WO2019004040A1 - 光送信機、光受信機及び光伝送システム - Google Patents

光送信機、光受信機及び光伝送システム Download PDF

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WO2019004040A1
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optical
signal
signals
grid
orthogonal polarization
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PCT/JP2018/023574
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松田　俊哉
徹 保米本
佳奈 益本
片山　勝
克俊 行田
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日本電信電話株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an optical transmitter for transmitting a multicarrier optical signal, an optical receiver for receiving a multicarrier optical signal, and an optical transmission system.
  • the development of 100 GbE standardization and optical modules is progressing against the background of rapid traffic increase in data centers.
  • the mainstream of the 100 GbE optical module is composed of IM-DD (Intensity Modulation-Direct Detection) transceivers with different 4 wavelength optical signals x 25 Gbit / s.
  • IM-DD Intensity Modulation-Direct Detection
  • CFP Central gigabit Form Factor Pluggable
  • QSFP Quad Small Form-factor Pluggable
  • WDM wavelength division multiplexing
  • small modules that are optical transceivers such as XFP (10 Gigabit Small Form Factor Pluggable) and SFP + (Small Form-Factor Pluggable Plus), which are standards for 10 G, have started to be marketed, and using these optical modules It is possible to construct a low cost WDM system.
  • XFP Gigabit Small Form Factor Pluggable
  • SFP + Small Form-Factor Pluggable Plus
  • PAM Pulse-Amplitude Modulation
  • PAM 8 Pulse-Amplitude Modulation
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and provides an optical transmitter, an optical receiver, and an optical transmission system capable of realizing long distance transmission by miniaturizing an optical module for performing optical communication. To be an issue.
  • the invention according to claim 1 is an optical transmitter for transmitting an orthogonal polarization multiplexed optical signal to an optical receiver through an optical fiber transmission line, wherein the optical transmitter has a predetermined frequency.
  • a light source that emits two optical carrier waves with a peak component of a frequency centered on a grid and having a central position sandwiching a predetermined frequency difference, and the two optical carriers are modulated with data of bit strings of 0 and 1 respectively 2
  • An optical transmitter comprising: an optical modulator for outputting one on / off modulation signal; and a polarizer for orthogonal polarization multiplexing of the two on / off modulation signals and outputting as the optical signal.
  • the optical receiver when the optical receiver receives the orthogonal polarization multiplexed optical signal, the peak components of the respective optical carriers sandwiching the frequency grid which is the center position of the frequencies of the two optical carriers are predetermined. The frequency difference goes away. If this frequency difference is used, it becomes possible to obtain two different reception signals, and by performing signal processing on this reception signal, it is possible to restore each on / off modulation signal in which each optical carrier is modulated by data. Each data to modulate an optical carrier can be obtained. Since the allowable loss value of the optical fiber transmission line is larger than that of a multilevel pulse amplitude modulation signal such as a four-level pulse amplitude modulation signal, the on-off modulation signal can be transmitted even if the optical fiber transmission line is lengthened.
  • the on / off modulation signal can be generated by a small and simple optical modulator that modulates the optical carrier with data of bit strings of 0 and 1, it is possible to miniaturize the optical transmitter equipped with this optical modulator. Can. Therefore, it is possible to realize long distance transmission by miniaturizing the optical module that carries the optical communication by mounting the optical transmitter.
  • the invention according to claim 2 is that the optical modulator outputs two quaternary pulse amplitude modulation signals obtained by modulating the two optical carriers with a pulse signal of four levels, respectively, and the polarizer is characterized in that The optical transmitter according to claim 1, wherein two four-value pulse amplitude modulation signals are orthogonal polarization multiplexed and output as the optical signal.
  • the optical fiber transmission line is lengthened accordingly Even if it can be transmitted. Therefore, long distance transmission can be realized.
  • the invention according to claim 3 modulates two optical carrier waves, each having a predetermined frequency difference and a peak component of a frequency separated by a predetermined frequency difference, with data of bit strings of 0 and 1, respectively.
  • An optical receiver for receiving, via an optical fiber transmission line, an optical signal obtained by orthogonal polarization multiplexing of two modulated on-off modulation signals, having an intersection on a frequency grid and having a full scale range of frequency grid intervals
  • An interleaver that transmits and branches two signals having different combining ratios of the optical signal components of the orthogonal polarization multiplexing by a filter having a transmission characteristic of light having a period equal to or twice as large and having an asymmetric output
  • a detector for detecting and converting the two branched signals into an electric signal, an A / D converter for converting the two electric signals converted by the detector into a digital signal, and the A / D converter.
  • An optical receiver characterized in that the two digital signals converted by the converter and a digital signal processor for restoring the
  • the on-off modulation signal to be restored has a larger allowable loss value of the optical fiber transmission line than a multi-level pulse amplitude modulation signal such as a four-level pulse amplitude modulation signal (Non-patent document 2). Transmission becomes possible even if it is long. Further, since the on / off modulation signal is obtained by modulating the optical carrier with data of bit strings of 0 and 1, it can be easily restored.
  • the arithmetic circuit configuration of the digital signal processor that performs the restoration can be made small and simple, it is possible to miniaturize the optical receiver on which the digital signal processor is mounted. Therefore, it is possible to realize long distance transmission by miniaturizing the optical module that carries the optical communication by mounting the optical receiver.
  • each of the two optical carrier waves having a predetermined frequency grid as a center and the peak components of the frequency sandwiching the center position with a predetermined frequency difference are 2 M values (M is 2 or more positive
  • signal Optical reception characterized by comprising: an A / D converter for converting; and a digital signal processor for recovering a 4-value pulse amplitude modulation signal on the transmission side from the two digital signals converted by the A / D converter. Machine.
  • the optical fiber transmission line is lengthened accordingly Even if it can be transmitted. Therefore, long distance transmission can be realized.
  • the invention according to claim 5 is an optical transmitter for outputting orthogonal polarization multiplexed optical signals, and an optical multiplexer for wavelength multiplexing optical signals output from a plurality of optical transmitters and outputting a wavelength multiplexed signal.
  • the optical receiver performs processing of modulating with the data of bit strings of 0 and 1 respectively, orthogonal polarization multiplexing of the two modulated on / off modulation signals, and outputting as an optical signal, and the optical receiver performs processing on the wavelength division multiplexing grid As well as having an intersection point, the full scale range is A filter having transmission characteristics of light having a division multiple grid interval and a period equal to or twice as large, and transmitting two signals having different combining ratios of the optical signal components of the orthogonal polarization multiplexing by a filter whose output is asymmetric
  • the optical transmission system is characterized in that processing is performed to branch, convert the branched two signals into digital signals after detection, and restore an on / off modulation signal on the transmission side from the converted two digital signals.
  • the optical receiver when the optical receiver receives the orthogonal polarization multiplexed optical signal in the wavelength multiplexing signal transmitted from the optical transmitter and transmitted through the optical fiber transmission line, the frequencies of the two optical carrier waves The peak components of the respective optical carrier waves sandwiching the wavelength division multiplexing grid which is the center position of are separated by a predetermined frequency difference. For this reason, it is possible to restore each on-off modulation signal obtained by modulating each optical carrier with data of bit strings of 0 and 1, respectively.
  • This on / off modulation signal has a larger allowable loss value of the optical fiber transmission line than a multi-level pulse amplitude modulation signal such as a four-level pulse amplitude modulation signal, so transmission becomes possible even if the optical fiber transmission line is lengthened accordingly .
  • the on / off modulation signal can be generated by a small and simple optical modulator that modulates the optical carrier with data of bit strings of 0 and 1, it is possible to miniaturize the optical transmitter equipped with this optical modulator. Can. Furthermore, the on / off modulation signal can be easily restored on the receiving side, and the arithmetic circuit configuration of the digital signal processor that performs restoration can be made small and simple. Therefore, the optical receiver having the digital signal processor can be miniaturized. Therefore, it is possible to realize long distance transmission by miniaturizing an optical module that carries an optical communication by mounting an optical transmitter and an optical module that carries an optical communication by mounting an optical receiver.
  • one of the two optical carrier waves having a predetermined wavelength division multiplex grid as a center and peak components of the frequencies sandwiching the central position separated by a predetermined frequency difference is selected.
  • the optical receiver includes: a first optical modulator that modulates with first data of one bit string; and a second optical modulator that modulates the other with second data of bit strings of 0 and 1 different from the first data.
  • two optical modulators are used in the optical transmitter to modulate two optical carriers with the first and second data of the 0 and 1 bit string
  • the optical receiver is provided with two photodetectors. It detects using one. Since the operation speed for detecting the 0 and 1 levels of the light detector is fast, the reception sensitivity of the light receiver is improved. When the reception sensitivity is improved, the transmission capacity can be increased while avoiding shortening of the distance of the optical fiber transmission line.
  • optical transmitter is centered on the given wavelength division multiplexing grid, two optical carrier peak component of the frequency sandwiching the center position separated by a predetermined frequency difference, each 2 M Modulate with a pulse signal of a value (M is a positive integer of 2 or more), perform processing of orthogonal polarization multiplexing of two 2 M- value pulse amplitude modulation signals obtained by this modulation, and outputting as an optical signal
  • the optical receiver has an intersection on the wavelength division multiplexing grid and has a light transmission characteristic in which the full scale range has a period equal to or twice as large as the wavelength division multiplexing grid interval, and the output is asymmetric.
  • the filter transmits and branches two signals having different combining ratios of the optical signal components of the orthogonal polarization multiplexing, converts the two branched signals into digital signals after detection, and converts the two converted digital signals.
  • the optical receiver when the optical receiver receives the orthogonal polarization multiplexed optical signal in the wavelength multiplexing signal transmitted from the optical transmitter and transmitted through the optical fiber transmission line, the frequencies of the two optical carrier waves The peak components of the respective optical carrier waves sandwiching the wavelength division multiplexing grid which is the center position of are separated by a predetermined frequency difference. Therefore, it is possible to restore each four-value pulse amplitude modulation signal obtained by modulating each optical carrier with a four-level pulse signal. Since the 4-level pulse amplitude modulation signal has a larger allowable loss value of the optical fiber transmission line than, for example, an 8-level pulse amplitude modulation signal or the like having a greater number of modulation levels, the optical fiber transmission line is lengthened accordingly Even if it can be transmitted. Therefore, long distance transmission can be realized.
  • an optical transmitter an optical receiver, and an optical transmission system which realize long distance transmission by miniaturizing an optical module for performing optical communication.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an optical transmission system using an optical transmitter and an optical receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the horizontal axis indicates the frequency of the optical signal
  • the left vertical axis indicates the intensity of the optical signal
  • the right vertical axis indicates the transmittance of the optical signal
  • the peak component of the carrier frequency and the transmission state of the reception signal The horizontal axis indicates the frequency of the optical signal
  • the left vertical axis indicates the intensity of the optical signal
  • the right vertical axis indicates the transmittance of the optical signal
  • the transmission signal when the peak component of the carrier frequency on the Ch1 side is higher than that on the Ch2 side FIG.
  • FIG. 1 It is a block diagram which shows the structure of the optical transmission system using the optical transmitter which concerns on the specific example of this embodiment, and an optical receiver.
  • the horizontal axis indicates the loss value [dB] of the VOA
  • the left vertical axis indicates the EVM (EVM of DP-OOK [%]) of the DP-OOK signal to the loss value
  • the right vertical axis is equivalent to the DP-OOK signal on the left vertical axis
  • EVM EVMofPAM4 [%]
  • PAM4 signal which is a multi-level modulation-demodulation signal of the bit rate of.
  • BitError Rate vertical axis
  • the normalization frequency interval horizontal axis
  • FIG. 7B is a waveform diagram of reception data of one channel h obtained by converting the DP-OOK signal shown in FIG. 7A into a digital signal by an ADC in an optical receiver.
  • FIG. 7B is a sampling waveform diagram of the output of ICA in the DSP in the optical receiver, of the DP-OOK signal shown in FIG. 7A. It is a figure which shows BitError Rate (vertical axis
  • FIG. 8B is a waveform diagram of reception data of one channel obtained by converting the DP-PAM signal shown in FIG. 8A into a digital signal by an ADC in an optical receiver. It is a sampling waveform figure of the ICA output in DSP in an optical receiver of the DP-PAM signal shown to FIG. 8A.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an optical transmission system using an optical transmitter and an optical receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the optical transmission system 10 shown in FIG. 1 includes an optical module 11 on the transmission side, an optical multiplexer 30, an optical fiber transmission path 40, an optical demultiplexer 50, and an optical module 12 on the reception side.
  • each of the optical modules 11 and 12 is a pluggable type in which the device can be freely attached and detached
  • the optical module 11 on the transmission side includes a plurality of optical transmitters 20a, 20b,.
  • the light module 12 on the receiving side includes a plurality of light receivers 60a, 60b,.
  • WDM wavelength division multiplexing
  • frequency grids of 50 GHz spacing have 80 waves to 96 waves each different in wavelength.
  • Each of the optical transmitters 20a to 20n and the optical receivers 60a to 60n is deployed in a number corresponding to 80 to 96 of the number of wavelengths.
  • the WDM frequency grid is also referred to as a WDM grid.
  • Each of the optical transmitters 20a to 20n includes a TLS (tunable laser sources) 21a and 21b and an OM (optical modulator) 22a and 22b, as represented by the optical transmitter 20a.
  • PBS Polarization Beam Splitter
  • These components will be described on behalf of the optical transmitter 20a.
  • the OM 22a constitutes a first light modulator described in the claims
  • the OM 22b constitutes a second light modulator described in the claims.
  • the two TLSs 21a and 21b are wavelength variable laser light sources, and emit carriers (optical carrier waves) c1 and c2 of two channels of different frequencies.
  • One of the two channels is called Ch1 (first channel), and the other is called Ch2 (second channel).
  • each TLS 21a and 21b emits carriers c1 and c2 of Ch1 and Ch2 from which the peak component of the carrier frequency is separated to a predetermined frequency difference ⁇ f (see FIG. 2) to the OMs 22a and 22b.
  • One OM 22a outputs a Ch1 OOK (On Off Keying) signal s1 by optically modulating the carrier c1 of Ch1 emitted from the TLS 21a with data D1 (first data).
  • the other OM 22b outputs a Ch2 OOK signal s2 by optically modulating the carrier c2 of Ch2 emitted from the TLS 21b with data D2 (second data).
  • Data D1 and D2 are bit strings of 0 and 1, respectively. As shown in FIG.
  • the OOK signals s1 and s2 of Ch1 and Ch2 are carriers c1 and c2 of which the frequency difference between the peak components P1 and P2 of the carrier frequency across the WDM grid at the center position f0 of the frequencies of Ch1 and Ch2 is ⁇ f. It becomes a signal including c2.
  • FIG. 2 shows the frequency of the optical signal on the horizontal axis, the intensity of the optical signal on the left vertical axis, and the transmittance of the optical signal on the right vertical axis.
  • the period (for example, 50 GHz) of the WDM grid of ⁇ fg interval is shown on both sides of the center position f0 of the frequencies of Ch1 and Ch2. That is, f0 ⁇ fg and f0 ⁇ 2 ⁇ fg are sequentially shown on the left side of f0, and f0 + ⁇ fg and f0 + 2 ⁇ fg are sequentially shown on the right side.
  • the horizontal solid curve i1 (x1) shown in the upper part of FIG. 2 is the transmitted signal i1 (FIG. 1) transmitted through the IL 61 of the light receivers 60a to 60n described later or the received signal x1 (FIG. 1) is shown.
  • the dashed horizontal curve i2 (x2) shows the transmitted signal i2 (FIG. 1) transmitted through the IL 61 or the received signal x2 (FIG. 1) obtained by digitizing the signal i2.
  • An arrow Y1 protruding rightward from a broken line frame surrounding the transmission signals i1 and i2 indicates that the transmittance of each of the curves i1 (x1) and i2 (x2) is represented by the transmittance of the right vertical axis.
  • a mountain-shaped solid curve P1a shown in the lower part of FIG. 2 represents a spread frequency spectrum when the carrier c1 of Ch1 is modulated with the data D1 on the transmission side.
  • a mountain-shaped wavy curve P2a represents a spread frequency spectrum when the carrier c2 of Ch2 is modulated with data D2 on the transmission side.
  • An arrow Y2 protruding leftward from a dashed line frame surrounding peak components P1 and P2 of the carrier frequency and the frequency spectrum P1a and P2a is a peak component P1 and P2 of the frequency of the carriers c1 and c2 and a frequency spectrum P1a and P2a of a mountain shape Indicates that the intensity of is represented by the intensity on the left vertical axis.
  • the PBS 23 shown in FIG. 1 generates a DP (Dual Polarization) -OOK signal Pa by multiplexing the OOK signals s1 and s2 of Ch1 and Ch2 with orthogonal polarization.
  • the DP-OOK signal Pa is output to the optical multiplexer 30.
  • DP-OOK signals Pb to Pn are output to the optical multiplexer 30 also from the other optical transmitters 20b to 20n.
  • the orthogonal polarization multiplexed OOK signals s1 and s2 have different wavelengths.
  • the optical multiplexer 30 wavelength-multiplexes the DP-OOK signals Pa to Pn output from the optical transmitters 20 a to 20 n to generate a wavelength multiplexed signal m 1 and transmits the wavelength multiplexed signal m 1 to the optical fiber transmission line 40.
  • the DP-OOK signals Pa to Pn do not interfere because all the wavelengths of the orthogonal polarization multiplexed OOK signals s 1 and s 2 are different.
  • an EDFA Erbium Doped Fiber Amplifier: not shown
  • the EDFA is an optical amplifier for compensating for the transmission loss of the optical fiber transmission line 40.
  • the optical demultiplexer 50 demultiplexes the wavelength multiplexed signal m1 transmitted through the optical fiber transmission line 40 into DP-OOK signals Pa to Pn for each of the optical transmitters 20a to 20n.
  • the demultiplexed DP-OOK signals Pa to Pn are input to the optical receivers 60a to 60n corresponding to the respective optical transmitters 20a to 20n.
  • Each of the optical receivers 60a to 60n includes an IL (Interleaver) 61, a PD (Photo Detector: photo detector or photodiode) 62a and 62b, and an ADC (ADC), as shown as a representative of the optical receiver 60a.
  • a digital analog converter (A / D converter) 63a and 63b, and a DSP (Digital Signal Processor: digital signal processor) 64 are provided. These components will be described as a representative of the optical receiver 60a.
  • the PDs 62a and 62b constitute a detector described in the claims. Also, the PD 62a constitutes a first light detector in the claims, and the PD 62b constitutes a second light detector in the claims.
  • the IL 61 is a 1-input 2-output asymmetric filter having a predetermined light transmission characteristic (transmittance), and when one optical signal is input, a large number of signals of the first wavelength are output from one output side. It outputs a large number of signals of the second wavelength symmetrical to the first wavelength from the other output side.
  • the transmission characteristics cross at the WDM grid, and the FSR (Full-Scale Range), which is the width of the input range, has a cycle equal to or twice that of the WDM grid.
  • the IL 61 is a filter having a light transmission characteristic in which the FSR has a cycle equal to or twice as large as the frequency grid interval, and the output is asymmetric.
  • the IL 61 transmits the DP-OOK signal Pa from the optical demultiplexer 50, that is, the DP-OOK signal Pa in which the OOK signals s1 and s2 of Ch1 and Ch2 are orthogonal polarization multiplexed, to one PD 62a.
  • the OOK signal s1 of Ch1 is easily transmitted as a signal on the output side connected, and the OOK signal s2 of Ch2 is easily transmitted as a signal on the output side connected to the other PD 62b.
  • the PDs 62a and 62b illustrated in FIG. 1 are semiconductor elements whose storage capacity changes according to input light, and convert an optical signal into an electrical signal.
  • the PD 62a converts the transmission signal i1, which is an optical signal, into an electric signal e1, and outputs the electric signal e1 to the ADC 63a.
  • the PD 62b converts the transmission signal i2, which is an optical signal, into an electric signal e2, and outputs the electric signal e2 to the ADC 63b.
  • the ADC 63a converts the electric signal e1 which is an analog signal into a digital reception signal x1 and outputs the digital reception signal x1 to the DSP 64.
  • the ADC 63 b converts the electric signal e 2 which is an analog signal into a digital reception signal x 2 and outputs the digital reception signal x 2 to the DSP 64.
  • Equation (3) can be obtained by removing ⁇ t from equation (2).
  • I 1 (t) and I 2 (t) Signals obtained by directly detecting the above s 1 (t) and s 2 (t) with a photodetector (PD) are I 1 (t) and I 2 (t), respectively. Considering that the band of PD is sufficiently narrow compared to ⁇ , I 1 (t) and I 2 (t) are expressed by the following equations.
  • the electric field transmittance for s 1 (t), s 2 (t) on the output side connected to PD 62 a of IL 61 is ⁇ h 11 , ⁇ h 12 , the output of PD 62 a is e 1 (t), and the output side connected to the other PD 62 b
  • the electric field transmittance for s 1 (t) and s 2 (t) is ⁇ h 21 , ⁇ h 22 and the output of PD 62 b is e 2 (t), e 1 (t) and e 2 (t) are It is expressed by a formula.
  • sampling data x1 and x2 of two received signals obtained by adding together OOK signals s1 and s2 which are intensity signals of Ch1 and Ch2 at different combining ratios are obtained.
  • the DSP 64 restores the direct detection signals I1 and I2 of the OOK signals s1 and s2 in which the carriers c1 and c2 of Ch1 and Ch2 on the transmission side are modulated by the data D1 and D2 from the two sampling data x1 and x2, An arithmetic process is performed to obtain data D1 and D2 from the detection signals I1 and I2.
  • This arithmetic processing is performed as follows. That is, since the OOK signals s1 and s2 of Ch1 and Ch2 are independent, the detection signals I1 and I2 are directly restored using an algorithm for separating two different signals, and the restored direct detection signals I1 and I2 The data D1 and D2 are obtained from.
  • the above algorithm is described, for example, in the independent component analysis described in Non-Patent Document 1.
  • the DSP 64 restores the direct detection signals I1 and I2 by using the following equation (8) in the algorithm.
  • H is a weighting factor for setting the direct detection signals I1 and I2 of the OOK signals s1 and s2 represented by the equation (7) to different combining ratios.
  • n is a positive integer representing the number of times of sampling
  • ⁇ T is a sampling interval.
  • the process of restoring the direct detection signals I1 and I2 of the OOK signals s1 and s2 will be further described using the above equation (8). Since the sampling data x1 and x2 input to the DSP 64 are equivalent to e1 and e2 as described above, they will be described using e1 and e2 below.
  • the component of the OOK signal s1 of Ch1 becomes large (Ch1> Ch2) in the reception signal e1 and the component of the OOK signal s2 of Ch2 becomes large (Ch1 ⁇ Ch2) in the reception signal e2.
  • the Ch1 and Ch2 signal components are orthogonal to each other in the respective carriers c1 and c2. Therefore, when they are received as they are, their respective intensities are combined. Therefore, it can not be determined which of the signal components of the carriers c1 and c2 is "1" or "0".
  • the reception signals e1 and e2 are represented by multiplying the direct detection signals I1 and I2 of the OOK signals s1 and s2 by the matrix H. From this, two different conditional expressions are obtained as shown in the above expression (8). By solving this equation (8), the direct detection signals I1 and I2 of the original transmission signals OOK signals s1 and s2 can be obtained (restored).
  • the interleaver characteristics are the same at WDM grid intervals, for example, f 0 ⁇ f g and f 0 + ⁇ f g. Therefore, even when the transmission signal wavelength shifts to another frequency grid, reception can be performed in the same manner. That is, no matter what frequency grid the OOK signals s1 and s2 are sent from the transmission side, the reception side receives the reception signals e1 and e2 in the same manner and directly detects the OOK signals s1 and s2. I1 and I2 can be restored.
  • the direct detection signals I1 and I2 of the OOK signals s1 and s2 restored by the DSP 64 are also binary OOK signals, and have higher reception sensitivity than PAM4 (quaternary pulse amplitude modulation) of the same bit rate. Also, since the determinant of order 2 holds for the DP-OOK signal of an arbitrary WDM grid as in the above equation (1), the optical module for transmitting and receiving the DP-OOK signal of an arbitrary WDM grid is also possible. , It becomes possible to apply the technique of this embodiment.
  • FIG. 5 A configuration of an optical transmission system 10A according to a specific example of the present embodiment is shown in FIG. 5, and a simulation operation of transmitting and receiving the optical signal will be described. However, in FIG. 5, the same elements as those in FIG.
  • the optical transmission system 10A of FIG. 5 is different from the optical transmission system 10 (FIG. 1) in that only one optical transmitter 20a and one optical receiver 60a are provided. (Variable Optical Attenuator) 41 and EDFA 42 are connected.
  • the optical transmission system 10A does not include the optical multiplexer 30 on the receiving side.
  • the VOA 41 is a variable optical attenuator that simulates the transmission loss (loss value) of the optical fiber transmission line 40.
  • the EDFA 42 is an optical amplifier for compensating for transmission loss, as described above. If the transmission loss is large, it is necessary to increase the gain of the EDFA 42. However, when the gain is increased, the noise also increases, and the influence of the noise makes it impossible to receive an optical signal. For this reason, in general, the distance of the optical fiber transmission line 40 is limited.
  • the optical transmission system 10A is an operation of transmitting and receiving an optical signal by the pair of optical transmitters 20a and the optical receiver 60a, and is the same as the optical transmission system 10 (FIG. 1) described above.
  • the EVM Error Vector
  • Magnitude: error vector amplitude) (non-patent documents 2, 3) is used for evaluation.
  • EVM is an indicator of the quality of the digital modulation signal, and indicates the amount of error of the received signal.
  • ICA Independent Component Analysis
  • the horizontal axis of FIG. 6 indicates the loss value [dB] of the VOA 41, and the left vertical axis indicates the EVM (EVM of DP-OOK [%]) of the DP-OOK signal Pa with respect to the loss value.
  • An arrow Y11 protruding leftward from the frame surrounding the DP-OOK signal Pa indicates that the EVM of the DP-OOK signal Pa is represented by a percentage of the left vertical axis.
  • EVM EVM of PAM 4 [%]
  • EVM EVM of PAM 4 [%]
  • PAM 4 signal 71 which is a multi-level modulation / demodulation signal of a bit rate equivalent to the DP-OOK signal on the left vertical axis is shown together on the right vertical axis.
  • An arrow Y12 projecting rightward from the frame surrounding the PAM4 signal 71 indicates that the EVM of the PAM4 signal 71 is expressed as a percentage of the right vertical axis. That is, the vertical axes of DP-OOK [%] and EAM [%] of PAM 4 are adjusted so that their bit error rates become equal.
  • the measurement example is made by the pair of optical transmitters 20a and the optical receiver 60a, it is configured by a plurality of optical transmitters 20a to 20n and optical receivers 60a to 60n (see FIG. 1). Similar results can be expected in the case.
  • ITU-T International Telecommunication Union Telecommunication Standardization Sector
  • BER bit error rate
  • the blind equalization algorithm As the blind equalization algorithm, the fastICA (independent component analysis) algorithm was used as described above.
  • the blind equalization algorithm is used to derive transmission signals s1 and s2 from the reception data x1 and x2 of the optical receiver 60a.
  • FIG. 7A after transmitting the 25 Gbit / s DP-OOK signal Pa1 transmitted from the optical transmitter 20a (FIG. 5) for 50 km (described as 25GDP-OOK @ 50 km in FIG. 7A), the variable optical attenuator (FIG.
  • the bit error rate (vertical axis) with respect to the normalized frequency interval (horizontal axis) when the optical input level to the optical receiver 60a is set to -19 dBm using the VOA 41) is shown.
  • Normalized subcarrier spacing is ⁇ f / baud rate (baud rate).
  • the frequency interval ⁇ f / baud rate on the horizontal axis is a 12.5 Gbaud signal with a scale “1.0” of 12.5 GHz. That is, the frequency interval is changed using a 25 Gbit / s DP-OOK signal Pa1 in which two 12.5 Gbaud signals are multiplexed (2 bits) as a transmission signal.
  • the BER below the FEC limit is achieved when the normalized frequency interval is 0.4 or more.
  • the reception waveform of channel 1 without fastICA is shown in FIG. 7B with respect to DP-OOK signal Pa1 at normalized frequency interval 0.4, and the reception waveform of channel 1 with fast ICA is shown in FIG. 7C.
  • the waveform shown in FIG. 7B is received by the optical receiver 60a.
  • the transmitted signal i1 of Ch1 transmitted through one of the ILs 61 is converted into an electrical signal e1 by the PD 62a and then converted into a digital signal by the ADC 63a Waveform.
  • This is a waveform corresponding to x1 of the above-mentioned equation (8), and the OOK signals s1 and s2 of Ch1 and Ch2 in the optical transmitter 20a are mixed at a predetermined ratio.
  • a waveform obtained by performing signal processing on the reception data x1 with the DSP 64 and estimating the OOK signals s1 and s2 becomes a waveform shown in FIG. 7C. That is, although the two OOK signals s1 and s2 are mixed and the waveforms shown in FIG. 7B can not be determined, as shown in FIG. 7C, the two OOK signals s1 and s2 can be determined by separating them. Thus, it can be seen that polarized signals can be separated by using fast ICA.
  • the DSP 64 when the DSP 64 performs the 1 and 0 determination on the sampling waveform (the waveform shown in FIG. 7C) of the ICA output in the DSP 64, it becomes data D1 and D2.
  • the 1 and 0 of the data D1 and D2 are compared with the original data D1 and D2 on the transmission side to derive the BER.
  • variable optical attenuator After transmitting the 50 Gbit / s DP-PAM4 signal Pb1 transmitted from the optical transmitter 20a (FIG. 5) for 25 km (described as 50 GDP-PAM 4 @ 25 km in FIG. 8A), the variable optical attenuator
  • the bit error rate (vertical axis) with respect to the normalized frequency interval (horizontal axis) when the optical input level to the optical receiver 60a is set to -19 dBm using the VOA 41) is shown.
  • the conditions of the scale of the horizontal axis and the vertical axis and the FEC limit are the same as in FIG. 7A.
  • the BER below the FEC limit was achieved when the normalized frequency interval on the horizontal axis in FIG. 8A was 0.6 or more. From this, it can be understood that the optical transmission system 10 of the present invention is also effective for the PAM4 signal Pb1.
  • FIG. 8A for comparison, after transmitting 25 km (denoted as 25 GSP-PAM 4 @ 25 km in the figure) of single polarization 25 Gbit / s SP-PAM 4 signal Pc 1, add this BER as ⁇ Pc 1 It showed.
  • the received waveform of channel 1 (Ch1) without fastICA is shown in FIG. 8B
  • the received waveform of channel 1 with fast ICA is shown. It is shown in FIG. 8C.
  • the waveform shown in FIG. 8C is an output waveform of a DFE (Decision Feedback Equalization: not shown) as a digital filter that makes a decision for a multilevel signal in the DSP 64.
  • the waveform in FIG. 8B is the same as the waveform at 25 km in FIG. 7B.
  • the transmission distance is extended from 25 km to 50 km. Nevertheless, it can be seen that better transmission characteristics are obtained.
  • the DP according to the present invention
  • the superiority of the transmission characteristics of the PAM4 signal Pb1 to the SP-PAM16 signal can be understood.
  • the DP-PAM4 signal Pb1 has less degradation than the SP-PAM16 signal.
  • the optical transmission system 10 having the optical transmitters 20a to 20n and the optical receivers 60a to 60n connected via the optical fiber transmission line 40 according to the present embodiment has the following characteristic configuration.
  • the optical transmission system 10 includes optical transmitters 20a to 20n that output DP-OOK signals Pa to Pn as orthogonal polarization multiplexed optical signals, and DP-OOK signals output from a plurality of optical transmitters 20a to 20n.
  • an optical demultiplexer 50 for demultiplexing the wavelength multiplexed signal m1 into DP-OOK signals Pa to Pn which are optical signals of each wavelength through the optical fiber transmission line 40, and an optical demultiplexer 50 And an optical receiver 60a that receives the DP-OOK signals Pa to pn.
  • the optical transmitter (for example, 20a) of the optical transmission system 10 is configured to include TLSs 21a and 21b as light sources, OMs 22a and 22b as optical modulators, and a PBS 23 as a polarizer.
  • the TLSs 21a and 21b center on a predetermined frequency grid, and emit carriers c1 and c2 of Ch1 and Ch2 in which peak components P1 and P2 (FIG. 2) of frequencies sandwiching the center position are separated by a predetermined frequency.
  • the OMs 22a and 22b output Ch1 and Ch2 OOK signals s1 and s2 obtained by modulating the carriers c1 and c2 of Ch1 and Ch2 with data D1 and D2 of bit strings 0 and 1 respectively.
  • the PBS 23 orthogonal polarization multiplexes the OOK signals s1 and s2 of Ch1 and Ch2 and outputs a DP-OOK signal Pa.
  • the optical receiver (for example, 60a) is configured to include an interleaver IL 61, PDs 62a and 62b, ADCs 63a and 63b, and a DSP 64.
  • the IL 61 has cross points on the frequency grid and has a transmission characteristic of light whose full scale range has a period equal to or twice as large as the frequency grid interval, and a filter whose output is asymmetric is
  • the signals of Ch1 and Ch2 different in the synthesis ratio of the components of the DP-OOK signal Pa are transmitted and branched.
  • the PDs 62a and 62b detect the branched transmission signals i1 and i2 of Ch1 and Ch2 and convert them into electric signals e1 and e2 of Ch1 and Ch2.
  • the ADCs 63a and 63b convert the electric signals e1 and e2 of Ch1 and Ch2 into reception data x1 and x2 of Ch1 and Ch2 which are digital signals.
  • the DSP 64 restores the direct detection signals I1 and I2 of the OOK signals s1 and s2 on the transmission side from the received data x1 and x2 of Ch1 and Ch2.
  • Data D1 and D2 are obtained from the direct detection signals I1 and I2.
  • the orthogonal polarization multiplexed DP-OOK signals Pa to Pn in the wavelength multiplexing signal transmitted from the optical transmitter (for example, 20a) and transmitted through the optical fiber transmission line 40 can be received by the optical receiver (for example, 60a), peak components P1 and P2 of carriers c1 and c2 sandwiching a wavelength division multiplexing grid which is the center position of the frequencies of carriers c1 and c2 of Ch1 and Ch2 are separated by a predetermined frequency difference. Therefore, it is possible to restore the direct detection signals I1 and I2 of the OOK signals s1 and s2 obtained by modulating the carriers c1 and c2 with the data D1 and D2 of the bit strings 0 and 1, respectively.
  • the direct detection signals I1 and I2 can be transmitted even if the optical fiber transmission line 40 is lengthened accordingly Become.
  • the OOK signals s1 and s2 can be generated by the OM 22a and 22b having a small and simple configuration in which the carriers c1 and c2 are modulated with data D1 and D2 of bit strings of 0 and 1, respectively, optical transmission on which the OMs 22a and 22b are mounted
  • the machine 20a can be miniaturized.
  • the OOK signals s1 and s2 can be easily restored on the receiving side, and the arithmetic circuit configuration of the DSP 64 that performs the restoration can be made small and simple.
  • the optical receiver 60a on which the DSP 64 is mounted can be miniaturized. Therefore, it is possible to realize long distance transmission by miniaturizing the optical module that carries the optical communication by mounting the optical transmitter 20a and the optical module that carries the optical communication by mounting the optical receiver 60a.
  • the optical transmitter 20a modulates the carriers c1 and c2 of Ch1 and Ch2 with data D1 and D2 by using two OMs 22a and 22b, and detects by using two PDs 62a and 62b by the optical receiver 60a. There is. Since the operation speed of the PDs 62a and 62b for detecting the 0 and 1 levels is high, the reception sensitivity of the optical receiver 60a is improved. When the reception sensitivity is improved, the transmission capacity can be increased while the distance of the optical fiber transmission line 40 is prevented from being shortened.
  • each of the OMs 22a and 22b modulates each of the carriers c1 and c2 of Ch1 and Ch2 with data D1 and D2, respectively, to convert Ch1 and Ch2 Output OOK signals s1 and s2.
  • PAM4 signals quadternary pulse amplitude modulation signals of Ch1 and Ch2 are output instead of the OOK signals s1 and s2 of Ch1 and Ch2.
  • PAM4 is 4-level pulse amplitude modulation, and a bit string consisting of "0" and “1” is divided into four voltage levels, that is, “00", “L1 voltage”, and “01” “L2 voltage”. , [10] is [L3 voltage] and [11] is [L4 voltage], and the optical carrier wave is modulated by a pulse signal of four levels (voltage levels).
  • each of the carriers c1 and c2 of Ch1 and Ch2 may be modulated with a pulse signal of four levels to output PAM4 signals of Ch1 and Ch2.
  • the PBS 23 orthogonally polarization multiplexes the PAM 4 signals of Ch 1 and Ch 2 and outputs them to the optical multiplexer 30.
  • the IL 61 splits and transmits orthogonal polarization multiplexed Ch1 and Ch2 PAM4 signals and outputs the transmission signals i1 and i2 to the PDs 62a and 62b.
  • the PDs 62a and 62b directly detect the orthogonal polarization multiplexed Ch1 and Ch2 PAM4 signals as the transmission signals i1 and i2, respectively, and convert them into electric signals e1 and e2.
  • the ADCs 63a and 63b convert the electric signals e1 and e2 that are analog signals into digital reception data x1 and x2, and output the digital reception data x1 and x2.
  • the orthogonal polarization multiplexed Ch1 and Ch2 PAM4 signals as the transmission signals i1 and i2 transmitted through the IL 61 are directly detected by the PDs 62a and 62b, respectively, and converted into digital signals by the ADCs 63a and 63b.
  • two received data x1 and x2 are obtained by adding the PAM4 signals which are intensity signals of each Ch1 and Ch2 at different combining ratios.
  • the DSP 64 restores a PAM4 signal in which the carriers c1 and c2 of the transmitting side Ch1 and Ch2 are modulated by a pulse signal of four levels from the two received signals x1 and x2, and from this PAM4 signal An arithmetic process is performed to obtain a pulse signal.
  • the polarization multiplexed PAM2 M signal (2 M value pulse amplitude modulation signal) (M is a positive integer of 2 or more) is more than the 2 2 M value pulse amplitude modulation signal of the same transmission capacity, etc. Since the allowable loss value of the optical fiber transmission line 40 is large, transmission becomes possible even if the optical fiber transmission line 40 is lengthened accordingly. Therefore, long distance transmission can be realized.
  • Optical transmission system 11 Optical module on the transmission side 12
  • PBS (polarizer) Reference Signs List 30 optical multiplexer 40
  • optical fiber transmission line 50 optical demultiplexer 60a to 60n optical receiver 61 IL (interleaver) 62a, 62b PD (light detector) 63a, 63b
  • ADC A / D converter
  • 64 DSP digital signal processor

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Abstract

本発明に関わる光伝送システムは、光送信機（２０ａ～２０ｎ）が、所定の波長分割多重グリッドの中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定周波数差離れた２つの光搬送波を各々、０，１のビット列のデータで変調し、２つのオンオフ変調信号を直交偏波多重して光信号で出力する。光受信機（６０ａ～６０ｎ）が、波長分割多重グリッド上に交点を持ち、フルスケールレンジが周波数グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称のフィルタにより、直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２信号を透過して分岐し、分岐された２信号を検波後にデジタル信号に変換し、２つのデジタル信号から送信側のオンオフ変調信号を復元する。

Description

光送信機、光受信機及び光伝送システム
　本発明は、マルチキャリア光信号を送信する光送信機、マルチキャリア光信号を受信する光受信機及び光伝送システムに関する。
　データセンタの急速なトラフィック増大を背景として、１００ＧｂＥの標準化及び光モジュールの開発が進展している。１００ＧｂＥの光モジュールの主流は、異なる４波長の光信号×２５Ｇｂｉｔ／ｓのＩＭ－ＤＤ（Intensity Modulation-Direct Detection）送受信機で構成されている。データセンタ内の光トランシーバ等の光インタフェースとして、ＣＦＰ（Centum gigabit Form factor Pluggable）４やＱＳＦＰ（Quad Small Form-factor Pluggable）２８といった、より小型省電力のモジュールの開発が進んでいる。
　一方、直接データセンタ間を接続するために、波長分割多重（ＷＤＭ：Wavelength Division Multiplexing）グリッドの任意の光信号を出力する光モジュールの開発が進んでいる。例えば、１０Ｇ用の規格であるＸＦＰ（10 Gigabit Small Form Factor Pluggable）やＳＦＰ＋（Small Form-Factor Pluggable Plus）等の光トランシーバである小型モジュールの市販が始まっており、これらの光モジュールを用いることでコストが低いＷＤＭシステムの構築が可能となる。
"A. Hyvarinen, "Independent component analysis: algorithms and applications," Neural Network, vol.13, no.4-5, pp. 411-430 June (2000). W. Freude et al., "Quality Metrics for Optical Signals:Eye Diagram, Q-factor, OSNR, EVM and BER," Proc. ICTON 2012, Mo.B1.5, (2012). A. Vigano et al., "Performance Analysis in a PAM-4 Fiber Transmission IM-DD with Pre-compensation Filter," WSEAS Trans. Communications, vol.15, pp.317-322, (2016). E. Oja et al., "The FastICA Algorithm Revisited: Convergence Analysis," IEEE Trans. Neural Networks, vol.17, no.6, pp.1370-1381, November (2006).
　上述した異なる波長の光信号を用いる１００ＧｂＥ及び４０ＧｂＥの光モジュールをＷＤＭシステムに適用する場合、光モジュール内部の光分波器に大型の波長可変機能を備える必要があり、小型化の障害となっていた。
　波長分割多重に依らず、大容量波長可変光インタフェースを実現するには、多値変復調方式であるＰＡＭ（Pulse-Amplitude Modulation：パルス振幅変調）４やＰＡＭ８等を用いる方法がある。しかし、ＰＡＭ等による多値変復調方式では、例えばＸ軸にシンボル（点）が配列されるので、多値変調を行うとシンボル間の距離が縮む。このように、変調信号のシンボル間距離が短くなると受信感度が低下し、光ファイバ伝送路等の伝送距離が大幅に短くなってしまう。
　本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、光通信を行う光モジュールを小型化して長距離伝送を実現することができる光送信機、光受信機及び光伝送システムを提供することを課題とする。
　上記課題を解決するための手段として、請求項１に係る発明は、直交偏波多重された光信号を光ファイバ伝送路を介して光受信機へ送信する光送信機であって、所定の周波数グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を出射する光源と、前記２つの光搬送波を各々、０，１のビット列のデータで変調した２つのオンオフ変調信号を出力する光変調器と、前記２つのオンオフ変調信号を直交偏波多重して前記光信号として出力する偏光器とを備えることを特徴とする光送信機である。
　この構成によれば、光受信機で直交偏波多重された光信号を受信した際に、２つの光搬送波の周波数の中心位置である周波数グリッドを挟んだ各光搬送波のピーク成分が、所定の周波数差離れる。この周波数差を利用すれば、２つの異なる受信信号を得ることが可能となり、この受信信号に信号処理を施すことで、各光搬送波を各々データで変調した各オンオフ変調信号を復元できるので、各光搬送波を変調する各データを得ることができる。オンオフ変調信号は、４値パルス振幅変調信号等の多値パルス振幅変調信号よりも光ファイバ伝送路の許容損失値が大きいので、その分、光ファイバ伝送路を長くしても伝送可能となる。また、オンオフ変調信号は、光搬送波を０，１のビット列のデータで変調する小型且つ単純な構成の光変調器で生成可能なので、この光変調器を搭載する光送信機の小型化を図ることができる。従って、光送信機を搭載して光通信を行う光モジュールを小型化して長距離伝送を実現することができる。
　請求項２に係る発明は、前記光変調器が、前記２つの光搬送波を各々、４値のレベルのパルス信号で変調した２つの４値パルス振幅変調信号を出力し、前記偏光器は、前記２つの４値パルス振幅変調信号を直交偏波多重して前記光信号として出力することを特徴とする請求項１に記載の光送信機である。
　この構成によれば、各光搬送波を４値のレベルのパルス信号で変調した各４値パルス振幅変調信号を復元できる。４値パルス振幅変調信号は、これよりも変調するレベルの数が多い例えば１６値パルス振幅変調信号等よりも光ファイバ伝送路の許容損失値が大きいので、その分、光ファイバ伝送路を長くしても伝送可能となる。従って、長距離伝送を実現することができる。
　請求項３に係る発明は、所定の周波数グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を各々、０，１のビット列のデータで変調し、変調された２つのオンオフ変調信号を直交偏波多重した光信号を、光ファイバ伝送路を介して受信する光受信機であって、周波数グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが周波数グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタにより、前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐するインタリーバと、前記分岐された２つの信号を検波して電気信号に変換する検波器と、前記検波器で変換された２つの電気信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器で変換された２つのデジタル信号から送信側のオンオフ変調信号を復元するデジタル信号処理器とを備えることを特徴とする光受信機である。
　この構成によれば、送信側の２つの光搬送波がデータで変調されたオンオフ変調信号を復元し、この復元されたオンオフ変調信号から送信側のデータを得ることができる。復元されるオンオフ変調信号は、４値パルス振幅変調信号等の多値パルス振幅変調信号よりも光ファイバ伝送路の許容損失値が大きい（非特許文献２）ので、その分、光ファイバ伝送路を長くしても伝送可能となる。また、オンオフ変調信号は、光搬送波を０，１のビット列のデータで変調したものなので、容易に復元することができる。このため、その復元を行うデジタル信号処理器の演算回路構成を小型且つ単純な構成とできるので、このデジタル信号処理器を搭載する光受信機の小型化を図ることができる。従って、光受信機を搭載して光通信を行う光モジュールを小型化して長距離伝送を実現することができる。
　請求項４に係る発明は、所定の周波数グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を各々、２Ｍ値（Ｍは２以上の正の整数）のレベルのパルス信号で変調し、変調された２つの２Ｍ値パルス振幅変調信号を直交偏波多重した光信号を、光ファイバ伝送路を介して受信する光受信機であって、周波数グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが周波数グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタにより、前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐するインタリーバと、前記分岐された２つの信号を検波して電気信号に変換する検波器と、前記検波器で変換された２つの電気信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器で変換された２つのデジタル信号から送信側の４値パルス振幅変調信号を復元するデジタル信号処理器とを備えることを特徴とする光受信機である。
　この構成によれば、送信側の２つの光搬送波が４値のレベルのパルス信号で変調された４値パルス振幅変調信号を復元することができる。４値パルス振幅変調信号は、これよりも変調するレベルの数が多い例えば８値パルス振幅変調信号等よりも光ファイバ伝送路の許容損失値が大きいので、その分、光ファイバ伝送路を長くしても伝送可能となる。従って、長距離伝送を実現することができる。
　請求項５に係る発明は、直交偏波多重された光信号を出力する光送信機と、複数の光送信機から出力された光信号を波長多重して波長多重信号を出力する光合波器と、当該光合波器から出力される波長多重信号を光ファイバ伝送路を介して各波長の光信号に分波する光分波器と、当該光分波器で分波された光信号を受信する光受信機とを有する光伝送システムであって、前記光送信機は、所定の波長分割多重グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を各々、０，１のビット列のデータで変調し、変調された２つのオンオフ変調信号を直交偏波多重して光信号として出力する処理を行い、前記光受信機は、前記波長分割多重グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが波長分割多重グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタによって前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐し、当該分岐された２つの信号を検波後にデジタル信号に変換し、変換された２つのデジタル信号から送信側のオンオフ変調信号を復元する処理を行うことを特徴とする光伝送システムである。
　この構成によれば、光送信機から送信され、光ファイバ伝送路を伝送してきた波長多重信号中の直交偏波多重された光信号を光受信機で受信した際に、２つの光搬送波の周波数の中心位置である波長分割多重グリッドを挟んだ各光搬送波のピーク成分が、所定の周波数差離れる。このため、各光搬送波を各々０，１のビット列のデータで変調した各オンオフ変調信号を復元できる。このオンオフ変調信号は、４値パルス振幅変調信号等の多値パルス振幅変調信号よりも光ファイバ伝送路の許容損失値が大きいので、その分、光ファイバ伝送路を長くしても伝送可能となる。
　また、オンオフ変調信号は、光搬送波を０，１のビット列のデータで変調する小型且つ単純な構成の光変調器で生成可能なので、この光変調器を搭載する光送信機の小型化を図ることができる。更に、オンオフ変調信号は、受信側で容易に復元でき、復元を行うデジタル信号処理器の演算回路構成を小型且つ単純な構成とできる。このため、デジタル信号処理器を搭載する光受信機の小型化を図ることができる。
　従って、光送信機を搭載して光通信を行う光モジュールと、光受信機を搭載して光通信を行う光モジュールとを小型化して、長距離伝送を実現することができる。
　請求項６に係る発明は、前記光送信機は、所定の波長分割多重グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波の、一方を０，１のビット列の第１データで変調する第１光変調器と、他方を前記第１データと異なる０，１のビット列の第２データで変調する第２光変調器とを備え、前記光受信機は、前記フィルタにより分岐された２つの信号の、一方を検波する第１光検出器と、他方を検波する第２光検出器とを備えることを特徴とする請求項５に記載の光伝送システムである。
　この構成によれば、光送信機で光変調器を２つ使用して２つの光搬送波を、０，１のビット列の第１及び第２データで変調し、光受信機で光検出器を２つ使って検波している。光検出器の０，１のレベルを検波する動作速度は速いので、光受信機の受信感度が良くなる。受信感度が良くなると、光ファイバ伝送路の距離が短くなることを回避しながら伝送容量を増加させることができる。
　請求項７に係る発明は、前記光送信機は、所定の波長分割多重グリッドを中心とし、この中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を、各々２Ｍ値（Ｍは２以上の正の整数）のレベルのパルス信号で変調し、この変調により得られる２つの２Ｍ値パルス振幅変調信号を直交偏波多重して光信号として出力する処理を行い、前記光受信機は、前記波長分割多重グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが波長分割多重グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタにより、前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐し、当該分岐された２つの信号を検波後にデジタル信号に変換し、当該変換された２つのデジタル信号から送信側の２Ｍ値パルス振幅変調信号を復元する処理を行うことを特徴とする請求項５に記載の光伝送システムである。
　この構成によれば、光送信機から送信され、光ファイバ伝送路を伝送してきた波長多重信号中の直交偏波多重された光信号を光受信機で受信した際に、２つの光搬送波の周波数の中心位置である波長分割多重グリッドを挟んだ各光搬送波のピーク成分が、所定の周波数差離れる。このため、各光搬送波を４値のレベルのパルス信号で変調した各４値パルス振幅変調信号を復元できる。４値パルス振幅変調信号は、これよりも変調するレベルの数が多い例えば８値パルス振幅変調信号等よりも光ファイバ伝送路の許容損失値が大きいので、その分、光ファイバ伝送路を長くしても伝送可能となる。従って、長距離伝送を実現することができる。
　本発明によれば、光通信を行う光モジュールを小型化して長距離伝送を実現する光送信機、光受信機及び光伝送システムを提供することができる。
本発明の実施形態に係る光送信機及び光受信機を用いた光伝送システムの構成を示すブロック図である。 横軸に光信号の周波数を示し、左縦軸に光信号の強度、右縦軸に光信号の透過率を示し、キャリア周波数のピーク成分や受信信号の透過状態を示す図である。 横軸に光信号の周波数を示し、左縦軸に光信号の強度、右縦軸に光信号の透過率を示し、Ｃｈ１側のキャリア周波数のピーク成分がＣｈ２側よりも高い場合の透過信号を表す図である。 横軸に光信号の周波数を示し、左縦軸に光信号の強度、右縦軸に光信号の透過率を示し、Ｃｈ２側のキャリア周波数のピーク成分がＣｈ１側よりも高い場合の透過信号を表す図である。 本実施形態の具体例に係る光送信機及び光受信機を用いた光伝送システムの構成を示すブロック図である。 横軸にＶＯＡの損失値［ｄＢ］、左縦軸にその損失値に対するＤＰ－ＯＯＫ信号のＥＶＭ（ＥＶＭｏｆＤＰ－ＯＯＫ［％］）を示し、右縦軸に左縦軸のＤＰ－ＯＯＫ信号と同等のビットレートの多値変復調信号であるＰＡＭ４信号のＥＶＭ（ＥＶＭｏｆＰＡＭ４［％］）を示す図である。 ２５Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ－ＯＯＫ信号の正規化周波数間隔（横軸）に対するＢｉｔＥｒｒｏｒ Ｒａｔｅ（縦軸）を示す図である。 図７Ａに示すＤＰ－ＯＯＫ信号を、光受信機におけるＡＤＣによりデジタル信号に変換した一方のチャンネルｈの受信データの波形図である。 図７Ａに示すＤＰ－ＯＯＫ信号の、光受信機におけるＤＳＰ内のＩＣＡ出力のサンプリング波形図である。 ５０Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ－ＰＡＭ信号の正規化周波数間隔（横軸）に対するＢｉｔＥｒｒｏｒ Ｒａｔｅ（縦軸）を示す図である。 図８Ａに示すＤＰ－ＰＡＭ信号を、光受信機におけるＡＤＣによりデジタル信号に変換した一方のチャンネルの受信データの波形図である。 図８Ａに示すＤＰ－ＰＡＭ信号の、光受信機におけるＤＳＰ内のＩＣＡ出力のサンプリング波形図である。
　以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。
＜実施形態の構成＞
　図１は、本発明の実施形態に係る光送信機及び光受信機を用いた光伝送システムの構成を示すブロック図である。
　図１に示す光伝送システム１０は、送信側の光モジュール１１と、光合波器３０と、光ファイバ伝送路４０と、光分波器５０と、受信側の光モジュール１２とを備えて構成されている。但し、各光モジュール１１，１２は、機器を自在に着脱可能なプラガブル型であって、送信側の光モジュール１１は、各々が着脱自在な複数の光送信機２０ａ，２０ｂ，…，２０ｎを備える。受信側の光モジュール１２は、各々が着脱自在な複数の光受信機６０ａ，６０ｂ，…，６０ｎを備える。
　ＷＤＭ（波長分割多重）では、例えば、５０ＧＨｚの間隔の周波数グリッドで、各々波長が異なる８０波～９６波を有する。各々の光送信機２０ａ～２０ｎ及び光受信機６０ａ～６０ｎは、その波長数の８０～９６に対応した数、配備される。なお、ＷＤＭの周波数グリッドを、ＷＤＭグリッドとも称す。
　各光送信機２０ａ～２０ｎは、光送信機２０ａに代表して示すように、ＴＬＳ(Tunable laser sources：波長可変レーザ光源)２１ａ，２１ｂと、ＯＭ(optical modulator：光変調器)２２ａ，２２ｂと、ＰＢＳ(Polarization Beam Spliter：偏光器)２３とを備えて構成されている。これら構成要素を光送信機２０ａを代表して説明する。なお、ＯＭ２２ａは請求項記載の第１光変調器を構成し、ＯＭ２２ｂは請求項記載の第２光変調器を構成する。
　２つのＴＬＳ２１ａ，２１ｂは、波長可変レーザ光源であり、異なる周波数の２チャンネルのキャリア（光搬送波）ｃ１，ｃ２を出射するものである。２チャンネルの一方をＣｈ１（第１チャンネル）と称し、他方をＣｈ２（第２チャンネル）と称す。更に説明すると、各ＴＬＳ２１ａ，２１ｂは、キャリア周波数のピーク成分が予め定められた周波数差Δｆ（図２参照）離れるＣｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２を、ＯＭ２２ａ，２２ｂへ出射する。
　一方のＯＭ２２ａは、ＴＬＳ２１ａから出射されたＣｈ１のキャリアｃ１を、データＤ１（第１データ）で光変調することによりＣｈ１のＯＯＫ(On Off Keying：オンオフ変調)信号ｓ１を出力する。他方のＯＭ２２ｂは、ＴＬＳ２１ｂから出射されたＣｈ２のキャリアｃ２を、データＤ２（第２データ）で光変調することによりＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ２を出力する。データＤ１，Ｄ２は、０，１のビット列である。Ｃｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２は、図２に示すように、Ｃｈ１とＣｈ２の周波数の中心位置ｆ０のＷＤＭグリッドを挟んだキャリア周波数のピーク成分Ｐ１，Ｐ２の周波数差がΔｆのキャリアｃ１，ｃ２を含む信号となる。
　図２は、横軸に光信号の周波数を示し、左縦軸に光信号の強度、右縦軸に光信号の透過率を示す。横軸上には、Ｃｈ１とＣｈ２の周波数の中心位置ｆ０の両側に、Δｆｇ間隔のＷＤＭグリッドの周期（例えば、５０ＧＨｚ）を示している。つまり、ｆ０の左側にｆ０－Δｆｇ、ｆ０－２Δｆｇを順に示し、右側にｆ０＋Δｆｇ、ｆ０＋２Δｆｇを順に示している。
　図２の上方に示す横方向の実線曲線ｉ１（ｘ１）は、後述する光受信機６０ａ～６０ｎのＩＬ６１を透過した透過信号ｉ１（図１）又はこの信号ｉ１をデジタル化した受信信号ｘ１（図１）を示す。横方向の破線曲線ｉ２（ｘ２）は、ＩＬ６１を透過した透過信号ｉ２（図１）又はこの信号ｉ２をデジタル化した受信信号ｘ２（図１）を示す。透過信号ｉ１，ｉ２を囲む破線枠から右方向に突出る矢印Ｙ１は、各曲線ｉ１（ｘ１），ｉ２（ｘ２）の透過率が、右縦軸の透過率で表されることを示す。
　図２の下方に示す山形の実線曲線Ｐ１ａは、送信側においてＣｈ１のキャリアｃ１にデータＤ１で変調を掛けた際に拡がった周波数スペクトルを表す。山形の波線曲線Ｐ２ａは、送信側においてＣｈ２のキャリアｃ２にデータＤ２で変調を掛けた際に拡がった周波数スペクトルを表す。キャリア周波数のピーク成分Ｐ１，Ｐ２及び周波数スペクトルＰ１ａ，Ｐ２ａを囲む破線枠から左方向に突出る矢印Ｙ２は、キャリアｃ１，ｃ２の周波数のピーク成分Ｐ１，Ｐ２と、山形の周波数スペクトルＰ１ａ，Ｐ２ａとの強度が、左縦軸の強度で表されることを示す。
　図１に示すＰＢＳ２３は、Ｃｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を、直交偏波で多重することにより、ＤＰ(Dual Polarization：二重偏波)－ＯＯＫ信号Ｐａを生成する。このＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａは、光合波器３０へ出力される。これと同様に、他の光送信機２０ｂ～２０ｎからもＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐｂ～Ｐｎが光合波器３０へ出力される。全てのＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａ～Ｐｎにおいて、直交偏波多重されたＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２は全ての波長が異なっている。
　光合波器３０は、各光送信機２０ａ～２０ｎから出力されるＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａ～Ｐｎを波長多重して波長多重信号ｍ１を生成し、光ファイバ伝送路４０へ伝送する。この伝送時に、各ＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａ～Ｐｎは、各々において直交偏波多重されたＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の全ての波長が異なるので干渉しない。
　光ファイバ伝送路４０の途中には、図示せぬＥＤＦＡ（Erbium Doped Fiber Amplifier：エルビウム添加光ファイバ増幅器）が接続されている。ＥＤＦＡは、光ファイバ伝送路４０の伝送損失を補償するための光アンプである。
　光分波器５０は、光ファイバ伝送路４０を伝送されて来た波長多重信号ｍ１を、光送信機２０ａ～２０ｎ毎のＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａ～Ｐｎに分波する。この分波されたＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａ～Ｐｎは、各々の光送信機２０ａ～２０ｎに対応する光受信機６０ａ～６０ｎに入力される。
　各光受信機６０ａ～６０ｎは、光受信機６０ａに代表して示すように、ＩＬ(Interleaver：インタリーバ)６１と、ＰＤ(Photo Detector：光検出器、又はフォトダイオード)６２ａ，６２ｂと、ＡＤＣ(Digital Analog Converter：Ａ／Ｄ変換器)６３ａ，６３ｂと、ＤＳＰ(Digital Signal Processor：デジタル信号処理器)６４とを備えて構成されている。これら構成要素を光受信機６０ａのものを代表して説明する。なお、ＰＤ６２ａ，６２ｂは、請求項記載の検波器を構成する。また、ＰＤ６２ａは請求項記載の第１光検出器を構成し、ＰＤ６２ｂは請求項記載の第２光検出器を構成する。
　ＩＬ６１は、予め定められた光の透過特性（透過率）を有する１入力２出力の非対称なフィルタであり、１つの光信号が入力されると、一方の出力側から第１波長の信号を多く出力し、他方の出力側から第１波長に対称な第２波長の信号を多く出力するものである。このＩＬ６１は、透過特性がＷＤＭグリッドでクロスし、入力レンジの幅であるＦＳＲ（Full-Scale Range）がＷＤＭグリッドと等倍又は２倍の周期を持っている。言い換えれば、ＩＬ６１は、ＦＳＲが周波数グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタである。
　このＩＬ６１は、光分波器５０からのＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａ、つまり、Ｃｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２が直交偏波多重されたＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａを透過する際に、一方のＰＤ６２ａに繋がる出力側の信号としてＣｈ１のＯＯＫ信号ｓ１を透過し易く、他方のＰＤ６２ｂに繋がる出力側の信号としてＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ２を透過し易くなっている。
　図１に示すＰＤ６２ａ，６２ｂは、入力光に応じて、蓄電容量が変化する半導体素子であり、光信号を電気信号に変換するものである。ＰＤ６２ａは、光信号である透過信号ｉ１を電気信号ｅ１に変換し、ＡＤＣ６３ａへ出力する。ＰＤ６２ｂは、光信号である透過信号ｉ２を電気信号ｅ２に変換し、ＡＤＣ６３ｂへ出力する。
　ＡＤＣ６３ａは、アナログ信号である電気信号ｅ１をデジタルの受信信号ｘ１に変換し、ＤＳＰ６４へ出力する。ＡＤＣ６３ｂは、アナログ信号である電気信号ｅ２をデジタルの受信信号ｘ２に変換し、ＤＳＰ６４へ出力する。
　光信号ｓ１の伝搬方向をｚとすると、ｚ軸と直交するｘ軸方向とｙ軸方向への直交成分ｓ１ｘ，ｓ１ｙに分解することが可能であり、以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　…（１）
 
　ここで、｜Ａ１ｘ｜，｜Ａ１ｙ｜はそれぞれの振幅、ωは光信号キャリアの角周波数、ｋは波数、δは位相差である。ｚ＝０における式（１）は、ｓ１（ｚ，ｔ）＝ｓ１（ｔ）とすると以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　…（２）
　式（２）からωｔを除去すると、次の式（３）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
   …（３）
 
　これは楕円を表す式であり、ｓ１（ｔ）の電界は時間と共に楕円の軌道を描いて回転する。このとき、角周波数がω’＝ω＋Δωで、ｓ１（ｔ）に直交する偏光状態の光信号ｓ２（ｔ）は次の式（４）で表される。但し、｜Ａ２ｘ（ｔ）｜，｜Ａ２ｙ（ｔ）｜は、｜Ａ１ｘ（ｔ）｜／｜Ａ１ｙ（ｔ）｜＝｜Ａ２ｙ（ｔ）｜／｜Ａ２ｘ（ｔ）｜を満たす。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　…（４）
 
　上記ｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）をフォトディテクタ（ＰＤ）で直接検波して得られる信号をそれぞれＩ１（ｔ），Ｉ２（ｔ）とする。ＰＤの帯域はωに比べて十分に狭いことを考慮すると、Ｉ１（ｔ），Ｉ２（ｔ）は以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　…（５）
　ここで、ｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）がある光フィルタを通過する場合を考える。光フィルタのｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）に対する電界透過率を√ｈ１，√ｈ２（０＜ｈｉ＜１，ｉ＝１，２）とすると、光フィルタ通過後のｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）を同時にＰＤで直接検波して得られる信号ｅ（ｔ）は次の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　…（６）
 
　式（６）より、ｅ（ｔ）におけるｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）の差周波Δωの成分は、ｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）が直交する場合は打ち消され、ｅ（ｔ）はそれぞれを直接検波した強度信号Ｉ１（ｔ），Ｉ２（ｔ）の線形結合で表されることが分かる。
　ＩＬ６１のＰＤ６２ａに繋がる出力側のｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）に対する電界透過率を√ｈ１１，√ｈ１２、ＰＤ６２ａの出力をｅ１（ｔ）、他方のＰＤ６２ｂに繋がる出力側のｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）に対する電界透過率を√ｈ２１，√ｈ２２、ＰＤ６２ｂの出力をｅ２（ｔ）とすると、ｅ１（ｔ），ｅ２（ｔ）は次の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　…（７）
 
　つまり、ＩＬ６１を透過した透過信号ｉ１，ｉ２としての直交偏波多重されたＣｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を、各ＰＤ６２ａ，６２ｂでそれぞれ直接検波し、ＡＤＣ６３ａ，６３ｂでデジタル信号に変換する処理を行う。この処理によって、各Ｃｈ１，Ｃｈ２の強度信号であるＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を、異なる合成比で足し合わせた２つの受信信号のサンプリングデータｘ１，ｘ２が得られる。
　ＤＳＰ６４は、２つのサンプリングデータｘ１，ｘ２から、送信側のＣｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２がデータＤ１，Ｄ２で変調されたＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を復元し、この直接検波信号Ｉ１，Ｉ２からデータＤ１，Ｄ２を求める演算処理を行う。この演算処理は次のように行われる。即ち、各Ｃｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２は独立なため、異なる２つの信号を分離する処理を行うアルゴリズムを用いて直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を復元し、復元された直接検波信号Ｉ１，Ｉ２からデータＤ１，Ｄ２を求める。上記アルゴリズムは、例えば非特許文献１に記載された独立成分分析法等に記載されている。
　ここでは、ＤＳＰ６４は、アルゴリズムにおいて下式（８）を用いることで、直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を復元する。但し、Ｈは、式（７）で示したＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を異なる合成比とするための重み係数である。また、ｎはサンプリング回数を表す正整数であり、ｔ０はｎ＝１における時刻、ΔＴはサンプリング間隔である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　…（８）
 
　ここで、上式（８）を用いてＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を復元する処理について更に説明する。ＤＳＰ６４に入力されるサンプリングデータｘ１，ｘ２は、上述したように、ｅ１，ｅ２と等価なため、以下ｅ１，ｅ２を用いて説明する。ＩＬ６１を透過することにより、受信信号ｅ１ではＣｈ１のＯＯＫ信号ｓ１の成分が大きく（Ｃｈ１＞Ｃｈ２）なり、受信信号ｅ２ではＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ２の成分が大きく（Ｃｈ１＜Ｃｈ２）なる。Ｃｈ１とＣｈ２の信号成分は、各キャリアｃ１，ｃ２が直交しているので、そのまま受信すると、それぞれの強度が合成された状態となっている。このため、どちらのキャリアｃ１，ｃ２の信号成分が「１」か「０」か判別がつかない。
　しかし、前述したように、受信信号ｅ１，ｅ２はＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２に行列Ｈをかけた形で表される。このことから、上式（８）のように異なる２つの条件式が得られる。この式（８）を解けば元の送信信号であるＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２が得られる（復元される）ことになる。
　ＩＬ６１のインタリーバは周期性があるので、ＷＤＭグリッド間隔の例えばｆ０－Δｆｇとｆ０＋Δｆｇにおいて、インタリーバ特性が同じ特性となっている。このため、送信信号波長が他の周波数グリッドに移った場合でも同じように受信できる。つまり、送信側から各ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２が、どのような周波数グリッドで送られてきても、受信側では受信信号ｅ１，ｅ２を同じように受信して、ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を復元できる。
　なお、ＤＳＰ６４で復元したＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２も、２値ＯＯＫ信号であり、同等のビットレートのＰＡＭ４（４値パルス振幅変調）に比べて高い受信感度を持つ。また、任意のＷＤＭグリッドのＤＰ－ＯＯＫ信号に対しても上式（１）と同様に次数２の行列式が成り立つので、任意のＷＤＭグリッドのＤＰ－ＯＯＫ信号を送受信する光モジュールに対しても、本実施形態の技術を適用することが可能となる。
＜実施形態の具体例＞
　本実施形態の具体例による光伝送システム１０Ａの構成を図５に示し、その光信号送受信のシミュレーション動作について説明する。但し、図５において、図１と同一要素には同一符号を付し、その説明を省略する。
　図５の光伝送システム１０Ａが、光伝送システム１０（図１）と異なる点は、光送信機２０ａ及び光受信機６０ａが各々１台のケースであり、光ファイバ伝送路４０の途中に、ＶＯＡ(Variable Optical Attenuator）４１と、ＥＤＦＡ４２が接続されていることにある。なお、光伝送システム１０Ａでは、受信側に光合波器３０を備えない。
　ＶＯＡ４１は、光ファイバ伝送路４０の伝送損失（損失値）を模擬する可変光減衰器である。
　ＥＤＦＡ４２は、前述した通り、伝送損失を補償するための光アンプである。伝送損失が大きいと、ＥＤＦＡ４２のゲインを大きくする必要がある。しかし、ゲインを大きくすると雑音も大きくなり、この雑音の影響で光信号を受信できなくなる。このため、一般的に、光ファイバ伝送路４０の距離が制限されている。
　この光伝送システム１０Ａは、一対の光送信機２０ａ及び光受信機６０ａによる光信号の送受信動作であり、上述した光伝送システム１０（図１）と同じである。光伝送システム１０Ａでは、送信信号として、周波数間隔６．２５ＧＨｚの２×２５．８Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａを用い、伝送路損失を模擬したＶＯＡ４１の損失値に対する受信特性をＥＶＭ(Error Vector Magnitude：エラーベクトル振幅)（非特許文献２，３）を用いて評価している。ＥＶＭは、デジタル変調信号の品質の指標であり、受信信号の誤り量を示すものである。また、ＤＳＰ６４が用いるアルゴリズムとしては、非特許文献４等に記載の周知のｆａｓｔＩＣＡ( Independent Component Analysis：独立成分分析)アルゴリズムを用いた。
　図６の横軸にＶＯＡ４１の損失値［ｄＢ］を示し、左縦軸にその損失値に対するＤＰ－ＯＯＫ信号ＰａのＥＶＭ（ＥＶＭｏｆＤＰ－ＯＯＫ［％］）を示す。ＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａを囲む枠から左方向に突出る矢印Ｙ１１は、ＤＰ－ＯＯＫ信号ＰａのＥＶＭが左縦軸のパーセンテージで表されることを示す。
　また、比較対象として、右縦軸に、左縦軸のＤＰ－ＯＯＫ信号と同等のビットレートの多値変復調信号であるＰＡＭ４信号７１のＥＶＭ（ＥＶＭｏｆＰＡＭ４［％］）を併せて示す。ＰＡＭ４信号７１を囲む枠から右方向に突出る矢印Ｙ１２は、ＰＡＭ４信号７１のＥＶＭが右縦軸のパーセンテージで表されることを示す。
　つまり、ＤＰ－ＯＯＫ［％］とＰＡＭ４のＥＶＭ［％］は、それぞれのビットエラーレートが等しくなるよう縦軸が調整してある。
　ＤＰ－ＯＯＫ信号ＰａとＰＡＭ４信号７１とを、図６に横方向の波線７３で示すＢＥＲ（ビットエラーレート）＝１０－１２に相当するＥＶＭ［％］で比較すると、ＰＡＭ４信号７１における許容損失値が１３．５ｄＢに対して、本実施形態のＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａを用いることで２７ｄＢまで拡大している。これは、ＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａでは、ＶＯＡ４１の損失値をＰＡＭ４信号７１よりも１３ｄＢ位増やしても受信可能であることを示す。
　つまり、光ファイバ伝送路４０の損失係数が０．４５ｄＢ／ｋｍの場合、ＰＡＭ４信号７１の伝送距離は、１３．５ｄＢ÷０．４５ｄＢ／ｋｍ＝３０ｋｍである。ＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａの伝送距離は、２７ｄＢ÷０．４５ｄＢ／ｋｍ＝６０ｋｍである。このことから本実施形態の具体例では、６０ｋｍ－３０ｋｍ＝３０ｋｍの光ファイバ伝送路４０の延長化が可能となる。
　本具体例では、１対の光送信機２０ａと光受信機６０ａによる測定例となっているが、複数の光送信機２０ａ～２０ｎ及び光受信機６０ａ～６０ｎ（図１参照）で構成される場合も同様の結果が期待できる。
＜実験結果＞
　次に、図５に示した光伝送システム１０Ａの構成により光信号送受信の実験を行った際の結果について説明する。但し、図５の光送信機２０ａとＶＯＡ４１間に次の光ファイバが入った構成で実験した。光ファイバの長さは、ＤＰ－ＯＯＫの場合が５０ｋｍ、ＤＰ－ＰＡＭ４の場合が２５ｋｍであり、何れもＥＤＦＡ４２への入力レベルが一定になるようにＶＯＡ４１で調整した。
　但し、送信信号として、周波数間隔Δｆ、中心波長１５５２．５２ｎｍの１２．５Ｇｂａｕｄの偏波多重強度信号を用い、光損失が０．２８ｄＢ／ｋｍのＩＴＵ－Ｔ（International Telecommunication Union Telecommunication Standardization Sector）国際標準規格Ｇ．６５２の光ファイバ伝送後の符号誤り率（Bit Error Rate：BER）を測定し、伝送特性を評価した。
　なお、ブラインド等化アルゴリズムは、上記同様、ｆａｓｔＩＣＡ(独立成分分析)アルゴリズムを用いた。ブラインド等化アルゴリズムは、光受信機６０ａの受信データｘ１，ｘ２から送信信号ｓ１，ｓ２を導出するために用いる。
　図７Ａに、光送信機２０ａ（図５）から送信された２５Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａ１を５０ｋｍ（図７Ａには２５ＧＤＰ－ＯＯＫ＠５０ｋｍと記載）伝送後、可変光アッテネータ（図５のＶＯＡ４１）を用いて光受信機６０ａへの光入力レベルを－１９ｄＢｍに設定した場合の、正規化周波数間隔（横軸）に対するＢｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ（縦軸）を示す。
　但し、正規化周波数間隔（Normalized subcarrier spacing）は、Δｆ／ｂａｕｄ ｒａｔｅ（ボーレート）である。横軸の周波数間隔Δｆ／ｂａｕｄ ｒａｔｅは、目盛「１．０」が周波数間隔１２．５ＧＨｚの１２．５Ｇｂａｕｄ信号である。つまり、送信信号として、１２．５Ｇｂａｕｄを２つ多重（２ｂｉｔ）した２５Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａ１を用いて、周波数間隔を変化させたものである。
　上述したように、本実験結果（図７Ａ）では横軸のパラメータのふり方がシミュレーションの場合（図６）とは異なっている。つまり、ある損失値（例えば、図６の１９ｄＢ）で波長間隔を変えたらどうなるかの実験を行った。
　ＦＥＣ（Forward Error Correction：誤り訂正）リミットを横破線で示すＢＥＲ＝３．８×１０－３とすると、正規化周波数間隔が０．４以上でＦＥＣリミット以下のＢＥＲを達成した。正規化周波数間隔０．４のＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａ１に対して、ｆａｓｔＩＣＡが無い場合のチャンネル１の受信波形を図７Ｂに示し、ｆａｓｔ ＩＣＡが有る場合のチャンネル１の受信波形を図７Ｃに示す。
　図７Ｂに示す波形は、光受信機６０ａで受信され、例えば、一方のＩＬ６１を透過したＣｈ１の透過信号ｉ１をＰＤ６２ａで電気信号ｅ１に変換後、ＡＤＣ６３ａによりデジタル信号に変換したＣｈ１の受信データｘ１の波形である。これは、上述の式（８）のｘ１に相当する波形であり、光送信機２０ａにおけるＣｈ１及びＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２が所定の割合で混ざったものである。
　受信データｘ１をＤＳＰ６４で信号処理して、ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を推定した波形が、図７Ｃに示す波形となる。即ち、図７Ｂに示す波形は２つのＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２が混合しており双方の波形を判別できないが、図７Ｃのように、２つのＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を分離すると判別可能となる。このように、ｆａｓｔ ＩＣＡを用いることで偏波信号が分離できていることが分かる。
　即ち、ＤＳＰ６４内のＩＣＡ出力のサンプリング波形（図７Ｃに示す波形）を、ＤＳＰ６４で１，０判定を行うとデータＤ１，Ｄ２となる。このデータＤ１，Ｄ２の１，０を、送信側の元のデータＤ１，Ｄ２と比較してＢＥＲを導出している。
　次に、図８Ａに、光送信機２０ａ（図５）から送信された５０Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ－ＰＡＭ４信号Ｐｂ１を２５ｋｍ（図８Ａには５０ＧＤＰ－ＰＡＭ４＠２５ｋｍと記載）伝送後、可変光アッテネータ（ＶＯＡ４１）を用いて光受信機６０ａへの光入力レベルを－１９ｄＢｍに設定した場合の、正規化周波数間隔（横軸）に対するＢｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ（縦軸）を示す。なお、横軸及び縦軸の目盛及びＦＥＣリミットの条件は、図７Ａと同様である。
　ＤＰ－ＰＡＭ４信号Ｐｂ１によれば、図８Ａの横軸の正規化周波数間隔が０．６以上でＦＥＣリミット以下のＢＥＲを達成した。このことから、本発明の光伝送システム１０がＰＡＭ４信号Ｐｂ１に対しても有効であることが分かる。なお、図８Ａには、比較のために、単一偏波の２５Ｇｂｉｔ／ｓのＳＰ－ＰＡＭ４信号Ｐｃ１を２５ｋｍ（図には２５ＧＳＰ－ＰＡＭ４＠２５ｋｍと記載）伝送後、このＢＥＲを□Ｐｃ１で追記して示した。
　また、正規化周波数間隔０．６のＤＰ－ＰＡＭ４信号Ｐｂ１に対して、ｆａｓｔＩＣＡが無い場合のチャンネル１（Ｃｈ１）の受信波形を図８Ｂに示し、ｆａｓｔ ＩＣＡが有る場合のチャンネル１の受信波形を図８Ｃに示す。
　但し、図８Ｃに示す波形は、ＤＳＰ６４内において多値信号用の判定を行うディジタルフィルタとしての図示せぬＤＦＥ（Decision Feedback Equalization：判定帰還型等化器）の出力波形である。図８Ｂの波形は、図７Ｂの２５ｋｍ地点の波形と同じである。
　図８Ａに示す同一ビットレートの単一偏波ＰＡＭ４信号Ｐｂ１に対して、図７Ａに示す正規化周波数間隔０．６以上のＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａ１では、伝送距離が２５ｋｍから５０ｋｍに長延化したにも関わらず、より良い伝送特性が得られていることが分かる。
　また、図８Ａにおいて、２５Ｇｂｉｔ／ｓのＳＰ－ＰＡＭ４信号Ｐｃ１と、５０Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ－ＰＡＭ４信号Ｐｂ１とを比較すると、同一の光入力レベルでも伝送特性の劣化が僅かに留まっていることが分かる。
　同一ボーレートの５０Ｇｂｉｔ／ｓのＳＰ－ＰＡＭ１６信号（図示せず）が、ＳＰ－ＰＡＭ４信号Ｐｃ１に対して、理論的に約１２ｄＢ以上の光入力レベルが必要であることを考慮すると、本発明によるＤＰ－ＰＡＭ４信号Ｐｂ１のＳＰ－ＰＡＭ１６信号に対する伝送特性の優位性が分かる。言い換えれば、ＳＰ－ＰＡＭ１６信号よりもＤＰ－ＰＡＭ４信号Ｐｂ１の方は劣化が少ない。
＜実施形態の効果＞
　以上説明したように、本実施形態の光ファイバ伝送路４０を介して接続される光送信機２０ａ～２０ｎ及び光受信機６０ａ～６０ｎを有する光伝送システム１０を、次のような特徴構成とした。光伝送システム１０は、直交偏波多重された光信号としてのＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａ～Ｐｎを出力する光送信機２０ａ～２０ｎと、複数の光送信機２０ａ～２０ｎから出力されたＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａ～Ｐｎを波長多重して波長多重信号ｍ１を光ファイバ伝送路４０へ出力する光合波器３０とを有する。更に、波長多重信号ｍ１を光ファイバ伝送路４０を介して各波長の光信号であるＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａ～Ｐｎに分波する光分波器５０と、光分波器５０で分波されたＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａ～ｐｎを受信する光受信機６０ａとを有する。
　（１）光伝送システム１０の光送信機（例えば２０ａ）は、光源としてのＴＬＳ２１ａ，２１ｂと、光変調器としてのＯＭ２２ａ，２２ｂと、偏光器としてのＰＢＳ２３とを備えて構成されている。
　ＴＬＳ２１ａ，２１ｂは、所定の周波数グリッドを中心とし、この中心位置を挟んだ周波数のピーク成分Ｐ１，Ｐ２（図２）が所定の周波数差離れたＣｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２を出射する。ＯＭ２２ａ，２２ｂは、Ｃｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２を各々、０，１のビット列のデータＤ１，Ｄ２で変調したＣｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を出力する。ＰＢＳ２３は、Ｃｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を直交偏波多重してＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａを出力するようにした。
　光受信機（例えば６０ａ）は、インタリーバであるＩＬ６１と、ＰＤ６２ａ，６２ｂと、ＡＤＣ６３ａ，６３ｂと、ＤＳＰ６４とを備えて構成されている。
　ＩＬ６１は、周波数グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが周波数グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタにより、直交偏波多重のＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａの成分の合成比が異なるＣｈ１とＣｈ２の信号を透過して分岐する。ＰＤ６２ａ，６２ｂは、その分岐されたＣｈ１とＣｈ２の透過信号ｉ１，ｉ２信号を検波して、Ｃｈ１とＣｈ２の電気信号ｅ１，ｅ２に変換する。ＡＤＣ６３ａ，６３ｂは、Ｃｈ１とＣｈ２の電気信号ｅ１，ｅ２をデジタル信号であるＣｈ１とＣｈ２の受信データｘ１，ｘ２に変換する。ＤＳＰ６４は、Ｃｈ１とＣｈ２の受信データｘ１，ｘ２から送信側のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を復元する。この直接検波信号Ｉ１，Ｉ２からデータＤ１，Ｄ２を求める。
　この構成によれば、光送信機（例えば２０ａ）から送信され、光ファイバ伝送路４０を伝送してきた波長多重信号中の直交偏波多重されたＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａ～Ｐｎを光受信機（例えば６０ａ）で受信した際に、Ｃｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２の周波数の中心位置である波長分割多重グリッドを挟んだ各キャリアｃ１，ｃ２のピーク成分Ｐ１，Ｐ２が、所定の周波数差離れる。このため、各キャリアｃ１，ｃ２を各々０，１のビット列のデータＤ１，Ｄ２で変調した各ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を復元できる。この直接検波信号Ｉ１，Ｉ２は、ＰＡＭ４信号等の多値パルス振幅変調信号よりも光ファイバ伝送路４０の許容損失値が大きいので、その分、光ファイバ伝送路４０を長くしても伝送可能となる。
　また、ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２は、キャリアｃ１，ｃ２を０，１のビット列のデータＤ１，Ｄ２で変調する小型且つ単純な構成のＯＭ２２ａ，２２ｂで生成可能なので、このＯＭ２２ａ，２２ｂを搭載する光送信機２０ａの小型化を図ることができる。更に、ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２は、受信側で容易に復元でき、復元を行うＤＳＰ６４の演算回路構成を小型且つ単純な構成とできる。このため、ＤＳＰ６４を搭載する光受信機６０ａの小型化を図ることができる。従って、光送信機２０ａを搭載して光通信を行う光モジュールと、光受信機６０ａを搭載して光通信を行う光モジュールとを小型化して、長距離伝送を実現することができる。
　また、光送信機２０ａでＯＭ２２ａ，２２ｂを２つ使用してＣｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２を、データＤ１，Ｄ２で変調し、光受信機６０ａでＰＤ６２ａ，６２ｂを２つ使って検波している。ＰＤ６２ａ，６２ｂの０，１のレベルを検波する動作速度は速いので、光受信機６０ａの受信感度が良くなる。受信感度が良くなると、光ファイバ伝送路４０の距離が短くなることを回避しながら伝送容量を増加させることができる。
＜実施形態の変形例＞
　図１に示す実施形態の光伝送システム１０では、光受信機６０ａ～６０ｎにおいて、各ＯＭ２２ａ，２２ｂが、Ｃｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２の各々をデータＤ１，Ｄ２で変調して、Ｃｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を出力していた。
　変形例では、Ｃｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２に代え、Ｃｈ１とＣｈ２のＰＡＭ４信号（４値パルス振幅変調信号）を出力するようにした。
　ここで、ＰＡＭ４は、４値パルス振幅変調であり、「０」と「１」から成るビット列を、４つの電圧レベル、即ち、「００」を「Ｌ１電圧」、「０１」を「Ｌ２電圧」、「１０」を［Ｌ３電圧」、「１１」を「Ｌ４電圧」とした４値のレベル（電圧レベル）のパルス信号で、光搬送波を変調する方式である。
　そこで、各ＯＭ２２ａ，２２ｂにおいて、Ｃｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２の各々を、４値のレベルのパルス信号で変調して、Ｃｈ１とＣｈ２のＰＡＭ４信号を出力するようにしてもよい。この場合、ＰＢＳ２３は、Ｃｈ１とＣｈ２のＰＡＭ４信号を直交偏波多重して光合波器３０へ出力する。
　また、光受信機６０ａ～６０ｎにおいて、ＩＬ６１は、直交偏波多重されたＣｈ１とＣｈ２のＰＡＭ４信号を分岐して透過し、この透過信号ｉ１，ｉ２をＰＤ６２ａ，６２ｂへ出力する。ＰＤ６２ａ，６２ｂは、透過信号ｉ１，ｉ２としての直交偏波多重されたＣｈ１とＣｈ２のＰＡＭ４信号をそれぞれ直接検波し、電気信号ｅ１，ｅ２に変換する。ＡＤＣ６３ａ，６３ｂは、アナログ信号である電気信号ｅ１，ｅ２をデジタルの受信データｘ１，ｘ２に変換し、ＤＳＰ６４へ出力する。
　つまり、ＩＬ６１を透過した透過信号ｉ１，ｉ２としての直交偏波多重されたＣｈ１とＣｈ２のＰＡＭ４信号を、各ＰＤ６２ａ，６２ｂでそれぞれ直接検波し、ＡＤＣ６３ａ，６３ｂでデジタル信号に変換する処理を行う。この処理によって、各Ｃｈ１，Ｃｈ２の強度信号であるＰＡＭ４信号を、異なる合成比で足し合わせた２つの受信データｘ１，ｘ２が得られる。
　ＤＳＰ６４は、２つの受信信号ｘ１，ｘ２から、送信側のＣｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２が４値のレベルのパルス信号で変調されたＰＡＭ４信号を復元し、このＰＡＭ４信号から４値のレベルのパルス信号を求める演算処理を行う。
　この変形例のように、偏波多重ＰＡＭ２Ｍ信号（２Ｍ値パルス振幅変調信号）（Ｍは２以上の正の整数）は、これと同じ伝送容量の２２Ｍ値パルス振幅変調信号等よりも光ファイバ伝送路４０の許容損失値が大きいので、その分、光ファイバ伝送路４０を長くしても伝送可能となる。従って、長距離伝送を実現することができる。
　その他、具体的な構成について、本発明の主旨を逸脱しない範囲で適宜変更が可能である。
　１０，１０Ａ　光伝送システム
　１１　送信側の光モジュール
　１２　受信側の光モジュール
　２０ａ～２０ｎ　光送信機
　２１　ＴＬＳ
　２１ａ，２１ｂ　ＴＬＳ（光源）
　２２ａ，２２ｂ　ＯＭ（光変調器）
　２３　ＰＢＳ（偏光器）
　３０　光合波器
　４０　光ファイバ伝送路
　５０　光分波器
　６０ａ～６０ｎ　光受信機
　６１　ＩＬ（インタリーバ）
　６２ａ，６２ｂ　ＰＤ(光検出器)
　６３ａ，６３ｂ　ＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）
　６４　ＤＳＰ（デジタル信号処理器）

Claims (7)

  1. 　直交偏波多重された光信号を光ファイバ伝送路を介して光受信機へ送信する光送信機であって、
    　所定の周波数グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を出射する光源と、
    　前記２つの光搬送波を各々、０，１のビット列のデータで変調した２つのオンオフ変調信号を出力する光変調器と、
    　前記２つのオンオフ変調信号を直交偏波多重して前記光信号として出力する偏光器と
    　を備えることを特徴とする光送信機。
  2. 　前記光変調器は、前記２つの光搬送波を各々、４値のレベルのパルス信号で変調した２つの４値パルス振幅変調信号を出力し、
    　前記偏光器は、前記２つの４値パルス振幅変調信号を直交偏波多重して前記光信号として出力する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の光送信機。
  3. 　所定の周波数グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を各々、０，１のビット列のデータで変調し、変調された２つのオンオフ変調信号を直交偏波多重した光信号を、光ファイバ伝送路を介して受信する光受信機であって、
    　周波数グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが周波数グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタにより、前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐するインタリーバと、
    　前記分岐された２つの信号を検波して電気信号に変換する検波器と、
    　前記検波器で変換された２つの電気信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
    　前記Ａ／Ｄ変換器で変換された２つのデジタル信号から送信側のオンオフ変調信号を復元するデジタル信号処理器と
    　を備えることを特徴とする光受信機。
  4. 　所定の周波数グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を各々、２Ｍ値（Ｍは２以上の正の整数）のレベルのパルス信号で変調し、変調された２つの２Ｍ値パルス振幅変調信号を直交偏波多重した光信号を、光ファイバ伝送路を介して受信する光受信機であって、
    　周波数グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが周波数グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタにより、前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐するインタリーバと、
    　前記分岐された２つの信号を検波して電気信号に変換する検波器と、
    　前記検波器で変換された２つの電気信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
    　前記Ａ／Ｄ変換器で変換された２つのデジタル信号から送信側の４値パルス振幅変調信号を復元するデジタル信号処理器と
    　を備えることを特徴とする光受信機。
  5. 　直交偏波多重された光信号を出力する光送信機と、複数の光送信機から出力された光信号を波長多重して波長多重信号を出力する光合波器と、当該光合波器から出力される波長多重信号を光ファイバ伝送路を介して各波長の光信号に分波する光分波器と、当該光分波器で分波された光信号を受信する光受信機とを有する光伝送システムであって、
    　前記光送信機は、所定の波長分割多重グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を各々、０，１のビット列のデータで変調し、変調された２つのオンオフ変調信号を直交偏波多重して光信号として出力する処理を行い、
    　前記光受信機は、前記波長分割多重グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが波長分割多重グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタによって前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐し、当該分岐された２つの信号を検波後にデジタル信号に変換し、変換された２つのデジタル信号から送信側のオンオフ変調信号を復元する処理を行う
    　ことを特徴とする光伝送システム。
  6. 　前記光送信機は、所定の波長分割多重グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波の、一方を０，１のビット列の第１データで変調する第１光変調器と、他方を前記第１データと異なる０，１のビット列の第２データで変調する第２光変調器とを備え、
    　前記光受信機は、前記フィルタにより分岐された２つの信号の、一方を検波する第１光検出器と、他方を検波する第２光検出器とを備える
    　ことを特徴とする請求項５に記載の光伝送システム。
  7. 　前記光送信機は、所定の波長分割多重グリッドを中心とし、この中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を、各々２Ｍ値（Ｍは２以上の正の整数）のレベルのパルス信号で変調し、この変調により得られる２つの２Ｍ値パルス振幅変調信号を直交偏波多重して光信号として出力する処理を行い、
    　前記光受信機は、前記波長分割多重グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが波長分割多重グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタにより、前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐し、当該分岐された２つの信号を検波後にデジタル信号に変換し、当該変換された２つのデジタル信号から送信側の２Ｍ値パルス振幅変調信号を復元する処理を行う
    　ことを特徴とする請求項５に記載の光伝送システム。
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