CN112771792A - 针对在50 gbps和更大值的pamn光收发器中使用的模拟电子光纤色散和带宽预补偿（edpc）的装置和方法 - Google Patents

针对在50 gbps和更大值的pamn光收发器中使用的模拟电子光纤色散和带宽预补偿（edpc）的装置和方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出了具有成本效益的高数据速率光学数据收发器，其包括电子模拟横向滤波器，同时为传输的光信号提供带宽补偿和前向减损补偿中的一个或多个。这些设备可以包括模拟横向滤波器电路，被配置为调节来自PAM处理器的模拟调制器信号。该调节可以涉及近似希尔伯特变换、色散预补偿或其两者。

Description

针对在50 GBPS和更大值的PAMN光收发器中使用的模拟电子 光纤色散和带宽预补偿（EDPC）的装置和方法
技术领域
本发明的技术领域涉及光学数据收发器，尤其是在高吞吐量的中短距离光纤型光通信链路中(例如在接入网络、数据中心、数据中心互连和园区网络中)每波长提供大于或等于50千兆比特/秒(“Gbps”) 的光纤型光收发器模块。
背景技术
传统光纤型光通信链路直接将二进制数据作为二进制传送，例如发送“电源开启”突发以表示二进制“1”，或发送“电源关闭”突发以表示二进制“0”。各种替代方式均以各种方式引用这种类型的编码，并且在大多数情况下，考虑某些自由措施，可以被统一描述为开关键控(“OOK”)。“比特”以1/T比特每秒或“bps”的比特率传送。对于当代的高速光纤型光学链路，比特率通常表示为“千兆”(109)每秒或“Gbps”，相应地，T(比特周期)将以皮秒或“ps”表示。例如，具有100ps比特周期的10Gbps链路几乎无处不在。遵循为通信和控制理论开发的术语，从发射器到接收器或反方向的物理通信链路和介质通常被称为通信“设备”。
随着其他技术的进步以及对传送更多数据的需求的增加，出现了巨大的挑战，因为可用的通信设备无法可靠地支持针对每光学波长明显大于10Gbps的数据速率的OOK。已经出现了利用具有高性能数字信号处理(DSP)控制的相干光技术的复杂光学链路系统，以提供 100Gbps/波长和更高的比特率，其相较于现有的通信设备适用于高端应用并具有高昂成本。但是，有许多有价值的应用要求高于10Gbps 但没有此类“高端应用”的要求，但是尝试将相干系统用于此类需求较少的应用并不会缓解与相干技术相关联的“高昂成本”。因此，有必要建立一种更具成本效益的方法，以在使用未达到高端要求的通信设备的重要应用中提供增大的数据容量。这种情况很常见，例如，在需要进行许多独立的互连并且光纤设备的长度在中等范围内(例如从小到几百米至约40-80km(有时简称为“短途运输”))的情况下。在许多有价值的应用场合(例如接入网络、数据中心、数据中心互连和园区网络)中会遇到这种情况。
特别成功的一种关键方法是从OOK转换为多级信令，在每个周期T传输多于1比特的二进制数据。在这种情况下，每个周期T的光传输是更密集值化的“符号”，而不仅仅是比特。在那种情况下，物理传输速率的术语从“每秒比特数”变为符号率，通常称为波特(“Bd”)率。例如，25*109符号每秒(约)被称为“25GBd”，其具有对应的符号周期T＝40ps。通常也用有效比特率来指代这样的链路，因此25GBd的系统可以支持例如50Gbps(每个符号2比特) 或100Gbps(每个符号4比特)，但是在任何情况下，符号周期T保持40ps。
相干系统将这种密集符号方法应用到实际的极端情况，例如通过使用64GBd和12比特每符号阐述了在单个波长上600Gbps(其中一部分数据被虹吸以提高质量)。本文描述的方法采用不太极端但通常更具成本效益的方法。也许最基本和广泛追求的改进是将OOK替换为4级脉冲幅度调制(PAM4)，以便每个符号提供2比特。可以很容易地应用相同的原理来考虑PAM8(3比特每符号)，PAM16(4比特每符号)或任何相应的正交幅度调制(QAMn)，但是PAM4已有很多支持技术，因此应用特别令人关注。
发明内容
对于本发明，我们提出了一种新方法，所述方法利用了一项技术发现，即在收发器中添加模拟线性均衡器芯片，例如，使用短途100 Gbps PAM4 DSP芯片(将在主机侧的4x25Gbps或2x50Gbps转换为线路侧的2x50Gbps)，可以针对该数据速率改善在边缘应用或无法访问的应用中的性能。添加的模拟芯片可以提供电子色散预补偿(EDPC)，而PAM4 DSP可以提供长达40km或更远距离的电子色散后补偿，以及其他滤波增强功能，而无需任何光学色散补偿。以这种方式提供的增强在尺寸、成本和功耗上比DSP性能的相应升级或添加固定或可调光色散补偿器明显更有效。EDPC芯片可以提供以下任何增强：(a)对PAM4信号的希尔伯特变换进行近似，以将其变换为单边带(PAM4-SSB)信号，连同进行附加的光纤色散预补偿；以及(b)对常规的双边带(PAM4-DSB)PAM4信号的色散预补偿。用于收发器的常规商用数字PAM4芯片负责主机侧接口、FEC和强大的线路侧后补偿均衡器。该工作原理适用于当前收发器标准所支持的 50Gbps每波长和100Gbps每波长，并且可以等同地适用于未来收发器将出现的更高数据速率。为了将传输距离增加到超过40km的 SSMF，可以增加EDPC中的均衡器抽头的数量(受可插拔模块的功耗限制)和/或进一步添加简单的无源光学色散补偿器，以将剩余光纤色散范围保持在40km的窗口。无源(固定)色散补偿元件在本领域中是已知的，并且可以从Proximion AB购得。在这种情况下，由于距离将大于40km，因此必然会存在一个或两个光放大器，光放大器可以附加地用来补偿由无源光色散补偿器引起的损耗。
已经提出了用于二进制数据传输的许多OSSB方案，以使用模拟希尔伯特变换器(请注意，也可以使用数字希尔伯特变换器，但需要新的DSP芯片)。例如，【8，9】用于基带10Gbps NRZ信号，【10】用于微波子载波2.5Gbps NRZ信号。
在第一方面，本发明涉及用于n级脉冲幅度调制(PAMn)光学符号的光收发器模块，从而为主机上的电子数据信号与通过光通信设备以一波特率发送的光学符号之间提供接口，其中n≥2，所述收发器包括：接收器部分、PAMn数字信号处理(DSP)电路、发射器部分和模拟横向滤波器电路。接收器部分可以包括至少一个光接收器，以将接收到的光信号转换成模拟电信号。PAMn DSP电路通常可以至少提供与电子主机数据的逻辑接口、前向纠错(FEC)功能、对来自光接收器的电信号进行模数转换、对转换后的接收信号进行数字自适应滤波以及将滤波后的接收信号重建为数据。发射器部分通常包括至少一个激光器和至少一个干扰调制器。模拟横向滤波器电路被配置为电子色散预补偿器(EDPC)，以过滤多级传输信号，例如由PAMn DSP 提供的PAMn信号，其中从EDPC发射的经滤波的信号被连接到干扰调制器的信号输入。在该方面的变体中，根据经滤波的信号电压来驱动调制器电极所需的电流可以由EDPC外部的电子放大器提供，或者该电流可以由集成在EDPC内的放大器直接提供。
在另一方面，本发明涉及一种用于利用以PAMn调制操作的光发射器的可读符号来扩展传输距离的方法，其中，所述方法包括：使用模拟横向滤波器电路对来自PAMn处理器的模拟调制器信号进行调节，以执行近似的希尔伯特变换、色散预补偿或两者，以形成调节后的调制器信号；以及基于经调节的调制器信号来使用光干涉调制器调制光学激光。
在另一方面，本发明涉及一种用于确定模拟横向滤波器电路的抽头权重的方法，所述模拟横向滤波器电路被配置为调节来自PAMn 处理器的模拟调制器信号以执行近似希尔伯特变换、色散预补偿或两者，以形成调节后的调制器信号，其中所述方法包括迭代校正抽头权重，以针对多种光纤设备的长度的复合范围改善色散。
附图说明
图1A描绘了使用一个符号周期的延迟单元来近似希尔伯特变换的模拟横向滤波器示意图。
图1B描绘了使用三分之二的采样周期的延迟单元来近似希尔伯特变换的模拟横向滤波器示意图。
图2A描绘了用于使用双驱动能力提供SSB调制的光学马赫曾德尔调制器配置，其中d1和d2是独立的。
图2B描绘了用于使用IQ驱动能力提供SSB调制的光学马赫曾德尔调制器配置，其中d1a＝-d1b，d2a＝-d2b，并且d1和d2是独立的。
图3A描绘了使用两个50Gbps波长的PAM4提供100Gbps链路的光收发器模块的框图。
图3B描绘了使用一个100Gbps波长的PAM4提供100Gbps链路的光收发器模块的框图。
图4A示出了双波长发射器的光学配置，该双波长发射器的光输出在单根光纤上组合。
图4B示出了双波长发射器的光学配置，该双波长发射器的光输出在单独的输出光纤上保持分开。
图5A示出了双波长接收器的光学配置，该双波长接收器具有在单根光纤上组合呈现的光输入。
图5B示出了双波长接收器的光学配置，该双波长接收器具有在单独的输入光纤上分开呈现的光输入。
图6A描绘了使用八个50Gbps波长的PAM4提供400Gbps链路的光收发器模块的框图。
图6B描绘了使用四个100Gbps波长的PAM4提供400Gbps链路的光收发器模块的框图。
图7描绘了用于确定光学数据链路的最佳抽头加权参数的通信设备。
图8呈现了用于图7的通信设备的优选优化过程的流程图。
图9A描绘了模拟的由具有EDPC抽头权重的发射器传输的光学眼图，所述EDPC抽头权重是通过10km光纤的希尔伯特变换和色散预补偿的计算卷积获得的。
图9B描述了在经DSP处理之前图9A的传输信号的接收信号电平。
图9C描绘了模拟的由具有经图8的算法优化的EDPC抽头权重的发射器发射的光学眼图。
图9D描绘了在经DSP处理之前图9C的传输信号的接收信号电平。
图10A是图3A所示实施例的50Gbps波长之一的实验结果的曲线图。
图10B是图3A所示实施例的50Gbps波长之一的光学信噪比的函数关系的实验结果的曲线图。
具体实施方式
本文描述了光学数据收发器，还包括电子模拟横向滤波器，以在将PAMn格式化(n≥2)的数字数据变换为从收发器的光发射器发出的适当调制的光信号中提供关键信号调节功能。本文中，所述电子模拟横向滤波器电路将被称为电子色散预补偿器(EDPC)。以下信号调节方法可以同样适用于C、L和O光学波段以及光纤链路中任何其他实际有用的光波段。本文所述的具有EDPC的收发器可以提供非常有效率的方法来扩展传输距离，同时还可以为并入标准模块格式提供较小的占用空间，其中应遵循这些标准模块格式以并入常规系统。本文的描述和示例将根据“每波长”区分并行光学数据流。对于使用并行光纤的收发器，即使光纤之间的波长没有不同，也可以将在此的“每波长”等同地理解为“每光纤”。本发明通过简单的集成和/或离散复制来适应并行波长/并行光纤。应该假定本文的描述适用于任何合理数量的并行波长和/或由光纤设备支撑的并行光纤。
通常，本文的收发器适用于各种PAMn调制格式和其他直接检测的多比特符号格式，但是由于PAM4在现有部署中被广泛采用，因此讨论重点是PAM4，以进行更具体的描述。PAM4调制已广泛用于短途传输系统，如下表1所示。表1引用了与PAM4调制有关的IEEE 标准或多源协议(MSA)标准。除最后条目外，所有条目都使用1.3μm 波长，以避免标准单模光纤(SSMF)中的光纤色散。但是，在1.3μm 波长下工作会带来某些其他问题，例如(a)比在1.55μm下(≤0.20 dB/km)更高的光学光纤传输损耗(≤0.35dB/km)，以及(b)针对 1.3μm的技术不提供DWDM(密集波分复用)波长来增加支持的波长数量，因此不会增加每根光纤的总传输量。
表1
Figure BDA0002982948570000061
Figure BDA0002982948570000071
Figure BDA0002982948570000081
(“DC”＝数据中心；“CO”＝中心局，例如接入网，EML＝外部调制激光器，DML＝直接调制激光器，SiPho＝硅光子器件)
结果，出现了一种商用100Gbps光收发器模块【6】，使用两个1.55μm波长来承载100Gbps数据，用于数据中心互连(DCI)。收发器模块中的两个波长中的每个波长都基于PAM4调制以25GBd承载大约50Gbps。但是，50Gbps PAM4波长对光纤设备固有的光纤色散非常敏感。它甚至不能容忍仅几千米的SSMF的色散，因此在传输链路中需要可调谐光色散补偿器(ODC)。这种有源可调谐ODC是光硬件的复杂且管理密集的项目，它使光网络操作变得非常复杂和繁琐。为了解决这个问题，人们进行了深入的研究【7】，提议取消针对每波长传输50Gbps或100Gbps PAM4的光纤色散补偿。但是，几乎所有建议都与新的数字信号处理(DSP)算法有关，这将需要在制造、获取和操作定制DSP ASIC方面进行大量投资。
需要短距离色散(CD)补偿的另一应用是1.3μm CWDM波长遍布10km的100Gbps/波长。在400G-LR4【1】中定义的标定波长为1271、1291、1311和1331nm，每个波长具有±6.5nm的漂移/公差。许多典型的光发射器都表现出“线性调频”，当将发射器级别更改为新符号时，光波长会稍微偏斜。当光发射器具有这种线性调频时，会带来更大的色散损失。对于所有信道，色散损失也不是均匀的，并且如果线性调频为正，则较长波长(例如1331nm)的色散损失将更大，如果线性调频为负，则较短波长(例如1271nm)的色散损失将更大。有提议将CWDM波长的数量增加到8，这将使视差更大。
需要在10～20km范围内对50Gbps/波长或100Gbps/波长进行 CD补偿的另一应用是向无线/移动网络馈送的前向链路和回程链路。对于光纤数量不足的服务区域，需要CWDM或DWDM来支持所需的数据带宽，并且光纤CD可能会引起显著的系统性能损失。在这种情况下，识别电子CD补偿方法实际上是必要的。
PAM4(或PAMn)OSSB
可以使用已知的数据格式和光调制技术在光单边带(OSSB)光学载波上传输4级脉冲幅度调制(PAM4)数据符号。众所周知，这压缩了传输的光带宽，从而减少了信号沿光纤长度传播时所积累的色散损害。在题目为“用于100千兆比特/秒传输的光收发器”的美国专利7,380,993中可见对基于PAM4的收发器的一般描述，其通过引用并入本文。本文描述的收发器的实施例可以配置EDPC以近似对电 PAM4数据的希尔伯特变换，以调节施加到用于PAM4OSSB传输的光调制器的电信号。可以通过概括本节的讨论以说明相应的数据符号，来对PAMn数据符号执行相应处理。
光学SSB信号可以在数学上表示为
Figure BDA0002982948570000091
其中m(t)是调制信号(可以是宽带数字信号或窄带微波信号)，
Figure BDA0002982948570000092
是其希尔伯特变换，而ωc是光载波频率。在本实施例中，m(t)可以是50Gbps或100Gbps的PAM4信号，或者可以容易地处于较高的数据速率，例如PAMn(n≥4)，其中光链路的其他元件可以支持这种较高的速率。希尔伯特变换器是一种全通滤波器，其在所有正频率下提供-90度的相移，并在所有负频率下提供+90度的相移。与传统的光学双边带(ODSB)信号相比，OSSB的核心动机在于去除一半的频谱分量，即，尽可能地抑制光载波的正频率侧或负频率侧的频谱分量。这转而又能够：
a)减少累积光纤色散效应，包括平方律检测之后的信号衰落和信号至信号差频干扰，以及
b)支持对电域中的累积色散进行检测后补偿。
模拟希尔伯特变换器可以用基于抽头延迟线的有限冲激响应滤波器(FIR)来近似【9，11】，该FIR具有有限数量的抽头。基于抽头延迟线的有限冲激滤波器是模拟横向滤波器的替代名称。由于抽头数量有限，因此边带抑制并不理想。抽头越少，在抑制的边带中保留的剩余功率就越多。根据【11】，模拟希尔伯特变换器中的抽头权重如下所示：
对于整数采样延迟：
Figure BDA0002982948570000101
对于任意延迟：
Figure BDA0002982948570000102
其中，n对应于相对于中心抽头的第n个抽头(从中心抽头到输入端的抽头的n个值为负)，而τ是样本中的抽头延迟。通常，模拟电路中的抽头数量为至少三个，在其他实施例中为至少五个，且在其他实施例中为5至25个。如下文进一步所述，中心抽头的权重为+1或-1。在更简单的对称电路中，抽头的数量是奇数，尽管可以想到的结构包括具有抽头数量为偶数的结构。本领域普通技术人员将理解，上述明确范围内的抽头数的其他范围是可预期的并且被包括在本公开内。
图1A和图1B描绘了EDPC电路配置，以近似希尔伯特变换并为光调制器生成经滤波的信号
Figure BDA0002982948570000103
EDPC的加法器部分实际上提供了两个协调输出，一个用于
Figure BDA0002982948570000104
(中心抽头为+1.0 系数)，另一个用于
Figure BDA0002982948570000105
(中心抽头为-1.0系数)。图1A利用具有单位延迟周期为T的有限冲激响应滤波器101，其中抽头103具有从公式(2)获得的抽头权重。T是符号率。来自抽头103的输出去往放大器/衰减器105，放大器/衰减器105在输出单元107处求和，以将经求和的变换信号(下面的公式(4))发送到输出109。可以将替代的中心放大器/衰减器提供给另一输出113，原始信号的负值与希尔伯特变换相加(下面的公式5)，用于驱动调制器，如下所述。可以通过具有提供正负输出的单个抽头加权放大器/衰减器来提供替代的中心放大器/衰减器。放大器/衰减器105确定抽头权重，从左到右示出，-2/(3π)(n＝--3)，-2/π(n＝-1)，1或-1(n＝0)，2/π(n＝1)和2/(3π) (n＝3)。自公式(2)指出即使抽头权重设置为零，在本示例中，外部的两个抽头权重放大器/衰减器也分别分配了±3T的延迟，以维持五个不可忽略的抽头权重。设置n＝0抽头以提供未经变换的输入，该输入已添加到公式2和3的经变换的信号。类似地，图1B描绘了基于(2/3)T的单位延迟的EDPC电路配置121和从公式(3)导出抽头权重以生成相应的滤波信号的抽头123。来自抽头123的输出去往放大器125，在127处将其与变换后的信号求和(下面的式(4))，以用于输出129。对于该实施例，抽头权重由公式(3)使用2T/3的延迟单位确定。同样，可以将替代的中心放大器/衰减器提供给另一输出131，希尔伯特变换与原始信号的负信号相加(以下公式5)，用于驱动调制器，如下所述。由于本文随后所述的原因和结果，信号带宽、抽头延迟间隔和抽头数之间的优选平衡取决于应用的性质而不同。例如，通过对抽头权重作了进一步的修改(如下文所述)，图1B所示的配置已被用于证明在DWDM波长和高达40km的距离下，对于50 Gbps/波长具有出色的传输性能，下面还将进行描述。
经滤波的信号只是将PAM4数据变换为PAM4 OSSB光信号的一部分。进一步期望提供根据公式(1)的具有同相和正交相位调制的光载波。优选地，通过使用来自EDPC的信号来驱动干涉式光学调制器，特别是马赫曾德尔型光学调制器(MZM)，来提供该调制。
这可以通过使用双驱动基础MZM(DDMZM)201或IQ嵌套 MZM 203来实现，分别如图2A(参见【9】)和图2B所示。IQ嵌套MZM 203包括I MZM 205和Q MZM 207，它们自身用于嵌套它们的MZM的相应臂209、211。图2A的基础MZM 201由于其简单性通常在适当的应用中是优选的。图2B的IQ嵌套MZM 203可以为原本可能是勉强可实现的应用提供更好的信号完整性范围，但是这样的实施例通常将涉及用于EDPC信号的附加反相放大器，从而具有更大的功率要求。MZM调制器包括与RF电极交互的半导体光波导。尽管基于铌酸锂的调制器是可商购的并且可以使用其他半导体/电光调制器类型，但是考虑到尺寸、效率和性能，基于磷化铟(InP)的 MZM是特别理想的。基于InP的IQ MZM可以从NeoPnics公司购得，并在其高带宽相干驱动器调制器(HB-CDM)产品中找到。此外，请注意，驱动MZM的无源电极213所需的电信号幅度实质上小于常规的OOK或PAM4信号。这是因为OSSB信号需要光载波与信号拍频相比于信号与信号拍频的较高比率。结果，可以使用来自EDPC的放大输出信号(如图1所示)直接驱动MZM，而无需其他驱动器放大器。
EDPC芯片的输出可以包括适合直接驱动MZM电极的基础放大器。在替代实施例中，使用模拟电放大器来放大EDPC芯片的输出，以向MZM电极提供驱动电流。来自EDPC的调制器信号在下面的公式中反应，其中公式(4)和(5)用于图2A，且公式(6)和(7) 用于图2B：
Figure BDA0002982948570000121
Figure BDA0002982948570000122
Figure BDA0002982948570000123
Figure BDA0002982948570000124
EDPC芯片相对于MZM的配置消除了对另外需要的发射器驱动器放大器的需求，从而进一步降低了相关的成本、尺寸和显著的功耗。如图1A和图1B所示，尽管可以在单个芯片或多个芯片中使用多个 FIR元件，但是可以将单个FIR配置为产生d1和d2两者的输出。关于公式(6)和(7)，EDPC芯片可以进一步包括缓冲放大器，用于接收求和单元的输出以将信号引导至输出。缓冲放大器可以很容易地配置为输出正输出或负输出或二者，或者可以用作集成驱动器。输出单元(图1A中的107和图1B中的127)可以包括求和单元和缓冲放大器，并且对于适当的实施例，缓冲放大器可以输出正输出和负输出，如图1A和图1B中的虚线所示。
色散(CD)预补偿
为了进一步改进传输距离，我们描述了在模拟EDPC中包括部分光纤色散预补偿的替代实施例。由于传输链路的实际长度通常无法用于收发器，因此必须对接收器端的CD进行估计或自适应补偿。由于进行估计会涉及额外的功耗，因此该估计不太可能在实践中使用。由短距离PAM4芯片提供的接收器自适应均衡器中的受功耗限制的抽头数量限制了能够自适应补偿的最大色散。为了说明的目的，目前可以假设接收器的自适应均衡器能够补偿与最大传输长度L相对应的 CD。由于自适应均衡的对称性，这意味着可以由接收器的自适应均衡器补偿的CD范围在-CDL和+CDL之间。我们发现，通过预补偿与在发射器侧的传输距离为L的固定等价对应的色散，可以有效地扩展有意义的光传输范围，从而使传输距离增加一倍。
为了详细说明，在两种极限情况下考虑建议的预补偿方法：
1)传输距离为零：在发射器侧，具有相反符号的色散(-CDL) 将应用于该信号。由于该值在其补偿范围内，因此可以由接收器的自适应均衡器处理。
2)传输距离为2L。在发射器侧，具有相反符号的与传输长度L 对应的色散(-CDL)将再次应用于该信号，从而预补偿了传输长度的一半。在光纤中传播2L的距离后，在接收器端，残留的CD将等于 CDL。由于该值仍在其补偿范围内，因此可以再次由接收器的自适应均衡器进行处理。
因此，在这些实施例中，模拟EDPC被设计为同时提供组合的希尔伯特变换和色散预补偿。这是通过将希尔伯特变换器的抽头权重与色散预补偿FIR的抽头权重进行卷积来实现的。CD预补偿FIR的抽头权重可以通过计算光纤设备长度L的色散光纤传递函数H(f)的共轭的傅里叶逆变换来获得【8】。
Figure BDA0002982948570000131
其中D是光纤色散参数，L是光纤的长度，λ是信号的波长，f 是低通等效频率，c是光速。
图3A(模块301)和图3B(模块303)中示出了基于具有希尔伯特变换和光纤CD预补偿(以下称为“HT+CD-1”)的EDPC的光收发器模块，分别适用于2λx 50Gbps和1λx 100Gbps。虽然图3A 和图3B均被设想用作100G QSFP28模块，但是光学模块可以按照行业MSA下的QSFP28、DD-QSFP、OSFP、CFP2或CFP8标准的可插拔封装实现。可以轻松地将图3A中的双波长2x50 G光收发器301 简化为用于无线前传或中途或无源光网络(PON)应用的单波长50Gbps QSFP或SFP光收发器模块。
参考图3A，光收发器模块301包括2x 50Gbps PAM4 DSP 311，该PAM4 DSP 311在接收侧连接到2波长接收器光学子组件(ROSA) 313，该2波长ROSA从解复用器315接收两个波长分离的光信号，解复用器315连接到进入该模块的光学输入317。ROSA 313通常包括用于每个波长的光电检测器(例如PIN二极管或APD(雪崩光电二极管))和跨阻放大器(TIA)，并将光信号转换为电信号。解复用器315可以包括光栅、滤波器和/或基于1∶2马赫曾德尔干涉仪的解复用器。来自PAM4 DSP 311的传输信号被引导到2x模拟EDPC 321，其可以是两个模拟电路，如图1A和图1B所示。从2x模拟EDPC到 2x MZM 323的预补偿信号，2x MZM 323从λ1激光器325和λ2激光器327接收光输入，这些光被调制并引导到输出329。
参考图3B，光收发器模块303包括1×100Gbps PAM4 DSP 331，其在接收侧连接到1波长ROSA 333，该1波长ROSA 333从进入该模块的光学输入335接收一波长光信号。ROSA333通常包括光电探测器(例如PIN或APD)和TIA，用于将一波长的光信号转换为电信号。来自PAM4 DSP 331的传输信号被引导到1x模拟EDPC 341，其可以是模拟电路，如图1A或图1B所示。从1x模拟EDPC 341到 1x MZM 343的预补偿信号，1x MZM 343从λ1激光器345接收光输入，该光输入被调制并引导到输出349。
为了将CD预补偿与希尔伯特变换一起应用，以下公式9至公式 12替代了图2的仅基于希尔伯特变换的公式。对于图3A的两个λ实施例，使用d1、d2、d3和d4，对于图3B的一个λ实施例，仅使用d1和d2。
Figure BDA0002982948570000141
Figure BDA0002982948570000142
Figure BDA0002982948570000143
Figure BDA0002982948570000151
Figure BDA0002982948570000152
F-1＝傅立叶逆变换
通过调整来自模拟芯片内两个FIR元件(公式(9)和(10)的一个FIR且公式(11)和(12)的一个FIR)的每个抽头的衰减输出，可以将模拟电路设计为近似执行公式9至公式12中的期望变换。在支持多个同时发射波长和/或传输光纤的收发器实施例中，优选地，模拟EDPC芯片可以包括用于同时过滤多个信号流的多个FIR组。例如，在上面的示例中，模拟EDPC可以具有两个并行的FIR组，一个用于相对于信号m1求解公式(9)和(10)，另一个用于相对于信号 m2求解公式(11)和(12)。特别是，FIR的响应可以写成：
Figure BDA0002982948570000153
其中c(t)分别设置为等于d1、d2、d3和d4，δ表示狄拉克三角函数，其中cn是抽头权重，且τ是模拟滤波器的延迟周期，例如T(图 1A)或2T/3(图1B)(或其他适当的延迟)，T为符号率。2N+1等于抽头数。这种关系可以通过针对设定数量的抽头进行仿真来评估，或者可以凭经验进行校正。用电子滤波器校正通信失真的一般理论在 Rudin的“使用横向滤波器的自动均衡”(IEEE Spectrum，1967年1 月，第53-59页)中有描述，该内容引入本文作为参考。
如图4A和图4B所示，在光收发器模块301(图3A)内可以存在双波长发射器的两个替代结构403、405之一。第一种结构(图4A) 具有集成的光学合成器407，因此输出被连接到单根光纤409，该光纤转而可以连接到具有100GHz间隔的40+信道DWDM多路复用器，或者通过暗光纤连接到远程接收器。第二结构405(图4B)具有两个发射器输出光纤411、413，它们可以连接到具有50GHz间隔的80+信道DWDM多路复用器的两个输入端口。80+信道DWDM多路复用器通常由分别具有偶数和奇数(ITU-T)信道的两个40+信道DWDM 多路复用器组成，可以通过交织器进行组合。
类似地，如图5A和图5B所示，光收发器模块301(图3A)的双波长光接收器可以具有与两个发射器结构相对应的两个不同的替代结构之一。图5A的结构对应于图3A所示的结构。例如，来自40+信道DEMUX的光输入光纤505由与图3的解复用器315对应的两信道DEMUX507接收。两信道DEMUX 507的λ1输出被引导到ROSA 509，两信道DEMUX 507的λ2输出被引导到ROSA 511。参考图5B，分别承载处于λ1和λ2的输入的独立光纤521、523将它们各自的输入引导到ROSA 525和ROSA527。输入光纤521、523可以例如来自 80+信道DEMUX，其通常由两个40+信道DWDM解复用器组成，两个40+信道DWDM解复用器分别具有偶数和奇数ITU-T信道，可以通过交织器进行组合。
通过使波长、PAM4信道和模拟希尔伯特变换器的数量变为四倍，可以将图3A和图3B中的模块概念扩展到400Gbps DD-QSFP(或 OSFP、CFP2、CFP8)收发器模块，如图6A和图6B所示。具体地，图3A和图3B中的基于具有希尔伯特变换和光纤CD预补偿(下文称为“HT+CD-1”)的EDPC的光收发器模块301、303可以扩展到400 Gbps，分别适用于8λx 50Gbps和4λx100Gbps。虽然图6A和图6B 分别被特别预期用作400G QSFP28模块，但是光学模块可以按照行业MSA下的QSFP28、DD-QSFP、OSFP、CFP2或CFP8标准的可插拔封装实现。
参考图6A，光收发器模块601包括8x50Gbps PAM4 DSP 611，其在接收侧连接至8波长接收器光学子组件(ROSA)613，该ROSA 613从解复用器615接收8波长分离的光信号，解复用器615连接至进入该模块的光学输入617。ROSA 613通常包括用于每个波长的光电检测器，并将光信号转换为电信号。解复用器615可以包括光栅、干涉滤波器和/或基于AWG的解复用器。来自PAM4 DSP 611的传输信号被引导到8x模拟EDPC 621，其可以是八个模拟电路，如图1A 和图1B所示。从8x模拟EDPC到8x MZM 623的预补偿信号，8x MZM 623从由八个(λ1...λ8)激光器构成的激光器组625接收光学输入，该八个光学输入由八信道多路复用器627调制并被引导到输出 629。对于解复用功能的描述可以使用类似的复用元件。
参考图6B，光收发器模块603包括4x100Gbps PAM4 DSP 631，其在接收侧连接到4波长ROSA 633，该4波长ROSA 633从进入该模块的光学输入635接收一波长光信号。ROSA633通常包括光电探测器(例如PIN或APD)和TIA，用于将一波长光信号转换为电信号。来自PAM4 DSP 631的传输信号被引导到4x模拟EDPC 641，其可以是模拟电路，例如图1A和图1B所示。从4x模拟EDPC 641到 4x MZM 643的预补偿信号，4x MZM 643接收来自由四个(λ1...λ4) 激光器645构成的激光器组的光学输入，这些光学输入由四信道多路复用器647调制并被引导到输出649。
图中的N：1多路复用器和1：N解复用器只是多种可能配置的示例。同样，在多路复用器之后的光路上有无源(固定)色散补偿元件。为了附图的目的，可以在多路复用器的框内考虑无源色散补偿元件，尽管在实际设备中可以将其单独封装。而且，对于未示出多路复用器的实施例，可以存在无源色散元件，该无源色散元件在光路中的位置基本上在多路复用器的位置而没有复用功能。可以使用Mx1耦合器和L：1多路复用器/解复用器的组合来执行相同的功能。在 DWDM应用的情况下，还可以使用多个TX光纤和RX光纤，以及 MPO(多光纤推入式)连接器。
在附图的模块表示中，所有PAM4 DSP芯片都可以最初设计用于短距离(≤10km)和低功耗，并且通常包括主机侧SERDES(串行器/解串器)、线路侧前向纠错(FEC)编码器/解码器，线路侧均衡器(例如CTLE、前馈和判决反馈均衡器)、MSB/LSB幅度和偏斜调整、数模转换器(DAC)和模数转换器(ADC)和许多其他功能。可以想象，这些PAM4 DSP芯片可以进一步被不需要DAC和ADC 的更简单的基于模拟的实现所替代。但是，模拟PAM4芯片中的前馈均衡器抽头的数量可能不足以针对所需的传输距离获得对色散的充分后补偿。同样，模拟PAM4芯片通常不包含FEC。虽然我们知道FEC编码增益越高，均衡器越强(例如，抽头越多)，则传输距离就越长。给定现有的基于DSP的PAM4芯片的成熟度，似乎大体上更适合将其用于本文描述的收发器模块。
迭代式抽头权重优化
如公式(5)-(8)所示使用HT+CD-1抽头权重的驱动信号是基于理论计算的。实际上，发射器和接收器的带宽也会影响性能。因此，基于可配置的FIR滤波器，我们可以将计算出的HT+CD-1抽头权重用作初始条件，并寻求改进的抽头权重，改进的抽头权重还可以通过收敛过程同时补偿发射器带宽限制和接收器带宽限制。放大器/衰减器输出的调整用于调整抽头权重。当实际距离与优化目标不同时，针对某个目标距离优化的抽头权重的性能可能会迅速下降。为了获得在较宽的传输距离范围内工作的一组抽头权重，在此建议对所需范围内的多个传输距离(或光纤长度)执行联合优化的过程。请注意，此过程也可以用于优化单个传输距离。
搜索算法使用在发送测试信号通过长度为L1，..LN。的一组光纤后获得的EVM(误差矢量幅度)的加权和作为优化度量J。
Figure BDA0002982948570000181
其中wn是可以调整以实现期望的EVM与距离分布的任意权重。在图7中描绘了用于实现迭代抽头权重优化的系统701的架构的示意图。发射器703可以是本文所述的收发器的发射器组件之一。发射器 703随后将光从光纤组705输出到各个光纤中，然后将光传送到接收器707。接收器707使用合适的处理器来计算EVM，并将该EVM发射到与发射器703和接收器707两者相连的控制器709。为了方便起见，控制器709可以在准备收发器的制造/配置过程中使用，并且可以是模拟电路、数字处理器或两者的组合。控制器709可以用于配置 FIR，并且最终用户通常不会使用它，尽管控制器709可以在使用一段时间后的后续时间期间用于重新配置FIR。
注意，在一条生产线中，可以使用可编程色散补偿器来模拟CD，以替代长度为L1..LN的一组物理光纤链路。对于可编程色散补偿器的描述，参见例如授权给Weiner的美国专利6,879,426，名称为“用于光信号的与可编程偏振无关的相位补偿的系统和方法”，该专利通过引用并入本文。对于具有n个抽头的EDPC，最佳抽头搜索是一个n 维优化问题，通常可以通过一种已知的搜索方法(例如最陡下降)来求解该n维优化问题。在实际的设备中，抽头的数量可以小，n≤5，并且其值必须指定为有限范围内的整数(在随后描述的实验的设备中，其值为-100至100之间的整数)。对于这种情况，很可能会使用图8 的流程图所示的简化搜索过程。
将抽头权重视为向量h是很方便的，向量h是通过级联分别产生信号d1(公式(9))和d2(公式(10))所需的抽头权重而形成的。例如，考虑具有五个模拟抽头的EDPC。然后，产生信号d1的抽头权重为[I1 I2 I3 I4 I5]，且产生信号d2的抽头权重为[Q1 Q2 Q3 Q4 Q5]。那么，向量h为[I1 I3 I2 I4 I5 Q1 Q2 Q3 Q4 Q5]。观察到，中间的抽头权重的改变比外部的抽头权重的改变对EDPC性能的影响更大。因此，优选按其重要性的顺序调整抽头权重。为此，按重要性降序对向量h进行排序很方便，h＝[I3 Q3 I2 Q2 I4 Q4 I1 Q1 I5 Q5]，然后从头到尾调整h 的元素。迭代搜索最佳抽头。最初，控制器加载具有该抽头权重的 EDPC，该抽头权重是被分析计算为希尔伯特变换和与目标光纤长度 L之一对应的CD预补偿权重的卷积。然后，信号随后发射到优化目标光纤集中的每个光纤，且通过控制器从接收器获得EVM值。优化成本函数由控制器根据公式(14)计算。
无论是从可编程色散补偿器仿真J还是使用连接到光接收器的一组光纤长度进行测量，都可以使用类似的迭代过程。参考图8中的迭代过程801，指定(803)在期望范围内的一组光纤长度(L1，...，LN) 及其重要性(w1，...，wN)，如上文在公式(14)中所述。然后，按照前一段落中指示的重要顺序以步长s(可由用户选择作为合理的初始值)指定(805)初始抽头权重。像大多数随机收敛优化过程一样，步长的初始值会影响朝向获得最佳结果的收敛速度和收敛质量之间的平衡。对于给定的设置，通常有必要根据期望质量评估不同的初始步长，以确定优选值或范围。将向量h0加载(807)到EDPC。对于每个L，发射(809)信号以获得EVM1，...，EVMN。使用这些值，计算(811)成本函数J0(h0)的初始值。
在每次迭代k(图8的813)上，控制器通过分别将抽头权重之一增加并减少被指定为步长s的值来生成两个测试抽头权重集合h+和h-。然后，通过将抽头权重向量加载到EDPC，为每个光纤长度L1..N发射测试信号并根据公式(14)将所获得的EVM求和，获得与向量 h、h+和h-对应的三个成本函数J、J+和J-。接下来，比较成本函数值，并选择具有相应h的最小函数值，以用于下一次迭代。迭代将继续进行，直到成本函数停止减少为止。迭代分别遍历每个抽头，其中参数“i”对抽头进行计数。在这种情况下，步长s将减半，并且迭代将继续。该循环一直持续到步长等于1为止。
提出的搜索程序已通过模拟光链路中的最终EDPC进行了验证。
图9A示出了由发射器产生的模拟发射光学眼图，该发射器具有 EDPC抽头权重，该权重是通过对10km的光纤进行希尔伯特变换和色散预补偿的计算卷积而获得的，其中目标传输距离为20km(即无迭代优化)。由于确定性滤波器是针对10km计算的，因此即使没有Rx自适应均衡器，在10km传输之后也可以看到开放的眼图。因此，图9B示出了DSP处理之前的接收信号电平的眼图，可以看出眼几乎没有，但仍然是开放的。请注意，如果在20公里的光纤上传输了相同的预补偿光信号，则在DSP之前不会看到任何开放的眼，这是因为仅针对该距离的一半对所传输的信号仅进行预补偿，因此，剩余的 10km色散会冲洗掉开放的眼。图9C和图9D示出了当使用优化的抽头(通过图8中的搜索算法获得)时的发射和接收的眼图。我们可以看到眼图相对于图9A和图9B有了明显的改进。
基于上述内容，可以使用短途PAM4 DSP芯片找到适用于40km 范围内任何距离的一组抽头权重(当仅使用5个EDPC抽头时)。通过设置L＝20km和基于希尔伯特变换和CD预补偿(HT+CD-1)的一组初始权重，以及随后通过所述迭代搜索找到的一组优化的权重，可以找到这组抽头权重。如果使用这组抽头权重会使链路性能不佳，我们可以替代选择使用两组抽头权重并选择最佳抽头权重作为链路初始化的一部分。在这种情况下，通过如下操作来寻找第一抽头权重：例如，设置L＝10km(如前所述细化实际的抽头权重)以覆盖0 至20km之间的距离；并类似地通过细化L＝30km左右以覆盖20 至40km之间的距离来确定第二组抽头权重。这两组抽头权重可以保存在收发器配置存储器中，并且在实际的光纤设备上启用收发器时，可以选择最佳性能的适当设置。根据功耗要求，可以使用更多抽头来进一步提高链路BER性能或增加传输距离。例如，图1所示的5个抽头可以增加到7或9个抽头。
PAM4 ODSB
以上，所描述的收发器实施例全部基于OSSB传输。出于某些考虑，优选使用常规的光学双边带(ODSB)传输。对于这些实施例，不执行希尔伯特变换。在收发器的另一实施方式中，EDPC芯片也可以有利地用于ODSB信号传输中。到两个MZI电极的驱动信号是：
Figure BDA0002982948570000211
Figure BDA0002982948570000212
其中
Figure BDA0002982948570000213
可以将相同的原理应用于线路侧光学器件基于1x100G，8x50G 或4x100G等的光收发器。抽头权重的优化过程仍然可以遵循图8中的过程。通常，在特定距离处，ODSB-PAM4收发器可以实现比 OSSB-PAM4更低的原始错误率。但是，针对ODSB-PAM4的优化抽头权重无法涵盖与OSSB-PAM4一样宽的传输距离范围。结果，将需要在收发器存储器中存储更多的用于不同距离范围的抽头权重组，这对于服务提供商而言可能在操作上不方便。
实验结果
遵循图3A中所示的光收发器配置，配置了一个现场实验，尽管仅激活了两个波长中的一个来演示本发明。实验使用了商用短程PAM4 DSP(它将主机侧4x25Gbps转换为线路侧2x50Gbps)。EDP C 芯片是用IBM 90nm 9HP SiGe BiCMOS工艺制造的模拟横向滤波器，截止频率为300GHz【12】。MZM结构如图2B所示。
在没有光色散补偿的直接40km光纤链路之后，我们获得了误码率(BER)，它是接收到的光功率的函数，如图10A所示。我们可以在此图中看到，当将预FEC BER阈值设置为1e-3(由实验中使用的 PAM4 DSP芯片确定)时，可实现在40km之后＜-10.5dBm，在20/30 km之后＜-11dBm的接收器灵敏度(最小接收光功率保持低于10-3原始错误率)。通过将我们的实验中较旧的TIA(频谱噪声密度为17pA/ √Hz)替换为最新的TIA(频谱噪声密度为12pA/√Hz)，可以进一步提高接收器灵敏度。
对于具有DWDM升压放大器和前置放大器的DWDM系统，我们还测量了BER性能与光信噪比(OSNR)的关系，如图10B所示。我们可以在该图中看到，当将预FEC BER阈值设置为1e-3(由黑色虚线示出)时，可以实现在40km之后＜33dB且在20/30km之后＜32 dB的所需OSNR。
上面在方括号中引用的参考文献，作为参考引入本文：
【1】http：//100glambda.com/specifications
【2】IEEE802.3bsTM/D3.5
【3】N.Eiselt等人，“Evaluation of Real-Time 8×56.25Gbps (400G) PAM-4forInter-Data Center Application Over 80km of SSMF at 1550nm(对于在1550nm处超过80km的SSMF在数据中心间应用的实时8×56.25Gbps(400G)PAM-4进行评估)”，J.LightwaveTech.， 35(4)，955-962，2017。
【4】S.Yin等人，“100-km DWDM Transmission of 56-Gbps PAM4 perλviaTunable Laser and 10-Gbps InP MZM(通过可调激光器和10 Gbps InP MZM，每λ56GbpsPAM4的100km DWDM传输)”， Photon.Tech.Lett.，27(24)，2531-2534，2015。
【5】美国专利9,722,722 B2，2017年8月1日。
【6】美国专利9,553,670 B2，2017年1月24日。
【7】M.Morsy和D.V.Plant，“A comparative study of technology options fornext generation intra-and inter-datacenter interconnects(下一代数据中心内和数据间互连技术选择的比较研究)”，W4E.1，2018 年光纤通信大会。
【8】M.Sieben等人，“Optical Single Sideband Transmission at 10 GbpsUsing Only Electrical Dispersion Compensation(仅使用电色散补偿以10Gbps进行光单边带传输)”，J.Lightwave Tech.，第17卷，第10册，第1742-1749页，1999年10月。
【9】美国专利5,880,870，1999年3月9日。
【10】美国专利7,206,520 B2，2007年4月17日。
【11】L.R.Rabiner和R.W.Schafer，“On the behavior of minimax FIR digitalHilbert transformers(关于minimax FIR数字希尔伯特变换器的行为)”，贝尔系统技术.J.，第53卷，第2册，第363-390页， 1974年2月。
【12】Edem Ibragimov等人，“Coherent Analog Low Power，Small Size 400/200/100GB/s Receiver Based on Bipolar SiGe Technology(基于双极SiGe技术的相干模拟低功耗，小型400/200/100GB/s接收器)”， Th1A.5，2018年光纤通信大会。
上面的实施例旨在是说明性的而不是限制性的。附加实施例在权利要求书之内。另外，尽管已经参考特定实施例描述了本发明，但是本领域技术人员将认识到，可以在形式和细节上进行改变而不背离本发明的精神和范围。限制通过引用以上文件的任何结合，使得未结合与本文的明确公开相反的主题。除非另外特别指出，就本文用组分、元素、成分或其他分隔物描述特定结构、组合物和/或方法的程度而言，应理解本文的公开内容涵盖特定实施例，包含特定组分、元素、成分、其他分隔物或其组合的实施方例，以及基本上由此类特定组分、成分或其他分隔物或其组合组成的实施例，这些实施例可以包括不改变主题基本性质的其他特征，如在讨论中所建议的那样。

Claims (25)

1.一种用于n级脉冲幅度调制PAMn光学符号的光收发器模块，其中n≥2，所述光收发器模块在主机上的电子数据信号与通过光通信设备以一波特率传输的光学符号之间提供接口，所述光收发器模块包括：
接收器部，包括至少一个光电接收器，以将接收到的光信号转换成模拟电信号；
PAMn数字信号处理DSP电路，至少提供与电子主机数据的逻辑接口、前向纠错(FEC)功能、对来自光接收器的电信号进行模数转换、对转换后的接收信号进行数字自适应滤波并将滤波后的接收信号重构为数据；
发射器部，包括至少一个激光器和至少一个干扰调制器；以及
模拟横向滤波器电路，被配置为电子色散预补偿器EDPC，用于对由PAMn DSP提供的PAMn传输信号进行滤波，
其中，从所述EDPC发射的滤波后的信号连接到干扰调制器的信号输入。
2.根据权利要求1所述的光收发器模块，其中，所述EDPC滤波器电路包括：包括至少三个抽头的有限冲激响应滤波器、用于调整抽头权重的放大器/衰减器以及用于组合来自抽头的信号的电合成器。
3.根据权利要求2所述的光收发器模块，其中，所述至少三个抽头是5个抽头、7个抽头或9个抽头。
4.根据权利要求2或3所述的光收发器模块，其中，所述放大器/衰减器是现场可编程的。
5.根据权利要求2至4中任一项所述的光收发器模块，其中，所述EDPC还包括针对来自所述电合成器的输出的集成驱动器，其中驱动器输出功率额定值足以直接驱动所述干扰调制器。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的光收发器模块，其中，所述EDPC对所述模拟信号实施近似希尔伯特变换。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的光收发器模块，其中，所述EDPC基于与由所述接收器提供的最大校正长度的一半的倍数相对应的预测失真来实施失真预校正。
8.根据权利要求7所述的光收发器模块，其中，所述失真预校正是从预存储的抽头权重的集合中选择的，其中，所述集合的成员代表最大校正长度的一半的不同倍数。
9.根据权利要求7或权利要求8所述的光收发器模块，其中，所述EDPC还实施近似希尔伯特变换。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的光收发器模块，其中，所述PAMn DSP是针对表1的MSA标准设计的PAM4芯片。
11.根据权利要求1至10中任一项所述的光收发器模块，其中，所述PAM光信号传送m*50Gbps/波长×信道的数据流，m≥1，并且所述模块在功能上被容纳在标准QSFP28、DD-QSFP、OSFP、CFP2或CFP8可插拔封装中。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的光收发器模块，其中所述干扰调制器是DDMZM，并且其中从所述EDPC向两个DDMZM臂提供两个调制器信号。
13.根据权利要求1至11中任一项所述的光收发器模块，其中所述干扰调制器是IQ嵌套的MZM，并且其中从所述EDPC向所述IQ嵌套的MZM的四个MZM臂提供四个调制器信号。
14.根据权利要求1所述的光收发器模块，还包括：固定的色散补偿模块，用于提供一定范围的可应用距离，所述可应用距离的最大距离长于所述范围的跨度。
15.一种用于利用以PAMn调制操作的光发射器的可读符号来扩展传输距离的方法，所述方法包括：
使用模拟横向滤波器电路对来自PAMn处理器的模拟调制器信号进行调节，以执行近似希尔伯特变换、色散预补偿或近似希尔伯特变换和色散预补偿两者，以形成调节后的调制器信号；以及
基于调节后的调制器信号，使用光学干涉调制器调制光学激光。
16.根据权利要求15所述的方法，其中，所述PAMn处理器包括被配置在收发器模块内的PAM4 DSP。
17.根据权利要求15或权利要求16所述的方法，其中，所述模拟横向滤波器电路使用至少三个抽头来近似希尔伯特变换。
18.根据权利要求15或权利要求16中任一项所述的方法，其中，所述模拟横向滤波器电路通过设置抽头权重来实施色散预补偿。
19.根据权利要求18所述的方法，其中，所述模拟横向滤波器还实施近似希尔伯特变换。
20.根据权利要求18所述的方法，其中，所述抽头权重可操作地选自预定的抽头权重的集合，其中，所述集合的成员为不同的色散累积提供补偿。
21.根据权利要求15至20中任一项所述的方法，其中，执行调制的光学干涉调制器是IQ嵌套的MZM，并且其中四个调制器信号被提供给所述IQ嵌套的MZM的四个MZM臂。
22.根据权利要求15至20中任一项所述的方法，其中，执行调制的光学干涉调制器是DDMZM，并且其中两个调制器信号被提供给所述DDMZM的两个臂。
23.一种用于确定模拟横向滤波器电路的抽头权重的方法，所述模拟横向滤波器电路被配置为调节来自PAMn处理器的模拟调制器信号以执行近似希尔伯特变换、色散预补偿或近似希尔伯特变换和色散预补偿两者，以形成调节后的调制器信号，所述方法包括：
对抽头权重进行迭代校正，以针对多种光纤长度的复合范围改善色散。
24.根据权利要求23所述的方法，其中，通过光接收器的误差矢量幅度测量来执行所述迭代校正，所述光接收器位于每个光纤长度的目标距离处。
25.根据权利要求23或权利要求24所述的方法，其中，针对多个不同的光纤长度复合范围确定抽头权重设置，并且将每个长度复合范围的所述设置存储在光收发器的数字存储器中，作为集合的成员以供操作选择。
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