块1的示意图。通信模块1具有DSP 5和连接部件/组件56。DSP 5和连接部件/组件56通过电传输线57连接。
DSP 5具有例如数模转换器和模数转换器(在图中标记为“DAC/ADC”)51、均衡器10以及编码器和解码器电路(在图中标记为“CD/DEC”)53。
电信号从传输线57和连接部件/组件56之间的连接点(图中标记为“反射点A”)反射。电信号再次从传输线57和DSP5之间的另一连接点(图中标记为“反射点B”)反射。从反射点反射的延迟信号分量以特定时间延迟混合到来自DSP 5的脉冲输出定时或输入到DSP 5的脉冲输入定时之后的脉冲信号中。
均衡器10用于对信号波形进行整形。波形整形包括由光学传输线上出现的波长色散或偏振模式旋转引起的波形失真的均衡，针对限带信号(band-limited signal)的带宽补偿的整形，对在反射点处生成的反射波的补偿等。
如稍后将描述的，均衡器10具有期望的分辨率下的可变延迟，并且基于根据传输线57的有效路径长度的延迟量来补偿反射。在发送器侧，具有由均衡器10预先均衡的反射补偿波形的信号被输出到传输线57。在接收器侧，具有已被均衡器10消除了反射影响的波形的信号被提供给随后的解码器块。
<均衡器的配置示例1>
图3示出根据实施方式的均衡器10A的示例。均衡器10A具有第一抽头延迟线11和第二抽头延迟线12A。第一抽头延迟线11具有固定延迟。第二抽头延迟线12A具有可变延迟。均衡器10A还具有将第一抽头延迟线11的输出乘以系数的第一乘法器13，将第二抽头延迟线12A的输出乘以系数的第二乘法器14，以及对第一乘法器13的输出和第二乘法器14的输出求和的加法器17。
第一抽头延迟线11具有相对于输入信号x(n)级联连接的N个抽头(其中，N是大于或等于2的整数)。在该示例中，5个抽头#0到#4级联连接。抽头是连接到乘法器13的输入的分支节点。在第一抽头延迟线11中，在相邻抽头之间插入延迟τ。延迟τ是固定延迟。在该示例中，固定延迟是一位。
第二抽头延迟线12A与第一抽头延迟线11并联连接。第二抽头延迟线12A具有一个抽头和可变延迟121。
可变延迟121具有延迟τ×(L+1/M)，其中，M是大于1的数(M>1)并且L是大于或等于0的整数。可变延迟121可以根据反射区的有效传输路径长度被设置为适当的值。可变延迟121以1/M(M>1)的分辨率改变第一抽头延迟线11的固定延迟τ。
例如，当反射区的往返传输延迟时间D是3.5个单位间隔(UI)时，可以选择L＝3和M＝2来生成延迟以对该反射延迟进行补偿。在另一个示例中，当选择L＝0和M＝10时，可以生成τ/10的延迟。通过确定L和M的值，不仅可以在抽头#0至#4中的任何一个处生成延迟，而且可以在抽头#4处生成小于τ或大于4×τ的延迟。延迟创建的分辨率是固定延迟τ的1/M，并且根据M的值将反射补偿的精度提高到期望的水平。
当设计通信模块1时，可以根据传输线57在电路芯片上出现反射的位置处的有效长度(或操作频率下的往返传输延迟时间D)来确定L和M的值。在设计阶段确定的L和M的值可以在装运前检查期间进行微调。
第一乘法器13包括分别连接到抽头#0到#4的乘法器130、131、132、133和134。各个乘法器130至134将来自相关抽头#0至#4的输出乘以系数C0至C4。针对抽头#0到#4的系数C0到C4由通信模块1的传输特性确定。第k个乘法器的频率传送函数表示为Ck*cos(ωkτ)-jCk*sin(ωkτ)，其中，k是整数。除了波的反射分量之外，输入信号x(n)的波形被第一抽头延迟线11和第一乘法器13均衡。
第二乘法器14连接到第二抽头延迟线12A的抽头。根据由于出现反射而引起的延迟量来确定在第二乘法器14处相乘的系数Cvar。第二抽头延迟线12A和第二乘法器14以1/M(M>1)的分辨率补偿不是固定延迟τ的整数倍的反射延迟。
加法器17对乘法器130至134的输出和第二乘法器14的输出求和，并输出信号y(n)。因为不存在从输出端口返回到输入端口的反馈路径，并且因为信号在一个方向上被向前反馈，所以均衡器10A可以被称为前馈均衡器。
均衡器10A不仅可以补偿固定延迟τ的整数倍延迟，而且可以补偿诸如电路中出现的反射延迟之类的小于固定延迟τ的延迟分量。因为具有一个抽头的第二抽头延迟线12A与第一抽头延迟线11并联连接，并且因为第二乘法器14被简单地添加，所以电路的扩展最小并且功耗的增加是不显著的。
<均衡器的配置示例2>
图4示出了根据另一实施方式的均衡器10B的示例。当在反射点的传输延迟量小时，可以适当地使用均衡器10B。
均衡器10B具有第一抽头延迟线11和第二抽头延迟线12B。第一抽头延迟线11具有固定延迟。第二抽头延迟线12B具有可变延迟。连接到第一抽头延迟线11的第一乘法器13、连接到第二抽头延迟线12B的第二乘法器14和加法器17的配置与图3所示的均衡器10A的配置相同。
第一抽头延迟线11具有相对于输入信号x(n)级联连接的N个抽头(其中，N是正整数)，并且在任何两个相邻抽头之间插入延迟τ。在该示例中，五个抽头#0至#4级联连接，并且在相邻抽头之间插入四个延迟τ。延迟τ是固定延迟。
第二抽头延迟线12B具有连接到第二乘法器14的一个抽头和可变延迟122。第二抽头延迟线12B还具有连接到第一抽头延迟线11的抽头#0到#4的延迟段(delay segment)的开关SW0到SW4。可变延迟122生成等于由开关SW的位置确定的延迟的1/M(M是大于1的数)的延迟。
在图3的配置示例1中，通过针对可变延迟121选择值“L”来生成与固定延迟τ的整数倍相对应的延迟分量。在图4的配置示例中，通过选择和接通开关SW0至SW4中的任何一个，可以在所选择的开关位置处的延迟和下一个开关位置处的延迟之间的范围内生成期望的延迟量。
例如，当SW1接通而其它开关SW0、SW2、SW3和SW4断开时，可以在从1.000…位到1.999…位的范围内生成期望的延迟量。在可变延迟122的框图中描述的延迟“τ”具有由要选择的开关确定的值。在图4的5抽头配置中，由可变延迟122生成的延迟的范围是从τ/M到小于5τ/M。
在通信模块1的设计阶段，基于电路芯片的反射位置的传输线的有效长度(或操作频率下的往返传输延迟时间D)，可以指定针对可变延迟122的M的值和ON开关。在设计阶段中指定的ON开关和值M可以稍后例如在装运前检查期间改变。
由均衡器10B的可变延迟122生成的最大延迟是N个抽头和τ/M的累积延迟之和(即，(N-1)*τ+(τ/M))。尽管可变延迟122的最大延迟受到抽头数量的限制，但是可以以与均衡器10A相同的方式以高分辨率生成低于小数点的延迟。因此，当反射位置处的往返传输延迟时间D小时，均衡器10B可有效地应用。
<对光学发送器和接收器的应用>
图5是使用实施方式的均衡器10的光学发送器2的示意图。光学发送器2是通信模块1的示例。光学发送器2具有DSP 5Tx、调制器驱动器26和光学调制器27。调制器驱动器26和光学调制器27是图2所示的连接部件/组件56的示例。DSP 5Tx和调制器驱动器26通过电传输线7连接。调制器驱动器26和光学调制器27通过电传输线8连接。
DSP 5Tx具有DAC 22、均衡器10和编码器电路(在图中标记为“CD”)21。来自客户端装置的信号被输入到DSP 5Tx。在DSP 5Tx中，输入信号被编码为光学传输信号格式并输出到均衡器10。
均衡器10对编码信号的波形进行整形，并且预先补偿在传输线7或传输线8上生成的反射。波形信号由DAC 22转换为模拟电信号并输出到传输线7。
在传输线7上，反射点O1可以位于DSP 5Tx的输出端，反射点I1可以位于调制器驱动器26的输入端。在传输线8上，反射点O2可以位于调制器驱动器26的输出端，并且反射点I2可以位于光学调制器27的输入端。
当传输线7和传输线8的传输延迟时间D相同时，均衡器10可以同时补偿两条传输线7和8的反射。即使当传输线7和传输线8的传输延迟时间不是均衡器10的固定延迟τ的整数倍时，第二抽头延迟线12A或12B的可变延迟121或122可以以1/M的分辨率产生τ的分数。
当传输线7和传输线8的长度或传输延迟时间彼此不同时，则可以补偿传输线中具有更大反射的一条传输线上的反射波。从DSP 5Tx输出的模拟电信号由调制器驱动器26转换为预定电压电平的高频脉冲信号并输入到光学调制器27。光学调制器27可以是集成型的，其中内置有激光二极管作为光源。光学调制器27利用高频脉冲信号调制从光源发出的光束，并输出经调制的光信号。以精细的精度补偿由于反射波引起的光损耗，同时使电路规模和能耗的增加最小化。
图6是使用本实施方式的均衡器10的光学接收器3的示意图。光学接收器3也是通信模块1的示例。光学接收器3具有DSP 5Rx和光电电路(在图中表示为“O/E”)31。光电电路31是将从光学传输线接收的光学信号转换为电学信号的光学接收器前端电路。光电电路31具有用作光电检测器的光电二极管和包括互阻抗放大器的前置放大器。
光电电路31和DSP 5Rx通过电传输线9连接。光电电路31的输出端可以成为反射点O。DSP 5Rx的输入端可以成为反射点I。在传输线9上生成的反射波被混合到接收信号的波形中，其出现在与传输线的有效长度相对应的特定延迟处，这导致波形失真和传输损耗。
DSP 5Rx具有ADC 32、均衡器10和解码器(在图中表示为“DEC”)33。从光学网络接收并转换为电学模拟信号的信号然后由ADC 32转换为数字信号。均衡器10对数字信号的波形进行整形并补偿在传输9上出现的反射。然后经波形整形的信号由解码器33进行解码处理。
由于可变延迟121或122，均衡器10可以以1/M的分辨率产生固定延迟τ的非整数倍的延迟。即使当传输线9上的传输延迟时间D不是固定延迟时间的整数倍时，也可以精确地补偿反射。
<均衡器的有益效果>
图7A至图7C示出具有和不具有反射的单位脉冲信号波形。基于往返传输延迟时间D为3.5[UI]执行计算。图7A示出了当在传输线上没有发生反射时的信号波形。图7B示出了在没有反射消除器的装置中出现反射时的信号波形。图7C示出了当发生反射，但是反射利用实施方式的配置被消除或补偿时的信号波形。
例如，脉冲信号穿过DSP 5和连接部件/组件56之间的传输线57(见图2)。如图7A所示，在传输线57上没有反射的情况下，整形信号是以预定间隔上升的矩形脉冲信号。
如图7B所示，当在传输线57上存在反射时，并且当未设置反射消除器时，延迟了传输延迟时间D的反射波出现在矩形脉冲之后。反射波引起传输损失和眼图的劣化。
如图7C所示，使用实施方式的均衡器10，可以消除在传输延迟时间D之后出现的反射波，并且可以实现类似于当没有出现反射时获得的脉冲波形。均衡器10根据传输延迟时间D补偿反射，同时使带宽补偿FIR滤波器的电路规模的扩展最小化。
图8A至图9B示出了对频率特性的补偿。图8A和图9A分别是当使用本实施方式的均衡器10时获得的增益特性和相位特性的图。作为参考，图8B和图9B分别示出当使用常规FIR滤波器时的增益特性和相位特性。图8A、图8B、图9A和图9B中的虚线表示在53吉波特的符号率下分量之间的往返传输延迟时间D为3.5[UI]并且生成10％反射的条件下要实现的目标特性。
图8A中的实线表示由实施方式的均衡器10执行反射补偿时的增益特性，并且图9A中的实线表示由均衡器10执行反射补偿时获得的相位特性。图8B和图9B中的实线分别表示当通过常规FIR滤波器执行反射补偿时获得的增益特性和相位特性。在图8A至图9B中，滤波器的抽头的数量被设置为5，并且对频带内的增益特性和相位特性执行最小二乘拟合(least square fitting)。在最小二乘拟合期间，在增益特性和相位特性之间或根据要采样的频域适当地应用加权。
在图8A和图9A中，通过使用实施方式的均衡器10减少或补偿反射来实现目标增益特性和相位特性。相反，如图8B所示，利用常规FIR滤波器，增益特性大大偏离目标特性。为了在上述条件下利用常规FIR滤波器实现目标增益特性，必须显著增加抽头的数量。类似地，在图9B中，相位特性大大偏离目标特性。
利用实施方式的均衡器10，可以以固定延迟τ的1/M(M>1)的分辨率来补偿反射，并且可以在不增加抽头数量的情况下实现目标增益特性和相位特性。
图10A是当执行根据实施方式的反射补偿时获得的眼图。图10B是为了与实施方式进行比较而呈现的没有对反射进行补偿的情况下获得的眼图。在图10A中，通过使用本实施方式的均衡器10，电信号被会聚到四个电压电平，并且各个眼开度保持较宽。
相反，在反射未被补偿的图10B中，幅度在每个电压电平处变化。眼开度变窄，并且眼图案变差。这是由于对传输线上生成的反射波的补偿不足。
利用实施方式的均衡器10，可以以固定延迟τ的1/M(M>1)的分辨率来补偿反射，并且可以维持令人满意的眼图。
如上所述，即使当生成均衡器10中设置的固定延迟的非整数倍的延迟时，也可以以固定延迟的1/M(M>1)的分辨率补偿反射延迟。
根据本公开的均衡器不限于上述特定配置示例。抽头的数量不限于五个。抽头的数量可以根据光学发送器或接收器中所需的反射补偿程度、功耗、电路规模等适当地选择。设置在抽头之间的固定延迟不限于1位延迟。代替对来自各个抽头的总输出求和的配置，各个抽头的输出可以依次相加。在这种情况下，第二乘法器14的输出可以与第一抽头延迟线11的依次相加值相加，反之亦然。
本实施方式的均衡器实现了降低或消除反射波的影响的频率传输特性。根据传输特性发生的符号间干扰被抑制。当均衡器10应用于发送器时，可以实现符合IEEE的发送器和色散闭眼四元(TDECQ)标准的眼开度特性。当均衡器10应用于接收器时，可以优化包括接收灵敏度、最大接收电平等的接收器差错率特性。

Claims (9)

1.一种均衡器，该均衡器包括：
第一抽头延迟线，在所述第一抽头延迟线中N个抽头级联连接，其中，N是正整数；
第二抽头延迟线，所述第二抽头延迟线与所述第一抽头延迟线并联连接，所述第二抽头延迟线具有一个抽头；
第一乘法器，所述第一乘法器用于将从所述N个抽头提取的信号乘以对应的系数；
第二乘法器，所述第二乘法器用于将从所述第二抽头延迟线输出的信号乘以第二系数；以及
加法器，所述加法器用于将所述第一乘法器的乘积与所述第二乘法器的乘积相加，
其中，所述第一抽头延迟线具有固定延迟，并且所述第二抽头延迟线具有能够以所述固定延迟的1/M分辨率改变的可变延迟，其中，M是大于1的数。
2.根据权利要求1所述的均衡器，其中，所述可变延迟表示为
τ×(L+1/M)
其中，τ是在所述N个抽头的任何两个相邻抽头之间设置的所述固定延迟，并且L是大于或等于零的整数。
3.根据权利要求1所述的均衡器，该均衡器还包括：
N个开关，所述N个开关连接在所述第二抽头延迟线与所述N个抽头之间，
其中，所述N个开关中的任何一个是可选择的。
4.根据权利要求3所述的均衡器，其中，所述可变延迟根据所选的开关从τ/M到(N-1)×τ+τ/M不等。
5.根据权利要求1所述的均衡器，其中，所述第二乘法器连接到所述可变延迟的输出。
6.根据权利要求1所述的均衡器，其中，所述第一乘法器包括分别连接到所述N个抽头的N个乘法器。
7.一种通信模块，该通信模块包括：
数字信号处理器，所述数字信号处理器具有均衡器；以及
组件或部件，所述组件或所述部件连接到所述数字信号处理器，
其中，所述均衡器包括：
第一抽头延迟线，在所述第一抽头延迟线中N个抽头级联连接，其中，N是正整数，
第二抽头延迟线，所述第二抽头延迟线与所述第一抽头延迟线并联连接，所述第二抽头延迟线具有一个抽头，
第一乘法器，所述第一乘法器用于将从所述N个抽头提取的信号乘以对应的系数，
第二乘法器，所述第二乘法器用于将从所述第二抽头延迟线输出的信号乘以第二系数，以及
加法器，所述加法器用于将所述第一乘法器的乘积与所述第二乘法器的乘积相加，
其中，所述第一抽头延迟线具有固定延迟，并且所述第二抽头延迟线具有能够以所述固定延迟的1/M分辨率改变的可变延迟，其中，M是大于1的数，并且
其中，所述可变延迟的值根据在所述数字信号处理器与所述组件或所述部件之间生成的反射来确定。
8.根据权利要求7所述的通信模块，
其中，所述组件或所述部件是调制器驱动器或光学调制器，并且
其中，所述可变延迟的值根据所述数字信号处理器和所述调制器驱动器之间的传输延迟时间或所述调制器驱动器和所述光学调制器之间的传输延迟时间来确定。
9.根据权利要求7所述的通信模块，
其中，所述组件或所述部件是光电电路，并且
其中，所述可变延迟的值根据所述数字信号处理器与所述光电电路之间的传输延迟时间来确定。
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